FR3008258A1

FR3008258A1 - AC / DC CONVERTER WITH GALVANIC ISOLATION AND SIGNAL CORRECTOR

Info

Publication number: FR3008258A1
Application number: FR1356581A
Authority: FR
Inventors: Julien Brunello; Tony Fourmont
Original assignee: Sagem Defense Securite SA
Current assignee: Safran Electronics and Defense SAS
Priority date: 2013-07-04
Filing date: 2013-07-04
Publication date: 2015-01-09
Anticipated expiration: 2033-07-04
Also published as: FR3008258B1

Abstract

Convertisseur, comportant en entrée un circuit redresseur (2) raccordé en série à un enroulement primaire (5) d'un transformateur d'isolement (6) et à un commutateur de découpage (T1) piloté par un circuit PWM (10) à partir d'un signal représentatif d'un courant primaire, le transformateur d'isolement comprenant un premier enroulement secondaire (7) qui est de sens identique à l'enroulement primaire et un deuxième enroulement secondaire (9) qui a un sens opposé à l'enroulement primaire. Le convertisseur comprend un circuit analogique de correction (20) du courant primaire, qui est relié au circuit de commande et à un élément de mesure (30) fournissant un signal représentatif du courant primaire, et qui est agencé pour intégrer ledit signal pour obtenir un signal de pilotage du circuit de commande ayant sensiblement une forme triangulaire et une valeur moyenne identique à celle du courant primaire.Converter, having as input a rectifier circuit (2) connected in series with a primary winding (5) of an isolation transformer (6) and a switching switch (T1) driven by a PWM circuit (10) from a signal representative of a primary current, the isolation transformer comprising a first secondary winding (7) which is of identical direction to the primary winding and a second secondary winding (9) which has a direction opposite to the primary winding. The converter comprises an analog correction circuit (20) of the primary current, which is connected to the control circuit and to a measuring element (30) providing a signal representative of the primary current, and which is arranged to integrate said signal to obtain a driving signal of the control circuit having substantially a triangular shape and a mean value identical to that of the primary current.

Description

La présente invention concerne un convertisseur alternatif / continu à isolement galvanique utilisable par exemple sur le réseau de distribution électrique d'un aéronef.The present invention relates to an AC / DC converter with galvanic isolation that can be used, for example, on the electrical distribution network of an aircraft.

Dans un avion, l'énergie électrique est fournie par un alternateur entraîné par le moteur de l'avion. L'alternateur délivre une tension alternative convertie en tension continue pour être exploitée par les équipements électriques embarqués dans l'avion. Dans sa version la plus simplifiée, la conversion est réalisée au moyen d'un transformateur comportant un enroulement primaire relié à l'alternateur et un enroulement secondaire relié à un pont redresseur associé à un condensateur de filtrage. La tension en sortie du pont redresseur est en sinusoïde double alternance tandis que le courant consommé est soumis à une forte distorsion qui provoque une baisse du rendement du transformateur et de l'alternateur, un échauffement des conducteurs et un rayonnement électromagnétique à haute fréquence source de parasites. Un moyen pour remédier à cet inconvénient est de réaliser un filtrage en série sur le circuit primaire du transformateur. Toutefois, cette option n'est pas adaptée lorsque la fréquence de la tension alternative est variable, comme dans le cas d'un alternateur entraîné par une turbine de réacteur pour lequel la fréquence varie de 360 Hz à 800 Hz environ. Il est également connu de recourir à un circuit de correction de facteur de puissance ou PFC ( power factor corrector ) pour réduire la distorsion en forçant le courant consommé à suivre une forme d'onde identique à celle de la tension d'entrée, à savoir une sinusoïde redressée double alternance. Il existe différentes structures de PFC.In an airplane, electrical energy is provided by an alternator driven by the engine of the aircraft. The alternator delivers an alternating voltage converted into DC voltage to be exploited by the electrical equipment onboard the aircraft. In its most simplified version, the conversion is performed by means of a transformer comprising a primary winding connected to the alternator and a secondary winding connected to a rectifier bridge associated with a filter capacitor. The output voltage of the rectifier bridge is in full-wave sinusoid while the consumed current is subjected to a strong distortion which causes a decrease in the efficiency of the transformer and the alternator, a heating of the conductors and a high-frequency electromagnetic radiation source of parasites. One way of overcoming this disadvantage is to perform a series filtering on the primary circuit of the transformer. However, this option is not suitable when the frequency of the AC voltage is variable, as in the case of an alternator driven by a reactor turbine for which the frequency varies from 360 Hz to 800 Hz. It is also known to use a power factor correction (PFC) circuit to reduce the distortion by forcing the consumed current to follow a waveform identical to that of the input voltage, namely a sinusoid rectified double alternation. There are different structures of PFC.

Dans la structure de type BOOST, le circuit ne comporte pas d'isolement galvanique, obligeant à associer à ce circuit un convertisseur continu / continu assurant cette fonction. Cet ensemble présente un rendement total relativement faible, ainsi qu'un encombrement et un poids élevés. Dans la structure de type FLYBACK, le circuit comprend un transformateur d'isolement dont les enroulements primaire et secondaire sont de sens opposés. Le fonctionnement des circuits PFC de ce type entraîne 10 périodiquement le stockage d'une grande quantité d'énergie dans le noyau magnétique du transformateur. Il est donc nécessaire d'utiliser de gros transformateurs pour les fortes puissances, ce qui augmente la masse et l'encombrement du circuit. 15 Dans la structure de type FORWARD, le circuit comprend également un transformateur d'isolement mais dont les enroulements primaire et secondaire sont de même sens. Dans ce type de circuit, il n'est pas possible d'exploiter le courant sur la totalité de la sinusoïde 20 obtenue et donc de consommer un courant suivant la forme d'onde de la tension d'entrée. Il a été proposé dans le document FR-A-2925790 une structure de convertisseur alternatif / continu ayant des performances améliorées, comportant un transformateur 25 d'isolement ayant un enroulement primaire relié à un commutateur de découpage piloté par un circuit de commande par modulation de largeur d'impulsion ou PWM, un premier enroulement secondaire qui est de sens identique à l'enroulement primaire et qui est relié à une ligne de 30 sortie du convertisseur via une diode et une bobine de filtrage, et un deuxième enroulement secondaire qui a un sens opposé à l'enroulement primaire et qui est directement relié à la ligne de sortie via une diode. Ainsi, pour les tensions moyennes à fortes, l'énergie est 35 transmise vers la sortie via le premier enroulement secondaire, la diode et la bobine de filtrage. Ceci permet de faire passer de fortes puissances. Lorsque la tension est faible, l'énergie emmagasinée dans le noyau magnétique du transformateur peut être transmise, à l'ouverture du commutateur de découpage, vers un condensateur de sortie de la ligne de sortie via le deuxième enroulement secondaire et la diode y raccordée. Le deuxième enroulement secondaire permet donc d'évacuer l'énergie stockée dans le noyau magnétique vers la sortie et évite un gaspillage d'énergie. Il permet aussi d'assurer une consommation d'énergie, utilisée par la sortie, pour les tensions faibles (partie basse amplitude de la sinusoïde). De plus, le flux résiduel présent dans le noyau à l'ouverture du commutateur de découpage excite le deuxième enroulement secondaire qui évacue l'énergie correspondante vers la sortie, minimisant ainsi l'apparition de surtensions à l'ouverture du commutateur de découpage, surtensions qui risqueraient de détériorer le commutateur de découpage. Un seul étage de conversion permet ainsi de réaliser l'isolement galvanique et une fonction PFC de manière simple, fiable et efficace grâce à un rendement relativement élevé. Si les avantages de cette solution sont évidents, elle présente néanmoins en pratique l'inconvénient d'être 25 difficilement compatible avec un régulateur PWM-PFC fonctionnant en mode courant-crête. En effet, pour les tensions faibles, lorsque seul le deuxième enroulement secondaire conduit, le courant primaire a une forme triangulaire (caractéristique d'un fonctionnement de type 30 FLYBACK) parfaitement adaptée à un tel mode de fonctionnement. En revanche, pour les tensions moyennes à fortes, les deux enroulements secondaires conduisent successivement, ce qui se traduit par un courant primaire en forme de trapèze résultant de la 35 superposition de la forme en triangle caractéristique du fonctionnement de type FLYBACK et de la forme presque carrée caractéristique d'un fonctionnement de type FORWARD. Or, cette forme en trapèze est préjudiciable au fonctionnement optimal d'un tel régulateur (conformément à la norme DO-160). Il est connu du document FR-A-2979040 un convertisseur alternatif / continu, comportant en entrée un circuit redresseur raccordé en série à un enroulement primaire d'un transformateur d'isolement et à un commutateur de découpage piloté par un circuit de commande par modulation de largeur d'impulsion à partir d'un signal représentatif d'un courant primaire, le transformateur d'isolement comprenant un premier enroulement secondaire qui est de sens identique à l'enroulement primaire et qui est relié à une ligne de sortie du convertisseur via une diode et une bobine de filtrage, et un deuxième enroulement secondaire qui a un sens opposé à l'enroulement primaire et qui est relié directement à la ligne de sortie via une diode, la ligne de sortie étant reliée à un condensateur de sortie. Le convertisseur comprend un circuit analogique de correction du courant primaire, qui est relié au circuit de commande et à un élément de mesure fournissant un signal représentatif du courant primaire, et qui est agencé pour transformer ledit signal en un signal triangulaire apte au pilotage du circuit de commande. Ainsi, le circuit analogique de correction permet un fonctionnement optimal du circuit de commande en lui envoyant un signal triangulaire au lieu du signal trapézoïdal qui serait normalement fourni au circuit de commande. Toutefois, il s'avère que pour avoir les meilleures performances, la correction doit être corrélée en permanence avec la puissance de sortie ou la tension d'entrée. Il en résulte que le réglage du circuit de correction est relativement difficile. Un but de l'invention est d'obvier au moins en partie aux inconvénients précités. A cet effet, on prévoit, selon l'invention, un convertisseur alternatif / continu, comportant en entrée un circuit redresseur raccordé en série à un enroulement primaire d'un transformateur d'isolement et à un commutateur de découpage piloté par un circuit de commande par modulation de largeur d'impulsion à partir 10 d'un signal représentatif d'un courant primaire. Le transformateur d'isolement comprend un premier enroulement secondaire qui est de sens identique à l'enroulement primaire et qui est relié à une ligne de sortie du convertisseur via une diode et une bobine de 15 filtrage, et un deuxième enroulement secondaire qui a un sens opposé à l'enroulement primaire et qui est relié directement à la ligne de sortie via une diode. La ligne de sortie est reliée à un condensateur de sortie (Cout). Le convertisseur comprend un circuit analogique de 20 correction du courant primaire, qui est relié au circuit de commande et à un élément de mesure fournissant un signal représentatif du courant primaire, et qui est agencé pour intégrer ledit signal pour obtenir un signal de pilotage du circuit de commande ayant sensiblement une 25 forme triangulaire et une valeur moyenne identique à celle du courant primaire. Ainsi, l'intégration du courant primaire permet de former simplement un signal susceptible de tromper le circuit de commande. La correction est indépendante de la 30 charge et de la tension d'entrée. L'invention permet également d'avoir un taux de distorsion harmonique relativement faible par rapport aux convertisseurs de l'art antérieur décrit ci-dessus. D'autres caractéristiques et avantages de 35 l'invention ressortiront à la lecture de la description qui suit d'un mode de réalisation particulier non limitatif de l'invention. Il sera fait référence aux dessins annexés, parmi lesquels : la figure 1 représente schématiquement le circuit d'un convertisseur conforme à l'invention, - la figure 2 est une vue de détail du module de correction. En référence à la figure 1, le convertisseur conforme à l'invention est destiné à être raccordé, en entrée, à un réseau de distribution électrique de courant alternatif et, en sortie, à au moins un équipement électronique fonctionnant en courant continu. Ce convertisseur est globalement conforme à celui décrit dans le document FR-A-2925790 de sorte que seules seront détaillées les parties de celui-ci dont la description est nécessaire à la compréhension de la présente invention. Le convertisseur comprend en entrée un circuit de filtrage relié à des bornes d'entrée d'un circuit redresseur. Le circuit de filtrage et le circuit redresseur sont connus en eux-mêmes et non représentés. Le circuit redresseur comporte un pont de diodes ayant une première borne de sortie reliée à un shunt de mesure de courant et une deuxième borne de sortie reliée, d'une part, à un pont diviseur d'entrée et, d'autre part, à un enroulement primaire 5 d'un transformateur d'isolement 6 en série avec un commutateur de découpage Tl. Le commutateur de découpage Tl est un transistor de puissance tel qu'un transistor à effet de champ à grille métal-oxyde ou MOSFET ou un transistor bipolaire à grille isolée ou IGBT. Le commutateur de découpage Ti est relié à un circuit de commande ou, plus précisément, circuit de commande de découpage 10 qui sera décrit ci-après. Le 35 transformateur d'isolement 6 possède un premier enroulement secondaire 7 qui est de sens identique à l'enroulement primaire 5 et qui est relié en série à une ligne de sortie 8 du convertisseur via une diode D3 et une bobine de filtrage (couramment appelée inductance) Ll. Une diode de roue libre D6 relie la masse à la bobine de filtrage Ll de façon connue en soi pour assurer la continuité du courant lorsque la diode D3 ne conduit pas (restitution de l'énergie par la bobine de filtrage L1). Le transformateur d'isolement 6 possède un deuxième enroulement secondaire 9 qui a un sens opposé à l'enroulement primaire 5 et qui est relié via une diode D2 directement à la ligne de sortie 8, c'est-à-dire en aval le la bobine Ll. A la ligne de sortie 8, sont en outre reliés un condensateur de sortie Cout et un pont diviseur de sortie non représenté. Le circuit de commande de découpage 10 est un circuit de commande par modulation de largeur d'impulsion, dont la structure et le fonctionnement sont connus en eux-mêmes, agencé pour commander le commutateur de découpage Tl à partir d'un signal a établi en fonction d'une comparaison d'une tension image d'un courant consommé en entrée du convertisseur avec un signal en forme de sinusoïde redressée double alternance ayant une amplitude dépendant d'une tension d'erreur entre une tension de sortie du convertisseur et une tension de référence. Le circuit de commande de découpage 10 est piloté notamment en fonction du courant primaire mesuré en aval du commutateur de découpage Tl. Le circuit de commande de découpage est relié à cette fin à un circuit analogique de correction 20 qui lui fournit un signal V3 image du courant primaire obtenu à partir d'un signal V1 représentatif du courant primaire fourni par un élément de mesure symbolisé en 30 sur la figure 1.In the BOOST type structure, the circuit has no galvanic isolation, forcing to associate to this circuit a DC / DC converter providing this function. This set has a relatively low total efficiency, as well as a large footprint and weight. In the FLYBACK type structure, the circuit comprises an isolation transformer whose primary and secondary windings are in opposite directions. The operation of PFC circuits of this type periodically causes a large amount of energy to be stored in the magnetic core of the transformer. It is therefore necessary to use large transformers for high power, which increases the weight and bulk of the circuit. In the FORWARD type structure, the circuit also includes an isolation transformer but whose primary and secondary windings are in the same direction. In this type of circuit, it is not possible to exploit the current over the entire sinusoid 20 obtained and therefore to consume a current according to the waveform of the input voltage. It has been proposed in FR-A-2925790 an AC / DC converter structure having improved performance, comprising an isolation transformer having a primary winding connected to a switching switch driven by a modulating control circuit. pulse width or PWM, a first secondary winding which is of identical direction to the primary winding and which is connected to an output line of the converter via a diode and a filter coil, and a second secondary winding which has a opposite direction to the primary winding and which is directly connected to the output line via a diode. Thus, for medium to high voltages, the energy is transmitted to the output via the first secondary winding, the diode and the filter coil. This allows to pass strong powers. When the voltage is low, the energy stored in the magnetic core of the transformer can be transmitted, at the opening of the switching switch, to an output capacitor of the output line via the second secondary winding and the connected diode y. The second secondary winding thus makes it possible to evacuate the energy stored in the magnetic core towards the output and avoids a waste of energy. It also ensures energy consumption, used by the output, for low voltages (low amplitude portion of the sinusoid). In addition, the residual flux present in the core at the opening of the chopper excites the second secondary winding which discharges the corresponding energy to the output, thereby minimizing the occurrence of overvoltages at the opening of the chopper switch, surges which could damage the switch. A single conversion stage thus makes it possible to perform galvanic isolation and a PFC function in a simple, reliable and efficient manner thanks to a relatively high efficiency. While the advantages of this solution are obvious, in practice it nevertheless has the disadvantage of being hardly compatible with a PWM-PFC regulator operating in current-peak mode. Indeed, for low voltages, when only the second secondary winding leads, the primary current has a triangular shape (characteristic of a FLYBACK type operation) perfectly adapted to such a mode of operation. On the other hand, for the medium to high voltages, the two secondary windings lead successively, which results in a trapezoid-shaped primary current resulting from the superimposition of the triangular shape characteristic of the FLYBACK-type operation and of the shape almost. square characteristic of a FORWARD type operation. However, this trapezoidal shape is detrimental to the optimal operation of such a regulator (according to the DO-160 standard). It is known from FR-A-2979040 an AC / DC converter, having as input a rectifier circuit connected in series with a primary winding of an isolation transformer and a switching switch controlled by a modulation control circuit. pulse width from a signal representative of a primary current, the isolation transformer comprising a first secondary winding which is of identical direction to the primary winding and which is connected to an output line of the converter via a diode and a filter coil, and a second secondary winding which has a direction opposite to the primary winding and which is connected directly to the output line via a diode, the output line being connected to an output capacitor. The converter comprises an analog primary current correction circuit, which is connected to the control circuit and to a measurement element providing a signal representative of the primary current, and which is arranged to transform said signal into a triangular signal suitable for driving the circuit. control. Thus, the analog correction circuit allows optimal operation of the control circuit by sending a triangular signal instead of the trapezoidal signal that would normally be supplied to the control circuit. However, it turns out that to have the best performance, the correction must be permanently correlated with the power output or the input voltage. As a result, the adjustment of the correction circuit is relatively difficult. An object of the invention is to obviate at least in part the aforementioned drawbacks. For this purpose, an AC / DC converter is provided according to the invention, having at its input a rectifier circuit connected in series with a primary winding of an isolation transformer and with a switching switch controlled by a control circuit. by pulse width modulation from a signal representative of a primary current. The isolation transformer comprises a first secondary winding which is of identical direction to the primary winding and which is connected to an output line of the converter via a diode and a filtering coil, and a second secondary winding which makes sense. opposite to the primary winding and which is connected directly to the output line via a diode. The output line is connected to an output capacitor (Cout). The converter comprises an analog correction circuit of the primary current, which is connected to the control circuit and to a measuring element providing a signal representative of the primary current, and which is arranged to integrate said signal to obtain a control signal of the circuit control having substantially a triangular shape and an average value identical to that of the primary current. Thus, the integration of the primary current makes it possible to simply form a signal capable of fooling the control circuit. The correction is independent of the load and the input voltage. The invention also makes it possible to have a relatively low harmonic distortion ratio with respect to the converters of the prior art described above. Other features and advantages of the invention will become apparent on reading the following description of a particular non-limiting embodiment of the invention. Reference will be made to the accompanying drawings, in which: FIG. 1 diagrammatically represents the circuit of a converter according to the invention, FIG. 2 is a detailed view of the correction module. With reference to FIG. 1, the converter according to the invention is intended to be connected, as input, to an AC electrical distribution network and, at the output, to at least one electronic equipment operating in direct current. This converter is generally in accordance with that described in document FR-A-2925790 so that only those parts of the latter whose description is necessary for understanding the present invention will be detailed. The converter comprises as input a filter circuit connected to input terminals of a rectifier circuit. The filter circuit and the rectifier circuit are known in themselves and not shown. The rectifier circuit comprises a diode bridge having a first output terminal connected to a current measurement shunt and a second output terminal connected, on the one hand, to an input splitter bridge and, on the other hand, to a primary winding 5 of an isolation transformer 6 in series with a switching switch T1. The switching switch T1 is a power transistor such as a metal oxide oxide or MOSFET field effect transistor or a transistor bipolar with insulated gate or IGBT. The switching switch Ti is connected to a control circuit or, more precisely, a switching control circuit 10 which will be described below. The isolation transformer 6 has a first secondary winding 7 which is of identical direction to the primary winding 5 and which is connected in series with an output line 8 of the converter via a diode D3 and a filter coil (commonly called inductance) Ll. A freewheeling diode D6 connects the ground to the filtering coil L1 in a manner known per se to ensure the continuity of the current when the diode D3 does not conduct (restitution of the energy by the filtering coil L1). The isolation transformer 6 has a second secondary winding 9 which has a direction opposite to the primary winding 5 and which is connected via a diode D2 directly to the output line 8, that is to say downstream the coil Ll. At the output line 8 are further connected a Cout output capacitor and an output splitter bridge not shown. The switching control circuit 10 is a pulse width modulation control circuit, the structure and operation of which are known per se, arranged to control the switching switch T1 from a signal established in according to a comparison of an image voltage of a current consumed at the input of the converter with a double-wave rectified sinusoidal signal having an amplitude dependent on an error voltage between a converter output voltage and a voltage reference. The chopper control circuit 10 is controlled in particular as a function of the primary current measured downstream of the chopper switch T1. The chopper control circuit is connected for this purpose to an analog correction circuit 20 which supplies it with a V3 signal. primary current obtained from a signal V1 representative of the primary current supplied by a measuring element symbolized at 30 in FIG.

L'élément de mesure 30 est ici un transformateur de courant dont le primaire est relié au commutateur de découpage Ti et le secondaire est relié au circuit analogique de correction 20.The measuring element 30 is here a current transformer whose primary is connected to the switching switch Ti and the secondary is connected to the analog correction circuit 20.

Le secondaire de l'élément de mesure est relié via un filtre 31 à une ligne principale 21 du circuit analogique de correction 20 pour lui fournir le signal Vl. A la ligne principale se raccordent deux branches parallèles 22, 23 reliées à la masse.The secondary of the measuring element is connected via a filter 31 to a main line 21 of the analog correction circuit 20 to provide it with the signal Vl. At the main line are connected two parallel branches 22, 23 connected to ground.

Sur la branche 22, entre la masse et la ligne principale 21, sont montés en série une résistance R20 et un commutateur Q20. Le commutateur Q20 est de type MOSFET et a sa source reliée à la résistance R20 et son drain relié à la ligne principale 21. La grille du commutateur Q20 est reliée à la sortie d'une cellule NON N20 dont l'entrée est reliée à la sortie du circuit de commande de découpage 10. Sur la branche 23 est monté un condensateur C20 relié, d'une part, à la ligne principale 21 et, d'autre part, à la masse. La ligne principale est en outre reliée à une entrée du circuit de commande 10 pour lui fournir le signal V3. Le fonctionnement du circuit de correction va maintenant être décrit. Le commutateur Q20 est piloté par l'inverse du signal a reçu par le commutateur de découpage Ti : quand le commutateur de découpage Ti est ouvert, le commutateur Q20 est fermé et décharge rapidement le condensateur C20 par l'intermédiaire de la résistance R20 Dans une première phase, le commutateur Q20 est ouvert, il est produit un signal quadratique avec la charge du condensateur C20 en fonction du signal V1 fourni par le transformateur de courant de l'élément de mesure 30. Comme ce transformateur de courant est agencé pour délivrer le même courant que celui circulant le primaire 5 du transformateur 6, le condensateur C20 intègre ce courant et la tension aux bornes du condensateur C20 est le résultat de cette intégration.On the branch 22, between the ground and the main line 21, are mounted in series a resistor R20 and a switch Q20. The switch Q20 is of the MOSFET type and has its source connected to the resistor R20 and its drain connected to the main line 21. The gate of the switch Q20 is connected to the output of a NON N20 cell whose input is connected to the output of the switching control circuit 10. On the branch 23 is mounted a capacitor C20 connected, on the one hand, to the main line 21 and, on the other hand, to ground. The main line is further connected to an input of the control circuit 10 to provide the signal V3. The operation of the correction circuit will now be described. The switch Q20 is driven by the inverse of the signal received by the switching switch Ti: when the switching switch Ti is open, the switch Q20 is closed and quickly discharges the capacitor C20 via the resistor R20. first phase, the switch Q20 is open, a quadratic signal is produced with the charge of the capacitor C20 as a function of the signal V1 supplied by the current transformer of the measuring element 30. As this current transformer is arranged to deliver the same current as that flowing the primary 5 of the transformer 6, the capacitor C20 integrates this current and the voltage across the capacitor C20 is the result of this integration.

On a alors : ic20(t) = Cc2o dVc 20 et ic20(t) = in(t) dt mtc dans lesquelles ic20 est l'intensité dans le condensateur 020, CC20 la capacité du condensateur C20, V020 est la tension au bornes du condensateur C20, iT1 est mtc est l'intensité dans le commutateur de découpage T1 et le rapport de transformation du transformateur 6. On obtient également : 1 dTdéch arg e Vc2o(t) = HOXIt MtcC C 20 0 où Tdécharge est le temps de décharge.Then we have: ic20 (t) = Cc2o dVc and ic20 (t) = in (t) dt mtc where ic20 is the intensity in capacitor 020, CC20 capacitance of capacitor C20, V020 is the voltage across the capacitor C20, iT1 is mtc is the intensity in the switching switch T1 and the transformation ratio of the transformer 6. We also obtain: 1 dTdech arg e Vc2o (t) = HOXIt MtcC C 20 0 where Tdischarge is the discharge time .

Dans une deuxième phase, le condensateur C20 se décharge avec une constante de temps T = RR2 OCc2 0 à partir de la fermeture du commutateur Q20. Le principe du convertisseur consiste à commander en modulation de largeur d'impulsion le commutateur de découpage Tl de manière à forcer le courant consommé à suivre une forme d'onde identique à celle de la tension à savoir une sinusoïde redressée double alternance. Pour ce faire, le signal issu du pont diviseur d'entrée, représentatif de la tension en sortie du circuit redresseur (sinusoïde redressée double alternance), est multiplié par un signal représentatif d'une tension d'erreur résultant de la comparaison de la tension du pont diviseur de sortie et d'une tension de référence. Le produit de ces signaux est un signal en forme de sinusoïde redressé double alternance dont l'amplitude dépend de l'erreur sur la tension de sortie. Ce signal est comparé, avec une hystérésis, à la tension image du courant consommé pour alimenter après temporisation la grille du commutateur de découpage Ti. Ainsi, à l'ouverture du commutateur de découpage Ti, lorsque la tension est faible (tension de sortie inférieure à un seuil égal au produit de la tension d'entrée et du rapport de transformation, soit 1,5), l'énergie stockée dans le noyau magnétique du transformateur d'isolement 6 excite le deuxième enroulement secondaire 9 et est transmise vers la ligne de sortie 8 à travers la diode D2. Le fonctionnement du convertisseur s'apparente alors à celui d'un convertisseur du type FLYBACK. Lorsque la tension de sortie a augmenté jusqu'à atteindre un seuil égal au produit de la tension d'entrée et du rapport de transformation, la diode D3 conduit et l'énergie du noyau magnétique est transférée vers la ligne de sortie par le premier enroulement 7, la diode D3 et la bobine de filtrage Ll. Le fonctionnement du convertisseur s'apparente alors à celui d'un convertisseur de type FORWARD.In a second phase, the capacitor C20 discharges with a time constant T = RR2 OCc2 0 from the closing of the switch Q20. The principle of the converter consists in controlling, in pulse width modulation, the switching switch T1 so as to force the consumed current to follow a waveform identical to that of the voltage, namely a full-wave rectified sinusoid. To do this, the signal from the input divider bridge, representative of the output voltage of the rectifier circuit (full wave rectified sinusoid), is multiplied by a signal representative of an error voltage resulting from the voltage comparison. of the output splitter bridge and a reference voltage. The product of these signals is a double-wave rectified sinusoidal signal whose amplitude depends on the error on the output voltage. This signal is compared, with a hysteresis, to the image voltage of the current consumed to power after delay the gate of the switching switch Ti. Thus, at the opening of the switching switch Ti, when the voltage is low (output voltage less than a threshold equal to the product of the input voltage and the transformation ratio, ie 1.5), the stored energy in the magnetic core of the isolation transformer 6 excites the second secondary winding 9 and is transmitted to the output line 8 through the diode D2. The operation of the converter is then similar to that of a FLYBACK type converter. When the output voltage has increased to a threshold equal to the product of the input voltage and the transformation ratio, the diode D3 conducts and the energy of the magnetic core is transferred to the output line by the first winding 7, the diode D3 and the filter coil L1. The operation of the converter is then similar to that of a FORWARD type converter.

On est donc en présence d'un système auto- oscillant asservi sur l'amplitude de la tension d'erreur elle-même en forme de sinusoïde redressé double alternance, permettant d'obtenir une tension de sortie précise et un courant consommé sinusoïdal.It is therefore in the presence of a self-oscillating system controlled on the amplitude of the error voltage itself shaped double-wave rectified sinusoid, to obtain a precise output voltage and a sinusoidal consumed current.

Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits mais englobe toute variante entrant dans le champ de l'invention telle que définie par les revendications. En particulier, le circuit de correction peut être modifié : les composants Q20 et R20 peuvent être intervertis sans que son fonctionnement soit changé.Of course, the invention is not limited to the embodiments described but encompasses any variant within the scope of the invention as defined by the claims. In particular, the correction circuit can be modified: the components Q20 and R20 can be inverted without its operation being changed.

Claims

REVENDICATIONS1. AC / DC converter having at its input a rectifier circuit (2) connected in series with a primary winding (5) of an isolation transformer (6) and a switching switch (Tl) controlled by a control circuit (10) by pulse width modulation from a signal representative of a primary current, the isolation transformer 10 comprising a first secondary winding (7) which is of identical direction to the primary winding and which is connected to an output line (8) of the converter via a diode (D4) and a filtering coil (L1), and a second secondary winding (9) which has a direction opposite to the primary winding and which is connected directly at the output line via a diode (D2), the output line being connected to an output capacitor (Cout), characterized in that the converter comprises an analog correction circuit (20) of the primary current, which is connected to the control circuit and to an el measuring element (30) providing a signal representative of the primary current, and which is arranged to integrate said signal to obtain a driving signal of the control circuit having substantially a triangular shape and a mean value identical to that of the primary current.

The converter according to claim 1, wherein the analog correction circuit (20) comprises a main line (21) to which the measuring element (30) is connected, and first and second branches (22, 23). which are parallel to one another and connected to ground: on the first branch (22) are connected in series a resistor (R20) and a switch (Q20) driven by a signal opposite to an output signal 35 of the cutting circuit (10); on the branch (23) is mounted a capacitor (C20) connected, on the one hand, to the main line (21) and, on the other hand, to ground.