WO2009010537A1 - Hochpassfilter und verwendung - Google Patents

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WO2009010537A1
WO2009010537A1 PCT/EP2008/059318 EP2008059318W WO2009010537A1 WO 2009010537 A1 WO2009010537 A1 WO 2009010537A1 EP 2008059318 W EP2008059318 W EP 2008059318W WO 2009010537 A1 WO2009010537 A1 WO 2009010537A1
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WO
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pass filter
filter according
series
substrate
resonators
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Application number
PCT/EP2008/059318
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English (en)
French (fr)
Inventor
Andreas Przadka
Thomas Bauer
Original Assignee
Epcos Ag
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Filing date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezo-electric or electrostrictive material
    • H03H9/542—Filters comprising resonators of piezo-electric or electrostrictive material including passive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters

Definitions

  • the invention relates to a high-pass filter for mobile communication terminals, which has a low insertion loss in a passband and a sufficiently high suppression in a closely adjacent stopband.
  • a high-pass filter is usually used when low-frequency disturbances corresponding to a band of the high-pass filter and located below the passband are to be filtered out. At the same time, such a high-pass filter should have a low insertion loss for signals lying in the passband.
  • An application for a high-pass filter with a wide stopband and narrow transition range is z.
  • a high-pass filter with a wide stopband and narrow transition range.
  • Such interference occur as noise of the Power amplifier of the associated transmission branch and must be filtered out in the terminal equipment for interference suppression of the DVB-H system with a suppression of more than 25 dB, to ensure a simultaneous trouble-free operation.
  • a high-pass filter should be transparent to the GSM850 / 900 cellular standard, it should have an insertion loss in the range of about 1 dB or less.
  • the removal of the GSM850 / 900 frequency bands (824 to 960 MHz) to the DVB-H band is only 74 MHz, which is one
  • Transition bandwidth between blocking and passband of 9% corresponds.
  • a network filter which in a serial branch SAW resonators and in parallel connected transverse branches to ground in each case a series circuit of a coil with a capacitor, ie a series resonant circuit.
  • a filter has high-pass characteristics, but has only a relatively small stopband bandwidth of about 10%. Such is not sufficient for the above application.
  • a high-pass filter which has a stop band, a pass band and a transition region arranged therebetween.
  • the high-pass filter is constructed on a carrier substrate and comprises at least one series element, which is connected in series in a signal path between an input and an output, and at least one parallel element, which is connected in a shunt path between signal path and ground.
  • Each of the series elements comprises a series circuit of an acoustic resonator and a first capacitor.
  • Parallel elements comprise a series connection of a coil and a second capacitor.
  • the extended bandwidth in the proposed high-pass filter with the additionally arranged in the signal path first capacitors achieved.
  • a high-pass filter can also be obtained, which has a low insertion loss in the range of about 1 dB in the passband, which can be guaranteed up to very high frequencies.
  • the blocking region of the at least one parallel element is determined, which represents a series resonant circuit which produces a short circuit to ground at each one lying in the stopband resonance frequency.
  • the inductance of the coil and the capacitance of the second capacitor of each parallel element are suitably dimensioned to position the resonant frequency at the desired location in the stopband and preferably at its lower end.
  • a particularly steep edge of the passband or a particularly narrow transition region can be obtained by a suitable frequency position of the acoustic resonator.
  • the antiresonance of the acoustic resonator is moved to the stopband, where it is located at the upper end.
  • the bandwidth of the transition region is determined by the coupling of the acoustic resonator, ie the measure of the distance between the anti-resonant frequency and the resonant frequency.
  • the slope of the edge can be improved. From a certain number of series elements deteriorates however, the quality of the passband and in particular its insertion loss, so that the optimum number must be determined in a trade-off between steep edge and low insertion loss.
  • a plurality of parallel elements are provided in the high-pass filter.
  • the parallel elements can be the same or different. However, it is advantageous to make the resonance frequencies of the parallel elements different from one another in order to improve the quality of the blocking region.
  • the quality of the high-pass filter can also be improved by varying the series elements and in particular by means of resonance frequencies distributed over a frequency range.
  • the same or different series elements can be realized in a filter.
  • the acoustic resonators of the series elements can use surface acoustic wave SAW resonators
  • a SAW resonator is preferably a one-port resonator, in which an interdigital transducer is arranged between two acoustic reflectors on a piezoelectric substrate.
  • Each of the series elements may comprise such a one-port resonator.
  • Another possibility is to arrange the acoustic resonators embodied as SAW resonators on the piezoelectric substrate in-line, ie within a single acoustic track, and optionally to acoustically pass between every two interdigital transducers
  • the SAW resonators of the various series elements can be acoustically coupled to each other.
  • An acoustic resonator embodied as a BAW resonator comprises at least one piezoelectric layer which is arranged between two electrode layers.
  • the resonant frequency of the BAW resonator is then determined in particular by its thickness, to which the thickness of the electrode layers is added in addition to the piezoelectric layer to a lesser extent.
  • the BAW resonator may be of the bridged type, in which the bulk acoustic wave is held by a jump in the acoustic impedance against a recess provided under the resonator in the substrate or a cavity within the resonator.
  • the BAW resonator can also be of the SMR type (solidly mounted resonator), in which an acoustic mirror is provided between the substrate and the resonator.
  • the high-pass filter is arranged on a carrier substrate, which is a
  • Multilayer substrate comprises.
  • structured metallization levels are arranged between dielectric layers, which can realize component structures of passive components.
  • the discrete components are arranged and electrically connected to the passive components in the multi-layer substrate.
  • the discrete components can individual components, eg. B. be individual resonators.
  • a discrete component on the carrier substrate comprises a plurality of acoustic resonators.
  • the discrete component may comprise a single piezoelectric chip on which the number of SAW resonators required for the high-pass filter is formed.
  • the chip with the SAW resonators can be housed and bonded or soldered to the housing on the carrier substrate.
  • the individual resonators can be realized as individually packaged components.
  • all BAW resonators required for the high-pass filter are also preferably arranged on a single substrate.
  • This substrate is, for example, a second carrier substrate on which the electrode layers and the piezoelectric layer arranged therebetween, which form the BAW resonator, are applied.
  • the second carrier substrate for the BAW resonators preferably comprises a mechanically stable and inexpensive substrate, but in particular silicon, glass or ceramic.
  • the discrete components are preferably applied in flip-chip technology on the first carrier substrate.
  • the first carrier substrate is a multilayer substrate with dielectric Ceramic-based layers preferred, in particular a LTCC multilayer substrate with integrated passive components.
  • the dielectric layers may also be based on organic base, for example on an FR4 material.
  • the first carrier substrate need not be a multi-layer substrate and may, for example, comprise individual layers of glass, sapphire, ceramic or LCP (liquid crystal polymer).
  • first and second capacitor may be formed as discrete SMD elements.
  • capacitors integrated in a multi-layer substrate and in particular in an LTCC substrate can also have high grades of more than 150, so that even with integrated capacitors a high-quality high-pass filter can be realized.
  • SAW resonators are preferably formed on a lithium tantalate or lithium niobate substrate.
  • the resonators arranged in the signal path are preferably equipped with an increased power resistance, which can be realized by a special metallization or by a cascading of the resonators.
  • High quality metallization can be a multilayer, e.g. Metallization comprising aluminum and copper or may comprise epitaxially grown electrode layers, which also have a high power compatibility.
  • a cascading of SAW resonators is achieved by connecting two or more resonators in series reached.
  • the increased power compatibility of cascaded resonators then results both from the voltage division effected by the series connection and the reduced voltage applied to each partial resonator, as well as from the enlarged area of each individual partial resonator.
  • a proposed high-pass filter is preferably used in mobile communication terminals and in particular in mobile phones. There it can be used to filter out low-frequency interference in a first frequency band and to pass the frequency bands of a near-adjacent frequency-higher mobile radio system as little as possible attenuated.
  • the high-pass filter is used in a mobile phone, which is suitable both for transmitting / receiving operation in said mobile radio band as well as for receiving in a second frequency located below frequency band, in particular for operation in GSM850 / 900 mobile band and for receiving DVB-H Signals between 470 and 750 MHz.
  • the proposed filter it is possible to use the entire bandwidth of the DVB-H system for reception, which was not possible with known high-pass filters and their low stopband bandwidth or too large transition bandwidth.
  • the bandpass filter can be mounted either directly at the output of the power amplifier for said mobile radio band or directly at the antenna of the mobile radio part. In this way, the noise of the power amplifier in the range of DVB-H frequencies is suppressed. This makes it possible to have a DVB-H system and a GSM850 / 900 mobile radio system in the same terminal and for the operate the same time without their signals interfering with each other. This ensures interoperability.
  • this filter in the front end of a mobile device can be done in a module, said carrier substrate can also serve as a module substrate for other components of the front-end module.
  • said carrier substrate can also serve as a module substrate for other components of the front-end module.
  • the high-pass filter with a switch and a lock. These serve to bridge the high-pass filter by appropriate switch position, in order to reduce the insertion loss in the mobile radio band in non-active DVB-H operation.
  • the high-pass filter in front-end modules or other RF modules, for example in antenna switch modules, front-end modules, power amplifier modules, power amplifier switch modules, single-package radio modules or incorporate other integration levels.
  • Integrate protection devices with which, for example, overvoltages, high-frequency interference signals or low-frequency noise, all of which can be generated by ESD, can be harmlessly dissipated to ground.
  • a protection device may, for. B. be switched to ground coil on the antenna side connection of the module.
  • the protective device is a voltage-limiting element and in particular a Varistor, a spark gap or a trap comprises. Such protections may be combined with additional parallel coils and integrated into the module.
  • FIG. 1 shows a high-pass filter
  • FIG. 2 shows different embodiments of series element and parallel element
  • FIG. 3 shows various possible arrangements of series and parallel elements in a high-pass filter
  • FIG. 4 shows a schematic transmission curve of FIG
  • FIG. 5 shows a possible connection of the
  • FIGS. 6 and 7 show further interconnection of the high-pass filter and, optionally, switching on and off,
  • FIG. 8 shows components of the high-pass filter arranged on a multi-layer substrate and partially integrated therein.
  • Figure 1 shows the simplest embodiment of the proposed high-pass filter, consisting of a series element SE, which in one between an input IN and an output OUT extending signal path is arranged. Parallel to the signal path and connecting them to ground, a shunt branch is provided with a parallel element PE. Input IN and output OUT and thus the order of the elements in the circuit of the high-pass filter can also be reversed.
  • FIG. 2A shows the simplest way how a series element SE is formed. This comprises an acoustic resonator R, which is connected in series with a first capacitor C s . Also for the arrangement of these two elements, it does not matter if their order is reversed in the signal path.
  • Figure 2B shows the simplest embodiment of a parallel element PE, consisting of a series resonant circuit with a coil SP and a second capacitor Cp.
  • a series element SE can also comprise a cascaded resonator, for example a two-cascade, as shown in FIG. 2C.
  • This series element SE comprises a
  • Figure 3 shows various possibilities, such as a high-pass filter of several such series and
  • Parallel elements SE, PE can be constructed.
  • Series and parallel elements can be constructed in any arrangement and optionally with repetition of the same or similar elements.
  • FIG. 3A shows an advantageous embodiment comprising a first series element SEI, a first parallel element PE1, a second series element SE2, a second parallel element PE2 and a third series element SE3.
  • the series elements may be identical, but are preferably formed with slightly different resonance frequencies of the acoustic resonator.
  • the antiresonance frequencies of the acoustic resonators of the series elements are advantageously close to one another, for example within ⁇ 2% of the blocking limit frequency.
  • the parallel elements PE1, PE2 may be the same or identical, wherein preferably the resonance frequencies of the respective LC element formed from the coil and the second capacitor are designed differently and are close to each other.
  • the high-pass filter can, as indicated, comprise further series or parallel elements. The dimensioning of the first capacitors is carried out according to known rules for the construction of high-pass filters, wherein only the resulting total capacity of all in the signal path of the
  • High-pass filter arranged first capacitors is relevant.
  • FIG. 3B shows a detail of a possible substructure of a high-pass filter, in which a first and a second series element SE1, SE2 are connected directly in series one behind the other, without a transverse branch with a parallel element PE being provided therebetween.
  • FIG. 3C shows a further possible partial structure of a high-pass filter, comprising a first series element SEI and a second series element SE2 arranged in series in the signal path. Between the two series elements SE a shunt branch is connected to ground, in which a parallel element PE is arranged.
  • FIG. 3D shows another possible partial structure of a bandpass filter comprising a series element SE in FIG Signal path.
  • a shunt branch is connected to ground, in each of which a parallel element PEl or PE2 is arranged.
  • FIG. 3E shows a further possible partial structure with two parallel elements PE1 and PE2, whose points of connection are directly adjacent to the signal path.
  • a series element SE is arranged in the signal path.
  • FIG. 3F shows a further possible partial structure, in which two series elements SE1, SE2 are connected in parallel to one another in the ground path connecting the input IN to the output OUT.
  • a parallel element PE is provided in a transverse branch to the ground.
  • FIGS. 3B to 3F Further possible structures of the high-pass filter according to the invention can be obtained by any combination of the basic structures shown in FIGS. 3B to 3F. In this case, it is possible to invert the orientation of the partial structures (basic structures) by mirroring around a mirror plane that is normal to the signal path, thus providing a further degree of freedom in the composition of the basic structures into a single high-pass filter.
  • FIG. 4 shows a schematic representation of a transmission curve of a high-pass filter proposed in FIG. 3A.
  • the filter satisfies desired specifications in a stopband SB in which the attenuation is at least -25 dB, and in a passband DB characterized by a maximum insertion loss of 1.5 dB.
  • the transition region UB is arranged, in which the transmission curve has a steep flank. Therefore, a transitional range UB with a maximum bandwidth of 9% is obtained, whereby the specifications for stopband SB and passband DB are met on both sides of the transitional range.
  • this high-pass filter meets the required for the DVB-H system stopband specifications between 470 and 750 MHz, which corresponds to a bandwidth of the blocking area of more than 30%.
  • the specifications of the passband DB are satisfied between 824 and 960 MHz, where the insertion loss is about 1 dB.
  • the transmission curve shown schematically in FIG. 4 shows a ripple in the region of the blocking region SB whose minima can be specifically assigned to individual components of the high-pass filter.
  • the sharp minima (poles) in the region of the right edge of the stop band can be assigned to the antiresonance frequencies of the acoustic resonators in the series elements. The number of these peaks corresponds to the number of different acoustic resonators or different resonance frequencies of the resonators used in the high-pass filter.
  • the broad minimum of the transmission curve in the region of the left edge of the stopband SB can be assigned to the parallel elements or the resonance frequencies of the parallel resonant elements (LC elements) forming series resonant circuits. Not least so that these broad minimums do not adversely affect the edge to the passband, the resonance frequencies of the parallel elements to the lower end of the blocking area. Again, it is possible to broaden the width of this minimum by corresponding variation of the resonance frequencies in the different parallel elements.
  • FIG. 5 shows a possible interconnection of the high-pass filter in the front end of a mobile communication terminal, for example a mobile phone.
  • an antenna A is connected via a switching module SM to the transmission path TX of a mobile radio standard.
  • TX transmission path
  • a second so-called diversity antenna A D for DVB-H reception is connected via the same switching module SM or a separate switch to the receive path of a DVB-H system
  • the signal path for the DVB-H system is a pure reception path, in which the signals recorded by the antenna are prefiltered by means of a bandpass filter BPF and supplied for further processing.
  • a power amplifier PA is arranged in the transmission path TX of the mobile radio system.
  • the proposed high-pass filter HPF is connected in the transmission path TX between switching module SM and power amplifier PA.
  • a protective device SV is connected in a shunt branch, which can divert disturbing ESD pulses harmless to ground.
  • the protection device SV can be designed, for example, as an inductance.
  • Non-linear elements such as spark gaps or varistors
  • As a protective device for low-frequency interference can also High-pass filter, used as protection devices for high-frequency interference low-pass filter.
  • the switching module SM can be designed as a semiconductor switch, for example based on gallium arsenide. He can also use PIN diodes or others
  • the switching module SM can operate a number of individual switches SW either individually or in combination.
  • a switch SW connects the signal path of the DVB-H system to the antenna and a switch SW 'connects the TX path of the GSM system to the antenna. It is also possible to operate the switches SW and SW 'simultaneously or synchronously, which enables a parallel reception of the DVB-H signal and a transmission / reception mode for the GSM system.
  • the DVB-H system is protected by the high-pass filter HPF against low-frequency interference of the power amplifier PA.
  • the switching module SM can contain further switches which can connect the antennas to signal paths of further wireless systems and in particular to the corresponding transmission bands of mobile radio systems.
  • FIG. 6 shows a first possibility in which the signal path is divided into two parallel partial paths. This is in the first part path
  • High pass filter HPF arranged between a first switch SWl and a second switch SW2.
  • the second partial path comprises two series-connected switches SW3 and SW4.
  • SPDT single pole double through
  • FIG. 7 shows a simplified possibility in which the first partial path with the high-pass filter HPF is designed like the first partial path of the circuit according to FIG.
  • the second partial path only one switch SW3 is arranged.
  • the high-pass filter is switched on here by closing the switches SW1 and SW2 and opening the switch SW3. With reverse switching, only the second partial path is enabled, so that the high-pass filter HPF is bypassed.
  • the switch pair SW1 / SW3 can be designed as an SPDT switch, while the switch SW2 can be designed as a SPST switch (single pole single through).
  • This circuit has the advantage that a switch is saved and the whole system is subject to a lower loss due to limited isolation of the switch than the circuit according to FIG. 6.
  • the total insertion loss in the transmit path TX of the GMS System is less with bridged high-pass filter HPF than with activated high-pass filter.
  • the two subcircuits shown in FIGS. 6 and 7 can be integrated into a circuit according to FIG. 5 instead of the pure high-pass filter, so that an optional switching on and off of the high-pass filter is also possible in this circuit.
  • FIG. 8 shows a possibility of how the components of the proposed high-pass filter can be arranged on a multi-layer substrate 20 or partially integrated in it.
  • the multilayer substrate 20 here comprises four dielectric layers, wherein a metallization plane with structured metallization structures arranged therein is provided between each two dielectric layers.
  • Discrete components 10, 11 and 12 are mounted and electrically conductively connected to the metallization structures within the multilayer substrate 20 on top of the multi-layer substrate 20, which is the carrier substrate for the device.
  • the assembly of the discrete components 10 to 12 takes place, for example, in flip-chip technology.
  • At least one of the discrete components 10 to 12 carries the one or more acoustic resonators of the series elements SE.
  • These are either chips made of piezoelectric material with SAW resonators arranged thereon or second carriers with BAW resonators arranged thereon, wherein both types of acoustic resonators can be processed in flip-chip technology.
  • the other discrete components may in particular comprise one or more air coils which serve as a coil SP in the parallel elements PE.
  • air-wound coils between 0.4 x 0.8 mm 2 and 0.5 x 1.0 mm 2 are used to achieve a correspondingly low insertion loss.
  • Such coils have a quality Q of up to about 80.
  • a part of the discrete components 11 to 13 can also be designed in each case as a capacitor which can be processed in SMD technology and accordingly as a discrete one
  • first and / or second capacitors CS, CP in the form of metallization structures within the multilayer substrate, for example in the form of two stacked multilayer stacks
  • LTCC Metallization.
  • such capacitors have a high quality of more than 150 and may well replace an SMD capacitor.
  • the invention is not limited to the embodiments shown in the figures. Rather, it comprises a large number of other possible structures of series and parallel elements as well as module combinations with such
  • High-pass filters are also not limited to the proposed application and can be used as a high-pass filter for any application, which require a wide stopband and a narrow bandwidth of the transition area.

Abstract

Es wird ein auf einem Trägersubstrat ausgebildetes Hochpassfilter mit breitem Sperrbereich, einem Durchlassbereich mit niedriger Einfügedämpfung und einem dazwischen angeordneten schmalen Übergangsbereich vorgeschlagen, welches in einem Signalpfad zumindest ein Serienelement und in einem parallel dazu gegen Masse geschalteten Querzweig ein Parallelelement umfasst. Ein Serienelement umfasst eine Serienschaltung eines akustischen Resonators und eines Kondensators, während ein Parallelelement eine Serienschaltung einer Spule und eines Kondensators umfasst. Das Bandpassfilter kann aus einer beliebigen Kombination gleicher oder unterschiedlicher Serien- und Parallelelemente aufgebaut sein.

Description

Beschreibung
Hochpassfilter und Verwendung
Die Erfindung betrifft ein Hochpassfilter für Endgeräte der mobilen Kommunikation, welches in einem Durchlassbereich eine niedrige Einfügedämpfung und in einem nahe benachbarten Sperrbereich eine ausreichend hohe Unterdrückung aufweist.
Ein Hochpassfilter wird in der Regel eingesetzt, wenn in einem Sperrbereich des Hochpassfilters entsprechenden und unterhalb des Durchlassbereichs liegenden Frequenzband niederfrequente Störungen auszufiltern sind. Gleichzeitig soll ein solches Hochpassfilter für im Durchlassbereich liegende Signale eine geringe Einfügedämpfung aufweisen.
Maßgebliche Design-Anforderungen, die auf eine bestimmte Anwendung bezogen an die Eigenschaften eines solchen Hochpassfilters gerichtet werden, betreffen insbesondere die Breite des Sperrbereichs bei einer gewünschten Unterdrückung, die Einfügedämpfung im Durchlassbereich sowie nicht zuletzt die Breite des Übergangsbereichs, innerhalb der sich die Übertragungsfunktion des Filters von minimaler Dämpfung im Durchlassbereich auf die erforderliche Dämpfung des Sperrbereichs ändern muss.
Eine Anwendung für ein Hochpassfilter mit breitem Sperrbereich und schmalem Übergangsbereich besteht z. B. in dem Problem, das für DVB-H-Systeme in Europa freigegebene Band von 470 bis 750 MHz vom Übersprechen durch den Betrieb des benachbarten Mobilfunkstandards GSM850/900 im selben Endgerät und in der Nähe befindlichen Endgeräten freizuhalten. Solche Störfrequenzen treten als Rauschen des Leistungsverstärkers des dazugehörigen Sendezweigs auf und müssen in den Endgeräten zur Entstörung des DVB-H-Systems mit einer Unterdrückung von mehr als 25 dB ausgefiltert werden, um einen gleichzeitigen störungsfreien Betrieb zu gewährleisten. Da ein solches Hochpass-Filter gleichzeitig für die Frequenzen des Mobilfunkstandards GSM850/900 durchlässig sein soll, sollte es dort eine Einfügedämpfung im Bereich von ungefähr 1 dB oder weniger aufweisen. Die Entfernung der GSM850/900-Frequenzbänder (824 bis 960 MHz) zum DVB-H-Band beträgt nur 74 MHz, was einer
Übergangsbandbreite zwischen Sperr- und Durchlassbereich von 9 % entspricht.
Aus der US2004/246077A1 ist ein Netzwerkfilter bekannt, welches in einem seriellen Zweig SAW-Resonatoren und in parallel dazu geschalteten Querzweigen nach Masse jeweils eine Serienschaltung einer Spule mit einem Kondensator, also einen Serienschwingkreis, aufweist. Ein solches Filter weist Hochpasscharakteristiken auf, besitzt jedoch nur eine relativ geringe Sperrbereichsbandbreite von ca. 10 %. Eine solche ist für die oben genannte Anwendung nicht ausreichend.
Aus der US2004/51601A1 ist ein weiteres Hochpassfilter bekannt, welches im seriellen Zweig BAW-Resonatoren (BuIk Acoustic Wave Resonator) aufweist. In dazu parallel geschalteten Querzweigen ist jeweils eine Spule angeordnet. Auch dieses Filter weist eine Hochpasscharakteristik auf. Mit diesem Filter ist es jedoch nicht möglich, die für die oben genannte Anwendung erforderliche geringe Übergangsbandbreite einzuhalten bzw. eine steile Flanke zwischen Sperrbereich und Durchlassbereich zu erzeugen. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein Filter mit ausreichend breitem Sperrbereich und steiler Flanke zwischen Sperrbereich und Durchlassbereich zur Verfügung zu stellen .
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einem Hochpassfilter mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gehen aus weiteren Ansprüchen hervor .
Es wird ein Hochpassfilter vorgeschlagen, welches einen Sperrbereich, einen Durchlassbereich und einen dazwischen angeordneten Übergangsbereich aufweist. Das Hochpassfilter ist auf einem Trägersubstrat aufgebaut und umfasst zumindest ein Serienelement, das in einem Signalpfad zwischen einem Eingang und einem Ausgang in Serie geschaltet ist, sowie zumindest ein Parallelelement, das in einem Querzweig zwischen Signalpfad und Masse geschaltet ist. Jedes der Serienelemente umfasst eine Serienschaltung eines akustischen Resonators und eines ersten Kondensators. Die
Parallelelemente umfassen eine Serienschaltung einer Spule und eines zweiten Kondensators.
Mit einem solchen Filter gelingt es, die Bandbreite des Sperrbereichs auf ca. 30 % und mehr zu erhöhen. Gleichzeitig ist es möglich, mit dem Hochpassfilter die Flanke des Durchlassbereichs hin zum Sperrbereich so steil zu gestalten, dass eine geringe Bandbreite des Übergangsbereichs von beispielsweise nur 9 % erhalten werden kann.
Gegenüber einem bekannten Hochpassfilter, welches im Signalpfad ausschließlich Resonatoren aufweist und damit eine Bandbreite des Sperrbereichs von ca. 10 % erzielt, wird die erweiterte Bandbreite im vorgeschlagenen Hochpassfilter mit den im Signalpfad zusätzlich angeordneten ersten Kondensatoren erreicht.
Mit einer optimierten Anzahl von Serienelementen kann auch ein Hochpassfilter erhalten werden, das eine niedrige Einfügedämpfung im Bereich von ca. 1 dB im Durchlassbereich aufweist, die bis zu sehr hohen Frequenzen gewährleistet werden kann.
Daneben wird der Sperrbereich von dem zumindest einen Parallelelement bestimmt, welches einen Serienschwingkreis darstellt, der bei jeweils einer im Sperrband liegenden Resonanzfrequenz einen Kurzschluss gegen Masse herstellt. Dazu werden die Induktivität der Spule und die Kapazität des zweiten Kondensators jedes Parallelelements geeignet dimensioniert, um die Resonanzfrequenz an der gewünschten Stelle im Sperrbereich und vorzugsweise an dessen unteren Ende zu positionieren.
Eine besonders steile Flanke des Durchlassbereichs bzw. ein besonders schmaler Übergangsbereich kann durch eine geeignete Frequenzlage des akustischen Resonators erhalten werden. Vorteilhaft wird dazu die Antiresonanz des akustischen Resonators in den Sperrbereich verschoben, wo sie an dessen oberem Ende angesiedelt ist. Im Ergebnis bedeutet dies, dass die Bandbreite des Übergangsbereichs durch die Kopplung des akustischen Resonators, also dem Maß für den Abstand zwischen Antiresonanzfrequenz und Resonanzfrequenz bestimmt ist.
Mit zunehmender Anzahl an Serienelementen im Signalpfad kann die Steilheit der Flanke verbessert werden. Ab einer bestimmten Anzahl von Serienelementen verschlechtert sich jedoch die Qualität des Durchlassbereichs und insbesondere dessen Einfügedämpfung, so dass die optimale Anzahl in einem Trade-off zwischen steiler Flanke und niedriger Einfügedämpfung ermittelt werden muss.
Vorzugsweise werden mehrere Parallelelemente im Hochpassfilter vorgesehen. Die Parallelelemente können gleich oder unterschiedlich sein. Vorteilhaft ist es jedoch, die Resonanzfrequenzen der Parallelelemente voneinander unterschiedlich zu gestalten, um die Qualität des Sperrbereichs zu verbessern.
Auch über die Variation der Serienelemente und insbesondere mittels über einen Frequenzbereich verteilter Resonanzfrequenzen kann die Qualität des Hochpassfilters verbessert werden. In einem Filter können aber prinzipiell gleiche oder unterschiedliche Serienelemente realisiert sein.
Die akustischen Resonatoren der Serienelemente können mit akustischen Oberflächenwellen arbeitende SAW-Resonatoren
(Surface Acoustic Wave) oder mit akustischen Volumenwellen arbeitende Resonatoren, auch BAW (BuIk Acoustic Wave) umfassen. Beide Resonatortypen lassen sich mit hohen Güten und hoher Frequenzgenauigkeit bezüglich der Resonanzfrequenz realisieren.
Ein SAW-Resonator ist vorzugsweise ein Eintor-Resonator, bei dem auf einem piezoelektrischen Substrat ein Interdigitalwandler zwischen zwei akustischen Reflektoren angeordnet ist. Jedes der Serienelemente kann dabei einen solchen Eintor-Resonator umfassen. Möglich ist es jedoch auch, zwei oder mehrere der SAW-Resonatoren der Serienelemente mittels eines Mehrtor-Resonators zu realisieren. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die als SAW-Resonatoren ausgebildeten akustischen Resonatoren auf dem piezoelektrischen Substrat in-line, d. h. innerhalb einer einzigen akustischen Spur, anzuordnen und wahlweise zwischen jeweils zwei Interdigitalwandlern akustisch durchlässige
Strukturen vorzusehen, beispielsweise einen nicht vollständig reflektierenden Reflektor. Auf diese Weise können die SAW- Resonatoren der verschiedenen Serienelemente miteinander akustisch gekoppelt werden.
Ein als BAW-Resonator ausgebildeter akustischer Resonator umfasst zumindest eine piezoelektrische Schicht, die zwischen zwei Elektrodenschichten angeordnet ist. Die Resonanzfrequenz des BAW-Resonators ist dann insbesondere durch seine Dicke bestimmt, zu der neben der piezoelektrischen Schicht im geringeren Umfang auch die Dicke der Elektrodenschichten hinzugerechnet wird. Der BAW Resonator kann vom Bridgetype sein, bei dem die akustische Volumenwelle durch einen Sprung der akustischen Impedanz gegen eine unter dem Resonator im Substrat vorgesehene Ausnehmung oder einen Hohlraum innerhalb des Resonators gehalten wird. Der BAW Resonator kann auch vom SMR Typ (solidly mounted resonator) sein, bei dem zwischen Substrat und Resonator ein akustischer Spiegel vorgesehen ist .
In einer weiteren Ausgestaltung ist das Hochpassfilter auf einem Trägersubstrat angeordnet, welches ein
Mehrlagensubstrat umfasst. Dabei sind zwischen dielektrischen Schichten strukturierte Metallisierungsebenen angeordnet, die Bauelementstrukturen von passiven Komponenten realisieren können. In dem Mehrlagensubstrat können daher einzelne passive Komponenten des Hochpassfilters oder alle passiven Komponenten eines Typs integriert sein, wobei die Typen ausgewählt sind als erster und zweiter Kondensator und Spule.
Auf dem Trägersubstrat können dann die nicht in das Mehrlagensubstrat integrierten Komponenten als diskrete
Bauelemente angeordnet und mit den passiven Komponenten im Mehrlagensubstrat elektrisch verschaltet sein. Die diskreten Bauelemente können Einzelbauelemente, z. B. einzelne Resonatoren sein. Möglich ist es jedoch auch, dass ein diskretes Bauelement auf dem Trägersubstrat mehrere akustische Resonatoren umfasst. Beispielsweise kann das diskrete Bauelement einen einzigen piezoelektrischen Chip umfassen, auf dem die für das Hochpassfilter erforderliche Anzahl von SAW-Resonatoren ausgebildet ist. Der Chip mit den SAW-Resonatoren kann gehaust sein und mit dem Gehäuse auf dem Trägersubstrat aufgebondet bzw. verlötet sein.
Auch bei einem mit BAW-Resonatoren ausgerüsteten Hochpassfilter können die einzelnen Resonatoren als einzeln verpackte Bauelemente realisiert sein. Vorzugsweise sind jedoch auch hier sämtliche für das Hochpassfilter erforderlichen BAW-Resonatoren auf einem einzigen Substrat angeordnet. Dieses Substrat ist beispielsweise ein zweites Trägersubstrat, auf dem die Elektrodenschichten und die dazwischen angeordnete piezoelektrische Schicht, die den BAW- Resonator bilden, aufgebracht sind. Das zweite Trägersubstrat für die BAW-Resonatoren umfasst vorzugsweise ein mechanisch stabiles und kostengünstiges Substrat, insbesondere jedoch Silizium, Glas oder Keramik.
Die diskreten Bauelemente sind vorzugsweise in Flip-Chip- Technik auf dem ersten Trägersubstrat aufgebracht. Als erstes Trägersubstrat ist ein Mehrlagensubstrat mit dielektrischen Schichten auf keramischer Basis bevorzugt, insbesondere ein LTCC-Mehrlagensubstrat mit integrierten passiven Komponenten. Die dielektrischen Schichten können jedoch auch auf organischer Basis, beispielsweise auf einem FR4-Material basieren. Das erste Trägersubstrat muss aber nicht ein Mehrlagensubstrat sein und kann beispielsweise einzelne Schichten aus Glas, Saphir, Keramik oder LCP (Liquid Crystal Polymer) umfassen.
Die Spulen der Parallelzweige sind wegen deren hoher Güte vorzugsweise als diskrete Bauelemente und insbesondere als luftgewickelte Spulen realisiert. Mit deren hoher Güte Q bis zu ca. 85 kann eine entsprechend niedrige Einfügedämpfung erzielt werden. Auch erster und zweiter Kondensator können als diskrete SMD-Elemente ausgebildet sein. Aber auch in ein Mehrlagensubstrat und insbesondere in ein LTCC-Substrat integrierte Kondensatoren können hohe Güten von mehr als 150 besitzen, sodass auch mit integrierten Kondensatoren ein hochwertiges Hochpassfilter realisiert werden kann.
SAW-Resonatoren sind vorzugsweise auf einem Substrat aus Lithiumtantalat oder Lithiumniobat ausgebildet. Die im Signalpfad angeordneten Resonatoren sind vorzugsweise mit einer erhöhten Leistungsfestigkeit ausgestattet, die sich durch eine besondere Metallisierung oder durch eine Kaskadierung der Resonatoren realisieren lässt. Eine hochwertige Metallisierung kann eine mehrschichtige, z.B. Aluminium und Kupfer umfassende Metallisierung sein oder kann epitaktisch aufgewachsene Elektrodenschichten umfassen, die ebenfalls eine hohe Leistungsverträglichkeit aufweisen.
Eine Kaskadierung von SAW-Resonatoren wird durch Hintereinanderschaltung von zwei oder mehr Resonatoren erreicht. Die erhöhte Leistungsverträglichkeit kaskadierter Resonatoren ergibt sich dann sowohl aus der durch die Serienverschaltung bewirkte Spannungsteilung und der dadurch an jedem Teilresonator anliegenden reduzierten Spannung, als auch aus der vergrößerten Fläche jedes einzelnen Teilresonators .
Ein vorgeschlagenes Hochpassfilter wird vorzugsweise in Endgeräten der mobilen Kommunikation und insbesondere in Handys eingesetzt. Dort kann es dazu dienen, in einem ersten Frequenzband niederfrequente Störungen auszufiltern und die Frequenzbänder eines nahe benachbarten frequenzmäßig höher angesiedelten Mobilfunksystems möglichst wenig gedämpft durchzulassen.
Vorteilhaft wird das Hochpassfilter in einem Handy eingesetzt, welches sowohl zum Sende-/Empfangsbetrieb in dem genannten Mobilfunkband als auch zum Empfang in einem frequenzmäßig darunter angesiedelten zweiten Band geeignet ist, insbesondere zum Betrieb in GSM850/900-Mobilfunkband und zum Empfang von DVB-H-Signalen zwischen 470 und 750 MHz. Mit dem vorgeschlagenen Filter ist es möglich, die gesamte Bandbreite des DVB-H-Systems zum Empfang zu nutzen, was mit bekannten Hochpassfiltern und deren geringer Sperrbereichsbandbreite oder zu großer Übergangsbandbreite nicht möglich war.
Im Front End eines Mobilfunkendgeräts kann das Bandpassfilter entweder direkt am Ausgang des Leistungsverstärkers für das genannte Mobilfunkband oder direkt an der Antenne des Mobil- funkteils angebracht sein. Auf diese Weise wird das Rauschen des Leistungsverstärkers im Bereich der DVB-H-Frequenzen unterdrückt. Damit ist es möglich, ein DVB-H-System und ein GSM850/900 Mobilfunksystem im gleichen Endgerät und zur gleichen Zeit zu betreiben, ohne dass deren Signale sich gegenseitig stören. Damit ist eine InterOperabilität gewährleistet .
Die Integration dieses Filters in das Front End eines Mobilfunkgeräts kann in einem Modul erfolgen, wobei das genannte Trägersubstrat auch als Modulsubstrat für weitere Komponenten des Front-End-Moduls dienen kann. Möglich ist es jedoch auch, das vorgeschlagene Hochpassfilter auf einem weiteren Modulsubstrat aufzubringen.
Vorteilhaft ist es, das Hochpassfilter mit einem Schalter und einer Überbrückung zu versehen. Diese dienen dazu, das Hochpassfilter durch entsprechende Schalterstellung zu überbrücken, um die Einfügedämpfung im Mobilfunkband bei nicht aktivem DVB-H Betrieb zu reduzieren.
Weiterhin ist es möglich, das Hochpassfilter in Frontend- Module oder andere RF-Module zu integrieren, beispielsweise in Antennenschaltermodule, Front-End-Module, Power-Amplifier- Module, Power-Amplifier-Switch-Module, Single-Package-Radio- Module oder andere Integrationsstufen aufweisende Module einzubauen .
In allen Fällen ist es vorteilhaft, in das Modul
Schutzvorrichtungen zu integrieren, mit denen z.B. Überspannungen, hochfrequente Störsignale oder niederfrequentes Rauschen, die alle durch ESD erzeugt sein können, unschädlich gegen Masse abgeleitet werden können. Eine solche Schutzvorrichtung kann z. B. eine nach Masse geschaltete Spule am antennenseitigen Anschluss des Moduls sein. Möglich ist es auch, dass die Schutzvorrichtung ein spannungsbegrenzendes Element und insbesondere einen Varistor, eine Funkenstrecke oder einen Ableiter umfasst. Solche Schutzvorrichtungen können mit zusätzlichen Parallelspulen kombiniert und in das Modul integriert sein.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand eines
Ausführungsbeispiels und der dazugehörigen Figuren näher erläutert. Diese sind rein schematisch und daher nicht maßstabsgetreu ausgeführt.
Figur 1 zeigt ein Hochpassfilter,
Figur 2 zeigt verschiedene Ausführungen von Serienelement und Parallelelement,
Figur 3 zeigt verschiedene mögliche Anordnungen von Serien- und Parallelelementen in einem Hochpassfilter,
Figur 4 zeigt eine schematische Übertragungskurve des
Filters,
Figur 5 zeigt eine mögliche Verschaltung des
Hochpassfilters in einem Front-End-Modul,
Figur 6 und 7 zeigen weitere Verschaltung des Hochpass- filters und wahlweise Zu- und Abschaltung,
Figur 8 zeigt auf einem Mehrlagensubstrat angeordnete und teilweise in dieses integrierte Komponenten des Hochpassfilter .
Figur 1 zeigt die einfachste Ausführungsform des vorgeschlagenen Hochpassfilters, bestehend aus einem Serienelement SE, welches in einem zwischen einem Eingang IN und einem Ausgang OUT verlaufenden Signalpfad angeordnet ist. Parallel zum Signalpfad und diesen mit Masse verbindend ist ein Querzweig mit einem Parallelelement PE vorgesehen. Eingang IN und Ausgang OUT und damit die Reihenfolge der Elemente in der Schaltung des Hochpassfilters können auch vertauscht sein.
Figur 2A zeigt die einfachste Möglichkeit, wie ein Serienelement SE ausgebildet ist. Dieses umfasst einen akustischen Resonator R, der in Serie mit einem ersten Kondensator Cs geschaltet ist. Auch für die Anordnung dieser beiden Elemente ist es ohne Belang, wenn deren Reihenfolge im Signalpfad vertauscht wird.
Figur 2B zeigt die einfachste Ausführungsform eines Parallelelements PE, bestehend aus einem Serienschwingkreis mit einer Spule SP und einem zweiten Kondensators Cp.
Ein Serienelement SE kann auch einen kaskadierten Resonator umfassen, beispielsweise eine Zweierkaskade, wie in Figur 2C dargestellt. Dieses Serienelement SE umfasst eine
Serienschaltung eines ersten Teilresonators Rl, eines zweiten Teilresonators R2 und eines ersten Kondensators Cs .
Figur 3 zeigt verschiedene Möglichkeiten, wie ein Hochpassfilter aus mehreren solcher Serien- und
Parallelelemente SE, PE aufgebaut werden kann. Serien- und Parallelelemente können in beliebiger Anordnung und gegebenenfalls unter Wiederholung gleicher bzw. gleichartiger Elemente aufgebaut sein. Figur 3A zeigt beispielsweise eine vorteilhafte Ausführung, umfassend ein erstes Serienelement SEI, ein erstes Parallelelement PEl, ein zweites Serienelement SE2, ein zweites Parallelelement PE2 und ein drittes Serienelement SE3. Die Serienelemente können identisch sein, sind vorzugsweise aber mit leicht unterschiedlichen Resonanzfrequenzen des akustischen Resonators ausgebildet. Vorteilhaft liegen die Antiresonanzfrequenzen der akustischen Resonatoren der Serienelemente jedoch nahe beieinander, beispielsweise innerhalb von ±2% um die Sperrgrenzfrequenz. Auch die Parallelelemente PEl, PE2 können gleich oder identisch sein, wobei vorzugsweise die Resonanzfrequenzen des jeweiligen aus Spule und zweitem Kondensator gebildeten LC-Element unterschiedlich ausgebildet sind und nahe beieinander liegen. Das Hochpassfilter kann, wie angedeutet, weitere Serien- oder Parallelelemente umfassen. Die Dimensionierung der ersten Kondensatoren wird nach bekannten Regeln für die Konstruktion von Hochpassfiltern vorgenommen, wobei allein die sich ergebende Gesamtkapazität sämtlicher im Signalpfad des
Hochpassfilters angeordneter erster Kondensatoren maßgeblich ist .
Figur 3B zeigt ausschnittsweise eine mögliche Unterstruktur eines Hochpassfilters, bei dem ein erstes und ein zweites Serienelement SEI, SE2 direkt in Serie hintereinander geschaltet sind, ohne dass dazwischen ein Querzweig mit einem Parallelelement PE vorgesehen ist.
Figur 3C zeigt eine weitere mögliche Teilstruktur eines Hochpassfilters, umfassend im Signalpfad in Serie angeordnet ein erstes Serienelement SEI und ein zweites Serienelement SE2. Zwischen den beiden Serienelementen SE ist ein Querzweig zur Masse geschaltet, in dem ein Parallelelement PE angeordnet ist.
Figur 3D zeigt eine weitere mögliche Teilstruktur eines Bandpassfilters, umfassend ein Serienelement SE im Signalpfad. Vor und hinter dem Serienelement SE ist jeweils ein Querzweig nach Masse geschaltet, in dem jeweils ein Parallelelement PEl bzw. PE2 angeordnet ist.
Figur 3E zeigt eine weitere mögliche Teilstruktur mit zwei Parallelelementen PEl und PE2, deren Verknüpfungspunkte an den Signalpfad direkt benachbart sind. Darüber hinaus ist im Signalpfad ein Serienelement SE angeordnet.
Figur 3F zeigt eine weitere mögliche Teilstruktur, bei der zwei Serienelemente SEI, SE2 parallel zueinander in dem den Eingang IN mit dem Ausgang OUT verbindenden Massepfad verschaltet sind. In einem Querzweig zur Masse ist ein Parallelelement PE vorgesehen.
Weitere mögliche Strukturen des erfindungsgemäßen Hochpassfilters können durch beliebige Kombination der in den Figuren 3B bis 3F dargestellten Grundstrukturen erhalten werden. Dabei ist es möglich, die Orientierung der Teilstrukturen (Grundstrukturen) durch Spiegelung um eine normal zum Signalpfad stehende Spiegelebene umzukehren, womit ein weiterer Freiheitsgrad bei der Zusammenstellung der Grundstrukturen zu einem einzigen Hochpassfilter erhalten wird.
Figur 4 zeigt in schematischer Darstellung eine Durchlasskurve eines in Figur 3A vorgeschlagenen Hochpassfilters. Das Filter erfüllt gewünschte Spezifikationen in einem Sperrbereich SB, in dem die Dämpfung zumindest -25 dB beträgt, sowie in einem Durchlassbereich DB, der durch eine maximale Einfügedämpfung von 1,5 dB gekennzeichnet ist. Zwischen Sperrbereich SB und Durchlassbereich DB ist der Übergangsbereich UB angeordnet, in dem die Durchlasskurve eine steile Flanke aufweist. Daher wird ein Übergangsbereich UB mit einer Bandbreite von maximal 9 % erhalten, wobei beiderseits des Übergangsbereichs die Spezifikationen für Sperrbereich SB bzw. Durchlassbereich DB erfüllt werden.
In der bereits erwähnten Anwendung des Hochpassfilters im Sendepfad eines GSM850/900-Systems zur Unterdrückung von Störfrequenzen, die im Bereich des DVB-H-Systems liegen, erfüllt dieses Hochpassfilter die für das DVB-H System geforderten Sperrbereichsspezifikationen zwischen 470 und 750 MHz, was einer Bandbreite des Sperrbereichs von mehr als 30 % entspricht. Die Spezifikationen des Durchlassbereichs DB werden zwischen 824 und 960 MHz erfüllt, wo die Einfügedämpfung ca. 1 dB aufweist.
Die in Figur 4 schematisch dargestellte Durchlasskurve zeigt eine Welligkeit im Bereich des Sperrbereichs SB, deren Minima gezielt einzelnen Komponenten des Hochpassfilters zugeordnet werden können. Die scharfen Minima (Polstellen) im Bereich der rechten Kante des Sperrbereichs können den Antiresonanzfrequenzen der akustischen Resonatoren in den Serienelementen zugeordnet werden. Die Anzahl dieser Peaks entspricht dabei der Anzahl unterschiedlicher akustischer Resonatoren bzw. unterschiedlicher Resonanzfrequenzen der im Hochpassfilter verwendeten Resonatoren. Das breite Minimum der Durchlasskurve im Bereich der linken Kante des Sperrbereichs SB kann den Parallelelementen bzw. den Resonanzfrequenzen der Serienschwingkreise bildenden Parallelelemente (LC-Elemente) zugeordnet werden. Nicht zuletzt damit diese breiten Minima nicht die Flanke zum Durchlassbereich nachteilig beeinflussen, werden die Resonanzfrequenzen der Parallelelemente an das untere Ende des Sperrbereichs gelegt. Auch hier ist es möglich, die Breite dieses Minimums durch entsprechende Variation der Resonanzfrequenzen in den unterschiedlichen Parallelelementen zu verbreitern.
Figur 5 zeigt eine mögliche Verschaltung des Hochpassfilters im Front End eines Endgeräts für mobile Kommunikation, beispielsweise eines Handys. In dem Front End ist eine Antenne A mittels über ein Schaltmodul SM mit dem Sendepfad TX eines Mobilfunkstandards verbunden. Der Übersichtlichkeit wegen sind der RX Pfad und weitere mögliche TX- und RX Zweige anderer Mobilfunkbänder sowie deren Filter nicht eingezeichnet. Eine zweite so genannte Diversity Antenne AD für den DVB-H Empfang ist über das gleiche Schaltmodul SM oder einen separaten Schalter mit dem Empfangspfad eines DVB- H-Systems verbunden
Der Signalpfad für das DVB-H-System ist ein reiner Empfangspfad, bei dem die von der Antenne aufgenommenen Signale mittels eines Bandpassfilters BPF vorgefiltert und der weiteren Verarbeitung zugeführt werden. Im Sendepfad TX des Mobilfunksystems ist ein Leistungsverstärker PA angeordnet. In dieser Ausführung ist das vorgeschlagene Hochpassfilter HPF in den Sendepfad TX zwischen Schaltmodul SM und Leistungsverstärker PA geschaltet.
Parallel zur Antenne A ist in einem Querzweig eine Schutzvorrichtung SV geschaltet, die störende ESD-Pulse unschädlich nach Masse ableiten kann. Die Schutzvorrichtung SV kann beispielsweise als Induktivität ausgeführt sein.
Möglich ist es auch, als Schutzvorrichtungen nicht lineare Elemente wie Funkenstrecken oder Varistoren einzusetzen. Als Schutzvorrichtung für niederfrequente Störungen können auch Hochpassfilter, als Schutzvorrichtungen für hochfrequente Störungen Tiefpassfilter eingesetzt werden.
Das Schaltmodul SM kann als Halbleiterschalter, beispielsweise auf Galliumarsenidbasis, ausgebildet sein. Er kann aber auch aus PIN-Dioden oder anderen
Halbleiterschaltelementen ausgeführt sein. Das Schaltmodul SM kann eine Reihe von Einzelschaltern SW wahlweise einzeln oder in Kombination betätigen. Im vorliegenden Fall verbindet ein Schalter SW den Signalpfad des DVB-H-Systems mit der Antenne und ein Schalter SW' den TX-Pfad des GSM-Systems mit der Antenne. Möglich ist es auch, die Schalter SW und SW' gleichzeitig bzw. synchron zu betätigen, was einen Parallelempfang des DVB-H-Signals und einen Sende- /Empfangsbetrieb für das GSM-System ermöglicht. Das DVB-H- System ist dabei durch das Hochpassfilter HPF gegen niederfrequente Störungen des Leistungsverstärkers PA geschützt .
Das Schaltmodul SM kann wie in der Figur angedeutet weitere Schalter enthalten, die die Antennen mit Signalpfaden weiterer drahtloser Systeme und insbesondere mit den entsprechenden Übertragungsbändern von Mobilfunksystemen verbinden kann.
Figur 6 und 7 zeigen zwei weitere mögliche Ausführungen, die ein wahlweises Zu- und Abschalten des Hochpassfilters HPF in den Signalpfad ermöglichen. Figur 6 zeigt eine erste Möglichkeit, bei der der Signalpfad in zwei parallele Teilpfade aufgeteilt ist. Im ersten Teilpfad ist das
Hochpassfilter HPF zwischen einem ersten Schalter SWl und einem zweiten Schalter SW2 angeordnet. Der zweite Teilpfad umfasst zwei in Serie geschaltete Schalter SW3 und SW4. Sowohl das Schalterpaar SWl und SW3 als auch das Schalterpaar SW2 und SW4 können als SPDT- (= Single pole double through) Schalter ausgeführt sein. Durch Schließen der Schalter SWl und SW2 und Öffnen der Schalter SW3 und SW4 ist das Hochpassfilter HPF in dem Signalpfad geschaltet. Bei jeweils umgekehrter Schalterstellung, also geöffneten Schaltern SWl und SW2 und geschlossenen Schaltern SW3 und SW4, wird nur der zweite Teilpfad geschaltet, das Hochpassfilter also umgangen. Diese Schalterstellung ist dann von Vorteil, wenn wahlweise als Alternative kein gleichzeitiger Empfang eines DVB-H-
Signals und ein Sende-/Empfangsbetrieb im GSM-Band gewünscht ist. Durch das Überbrücken des Hochpassfilters wird eine niedrigere Einfügedämpfung im TX-Band des GSM-Systems möglich .
Figur 7 zeigt eine vereinfachte Möglichkeit, bei der der erste Teilpfad mit dem Hochpassfilter HPF wie der erste Teilpfad der Schaltung nach Figur 6 ausgebildet ist. Im zweiten Teilpfad ist nur noch ein Schalter SW3 angeordnet. Das Hochpassfilter wird hier zugeschaltet durch Schließen der Schalter SWl und SW2 und Öffnen des Schalters SW3. Bei umgekehrter Schaltung wird nur der zweite Teilpfad freigeschaltet, sodass das Hochpassfilter HPF überbrückt wird. Das Schalterpaar SW1/SW3 kann als SPDT-Schalter ausgeführt sein, während der Schalter SW2 als SPST-Schalter (single pole Single through) ausgebildet sein kann. Diese Schaltung hat den Vorteil, dass ein Schalter eingespart ist und das ganze System mit einem geringeren Verlust durch eine begrenzte Isolation des Schalters behaftet ist als die Schaltung nach Figur 6. Auch für dieses System gilt, dass die Gesamt-Einfügedämpfung im Sendepfad TX des GMS-Systems bei überbrücktem Hochpassfilter HPF geringer ist als bei zugeschaltetem Hochpassfilter. Die beiden in den Figuren 6 und 7 dargestellten Teilschaltungen können anstelle des reinen Hochpassfilters in eine Schaltung nach Figur 5 integriert werden, sodass auch in dieser Schaltung ein wahlweises Zu- und Abschalten des Hochpassfilters möglich ist.
Figur 8 zeigt eine Möglichkeit, wie die Komponenten des vorgeschlagenen Hochpassfilters auf einem Mehrlagensubstrat 20 angeordnet bzw. teilweise in dieses integriert werden können. Das Mehrlagensubstrat 20 umfasst hier vier dielektrische Schichten, wobei zwischen je zwei dielektrischen Schichten eine Metallisierungsebene mit darin angeordneten strukturierten Metallisierungsstrukturen vorgesehen sind.
Auf der Oberseite des Mehrlagensubstrats 20, welches das Trägersubstrat für das Bauelement darstellt, sind diskrete Bauelemente 10, 11 und 12 montiert und elektrisch leitend mit den Metallisierungsstrukturen innerhalb des Mehrschichtsubstrats 20 verbunden.
Die Montage der diskreten Bauelemente 10 bis 12 erfolgt beispielsweise in Flip-Chip-Technik. Zumindest eines der diskreten Bauelemente 10 bis 12 trägt den oder die akustischen Resonatoren der Serienelemente SE. Dies sind entweder Chips aus piezoelektrischem Material mit darauf angeordneten SAW-Resonatoren oder zweite Träger mit darauf angeordneten BAW-Resonatoren, wobei beide Arten von akustischen Resonatoren in Flip-Chip-Technik verarbeitbar sind. Die anderen diskreten Bauelemente können insbesondere eine oder mehrere Luftspulen umfassen, die als Spule SP in den Parallelelementen PE dienen. Für ein Mehrlagensubstrat auf LTCC- oder FR4-Basis werden beispielsweise luftgewickelte Spulen in einer Größe zwischen 0,4 x 0,8 mm2 und 0,5 x 1,0 mm2 verwendet, um eine entsprechend niedrige Einfügedämpfung zu erzielen. Derartige Spulen weisen eine Güte Q von bis zu ca. 80 auf . Ein Teil der diskreten Bauelemente 11 bis 13 kann auch jeweils als in SMD-Technik verarbeitbarer Kondensator ausgebildet und dementsprechend als diskretes
Element auf dem Mehrlagensubstrat 20 montiert sein. Möglich ist es jedoch auch, erste und/oder zweite Kondensatoren CS, CP in Form von Metallisierungsstrukturen innerhalb des Mehrlagensubstrats auszubilden, beispielsweise in Form zweier im Mehrlagenstapel übereinander angeordneter
Metallisierungsflächen. In LTCC weisen solche Kondensatoren eine hohe Güte von mehr als 150 auf und können durchaus einen SMD-Kondensator ersetzen.
Möglich ist es jedoch auch, selbst die Spulen SP in den Mehrlagenstapel zu integrieren und in Form entsprechend geformter und vorteilhaft sich über mehrere
Metallisierungsebenen erstreckender Metallisierungsstrukturen auszubilden und sie beispielsweise einer dreidimensional geführten Wicklung nachzuempfinden.
Die Erfindung ist nicht auf die in den Figuren dargestellten Ausführungsformen beschränkt. Sie umfasst vielmehr eine Vielzahl weiterer möglicher Strukturen von Serien- und Parallelelementen sowie Modulkombinationen mit solchen
Hochpassfiltern. Das Hochpassfilter ist auch nicht auf die vorgeschlagene Anwendung beschränkt und kann als Hochpassfilter für beliebige Anwendungen eingesetzt werden, die einen breiten Sperrbereich und eine schmale Bandbreite des Übergangsbereichs erfordern.
Bezugszeichenliste
IN Eingang
OUT Ausgang
SE Serienelement
PE Parallelelement
R akustischer Resonator
CS erster Kondensator
CP zweiter Kondensator
SP Spule
SB Sperrbereich
UB Übergangsbereich
DB Durchlassbereich
SV Schutzvorrichtung
HPF Hochpassfilter
BPF Bandpassfilter
A, AD Antennen
TX Sendepfad
SW Schalter
SM Schaltmodul
PA Leistungsverstärker
20 Trägersubstrat
10,11,12 Diskrete Bauelemente
MS Metallisierungsstrukturen

Claims

Patentansprüche
1. Hochpassfilter, ausgebildet auf einem Trägersubstrat
(20), - mit einem Sperrbereich (SB) , einem Durchlassbereich
(DB) und einem dazwischen angeordneten Übergangsbereich (UB), mit zumindest einem Serienelement (SE) und zumindest einem Parallelelement (PE) - bei dem die Serienelemente zwischen einem, einen
Eingang (IN) und einen Ausgang (OUT) verbindenden, Signalpfad angeordnet und miteinander in Serie geschaltet sind bei dem das zumindest eine Parallelelement zwischen dem Signalpfad und Masse geschaltet ist bei dem jedes Serienelement eine Serienschaltung eines akustischen Resonators (R) und eines ersten Kondensators (Cs) umfasst bei dem jedes Parallelelement eine Serienschaltung einer Spule (SP) und eines zweiten Kondensators (CP) umfasst .
2. Hochpassfilter nach Anspruch 1, bei dem die Antiresonanzfrequenz des akustischen Resonators (R) im Sperrbereich (SB) an dessen oberem Ende vorgesehen wird.
3. Hochpassfilter nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Resonanzfrequenz des Parallelelements (PE) im Sperrbereich (SB) in der unteren Hälfte vorgesehen wird.
4. Hochpassfilter nach einem der Ansprüche 1 - 3, bei dem die akustischen Resonatoren (R) der Serienelemente (SE) einen Oberflächenwellenresonator - SAW Resonator - oder einen mit akustischen Volumenwellen arbeitenden Resonator - BAW Resonator - umfassen.
5. Hochpassfilter nach einem der Ansprüche 1 - 4, bei dem das Trägersubstrat (20) ein Mehrlagensubstrat umfasst, das zwischen dielektrischen Schichten angeordnete strukturierte Metallisierungsebenen umfasst, bei dem zumindest eines der Elemente, ausgewählt aus erstem und zweiten Kondensator (CS,CP) und Spule (SP), in das Mehrlagensubstrat integriert ist und durch entsprechend strukturierte Abschnitte einer oder mehrerer Metallisierungsebenen ausgebildet ist.
6. Hochpassfilter nach einem der Ansprüche 1 - 5, bei dem der akustische Resonator (R) zumindest eine piezoelektrische Schicht umfasst, bei dem zumindest einer der ersten und zweiten Kondensatoren (Cs, Cp) als Interdigitalstruktur ausgebildet ist, die direkt auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist.
7. Hochpassfilter nach einem der Ansprüche 1 - 6, bei dem zumindest eines der Elemente, ausgewählt aus erstem und zweiten Kondensator (CS,CP) und Spule (SP) als diskretes auf dem Trägersubstrat (20) angeordnetes Bauelement ausgebildet ist.
8. Hochpassfilter nach einem der Ansprüche 1 - 7, bei dem das Trägersubstrat (20) ein Mehrlagensubstrat mit dielektrischen Schichten auf keramischer Basis und insbesondere auf LTCC Basis ist.
9. Hochpassfilter nach einem der Ansprüche 1 - 7, bei dem das Trägersubstrat (20) ein Mehrlagensubstrat mit dielektrischen Schichten auf organischer Basis ist.
10. Hochpassfilter nach einem der Ansprüche 1 - 7, bei dem das Trägersubstrat (20) zumindest eine Schicht aus Glas, Halbleiter oder Saphir umfasst.
11. Hochpassfilter nach einem der Ansprüche 1 - 10, bei dem die Spule (SP) als luftgewickelte Spule ausgebildet ist .
12. Hochpassfilter nach einem der Ansprüche 1 - 11, bei dem die Resonatoren (R) als SAW Resonatoren auf einem Substrat aus Lithiumtantalat oder Lithiumniobat ausgebildet sind.
13. Hochpassfilter nach Anspruch 12, bei dem die SAW Resonatoren (R) kaskadierte Eintorresonatoren umfassen.
14. Hochpassfilter nach Anspruch 12 oder 13, bei dem alle Resonatoren (R) des Signalpfads in-line angeordnet und akustisch miteinander gekoppelt sind.
15. Hochpassfilter nach Anspruch 12 - 14, bei dem die Resonatoren (R) in ein oder mehrere Gehäuse eingebaut zusammen mit den Spulen (SP) der Parallelelemente (PE) auf dem Trägersubstrat (20) angeordnet sind, bei dem das Trägersubstrat Mehrlagensubstrat auf der Basis einer LTCC ist, - bei dem alle ersten und zweiten Kondensatoren (CS,CP) in das Mehrlagensubstrat integriert sind.
16. Hochpassfilter nach Anspruch 1 - 15, bei dem das Trägersubstrat gleichzeitig als Substrat eines Moduls fungiert, wobei das Modul neben dem Hochpassfilter noch weitere Komponenten von Frontendmodulen der mobilen Kommunikation umfasst, ausgewählt aus Antennenschalter, Leistungsverstärker, Duplexer, Diplexer, Bandpassfilter, Koppler, Balun und elektrostatischer Schutzvorrichtung umfasst.
17. Hochpassfilter nach einem der Ansprüche 1 - 16, mit einer relativ zur Durchlassgrenzfrequenz bemessenen Sperrbereichsbreite von zumindest 25% mit einer Breite des Übergangsbereichs von maximal 9% .
18. Verwendung eines Hochpassfilters nach einem der Ansprüche 1 - 17 in einem Endgerät der mobilen Kommunikation, welches parallel zum Empfang eines DVB-H Signals zwischen 470 und 750 MHz und zum Betrieb zumindest im GSM 850/900 Band ausgelegt ist, als zusätzliches Filter zum Schutz des DVB-H Signals vor dem Störfrequenzen des Leistungsverstärkers während des Betriebs im GSM 850/900 Band oder im Band eines anderen Mobilsystems.
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DE200710033233 DE102007033233B4 (de) 2007-07-17 2007-07-17 Hochpassfilter und Verwendung

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DE (1) DE102007033233B4 (de)
WO (1) WO2009010537A1 (de)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016028960A1 (en) 2014-08-20 2016-02-25 Sabic Global Technologies B.V. Thermoplastic compositions, methods of their manufacture, and articles thereof
WO2017003843A1 (en) 2015-06-30 2017-01-05 Sabic Global Technologies B.V. Thermoplastic composition with balanced chemical resistance and impact properties
WO2019002913A1 (en) 2017-06-27 2019-01-03 Sabic Global Technologies B.V. METHOD FOR PRODUCING ENHANCED MOLD INSERTS AND MOLDING METHOD
WO2019126738A1 (en) 2017-12-21 2019-06-27 Sabic Global Technologies B.V. Thermoplastic composition including passivated chromophore
WO2020194196A1 (en) 2019-03-28 2020-10-01 Sabic Global Technologies B.V. Multilayer sheets, methods of manufacture, and articles formed therefrom

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102014112676A1 (de) * 2014-09-03 2016-03-03 Epcos Ag Filter mit verbesserter Linearität
JP6323348B2 (ja) * 2015-01-23 2018-05-16 株式会社村田製作所 フィルタ装置
KR20190122493A (ko) * 2018-04-20 2019-10-30 삼성전기주식회사 하이 패스 필터

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5291159A (en) * 1992-07-20 1994-03-01 Westinghouse Electric Corp. Acoustic resonator filter with electrically variable center frequency and bandwidth
WO2001078230A1 (en) * 2000-04-06 2001-10-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Tunable filter arrangement
US20040051601A1 (en) * 2002-09-12 2004-03-18 Frank Michael L. Integrated filter and impedance matching network
US20040246077A1 (en) * 2001-12-14 2004-12-09 Koichiro Misu Filter circuit
US20050212612A1 (en) * 2004-01-30 2005-09-29 Kabushiki Kaisha Toshiba Tunable filter and portable telephone
US20070030099A1 (en) * 2005-07-01 2007-02-08 Stmicroelectronics S.A. Band pass filtering circuit fitted with acoustic resonators

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5291159A (en) * 1992-07-20 1994-03-01 Westinghouse Electric Corp. Acoustic resonator filter with electrically variable center frequency and bandwidth
WO2001078230A1 (en) * 2000-04-06 2001-10-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Tunable filter arrangement
US20040246077A1 (en) * 2001-12-14 2004-12-09 Koichiro Misu Filter circuit
US20040051601A1 (en) * 2002-09-12 2004-03-18 Frank Michael L. Integrated filter and impedance matching network
US20050212612A1 (en) * 2004-01-30 2005-09-29 Kabushiki Kaisha Toshiba Tunable filter and portable telephone
US20070030099A1 (en) * 2005-07-01 2007-02-08 Stmicroelectronics S.A. Band pass filtering circuit fitted with acoustic resonators

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KAMPE A ET AL: "A DVB-H Receiver Architecture", NORCHIP CONFERENCE, 2005. 23RD OULU, FINLAND 21-22 NOV. 2005, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, 21 November 2005 (2005-11-21), pages 1 - 4, XP010895322, ISBN: 978-1-4244-0064-5 *
MISU K ET AL: "AN M-DERIVED LADDER HIGH-PASS SAW FILTER", ELECTRONICS & COMMUNICATIONS IN JAPAN, PART III - FUNDAMENTAL ELECTRONIC SCIENCE, WILEY, HOBOKEN, NJ, US, vol. 88, no. 1, PART 03, 1 January 2005 (2005-01-01), pages 27 - 36, XP001213942, ISSN: 1042-0967 *
WRIGHT P V: "Integrated front-end modules for cell phones", ULTRASONICS SYMPOSIUM, 2005 IEEE ROTTERDAM, THE NETHERLANDS 18-21 SEPT. 2005, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, vol. 1, 18 September 2005 (2005-09-18), pages 564 - 572, XP010898804, ISBN: 978-0-7803-9382-0 *

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016028960A1 (en) 2014-08-20 2016-02-25 Sabic Global Technologies B.V. Thermoplastic compositions, methods of their manufacture, and articles thereof
WO2017003843A1 (en) 2015-06-30 2017-01-05 Sabic Global Technologies B.V. Thermoplastic composition with balanced chemical resistance and impact properties
US10590240B2 (en) 2015-06-30 2020-03-17 Sabic Global Technologies B.V. Thermoplastic composition with balanced chemical resistance and impact properties
WO2019002913A1 (en) 2017-06-27 2019-01-03 Sabic Global Technologies B.V. METHOD FOR PRODUCING ENHANCED MOLD INSERTS AND MOLDING METHOD
WO2019126738A1 (en) 2017-12-21 2019-06-27 Sabic Global Technologies B.V. Thermoplastic composition including passivated chromophore
US11193025B2 (en) 2017-12-21 2021-12-07 Shpp Global Technologies B.V. Thermoplastic composition including passivated chromophore
WO2020194196A1 (en) 2019-03-28 2020-10-01 Sabic Global Technologies B.V. Multilayer sheets, methods of manufacture, and articles formed therefrom

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