WO2009142236A1 - 移動通信システムにおける通信装置及び通信方法 - Google Patents

移動通信システムにおける通信装置及び通信方法 Download PDF

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WO2009142236A1
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signal quality
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rate
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秀和 田岡
哲士 阿部
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株式会社 エヌ・ティ・ティ・ドコモ
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Definitions

  • the present invention relates to the technical field of mobile communication, and more particularly, to a communication apparatus and a communication method used in a mobile communication system using a multi-input multi-output (MIMO) scheme and an adaptive modulation channel coding (AMC) scheme. .
  • MIMO multi-input multi-output
  • AMC adaptive modulation channel coding
  • MIMO communication technology is attracting attention.
  • MIMO scheme the transmission speed or signal quality is improved by allowing each of a plurality of transmission streams to propagate in space differently.
  • the receiving side must properly separate multiple streams.
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • MLD Maximum Likelihood Detection
  • QRM-MLD QRM-MLD
  • Adaptive modulation channel coding may be performed from the viewpoint of improving the overall system throughput by transmitting at an appropriate transmission rate according to the channel state that changes with time. .
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the principle of the AMC method.
  • FIG. 1 schematically represents the throughput achievable with a specific MCS from the viewpoint of signal quality SINR.
  • the achievable transmission rates are higher in the order of MCS1, MCS2 and MCS3.
  • MCS is an abbreviation for Modulation and Coding Scheme.
  • a combination of the data modulation scheme and the channel coding scheme is determined in advance according to the achievable transmission rate (for example, MCS1, MCS2,).
  • the quality of the channel state can be estimated by the quality of signal quality such as SNR.
  • the higher the signal quality the higher the transmission rate can be used and the greater the throughput.
  • MCS1 or MCS2 can be used corresponding to a certain signal quality q1, but from the viewpoint of achieving a higher transmission rate (throughput), MCS2 (data modulation method is 16QAM, channel Code rate is 1/2.) Should be used.
  • the criterion for selecting the MCS may be, for example, a criterion that increases the throughput of individual users or a criterion that increases the throughput of the entire system.
  • MCS1 may be selected with priority given to the certainty of data transmission.
  • an appropriate transmission rate is appropriately used according to the channel state. Therefore, selecting an appropriate MCS is also referred to as link adaptation.
  • Fig. 2 shows an example of a system in which two antennas are prepared for transmission and reception, respectively, and the MLD method is used for signal separation.
  • stream # 1 is channel-coded, interleaved, and data-modulated before being transmitted from antenna # 1.
  • stream # 2 is separately channel-coded, interleaved, data-modulated, and then transmitted separately from antenna # 2.
  • signals received by the two antennas # 1 and # 2 are subjected to signal separation processing, and are separated into streams. Each stream after separation is deinterleaved separately and channel-decoded.
  • channel estimation is performed based on the received signal before signal separation, and as a result, link adaptation is performed.
  • the determination result of link adaptation (appropriate MCS) is fed back to the transmission side and used for subsequent stream transmission.
  • the received signal [r 1 r 2 ] T before signal separation can be expressed as follows (where “T” represents transposition).
  • r i Signal received by i-th receiving antenna h ij : Channel fluctuation between j-th transmitting antenna and i-th receiving antenna (channel matrix element) n i : noise at the i-th receiving antenna s j : symbol of the j-th stream, E ⁇
  • 2 ⁇ 1 (E represents an expected value) ⁇ 2 : Noise power.
  • the signal quality SINR can be easily derived for each stream after signal separation. More specifically, the signal quality SINR MMSE (1) related to stream # 1 and the signal quality SINR MMSE (2) related to stream # 2 can be calculated by the following equations.
  • an MCS suitable for signal quality can be easily determined for each stream.
  • An appropriate MCS can be determined using SINR MMSE (1) for stream # 1 and SINR MMSE (2) for stream # 2.
  • the symbol group becomes SML . Since signal detection is performed not for each stream but for each symbol group from all streams, it is not as easy to obtain the signal quality SINR for each stream as in the case of the MMSE method. If the SINR of each stream remains unknown, it will be difficult to perform AMC based on the principle shown in FIG. Therefore, it is conceivable to estimate SINR for each stream as follows.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a method example when the AMC method is adopted as the MIMO method.
  • the functional blocks in the figure are associated with the link adaptation unit of the conventional communication apparatus.
  • the first and second streams are transmitted, and three types of data modulation schemes of the first stream, QPSK, 16QAM, and 64QAM, are prepared and expressed as M 1 , M 2 , and M 3 , respectively. Is done.
  • For the data modulation scheme of the second stream three types of QPSK, 16QAM, and 64QAM are prepared, and are represented by M 1 , M 2 , and M 3 , respectively.
  • “for i 1: 3...
  • End indicates that the calculation is repeatedly performed while the variable i of the data modulation scheme Mi regarding the first stream is changed to 1, 2, and 3.
  • K kinds of channel coding rates are prepared (R 1 , R 2 ,..., R K ).
  • MCS is selected from the viewpoint of improving the overall throughput that can be achieved by the entire first and second streams.
  • a symbol error rate is estimated for each stream by a union bound symbol error probability calculation unit.
  • the symbol error rate SER (m) of the m-th stream is estimated by the following equation (refer to Patent Document 1 for this).
  • the symbol error rate SER (1), SER (2) estimated for each stream by the union bound symbol error probability calculation unit is the signal quality (desired signal power to undesired power ratio in the example shown) by the AWGN_SNR mapping unit. Converted to SINR (1), SINR (2).
  • the AWGN_SNR mapping unit obtains a desired signal power to undesired power ratio SINR that can be achieved at a specific symbol error rate for each stream in consideration of additive Gaussian noise.
  • the corresponding channel coding rate R k1 is derived from the data modulation scheme Mi and SINR (1).
  • the corresponding channel coding rate R k2 is derived from the data modulation scheme Mj and SINR (2).
  • the correspondence between signal quality and MCS (combination of data modulation scheme and channel coding rate) is determined in advance as shown in FIG. 4, for example.
  • the throughput calculation unit calculates the throughput (bps / Hz) for each stream based on the combination of the data modulation scheme and the channel coding rate. Throughput that can be achieved in each stream is combined, and the combined throughput is shown as “Thr_e” in the figure. When the combined throughput Thr_e is larger than a predetermined threshold Max_Thr, the data modulation scheme and channel coding rate derived for each stream are set as candidates used for data transmission.
  • An object of the present invention is to simplify and improve the accuracy of link adaptation in a mobile communication system using a MIMO scheme and an adaptive modulation channel coding scheme.
  • a communication apparatus used in one embodiment of the present invention is used in a mobile communication system that uses a MIMO scheme and an adaptive modulation channel coding scheme.
  • This communication device A communication apparatus used in a mobile communication system using a MIMO scheme and an adaptive modulation channel coding scheme, From a reference signal quality for each stream determined by a signal detection method different from the maximum likelihood estimation method, a processing unit that determines a data modulation method for each stream; A processing unit that determines a correction value according to the amount of interference received by each stream from the reference signal quality and data modulation method of each stream; A processing unit for adding a reference signal quality and a correction value of a stream and determining a signal quality for rate determination for the stream; A processing unit that determines, for each stream, a channel coding rate corresponding to the signal quality for rate determination; The determined data modulation scheme and channel coding scheme are communication apparatuses used for transmission of subsequent streams.
  • a communication apparatus is used in a mobile communication system that uses a MIMO scheme and an adaptive modulation channel coding scheme.
  • a processing unit 52 that determines a data modulation scheme for each stream from the reference signal quality q1 (referred to as the first signal quality for convenience) for each stream determined by a signal detection method (MMSE) different from the maximum likelihood estimation method.
  • MMSE signal detection method
  • a processing unit (54, 56) for determining a correction value ⁇ q according to the amount of interference received by each stream (for convenience, also referred to as the second signal quality q2) from the reference signal quality q1 and the data modulation scheme of each stream
  • a processing unit (adding unit) for adding a reference signal quality q1 and a correction value ⁇ q of a certain stream and determining a signal quality for rate determination q3 (also referred to as a third signal quality for convenience) for the certain stream
  • a processing unit 58 for determining a channel coding rate corresponding to the rate determining signal quality q3 (also referred to as a third signal quality for convenience) for each stream.
  • the determined data modulation scheme and channel coding scheme are used for transmission of subsequent streams.
  • the candidate for the data modulation scheme of each stream may be selected from a plurality of options, and the channel coding rate may be determined for the selected data modulation scheme.
  • the data modulation scheme and channel coding rate of each stream may be determined so that the throughput achievable with a plurality of streams is high. This is preferable from the viewpoint of ensuring a higher throughput by considering a plurality of candidates than when only a single candidate is considered.
  • the main candidate corresponding to the reference signal quality of each stream may be derived from the plurality of options of the data modulation scheme, and the channel coding rate may be determined for at least the main candidate.
  • Sub-candidates having rates that differ from the primary candidate rate by a predetermined level are determined for each of the first and second streams, and among all possible combinations of the data modulation schemes of the first and second streams, For a predetermined combination including the main candidate or the sub-candidate, the channel coding rate and throughput of each stream may be calculated. This is preferable from the viewpoint of improving the calculation efficiency by performing the calculation only on some probable candidates among all possible candidates.
  • the predetermined combination including the main candidate or the sub-candidate has a higher rate than the rate of the main candidate of the first stream and the main candidate of the second stream (main, main) or the main candidate of the first stream. And a combination of sub-candidates (sub, sub) having a lower rate than that of the main candidates of the second stream. This is preferable from the viewpoint of deriving candidates that can maintain the data throughput as constant as possible among a plurality of options.
  • the signal detection method different from the maximum likelihood estimation method may be a least mean square error (MMSE) method.
  • the MMSE method can calculate the signal quality for each stream relatively easily. This signal quality is used to specify the data modulation scheme. When finding an appropriate data modulation scheme, the accuracy of signal quality does not have to be so high, so using the MMSE method for that purpose is preferable from the viewpoint of increasing the efficiency of arithmetic processing.
  • the proportionality coefficient ⁇ used for calculating the correction value may be determined in advance according to a value that can be taken by the amount of interference received by the stream.
  • another stream becomes an interference stream with respect to a certain stream, and the detection accuracy of a certain stream depends on the detection accuracy of the interference stream. It is appropriate to determine the proportionality factor according to q2 related to the detection accuracy of the interference stream, depending on the degree of interference between streams, whether the rate determination signal quality q3 is closer to the upper limit value or the lower limit value. It is preferable from the viewpoint of adjusting.
  • the proportionality coefficient used for calculating the correction value of a certain stream may be determined according to a radio channel state and / or a data modulation scheme of another stream.
  • a signal detection method different from the maximum likelihood estimation method is a zero forcing (ZF) method.
  • ZF zero forcing
  • the matrix obtained by triangulating the channel matrix The first communication quality can also be estimated from the noise power. In this way, a circuit common to the signal separation unit can be used.
  • the rate determining signal quality q3 for a certain stream exceeds a predetermined value
  • the data modulation scheme of the certain stream may be changed. This is because when the correction value ⁇ q is large, the signal quality for rate determination q3 is considerably larger than the reference signal quality q1, and the appropriate data modulation method may change. It is preferable to leave a degree of freedom to change the data modulation method from the viewpoint of determining a more appropriate MCS.
  • the rate determining signal quality q3 for a certain stream exceeds a predetermined value
  • the channel coding rate of a stream other than the certain stream may be changed.
  • the data modulation scheme changes, the symbol error rate of the stream also changes, the interference on other streams also changes, and thus the MCS selected for other streams may change.
  • the amount of interference received by a stream may be derived from the symbol error rate (SER) or desired signal power to undesired power ratio (SINR) of each stream and the data modulation scheme.
  • SER symbol error rate
  • SINR desired signal power to undesired power ratio
  • the communication device may be prepared in a user device or a base station device.
  • a communication method is used in a mobile communication system that uses a MIMO scheme and an adaptive modulation channel coding scheme.
  • the method includes a step of determining a data modulation scheme for each stream from a reference signal quality for each stream determined by a signal detection method different from the maximum likelihood estimation method, and a reference signal quality and a data modulation scheme for each stream, Determining a correction value according to the amount of interference received by each stream; adding a reference signal quality and correction value for a stream; and determining a signal quality for rate determination for the stream; and for the rate determination Determining for each stream a channel coding rate corresponding to the signal quality.
  • the determined data modulation scheme and channel coding scheme are used for transmission of subsequent streams.
  • FIG. 5A shows a link adaptation unit of a communication device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5A shows an MMSE-based SINR calculation unit 51, data modulation scheme selection units 52-1, 52-2, SER calculation units 54-1, 54-2, correction value calculation units 56-1, 56-2, rate Calculation units 58-1 and 58-2 are depicted.
  • Elements other than the MMSE-based SINR calculation unit 51 are prepared for each stream.
  • the number of streams is two. However, the number of streams may be more than two.
  • all or a part of the functional elements shown in FIG. 5A may be provided in the user apparatus, for convenience of explanation, it is assumed that all the functional elements illustrated are provided in the user apparatus.
  • the MMSE-based SINR calculation unit 51 detects the signal of each stream from the received signal by the least mean square error method (MMSE). As described above, the received signal r is expressed by the following equation.
  • r i Signal received by i-th receiving antenna h ij : Channel fluctuation between j-th transmitting antenna and i-th receiving antenna (channel matrix element) n i : noise at the i-th receiving antenna s j : symbol of the j-th stream, E ⁇
  • 2 ⁇ 1 (E represents an expected value) ⁇ 2 : Noise power.
  • the MMSE-based SINR calculation unit 51 calculates the signal quality for each stream.
  • the signal quality is expressed by the desired signal power to undesired power ratio SINR MMSE (1) and SINR MMSE (2) as in the following equation, but the signal quality is an appropriate value known in the art. Any amount may be expressed.
  • the MMSE method can calculate the signal quality for each stream more easily than the MLD method.
  • the signal quality SINR MMSE (1) calculated for the first stream is referred to as the first signal quality q1 (1) (or the first reference signal quality q1 (1)).
  • the signal quality SINR MMSE (2) calculated for the second stream is referred to as the first signal quality q1 (2) (first reference signal quality q1 (2)).
  • the signal quality SINR MMSE (m) calculated for the m-th stream by the MMSE-based SINR calculation unit 51 may be referred to as the first signal quality q1 (m).
  • the method of preparing the first signal quality q1 (1) and q1 (2) for each stream is the MMSE method, but this is not essential to the present invention. Any suitable method known in the art may be used. However, since the present embodiment is intended to reduce the calculation burden by the MLD method, the calculation method of the first signal quality q1 (1), q1 (2) is also different from the MLD method and is a simpler signal detection method. It is desirable that For example, the zero forcing method (ZF method) may be used, or the computational complexity reduction type MLD method (QRM-MLD method) may be used.
  • ZF method zero forcing method
  • QRM-MLD method computational complexity reduction type MLD method
  • the data modulation scheme selection unit 52-1 for the first stream determines the data modulation scheme Modulation (1) corresponding to the first signal quality q1 (1).
  • the correspondence relationship between the signal quality, the data modulation scheme, and the channel coding scheme is determined in advance as shown in FIG. 4, for example.
  • the MCSs are arranged in the order of transmission rates, and various channel coding rates are changed in a certain data modulation scheme. That is, the transmission rate is roughly classified by the data modulation method and further subdivided by the channel coding rate. Therefore, even if the first signal quality q1 (1), q1 (2) calculated by the MMSE-based SINR calculation unit 51 is not highly accurate, the data modulation method can be accurately specified in many cases. As will be described later, the data modulation scheme determined at this time may be changed at a later time under certain conditions.
  • the data modulation scheme selection unit 52-2 for the second stream determines the data modulation scheme Modulation (2) corresponding to the first signal quality q1 (2).
  • the SER calculation unit 54-1 for the first stream calculates the second signal quality q2 (1) based on the first signal quality q1 (1) and the data modulation scheme Modulation (1) prepared in the previous stage.
  • the second signal quality q2 (1) is represented by an amount representing the degree of interference between streams, and is represented by a symbol error rate SER (Symbol Error Rate) as an example. It may be expressed in any appropriate amount known in the technical field.
  • FIG. 6 schematically shows the relationship between the symbol error rate SER and the signal quality SINR under some data modulation scheme. Such a relationship can be prepared with high accuracy empirically or by simulation.
  • the SER calculation unit 54-2 for the second stream also calculates the second signal quality q2 (2) based on the first signal quality q1 (2) and the data modulation scheme Modulation (2) prepared in the previous stage.
  • the second signal quality q2 (2) is also expressed by the symbol error rate SER, but the second signal quality may be expressed by any appropriate amount known in the art.
  • the correction value calculation unit 56-1 for the first stream calculates the correction value ⁇ q (1) for the first stream based on the second signal quality q2 (2) (symbol error rate) for the second stream.
  • the correction value ⁇ q (1) since the first signal quality q1 (1) related to the first stream is expressed in SINR, the correction value ⁇ q (1) may be expressed as ⁇ SINR (1).
  • the correction value ⁇ SINR (1) is expressed by the following equation.
  • the coefficient ⁇ in this case is calculated as follows based on the second signal quality regarding the second stream.
  • the correction value ⁇ q (1) ⁇ SINR (1) calculated in this way and the first signal quality q1 (1) are added, and the third signal quality q3 (1) is derived as follows.
  • the third signal quality q3 (1) may be expressed in any appropriate amount known in the art, but is preferably expressed in the same manner as the first signal quality. In this embodiment, it is expressed as SINR, and is expressed as SINR (equivalent SINR) after the equivalent SINR for each stream in the MLD method.
  • the coefficient ⁇ is not necessarily defined as described above, and may be defined in various ways.
  • the coefficient ⁇ used for the calculation related to the first stream may be defined so as to change according to the data modulation scheme of the second stream.
  • the coefficient ⁇ may be defined so as to change according to the radio channel state (for example, it may be expressed by an average SNR or the like).
  • SER is calculated as the second communication quality, but it is not essential to the present invention to calculate SER for each stream.
  • the correction value ⁇ q may be directly derived from the first communication quality q1 and the data modulation method by the correction value calculation unit. In this way, the step of calculating SER may be omitted equivalently.
  • the correction value calculation unit 56-2 for the second stream calculates the correction value ⁇ q (2) for the second stream based on the second signal quality q2 (1) (symbol error rate) for the first stream.
  • the rate calculation unit 58-1 determines the transmission rate based on the third signal quality q3 (1) calculated for the first stream.
  • the transmission rate in this case is determined by changing the channel coding rate according to the third signal quality q3 (1) under a specific data modulation scheme. For example, it is assumed that MCS is determined as shown in FIG. 4 and that the data modulation scheme of the first stream is determined to be 16QAM based on the first signal quality q1 (1). In this case, any one of MCS5 to MCS10 is selected. Which one is selected is determined according to the third signal quality q3 (1).
  • the rate calculation unit 58-2 determines the transmission rate based on the third signal quality q3 (2) calculated for the second stream.
  • the received signal can be written as follows.
  • the detection accuracy of the first stream s 1 also depends on the detection accuracy of the second stream s 2 .
  • the second stream s 2 becomes an interference stream.
  • the third signal quality SINRe (1) of the first stream s 1 is SINRe (1)
  • SINR free
  • the meaning of the symbols is as described above. Since there is some interference in the normal communication situation, the third signal quality should be smaller than this SINR free .
  • the position between the upper limit value and the lower limit value is adjusted by the value of the coefficient ⁇ .
  • SINRe (1) (1- ⁇ ) ⁇ SINR MMSE (1) + ⁇ ⁇ SINR free , 0 ⁇ ⁇ ⁇ 1 (15) It can be modified as follows. From this point of view, it can be said that SINRe (1) is derived as a weighted average value of SINR MMSE (1) and SINR free .
  • the user device may be provided with all or a part of the functional elements shown in FIG. 5A.
  • the MMSE-based SINR calculation unit 51 may be prepared in the user apparatus, and other functional elements may be prepared in the base station apparatus.
  • all the functional elements shown in the figure may be provided in the base station apparatus. It is preferable from the viewpoint of promptly determining an appropriate MCS that all of the illustrated elements are provided in the user apparatus. Providing some functions in the base station apparatus is preferable from the viewpoint of saving battery and computing resources of the user apparatus.
  • FIG. 7 shows a flowchart of an operation example according to an embodiment of the present invention.
  • the first signal quality q1 (SINR in the above example) of each stream is calculated by the MMSE method (step 1).
  • the data modulation scheme of each stream is selected using the calculated first signal quality q1 (step 2).
  • the second signal quality q2 (symbol error rate (SER) in the above example) of each stream is calculated based on the data modulation scheme and the first signal quality q1 (step 3).
  • the third signal quality q3 (SINRe in the above example) is calculated using the information of the interference stream for each stream (step 4).
  • the channel coding rate is determined based on the calculated third signal quality q3, and the MCS is finally determined.
  • the third signal quality q3 is obtained by adding the correction value ⁇ q to the first signal quality q1, and q3 has a value of q1 or more.
  • step 4 step 4 of the flow in FIG. 7, the flow returns to step 2, the modulation multi-value number for the stream is increased, and the same procedure is repeated.
  • the detection accuracy of one stream also depends on the detection accuracy of another stream (interference stream).
  • the influence of interference on another stream also changes.
  • the second signal quality q2 (1) derived from the changed data modulation method is sent to the correction value calculation unit 56-2 of the second stream. Entered.
  • the third signal quality q3 (2) regarding the second stream may also change, and the channel coding rate for the second stream selected by the rate selection unit 58-2 may also change.
  • the modulation multi-level number of a certain stream is increased, the interference given to other streams increases, and the modulation scheme or coding rate of other streams may have to be lowered. Therefore, it is desirable to finally determine an optimal combination of modulation scheme and coding rate in consideration of throughput degradation due to this.
  • MCS Modulation Coding
  • FIG. 8 shows a link adaptation unit of the communication apparatus according to the second embodiment prepared from such a viewpoint.
  • 5A is generally the same as FIG. 5A, except that one data modulation scheme selection unit 52 is commonly used for two streams, and one rate selection unit 58 is commonly used for two streams. .
  • the calculation of the second signal quality q2 (1), q2 (2) and the calculation of the correction values ⁇ q (1), ⁇ q (2) are performed while distinguishing the streams as in the case of FIG. 5A. This is because the streams are in a relationship of giving interference to each other as described above.
  • the quality of the multiple streams is equivalent.
  • the amount of information (overhead) required for feedback can be reduced by performing average link adaptation for a plurality of streams without performing link adaptation for each stream.
  • FIG. 9 shows the link adaptation unit of the communication apparatus according to the third embodiment.
  • an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) scheme is also used in addition to the MIMO scheme and the AMC scheme.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • processing related to L subcarriers is shown. These subcarriers are included in a frequency band (one or more resource blocks) allocated to a certain user apparatus, for example.
  • the components in the figure are generally the same as those already described with reference to FIG. 5A, except for the data modulation scheme selection units 52-1 and 52-2 and the rate selection units 58-1 and 58-2. The processing is different.
  • the MMSE-based SINR calculation unit 51 prepares the first signal quality that is, for example, SINR for each stream and for each subcarrier. This is because the channel state of the radio propagation path is strictly different for each subcarrier.
  • the data modulation scheme selection unit 52-1 related to the first stream receives the first signal quality of L subcarriers related to the first stream, and selects one data modulation scheme Modulation (1).
  • MI Mutual Information
  • the second signal quality q2 and the correction value are calculated for each subcarrier
  • the third signal quality q3 is also prepared for each subcarrier.
  • rate selection sections 58-1 and 58-2 each determine one combination of data modulation scheme and channel coding rate. In this way, the data modulation scheme Modulation (1) and channel coding rate Rate (1) of the first stream, and the data modulation scheme Modulation (2) and channel coding rate Rate (2) of the second stream are prepared.
  • the data modulation scheme selection unit (52-1, 52-2 in FIG. 5A) uniquely derives the data modulation scheme from the SINR after the MMSE processing, and the data modulation scheme is fixed in principle thereafter.
  • the First the second good data modulation scheme may be used to stream a were N Street respectively, if the two streams, a combination of all possible data modulation scheme, there are two ways N. Of these N 2 combinations, the data modulation scheme combinations derived from SINR are expected to be quite probable. However, it is difficult to say that all other N 2 -1 combinations are always inappropriate. From this point of view, in the fourth embodiment of the present invention, the combination of data modulation schemes for each stream is not fixed to one, and other combinations are considered.
  • FIG. 10 shows a link adaptation unit of the communication device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is generally similar to FIG. 5A, and like elements bear the same reference numbers.
  • the data modulation scheme selection units 52-1 and 52-2 shown in FIG. 5A are not drawn.
  • a processing unit such as a data modulation scheme selection unit does not have to exist, and there may be a processing unit that provides a combination (M1i, M2i) of data modulation schemes to the SER calculation unit.
  • throughput calculation units 60-1 and 60-2 and a synthesis unit 62 are drawn after rate selection units 58-1 and 58-2.
  • the combination of data modulation schemes and the corresponding channel coding rate are determined so that the total throughput Thr_e of the throughput of each stream is maximized.
  • a plurality of data modulation scheme pairs (Mi, Mj) candidates for each stream are prepared in advance.
  • data modulation scheme pairs (Mi, Mj) candidates for each stream are prepared in advance.
  • “combination of data modulation schemes” and “pairs of data modulation schemes” are used interchangeably.
  • the symbol error rate SER, correction value ⁇ SINR, channel coding rate, and the like described in Embodiment 1-3 are calculated for each combination of data modulation schemes, and the total throughput of the two streams is the highest.
  • a pair of data modulation schemes and a corresponding channel coding rate are finally selected and used for subsequent actual communication.
  • the fifth embodiment of the present invention reduces the calculation burden by reducing the number of combinations to be examined.
  • FIG. 11 shows two steps performed in the fifth embodiment and details of processing in each step. In this embodiment, two steps of steps 1 and 2 are performed.
  • step 1 combinations of data modulation schemes are narrowed down.
  • the signal quality may be calculated by the MMSE-based SINR calculation unit 51 as in the case of the first embodiment.
  • the signal quality may be expressed by the desired signal power to undesired power ratio SINR MMSE (1) and SINR MMSE (2) as in the equations (4) and (5) described in the first embodiment.
  • Signal quality may be expressed in any suitable amount known in the art.
  • the signal quality SINR MMSE (1) calculated for the first stream is referred to as the first signal quality q1 (1) (or the first reference signal quality q1 (1)). .
  • the signal quality SINR MMSE (2) calculated for the second stream is referred to as the first signal quality q1 (2) (first reference signal quality q1 (2)).
  • the method of preparing the first signal quality q1 (1), q1 (2) for each stream is the MMSE method, but this is not essential to the present invention. Any suitable method known in the art may be used.
  • the modulation scheme set determination unit 111 receives the first signal quality q1 (1), q1 (2) from the MMSE-based SINR calculation unit 51 as an input, and combines the data modulation schemes of the first and second streams (M 11 , M 21 ), (M 12 , M 22 ), ..., (M 1N , M 2N ) are prepared. After all these combinations are prepared, the procedure of step 2 may be performed, or a combination may be prepared whenever necessary in the procedure of step 2. For convenience of explanation, the total number of combinations is shown as being N, but any suitable number of combinations less than N 2 may be prepared (N is the data that may be used in each stream). The number of modulation schemes.)
  • step 2 an MCS that is a combination of a data modulation scheme and a channel coding rate is determined, and the MCS is used for subsequent communications.
  • the processing for calculating the correction value, channel coding rate, throughput, and the like is the same as that described in the fourth embodiment.
  • Step 1 the first signal quality q1 for each stream (1), from q1 (2), the combination (M1i, M2i) of data modulation scheme, potential total number of (2 N) to from less prepared
  • Step 1 the first signal quality q1 for each stream (1), from q1 (2), the combination (M1i, M2i) of data modulation scheme, potential total number of (2 N) to from less prepared
  • FIG. 12 shows an example of a method for preparing a combination of data modulation methods. This method is typically performed by the modulation scheme set determination unit 111 in FIG.
  • step 1 a combination serving as a reference for the data modulation method is determined.
  • the MMSE-based SINR calculation unit 51 (FIG. 11) calculates the signal quality for each of the first and second streams.
  • the first signal quality q1 (1) SINR MMSE (1 ) Is calculated.
  • the first signal quality q1 (2) SINR MMSE (2) is also calculated for the second stream. Since the correspondence between the signal quality and the data modulation scheme / coding rate is known, the data modulation scheme can be derived from each of the first signal qualities q1 (1) and q1 (2). Are referred to as “reference pairs” for convenience.
  • the data modulation method included in the reference pair may be called a “main candidate” of a plurality of data modulation methods.
  • 16QAM is derived for the first stream
  • 16QAM is also derived for the second stream. Therefore, the reference pair is expressed by (16QAM, 16QAM).
  • the main candidate is 16QAM.
  • one or more secondary pairs are derived from the reference pair.
  • One way to derive a secondary pair is to lower the modulation order of the first stream of the reference pair by one level and increase the modulation order of the second stream by one level.
  • Another method for deriving the secondary pair is to increase the modulation order of the first stream of the reference pair by one level and decrease the modulation order of the second stream by one level.
  • QPSK and 64QAM derived from the “main candidate” 16QAM in the “reference pair” may be referred to as “sub-candidates”.
  • step 3 the reference pair and secondary pair prepared in step 2 are prepared as data modulation scheme combination candidates. For these combination candidates, throughput and the like are calculated in step 2 of FIG. For the combination candidates that do not correspond to the reference pair or the secondary pair in Step 2, the throughput or the like in Step 2 in FIG. 11 is not calculated.
  • M1, M2 (16QAM, 16QAM), (QPSK, 64QAM) and (64QAM, QPSK)
  • the throughput and the like are calculated only for these three combinations, and the other combinations are not calculated. In this way, the calculation burden can be reduced.
  • the secondary pair is derived by moving the modulation order of the reference pair up and down one level.
  • the main candidate (16QAM) of the first stream of the reference pair may be maintained unchanged, and the modulation order of the second stream may be raised or lowered.
  • (M1, M2) (16QAM, 16QAM), (16QAM, QPSK) and (16QAM, 64QAM)
  • (M1, M2) (16QAM, 16QAM), (QPSK, 16QAM) and (64QAM, 16QAM)
  • M1, M2 (16QAM, 16QAM), (QPSK, 16QAM) and (64QAM, 16QAM)
  • the sub-candidate can be derived by moving the modulation order of the main candidate of the reference pair up and down.
  • lowering the modulation order of the first stream means lowering the rate of the first data stream and lowering the throughput of the first stream, but this conversely reduces the signal quality of the first stream. Will be improved.
  • the modulation order of the second stream may be increased.
  • Increasing the modulation order of the second stream increases the throughput of the second stream.
  • the throughput of the first stream is reduced, but the throughput of the second stream is improved. Therefore, it is expected that the throughput when the first and second streams are combined is not significantly changed. Therefore, from the viewpoint of deriving the secondary pair from the reference pair while maintaining the achievable throughput at the same level, by increasing the modulation order of one main candidate in the reference pair as described above, one sub-candidate is selected. It is preferable to prepare the other sub-candidate by lowering the modulation order of the other main candidate. In the above example, the modulation order is raised and lowered by one level, but may be raised and lowered by a plurality of levels.
  • the first signal quality q1 in this case is an amount calculated by the MMSE-based SINR calculation unit 51 and is a lower limit value of the signal quality.
  • the first signal quality q1 used for the calculation of SER and q3 is improved from the lower limit value, and the calculation is highly accurate.
  • FIG. 13 shows a link adaptation unit of the communication apparatus according to this embodiment.
  • FIG. 13 is generally similar to FIGS. 5A and 10, and like elements bear the same reference numbers.
  • the signal quality q1 SINR from the MMSE-based SINR calculation unit is input to the synthesis unit that outputs the SER calculation units 54 and q3.
  • the q3 is given to the SER calculation unit 54 and the synthesis unit, and the calculation is repeatedly performed thereafter.
  • FIG. 14 shows an operation example used in this embodiment.
  • the MMSE-based SINR calculation unit 51 calculates initial values of the signal quality q1 (1) and q1 (2) for each of the first and second streams.
  • data modulation schemes M1i and M2i for the first and second streams are also set.
  • the data modulation scheme sets M1i and M2i may be derived from SINR1 and SINR2 by the MMSE-based SINR calculation unit 51, respectively, as in the first to third embodiments.
  • the data modulation scheme sets M1i and M2i may be any of all possible combinations as in the fourth embodiment.
  • the reference pair may be set as in the fifth embodiment.
  • repetition variables update 1 and update 2 are also initialized (for the sake of convenience, the initial value is assumed to be 1).
  • correction values ⁇ q (1) and ⁇ q (2) are calculated based on the interference amounts q2 (1) and q2 (2) received by each stream from other streams, and the third signal quality q3 (1) and q3 (2) is updated under certain conditions.
  • the signal quality is expressed by SINR, but may be expressed by other quantities. Specifically, if the repetition variable update 2 for the second stream is 1, the third signal quality q3 (1) of the first stream is updated, otherwise it remains unchanged.
  • step 3 the iteration variables update 1 and update 2 are updated.
  • the iteration variable update 1 for the first stream is set to 1, otherwise it is set to 0.
  • the iteration variable update 2 for the second stream is set to 1, otherwise it is set to 0.
  • step 4 it is determined whether or not to continue the repeated calculation. Specifically, it is determined whether or not the repetition variables of both the first and second streams are 0. If both are not zero, the flow returns to step 2 and the repetition calculation continues. If both are zero, the flow ends.
  • the repetition variable update 1 of the first stream is set to 1 only when the quality of the first stream is improved in the positive direction, when it is unchanged (when 0) and when it deteriorates (when it is negative), The iteration variable update 1 is set to 0.
  • the repetition variable update 2 of the second stream is also set to 1 only when the quality of the second stream is improved in the positive direction, if it is unchanged (in the case of 0) and deteriorated (in the case of negative), The iteration variable update 1 is set to 0. Therefore, in step 4, when both the first and second streams have reached the optimum value, the flow ends, and when there is room for improvement in either one, the process returns to step 2 to perform repeated calculation. .
  • step 2 the iteration variable update 2 of the second stream is used as an update determination criterion for the signal quality q3 (1) of the first stream.
  • the quality of the second stream is improved and the symbol error rate SER is reduced, the interference of the second stream on the first stream during signal detection is reduced, and the quality of the first stream is also improved. Can be expected.
  • the fact that the repetition variable update 2 of the second stream is 1 indicates that the quality of the second stream has been improved in the positive direction in the preceding update step.
  • the quality SINR 1 of the first stream is updated together with the correction value ⁇ SINR 1 .
  • the fact that the iteration variable update 1 of the first stream is 1 in step 2 indicates that the quality of the first stream has been improved in the positive direction in the preceding update step.
  • the quality SINR 2 of the second stream is updated together with the correction value ⁇ SINR 2 .
  • the repetition variables update 1 and update 2 that take a binary value of 1 or 0 are used as criteria for determining the repetition of the flow, but this is only an example. Any suitable criterion that can determine whether the quality SINR of each stream has reached an optimal value may be used. However, from the viewpoint of simplifying the determination, it is preferable to use a binary repetition variable as in this embodiment.
  • the iterative calculation of FIG. 14 is performed only when the quality of the first and second streams is relatively good, and otherwise it is not performed. Whether or not the quality of the first and second streams is good may be determined by any appropriate criterion. As an example, the coefficient ⁇ appearing in the tenth equation can be used.
  • FIG. 15 shows another operation example used in this embodiment. Steps other than step 3 have already been described with reference to FIG.
  • the iteration variables update 1 and update 2 are updated.
  • the signal quality of the first stream is between the lower limit value SINR MMSE (1) and the upper limit value SINR free .
  • the signal quality of the second stream is also between the lower limit value SINR MMSE (2) and the upper limit value SINR free .
  • SINRfree
  • Step 4 the iteration variables update 1 and / or update 2 are set to 1 and the iteration is performed only when both are set to 1.
  • the coefficients ⁇ 1 and ⁇ 2 are shown in the eleventh equation, but are not limited thereto.
  • the coefficient may be changed according to not only the symbol error rate SER but also the data modulation method or the like.
  • Step 3 when the coefficients ⁇ 1 and ⁇ 2 are strictly equal to 1, the update variables update 1 and update 2 are updated, but this is not the only case. It may be updated to a near case (
  • FIG. 16 shows a graph of simulation results for the first embodiment.
  • the horizontal axis represents the average SNR (dB) per reception branch, which corresponds to the signal quality.
  • the vertical axis represents the spectral efficiency (bps / Hz), which corresponds to the throughput per unit frequency. This also corresponds to good signal quality.
  • FIG. 17 shows parameter parameters used when the simulation of FIG. 16 is performed.
  • the data plotted with circles shows a graph (conventional example) when signal detection and link adaptation are performed by the MMSE method.
  • Points plotted with square marks indicate graphs when signal detection and link adaptation are performed by the method according to the first embodiment of the present invention.
  • the spectral efficiency is not much different between the first embodiment and the conventional example.
  • the third signal quality q3 (SINRe in the above example) is equal to or higher than the first signal quality q1 (SINR MMSE in the above example).
  • FIG. 18 shows a graph of simulation results for the first, fourth, and fifth examples. Also in this example, a 2 ⁇ 2 MIMO scheme is assumed, the number of multipaths is 1, and an uncorrelated channel is assumed. In the case of this simulation result, it can be seen that the graph relating to the first embodiment is plotted with a circle, which is an improvement over the conventional example (MMSE) plotted with an inverted triangle. This is the same as FIG. In the fourth embodiment, the throughput is calculated for all possible combinations of data modulation schemes (9 patterns), and the optimum combination is selected. Therefore, the fourth embodiment in which the graph is plotted with square marks is improved over the first embodiment.
  • MMSE conventional example
  • the throughput is calculated only for the reference pair and the secondary pair among all the possible combinations (9 types) of data modulation schemes, and the optimum combination is selected among them. It is not calculated for pairs that are neither reference pairs nor secondary pairs.
  • the fifth embodiment in which the graph is plotted with rhombus marks achieves the same throughput as the fourth embodiment.
  • the fifth embodiment requires less calculation load than the fourth embodiment. Therefore, it can be seen that the fifth embodiment is quite preferable from the viewpoint of calculation efficiency.
  • the present invention may be used in any appropriate mobile communication system in which the MIMO scheme and AMC are used.
  • the present invention may be applied to an HSDPA / HSUPA system W-CDMA system, an LTE system, an IMT-Advanced system, a WiMAX system, a Wi-Fi system, and the like.

Landscapes

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Abstract

　通信装置は、MMSE法で決定されたストリーム毎の第１信号品質q1から、各ストリームについてデータ変調方式を決定する処理部52と、データ変調方式の下で、第１信号品質q1に対応する第２信号品質q2をストリーム毎に決定する処理部54と、或るストリームの第１信号品質q1(1)と、或るストリームとは別の１つ以上のストリームの第２信号品質q2(2)から導出された補正値Δq(1)とを加え、或るストリームについて第３信号品質q3(1)を求める処理部と、第３信号品質q3(1)に対応するチャネル符号化率Rkをストリーム毎に決定する処理部58とを有する。決定されたデータ変調方式及びチャネル符号化方式は、後続のストリームの伝送に使用される。　

Description

移動通信システムにおける通信装置及び通信方法
　本発明は移動通信の技術分野に関連し、特にマルチインプットマルチアウトプット(MIMO)方式及び適応変調チャネル符号化(AMC)方式を使用する移動通信システムで使用される通信装置及び通信方法に関連する。
　移動通信の高速化、大容量化、多様化及び高品質化等の要請は近年益々強くなっている。特に高速大容量化の観点からは、MIMO方式の通信技術が注目されている。MIMO方式では、複数の送信ストリーム各々が空間内をそれぞれ別様に伝搬するようにすることで、伝送速度又は信号品質の向上を図る。受信側では複数のストリームを適切に分離しなければならない。信号分離法にはいくつかの技術が既に提案されている。一例として、最小二乗平均誤差(MMSE:　Minimum　Mean　Square　Error)法、最尤推定検出(MLD:　Maximum　Likelihood　Detection)法、演算量削減型MLD(例:QRM－MLD)法等が挙げられる。
　時間と共に変化するチャネル状態に応じて適切な伝送レートで伝送することで、システム全体のスループットを改善する観点から、適応変調チャネル符号化(AMC:　Adaptive　Modulation　and　Channel　Ｃoding)方式が行われてもよい。
　図１はAMC方式の原理を説明するための図である。図１は特定のMCSで達成可能なスループットを信号品質SINRの観点から模式的に表現したものである。達成可能な伝送レートは、MCS1、MCS２及びMCS３の順に高くなっている。MCSは、Modulation　and　Coding　Schemeの略である。データ変調方式は、例えば、M1=QPSK,　M2=16QAM,　M3=64QAM,...等のように決められていてもよい。チャネル符号化率は、R1=1/8,　R2=2/8,　R3=3/8,...等のように決められていてもよい。データ変調方式とチャネル符号化方式は達成可能な伝送レートに応じて予め組み合わせが予め決められている(例えばMCS1,MCS2,…)。チャネル状態の良否はSNR等の信号品質の良否で推定することができる。一般に、信号品質が良いほど高い伝送レートを使用でき、スループットは大きくなる。逆に、信号品質が悪いと、低い伝送レートしか使用できず、スループットは小さくなる。図示の例の場合、ある信号品質q1に対応して、MCS1でもMCS２でも使用可能であるが、より高い伝送レート(スループット)を達成する観点からは、MCS2(データ変調方式が16QAMであり、チャネル符号化率が1/2である。)が使用されるべきである。MCSを選ぶ判断基準は、例えば、個々のユーザのスループットを増やすような基準でもよいし、システム全体のスループットを増やすような基準でもよい。或いは逆に、データ伝送の確実性を優先してMCS1が選択されてもよい。このようにAMCではチャネル状態に応じて相応しい伝送レートが適宜使用されるので、適切なMCSを選択することは、リンクアダプテーションとも言及される。
　MIMO方式の場合、送信ストリーム数は複数存在し、その各々が別様のチャネル状態(即ち、伝搬路)で伝送される。従ってMIMO方式の場合、送信ストリーム毎にAMCを行う余地がある。
　図２は送信及び受信にそれぞれ２つのアンテナが用意され、信号分離にMLD法が使用される場合のシステム例を示す。図示の例では、ストリーム＃１がチャネル符号化され、インターリーブされ、データ変調された後にアンテナ＃１から送信される。同様に、ストリーム＃２も別途チャネル符号化され、インターリーブされ、データ変調された後にアンテナ＃２から別個に送信される。受信側では２つのアンテナ＃１，＃２で受信された信号は信号分離の処理に委ねられ、各ストリームに信号分離される。分離後の各ストリームは別々にデインタリーブされ、チャネル復号される。一方、信号分離前の受信信号に基づいてチャネル推定が行われ、その結果、リンクアダプテーションが行われることになる。リンクアダプテーションの判定結果(適切なMCS)は、送信側にフィードバックされ、以後のストリームの伝送に使用される。
　図２に示されるようなシステム例の場合、信号分離前の受信信号[r1　r2]Tは次式のように表現できる(但し、「T」は転置を表す。)。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 各記号の意味は次のとおりである。
　ri：ｉ番目の受信アンテナで受信された信号
　hij：ｊ番目の送信アンテナ及びｉ番目の受信アンテナ間のチャネル変動(チャネル行列要素)
　ni：ｉ番目の受信アンテナでの雑音
　sｊ：ｊ番目のストリームのシンボル，E{|sｊ|2}=1（Eは期待値を表す）
　σ2：雑音電力。
　信号分離にMLD法でなく、MMSE法が使用される場合、信号分離後のストリーム各々について、信号品質SINRは簡易に導出できる。より具体的には、ストリーム＃１に関する信号品質SINRMMSE(1)及びストリーム＃２に関する信号品質SINRMMSE(2)は、次式のように算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 従って、図１に示されるような原理に基づいて、信号品質に相応しいMCSをストリーム毎に容易に決めることができる。ストリーム＃１についてはSINRMMSE(1)を使って、ストリーム＃２についてはSINRMMSE(2)を使って適切なMCSをそれぞれ決定できる。
　これに対してMLD法では、シンボル群及びMCSの組み合わせ全てを検索し、最適なシンボル群及びMCSが推定されるので、MMSE法と比較して受信特性は良くなることが期待できる。しかしながらMLD法が使用される場合、ストリーム毎に信号品質SINRを求めることは容易でない。周知のように、MLD法では同時に送信された複数のストリーム中の複数のシンボルを一まとめにしたシンボル群を想定し、全ての可能なシンボル群の内、最も確からしいシンボル群を特定することで、送信された複数のシンボルを推定する。例えば、ストリーム数が２の場合、
　　s=[s1,s2]T
というシンボル群又はシンボルのペアが想定される。s1はストリーム＃１に含まれているシンボルを表す。s2はストリーム＃２に含まれているシンボルを表す。Tは転置を表す。「Q2」をシンボル群全体の集合とすると、MLD法で最終的に検出されるシンボル群SMLは次のように書ける。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 実際の受信信号ｒと、チャネル変動(チャネル行列Hで表現される)の影響を受けたシンボル群sとの間の距離(シンボルコンステレーション内でのユークリッド距離の二乗で評価される)の最も小さいシンボル群が、SMLになる。ストリーム毎ではなく、全ストリームからのシンボル群毎に信号検出が行われるので、ストリーム毎の信号品質SINRを求めることは、MMSE法の場合ほど容易ではない。各ストリームのSINRが不明のままだと、図１に示されるような原理に基づいてAMCを行うことは困難になってしまう。そこで、次のようにしてストリーム毎のSINRを推定することが考えられる。
　図３は、MIMO方式でAMC方式を採用する際の方法例を説明するための図である。図中の機能ブロックは、従来の通信装置のリンクアダプテーション部に関連付けられる。図示の例では、第1及び第２の２つのストリームが伝送され、第１ストリームのデータ変調方式について、QPSK,16QAM,64QAMの３通りが用意され、それぞれM1,M2,M3で表現される。第２ストリームのデータ変調方式についても、QPSK,16QAM,64QAMの３通りが用意され、それぞれM1,M2,M3で表現される。図中、「for　i=1:3　...　end」は、第１ストリームに関するデータ変調方式Miの変数ｉを１，２，３に変化させながら繰り返し計算を行うことを示す。「for　j=1:3　...　end」は、第２ストリームのデータ変調方式Mjの変数ｊを１，２，３に変化させながら繰り返し計算を行うことを示す。チャネル符号化率はＫ種類用意されているものとする(R1,R2,...,RK)。また、第１及び第２ストリームの全体で達成可能な全体的なスループットを向上させる観点から、MCSが選択されるものとする。
　図示の例では、先ず、何らかの変調方式の組み合わせMi,Mjに関し、ユニオンバウンドシンボル誤り確率計算部でシンボルエラーレートがストリーム毎に推定される。ｍ番目のストリームのシンボルエラーレートSER(m)は、次式で推定される（これについては、比特許文献１参照。）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 各記号の意味は次のとおりである。
　ｍ：ストリームインデックス
　sm：ベクトルｓのｍ番目の要素
　cm：ベクトルｃのｍ番目の要素
　Pr(c,s)：ベクトルｓをベクトルｃと誤って推定してしまう確率
　K：ベクトルｓの個数
　Es：総送信電力
　Ns：ストリーム数
　Q()：Q関数。
　ユニオンバウンドシンボル誤り確率計算部でストリーム毎に推定されたシンボルエラーレートSER(1),SER(2)は、それぞれAWGN_SNRマッピング部で信号品質(図示の例では、希望信号電力対非希望電力比)SINR(1),SINR(2)に変換される。AWGN_SNRマッピング部は、加法性ガウシアンノイズを考慮して、特定のシンボルエラーレートで達成可能な希望信号電力対非希望電力比SINRをストリーム毎に求める。第１ストリームに関するレート選択部では、データ変調方式Mi及びSINR(1)から、対応するチャネル符号化率Rk1が導出される。第２ストリームに関するレート選択部では、データ変調方式Mj及びSINR(2)から、対応するチャネル符号化率Rk2が導出される。信号品質とMCS(データ変調方式及びチャネル符号化率の組み合わせ)との対応関係は、例えば図４に示されるように、予め決められている。スループット算出部では、データ変調方式及びチャネル符号化率の組み合わせに基づいて、スループット(bps/Hz)がストリーム毎に計算される。各ストリームで達成可能なスループットは合成され、合成後のスループットは、図中「Thr_e」として示される。合成後のスループットThr_eが所定の閾値Max_Thrより大きかった場合、各ストリームについて導出されたデータ変調方式及びチャネル符号化率は、データ伝送に使用される候補に設定される。
3GPP　R1-020325,　Lucent　Technologies,　PARC　with　APP　decoding　for　HSDPA
　しかしながら上記の方法では、全てのデータ変調方式の組み合わせ及び全てのシンボル群について上記の計算(図３)を行う必要があり、演算量がかなり多く複雑である。このことは、バッテリや演算リソースに乏しい移動端末で特に不利になる。更に、上記の計算法では数式(8)及び(9)を使ってシンボル誤り率SER(m)を計算し、各ストリームのSINRを近似している。従って、シンボル誤り率SER(m)の精度が悪かった場合、リンクアダプテーションによるスループット改善効果も落ちてしまうことが懸念される。
　本発明の課題は、MIMO方式及び適応変調チャネル符号化方式を使用する移動通信システムでリンクアダプテーションの簡易化及び高精度化を図ることである。
　本発明の一形態で使用される通信装置は、MIMO方式及び適応変調チャネル符号化方式を使用する移動通信システムで使用される。
　本通信装置は、
　MIMO方式及び適応変調チャネル符号化方式を使用する移動通信システムで使用される通信装置であって、
　最尤推定法とは異なる信号検出法で決定されたストリーム毎の基準信号品質から、各ストリームについてデータ変調方式を決定する処理部と、
　各ストリームの基準信号品質及びデータ変調方式から、各ストリームの受ける干渉量に応じた補正値を決定する処理部と、
　或るストリームの基準信号品質及び補正値を加え、該或るストリームについてレート決定用信号品質を決定する処理部と、
　前記レート決定用信号品質に対応するチャネル符号化率をストリーム毎に決定する処理部と、
　を有し、決定されたデータ変調方式及びチャネル符号化方式は、後続のストリームの伝送に使用される通信装置である。
　本発明の一形態によれば、MIMO方式及び適応変調チャネル符号化方式を使用する移動通信システムでリンクアダプテーションの簡易化及び高精度化を図ることができる。
AMCの原理を説明するための図である。 送信及び受信にそれぞれ２つのアンテナが用意されている場合のシステム例を示す図である。 MIMO方式でAMCを行う際の従来法を説明するための図である。 データ変調方式及びチャネル符号化率の組み合わせ例を示す図である。 第１実施例による通信装置のリンクアダプテーション部を示す図である。 変形例を示す図である。 データ変調方式、シンボル誤り率SER及び信号品質SINRの相互関係を模式的に示す図である。 第１実施例による動作例を示すフローチャートである。 第２実施例による通信装置のリンクアダプテーション部を示す図である。 第３実施例による通信装置のリンクアダプテーション部を示す図である。 第４実施例による通信装置のリンクアダプテーション部を示す図である。 第５実施例による動作を説明するための図である。 第１，第２ストリームのデータ変調方式の組合せを用意する方法例を示す図である。 第６実施例による通信装置のリンクアダプテーション部を示す図である。 第６実施例で使用される動作例のフローチャートを示す。 第６実施例で使用される別の動作例のフローチャートを示す。 第１実施例に関するシミュレーション結果を示す図である。 シミュレーションに使用されたパラメータ諸元を示す図である。 第１，第４及び第５実施例に関するシミュレーション結果を示す図である。
　本発明の一形態による通信装置は、MIMO方式及び適応変調チャネル符号化方式を使用する移動通信システムで使用される。最尤推定法とは異なる信号検出法(MMSE)で決定されたストリーム毎の基準信号品質q1（便宜上、第１信号品質とも言及される）から、各ストリームについてデータ変調方式を決定する処理部52と、各ストリームの基準信号品質q1及びデータ変調方式から、各ストリームの受ける干渉量（便宜上、第２信号品質q2とも言及される）に応じた補正値Δqを決定する処理部(54,56)と、或るストリームの基準信号品質q1及び補正値Δqを加え、該或るストリームについてレート決定用信号品質q3(便宜上、第３信号品質とも言及される)を決定する処理部(加算部)と、前記レート決定用信号品質q3（便宜上、第３信号品質とも言及される）に対応するチャネル符号化率をストリーム毎に決定する処理部58とを有する。決定されたデータ変調方式及びチャネル符号化方式は、後続のストリームの伝送に使用される。
　これにより、各ストリームで可能性のあるデータ変調方式全ての組み合わせを検索せずに、各ストリームに適切なMCSを簡易に見出すことができ、また、補正値を用いることでMCS推定精度を向上できる。つまり、リンクアダプテーションの簡易化及び高精度化を図ることができる。
　各ストリームのデータ変調方式の候補は、複数の選択肢の中から選択され、選択されたデータ変調方式について前記チャネル符号化率が決定されてもよい。複数のストリームで達成可能なスループットが高くなるように、各ストリームのデータ変調方式及びチャネル符号化率が決定されてもよい。これは、複数の候補を考慮することで、単独の候補しか考慮しなかった場合よりも確実に高スループット化を図る観点から好ましい。
　データ変調方式の前記複数の選択肢の中から、各ストリームの基準信号品質に対応する主候補が導出され、少なくとも該主候補について前記チャネル符号化率が決定されてもよい。前記主候補のレートと所定のレベルだけ異なるレートを有する副候補が、第１及び第２ストリーム各々について決定され、前記第１及び第２ストリームのデータ変調方式の総ての可能な組合せの内、前記主候補又は前記副候補を含む所定の組合せについて、各ストリームのチャネル符号化率及びスループットが算出されてもよい。これは、可能な総ての候補の内、確からしい一部の候補に限定して計算を行うことで、計算効率の向上を図る観点から好ましい。
　前記主候補又は前記副候補を含む所定の組合せは、前記第１ストリームの主候補及び前記第２ストリームの主候補の組合せ(主，主)又は前記第１ストリームの主候補のレートより高いレートを有する副候補及び前記第２ストリームの主候補のレートより低いレートを有する副候補の組合せ(副，副)を含んでもよい。これは、複数の選択肢の内、データスループットをなるべく一定に維持できる候補を導出する観点から好ましい。
　前記最尤推定法とは異なる信号検出法は、最小二乗平均誤差(MMSE)法でもよい。MMSE法は比較的簡易にストリーム毎の信号品質を算出できる。この信号品質は、データ変調方式を特定するのに使用される。適切なデータ変調方式を発見する際、信号品質の精度はさほど高くなくてもよいので、その目的にMMSE法を利用することは、演算処理の効率化を図る観点から好ましい。
　ストリーム間干渉を無視できる場合の信号品質SINRfreeと前記基準信号品質q1=SINRMMSEとの差分に比例するように、前記補正値Δq=α(SINRfree－SINRMMSE)が算出されてもよい。これは、MCSを最終的に特定するレート決定用信号品質q3が、上限値SINRfree以下であって、下限値SINRMMSE以上であることが確実に保証される観点から好ましい。
　更に、前記補正値の算出に使用される比例係数αは、ストリームの受ける干渉量のとり得る値に応じて予め決められていてもよい。MLD法では、あるストリームに関して他のストリームは干渉ストリームになり、あるストリームの検出精度は干渉ストリームの検出精度に依存する。干渉ストリームの検出精度に関連するq2に応じて比例係数を決めておくことは、ストリーム間の干渉の度合いに応じて、レート決定用信号品質q3を上限値又は下限値の何れに近づけるかを適切に調整する観点から好ましい。
　或るストリームの前記補正値の算出に使用される比例係数は、無線チャネル状態及び／又は他ストリームのデータ変調方式に応じて決定されてもよい。
　少ない演算量でデータ変調方式を特定する観点からは、前記最尤推定法とは異なる信号検出法が、ゼロフォーシング(ZF:　Zero　Forcing)法であることが好ましい。また、信号分離法として、演算量削減型MLD法(QR分解を用いた最尤推定法(QRM－MLD法)、 Sphere decoding法他）を用いる場合は、チャネル行列を三角化して得られる行列とノイズ電力から第1通信品質を推定することもできる。こうすることで、信号分離部と共通の回路を用いることができる。
　或るストリームについてのレート決定用信号品質q3が所定値を越えた場合、前記或るストリームのデー変調方式が変更されてもよい。というのは、前記補正値Δqが大きかった場合、レート決定用信号品質q3は基準信号品質q1よりかなり大きくなり、相応しいデータ変調方式が変わる可能性がある。データ変調方式を変える自由度を残すことは、より相応しいMCSを決定する観点から好ましい。更に、或るストリームについてのレート決定用信号品質q3が所定値を越えた場合、前記或るストリームとは別のストリームのチャネル符号化率も変更されてよい。データ変調方式が変わると、そのストリームのシンボル誤り率も変わり、他のストリームに及ぼす干渉も変わり、ひいては他のストリームに選択されるMCSが変わるかもしれない。このような動作に適切に追従する観点からは、データ変調方式の変更に伴ってチャネル符号化率を変える自由度も残すことが好ましい。また、上記の所定値は、変調方式毎に定めることで、より柔軟にMCS制御が可能となる。
　ストリームの受ける干渉量は、各ストリームのシンボル誤り率(SER)又は希望信号電力対非希望電力比(SINR)及びデータ変調方式から導出されてもよい。
　上記通信装置は、ユーザ装置に用意されてもよいし、基地局装置に用意されてもよい。
　本発明の一形態による通信方法は、MIMO方式及び適応変調チャネル符号化方式を使用する移動通信システムで使用される。本方法は、最尤推定法とは異なる信号検出法で決定されたストリーム毎の基準信号品質から、各ストリームについてデータ変調方式を決定するステップと、各ストリームの基準信号品質及びデータ変調方式から、各ストリームの受ける干渉量に応じた補正値を決定するステップと、或るストリームの基準信号品質及び補正値を加え、該或るストリームについてレート決定用信号品質を決定するステップと、前記レート決定用信号品質に対応するチャネル符号化率をストリーム毎に決定するステップとを有する。決定されたデータ変調方式及びチャネル符号化方式は、後続のストリームの伝送に使用される。
　説明の便宜上、本発明が幾つかの実施例又は項目に分けて説明されるが、各区分けは本発明に本質的ではなく、２以上の実施例又は項目に別々に記載された事項が必要に応じて組み合わせて使用されてもよい。発明の理解を促すため具体的な数値例を用いて説明がなされるが、特に断りのない限り、それらの数値は単なる一例に過ぎず適切な如何なる値が使用されてもよい。
　図５Ａは本発明の一実施例による通信装置のリンクアダプテーション部を示す。図５Ａには、MMSEベースのSINR計算部51、データ変調方式選択部52-1,52-2、SER計算部54-1,54-2、補正値計算部56-1,56-2、レート計算部58-1,58-2が描かれている。MMSEベースのSINR計算部51以外の要素は、ストリーム毎に用意されており、図示の例ではストリーム数は２である。但し、ストリーム数は２より多くてもよい。図５Ａに示されている機能要素の全部又は一部はユーザ装置に備わっていてもよいが、説明の便宜上、図示の機能要素全てがユーザ装置に備わっているものとする。
　MMSEベースのSINR計算部51は、最小二乗平均誤差法(MMSE)で受信信号から各ストリームの信号を検出する。上述したように、受信信号ｒは次式で表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　各記号の意味は次のとおりである。
　ri：ｉ番目の受信アンテナで受信された信号
　hij：ｊ番目の送信アンテナ及びｉ番目の受信アンテナ間のチャネル変動(チャネル行列要素)
　ni：ｉ番目の受信アンテナでの雑音
　sｊ：ｊ番目のストリームのシンボル，E{|sｊ|2}=1（Eは期待値を表す）
　σ2：雑音電力。
　MMSEベースのSINR計算部51は、各ストリームに関する信号品質を計算する。本実施例では、信号品質は、次式のように希望信号電力対非希望電力比SINRMMSE(1)及びSINRMMSE(2)で表現されるが、信号品質は当該技術分野で既知の適切な如何なる量で表現されてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　MMSE法ではストリーム毎の信号品質をMLD法よりも簡易に計算できる。説明の便宜上、第１ストリームについて計算された信号品質SINRMMSE(1)は、第１信号品質q1(1)(又は第１基準信号品質q1(1))と言及される。第２ストリームについて計算された信号品質SINRMMSE(2)は、第１信号品質q1(2)(第１基準信号品質q1(2))と言及される。一般に、MMSEベースのSINR計算部51でｍ番目のストリームについて計算された信号品質SINRMMSE(m)は、第１信号品質q1(m)と言及されてよい。
　本実施例では、各ストリームについて第１信号品質q1(1),q1(2)を用意する方法はMMSE法であるが、このことは本発明に必須ではない。当該技術分野で既知の適切な如何なる方法が使用されてもよい。但し、本実施例はMLD法による演算負担の軽減を図ろうとしているので、第１信号品質q1(1),q1(2)の計算法も、MLD法とは異なる、より簡易な信号検出法であることが望ましい。例えば、ゼロフォーシング法(ZF法)が使用されてもよいし、演算量削減型のMLD法(QRM－MLD法)が使用されてもよい。
　第１ストリームに関するデータ変調方式選択部52-1は、第１信号品質q1(1)に対応するデータ変調方式Modulation(1)を決定する。信号品質とデータ変調方式とチャネル符号化方式との対応関係は、例えば図４に示されるように、予め決定されている。図４に例示されているように、MCSは伝送レートの順に並んでおり、あるデータ変調方式の中で様々なチャネル符号化率が変えられている。即ち、伝送レートはデータ変調方式で大別され、チャネル符号化率で更に細分される。従ってMMSEベースのSINR計算部51で計算された第１信号品質q1(1),q1(2)が高精度でなかったとしても、データ変調方式なら多くの場合正確に特定できる。後述するように、この時点で決定されたデータ変調方式は、或る条件の下で後の時点で変更されてもよい。
　第２ストリームに関するデータ変調方式選択部52-2も同様に、第１信号品質q1(2)に対応するデータ変調方式Modulation(2)を決定する。
　第１ストリームに関するSER計算部54-1は、前段で用意された第１信号品質q1(1)及びデータ変調方式Modulation(1)に基づいて、第２信号品質q2(1)を計算する。本実施例では、第２信号品質q2(1)は、ストリーム間の干渉度合を表す量で表現され、一例としてシンボル誤り率SER(Symbol　Error　Rate)で表現されるが、第２信号品質は当該技術分野で既知の適切な如何なる量で表現されてもよい。
　図６は何らかのデータ変調方式の下でシンボル誤り率SER及び信号品質SINRがどのような関係にあるかを模式的に示す。このような関係は経験的に又はシミュレーションにより高精度に用意することができる。
　第２ストリームに関するSER計算部54-2も、前段で用意された第１信号品質q1(2)及びデータ変調方式Modulation(2)に基づいて、第２信号品質q2(2)を計算する。本実施例では、第２信号品質q2(2)も、シンボル誤り率SERで表現されるが、第２信号品質は当該技術分野で既知の適切な如何なる量で表現されてもよい。
　第１ストリームに関する補正値計算部56-1は、第２ストリームに関する第２信号品質q2(2)(シンボル誤り率)に基づいて、第１ストリームに関する補正値Δq(1)を計算する。本実施例では、第１ストリームに関する第１信号品質q1(1)はSINRで表現されているので、補正値Δq(1)はΔSINR(1)と表現されてもよい。補正値ΔSINR(1)は、次式で表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 この場合における係数αは、第２ストリームに関する第２信号品質に基づいて次のように計算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 このように算出された補正値Δq(1)＝ΔSINR(1)と第1信号品質q1(1)が加算され、第３信号品質q3(1)が次式のように導出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 第３信号品質q3(1)は、当該技術分野で既知の適切な如何なる量で表現されてもよいが、第１信号品質と同様に表現されることが望ましい。本実施例ではそれはSINRで表現され、MLD法におけるストリーム毎の等価的なSINRにちなんで、SINRe(equivalent　SINR)と表現される。
　なお、係数αが上記のように定義されることは必須ではなく、様々に定義されてもよい。例えば、第１ストリームに関する計算に使用される係数αが、第２ストリームのデータ変調方式に応じて変化するように定義されてもよい。或いは、係数αは無線チャネル状態(例えば、平均SNR等で表現されてよい)に応じて変化するように定義されてもよい。
　本実施例では、第2通信品質としてSERを計算しているが、ストリーム毎のSERを計算することは本発明に必須ではない。例えば、図５Ｂに示されるように、第1通信品質q1及びデータ変調方式から補正値Δqが直接的に補正値計算部で導出されてもよい。こうすることでSERを算出するステップを等価的に省いてもよい。
　第２ストリームに関する補正値計算部56-2は、第１ストリームに関する第２信号品質q2(1)(シンボル誤り率)に基づいて、第２ストリームに関する補正値Δq(2)を計算する。
　レート計算部58-1は、第1ストリームに関して算出された第３信号品質q3(1)に基づいて、伝送レートを決定する。この場合における伝送レートは、ある特定のデータ変調方式の下で、第３信号品質q3(1)に応じてチャネル符号化率を変えることで決定される。例えば、図４のようにMCSが決められており、第１信号品質q1(1)により、第１ストリームのデータ変調方式が16QAMに決定されたとする。この場合、MCS5～MCS10の内の何れかが、選択される。どれが選択されるかは、第３信号品質q3(1)に応じて決定される。
　レート計算部58-2は、第２ストリームに関して算出された第３信号品質q3(2)に基づいて、伝送レートを決定する。
　このように、図３に示されるような全候補の網羅的な検索を必要とせずに、データ変調方式Modulation(1),Modulation(2)及びチャネル符号化率Rate(1),Rate(2)を簡易に導出することができる。
　本実施例で使用される計算の原理を説明する。上述したように、２つの送信ストリームを受信する場合、受信信号は次のように書ける。
　　ｒ＝h1s1＋h2s2＋n
これは、上記の数式(2)と同じである。MLD法で信号検出が行われる場合、複数のストリームからの信号をまとめて検出するので、第１ストリームs1の検出精度は、第２ストリームs2の検出精度にも依存する。第１ストリームs1にとって第２ストリームs2は干渉ストリームになる。第２ストリームs2のシンボル誤り率q2(2)=SER(2)が少なく、第２ストリームが高品質に検出できる場合、第１ストリームs1にとっての干渉は少なくなる。従って、
　　q2(2)=SER(2)→0
の極限では、第１ストリームs1の第３信号品質SINRe(1)は、
　　SINRe(1)　→　SINRfree=|h1|2／σ2　
と書ける。記号の意味は、上述したとおりである。通常の通信状況では何らかの干渉が存在するので、第３信号品質はこのSINRfreeよりも小さいはずである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　逆に、第２ストリームs2の第２信号品質q2(2)=SER(2)が大きく、第２ストリームが高品質には検出できない場合、第１ストリームs1にとっての干渉も大きくなる。しかしながら、第１ストリームの信号品質を算出する際、MMSE法で求めた程度の精度は確保できるはずである。従って、MMSE法で求めた第１信号品質q1=SINRMMSE(1)を、第３信号品質q3(1)=SINRe(1)の下限と考えることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 係数αは０以上１以下の数であり、
　　SINRMMSE(1)≦SINRfree
であることを考慮すると、第３信号品質q3(1)=SINRe(1)は、下限値SINRMMSE(1)及び上限値SINRfreeの間にあることがわかる。上限値及び下限値の間の何処にあるかは、係数αの値で調整される。第２ストリームが高品質に検出できる場合、q2(2)=SER(2)はゼロに近くなり、このとき第３信号品質q3(1)は上限値に近づく。逆に、第２ストリームが高品質に検出できない場合、q2(2)=SER(2)は大きくなり、このとき第３信号品質q3(1)は下限値に近づく。このような傾向を補正値Δq(1)に反映するため、数式(10)及び(11)に示されるような定義がなされている。このように、第１ストリームに対する等価的なSINRを求める際、第２ストリームに関する情報が関わってくるので、図５Ａでは、或るストリームのSER計算部各々の出力先が、別のストリームの補正値計算部につながっている。
　係数αをこのように定義することは本発明に必須ではないが、上記の性質又は傾向を簡易に反映する観点からは、このように定義することが好ましい。
　なお、数式(12)は、
　　SINRe(1)＝(１－α)×SINRMMSE(1)＋α×SINRfree　，０≦α≦１・・・（１５）
のように変形することもできる。このような観点からは、SINRe(1)は、SINRMMSE(1)とSINRfreeの重み付け平均値として導出される、とも言える。
　上記の説明は第１ストリームに関連していたが、当然に第２ストリームについても同様な説明が可能である。
　図５Ａに示されている機能要素の全部又は一部がユーザ装置に備わっていてもよい。後者の場合、例えば、MMSEベースのSINR計算部51がユーザ装置に用意され、他の機能要素が基地局装置に用意されていてもよい。或いは、上りリンクの場合、図示の機能要素全てが基地局装置に備わっていてもよい。図示の要素全てがユーザ装置に備わっていることは、適切なMCSを速やかに決定する等の観点から好ましい。一部の機能を基地局装置に用意することは、ユーザ装置のバッテリや演算リソースを節約する観点から好ましい。
　図７は本発明の一実施例による動作例のフローチャートを示す。先ず、MMSE法で各ストリームの第１信号品質q1(上記の例では、SINR)が計算される(step1)。次に、計算された第1信号品質q1を使って各ストリームのデータ変調方式が選択される(step2)。次に、データ変調方式及び第１信号品質q1に基づいて、各ストリームの第２信号品質q2(上記の例では、シンボル誤り率(SER))が計算される(step3)。次に、ストリーム各々にとっての干渉ストリームの情報を使って、第３信号品質q3(上記の例では、SINRe)が計算される(step4)。そして、計算された第３信号品質q3に基づいて、チャネル符号化率が決定され、MCSが最終的に決定される。
　ところで、第３信号品質q3は、第１信号品質q1に補正値Δqを加えたものであり、q3はq1以上の値をとっていた。
　　q3＝q1＋Δq　≧q1
q3がq1より大きくなるということは、信号品質が補正値で補正されると、適切なデータ変調方式が変わるかもしれないことを意味する（図１参照。）。図１の例の場合、補正前の適切なデータ変調方式は16QAMであったが、q3に対応する補正後に適切なデータ変調方式は64QAMである。このような事情が図７のフローのステップ4(step4)で判明した場合、フローはstep2に戻り、そのストリームに関する変調多値数が増やされ、同様な手順が反復される。上述したように、MLD法では、あるストリームの検出精度は、別のストリーム(干渉ストリーム)の検出精度にも依存する。従って、あるストリームについてデータ変調方式が変更された場合、別のストリームに与える干渉の影響も変わる。例えば、図５Ａの第１ストリームのデータ変調方式が変更された場合、変更後のデータ変調方式から導出された第２信号品質q2(1)が、第２ストリームの補正値計算部56-2に入力される。その結果、第２ストリームに関する第３信号品質q3(2)も変わり、レート選択部58-2で選択される第２ストリームについてのチャネル符号化率も変わるかもしれない。通常、あるストリームの変調多値数が増やされた場合、他ストリームに与える干渉が増大し、他ストリームの変調方式もしくは符号化率を下げなくてはいけなくなる場合もある。よって、これによるスループットの劣化も考慮して最終的に最適な変調方式、符号化率の組み合わせを決定することが望ましい。
　複数のストリームの各々にMCSが別々に設定されることは必須ではない。例えば、２つのストリームに同じデータ変調方式及び同じチャネル符号化率が使用されてもよい。
　図８はこのような観点から用意された、第２実施例による通信装置のリンクアダプテーション部を示す。概して図５Ａと同様であるが、１つのデータ変調方式選択部５２が２つのストリームに共通に使用されている点、１つのレート選択部５８が２つのストリームに共通に使用されている点が異なる。但し、第２信号品質q2(1),q2(2)の計算及び補正値Δq(1),Δq(2)の計算は、図５Ａの場合と同様にストリームを区別しながら行われる。上述したように、各ストリームは互いに干渉を与え合う関係にあるからである。
　送信側で送信ストリーム間のインターリーブのような処理を行う場合は、複数ストリームの品質が同等になる。このようなシステムの場合、ストリーム毎のリンクアダプテーションを行わず、複数のストリームについて平均的なリンクアダプテーションを行うことで、フィードバックに要する情報量(オーバーヘッド)が少なくすることができる。
　図９は第３実施例による通信装置のリンクアダプテーション部を示す。本実施例では、MIMO方式及びAMC方式に加えて、直交周波数分割多重(OFDM)方式も使用される。図示の例では、L個のサブキャリアに関する処理が示されているが、これらのサブキャリアは、例えば或るユーザ装置に割り当てられた周波数帯域(１つ以上のリソースブロック)に含まれているものとする。図中の構成要素は概して図５Ａで説明済みのものと同様であるが、データ変調方式選択部52-1,52-2及びレート選択部58-1,58-2を除いて、サブキャリア毎に処理が行われる点が異なる。
　MMSEベースのSINR計算部51は、例えばSINRである第１信号品質をストリーム毎に且つサブキャリア毎に用意する。無線伝搬路のチャネル状態は、厳密にはサブキャリア毎に異なるからである。
　第１ストリームに関するデータ変調方式選択部52-1は、第１ストリームに関するL個のサブキャリアの第１信号品質を受信し、１つのデータ変調方式Modulation(1)を選択する。L個の様々なサブキャリア毎のSINRから１つの平均的な相互情報(MI:　Mutual　Information)を求め、その平均MIから１つのデータ変調方式を導出する技術については、例えば次の文献で説明されている。
　3GPP,　R1-060987,　NTT　DoCoMo,　Ericsson,　Fujitsu,　Mitsubishi　Electric,　NEC,　Panasonic,　Sharp,　Toshiba,　"Link　Adaptation　Scheme　for　Single-antenna　Transmission　in　E-UTRA　Downlink"。
　データ変調方式はストリームにつき１つ選択されるが、第２信号品質q2及び補正値はサブキャリア毎に計算され、第３信号品質q3もサブキャリア毎に用意される。これらサブキャリア毎に用意された第３信号品質q3に基づいて、レート選択部58-1,58-2は、データ変調方式及びチャネル符号化率の何らかの組み合わせをそれぞれ１つ決定する。こうして、第１ストリームのデータ変調方式Modulation(1)及びチャネル符号化率Rate(1)、第２ストリームのデータ変調方式Modulation(2)及びチャネル符号化率Rate(2)が用意される。
　実施例１－３では、データ変調方式選択部(図５Ａの52-1,52-2)がMMSE処理後のSINRからデータ変調方式を一意に導出し、以後そのデータ変調方式は原則として固定される。第１，第２ストリームに使用されてもよいデータ変調方式がそれぞれＮ通りあったとすると、２ストリームの場合、総ての可能なデータ変調方式の組合せは、N2通り存在する。これらN2個の組合せの内、SINRから導出されたデータ変調方式の組合せは、かなり確からしいことが予想される。しかしながら、他のN2－1個の組合せ総てが常に不適切であるとも言い難い。このような観点から、本発明の第４実施例では、各ストリームのデータ変調方式の組合せは１つに固定されず、他の組合せも考慮される。
　図１０は第４実施例による通信装置のリンクアダプテーション部を示す。概して図１０は図５Ａと同様であり、同様な要素には同じ参照番号が付されている。本実施例では、各ストリームのデータ変調方式の組合せ総てが考慮されるので、図５Ａに示されているデータ変調方式選択部52-1,52-2は描かれていない。但し、データ変調方式選択部のような処理部が存在してはならないわけではなく、データ変調方式の組合せ(M1i,M2i)をSER計算部に提供する処理部が存在してもよい。図５Ａとは異なり、図１０ではレート選択部58-1,58-2の後に、スループット計算部60-1，60-2及び合成部62が描かれている。本実施例では、各ストリームのスループットの合計スループットThr_eが最大になるように、データ変調方式の組合せ及び対応するチャネル符号化率が決定される。
　具体的には、予め各ストリームのデータ変調方式のペア=(Mi,Mj)の候補が複数個用意される。説明の簡明化を図るため、２ストリームの場合が想定されている。文脈から明らかなように、「データ変調方式の組合せ」及び「データ変調方式のペア」は同義的に使用されている。データ変調方式の組合せの各々に対して、実施例１－３で説明済みのシンボルエラーレートSER、補正値ΔSINR及びチャネル符号化率等の計算が行われ、２つのストリームの合計スループットが最も高くなるデータ変調方式のペア及び対応するチャネル符号化率が最終的に選択され、以後の実際の通信に使用される。
　例えば各ストリームのデータ変調方式の選択肢が、QPSK，16QAM及び64QAMの３通りであった場合、２ストリームのデータ変調方式の組合せ総数は、9通りあり、これら9通りの組合せ総てに対して、実施例１－３で説明済みの補正値ΔSINR及びチャネル符号化率等の計算が行われる。図中、「for　i=1:3　...　end」は、第１ストリームに関するデータ変調方式Miの変数iを１，２，３に変化させながら繰り返し計算を行うことを示す。「for　j=1:3　...　end」は、第２ストリームのデータ変調方式Mjの変数jを１，２，３に変化させながら繰り返し計算を行うことを示す。チャネル符号化率はＫ種類用意されている(R1,R2,...,RK)。
　この例の場合、９通り総てについて計算を要するが、各ストリームのデータ変調方式からチャネル符号化率を導出するまでの間に、従来のユニオンバウンドのシンボルエラーレートの計算(図３)は不要なので、本実施例での演算負担は従来よりも依然として軽い。本実施例によれば、複数のデータ変調方式ペアの総てに対してスループットを調べるので、データ変調方式の選択の自由度が広く、確実な高スループット化を図ることが期待できる。
　第４実施例では、ストリーム数がP個の場合、データ変調方式の組合せ総数NP個の組合せの総てについて各ストリームのスループットを求める計算が行われていた。本発明の第５実施例は、検討する組合せ数を減らすことで、演算負担の軽減を図る。
　図１１は第５実施例で行われる２つのステップと、各ステップにおける処理内容を示す。本実施例ではステップ１，２の２段階の処理が行われる。
　ステップ１では、データ変調方式の組合せが絞り込まれる。これを行うため、先ず、無線伝搬路を経て受信された各ストリームの信号品質が算出される。信号品質は、第１実施例の場合と同様に、MMSEベースのSINR計算部51により算出されてもよい。信号品質は、第１実施例で説明済みの数式(4)及び(5)のように希望信号電力対非希望電力比SINRMMSE(1)及びSINRMMSE(2)で表現されてもよい。信号品質は当該技術分野で既知の適切な如何なる量で表現されてもよい。第１実施例の場合と同様に、第１ストリームについて計算された信号品質SINRMMSE(1)は、第１信号品質q1(1)(又は第１基準信号品質q1(1))と言及される。第２ストリームについて計算された信号品質SINRMMSE(2)は、第１信号品質q1(2)(第１基準信号品質q1(2))と言及される。本実施例では、各ストリームについて第１信号品質q1(1),q1(2)を用意する方法はMMSE法であるが、このことは本発明に必須ではない。当該技術分野で既知の適切な如何なる方法が使用されてもよい。
　次に、データ変調方式の組合せが決定される。この決定は変調方式セット決定部111で行われる。変調方式セット決定部111は、MMSEベースのSINR計算部51からの第１信号品質q1(1)，q1(2)を入力として受信し、第１，第２ストリームのデータ変調方式の組合せ(M11,M21)，(M12,M22)，...，(M1N,M2N)を用意する。これらの組合せが総て用意された後にステップ２の手順が行われてもよいし、或いはステップ２の手順で必要とされた場合にその都度組合せが用意されてもよい。説明の便宜上、組合せ総数はN個であるように図示されているが、N2個より少ない適切な如何なる数の組合せが用意されてもよい(Nは、各ストリームで使用されるかもしれないデータ変調方式の数である。)。
　ステップ２では、データ変調方式及びチャネル符号化率の組合せであるMCSが決定され、そのMCSは以後の通信に使用される。データ変調方式の組合せ(M1i,M2i)が決定された後に、補正値、チャネル符号化率及びスループット等を計算する処理は、第４実施例で説明されたものと同様である。
　上記のステップ１において、各ストリームの第１信号品質q1(1)，q1(2)から、データ変調方式の組合せ(M1i,M2i)を、可能性のある総数(N2個)より少なく用意する方法の具体例を以下に説明する。
　図１２はデータ変調方式の組合せを用意する方法例を示す。この方法は典型的には図１１の変調方式セット決定部111で行われる。
　ステップ１では、データ変調方式の基準となる組合せが決定される。上述したようにMMSEベースのSINR計算部51(図１１)では、第１及び第２ストリーム各々について信号品質が計算され、例えば、第１ストリームについて第１信号品質q1(1)＝SINRMMSE(1)が計算される。第２ストリームについても第１信号品質q1(2)＝SINRMMSE(2)が計算される。信号品質とデータ変調方式・符号化率の対応関係は既知なので、これらの第１信号品質q1(1)，q1(2)からデータ変調方式をそれぞれ導出することができ、そのデータ変調方式のペアは便宜上「基準ペア」と言及される。また、基準ペアに含まれるデータ変調方式は、複数のデータ変調方式の「主候補」と呼んでもよい。図１２に示される例では、第１ストリームについて16QAMが導出され、第２ストリームについても16QAMが導出されている。従って基準ペアは(16QAM，16QAM)で表現される。主候補は16QAMある。
　ステップ２では、基準ペアから１つ以上の二次的なペアが導出される。二次的なペアを導出する１つの方法は、基準ペアの第１ストリームの変調オーダを1レベル下げ、第２ストリームの変調オーダを1レベル上げることである。目下の例の場合、
　　　基準ペアは、（M1，M2）=（16QAM，16QAM)　であり、
　　　二次ペアは、（M1，M2）=（QPSK，64QAM)　になる。
　二次的なペアを導出するもう１つの方法は、逆に、基準ペアの第１ストリームの変調オーダを1レベル上げ、第２ストリームの変調オーダを1レベル下げることである。目下の例の場合、
　　　基準ペアは、（M1，M2）=（16QAM，16QAM)　であり、
　　　二次ペアは、（M1，M2）=（64QAM，QPSK)　になる。
「基準ペア」中の「主候補」16QAMから導出されたQPSKや64QAMは、「副候補」と呼ばれてもよい。
　ステップ３では、ステップ２で用意された基準ペア及び二次ペアが、データ変調方式の組合せ候補として用意される。これらの組合せ候補については、図１１のステップ２においてスループット等が計算される。ステップ２の基準ペアにも二次ペアにも該当しない組合せ候補については、図１１のステップ２におけるスループット等は計算されない。目下の例の場合、第１及び第２ストリームで可能な総てのデータ変調方式の組合せは、９通り存在していた。本実施例によれば、これら９通りの組合せの内、
　（M1，M2）=（16QAM，16QAM)，(QPSK，64QAM)及び（64QAM，QPSK)　
の３つの組合せについてのみスループット等の計算が行われ、他の組合せについては計算されない。このようにして演算負担の軽減が図られる。
　上記の例では、基準ペアの変調オーダを１レベル上下させることで、二次ペアが導出されている。基準ペアから何等かのペアを導出する観点からは、基準ペアの第１ストリームの主候補(16QAM)を不変に維持し、第２ストリームの変調オーダを上下させてもよい。この場合、
　（M1，M2）=（16QAM，16QAM)，(16QAM，QPSK)及び（16QAM，64QAM)　
のような組合せが得られる。基準ペアの第２ストリームの主候補(16QAM)を不変に維持し、第１ストリームの変調オーダを上下させると、
　（M1，M2）=（16QAM，16QAM)，(QPSK，16QAM)及び（64QAM，16QAM)　
のような組合せが得られる。このように基準ペアの主候補の変調オーダを上下させることで、副候補を導出することができる。
　ところで、第１ストリームの変調オーダを下げるということは、第１データストリームのレートを下げることになり、第１ストリームのスループットは低下することになるが、これは逆に第１ストリームの信号品質を向上させることになる。第１ストリームの信号品質が高くなると、第２ストリームに与える干渉は少なくなり、その結果、第２ストリームの信号品質も向上することが期待できる。このため、第２ストリームの変調オーダを上げてもよい。第２ストリームの変調オーダを上げると、第２ストリームのスループットは向上する。このように、基準ペアの第１ストリームの変調オーダを下げる一方、第２ストリームの変調オーダを上げることで、二次ペアが用意されたとする。この場合、第１ストリームのスループットは低下するが、第２ストリームのスループットは向上するので、第１及び第２ストリームを総合した場合のスループットは大幅には変わらないことが予想される。従って達成可能なスループットを同程度に維持しつつ、基準ペアから二次ペアを導出する観点からは、上記のように基準ペア中の一方の主候補の変調オーダを上げることで一方の副候補を用意し、他方の主候補の変調オーダを下げることで他方の副候補を用意することが好ましい。また、上記例では、変調オーダを1レベル上下させているが、複数レベル上下させてもよい。
　上記の実施例１－５では、シンボルエラーレートSERの計算や信号品質q3=q1+Δqの計算の際、第１信号品質q1が使用されていた(図５Ａ、図５Ｂ、図８、図９、図１１)。この場合における第１信号品質q1は、MMSEベースのSINR計算部51で計算される量であり、信号品質の下限値である。しかしながら、シンボルエラーレートSERの計算や信号品質q3=q1+Δqの計算の際、第１信号品質q1に下限値が使用されることは必須でない。むしろ、第１信号品質q1の高精度化により、SERやq3の精度も向上することが期待できる。本発明の第６実施例では、SERやq3の計算に使用される第１信号品質q1として、下限値よりも改善されたものが使用され、計算の高精度化が図られる。
　図１３は、本実施例による通信装置のリンクアダプテーション部を示す。概して図１３は図５Ａ，図１０と同様であり、同様な要素には同じ参照番号が付されている。本実施例では、反復計算の際、第３信号品質q3=q1+Δqが、SER計算部54及びq3を出力する合成部に、フィードバック経路131，132を介してフィードバックされる。但し、反復計算の初回の場合、MMSEベースのSINR計算部からの信号品質q1=SINRが、SER計算部54及びq3を出力する合成部に入力される。一旦、第３信号品質q3が算出されると、そのq3がSER計算部54及び合成部に与えられ、以後反復的に計算が行われる。
　図１４は、本実施例で使用される動作例を示す。ステップ１では、MMSEベースのSINR計算部51において、第１及び第２ストリーム各々について信号品質q1(1),q1(2)の初期値が計算される。説明の便宜上、q1(1)=SINR1，q1(2)=SINR2　とする。ステップ１では、第１及び第２ストリームに対するデータ変調方式M1i,M2iも設定される。データ変調方式の組M1i,M2iは、第１－３実施例のように、MMSEベースのSINR計算部51によるSINR1及びSINR2からそれぞれ導出されてもよい。或いは、データ変調方式の組M1i,M2iは、第４実施例のように、総ての可能な組合せの内の何れかでもよい。更には、第５実施例のように、基準ペアに設定されてもよい。ステップ１では、繰り返し変数update1及びupdate2も初期設定される(説明の便宜上、初期値はそれぞれ１であるとする。)。
　ステップ２では、各ストリームが他ストリームから受ける干渉量q2(1),q2(2)に基づいて、補正値Δq(1)及びΔq(2)が計算され、第３信号品質q3(1)及びq3(2)が或る条件の下に更新される。本実施例では信号品質はSINRで表現されているが、他の量で表現されてもよい。具体的には、第２ストリームに関する繰り返し変数update2が１であった場合、第１ストリームの第３信号品質q3(1)が更新され、そうでなければ不変に維持される。
　SINR1' = SINR1+ΔSINR1（update2=1の場合）
　SINR1' = SINR1（update2=０の場合）。
同様に、第１ストリームに関する繰り返し変数update1が１であった場合、第２ストリームの第３信号品質q3(2)が更新され、そうでなければ不変に維持される。
  SINR2' = SINR2+ΔSINR2（update1=1の場合）
　SINR2' = SINR2（update1=０の場合）。
　ステップ３では、繰り返し変数update1及びupdate2が更新される。第１ストリームに関し、補正値Δq(1)=ΔSINR1が正であった場合、第1ストリームの繰り返し変数update1は１に設定され、そうでなければ０に設定される。第２ストリームに関し、補正値Δq(2)=ΔSINR2が正であった場合、第２ストリームの繰り返し変数update2は１に設定され、そうでなければ０に設定される。また、ステップ３では、第１信号品質q1(1)及びq1(2)が第３信号品質q3(1)及びq3(2)で更新される(SINR1=SINR1' 及びSINR2= SINR2')。
　ステップ４では、繰り返し計算を続行するか否かが判定される。具体的には、第１及び第２ストリーム双方の繰り返し変数が共に０であるか否かが判定され、共にゼロで無かった場合、フローはステップ２に戻り、繰り返し計算が続く。共にゼロであった場合、フローは終了する。
　第１ストリームの繰り返し変数update1は、第１ストリームの品質がプラス方向に改善された場合にのみ１に設定され、不変であった場合(０の場合)及び劣化した場合(負の場合)、繰り返し変数update1は０に設定される。第２ストリームの繰り返し変数update2も、第２ストリームの品質がプラス方向に改善された場合にのみ１に設定され、不変であった場合(０の場合)及び劣化した場合(負の場合)、繰り返し変数update1は０に設定される。従ってステップ４では、第１及び第２ストリームが共に最適値に達した場合にフローが終了し、何れか一方に改善の余地がある場合にはステップ２に戻って繰り返し計算を行うようにしている。
　ステップ２では、第１ストリームの信号品質q3(1)の更新判定基準に第２ストリームの繰り返し変数update2が使用されている。これは、図１３等において、一方のストリームの補正値計算部56の入力が、他方のストリームのSER計算部54の出力先から与えられていることに対応する。上述したように、第２ストリームの品質が向上し、シンボルエラーレートSERが低くなった場合、信号検出時に第２ストリームが第１ストリームに及ぼす干渉も少なくなり、第１ストリームの品質も向上することが期待できる。ステップ２において、第２ストリームの繰り返し変数update2が１であったということは、先行する更新ステップにおいて、第２ストリームの品質がプラス方向に改善されたことを示す。この場合、第１ストリームの品質も更に改善できることが期待できるので、第１ストリームの品質SINR1が補正値ΔSINR1と共に更新されている。同様に、ステップ２において、第１ストリームの繰り返し変数update1が１であったということは、先行する更新ステップにおいて、第１ストリームの品質がプラス方向に改善されたことを示す。この場合、第２ストリームの品質も更に改善できることが期待できるので、第２ストリームの品質SINR2が補正値ΔSINR2と共に更新されている。
　本実施例ではフローの繰り返しの判断基準として、１又は０の２値の値をとる繰り返し変数update1及びupdate2が使用されているが、これは一例に過ぎない。各ストリームの品質SINRが最適値に達しているか否かを判断できる適切な如何なる判断基準が使用されてもよい。但し、その判断の簡易化を図る観点からは、本実施例のように２値の繰り返し変数を使用することが好ましい。
　ところで、出力を入力にフィードバックして繰り返し計算が行われる場合、その出力はある低度高精度に算出されていることが望ましい。そうでなかった場合、フィードバックによる更新後の出力は却って精度劣化を招き、計算値の不安定化を招くかもしれないからである。このような観点からは、第１及び第２ストリームの品質が比較的良い場合にのみ図１４の繰り返し計算を行い、そうでない場合は繰り返し計算を行わないことが考えられる。第１及び第２ストリームの品質が良いか否かは、適切な如何なる判断基準で判断されてもよい。一例として、第１０式で登場した係数αを使用することができる。
　図１５は、本実施例で使用される別の動作例を示す。ステップ３以外のステップについては図１４を参照しながら説明済みであるため、重複的な説明は省略される。ステップ３では、繰り返し変数update1及びupdate2が更新される。第１ストリームに関し、係数α1が１であった場合、第1ストリームの繰り返し変数update1は１に設定され、そうでなければ０に設定される。第２ストリームに関し、係数α2が１であった場合、第２ストリームの繰り返し変数update2は１に設定され、そうでなければ０に設定される。また、ステップ３では、第１信号品質q1(1)及びq1(2)が第３信号品質q3(1)及びq3(2)で更新される(SINR1=SINR1' 及びSINR2= SINR2')。
　上記の第１５式によれば、第１ストリームの信号品質は、下限値SINRMMSE(1)と上限値SINRfreeの間にある。第２ストリームの信号品質も、下限値SINRMMSE(2)と上限値SINRfreeの間にある。
　　　SINRe(1)＝(１－α1)×SINRMMSE(1)＋α1×SINRfree　，０≦α1≦１
　　　SINRe(2)＝(１－α2)×SINRMMSE(2)＋α2×SINRfree　，０≦α2≦１。
係数α1が１の場合、第１ストリームの信号品質はSINRfree=|h1|2／σ2となり、これは他ストリーム干渉が無視できるような状況を表す。同様に、係数α2が１の場合、第２ストリームの信号品質はSINRfree=|h2|2／σ2となり、これも他ストリーム干渉が無視できるような状況を表す。図１５に示されるステップ３では、このように良好な通信状況の場合に限って繰り返し変数update1及び／又はupdate2が１に設定され、共に１に設定されていた場合にのみ繰り返し計算が行われる(ステップ４)。このようにすることで、計算精度の不安定化に配慮しつつ高精度化を図ることができる。
　係数α1及びα2の具体例は、第１１式に示されているが、これには限定されない。例えば係数はシンボルエラーレートSERだけでなく、データ変調方式等に応じて変化させてもよい。説明の簡明化を図るため、ステップ３では係数α1及びα2が厳密に１に等しい場合に繰り返し変数update1及びupdate2が更新されているが、その場合だけに限定されず、例えば１に近い場合(|1－α|<ε，εは正の小さな値)に更新されてもよい。
　図１６は第１実施例に関するシミュレーション結果のグラフを示す。横軸は受信ブランチ当たりの平均SNR(dB)であり、信号品質に相当する。縦軸はスペクトル効率(bps/Hz)であり、単位周波数当たりのスループットに相当する。これは、信号品質の良さにも対応する。図１７は図１６のシミュレーションを行う際に使用されたパラメータ諸元を示す。
　図中、丸印でプロットされたデータは、MMSE法で信号検出及びリンクアダプテーションが行われた場合のグラフ(従来例)を示す。四角い印でプロットされた点は、本発明の第１実施例による方法で信号検出及びリンクアダプテーションが行われた場合のグラフを示す。図示されているように、平均SNRが悪かった場合、スペクトル効率は第１実施例の場合も従来例の場合も大差はない。しかしながら、平均SNRが良くなるにつれて、第１実施例の場合は従来例の場合よりもスペクトル効率が改善されることが分かる。このように、第３信号品質q3(上記の例では、SINRe)は第１信号品質q1(上記の例では、SINRMMSE)以上になる。
　図１８は第１，第４及び第５実施例に関するシミュレーション結果のグラフを示す。この例でも２×２MIMO方式が想定されており、マルチパス数は１であり、非相関チャネルが想定されている。このシミュレーション結果の場合、第１実施例に関するグラフは丸印でプロットされており、逆三角印でプロットされている従来例(MMSE)の場合より改善されていることが分かる。この点は図１６と同じである。第４実施例は総ての可能なデータ変調方式の組合せ(９通り)についてスループットを計算し、最適な組合せを選択する。従って、四角印でグラフがプロットされている第４実施例は、第１実施例よりも改善されている。第５実施例は、総ての可能なデータ変調方式の組合せ(９通り)の内、基準ペアと二次ペアについてのみスループットを計算し、それらの中で最適な組合せを選択する。基準ペアでも二次ペアでもないペアについては計算されない。図示されているように、菱形印でグラフがプロットされている第５実施例は、第４実施例と同程度のスループットを達成している。第５実施例は実施例４実施例より少ない演算負担で済む。従って演算効率の観点からは、第５実施例はかなり好ましいことが分かる。
　本発明はMIMO方式及びAMCが使用される適切な如何なる移動通信システムで使用されてもよい。例えば本発明は、HSDPA/HSUPA方式のW-CDMAシステム、LTE方式のシステム、IMT-Advancedシステム、WiMAX, Wi-Fi方式のシステム等に適用されてもよい。
　以上本発明は特定の実施例を参照しながら説明されてきたが、それらは単なる例示に過ぎず、当業者は様々な変形例、修正例、代替例、置換例等を理解するであろう。例えば、上記の例では２アンテナによる２ストリームの伝送が説明されたが、アンテナ数やストリーム数はそれより多くてもよい。発明の理解を促すため具体的な数値例を用いて説明がなされたが、特に断りのない限り、それらの数値は単なる一例に過ぎず適切な如何なる値が使用されてもよい。発明の理解を促すため具体的な数式を用いて説明がなされたが、特に断りのない限り、それらの数式は単なる一例に過ぎず適切な如何なる数式が使用されてもよい。実施例又は項目の区分けは本発明に本質的ではなく、２以上の実施例又は項目に記載された事項が必要に応じて組み合わせて使用されてよい。説明の便宜上、本発明の実施例に係る装置は機能的なブロック図を用いて説明されたが、そのような装置はハードウエアで、ソフトウエアで又はそれらの組み合わせで実現されてもよい。本発明は上記実施例に限定されず、本発明の精神から逸脱することなく、様々な変形例、修正例、代替例、置換例等が本発明に包含される。
　本国際出願は2008年5月23日に出願した日本国特許出願第2008-136019号に基づく優先権を主張するものであり、その日本国特許出願の全内容を本国際出願に援用する。
　本国際出願は2008年11月5日に出願した日本国特許出願第2008-284767号に基づく優先権を主張するものであり、その日本国特許出願の全内容を本国際出願に援用する。
　５１　MMSEベースのSINR計算部
　５２　データ変調方式選択部
　５４　SER計算部
　５６　補正値計算部
　５８　レート計算部
　６０　スループット計算部
　６２　合成部
　１１１　変調方式セット決定部

Claims (28)

  1. 　MIMO方式及び適応変調チャネル符号化方式を使用する移動通信システムで使用される通信装置であって、
    　最尤推定法とは異なる信号検出法で決定されたストリーム毎の基準信号品質を算出する処理部と、
    　各ストリームについてデータ変調方式を決定する処理部と、
    　各ストリームの基準信号品質及びデータ変調方式から、ストリーム各々が他ストリームから受ける干渉量に応じた補正値を決定する処理部と、
    　或るストリームの基準信号品質及び補正値を加え、該或るストリームについてレート決定用信号品質を決定する処理部と、
    　前記レート決定用信号品質に対応するチャネル符号化率をストリーム毎に決定する処理部と、
    　を有し、決定されたデータ変調方式及びチャネル符号化方式は、後続のストリームの伝送に使用されることを特徴とする通信装置。　
  2. 　各ストリームのデータ変調方式の候補が、複数の選択肢の中から選択され、選択されたデータ変調方式について前記チャネル符号化率が決定され、
    　所定のデータ変調方式及びチャネル符号化率決定基準において最適な、各ストリームのデータ変調方式及びチャネル符号化率が決定される請求項１記載の通信装置。
  3. 　データ変調方式の前記複数の選択肢の中から、各ストリームの基準信号品質に対応する主候補が導出され、少なくとも該主候補について前記チャネル符号化率が決定される請求項２記載の通信装置。
  4. 　前記主候補のレートと所定のレベルだけ異なるレートを有する副候補が、第１及び第２ストリーム各々について決定され、
    　前記第１及び第２ストリームのデータ変調方式の総ての可能な組合せの内、前記主候補又は前記副候補を含む所定の組合せについて、各ストリームのチャネル符号化率及びスループットが算出される請求項３記載の通信装置。
  5. 　前記主候補又は前記副候補を含む所定の組合せは、
    　前記第１ストリームの主候補及び前記第２ストリームの主候補の組合せ、又は
    　前記第１ストリームの主候補のレートより高いレートを有する副候補及び前記第２ストリームの主候補のレートより低いレートを有する副候補の組合せ
    　を含む請求項４記載の通信装置。
  6. 　前記最尤推定法とは異なる信号検出法が、最小二乗平均誤差(MMSE)法である請求項１記載の通信装置。
  7. 　ストリーム間干渉を無視できる場合の信号品質と前記基準信号品質との差分に比例するように、前記補正値が算出される請求項１乃至６の何れか１項に記載の通信装置。
  8. 　前記補正値の算出に使用される比例係数は、ストリームの受ける干渉量のとり得る値に応じて予め決められている請求項７記載の通信装置。
  9. 　或るストリームの前記補正値の算出に使用される比例係数は、無線チャネル状態及び／又は他ストリームのデータ変調方式に応じて決定される請求項８記載の通信装置。
  10. 　前記最尤推定法とは異なる信号検出法が、ゼロフォーシング(ZF:　Zero　Forcing)法である又はQR分解を用いた最尤推定法(QRM－MLD)である請求項１記載の通信装置。
  11. 　或るストリームについての前記レート決定用信号品質が所定値を越えた場合、前記或るストリームのデータ変調方式が変更される請求項１乃至１０の何れか１項に記載の通信装置。
  12. 　或るストリームについての前記レート決定用信号品質が所定値を越えた場合、前記或るストリームとは別のストリームのチャネル符号化率も変更される請求項１１記載の通信装置。
  13. 　前記補正値を導出するための干渉量は、各ストリームのシンボル誤り率(SER)又は希望信号電力対非希望電力比(SINR)及びデータ変調方式から導出される請求項１乃至１２の何れか１項に記載の通信装置。
  14. 　前記補正値を加算した基準信号品質を再度、基準信号品質として、補正値を繰り返し計算する請求項１乃至１３の何れか１項に記載の通信装置。
  15. 　前記補正値の値に応じて, 前記繰り返し処理の有無を判断することを特徴とする請求項１４項に記載の通信装置。
  16. 　請求項１記載の通信装置を備えたユーザ装置。
  17. 　請求項１記載の通信装置を備えた基地局装置。
  18. 　MIMO方式及び適応変調チャネル符号化方式を使用する移動通信システムで使用される通信方法であって、
    　最尤推定法とは異なる信号検出法で決定されたストリーム毎の基準信号品質を算出するステップと、
    　各ストリームについてデータ変調方式を決定するステップと、
    　各ストリームの基準信号品質及びデータ変調方式から、ストリーム各々が他ストリームから受ける干渉量に応じた補正値を決定するステップと、
    　或るストリームの基準信号品質及び補正値を加え、該或るストリームについてレート決定用信号品質を決定するステップと、
    　前記レート決定用信号品質に対応するチャネル符号化率をストリーム毎に決定するステップと、
    　を有し、決定されたデータ変調方式及びチャネル符号化方式は、後続のストリームの伝送に使用される通信方法。
  19. 　各ストリームのデータ変調方式の候補が、複数の選択肢の中から選択され、選択されたデータ変調方式について前記チャネル符号化率が決定され、
    　複数のストリームで達成可能なスループットが高くなるように、各ストリームのデータ変調方式及びチャネル符号化率が決定される請求項１８記載の通信方法。
  20. 　データ変調方式の前記複数の選択肢の中から、各ストリームの基準信号品質に対応する主候補が導出され、少なくとも該主候補について前記チャネル符号化率が決定される請求項１９記載の通信方法。
  21. 　前記主候補のレートと所定のレベルだけ異なるレートを有する副候補が、第１及び第２ストリーム各々について決定され、
    　前記第１及び第２ストリームのデータ変調方式の総ての可能な組合せの内、前記主候補又は前記副候補を含む所定の組合せについて、各ストリームのチャネル符号化率及びスループットが算出される請求項２０記載の通信方法。
  22. 　前記主候補又は前記副候補を含む所定の組合せは、
    　前記第１ストリームの主候補及び前記第２ストリームの主候補の組合せ、又は
    　前記第１ストリームの主候補のレートより高いレートを有する副候補及び前記第２ストリームの主候補のレートより低いレートを有する副候補の組合せ
    　を含む請求項２１記載の通信方法。
  23. 　前記最尤推定法とは異なる信号検出法が、最小二乗平均誤差(MMSE)法である請求項１８記載の通信方法。
  24. 　ストリーム間干渉を無視できる場合の信号品質と前記基準信号品質との差分に比例するように、前記補正値が算出される請求項１８乃至２３の何れか１項に記載の通信方法。
  25. 　前記補正値の算出に使用される比例係数は、ストリームの受ける干渉量のとり得る値に応じて予め決められている請求項２４記載の通信方法。
  26. 　或るストリームの前記補正値の算出に使用される比例係数は、無線チャネル状態及び／又は他ストリームのデータ変調方式に応じて決定される請求項２５記載の通信方法。
  27. 　或るストリームについての前記レート決定用信号品質が所定値を越えた場合、前記或るストリームのデー変調方式が変更される請求項１８乃至２６の何れか１項に記載の通信方法。
  28. 　或るストリームについての前記レート決定用信号品質が所定値を越えた場合、前記或るストリームとは別のストリームのチャネル符号化率も変更される請求項２７記載の通信方法。
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