WO2009101292A1 - Circuit for controlling the current in an electrical control member or the voltage across the terminals of the said electrical control member - Google Patents

Circuit for controlling the current in an electrical control member or the voltage across the terminals of the said electrical control member Download PDF

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WO2009101292A1
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Guillaume Caubert
Dominique Dupuis
Julien Horbraiche
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Valeo Systemes De Controle Moteur
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Abstract

The present invention relates to a circuit (300) for controlling the current in an electrical control member (110) comprising a bridge furnished with four terminals (105, 106, 107, 108) and comprising four controlled breakers (AH, AL, BH, BL), a power supply (109), means of control by MLI of at least two of the four breakers. The control circuit exhibits a first state in which said first (AH) and fourth (BL) breakers are closed and said second (BH) and third (AL) breakers are open, a second state in which said second (BH) and third (AL) breakers are closed and said first (AH) and fourth (BL) breakers are open and at least one of the two following states: a third state in which said third (AL) and fourth (BL) breakers are closed and said first (AH) and second (BH) breakers are open and/or a fourth state in which said first (AH) and second (BH) breakers are closed and said third (AL) and fourth (BL) breakers are open. A particularly interesting application of the invention lies in the field of controlling the current of the actuators used for "camless" systems in motor vehicles.

Description

Circuit de contrôle du courant dans un organe électrique de commande ou de la tension aux bornes dudit organe électrique de commande Circuit for controlling the current in an electrical control device or the voltage at the terminals of said electrical control device
La présente invention concerne un circuit de contrôle du courant dans un organe électrique de commande ou de la tension aux bornes dudit organe électrique de commande. Une application particulièrement intéressante de l'invention se situe dans le domaine du contrôle du courant des machines électriques à inductance variable telle que les actionneurs utilisés pour les soupapes dites électromagnétiques (système « camless » en an- glais) dans les véhicules automobiles.The present invention relates to a current control circuit in an electrical control member or the voltage across said electrical control member. A particularly interesting application of the invention lies in the field of current control of electrical machines with variable inductance such as the actuators used for so-called electromagnetic valves ("camless" system in English) in motor vehicles.
L'actionnement électromagnétique des soupapes nécessite de l'énergie électrique. Cette énergie électrique est prélevée sur le réseau de bord du véhicule. La performance du système à soupapes électromagnétiques passe par la minimisation de la consommation d'énergie électrique sur le réseau de bord. En effet, la puissance disponible en sortie du vilebrequin est égale à la puissance totale développée par le moteur thermique moins la puissance nécessaire au bon fonctionnement de ses auxiliaires (actionne- ment des soupapes, entraînements des pompes à eau et huile, etc.).Electromagnetic actuation of the valves requires electrical energy. This electrical energy is taken from the vehicle's on-board network. The performance of the electromagnetic valve system involves the minimization of the electrical energy consumption on the on-board system. In fact, the power available at the output of the crankshaft is equal to the total power developed by the heat engine minus the power required for the proper functioning of its auxiliaries (actuation of the valves, drives of the water and oil pumps, etc.).
De façon générale, une machine électrique pilotée en courant positif ou négatif est souvent commandée par des ponts de puissance en H dits aussi ponts « quatre quadrants » (ou « hacheur en pont complet ») monophasés ou polyphasés suivant la structure de la machine. On entend par pont « quatre quadrants », une commande de pont qui travaille sur tous les quadrants de la caractéristique tension-courant. Généralement, l'électronique de commande asservie le courant à une consigne en appliquant, aux ponts de puissance, une commande de type MLI (Modulation de Largeur d'Impulsion) à fréquence fixe. Un exemple de structure électronique d'un pont 1 « quatre quadrants » est représenté en figure 1. Le pont 1 comprend : - quatre bornes 5, 6, 7 et 8,In general, an electric machine controlled by positive or negative current is often controlled by H-power bridges also called "quadrant" bridges (or "full-bridge chopper") single-phase or polyphase depending on the structure of the machine. Four-quadrant bridge means a bridge control that works on all quadrants of the voltage-current characteristic. Generally, the control electronics control the current to a setpoint by applying to the power bridges, a PWM type control (Pulse Width Modulation) fixed frequency. An example of an electronic structure of a bridge "four quadrants" is shown in FIG. 1. The bridge 1 comprises: four terminals 5, 6, 7 and 8,
- une source de tension continue 9 (il peut s'agir par exemple d'une batterie, d'un convertisseur de puissance continu-continu DCDC ou d'un convertisseur de puissance alternatif continu ACDC) connectée aux première et deuxième bornes 5 et 6 du pont 1 ,a source of DC voltage 9 (it may be for example a battery, a DC-DC power converter DCDC or a DC ACDC) connected to the first and second terminals 5 and 6 of the bridge 1,
- un organe électrique de commande 10 (tel qu'une charge inductive à inductance variable) permettant de commander un actionneur et connecté entre les troisième et quatrième bornes 7 et 8 du circuit en pont 1 ,an electrical control member 10 (such as an inductive load with variable inductance) making it possible to control an actuator and connected between the third and fourth terminals 7 and 8 of the bridge circuit 1,
- un premier interrupteur Ci connecté entre les première et troisième bornes 5 et 7,a first switch Ci connected between the first and third terminals 5 and 7,
- un deuxième interrupteur C2 connecté entre les première et quatrième bornes 5 et 8,a second switch C 2 connected between the first and fourth terminals 5 and 8,
- un troisième interrupteur C3 connecté entre les deuxième et troisième bornes 6 et 7,a third switch C 3 connected between the second and third terminals 6 and 7,
- un quatrième interrupteur C4 connecté entre les deuxième et quatrième bornes 6 et 8. Le pont 1 comporte donc deux bras B1 et B2 formés respectivement par les interrupteurs Ci et C3 en série et par les interrupteurs C2 et C4 en série.- a fourth switch C 4 connected between the second and fourth terminals 6 and 8. The bridge 1 thus comprises two arms B1 and B2 respectively formed by the switches Ci and C 3 in series and the switches C 2 and C 4 in series.
Les interrupteurs Ci à C4 de puissance peuvent être des transistors MOSFET (« Métal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor » en anglais) ou des transistors IGBT (« Insulated Gâte Bipolar Transistor » en anglais).The power switches Ci to C 4 may be metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) transistors or IGBT transistors (Insulated Gate Bipolar Transistor).
La technique la plus couramment utilisée pour sa robustesse est le contrôle du courant moyen en utilisant une commande des interrupteurs par modulation de largeur d'impulsions (MLI). Son plus grand avantage est son immunité aux bruits. En effet, la boucle de régulation n'a pas besoin d'un courant instantané mais d'une valeur filtrée. Ce filtrage introduit un retard qui peut s'avérer très contraignant lorsqu'une grande bande passante est recherchée. Dans le cas d'un actionneur de système « camless », le superviseur de soupape calcule une consigne de tension V* qui doit être appliquée aux bornes du circuit magnétique. La stratégie de modulation de largeur d'impulsions traduit la consigne de tension en ordre de fermeture/ouverture des interrupteurs électroniques de l'électronique de puissance (ici aux nombres de quatre). L'électronique de puissance applique les commandes de la stratégie MLI en respectant ses contraintes propres (gestion de temps morts, temps de garde, etc.). En appelant SQ la fonction de commutation de l'interrupteur Cj on a : fθ si C1 est ouvert [1 si C1 est fermeThe most common technique used for its robustness is the control of the average current by using pulse width modulation (PWM) control. Its biggest advantage is its immunity to noise. Indeed, the control loop does not need an instantaneous current but a filtered value. This filtering introduces a delay that can be very restrictive when a large bandwidth is sought. In the case of a "camless" system actuator, the valve supervisor calculates a voltage setpoint V * that must be applied to the terminals of the magnetic circuit. The pulse width modulation strategy translates the voltage setpoint into the closing / opening order of the electronic switches of the power electronics (here to the numbers of four). Power electronics applies the controls of the MLI strategy while respecting its own constraints (time management dead, on-call time, etc.). By calling SQ the switching function of the switch Cj we have: fθ if C 1 is open [1 if C 1 is closed
Les commandes de deux interrupteurs d'un même bras de pont (Ci et Cj+2) sont antagonistes pour éviter de provoquer un court-circuit d'alimentation. Il suffit ainsi de donner l'évolution temporelle de deux fonctions de commutation (une pour chaque bras) pour déterminer la tension Uact aux bornes du circuit magnétique 10 en fonction de la tension continue UDC- Par commodité, les fonctions de commutation des interrupteurs hauts sont communément choisies. En négligeant la chute de tension dans les éléments passants et les temps d'ouverture et de fermeture des interrupteurs, on déduit : U „ =* (Sc1 - Sc2)U DC The controls of two switches of the same bridge arm (Ci and Cj +2 ) are antagonistic to avoid causing a short circuit supply. Just so give the temporal evolution of two switching functions (one for each arm) for determining the ac voltage U t across the magnetic circuit 10 according to the DC voltage UD C - For convenience, the switching functions High switches are commonly chosen. By neglecting the voltage drop in the passing elements and the opening and closing times of the switches, we deduce: U "= * (Sc 1 - Sc 2 ) U DC
Par souci de simplification, la détermination des évolutions temporelles des fonctions de commutation Sc1 et Sc2 se fait en comparant la valeur de la consigne de tension normalisée v* à une seule porteuse triangulaire Vp(t) de fréquence fiuiu- La fonction triangulaire peut être quelconque prenant des valeurs entre une valeur minimale Vpmjn et maximale Vpmaχ. La valeur de la tension de consigne normalisée v* est alors : v* ≈ Fpmaχ - ^min (y* _ U \+ γFor the sake of simplification, the determination of the temporal evolutions of the switching functions Sc 1 and Sc 2 is done by comparing the value of the normalized voltage setpoint v * with a single triangular carrier V p (t) of frequency fiuiu- The triangular function can be any taking values between a minimum value V pm j n and maximum V pma χ. The value of the normalized target voltage v * is then: v * ≈ F pma χ - ^ min ( y * _ U \ + γ
2 j γ \ JJ^ J p max2 j γ \ JJ ^ J p max
•U DC En définissant la fonction sign(x) par : fOsi x ≤ O sign(x) = < . • U DC By defining the function sign (x) by: fOsi x ≤ O sign (x) = <.
[1 si x > 0 on détermine la fonction de commutation Sci(t) comme étant : Sc1Ct) ≈ sign(v*-Vp(t))[1 if x> 0 we determine the switching function Sci (t) as being: Sc 1 Ct) ≈ sign (v * -V p (t))
La fonction Sc2(t) est la fonction complémentaire de Sci(t) que l'on peut cal- culer également par la formule suivante :
Figure imgf000005_0001
The function Sc 2 (t) is the complementary function of Sci (t) which can also be calculated by the following formula:
Figure imgf000005_0001
La figure 2 représente graphiquement la détermination des fonctions de commutation Sci(t) et Sc2(Q. Ainsi, la première courbe représente l'évolution en fonction du temps de la tension de consigne normalisée v* et de la porteuse triangulaire Vp(t). On en déduit la deuxième courbe représentant l'évolution de Sci en fonction du temps et la troisième courbe, complémentaire de la deuxième, représentant Sc2 en fonction du temps. La quatrième courbe représente l'évolution de la tension Uact aux bornes du circuit magnétique 10 qui varie de +UDC à -UDc et vaut en moyenne V* sur une période de découpage fMij. Comme la tension Uact ne peut prendre que deux valeurs distinctes, on parle de stratégie MLI à deux états.FIG. 2 graphically represents the determination of the switching functions Sci (t) and Sc 2 (Q. Thus, the first curve represents the evolution as a function of time of the normalized target voltage v * and of the triangular carrier V p (t). We deduce the second curve representing the evolution of Sci as a function of time and the third curve, complementary to the second, representing Sc 2 as a function of time. The fourth curve represents the evolution of the voltage U ac t across the terminals of the magnetic circuit 10 which varies from + UD C to -U D c and is equal to an average V * over a switching period f M ij. Since the voltage U act can only take two distinct values, it is called a two-state PWM strategy.
La figure 3 illustre les commutations induites par ce type de stratégie MLI sur un pont quatre quadrants 11 comportant quatre interrupteurs AH, BH, AL et BL respectivement identiques aux transistors C2, C1 , C4 et C3 du pont 1 tel que représenté en figure 1 pour le contrôle d'une charge 10.FIG. 3 illustrates the commutations induced by this type of PWM strategy on a four quadrant bridge 11 comprising four switches AH, BH, AL and BL respectively identical to the transistors C2, C1, C4 and C3 of the bridge 1 as represented in FIG. the control of a load 10.
Le pont 11 comporte deux états possibles :The bridge 11 has two possible states:
- Un état de magnétisation (avec une tension VL= +UdC appliquée à l'actionneur) dans lequel les interrupteurs BH et AL sont fermés et les interrupteurs AH et BL sont ouverts,A magnetization state (with a voltage VL = + Ud C applied to the actuator) in which the switches BH and AL are closed and the switches AH and BL are open,
- Un état de démagnétisation (avec une tension VL= -Ud0 appliquée à l'actionneur) dans lequel les interrupteurs BH et AL sont ouverts et les interrupteurs AH et BL sont fermés.- A demagnetization state (with a voltage VL = -U d0 applied to the actuator) in which the switches BH and AL are open and the switches AH and BL are closed.
La mise en oeuvre d'une telle commande MLI pour un pont quatre quadrants pose cependant certaines difficultés.The implementation of such an MLI command for a four-quadrant bridge, however, poses certain difficulties.
Une première difficulté concerne les pertes par commutation. Lorsqu'un interrupteur change d'état (passage de ouvert à fermé ou passage de fermé à ouvert), il est le siège de pertes dues à la présence simultanée de courant le traversant et d'une tension à ses bornes. L'énergie alors dissipée dépend de la valeur du courant découpé lact, de la tension continue UDC et de la rapidité de la commutation (ces temps de commutation sont par exemple réglés par la valeur de la résistance de grille des transistors MOSFET utilisés). Ainsi, par période de découpage, il y a deux ouvertures et deux fermetures quel que soit le sens du courant sur un des deux interrupteurs de chacun des bras de pont. Cette double commutation par période de découpage entraîne bien entendu des pertes d'autant plus importantes que la fréquence sera élevée. On notera qu'il est important de concilier le rendement et la bande passante. Dans le cas d'une commande par MLI, la fréquence de la MLI est généralement de plusieurs dizaines voire centaines de kilo- hertz. A ces fréquences élevées les pertes par commutation sont prédominantes face aux autres pertes par conduction. On notera que, lors de la transition d'un état de magnétisation à un état de démagnétisation, sur les quatre commutations par période de découpage, deux sont des commutations dures et deux sont des commutations douces : en d'autres termes, on commence par ouvrir les deux transistors initialement fermés (commutations dures) puis après un temps mort, on ferme les deux transistors initialement ouverts (commutations douces). On évite ainsi que deux interrupteurs d'un même bras soient fermés simultanément. Pendant le temps mort (avant les commutations douces), les diodes intrinsèques (dites « de roue libre ») aux interrupteurs MOSFET conduisent et permettent ainsi de maintenir le potentiel du MOSFET proche de zéro pendant la commutation douce.A first difficulty concerns switching losses. When a switch changes state (passage from open to closed or passage from closed to open), it is the seat of losses due to the simultaneous presence of current flowing through it and a voltage at its terminals. The energy then dissipated depends on the value of the cut current I ac t, the DC voltage UD C and the speed of the switching (these switching times are for example adjusted by the value of the gate resistance of the MOSFET transistors used ). Thus, by cutting period, there are two openings and two closures regardless of the direction of the current on one of the two switches of each of the bridge arms. This double switching per switching period of course leads to losses all the more important as the frequency will be high. Note that it is important to reconcile performance and bandwidth. In the case of an MLI command, the frequency MLI is usually several tens or even hundreds of kiloherts. At these high frequencies, switching losses predominate over other conduction losses. It will be noted that, during the transition from a magnetization state to a demagnetization state, on the four commutations per switching period, two are hard commutations and two are soft commutations: in other words, we start with opening the two transistors initially closed (hard switching) then after a dead time, it closes the two initially open transistors (soft switching). This prevents two switches of the same arm are simultaneously closed. During idle time (before soft switching), the intrinsic diodes (so-called "freewheeling") at the MOSFET switches conduct and thus maintain the MOSFET potential close to zero during smooth switching.
Par ailleurs, les commutations répétées n'ont pas que des consé- quences sur le rendement de l'électronique de commande mais également sur le rendement de la machine électrique qu'elles pilotent. Le découpage de la tension génère des harmoniques à haute fréquence qui induisent des pertes dans les machines électriques. Ces machines électriques sont généralement constituées de matériaux magnétiques propices aux courants de Foucault (Fer-Si par exemple). L'induction génère une tension induite dans les tôles qui, suivant leur résistivité, crée des courants de Foucault parfois importants. Bien que les tôles soient découpées finement et isolées entre elles, les courants qui y circulent génèrent des pertes par effet Joule. Comme mentionné plus haut, la quatrième courbe de la figure 2 représente la tension Uact aux bornes de la charge 10 telle que représentée en figure 1 avec une source de tension 9 présentant une valeur UDc- La commande du pont est du type MLI avec un rapport cyclique α. La tension UDC, aux chutes de tension près dues aux résistances des interrupteurs, est appliquée à la charge 10. Quelque soit le rapport cyclique, si ce dernier est constant, la valeur efficace (Uf0Ucauit) de la tension appliquée à la charge 10 est égale à la tension UDc (qui représente la tension crête de la tension Uact) : Uf0Ucauit=UDc- "-- Finalement, les pertes générées par les courants- de Foucault dont les fréquences sont au delà de la fréquence découpage et pour lesquelles on peut considérer un rapport cyclique constant, sont sensiblement proportionnelles à la tension crête : Pfoucmlt = kUfoucault = kUDC .Furthermore, repeated switching has not only consequences on the efficiency of the control electronics but also on the efficiency of the electric machine they drive. The breakdown of the voltage generates high frequency harmonics which induce losses in the electrical machines. These electrical machines are generally made of magnetic materials conducive to eddy currents (Fer-Si for example). Induction generates a voltage induced in the plates which, according to their resistivity, creates sometimes large eddy currents. Although the sheets are finely cut and isolated from each other, the currents circulating there generate losses by Joule effect. As mentioned above, the fourth curve of FIG. 2 represents the voltage U ac at the terminals of the load 10 as represented in FIG. 1 with a voltage source 9 having a value U D. The control of the bridge is of the type MLI with a duty cycle α. The voltage UDC, with voltage drops due to the resistors of the switches, is applied to the load 10. Whatever the duty cycle, if it is constant, the rms value (Uf 0U cauit) of the voltage applied to the load 10 is equal to the voltage U D c (which represents the peak voltage of the voltage U ac t): Uf 0U cauit = UDc- " - Finally, the losses generated by the eddy currents whose frequencies are beyond the frequency cutting and for which one can consider a constant duty cycle, are substantially proportional to the peak voltage: P = foucmlt eddy kU = kU DC.
En outre, L'électronique de commande et plus particulièrement ses interrupteurs génèrent des courants de mode commun haute fréquence à cause du découpage. La charge présente généralement un couplage capacitif par rapport à la terre. Par exemple, dans le cas d'une machine électrique bobinée, il existe un couplage important entre le bobinage soumis à la tension de mode commun et la carcasse reliée à la terre. Des courants de mode commun sont ainsi générés et ils se bouclent par l'alimentation. Ces boucles de courant haute fréquence sont responsables du rayonnement électromagnétique susceptible d'avoir un impact en termes de respect des normes CEM (Comptabilité Electromagnétique) en vigueur.In addition, the control electronics and more particularly its switches generate high frequency common mode currents due to cutting. The load generally has a capacitive coupling with respect to the earth. For example, in the case of a wound electrical machine, there is a significant coupling between the winding subjected to the common mode voltage and the earthed carcass. Common mode currents are thus generated and they loop through the power supply. These high-frequency current loops are responsible for the electromagnetic radiation that may have an impact in terms of compliance with current EMC (Electromagnetic Accounting) standards.
Dans ce contexte, la présente invention vise à fournir un circuit à pont « quatre quadrants » de contrôle du courant dans un organe électrique de commande ou de la tension aux bornes dudit organe de commande, ledit circuit permettant de façon économique de réduire les pertes par commutation dans les interrupteurs de puissance, de réduire les pertes liées aux courants de Foucault dans le circuit magnétique et de s'affranchir des problèmes de CEM précités. A cette fin, l'invention propose un circuit de contrôle du courant dans un organe électrique de commande ou de la tension aux bornes dudit organe électrique de commande, ledit circuit comportant :In this context, the present invention aims to provide a "four quadrant" bridge circuit for controlling the current in an electrical control member or the voltage across said control member, said circuit making it possible economically to reduce the losses by switching in the power switches, to reduce the losses related to eddy currents in the magnetic circuit and to overcome the aforementioned problems of EMC. To this end, the invention proposes a circuit for controlling the current in an electrical control device or the voltage across said electrical control device, said circuit comprising:
- un pont muni de quatre bornes et comportant quatre interrupteurs commandés, - une source d'alimentation dudit pont,- a bridge provided with four terminals and having four controlled switches, - a power source of said bridge,
- des moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions d'au moins deux desdits quatre interrupteurs ladite source d'alimentation étant connectée entre une première borne et une deuxième borne dudit pont, ledit organe électrique de commande étant connecté entre une troisième borne et une quatrième borne dudit pont, le premier interrupteur étant connecté entre ladite première borne et ladite troisième borne dudit pont, le deuxième interrupteur étant connecté entre ladite première borne et ladite quatrième borne dudit pont, le troisième interrupteur étant connecté entre ladite troisième borne et ladite deuxième borne dudit pont, le quatrième interrupteur étant connecté entre ladite quatrième borne et ladite deuxième borne dudit pont, ledit circuit de contrôle étant caractérisé en ce qu'il présente :pulse width modulation control means of at least two of said four switches said source of power being connected between a first terminal and a second terminal of said bridge, said electrical control member being connected between a third terminal and a fourth terminal of said bridge, the first switch being connected between said first terminal and said third terminal of said bridge, the second switch being connected between said first terminal and said fourth terminal of said bridge, the third switch being connected between said third terminal and said second terminal of said bridge, the fourth switch being connected between said fourth terminal and said second terminal of said bridge, said circuit control device being characterized in that it has:
- un premier état dans lequel lesdits premier et quatrième interrupteurs sont fermés et lesdits deuxième et troisième interrupteurs sont ou- verts,a first state in which said first and fourth switches are closed and said second and third switches are open,
- un deuxième état dans lequel lesdits deuxième et troisième interrupteurs sont fermés et lesdits premier et quatrième interrupteurs sont ouverts, au moins un des deux états suivants : o un troisième état dans lequel lesdits troisième et quatrième interrupteurs sont fermés et lesdits premier et deuxième interrupteurs sont ouverts, o un quatrième état dans lequel lesdits premier et deuxième interrupteurs sont fermés et lesdits troisième et quatrième inter- rupteurs sont ouverts ; lesdits moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions autorisant :a second state in which said second and third switches are closed and said first and fourth switches are open, at least one of the following two states: a third state in which said third and fourth switches are closed and said first and second switches are open, a fourth state in which said first and second switches are closed and said third and fourth switches are open; said pulse width modulation control means authorizing:
- la transition dudit premier état vers l'un au moins desdits troisième ou quatrième état, - la transition dudit deuxième état vers l'un au moins desdits troisième ou quatrième état,the transition from said first state to at least one of said third or fourth state; the transition from said second state to at least one of said third or fourth state;
- la transition de l'un au moins desdits troisième ou quatrième état vers ledit premier état,the transition from at least one of said third or fourth state to said first state,
- la transition de l'un au moins desdits troisième ou quatrième état vers ledit deuxième état.the transition from at least one of said third or fourth state to said second state.
Grâce à l'invention, le circuit de contrôle permet de gérer trois ou quatre états du pont « quatre quadrants » (i.e. le circuit permet de com- ~ muter sur trois ou quatre états différents) commandé par une stratégie MLI. La stratégie MLI proposée est dite à trois états car la tension VL appliquée aux bornes de la charge (organe électrique de commande) s'appuie sur trois niveaux : -UDC, 0 et UDC (OÙ UDC désigne la tension délivrée par la source d'alimentation). L'introduction d'un troisième état per- met d'économiser une commutation dure (et une commutation douce). Afin d'éviter une transition directe entre l'état de « magnétisation » et l'état de « démagnétisation » qui entraîne deux commutations dures, le circuit selon l'invention permet une transition de l'état de « magnétisation » à un état dit de « roue libre » (correspondant à l'un quelconque des troisième ou quatrième état) et une transition de l'état de « démagnétisation » à un état de « roue libre ». Ceci permet de réduire par un facteur deux le nombre de commutations. Une telle réduction a des conséquences importantes sur le dimensionnement de l'électronique de puissance et permet :Thanks to the invention, the control circuit can manage three or four states of the bridge "four quadrants" (ie the circuit allows com- ~ mutate on three or four different states) controlled by a strategy MLI. The MLI strategy proposed is said to be tri-state because the voltage VL applied across the load (electrical control member) is based on three levels: UDC, UDC and UDC (UDC UDC refers to the voltage delivered by the source of power). food). The introduction of a third state saves hard switching (and soft switching). In order to avoid a direct transition between the "magnetization" state and the "demagnetization" state that causes two hard switches, the circuit according to the invention allows a transition from the "magnetization" state to a state called "magnetization". of "freewheeling" (corresponding to any of the third or fourth state) and a transition from the "demagnetization" state to a "freewheeling" state. This makes it possible to reduce by a factor of two the number of commutations. Such a reduction has important consequences on the dimensioning of the power electronics and allows:
- une amélioration de la fiabilité de l'électronique de puissance exis- tante ;an improvement in the reliability of the existing power electronics;
- une miniaturisation des composants utilisés ;- miniaturization of the components used;
- une diminution des coûts.- a decrease in costs.
Par ailleurs, concernant les pertes par courant de Foucault, la valeur efficace est très différente entre une commande conventionnelle de pont quatre quadrants qui commute le pont sur deux états et la commande proposée selon l'invention qui commute le pont entre trois ou quatre états. La commande à trois ou quatre états applique moins de tension pour contrôler le même courant c'est-à-dire pour fournir la même tension moyenne. En outre, comme nous l'avons dit plus haut, l'actionneur commandé par l'organe électrique présente une capacité parasite par rapport au châssis. Le découpage de la tension génère des harmoniques haute fréquence au niveau de l'électronique de commande qui reviennent par la terre. Ce sont des perturbations de mode commun. Des normes CEM limi- tent ce niveau de bruit. Selon l'invention, la tension générée par la commande à 3 états génère moins d'harmoniques que celle à deux états. Une réduction de 6dB des courants de mode commun est ainsi réalisée. Le système selon l'invention peut également présenter une ou plusieurs des caractéristiques ci-dessous, considérées individuellement ou se- Ion toutes les combinaisons techniquement possibles.Moreover, concerning the eddy current losses, the rms value is very different between a conventional four-quadrant bridge control that switches the two-state bridge and the proposed control according to the invention that switches the bridge between three or four states. The three or four state control applies less voltage to control the same current, ie, to provide the same average voltage. In addition, as we said above, the actuator controlled by the electrical member has a parasitic capacitance relative to the chassis. The breakdown of the voltage generates high frequency harmonics at the control electronics that return through the earth. These are common mode disturbances. EMC standards limit this level of noise. According to the invention, the voltage generated by the 3-state control generates fewer harmonics than the two-state one. A reduction of 6dB common mode currents is thus achieved. The system according to the invention may also have one or more of the features below, considered individually or in any technically possible combination.
Avantageusement, lesdits moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions autorisent :Advantageously, said control means by modulation of pulse widths allow:
- une première phase dite d'alternance négative comportant des transitions dudit premier état vers ledit troisième état et des transitions dudit troisième état vers ledit premier état, lesdits premier et troisième interrupteurs formant un premier bras, dit bras d'amplitude, commutant à une fréquence dite de découpage et lesdits deuxième et quatrième transistors formant un deuxième bras, dit bras de signe, étant respectivement fermé et ouvert, - une seconde phase dite d'alternance positive comportant des transitions dudit deuxième état vers ledit quatrième état et des transitions dudit quatrième état vers ledit premier état, lesdits premier et troisième interrupteurs commutant à ladite fréquence dite de découpage et lesdits deuxième et quatrième interrupteurs étant respectivement ouvert et fermé, la commutation desdits deuxième et quatrième interrupteurs dudit bras de signe assurant la transition entre lesdites alternances négative et positive à une fréquence inférieure à ladite fréquence de découpage.a first so-called negative half-wave phase comprising transitions from said first state to said third state and transitions from said third state to said first state, said first and third switches forming a first arm, said amplitude arm, switching at a frequency said clipping and said second and fourth transistors forming a second arm, said sign arm, being respectively closed and open, - a second so-called positive half-wave phase comprising transitions from said second state to said fourth state and transitions of said fourth state to said first state, said first and third switches switching to said so-called switching frequency and said second and fourth switches being respectively open and closed, switching said second and fourth switches of said sign arm ensuring the transition between said halfwaves and positive to a f a frequency lower than said switching frequency.
Avantageusement, le circuit de contrôle selon l'invention comporte une résistance de shunt connectée en série entre ledit organe électrique de commande et ladite quatrième borne.Advantageously, the control circuit according to the invention comprises a shunt resistor connected in series between said electrical control member and said fourth terminal.
Dans ce cas, le circuit de contrôle comporte préférentiellement un amplificateur opérationnel, les bornes de ladite résistance de shunt formant les entrées inverseuse et non inverseuse dudit amplificateur opérationnel. De manière avantageuse, le circuit de contrôle selon l'invention comporte :In this case, the control circuit preferably comprises an operational amplifier, the terminals of said shunt resistor forming the inverting and non-inverting inputs of said operational amplifier. Advantageously, the control circuit according to the invention comprises:
" - - un condensateur de pompe de charge qui lorsqu'il est chargé est apte à délivrer une tension de commande dudit deuxième interrupteur; - une seconde source d'alimentation délivrant une tension inférieure à la tension délivrée par ladite première source de tension, ladite seconde source de tension étant apte à charger ledit condensateur de pompe de charge lorsque ledit quatrième interrupteur est fermé ; - des moyens pour forcer le passage dudit quatrième état vers ledit troisième état alors que ledit circuit de contrôle se trouve dans une phase d'alternance positive de sorte que ledit condensateur de pompe de charge est rechargé via ladite seconde source d'alimentation. Selon un premier mode de réalisation, lesdits moyens de commande comportent : "- - a charge pump capacitor when loaded is adapted to deliver a control voltage of said second switch; a second power source delivering a voltage lower than the voltage delivered by said first voltage source, said second voltage source being able to charge said charge pump capacitor when said fourth switch is closed; means for forcing the passage of said fourth state to said third state while said control circuit is in a positive half-wave phase so that said charge pump capacitor is recharged via said second power source. According to a first embodiment, said control means comprise:
- des moyens pour générer un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α ;means for generating a pulse width modulation signal having a duty ratio α;
- des moyens pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α au dit troisième transistor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-α au dit premier transistor (AH) ;means for applying said pulse width modulation signal having a cyclic ratio α to said third transistor (AL) and a pulse width modulation signal having a cyclic ratio 1-α to said first transistor (AH); ;
- des moyens pour transiter entre l'alternance positive et l'alternance négative mettent en œuvre la machine d'état suivante: o lorsque ledit pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique α s'annule, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance négative. o Lorsque ledit pont est dans son alternance négative et que le rapport cyclique α est égal à 100%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive.means for passing between the positive and the negative half cycles implement the following state machine: when said bridge is in its positive half cycle and the duty cycle α is canceled, the machine detects a change of state and passes alternately negative. o When said bridge is in its negative half cycle and cyclic ratio α is equal to 100%, the machine detects a change of state and switches to positive alternation.
Avantageusement, ladite source d'alimentation délivre une tension +UDC continue, ledit circuit de contrôle comportant :Advantageously, said power source delivers a DC + DC voltage, said control circuit comprising:
- des moyens pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale au produit αxUDc pendant ladite alter- nance positive ;means for applying to said electrical control unit a mean voltage equal to the product αxU D c during said positive alternation;
- des moyens pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale à (CC-I )XUDC pendant ladite alternance négative. Selon un deuxième mode de réalisation, lesdits moyens de commande comportent :means for applying to said electrical control unit a mean voltage equal to (CC-I) XUDC during said negative half-cycle. According to a second embodiment, said control means comprise:
- des moyens pour générer un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α ; - des moyens pour convertir ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α en un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique
Figure imgf000013_0001
-l\ ;means for generating a pulse width modulation signal having a duty ratio α; means for converting said pulse width modulation signal having a cyclic ratio α to a pulse width modulation signal having a duty cycle
Figure imgf000013_0001
-l \;
- des moyens pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α' au dit troisième transistor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-α' au dit premier transistor (AH) pendant ladite alternance positive;means for applying said pulse width modulation signal having a duty cycle α 'to said third transistor (AL) and a pulse width modulation signal having a duty cycle 1-α' to said first transistor ( AH) during said positive half cycle;
- des moyens pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-α' au dit troisième transistor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α' au dit premier transistor (AH) pendant ladite alternance négative;means for applying said pulse width modulation signal having a cyclic ratio 1-α 'to said third transistor (AL) and a pulse width modulation signal having a duty cycle α' to said first transistor ( AH) during said negative half cycle;
- des moyens pour transiter entre l'alternance positive et l'alternance négative mettant en œuvre la machine d'état suivante: o lorsque ledit pont est dans son alternance positive et que ledit rapport cyclique α est strictement inférieur à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance négative. o Lorsque ledit pont est dans son alternance négative et que ledit rapport cyclique α est supérieur ou égal à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive.means for transiting between the positive and the negative half cycles implementing the following state machine: when said bridge is in its positive half cycle and said cyclic ratio α is strictly less than 50%, the machine detects a change of state and alternates negative. o When said bridge is in its negative half cycle and said duty cycle α is greater than or equal to 50%, the machine detects a change of state and switches to positive alternation.
Avantageusement, ladite source d'alimentation délivre une tension +UDC continue, ledit circuit de contrôle comportant des moyens pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale au produit (2α-1)xUDc pendant ladite alternance positive et pendant ladite alter- nance négative.Advantageously, said power source delivers a DC + DC voltage, said control circuit comprising means for applying to said electrical control device a mean voltage equal to the product (2α-1) × D C during said positive half cycle and during said negative alternation.
De manière avantageuse, lesdits moyens pour convertir ledit signal, de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α en un si- gnal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique or'= |2ûr -l] comportent :Advantageously, said means for converting said pulse width modulation signal having a duty cycle α into a Pulse width modulation signal having a duty cycle or '= | 2ûr-1] comprises:
- des moyens pour réaliser la soustraction entre un signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique α ; - des moyens pour doubler le signal obtenu par ladite soustraction.means for effecting the subtraction between a duty cycle signal equal to 50% and said duty cycle signal α; means for doubling the signal obtained by said subtraction.
Préférentiellement, lesdits moyens pour réaliser la soustraction entre un signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique α sont des moyens réalisant une fonction logique OU exclusive ayant sur ses deux entrées respectivement ledit signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique α.Preferably, said means for effecting the subtraction between a duty ratio signal equal to 50% and said duty cycle signal α are means performing an exclusive OR logic function having on its two inputs respectively said duty cycle signal equal to 50% and said duty cycle signal α.
Préférentiellement, lesdits moyens pour doubler le signal obtenu par ladite soustraction comportent au moins un compteur.Preferably, said means for doubling the signal obtained by said subtraction comprise at least one counter.
Avantageusement, lesdits moyens de commande sont inclus dans un circuit logique programmable. Avantageusement, lesdits interrupteurs sont des transistors MOSFET.Advantageously, said control means are included in a programmable logic circuit. Advantageously, said switches are MOSFET transistors.
La présente invention a également pour objet une utilisation du circuit de contrôle selon l'invention pour un organe électrique formé par une charge inductive à inductance variable.The present invention also relates to a use of the control circuit according to the invention for an electrical member formed by an inductive load with variable inductance.
Avantageusement, l'organe électrique est compris dans un actionneur pourvu d'une pièce actionnée, ledit organe électrique commandant en déplacement ladite pièce actionnée.Advantageously, the electrical member is included in an actuator provided with an actuated part, said electrical member controlling said actuated part in displacement.
Préférentiellement, ledit actionneur est un actionneur de soupape électromagnétique d'un véhicule automobile.Preferably, said actuator is an electromagnetic valve actuator of a motor vehicle.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront clai- rement de la description qui en est donnée ci-dessous, à titre indicatif et nullement limitatif, en référence aux figures annexées, parmi lesquelles :Other characteristics and advantages of the invention will become clear from the description given below, by way of indication and in no way limitative, with reference to the appended figures, among which:
- la figure 1 est une représentation schématique simplifiée de la structure électronique d'un pont quatre quadrants illustrant l'état de la technique ; - la figure 2 représente graphiquement la détermination des fonctions de commutation Sc1 (t) et Sc2(t) des interrupteurs d'un pont quatre quadrants tel que représenté en figure 1 ; - la figure 3 illustre les commutations induites par une stratégie MLI selon l'état de la technique sur un pont quatre quadrants;FIG. 1 is a simplified schematic representation of the electronic structure of a four-quadrant bridge illustrating the state of the art; FIG. 2 graphically represents the determination of the switching functions Sc 1 (t) and Sc 2 (t) of the switches of a four-quadrant bridge as represented in FIG. 1; FIG. 3 illustrates the switches induced by a PWM strategy according to the state of the art on a four-quadrant bridge;
- la figure 4 illustre les états d'un circuit de contrôle selon un premier mode de réalisation de l'invention; - les figures 5 et 6 illustrent l'évolution en fonction du temps de la tension appliquée aux bornes d'une charge telle que la charge de la figure 4 et du courant dans cette charge, respectivement dans le cas d'une commande MLI selon l'état de la technique utilisant deux états et dans le cas d'un circuit de contrôle selon l'invention utilisant trois états;FIG. 4 illustrates the states of a control circuit according to a first embodiment of the invention; FIGS. 5 and 6 illustrate the evolution as a function of time of the voltage applied across a load such as the load of FIG. 4 and the current in this load, respectively in the case of a PWM control according to FIG. state of the art using two states and in the case of a control circuit according to the invention using three states;
- la figure 7 représente un circuit permettant d'effectuer la mesure directe du courant de charge ;FIG. 7 represents a circuit making it possible to carry out the direct measurement of the charging current;
- la figure 8 illustre les états d'un circuit de contrôle selon un second mode de réalisation de l'invention; - la figure 9 illustre les états d'un circuit de contrôle selon un troisième mode de réalisation de l'invention incorporant une résistance de shunt;FIG. 8 illustrates the states of a control circuit according to a second embodiment of the invention; FIG. 9 illustrates the states of a control circuit according to a third embodiment of the invention incorporating a shunt resistor;
- la figure 10 illustre l'évolution du courant mesuré et de la tension de charge en fonction du temps pour un circuit tel que représenté en fi- gure 9 ;FIG. 10 illustrates the evolution of the measured current and the charging voltage as a function of time for a circuit as shown in FIG. 9;
- la figure 11 représente un circuit à pompe de charge d'un interrupteur utilisé dans un circuit de contrôle selon l'invention ;FIG. 11 shows a load pump circuit of a switch used in a control circuit according to the invention;
- la figure 12 représente une boucle de régulation utilisée pour un circuit de contrôle selon l'art antérieur ; - la figure 13 illustre la construction d'un signal à modulation de largeur d'impulsion utilisé construit selon la boucle de régulation de la figure 12 ;FIG. 12 represents a control loop used for a control circuit according to the prior art; FIG. 13 illustrates the construction of a pulse width modulated signal used constructed according to the control loop of FIG. 12;
- la figure 14 représente la tension moyenne vue par la charge dans le cas de la boucle de régulation de la figure 12 ; - la figure 15 illustre un premier mode de réalisation d'une boucle de régulation utilisée dans un circuit de contrôle à quatre états selon l'invention ; - la figure 16 représente une machine d'état pour la mise en œuvre de la boucle de régulation selon la figure 15 ;FIG. 14 represents the average voltage seen by the load in the case of the control loop of FIG. 12; FIG. 15 illustrates a first embodiment of a regulation loop used in a four-state control circuit according to the invention; FIG. 16 represents a state machine for implementing the regulation loop according to FIG. 15;
- la figure 17 représente la tension moyenne vue par la charge dans le cas de la boucle de régulation de la figure 15 ; - Les figures 18 à 21 représentent le courant mesuré, la consigne de courant, le signal MLI, le signal de signe et la tension aux bornes de la charge en fonction du temps dans différentes configurations de la boucle de régulation selon la figure 15.FIG. 17 represents the average voltage seen by the load in the case of the control loop of FIG. 15; FIGS. 18 to 21 show the measured current, the current setpoint, the PWM signal, the sign signal and the voltage across the load as a function of time in different configurations of the control loop according to FIG. 15.
- la figure 22 illustre un second mode de réalisation d'une boucle de régulation utilisée dans un circuit de contrôle à quatre états selon l'invention ;FIG. 22 illustrates a second embodiment of a regulation loop used in a four-state control circuit according to the invention;
- la figure 23 représente un mode de réalisation des moyens soustracteurs utilisés dans la boucle de régulation de la figure 22 ;FIG. 23 represents an embodiment of the subtraction means used in the regulation loop of FIG. 22;
- la figure 24 représente un mode de réalisation des moyens doubleurs utilisés dans la boucle de régulation de la figure 22 ;FIG. 24 represents an embodiment of the doubling means used in the regulation loop of FIG. 22;
- la figure 25 représente une machine d'état pour la mise en œuvre de la boucle de régulation selon la figure 22 ;FIG. 25 represents a state machine for implementing the regulation loop according to FIG. 22;
- la figure 26 représente la tension moyenne vue par la charge dans le cas de la boucle de régulation de la figure 22. Dans toutes les figures, les éléments communs portent les mêmes numéros de référence.FIG. 26 represents the average voltage seen by the load in the case of the control loop of FIG. 22. In all the figures, the common elements bear the same reference numbers.
Les figures 1 à 3 ont été décrites plus haut en référence à l'art antérieur.Figures 1 to 3 have been described above with reference to the prior art.
La figure 4 illustre les trois états d'un circuit de contrôle 100 selon l'invention.FIG. 4 illustrates the three states of a control circuit 100 according to the invention.
Le circuit 100 comporte :The circuit 100 comprises:
- quatre bornes 105, 106, 107 et 108,four terminals 105, 106, 107 and 108,
- une source de tension continue 109 délivrant une tension +UDc, par exemple une batterie ou un convertisseur de puissance continu- continu DCDC (ou un convertisseur de puissance alternatif continu- a DC voltage source 109 providing a voltage + U D c, for example a battery or a DC-DC power converter DCDC (or a continuous AC power converter
ACDC) connectée aux première et deuxième bornes 105 et 106 du pont 1 , - un organe électrique de commande 110 tel qu'une charge inductive permettant de commander un actionneur et connecté entre les troisième et quatrième bornes 107 et 108,ACDC) connected to the first and second terminals 105 and 106 of the bridge 1, an electrical control member 110 such as an inductive load for controlling an actuator and connected between the third and fourth terminals 107 and 108,
- un premier interrupteur AH connecté entre les première et troisième bornes 105 et 107,a first switch AH connected between the first and third terminals 105 and 107,
- un deuxième interrupteur BH connecté entre les première et quatrième bornes 105 et 10$,a second switch BH connected between the first and fourth terminals 105 and 10 $,
- un troisième interrupteur AL connecté entre les deuxième et troisième bornes 106 et 107, - un quatrième interrupteur BL connecté entre les deuxième et quatrième bornes 106 et 108.a third switch AL connected between the second and third terminals 106 and 107, a fourth switch BL connected between the second and fourth terminals 106 and 108.
Les interrupteurs AH, BH, AL et BL de puissance sont par exemple des transistors MOSFET. Chaque transistor possède une diode montée en antiparallèle (présente par construction dans le cas des transistors MOS- FET).Power switches AH, BH, AL and BL are, for example, MOSFET transistors. Each transistor has a diode mounted antiparallel (present by construction in the case of MOS-FET transistors).
On appellera par la suite « bras A » le bras comportant les interrupteurs AH et AL en série et « bras B » le bras comportant les interrupteurs BH et BL en série.The arm having the switches AH and AL in series and "arm B" the arm having the switches BH and BL in series will be called thereafter "arm A".
L'organe électrique de commande (appelé indifféremment charge par la suite) 110 est ici une inductance variable permettant de commander un actionneur (électroaimant) de soupapes électromagnétiques. L'inductance variable n'est bien entendu par parfaite et comporte une partie résistive. Le courant dans l'organe électrique de commande 110 permet par exemple de commander l'ouverture et la fermeture des soupapes (via des palettes qui maintiennent les soupapes en position ouverte ou fermée). La position des soupapes est définie par un$ consigne correspondant à un courant de consigne.The electrical control member (hereinafter referred to as a charging element) 110 is here a variable inductance for controlling an actuator (electromagnet) of electromagnetic valves. The variable inductance is of course perfect and has a resistive portion. The current in the electrical control member 110 allows for example to control the opening and closing of the valves (via pallets that hold the valves in the open or closed position). The position of the valves is defined by a $ setpoint corresponding to a setpoint current.
Trois états (respectivem]ent de magnétisation, de roue libre et de démagnétisation) sont représentés sur la figure 4 : - l'état de magnétisation correspondant au cas où les transistors BH etThree states (respectively, of magnetization, freewheeling and demagnetization) are represented in FIG. 4: the magnetization state corresponding to the case where the transistors BH and
AL sont fermés et les transistors AH et BL sont ouverts : dans ce cas la tension VL appliquée aux bornes de la^charge-110 vaut +UDc ; - l'état de roue libre correspondant au cas où les transistors AL et BL sont fermés et les transistors AH et BH sont ouverts : cet état sera appelé par la suite état de roue libre « basse » par opposition à un autre état de roue libre non représenté ici, dit de roule libre « haute », dans lequel les transistors AH et BH sont fermés et les transistors AL et BL sont ouverts. Dans le cas de la roue libre haute ou basse, la tension VL appliquée aux bornes de la charge 110 vaut 0. l'état de démagnétisation correspondant au cas où les transistors AH et BL sont fermés et les transistors AL et BH sont ouverts : dans ce cas la tension VL appliquée aux bornes de la charge 110 vaut -UDcAL are closed and transistors AH and BL are open: in this case the voltage V L applied across the load-110 is + U D c; the freewheel state corresponding to the case where the transistors AL and BL are closed and the transistors AH and BH are open: this state will be called thereafter freewheeling state "low" as opposed to another freewheeling state not shown here, said free roll "high", in which the transistors AH and BH are closed and the transistors AL and BL are open. In the case of the high or low freewheel, the voltage V L applied across the load 110 is 0. the degaussing state corresponding to the case where the transistors AH and BL are closed and the transistors AL and BH are open: in this case the voltage V L applied across the load 110 is -U D c
L'intérêt de l'introduction de ces trois (ou quatre états) est qu'ils permettent de réduire le nombre de commutation par période. Le passage de l'état de magnétisation à l'état de démagnétisation (et inversement) nécessite deux commutations alors qu'une transition de l'état de magnétisation ou de l'état de démagnétisation à un état de roue libre (haute ou basse) nécessite une seule commutation. En effet, dans le premier cas, les deux bras commutent simultanément alors que dans l'autre cas un seul bras commute. Nous verrons par la suite qu'il est intéressant d'utiliser les deux états de roue libre basse et haute ; toutefois, ces deux états (roue libre haute et basse) remplissent la même fonction et il est également possible de n'utiliser qu'un seul des deux états de roue libre : cette configuration est illustrée en figure 4 puisque seul l'état de roue libre basse est utilisé.The advantage of introducing these three (or four states) is that they reduce the number of switching per period. The transition from the magnetization state to the demagnetization state (and vice versa) requires two switching operations while a transition from the magnetization state or the demagnetization state to a freewheel state (high or low) requires only one switching. Indeed, in the first case, the two arms switch simultaneously while in the other case only one arm switches. We will see later that it is interesting to use both low and high freewheel conditions; however, these two states (freewheel high and low) fulfill the same function and it is also possible to use only one of the two freewheel conditions: this configuration is illustrated in FIG. 4 since only the wheel condition free bass is used.
Afin d'économiser le nombre de commutations, il n'y a jamais de transition directe entre l'état de magnétisation et l'état de démagnétisation. Ainsi, pour une fréquence donnée, il est possible de réduire le nombre de commutation par deux.In order to save the number of switching operations, there is never a direct transition between the magnetization state and the demagnetization state. Thus, for a given frequency, it is possible to reduce the number of switching by two.
Les figures 5 et 6 illustrent l'évolution de la tension VL appliquée aux bornes d'une charge telle que la charge 110 de la figure 4 et du courant IL dans cette charge, respectivement dans le cas d'une commande MLI selon l'état de la technique utilisant deux états et dans le cas d'un circuit de contrôle selon l'invention utilisant trois états.FIGS. 5 and 6 illustrate the evolution of the voltage VL applied across a load such as the load 110 of FIG. 4 and the current IL in this load, respectively in the case of a PWM control according to the state of the technique using two states and in the case of a control circuit according to the invention using three states.
- On constate que le maintien d'un courant positif ou négatif IL dans la charge nécessite dans le cas d'une commande à deux états de travailler sur deux quadrants (alternance de tensions positives et négatives +UDC et -UDC correspondant respectivement aux états de magnétisation et de démagnétisation) alors que ce même contrôle du courant avec trois états permet de travailler essentiellement sur un seul quadrant (alternance de tensions posi- tives ou négatives, selon que l'on contrôle un courant positif ou négatif, et de tensions quasi nulles correspondant à l'état de roue libre).- It is found that maintaining a positive or negative current IL in the load requires in the case of a two-state control to work on two quadrants (alternating positive and negative voltages + UDC and -UDC respectively corresponding to the states of magnetization and demagnetization) whereas this same control of the current with three states makes it possible to work essentially on a single quadrant (alternation of positive voltages or negative, depending on whether a positive or negative current is controlled, and almost zero voltages corresponding to the freewheeling state).
On notera que dans la configuration illustrée en figure 4, seule l'état de roue libre basse est utilisée et les deux bras A et B commutent à la fréquence de la commande MLI (typiquement plusieurs dizaines voire centai- nés de kHz).It should be noted that in the configuration illustrated in FIG. 4, only the low freewheel state is used and the two arms A and B switch at the frequency of the PWM control (typically several tens or even a hundred kHz).
Une telle configuration peut entraîner quelques perturbations de mode commun sur la mesure directe de courant de charge. Nous allons tout d'abord décrire brièvement, en référence à la figure 7, un circuit 200 permettant d'effectuer une telle mesure. Le circuit 200 comporte, outre les composants déjà décrits plus haut en référence à la figure 4, une résistance de shunt 201 en série avec la charge 110, ladite résistance de shunt ayant une borne 203 reliée à la borne 108 du circuit 200 et à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel 202 et une borne 204 relié à la charge 110 et à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 202.Such a configuration may cause some common mode disturbances on the direct load current measurement. We will first briefly describe, with reference to Figure 7, a circuit 200 for performing such a measurement. The circuit 200 comprises, in addition to the components already described above with reference to FIG. 4, a shunt resistor 201 in series with the load 110, said shunt resistor having a terminal 203 connected to the terminal 108 of the circuit 200 and to the non-inverting input of an operational amplifier 202 and a terminal 204 connected to the load 110 and to the inverting input of the operational amplifier 202.
L'avantage de mettre une mesure de courant directement sur la charge lorsqu'on implémente un contrôle de courant moyen est que l'on n'a pas besoin de reconstituer le courant pour obtenir l'image du courant moyen. Aussi, la résistance de shunt étant une solution peu coûteuse, l'utilisation d'un amplificateur opérationnel acceptant de fortes tensions de mode commun est intéressante. On peut ainsi disposer d'une mesure référencée par rapport à la masse. En revanche, la phase subit de fortes variations de potentiel par rapport à la masse. C'est pourquoi un fort taux de re- jection du mode commun (« high CMRR » en anglais) est nécessaire afin de disposer d'une mesure non bruitée en sortie de l'amplificateur. Un filtrage de la mesure peut réduire le bruit de mode commun mais il handicape aussi la bande passante ou la stabilité. Lorsqu'il-est nécessaire--d'avoir-une grande bande passante et qu'il est nécessaire d'avoir des commutations rapides, il peut être difficile de disposer d'une mesure propre.The advantage of putting a current measurement directly on the load when implementing an average current control is that one does not need to reconstruct the current to obtain the average current image. Also, the shunt resistor is an inexpensive solution, the use of an operational amplifier accepting high common mode voltages is interesting. It is thus possible to have a measurement referenced with respect to the mass. On the other hand, the phase undergoes strong variations of potential with respect to the mass. This is why a high common mode rejection rate ("high CMRR" in English) is necessary in order to have a non-noise measurement at the output of the amplifier. Filtering the measurement can reduce common-mode noise but it also hampers bandwidth or stability. When it is necessary - to have-a great bandwidth and that it is necessary to have fast switching, it may be difficult to have a measure of its own.
Ainsi, en utilisant le circuit 200 avec une commande MLI à deux états, la mesure du courant est bruitée par des pics dus au mode commun à cha- que commutation des interrupteurs ce qui perturbe la régulation du courant.Thus, by using the circuit 200 with a two-state PWM control, the current measurement is noisy by peaks due to the common mode at each switching of the switches which disturbs the regulation of the current.
Une solution permettant de s'affranchir de ce problème consiste à organiser l'enchaînement des quatre états possibles (magnétisation, démagnétisation, roue libre haute, roue libre basse) de manière à ce que le bras de pont (ici le bras B) relié à la résistance de shunt 201 de mesure de cou- rant ne commute pas à la fréquence de découpage.A solution to overcome this problem is to organize the sequence of four possible states (magnetization, demagnetization, freewheel, low freewheel) so that the bridge arm (here the arm B) connected to the current measurement shunt resistor 201 does not switch at the chopping frequency.
Cette solution est illustrée par la figure 8 qui représente l'enchaînement des quatre états d'un circuit de contrôle 300 formé de composants identiques à ceux du circuit 100 représenté en figure 4.This solution is illustrated by FIG. 8 which represents the sequence of the four states of a control circuit 300 formed of components identical to those of the circuit 100 represented in FIG. 4.
Dans la suite du texte, nous distinguerons deux états macroscopiques du circuit de contrôle quatre quadrants 300 :In the rest of the text, we will distinguish two macroscopic states of the control circuit four quadrants 300:
- On parlera d'une alternance positive lorsque le circuit de contrôle 300 commute les interrupteurs AH, AL, BH et BL de manière à ce que la tension moyenne vue par la charge 110 soit positive. On notera qu'une tension moyenne positive entraîne un courant II positif dans la charge.- We speak of a positive halfway when the control circuit 300 switches switches AH, AL, BH and BL so that the average voltage seen by the load 110 is positive. Note that a positive average voltage causes a positive current II in the load.
- On parlera d'une alternance négative lorsque celui-ci commute les interrupteurs de manière à ce que la tension moyenne vue par la charge 110 soit négative. On notera qu'une tension moyenne positive entraîne un courant II positif dans la charge. L'alternance positive se fait en commutant uniquement les interrupteurs du bras A AH et AL, les interrupteurs du bras B restant toujours dans le même état (BH fermé et BL ouvert) ; on passe ainsi dans le cas de l'alternance positive d'un état de magnétisation (AH ouvert et AL fermé) à un état de roue libre haute (AH fermé et AL ouvert), la transition entre les deux états se faisant à la fréquence de découpage (typiquement plusieurs dizaines voire centaines de kHz). Ainsi, pendant l'alternance positive, seul le bras A commute à haute fréquence (fréquence de découpage), le bras B ne commutant pas. La transition de l'alternance positive à l'alternance négative se fait par commutation du bras B (BH ouvert et BL fermé).- We talk about a negative halfway when it switches the switches so that the average voltage seen by the load 110 is negative. Note that a positive average voltage causes a positive current II in the load. Positive alternation is achieved by switching only the switches of the arm A AH and AL, the switches of the arm B always remaining in the same state (closed BH and open BL); we thus pass in the case of the positive alternation of a magnetization state (open AH and closed AL) to a high freewheel state (closed AH and open AL), the transition between the two states occurring at the frequency chopper (typically several tens or even hundreds of kHz). Thus, during the positive half cycle, only the arm A switches at high frequency (switching frequency), the arm B does not switch. The transition from positive to negative alternation is done by switching the B arm (open BH and closed BL).
L'alternance négative se fait en commutant uniquement les interrupteurs du bras A AH et AL, les interrupteurs du bras B restant toujours dans le même état (BH ouvert et BL fermé) ; on passe ainsi dans le cas de l'alternance négative d'un état de magnétisation (AH fermé et AL ouvert) à un état de roue libre basse (AH ouvert et AL fermé), la transition entre les deux états se faisant à la fréquence de découpage (typiquement plusieurs dizaines voire centaines de kHz). Ainsi, pendant l'alternance négative comme pendant l'alternance positive, seul le bras A commute à haute fréquence (fréquence de découpage), le bras B ne commutant pas.Negative alternation is made by switching only the switches of the arm A AH and AL, the switches of the arm B always remaining in the same state (BH open and BL closed); we thus pass in the case of the negative alternation of a magnetization state (closed AH and open AL) to a low freewheel state (open AH and closed AL), the transition between the two states occurring at the frequency chopper (typically several tens or even hundreds of kHz). Thus, during the negative half-wave as during the positive half cycle, only the arm A switches at high frequency (switching frequency), the arm B not switching.
Quelque soit le rapport entre la durée des états de magnétisation et de roue libre basse, la tension moyenne vue par la charge 110 est positive. C'est pourquoi on désigne par le terme « alternance positive » la commuta- tion entre ces deux états.Whatever the ratio between the duration of the magnetization states and low freewheel, the average voltage seen by the load 110 is positive. This is why the term "positive alternation" refers to the commutation between these two states.
De la même façon, quelque soit le rapport entre la durée des états de démagnétisation et de roue libre, la tension moyenne vue par la charge 110 est négative. C'est pourquoi on désigne par le terme « alternance négative » la commutation entre ces deux états. En distinguant la roue libre haute de la roue libre basse, il est possible pour la même alternance de commuter un seul bras du circuit de contrôle 300.In the same way, whatever the ratio between the duration of the demagnetizing and freewheeling states, the mean voltage seen by the load 110 is negative. This is why the term "negative alternation" refers to switching between these two states. By distinguishing the freewheel from the freewheel, it is possible for the same alternation to switch a single arm of the control circuit 300.
Durant l'alternance positive, le bras B (BH fermé, BL ouvert) ne commute pas alors que le bras A commute à la fréquence de découpage. De la même façon, durant l'alternance négative, le bras B (BH ouvert, BL fermé) ne commute pas alors que le bras A commute à la fréquence de découpage. Ainsi, pendant les deux alternances, le bras B ne commute pas. La commutation du bras B intervient uniquement en cas de changement d'alternance lorsque le signe de la tension moyenne appliquée à la charge 110 change. La commutation entre deux alternances intervient à une fréquence bien inférieure à la fréquence de découpage et à une fréquence inférieure à la bande passante de la régulation du courant, théoriquement deux fois plus petite que la fréquence de découpage mais généralement plus de dix fois plus petite que la fréquence de découpage (quelques kilohertz en général).During the positive half cycle, arm B (BH closed, BL open) does not switch while arm A switches to the switching frequency. In the same way, during the negative half cycle, the arm B (open BH, BL closed) does not switch while the arm A switches to the switching frequency. Thus, during the two alternations, the arm B does not switch. Switching arm B occurs only in case of change of alternation when the sign of the average voltage applied to the load 110 changes. The switching between two alternations occurs at a frequency much lower than the switching frequency and at a frequency lower than the bandwidth of the current regulation, theoretically twice as small as the switching frequency but generally more than ten times smaller than the switching frequency (a few kilohertz in general).
En conséquence, il possible de dédier un bras du pont (ici le bras A) à la commutation haute fréquence pour la régulation de l'amplitude (valeur absolue) de la tension appliquée à la charge et de dédier l'autre bras (ici le bras B) à la commutation basse fréquence pour la polarité de la tension appliquée à la charge.Consequently, it is possible to dedicate an arm from the bridge (here the arm A) to the high frequency switching for the regulation of the amplitude (absolute value) of the voltage applied to the load and to dedicate the other arm (here the arm B) at low frequency switching for the polarity of the voltage applied to the load.
Dans la suite du texte, on distinguera le bras d'amplitude (le bras A) pour la régulation de l'amplitude et le bras de signe (le bras B) pour la polari- té de la tension appliquée à la charge.In the rest of the text, the amplitude arm (the arm A) for amplitude regulation and the sign arm (the arm B) for the polarization of the voltage applied to the load will be distinguished.
L'utilisation d'un bras d'amplitude et d'un bras de signe est particulièrement intéressante dans une configuration où le circuit de contrôle incorpore une résistance de shunt.The use of an amplitude arm and a sign arm is particularly advantageous in a configuration where the control circuit incorporates a shunt resistor.
Les alternances positive et négative d'un tel circuit 400 sont illustrées sur la figure 9. Le circuit 400 outre les composants déjà décrits plus haut en référence à la figure 4, comporte une résistance de shunt 201 en série avec la charge 110 avec une borne 203 reliée à la borne reliée à la borne 108 du circuit 200 et à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel 202 et une borne 204 relié à la charge 110 et à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 202. Le bras A formé par les interrupteurs AH et AL est le bras d'amplitude qui commute à la fréquence de découpage et permet de régler la valeur absolue du courant dans la charge 110. Le bras B formé par les interrupteurs BH et BL est le bras de signe et permet d'effectuer les transitions entre les alternances positive et négative. Cette configuration est particulièrement intéressante car l'occurrence des perturbations de mode commun est inférieure à celle d'une configuration à deux états selon l'art antérieur. La perturbation n'intervient que lors de l'alternance de signe. Concrètement, le changement de signe intervient lorsque la pente du courant s'inverse sensiblement. La figure 10 illustre le fonc- tionnement selon ce mode de réalisation : la tension VL aux bornes de la charge et le courant IL mesuré dans la charge (via la résistance de shunt 201 et l'amplificateur- opérationnel 2-02) sont représentés en fonction du temps. Une alternance positive AP (pendant laquelle BL conduit et BH est fermé) est suivie d'une alternance négative AN (pendant laquelle BH conduit et BL est fermé). La perturbation de mode commun (pic de courant venant perturber le courant mesuré) intervient uniquement au moment du changement d'alternance. Comme indiqué plus haut, avec une configuration à deux états selon l'art antérieur, nous observerions un pic à chaque commutation.The positive and negative half-waves of such a circuit 400 are illustrated in FIG. 9. The circuit 400 in addition to the components already described above with reference to FIG. 4, comprises a shunt resistor 201 in series with the load 110 with a terminal 203 connected to the terminal connected to the terminal 108 of the circuit 200 and to the non-inverting input of an operational amplifier 202 and a terminal 204 connected to the load 110 and to the inverting input of the operational amplifier 202. The arm Has formed by the switches AH and AL is the amplitude arm that switches to the switching frequency and allows to set the absolute value of the current in the load 110. The arm B formed by the switches BH and BL is the sign arm and allows transitions between the positive and negative halfwaves. This configuration is particularly interesting because the occurrence of common mode disturbances is less than that of a two-state configuration according to the prior art. The disturbance occurs only during the alternation of signs. Concretely, the change of sign occurs when the slope of the current is reversed substantially. FIG. 10 illustrates the operation according to this embodiment: the voltage VL across the load and the current IL measured in the load (via the shunt resistor 201 and the operational amplifier 2-02) are represented in FIG. function of time. A positive alternation AP (during which BL leads and BH is closed) is followed by a negative alternation AN (during which BH leads and BL is closed). The common-mode disturbance (current peak disturbing the measured current) occurs only at the moment of change of alternation. As indicated above, with a two-state configuration according to the prior art, we would observe a peak at each switching.
Il convient de noter que Ie mode de réalisation tel que décrit en référence aux figures 9 et 10 implique de maintenir un des deux transistors du bras B de signe constamment fermé tant qu'on ne change pas d'alternance : ainsi, la commande de fermeture du transistor BH du bras de signe peut être permanente dans le cas de la régulation d'un courant constant positif. Pour maintenir un transistor MOSFET ou IGBT dans cet état de fermeture, une tension de commande doit être appliquée sur sa grille. Une solution pour appliquer une tension de commande sur un transistor consiste à utiliser une technique dite à pompe de charge. La figure 11 illustre un circuit 500 à pompe de charge d'un interrupteur utilisé dans un circuit de contrôle selon l'invention et permettant de maintenir une tension de commande sur le transistor BH (seul le bras B est représenté sur la figure 11). Le circuit 500 comporte :It should be noted that the embodiment as described with reference to FIGS. 9 and 10 involves maintaining one of the two transistors of the sign B arm constantly closed as long as no alternation is being changed: thus, the closing command of the BH transistor of the sign arm can be permanent in the case of the regulation of a positive constant current. To maintain a MOSFET or IGBT transistor in this closed state, a control voltage must be applied to its gate. One solution for applying a control voltage to a transistor is to use a so-called charge pump technique. FIG. 11 illustrates a load pump circuit 500 of a switch used in a control circuit according to the invention and making it possible to maintain a control voltage on transistor BH (only arm B is shown in FIG. 11). The circuit 500 comprises:
- une alimentation auxiliaire 501 délivrant une tension inférieure (typi- quement de l'ordre de 12 à 15V, ces valeurs de tension correspondant à des valeurs typiques permettant de commander la grille d'un transistor MOSFET) à la tension UDC de la source d'alimentation principale ;an auxiliary power supply 501 delivering a lower voltage (typically of the order of 12 to 15V, these voltage values corresponding to typical values making it possible to control the gate of a MOSFET transistor) to the voltage UD C of the source main power supply;
- une diode 502 dont l'anode est reliée à l'alimentation auxiliaire 501 ; - un condensateur 503 ayant une première borne reliée à la cathode de la diode 502 et une seconde borne reliée à la borne commune des transistors BH et BL;a diode 502 whose anode is connected to the auxiliary power supply 501; a capacitor 503 having a first terminal connected to the cathode of the diode 502 and a second terminal connected to the common terminal of the transistors BH and BL;
- un premier interrupteur 504 ayant une première borne reliée à la cathode de la diode 502 et une deuxième borne reliée à la grille du transistor BH ;a first switch 504 having a first terminal connected to the cathode of the diode 502 and a second terminal connected to the gate of the transistor BH;
- un deuxième interrupteur 505 ayant une première borne reliée à la "deuxième borne du premier interrupteur 504 et donc à la grille- du- transistor BH et une deuxième borne reliée à la borne commune des transistors BH et BL.a second switch 505 having a first terminal connected to the second terminal of the first switch 504 and therefore to the gate transistor BH and a second terminal connected to the common terminal of transistors BH and BL.
La charge du condensateur 503 se fait en fermant le transistor BL via l'alimentation auxiliaire 501. Le condensateur 503 chargé permet de délivrer une tension de commande de la grille du transistor BH lorsque l'interrupteur 504 est fermé.The charge of the capacitor 503 is made by closing the transistor BL via the auxiliary power supply 501. The charged capacitor 503 makes it possible to deliver a control voltage of the gate of the transistor BH when the switch 504 is closed.
Or l'utilisation d'une technique à pompe de charge pour commander le transistor BH ne permet pas de maintenir une tension sur la grille en permanence sans une recharge. Ainsi, lorsque la durée d'une alternance posi- tive dépasse un certain délai (situation possible lorsqu'on régule un courant positif), la fermeture du transistor BH du bras de signe ne peut plus être garanti car le condensateur 503 de la pompe de charge se décharge progressivement dans la grille du transistor BH.Now the use of a charge pump technique to control the transistor BH does not maintain a voltage on the grid permanently without a recharge. Thus, when the duration of a positive half-cycle exceeds a certain time (possible situation when a positive current is regulated), the closing of the transistor BH of the sign arm can no longer be guaranteed since the capacitor 503 of the pump charge gradually discharges into the gate of transistor BH.
Afin d'éviter une ouverture intempestive de ce MOSFET, une solution consiste à forcer la fermeture du transistor BL du bras de signe pour garantir Ia charge du condensateur 503 de la pompe de charge.In order to avoid unintentional opening of this MOSFET, one solution consists in forcing the closing of the transistor BL of the sign arm to guarantee the charge of the capacitor 503 of the charge pump.
Afin de ne pas perturber le contrôle de charge, cette transition se fera pendant un état de roue libre haute (tension moyenne nulle vue par la charge) et l'état forcé sera une roue libre basse (tension moyenne nulle vue par la charge). Le contrôle de la charge n'est pas perturbé par une telle action puisque les états de roue libre haute et de roue libre basse sont parfaitement équivalent au regard du contrôle de charge. Ainsi, la recharge de la pompe de charge est une action transparente vis-à-vis de la charge (organe électrique de commande). Le condensateur 503 de la pompe de charge est ainsi rechargé de manière à maintenir une tension suffisante de commande sur le transistor BH ; pour cela, le bras de signe repasse par une commande du transistor BL qui permet au condensateur 503 de se recharger par l'alimentation auxiliaire 501 à travers la diode 502 du circuit de pompe de charge 500. Nous allons décrire dans ce qui suit deux modes de réalisation d'une commande à quatre états (dont deux de roue libre haute et de roue libre basse équivalents du point de vue de la charge). Avant cela, rappelons brièvement le fonctionnement d'une boucle de régulation d'une commande à deux états d'un pont quatre quadrants ; une telle boucle 600 est représentée en figure 12. La boucle 600 comporte :In order not to disturb the load control, this transition will occur during a high freewheeling state (zero average voltage seen by the load) and the forced state will be a freewheel low (zero average voltage seen by the load). The control of the load is not disturbed by such an action since the states of freewheel and low freewheel are perfectly equivalent with respect to load control. Thus, charging the charge pump is a transparent action vis-à-vis the load (electrical control member). The capacitor 503 of the charge pump is thus recharged so as to maintain a sufficient control voltage on the transistor BH; for this, the signal arm returns by a control of the transistor BL which allows the capacitor 503 to recharge by the auxiliary power supply 501 through the diode 502 of the charge pump circuit 500. We will describe in the following two modes of a four-state control (including two freewheel high and low freewheel equivalents from the point of view of the load). Before that, let us recall briefly the operation of a control loop of a two-state control of a four-quadrant bridge; such a loop 600 is shown in FIG. 12. The loop 600 comprises:
- un soustracteur 601 ; - un amplificateur 602 ;a subtractor 601; an amplifier 602;
- un générateur 603 de signal MLI (Modulation de Largeur d'Impulsion) ayant un rapport cyclique α ;a PWM signal generator 603 (Pulse Width Modulation) having a cyclic ratio α;
- un pont quatre quadrants 604 destiné à fournir une tension découpée à une charge (généralement une charge inductive) 605 dont le cou- rant mesuré lmes forme le courant à asservir par ladite boucle 600.- a four-quadrant bridge 604 for providing a switched voltage to a load (typically an inductive load) 605 whose current measured my form the current to be controlled by said loop 600.
La boucle de régulation 600 d'une commande à 2 états du pont 604 fonctionne de la manière suivante : une consigne de courant lref est comparée à la mesure du courant à asservir Imes- L'écart E entre la consigne de courant lref et la mesure du courant à asservir lmes déterminé par le soustrac- teur 601 est amplifié par l'amplificateur 602 de gain G pour fournir un écart amplifié Ea (le gain G peut être une combinaison de gain proportionnel, intégrai et dérivateur). L'erreur amplifiée Ea est comparée à une porteuse, typiquement un signal triangulaire ou en dent de scie d'amplitude A, afin de réaliser un signal MLI dont la largeur d'impulsion est modulée par l'erreur amplifiée (on note α le rapport cyclique du signal MLI). Les interrupteurs du pont quatre quadrants sont commandés par ce signal MLI (ou par le signal complémentaire du signal MLI) en respectant un temps mort entre la fermeture et l'ouverture des interrupteurs du même bras. Une tension VL découpée à la fréquence de la porteuse est donc appliquée à la charge 605. LaThe control loop 600 of a two-state control of the bridge 604 operates in the following way: a current setpoint l ref is compared with the measurement of the current to be controlled Imes- The difference E between the current setpoint l re f and measuring the current to the slave my determined by the subtraction tor 601 is amplified by the amplifier 602 of gain G to provide an amplified difference Ea (the gain G may be a combination of proportional gain, and intégrai differentiator). The amplified error Ea is compared with a carrier, typically a triangular or sawtooth signal of amplitude A, in order to produce a PWM signal whose pulse width is modulated by the amplified error (α is the ratio cyclic MLI signal). The switches of the four-quadrant bridge are controlled by this PWM signal (or by the complementary signal PWM signal) by respecting a dead time between the closing and opening of the switches of the same arm. A voltage VL cut at the frequency of the carrier is therefore applied to the load 605. The
tension moyenne VL appliquée à la charge 605 dépend directement du rapport cyclique α. Le courant IL dans la charge 605 d'inductance L (dont on néglige la résistance de ligne) intègre cette tension. Le courant dans la charge peut ainsi croître ou décroître en contre-réaction à la déviation du courant ou la variation de la consigne. La figure 13 illustre la construction d'un signal MLI de rapport cyclique α construit selon la,. boucle de .régulation de la figure 12. Le signal MLI est donc construit à partir de la comparaison entre une porteuse d'amplitude A (ici un signai en dent de scie mais qui peut être aussi un signal triangulaire) et le signal utile (modulateur) représenté par l'erreur amplifiée Ea. La porteuse permet de fixer la fréquence de découpage. Le signal MLI qui forme la consigne de commande du pont 604 présente une impulsion positive tant que le modulateur est au-dessus de la porteuse et nulle dans le cas contraire. Le signal MLI est un signal de fréquence fixe (signal de la porteuse) et dont la longueur d'impulsion dépend de l'erreur : c'est le rapport cyclique de la MLI qui permet de contrôler le courant dans la charge. CeThe average voltage V L applied to the load 605 depends directly on the duty cycle α. The current I L in the load 605 of inductance L (which neglects the line resistance) integrates this voltage. The current in the load can thus increase or decrease in counter-reaction to the deviation of the current or the variation of the setpoint. FIG. 13 illustrates the construction of a cyclic ratio PWM signal α constructed according to the . The PWM signal is thus constructed from the comparison between a carrier of amplitude A (here a sawtooth signal but which can also be a triangular signal) and the useful signal (modulator) represented by the amplified error Ea. The carrier is used to set the switching frequency. The PWM signal which forms the control setpoint of the bridge 604 has a positive pulse as long as the modulator is above the carrier and zero otherwise. The MLI signal is a fixed frequency signal (carrier signal) whose pulse length depends on the error: it is the duty cycle of the PWM that controls the current in the load. This
Ea rapport cyclique vautα = — (i.e. le générateur 603 applique un gain 1/A àEa duty cycle equals α = - (i.e. the generator 603 applies a gain 1 / A to
A l'erreur amplifiée Ea afin d'obtenir le rapport cyclique α).With the amplified error Ea in order to obtain the duty cycle α).
En référence à la figure 3 qui illustre les deux états de magnétisation et de démagnétisation, on applique un signal MLI de rapport cyclique α aux interrupteurs AL et BH et le signal complémentaire du signal MLI, de rapport cyclique 1-α, sur les interrupteurs AH et BL. Ainsi, pendant l'état de magné- tisation, la tension continue +Udc est appliquée à la charge pendant une durée aT et pendant l'état de démagnétisation, la tension continue -Udc est appliquée à la charge pendant une durée (l-α)r . La tension moyenneWith reference to FIG. 3, which illustrates the two states of magnetization and demagnetization, a PWM signal of cyclic ratio α is applied to the switches AL and BH and the complementary signal of the signal PWM, of cyclic ratio 1-α, to the switches AH. and BL. Thus, during the magnetization state, DC voltage + U dc is applied to the load for a duration aT and during the demagnetization state, the DC voltage -U dc is applied to the load for a period of time. -α) r. The average voltage
VL vue par la charge 10 est
Figure imgf000026_0001
-X)U DC . La figure 14 représenteV L seen by the load 10 is
Figure imgf000026_0001
-X) U DC . Figure 14 represents
l'évolution linéaire de la tension moyenne VL vue par la charge en fonction du rapport cyclique α dans le cas d'une boucle de régulation à deux états telle que celle représentée en figure 12.the linear evolution of the average voltage V L seen by the load as a function of the duty cycle α in the case of a two-state control loop such as that represented in FIG. 12.
Ce rappel de l'art antérieur relatif à une boucle de régulation à deux états étant fait, nous allons décrire dans ce qui suit, en référence à la figureThis recall of the prior art relating to a two-state control loop being made, we will describe in the following, with reference to FIG.
15, un premier mode de réalisation d'une boucle de régulation 700 permet- tant la mise en œuvre d'un circuit de contrôle à quatre états selon l'invention.15, a first embodiment of a regulation loop 700 enabling the implementation of a four-state control circuit according to the invention.
La boucle de régulation 700 comporte :The regulation loop 700 comprises:
- un soustracteur 701 ;a subtractor 701;
- un amplificateur 702 ; - un générateur 703 de signal MLI (Modulation de Largeur d'Impulsion) ayant un rapport cyclique α ; - un pont quatre quadrants dans son état d'alternance positive 705 ou dans son état d'alternance négative 706 destiné à fournir une tension découpée à une charge (généralement une charge inductive) 707 dont le courant mesuré lmes forme le courant à asservir par ladite boucle 700 ;an amplifier 702; a PWM signal generator 703 (Pulse Width Modulation) having a cyclic ratio α; a four-quadrant bridge in its state of positive half-wave 705 or in its state of negative half-wave 706 intended to supply a voltage cut off to a load (generally an inductive load) 707, the measured current of which I form the current to be servocontrolled by said loop 700;
- des moyens 708 de commande pour transiter entre l'alternance positive 705 et l'alternance négative 706.control means 708 for transiting between the positive half-wave 705 and the negative half-wave 706.
La boucle de régulation 700 fonctionne de la manière suivante : une consigne de courant lrβf est comparée à la mesure du courant à asservir lmes. L'écart E entre la consigne de courant lrβf et la mesure du courant à asservir lmes déterminé par le soustracteur 701 est amplifié par l'amplificateur 702 de gain G pour fournir un écart amplifié Ea (le gain G peut être une combinaison de gain proportionnel, intégral et dérivateur). L'erreur amplifiée Ea est comparée à une porteuse, typiquement un signal triangulaire ou en dent de scie d'amplitude A, afin de réaliser, via la générateur 703, un signal MLI dont la largeur d'impulsion est modulée par l'erreur amplifiée (on note α le rapport cyclique du signal MLI). On peut noter que, comme dans une commande MLI conventionnelle, la commande du pont quadrant est une fonction de l'erreur entre la consigne de courant et la mesure de courant. La différence se trouve dans la fonction MLI, l'état du pont dépendant du signe qui est déterminé à partir du signal MLI.The regulation loop 700 operates in the following manner: a current setpoint l rβf is compared with the measurement of the current to be slaved to the mes . The difference E between the current setpoint and the rβf current measurement to the slave my determined by the subtractor 701 is amplified by the amplifier 702 of gain G to provide an amplified difference Ea (the gain G may be a combination of proportional, integral and derivative gain). The amplified error Ea is compared to a carrier, typically a triangular or sawtooth signal of amplitude A, in order to produce, via the generator 703, a PWM signal whose pulse width is modulated by the amplified error. (We note α the duty cycle of the PWM signal). It may be noted that, as in a conventional PWM control, the control of the quadrant bridge is a function of the error between the current setpoint and the current measurement. The difference lies in the PWM function, the state of the sign-dependent bridge which is determined from the PWM signal.
En effet, les moyens 708 de commande pour transiter entre l'alternance positive 705 et l'alternance négative 706 mettent en œuvre la machine d'état suivante (illustrée en figure 16) : - lorsque le pont est dans son alternance positive 705 et que le rapport cyclique s'annule, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance négative: le bras de signe commute.Indeed, the control means 708 for transiting between the positive half-wave 705 and the negative half wave 706 implement the next state machine (illustrated in FIG. 16): when the bridge is in its positive half-wave 705 and when the duty cycle is canceled, the machine detects a change of state and goes alternately negative: the sign arm switches.
- Lorsque le pont est dans son alternance négative 706 est que le rapport cyclique est égal à 1 , la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive : le bras de signe commute.- When the bridge is in its negative half cycle 706 is that the duty cycle is equal to 1, the machine detects a change of state and passes alternately positive: the sign arm switches.
En référence à la figure 8, on applique le signal MLI de rapport cyclique α à l'interrupteur AL ét ie signal" MLI complémentaire de rapport cyclique (1-α) à l'interrupteur AH à la fois pendant l'alternance positive et pendant l'alternance négative. Lorsque le pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique s'annule, les moyens 708 commandent l'ouverture de l'interrupteur BH et la fermeture de l'interrupteur BL. Inversement, lorsque le pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique s'annule, les moyens 708 commandent l'ouverture de l'interrupteur BL et la fermeture de l'interrupteur BH.With reference to FIG. 8, the signal MLI of cyclic ratio α is applied to the switch AL and the signal " PWM complementary cyclic ratio (1-α) to the switch AH both during the positive half-cycle and during the negative alternation. When the bridge is in its positive half cycle and the duty cycle is canceled, the means 708 control the opening of the switch BH and the closing of the switch BL. Conversely, when the bridge is in its positive half cycle and the duty cycle is canceled, the means 708 control the opening of the switch BL and the closing of the switch BH.
Avantageusement, les moyens 708 utilisent un signal de signe commandant le bras B de signe en permettant au dit bras de basculer d'une alternance positive (signal de signe positif) vers une alternance négative (on peut choisir un signal de signe négatif ou un signal de signe nul).Advantageously, the means 708 use a sign signal controlling the sign arm B by allowing said arm to switch from a positive half cycle (positive sign signal) to a negative half cycle (one can choose a negative sign signal or a signal of null sign).
On calcule la fonction de transfert du pont selon qu'il est dans son alternance positive ou négative :The transfer function of the bridge is calculated according to whether it is in its positive or negative half-cycle:
- Alternance positive o Etat de magnétisation : une tension +Udc est appliquée à la charge pendant une durée al (où T représente la période du signal MLI) ; o Etat de roue libre haute: une tension nulle est appliquée à la charge pendant une durée (l-a)T . o En conséquence, la tension moyenne vue par la charge est VL =aUDC pendant l'alternance positive.- Positive alternation o Magnetization state: a voltage + Udc is applied to the load for a duration al (where T represents the period of the PWM signal); o High freewheel state: a zero voltage is applied to the load for a duration (la) T. o As a result, the average voltage seen by the load is V L = aU DC during the positive half cycle.
- Alternance négative o Etat de démagnétisation : une tension -Udc est appliquée à la charge pendant une durée (l-a)T ; o Etat de roue libre basse : une tension nulle est appliquée à la charge pendant une durée aT . o En conséquence, la tension moyenne vue par la charge est- Negative alternation o Demagnetization state: a voltage -Udc is applied to the load for a duration (l-a) T; o Low freewheel state: A zero voltage is applied to the load for a time aT. o As a result, the average voltage seen by the load is
VL =-(l-a)UDC pendant l'alternance négative.V L = - (la) U DC during the negative half cycle.
En d'autres termes, le circuit de contrôle selon ce mode de réalisation de l'invention comporte : - des moyens pour appliquer à la charge une tension moyenne égale au produit αxUDc pendant l'alternance positive, .705; - des moyens pour appliquer à la charge une tension moyenne égale àIn other words, the control circuit according to this embodiment of the invention comprises: - means for applying a load to the average voltage equal to the product αxU D c during the positive half cycle, .705; means for applying to the load a mean voltage equal to
(α-1)xUDc pendant l'alternance négative 706. La figure 17 représente la fonction de transfert du pont quatre quadrants,(α-1) xU D c during the negative half-cycle 706. Figure 17 shows the transfer function of the four-quadrant bridge,
c'est à dire la tension moyenne VL vue par la charge en fonction du rapport cyclique α dans le cas d'une boucle de régulation à deux états telle que celle représentée en figure 15. On observe bien le comportement linéaire de la tension moyenne dans chacune des alternances ainsi que le basculement d'une alternance à l'autre (soit lorsque le rapport cyclique s'annule alors que le circuit de contrôle est dans une alternance positive soit le rapport cyclique est égal à 1 alors que le circuit de contrôle dans une alternance négative.that is to say the average voltage V L seen by the load as a function of the duty cycle α in the case of a two-state control loop such as that shown in FIG. 15. The linear behavior of the average voltage is well observed. in each of the alternations and the switching from one alternation to the other (or when the duty cycle is canceled while the control circuit is in a positive half cycle or the duty cycle is equal to 1 while the control circuit in a negative alternation.
Les figures 18 à 21 représentent le courant mesuré lmes, la consigne de courant lref, le signal MLI de rapport cyclique α, le signal de signe permettant au bras B de signe de basculer d'une alternance positive (signal de signal positif) vers une alternance négative (signal de signe négatif) et la ten- sion VL aux bornes de la charge en fonction du temps dans différentes configurations.Figures 18 to 21 show the measured current I, the reference current I ref, the duty cycle of PWM signal α, the sign of signal allowing the sign of B arm to switch from a positive alternation (positive signal signal) towards a negative alternation (negative sign signal) and the voltage VL across the load as a function of time in different configurations.
En référence à la figure 18, lorsque la consigne de courant chute brutalement, l'écart entre la consigne et la mesure grandit. Cet écart est négatif. L'erreur est amplifiée. Le rapport cyclique du signal MLI diminue proportion- nellement à l'erreur jusqu'à sa valeur minimale (0%). Le signal de signe étant initialement positive (alternance positive), et le rapport cyclique étant nulle, la machine d'état détecte un changement d'état. Le signal de signe commute et devient négatif. La fonction de transfert de la figure 17 nous indique que, pour un rapport cyclique nul et un signe négatif, la tension moyenne appliquée à la charge inductive est négative et son amplitude est maximale. Le courant mesuré décroît rapidement pour converger vers la consigne. Au fur et à mesure que le courant mesuré se rapproche de la consigne, l'erreur diminue et le rapport cyclique augmente ce qui a pour effet de diminuer l'amplitude de la tension. En référence à la figure 19, lorsque la consigne de courant monte brutalement, l'écart entre la consigne et la mesure grandit. Cet écart est positif. L'erreur est amplifiée. Le rapport cyclique augmente proportionnelle- ment à l'erreur amplifiée et atteint sa valeur maximum. Le signal de signe étant initialement positif (alternance positive) et le rapport cyclique étant maximal, la machine d'état ne détecte pas de changement d'état. La tension appliquée à la charge atteint aussi son maximum ce qui permet au courant de converger vers la consigne. L'erreur amplifiée diminue au fur et à mesure que le courant mesuré se rapproche de la consigne.With reference to FIG. 18, when the current setpoint drops sharply, the difference between the setpoint and the measurement increases. This gap is negative. The error is magnified. The duty cycle of the PWM signal decreases proportionally to the error up to its minimum value (0%). Since the sign signal is initially positive (positive half cycle), and the duty cycle is zero, the state machine detects a change of state. The sign signal switches and becomes negative. The transfer function of FIG. 17 indicates that, for a zero duty cycle and a negative sign, the average voltage applied to the inductive load is negative and its amplitude is maximum. The measured current decreases rapidly to converge towards the setpoint. As the measured current approaches the setpoint, the error decreases and the duty cycle increases which has the effect of decreasing the amplitude of the voltage. With reference to FIG. 19, when the current setpoint rises abruptly, the difference between the setpoint and the measurement increases. This gap is positive. The error is magnified. The duty cycle increases proportionally amplified error and reaches its maximum value. Since the sign signal is initially positive (positive half cycle) and the duty cycle is maximum, the state machine does not detect a change of state. The voltage applied to the load also reaches its maximum which allows the current to converge towards the setpoint. The amplified error decreases as the measured current approaches the setpoint.
En référence à la figure 20, lorsque la consigne monte brutalement, l'écart entre la consigne et la mesure grandit. Cet écart est positif. L'erreur est amplifiée. Le rapport cyclique croît proportionnellement à l'erreur et at- teint sa valeur maximale. La machine d'état détecte que le rapport cyclique est maximal (100%) alors que le signal de signe était initialement négatif. Le signal de signe commute et devient positif. La fonction de transfert du pont quatre quadrants de la figure 17 indique une tension positive dont l'amplitude et maximale. Cette tension permet au courant mesuré de croître et de rattraper la consigne. Au fur et à mesure que le courant se rapproche de la consigne, l'erreur diminue et par conséquent le rapport cyclique diminue.With reference to FIG. 20, when the set point rises abruptly, the difference between the setpoint and the measurement increases. This gap is positive. The error is magnified. The duty cycle increases proportionally with the error and reaches its maximum value. The state machine detects that the duty cycle is maximum (100%) while the sign signal was initially negative. The sign signal switches and becomes positive. The transfer function of the four-quadrant bridge of Fig. 17 indicates a positive voltage whose amplitude and maximum. This voltage allows the measured current to grow and make up the setpoint. As the current approaches the setpoint, the error decreases and therefore the duty cycle decreases.
En référence à la figure 21 , lorsque la consigne décroît brutalement, l'écart entre la consigne et la mesure grandit. Cet écart est négatif. L'erreur est amplifiée. Le rapport cyclique diminue proportionnellement à l'erreur amplifiée et atteint sa valeur minimum. Le signal de signe étant initialement négatif, la machine d'état ne détecte aucun changement. La fonction de transfert du pont quatre quadrants indique une tension moyenne appliquée négative dont l'amplitude est proportionnelle à l'erreur. L'amplitude de la tension négative aux bornes de la charge inductive sera maximale ce qui a pour effet de décroître rapidement le courant. Au fur et à mesure que le courant mesuré se rapproche de la consigne, l'erreur diminue et le rapport cyclique augmente de nouveau. La tension appliquée à la charge atteint aussi son maximum ce qui permet au courant de converger vers la consigne. L'erreur amplifiée diminue au fur et à mesure que le courant mesuré se rapproche de la consigne. Dans cet exemple, il n'y pas de changement de signe.With reference to FIG. 21, when the setpoint decreases abruptly, the difference between the setpoint and the measurement increases. This gap is negative. The error is magnified. The duty cycle decreases proportionally to the amplified error and reaches its minimum value. Since the sign signal is initially negative, the state machine detects no change. The four-quadrant bridge transfer function indicates a negative applied average voltage whose amplitude is proportional to the error. The amplitude of the negative voltage across the inductive load will be maximum which has the effect of rapidly decreasing the current. As the measured current approaches the setpoint, the error decreases and the duty cycle increases again. The voltage applied to the load also reaches its maximum which allows the current to converge towards the setpoint. The amplified error decreases as the measured current approaches the setpoint. In this example, there is no sign change.
Dans le cas de Ia solution décrite en référence aux figures 15 à 21, l'erreur statique est différente entre l'alternance positive et l'alternance néga- tive. Ainsi, pour générer une même tension moyenne VL aux bornes de la charge, les erreurs seront différentes dans les deux cas d'alternance.In the case of the solution described with reference to FIGS. 15 to 21, the static error is different between the positive and the negative alternation. tive. Thus, to generate the same average voltage V L across the load, the errors will be different in the two cases of alternation.
V VV V
Dans le cas de l'alternance positive : a = — — => E* = A — —In the case of positive alternation: a = - - => E * = A - -
T UJ DC ' ' T UT D"C où E* désigne l'erreur amplifiée dans le cas de l'alternance positive.T U DC J '' T U TD "C where E * denotes the error amplified in the case of the positive alternation.
VV
Dans le cas de l'alternance négative : a = 1 + — — => Eα = A 1 + 2LIn the case of negative alternation: a = 1 + - - => E α = A 1 + 2L
U DC U DCU DC U DC
où En désigne l'erreur amplifiée dans le cas de l'alternance négative.where E n designates the amplified error in the case of the negative half cycle.
Le rapport des erreurs vaut donc—^ = -5^ — - .The error ratio is therefore-^ = - 5 ^ - -.
E° vL L'erreur statique négative peut donc être supérieure à l'erreur statique positive. Par exemple, si la tension d'alimentation vaut 49V et que l'on régule 1V aux bornes de la charge, le rapport vaut 50. Cela conduit à des discontinuités dans la régulation. Dès lors, un décrochement du courant lors de la transition entre alternance est susceptible de se produire. Cette erreur statique importante peut cependant être compensée par une augmentation du gain statique. E ° v L The negative static error can therefore be greater than the positive static error. For example, if the supply voltage is 49V and 1V is set across the load, the ratio is 50. This leads to discontinuities in the control. Therefore, a recession of the current during the transition between alternations is likely to occur. This important static error can however be compensated for by an increase of the static gain.
La figure 22 illustre un second mode de réalisation d'une boucle de régulation 800 pour la mise en œuvre d'un circuit de contrôle à quatre états selon l'invention et permettant de s'affranchir de ce problème d'erreur stati- que.FIG. 22 illustrates a second embodiment of a regulation loop 800 for implementing a four-state control circuit according to the invention and making it possible to overcome this static error problem.
La boucle de régulation 800 comporte :The regulation loop 800 comprises:
- un soustracteur 801 ;a subtracter 801;
- un amplificateur 802 ;an amplifier 802;
- un générateur 803 de signal MLI (Modulation de Largeur d'Impulsion) ayant un rapport cyclique α ;a PWM signal generator 803 (Pulse Width Modulation) having a cyclic ratio α;
- un convertisseur 809 pour convertir le .signal. MLl de rapport cyclique α en un signal MLI de rapport cyclique α' (ainsi que pour fournir le si- gnal MLI de rapport cycliqueά' complémentaire du signal MLI de rapport cyclique α')a converter 809 for converting the signal. ML1 of cyclic ratio α to a cyclic ratio MLI signal α '(as well as to provide the signal general MLI of cyclic ratio 'complementary to the MLI signal of cyclic ratio α')
- un pont quatre quadrants dans son état d'alternance positive 805 ou dans son état d'alternance négative 806 destiné à fournir une tension . découpée à une charge (généralement une charge inductive)a four-quadrant bridge in its state of positive half-wave 805 or in its state of negative half-wave 806 intended to supply a voltage. cut to a load (usually an inductive load)
807 dont le courant mesuré lmes forme le courant à asservir par ladite boucle 800 ;807 whose measured current I forms the current to be enslaved by said loop 800;
- des moyens 808 de commande pour transiter entre l'alternance positive 805 et l'alternance négative 806. La boucle de régulation 800 fonctionne de la manière suivante : une consigne de courant lref est comparée à la mesure du courant à asservir lmes. L'écart E entre la consigne de courant lrβf et la mesure du courant à asservir lmes déterminé par le soustracteur 801 est amplifié par l'amplificateur 802 de gain G pour fournir un écart amplifié Ea (le gain G peut être une combinai- son de gain proportionnel, intégral et dérivateur). L'erreur amplifiée Ea est comparée à une porteuse, typiquement un signal triangulaire ou en dent de scie d'amplitude A, afin de réaliser, via la générateur 803, un signal MLI dont la largeur d'impulsion est modulée par l'erreur amplifiée (on note α le rapport cyclique du signal MLI). Le signal MLI de rapport cyclique α est converti par le convertisseur- means of control 808 to pass between the positive half cycle 805 and the negative half cycle 806. The control loop 800 operates as follows: a current I ref setpoint is compared with the current measurement to the slave my. The difference E between the current setpoint l rβf and the measurement of the current to be controlled lm is determined by the subtractor 801 is amplified by the gain amplifier 802 G to provide an amplified difference Ea (the gain G can be a combination of proportional, integral and derivative gain sound). The amplified error Ea is compared with a carrier, typically a triangular or sawtooth signal of amplitude A, in order to produce, via the generator 803, a PWM signal whose pulse width is modulated by the amplified error. (We note α the duty cycle of the PWM signal). The cyclic PWM signal α is converted by the converter
809 pour obtenir un autre signal MLI de même fréquence dont le rapport cyclique α' est égal à 2a -I .809 to obtain another MLI signal of the same frequency whose duty cycle α 'is equal to 2a -I.
Le convertisseur 809 comporte par exemple des moyens permettant de réaliser la soustraction entre un signal MLI de rapport cyclique 50% et le signal MLI de rapport cyclique α. Le signal MLI obtenu a un rapport cycli
Figure imgf000032_0001
The converter 809 comprises, for example, means making it possible to perform the subtraction between a 50% duty cycle PWM signal and the cyclic ratio PWM signal α. The PWM signal obtained has a cyclic ratio
Figure imgf000032_0001
Cette soustraction peut être obtenue par une fonction logique OU exclusive telle qu'illustrée sur la figure 23. Les entrées de la fonction OU exclusive sont respectivement le signal MLI de synchronisation ayant un rap- port cyclique de 50% et le signal MLI de rapport cyclique α et on obtient di¬This subtraction can be obtained by an exclusive OR logic function as illustrated in FIG. 23. The inputs of the exclusive OR function are respectively the synchronization PWM signal having a ratio of cyclic port of 50% and the MLI signal cyclic ratio α and we obtain di¬
rectement en sortie le signal MLI de
Figure imgf000033_0001
rightly output the MLI signal of
Figure imgf000033_0001
Le. convertisseur 809 comporte en outre des moyens permettant deThe. converter 809 further comprises means for
doubler le signal MLI de rapport cyclique a — — ; en d'autres termes, le si-doubling the PWM signal of duty cycle a - -; in other words, the
gnal résultant est un signal MLI dont la largeur d'impulsion est deux fois supérieure. Le rapport cyclique vaut donc 2a~\ . Finalement, Le convertisseur 809 convertit un signal MLI de rapport cyclique a en un signal MLI de même fréquence de rapport cyclique α1 = 2α-l .The resulting signal is a PWM signal whose pulse width is twice as high. The duty ratio is therefore 2a ~ \. Finally, the converter 809 converts an MLI signal having a duty cycle a to a PWM signal of the same duty cycle frequency α 1 = 2α-1.
Ces moyens permettant de doubler le signal MLI peuvent être réali- ses à l'aide de deux compteurs. L'utilisation de ces compteurs est illustrée sur la figure 24.These means for doubling the PWM signal can be achieved using two counters. The use of these counters is illustrated in Figure 24.
On part d'un signal traité de rapport cyclique (α-1/2). Sur le front montant du signal traité, le signal résultant (signal doublé) passe à l'état haut et un premier compteur cadencé par une horloge s'incrémente pendant la lar- geur d'impulsion puis s'arrête. Sur le front descendant, un deuxième compteur est incrémenté (cadencé par la même horloge que le premier compteur): lorsque la valeur de ce deuxième compteur est égale à la valeur du premier compteur, le signal résultant s'annule. Le signal résultant possède une largeur d'impulsion deux fois plus grande que la largeur d'impulsion du signal traité.We start from a processed duty cycle signal (α-1/2). On the rising edge of the processed signal, the resulting signal (doubled signal) goes high and a clock-clocked counter increments during the pulse width and then stops. On the falling edge, a second counter is incremented (clocked by the same clock as the first counter): when the value of this second counter is equal to the value of the first counter, the resulting signal is canceled. The resulting signal has a pulse width twice as large as the pulse width of the processed signal.
Les moyens 808 de commande pour transiter entre l'alternance positive 805 et l'alternance négative 806 mettent en œuvre la machine d'état suivante (illustrée en figure 25) :The control means 808 for transiting between the positive half wave 805 and the negative half wave 806 implement the following state machine (illustrated in FIG. 25):
- lorsque le pont est dans son alternance positive 805 et que le rapport cyclique α est strictement inférieur à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance négative: le bras de signe commute.when the bridge is in its positive half cycle 805 and the duty cycle α is strictly less than 50%, the machine detects a change of state and switches to a negative alternation: the sign arm switches.
- Lorsque le pont est dans son alternance négative 806 est que le rapport cyclique α est supérieur ou égal à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive : le bras de signe commute.When the bridge is in its negative half cycle 806 is that the duty cycle α is greater than or equal to 50%, the machine detects a change of state and switch to positive alternation: the sign arm switches.
En référence à la figure 8, pendant l'alternance positive (α est supérieur ou égal à 50%), on applique le signal MLI de rapport cyclique α' à l'interrupteur AL et le signal MLI complémentaire de rapport cyclique (1-α1) à l'interrupteur AH.With reference to FIG. 8, during the positive half cycle (α is greater than or equal to 50%), the PWM pulse signal ML 'is applied to the switch AL and the cyclic ratio complementary PWM signal (1-α 1 ) to the switch AH.
Pendant l'alternance négative (α est strictement inférieur à 50%), on applique le signal MLI de rapport cyclique 1-α' à l'interrupteur AL et le signal MLI complémentaire de rapport cyclique α' à l'interrupteur AH. Lorsque le pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique α est strictement inférieur à 50%, les moyens 808 commandent l'ouverture de l'interrupteur BH et la fermeture de l'interrupteur BL. Inversement, lorsque le pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique α est supérieur ou égal à 50%, les moyens 808 commandent l'ouverture de l'interrupteur BL et la fermeture de l'interrupteur BH.During the negative half cycle (α is strictly less than 50%), the signal MLI of duty cycle 1-α 'is applied to switch AL and the complementary PWM signal cyclic report α' to switch AH. When the bridge is in its positive half cycle and the duty cycle α is strictly less than 50%, the means 808 control the opening of the switch BH and the closing of the switch BL. Conversely, when the bridge is in its positive half cycle and the duty cycle α is greater than or equal to 50%, the means 808 control the opening of the switch BL and the closing of the switch BH.
Avantageusement, les moyens 808 utilisent un signal de signe commandant le bras B de signe en permettant au dit bras de basculer d'une alternance positive (signal de signe positif) vers une alternance négative (on peut choisir un signal de signe négatif ou un signal de signe nul). On calcule la fonction de transfert du pont selon qu'il est dans son alternance positive ou négative :Advantageously, the means 808 use a sign signal controlling the sign arm B by allowing said arm to switch from a positive half cycle (positive sign signal) to a negative half cycle (one can choose a negative sign signal or a signal of null sign). The transfer function of the bridge is calculated according to whether it is in its positive or negative half-cycle:
- Alternance positive : o Etat de magnétisation : la tension de bus +Udc est appliquée à la charge pendant une durée a T ; o Etat de roue libre haute : une tension nulle est appliquée à la charge pendant une durée (l-a')T ; o En conséquence, la tension moyenne vue par la charge est- Positive alternation: o Magnetization state: the bus voltage + Udc is applied to the load for a time at T; o High freewheel state: a zero voltage is applied to the load for a period (l-a ') T; o As a result, the average voltage seen by the load is
VL = a'UDC = (2a-\)UDC ;V L = a'U DC = (2a - \) U DC ;
- Alternance négative : o Etat de démagnétisation : la tension de bus -Udc est appliquée à la charge" pendant une durée (l-2a)T ; o Etat de roue libre basse: une tension nulle est appliquée à la charge pendant une durée IaT ; o En conséquence, la tension moyenne vue par la charge est- Negative alternation: o Demagnetization state: bus voltage -Udc is applied to the load " for a duration (l-2a) T; o Low freewheel state: a zero voltage is applied to the load for a duration IaT; o As a result, the average voltage seen by the load is
VL =-(l-2a)UDC =(2a-l)UDC En d'autres termes, le circuit de contrôle selon ce mode de réalisation de l'invention comporte des moyens pour appliquer à la charge une tension moyenne égale au produit (2α-1)xUoc pendant l'alternance positive 805 et pendant l'alternance négative 806.V L = - (l-2a) = U DC (2a-l) U DC In other words, the control circuit according to this embodiment of the invention comprises means for applying a load to the average voltage equal to the product (2α-1) xUoc during the positive half-wave 805 and during the negative half-wave 806.
La figure 26 représente la fonction de transfert du pont quatre qua-Figure 26 shows the transfer function of the four-deck bridge
drants, c'est à dire la tension moyenne VL vue par la charge en fonction du rapport cyclique α dans le cas d'une boucle de régulation à quatre états telle que celle représentée en figure 22. On observe bien le comportement linéaire de la tension moyenne : cette fonction de transfert est identique à celle d'une commande d'un pont quatre quadrants connue à deux états à la différence que l'on a effectué une conversion du rapport cyclique. On comprend facilement que par sa symétrie, cette fonction de transfert permet de résoudre le problème de l'erreur statique.the average voltage V L seen by the load as a function of the duty cycle α in the case of a four-state control loop such as that shown in FIG. 22. The linear behavior of the mean voltage: this transfer function is identical to that of a control of a known four-quadrant bridge with two states except that a conversion of the duty cycle has been carried out. It is easily understood that by its symmetry, this transfer function makes it possible to solve the problem of the static error.
Les différentes moyens de commande permettant la stratégie de pilotage (aussi bien dans le cas du circuit de contrôle utilisant une boucle de régulation selon la figure 15 que dans le cas d'un circuit de contrôle utilisant une boucle de régulation selon la figure 22) sont par exemple des moyens logiques intégrées dans un FPGA (« Field Programmable Gâte Array » en anglais).The various control means allowing the control strategy (both in the case of the control circuit using a regulation loop according to FIG. 15 and in the case of a control circuit using a regulation loop according to FIG. 22) are for example, logic means integrated into an FPGA ("Field Programmable Gaste Array").
Bien entendu, l'invention n'est pas limitée au mode de réalisation qui vient d'être décrit.Of course, the invention is not limited to the embodiment just described.
Notamment, l'invention a été décrite dans le cas d'une application à un actionneur de soupapes électromagnétiques mais elle s'applique à tout type de machine électrique commandée par une charge inductive telle qu'un moteur électrique par exemple. Dans le cas d'une application à une machine électrique, cette dernière peut être mono ou triphasée. En outre, le mode de réalisation décrit concerne le contrôle du courant dans une charge inductive mais l'invention s'applique bien entendu au contrôle de la tension aux bornes de cette même charge.In particular, the invention has been described in the case of an application to an actuator of electromagnetic valves but it applies to any type of electric machine controlled by an inductive load such as an electric motor for example. In the case of an application to an electric machine, the latter can be mono or three-phase. In addition, the described embodiment relates to the control of the current in an inductive load but the invention is of course applied to the control of the voltage across the same load.
Par ailleurs, nous avons décrit une application dans laquelle un FPGA est programmé de façon à mettre en œuvre une machine d'état ; il est également possible de mettre en œuvre cette machine d'état en utilisant une logique câblée.In addition, we have described an application in which an FPGA is programmed to implement a state machine; it is also possible to implement this state machine using wired logic.
On notera que l'invention a été plus particulièrement décrite dans le cas d'une utilisation de transistors MOSFET ; d'autres types de transistors (IGBT par exemple) peuvent également être utilisés sans sortir du cadre de l'invention.It will be noted that the invention has been more particularly described in the case of using MOSFET transistors; other types of transistors (IGBT for example) can also be used without departing from the scope of the invention.
Enfin, on pourra remplacer tout moyen par un moyen équivalent. Finally, any means can be replaced by equivalent means.

Claims

REVENDICATIONS
1. Circuit de contrôle (100, 200, 300, 400, 600, 700) du courant dans un organe électrique (110) de commande ou de la tension aux bornes dudit organe électrique de commande, ledit circuit comportant :1. Control circuit (100, 200, 300, 400, 600, 700) of the current in an electrical control member (110) or the voltage across said electrical control device, said circuit comprising:
- un pont muni de quatre bornes (105, 106, 107, 108) et comportant quatre interrupteurs commandés (AH, AL, BH, BL),a bridge provided with four terminals (105, 106, 107, 108) and comprising four controlled switches (AH, AL, BH, BL),
- une source d'alimentation (109) dudit pont,a power source (109) of said bridge,
- des moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions d'au moins deux desdits quatre interrupteurs ladite source d'alimentation (109) étant connectée entre une première borne (105) et une deuxième borne (106) dudit pont, ledit organe électrique (110) de commande étant connecté entre une troisième borne (107) et une quatrième borne (108) dudit pont, le premier interrupteur (AH) étant connecté entre ladite première borne (105) et ladite troisième borne (107) dudit pont, le deuxième interrupteur (BH) étant connecté entre ladite première borne (105) et ladite quatrième borne (108) dudit pont, le troisième interrupteur (AL) étant connecté entre ladite troisième borne (107) et ladite deuxième borne (106) dudit pont, le quatrième interrupteur (BL) étant connecté entre ladite quatrième bornepulse width modulating control means of at least two of said four switches said power source (109) being connected between a first terminal (105) and a second terminal (106) of said bridge, said electrical member Control (110) being connected between a third terminal (107) and a fourth terminal (108) of said bridge, the first switch (AH) being connected between said first terminal (105) and said third terminal (107) of said bridge, the second switch (BH) being connected between said first terminal (105) and said fourth terminal (108) of said bridge, the third switch (AL) being connected between said third terminal (107) and said second terminal (106) of said bridge, the fourth switch (BL) being connected between said fourth terminal
(108) et ladite deuxième borne (106) dudit pont, ledit circuit de contrôle étant caractérisé en ce qu'il présente :(108) and said second terminal (106) of said bridge, said control circuit being characterized in that it has:
- un premier état dans lequel lesdits premier (AH) et quatrième (BL) in- terrupteurs sont fermés et lesdits deuxième (BH) et troisième (AL) interrupteurs sont ouverts,a first state in which said first (AH) and fourth (BL) switches are closed and said second (BH) and third (AL) switches are open,
- un deuxième état dans lequel lesdits deuxième (BH) et troisième (AL) interrupteurs sont fermés et lesdits premier (AH) et quatrième (BL) interrupteurs sont ouverts, - au moins un des deux états suivants : o un troisième état dans lequel lesdits troisième (AL) et quatrième (BL) interrupteurs sont fermés et lesdits premier (AH) et deuxième (BH) interrupteurs sont ouverts, o un quatrième état dans lequel lesdits premier (AH) et deuxième (BH) interrupteurs sont fermés et lesdits troisième (AL) et quatrième (BL) interrupteurs sont ouverts ; lesdits moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions au- torisant :a second state in which said second (BH) and third (AL) switches are closed and said first (AH) and fourth (BL) switches are open, - at least one of the following two states: a third state in which said third (AL) and fourth (BL) switches are closed and said first (AH) and second (BH) switches are open, a fourth state in which said first (AH) and second (BH) switches are closed and said third (AL) and fourth (BL) switches are open; said modulating pulse width modulating control means:
- la transition dudit premier état vers l'un au moins desdits troisième ou quatrième état,the transition from said first state to at least one of said third or fourth state,
- la transition dudit deuxième état vers l'un au moins desdits troisième ou quatrième état, - la transition de l'un au moins desdits troisième ou quatrième état vers ledit premier état,the transition from said second state to at least one of said third or fourth state; the transition from at least one of said third or fourth state to said first state;
- la transition de l'un au moins desdits troisième ou quatrième état vers ledit deuxième état.the transition from at least one of said third or fourth state to said second state.
2. Circuit de contrôle (300, 400, 600, 700) selon la revendication précédente caractérisé en ce que lesdits moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions autorisent :2. Control circuit (300, 400, 600, 700) according to the preceding claim characterized in that said control means by modulation of pulse widths allow:
- une première phase dite d'alternance négative comportant des transitions dudit premier état vers ledit troisième état et des transitions dudit troisième état vers ledit premier état, lesdits premier (AH) et troisième (AL) interrupteurs formant un premier bras, dit bras d'amplitude (A), commutant à une fréquence dite de découpage et lesdits deuxième (BH) et quatrième (BL) transistors formant un deuxième bras, dit bras de signe (B), étant respectivement fermé et ouvert,a first so-called negative alternation phase comprising transitions from said first state to said third state and transitions from said third state to said first state, said first (AH) and third (AL) switches forming a first arm, said arm of said first state; amplitude (A), switching at a so-called switching frequency and said second (BH) and fourth (BL) transistors forming a second arm, said sign arm (B), being respectively closed and open,
- une seconde phase dite d'alternance positive comportant des transi- tions dudit deuxième état vers ledit quatrième état et des transitions dudit quatrième état vers ledit premier état, lesdits premier (AH) et troisième (AL) interrupteurs commutant à ladite fréquence dite de découpage et lesdits deuxième (BH) et quatrième (BL) interrupteurs étant respectivement ouvert et fermé, la commutation desdits deuxième (BH) et quatrième (BL) interrupteurs dudit bras de signe (B) assurant la transition entre lesdites alternances négative et positive à une fréquence inférieure à ladite fréquence de-découpage. a second so-called positive half-wave phase comprising transitions from said second state to said fourth state and transitions from said fourth state to said first state, said first (AH) and third (AL) switches switching to said so-called clipping frequency and said second (BH) and fourth (BL) switches being respectively open and closed, switching said second (BH) and fourth (BL) switches of said sign arm (B) providing the transition between said negative and positive halfwaves at a frequency less than said cutoff frequency.
3. Circuit de contrôle (400) selon la revendication précédente caractérisé en ce qu'il comporte une résistance de shunt (201) connectée en série entre ledit organe électrique (110) de commande et ladite quatrième borne (108). 3. Control circuit (400) according to the preceding claim characterized in that it comprises a shunt resistor (201) connected in series between said electrical control member (110) and said fourth terminal (108).
4. Circuit de contrôle (400) selon la revendication précédente caractérisé en ce qu'il comporte un amplificateur opérationnel (202), les bornes de ladite résistance de shunt (201) formant les entrées inverseuse et non inverseuse dudit amplificateur opérationnel.4. Control circuit (400) according to the preceding claim characterized in that it comprises an operational amplifier (202), the terminals of said shunt resistor (201) forming the inverting and non-inverting inputs of said operational amplifier.
5. Circuit de contrôle selon l'une des revendications 2 à 4 caractérisé en ce qu'il comporte :5. Control circuit according to one of claims 2 to 4 characterized in that it comprises:
- un condensateur (503) de pompe de charge qui lorsqu'il est chargé est apte à délivrer une tension de commande dudit deuxième interrupteur (BH);a charge pump capacitor (503) which, when charged, is capable of delivering a control voltage of said second switch (BH);
- une seconde source d'alimentation (501) délivrant une tension infé- rieure à la tension délivrée par ladite première source de tension, ladite seconde source de tension étant apte à charger ledit condensateur de pompe de charge lorsque ledit quatrième interrupteur (BL) est fermé ;a second power source (501) delivering a voltage lower than the voltage delivered by said first voltage source, said second voltage source being able to charge said charge pump capacitor when said fourth switch (BL) is closed ;
- des moyens pour forcer le passage dudit quatrième état vers ledit troisième état alors que ledit circuit de contrôle se trouve dans une phase d'alternance positive de sorte que ledit condensateur de pompe de charge est rechargé via ladite seconde source d'alimentation.means for forcing the passage of said fourth state to said third state while said control circuit is in a positive half-wave phase so that said charge pump capacitor is recharged via said second power source.
6. Circuit de contrôle (700) selon l'une des revendications 2 à 5 carac- térisé en ce que lesdits moyens de commande comportent :6. Control circuit (700) according to one of claims 2 to 5, characterized in that said control means comprise:
- des moyens (701 , 702, 703) pour générer un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α ;means (701, 702, 703) for generating a pulse width modulation signal having a duty ratio α;
- des moyens (705, 706) pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α au dit troisième tran- sistor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-α au dit premier transistor (AH) ; - " des moyens"(708) pouf transiter entre l'alternance positive" et l'alternance négative mettent en œuvre la machine d'état suivante: o lorsque ledit pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique α s'annule, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance négative. o Lorsque ledit pont est dans son alternance négative et que le rapport cyclique α est égal à 100%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive.means (705,706) for applying said pulse width modulation signal having a duty cycle α to said third transistor (AL) and a pulse width modulating signal having a 1-α duty cycle; said first transistor (AH); - " means " (708) for transiting between the positive halfwave "and the negative halfwave implement the following state machine: o when said bridge is in its positive half cycle and the duty cycle α is canceled, the machine detects a change of state and switches to negative alternation. o When said bridge is in its negative half cycle and cyclic ratio α is equal to 100%, the machine detects a change of state and switches to positive alternation.
7. Circuit de contrôle (700) selon la revendication précédente caractérisé en ce que ladite source d'alimentation délivre une tension +UDC continue, ledit circuit de contrôle comportant : - des moyens (705) pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale au produit αxUDc pendant ladite alternance positive ;7. Control circuit (700) according to the preceding claim characterized in that said power source delivers a DC + DC voltage, said control circuit comprising: - means (705) for applying to said electrical control member a voltage mean equal to the product αxU D c during said positive half cycle;
- des moyens (706) pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale à (CC-I)XUDC pendant ladite alter- nance négative.means (706) for applying to said electrical control unit a mean voltage equal to (CC-I) XUDC during said negative alternation.
8. Circuit de contrôle (800) selon l'une des revendications 2 à 5 caractérisé en ce que lesdits moyens de commande comportent :8. Control circuit (800) according to one of claims 2 to 5 characterized in that said control means comprise:
- des moyens (801 , 802, 803) pour générer un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α ; - des moyens (809) pour convertir ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α en un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a'= 2a -l| ;means (801, 802, 803) for generating a pulse width modulation signal having a duty ratio α; means (809) for converting said pulse width modulation signal having a duty cycle α to a pulse width modulation signal having a duty ratio a '= 2a-1 | ;
- des moyens (805) pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α' au dit troisième transis- tor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-α' au dit premier transistor (AH) pendant ladite alternance positive;means (805) for applying said pulse width modulation signal having a duty ratio α 'to said third transistor (AL) and a pulse width modulating signal having a duty cycle 1-α' said first transistor (AH) during said positive half cycle;
- des moyens (806) pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-α' au dit troisième tran- sistor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α' au dit premier transistor (AH) pendant ladite alternance négative; - des moyens (808) pour transiter entre l'alternance positive et l'alternance négative mettant en œuvre la machine d'état suivante: o lorsque ledit pont est dans son alternance positive et que ledit rapport cyclique α est strictement inférieur à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance négative. o Lorsque ledit pont est dans son alternance négative et que ledit rapport cyclique α est supérieur ou égal à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive. means (806) for applying said pulse width modulation signal having a duty ratio 1-α 'to said third transistor (AL) and a pulse width modulating signal having a duty cycle α' said first transistor (AH) during said negative half cycle; means (808) for transiting between the positive and the negative half cycles implementing the following state machine: when said bridge is in its positive half cycle and said cyclic ratio α is strictly less than 50%, the machine detects a change of state and switches to negative alternation. o When said bridge is in its negative half cycle and said duty cycle α is greater than or equal to 50%, the machine detects a change of state and switches to positive alternation.
9. Circuit de contrôle (800) selon la revendication précédente caracté- risé en ce que ladite source d'alimentation délivre une tension +UDC continue, ledit circuit de contrôle comportant des moyens pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale au produit (2α- 1)XUDC pendant ladite alternance positive et pendant ladite alternance négative. 9. Control circuit (800) according to the preceding claim characterized in that said power source delivers a continuous voltage + UD C , said control circuit having means for applying to said electrical control member a mean equal voltage to the product (2α-1) XUDC during said positive half cycle and during said negative half cycle.
10. Circuit de contrôle selon l'une des revendications 7 ou 8 caractérisé en ce que lesdits moyens pour convertir ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique α en un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique αr'= |2« -l| comportent :10. Control circuit according to one of claims 7 or 8, characterized in that said means for converting said pulse width modulation signal having a cyclic ratio α into a pulse width modulation signal having a duty cycle. αr '= | 2 "-l | include:
- des moyens pour réaliser la soustraction entre un signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique α ;means for effecting the subtraction between a duty cycle signal equal to 50% and said duty cycle signal α;
- des moyens pour doubler le signal obtenu par ladite soustraction.means for doubling the signal obtained by said subtraction.
11. Circuit de contrôle selon la revendication précédente caractérisé en ce que lesdits moyens pour réaliser la soustraction entre un signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique α sont des moyens réalisant une fonction logique OU exclusive ayant sur ses deux entrées respectivement ledit signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique α.11. Control circuit according to the preceding claim characterized in that said means for effecting the subtraction between a duty cycle signal equal to 50% and said duty cycle signal α are means performing an exclusive OR logic function having on its two inputs. respectively said duty cycle signal equal to 50% and said duty cycle signal α.
12. Circuit de contrôle selon l'une des revendications 10 ou 11 caractérisé en ce que lesdits moyens pour doubler le signal obtenu par ladite soustraction comportent au moins un compteur. 12. Control circuit according to one of claims 10 or 11 characterized in that said means for doubling the signal obtained by said subtraction comprise at least one counter.
13. Circuit de contrôle selon l'une des revendications précédentes caractérisé en ce que lesdits moyens de commande sont inclus dans un circuit logique programmable.13. Control circuit according to one of the preceding claims characterized in that said control means are included in a programmable logic circuit.
14. Circuit de contrôle selon l'une des revendications précédentes ca- ractérisé en ce que lesdits interrupteurs sont des transistors MOSFET.14. Control circuit according to one of the preceding claims, characterized in that said switches are MOSFET transistors.
15. Utilisation du circuit de contrôle selon l'une des revendications précédentes pour un organe électrique formé par une charge inductive à inductance variable.15. Use of the control circuit according to one of the preceding claims for an electrical member formed by an inductive load variable inductance.
16. Utilisation selon la revendication précédente caractérisée en ce que l'organe électrique est compris dans un actionneur pourvu d'une pièce actionnée, ledit organe électrique commandant en déplacement ladite pièce actionnée.16. Use according to the preceding claim characterized in that the electrical member is included in an actuator provided with an actuated part, said electrical member moving said actuated part.
17. Utilisation selon la revendication précédente caractérisée en ce que ledit actionneur est un actionneur de soupape électromagnétique d'un véhicule automobile. 17. Use according to the preceding claim characterized in that said actuator is an electromagnetic valve actuator of a motor vehicle.
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