WO2008122539A1 - Oszillatoranordnung und verfahren zum bereitstellen eines taktsignals - Google Patents

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WO2008122539A1
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capacitor
voltage
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Urs Denier
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Austriamicrosystems Ag
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/01—Details
    • H03K3/011—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. voltage, temperature

Definitions

  • the present invention relates to an oscillator arrangement and a method for providing a clock signal.
  • Oscillator arrangements are used, for example, for providing a clock signal for a charge pump.
  • the charge pump typically employs the clock signal for a voltage conversion process.
  • CMOS Analog Integrated Circuits Based on Weak Inversion Operation discloses several reference current sources described.
  • the object of the present invention is to provide an oscillator arrangement and a method for providing a clock signal, which can be implemented with little effort.
  • an oscillator arrangement includes a reference voltage circuit, a capacitor tap, a comparator, a discharge transistor, and an oscillator output.
  • the reference voltage circuit has a first transistor and a reference voltage tap.
  • the reference voltage tap is connected to a first terminal of a controlled path of the first transistor.
  • At the capacitor tap a capacitor can be coupled.
  • the comparator comprises a first and a second input as well as a comparator output.
  • the first input of the comparator is connected to the reference voltage tap.
  • the second input of the comparator is connected to the capacitor tap.
  • a control terminal of the discharge transistor is coupled to the comparator output.
  • the oscillator output is also coupled to the comparator output.
  • the reference voltage tap serves to provide a reference voltage.
  • a capacitor voltage is provided.
  • the discharge transistor is designed to discharge the capacitor.
  • a clock signal is provided.
  • the comparator compares the signal applied to the first input, which corresponds to the reference voltage or a voltage derived therefrom, and the signal applied to its second input, which corresponds to the capacitor voltage or a voltage derived therefrom, and provides a comparator output signal at the comparator output as a function of ready for the comparison result.
  • the discharge process of the capacitor is advantageously carried out by means of the
  • the clock signal is dependent on the Comparator output signal formed.
  • the oscillator arrangement can be realized with little effort.
  • the reference voltage circuit provides the reference voltage as a function of a voltage drop across the controlled path of the first transistor.
  • no polysilicon resistor or metal film resistor is used to provide the reference voltage.
  • Such resistors have a high space requirement. Since the reference voltage is formed by means of the voltage drop at the controlled path of the first transistor, the oscillator arrangement can advantageously be realized with a small area requirement on a semiconductor body.
  • the reference voltage circuit comprises a voltage divider and a reference voltage tap.
  • the voltage divider comprises the first transistor and a second transistor.
  • the reference voltage tap is disposed between the first and second transistors.
  • the reference voltage tap is connected to a first terminal of a controlled path of the second transistor.
  • the oscillator arrangement comprises a first current source.
  • the first current source has a first current source transistor.
  • the first current source couples a supply voltage terminal to the voltage divider.
  • the first current source connects the supply voltage terminal to a second terminal of the second transistor.
  • a method of providing a clock signal includes providing a reference signal. voltage which is formed as a function of a voltage drop across a controlled path of a first transistor. A capacitor is charged and a capacitor voltage provided. The reference voltage and the capacitor voltage are compared. A comparator output voltage is delivered in response to a result of comparing the reference voltage with the capacitor voltage. The capacitor is discharged in dependence on the comparator output voltage. The clock signal is provided as a function of the comparator output voltage.
  • the reference voltage is generated by means of a controlled path of the first transistor, so that no polysilicon resistance or metal film resistance is required for the generation of the reference voltage.
  • the method with little effort is feasible.
  • a first current is provided by means of a first current source.
  • the first current source comprises a first current source transistor.
  • the first current flows through a controlled path of the first current source transistor.
  • the first current flows through a voltage divider comprising the first transistor and a second transistor.
  • the first current has a value which is approximately proportional to the absolute temperature.
  • the oscillator has a reference current source that provides a reference current. The value of the reference current is approximately proportional to the absolute temperature.
  • the oscillator includes a common control transistor which forms a current mirror with the first current source transistor. The common control transistor is connected to the reference current connected to the source. The reference current flows through the common control transistor.
  • the first current can be adjusted by means of the reference current.
  • FIG. 2 shows an exemplary course of signals of the oscillator arrangement
  • FIG. 3 shows another exemplary embodiment of a capacitor.
  • FIG. 1A shows an exemplary embodiment of an oscillator arrangement.
  • the oscillator arrangement 1 comprises a reference voltage circuit 2 with a reference voltage tap 3, a comparator 4 with a first and a second input 5, 6 and a comparator output 7, a capacitor tap 10, a discharge transistor 11 and an oscillator output 12.
  • the first input 5 of the comparator 4 is connected directly to the reference voltage tap 3.
  • the second input 6 of the comparator 4 is connected directly to the capacitor tap 10.
  • To the capacitor tap 10 a capacitor 13 can be coupled.
  • the capacitor 13 connects the capacitor tap 10 with a reference potential connection 8.
  • the reference voltage circuit 2 has a first transistor 14. A controlled path of the first transistor 14 connects the reference voltage tap 3 to the reference potential terminal 8.
  • the first transistor 14 comprises a first and a second terminal 15, 16 and a control terminal 17.
  • the first terminal 15 of the first transistor 14 is above the reference voltage tap third directly connected to the first input 5 of the comparator 4.
  • the second terminal 16 of the first transistor 14 is connected directly to the reference potential terminal 8.
  • the reference voltage circuit 2 furthermore has a second transistor 18.
  • the first and second transistors 14, 18 are connected in series with each other and together form a voltage divider.
  • the second transistor 18 comprises a first and a second terminal 19, 20 and a control terminal 21.
  • the first terminal 19 of the second transistor 18 is connected directly to the reference voltage tap 3.
  • the second terminal 20 of the second transistor 18 is connected to the control terminal 21 of the second transistor 18 and to the control terminal 17 of the first transistor 14.
  • the comparator 4 comprises a first and a second comparator transistor 22, 26.
  • a first terminal 23 of the first comparator transistor 22 is connected to the first input 5 of the comparator 4. Accordingly, a first terminal 27 of the second comparator transistor 26 is connected to the second input 6 of the comparator 4.
  • a control terminal 25 of the first comparator transistor 22 is connected to a control terminal 29 of the second comparator transistor 26.
  • a second terminal 24 of the first comparator transistor 22 is connected to the control terminal 25 of the first comparator transistor 22. tortransistors 22 connected.
  • the comparator output 7 is connected to a second terminal 26 of the second comparator transistor. Furthermore, the comparator output 7 of the comparator 4 is coupled to the oscillator output 12.
  • the coupling comprises a first inverter 30.
  • the oscillator arrangement 1 comprises a second inverter 31, which is connected in antiparallel to the first inverter 30. An input of the first inverter 30 is connected to an output of the second inverter 31, and an output of the first inverter 30 is connected to an input of the second inverter 31.
  • the first and second inverters 30, 31 thus form a memory cell, English: latch.
  • the oscillator arrangement further comprises a third inverter 32, which is connected between the comparator output 7 and the input of the first inverter 30.
  • a controlled path of the discharge transistor 11 couples the capacitor tap 10 to the reference potential terminal 8.
  • a control terminal of the discharge transistor 11 is connected to the oscillator output 12. Thus, the control terminal of the discharge transistor 11 is coupled to the comparator output 7.
  • the oscillator arrangement 1 furthermore comprises a first, a second and a third current source 34, 35, 36.
  • the first current source 34 couples a supply voltage terminal 9 to the reference voltage circuit 2.
  • the first current source 34 thus connects the supply voltage terminal 9 to the second terminal 20 of the second Transistors 18.
  • the second and the third current source 35, 36 couple the comparator 4 to the supply voltage terminal 9.
  • the second current source 35 connects the second terminal 24 of the first comparator transistor 22 to the supply voltage terminal 9.
  • the third current source 36 connects the second Terminal 28 of the second comparator transistor 26 with the supply voltage terminal 9.
  • the first current source 34th Similarly, the second and third current sources 35, 36 comprise second and third current source transistors 38, 39, respectively.
  • the three current sources 34 through 36 are connected as current mirrors.
  • the control terminals of the first, second and third current source transistors 37 to 39 are connected to each other.
  • the three control terminals of the three current source transistors 37 to 39 are connected to a first terminal of the first current source transistor 37.
  • the first terminal of the first current source transistor 37 is connected to the second terminal 20 of the second transistor 18.
  • a first terminal of the second current source transistor 38 is connected to the second terminal 24 of the first comparator transistor 22.
  • a first terminal of the third current source transistor 39 is connected to the second terminal 28 of the second comparator transistor 26.
  • the second terminals of the three current source transistors 37 to 39 are connected to the supply voltage terminal 9.
  • a reference voltage VREF is provided, which is supplied to the first input 5 of the comparator 4.
  • a capacitor voltage VC can be tapped off, which is supplied to the second input 6 of the comparator 4.
  • a comparator output voltage VOUT is tapped.
  • the oscillator arrangement 1 provides at the oscillator output 12 a clock signal CLK as a function of the comparator output voltage VOUT.
  • a supply voltage VDD is applied to the supply voltage terminal 9.
  • a reference potential VSS is applied to the reference potential terminal 8.
  • the clock signal CLK has a logic value 0 which corresponds to a voltage value of 0 V.
  • the discharge transistor 11 is thus connected in a blocking state.
  • a first current Il provided by the first current source 34 thus flows through the first and the second transistor 14, 18.
  • a second current 12 provided by the second current source 35 flows approximately through the controlled path of the first comparator transistor 22 and through the first transistor 14.
  • the reference voltage VREF corresponds to a voltage drop across the controlled path of the first transistor 14.
  • the reference voltage VREF is formed as a function of an on-resistance RON of the first transistor 14 and of the first and the second current II, 12 and can be calculated approximately with the following equation:
  • a value of the capacitor voltage VC at the end of the first operating phase A can be approximately calculated using the following equation:
  • VC C wherein 13 is a value of the third current, TA is a value of the duration of the first operating phase A and C is a capacitance value of the capacitor 13.
  • the capacitor voltage VC is the second input 6 of the comparator 4 and the reference voltage VREF the first input 5 of the comparator 4 fed.
  • the first input is designed as an inverting input and the second input 6 as a non-inverting input of the comparator 4. If the reference voltage VREF is greater than the capacitor voltage VC, the comparator output voltage VOUT has a low value.
  • the capacitor output voltage VOUT is amplified by the third inverter 32.
  • the capacitor output voltage VOUT is inverted twice by means of the first and third inverters 30, 32 for providing the clock signal CLK. As long as the comparator output voltage VOUT has a low voltage value and thus the clock signal CLK the logical value 0, the discharge transistor 11 is turned off.
  • the capacitor voltage VC increases to the value of the reference voltage VREF, the voltage value of the comparator output voltage VOUT increases and the oscillator arrangement 1 is in the second operating phase B. Accordingly, the clock signal CLK goes from the voltage value 0 V to the voltage value of the supply voltage VDD and thus from the logical value 0 to the logical value 1 via. As a result, the discharge transistor 11 is switched to a conductive operation state, so that the capacitor 13 is discharged and the capacitor voltage VC is lowered to approximately 0V. After lowering the capacitor voltage VC to 0 V, the capacitor voltage VC is now again lower than the reference voltage VREF, so that the comparator output voltage VOUT has a low chip voltage.
  • a period T of the clock signal CLK can thus be calculated according to the following equation:
  • An oscillator frequency f corresponds to the reciprocal of the period T.
  • the first transistor 14 is operated in a triode region since the first and the second current II, 12 flow through it and a voltage at its control terminal 17 is at a high value.
  • the first transistor 14 can be operated in the linear region of the characteristic curve.
  • the second transistor 18 is connected as a diode.
  • the second transistor 18 is operated in the saturation region. The effort for the
  • a current path for generating the reference voltage VREF and a current path for generating the capacitor voltage VC comprise the comparator 4.
  • the first and the second comparator transistor 26 are operated in the saturation region.
  • the first current source transistor 37 is operated in the saturation region.
  • the second and third current source transistors 38, 39 are operated in the saturation region.
  • the oscillator arrangement Advantageously, therefore, 1 has a low power consumption and can be used in battery-powered devices.
  • Such a device may, for example, comprise a charge pump for operating a micromechanical microphone.
  • the power consumption of the oscillator arrangement 1 is approximately independent of the supply voltage VDD, since only the power consumption of the inverters 30 to 32 depends on the supply voltage VDD. Power consumption can be further reduced by selecting transistors with low current drive capability in designing the oscillator arrangement 1.
  • a space requirement for the realization of the oscillator arrangement 1 on a semiconductor body is low since a surface-intensive, high-impedance, passive, integrated resistor can be dispensed with.
  • the period T of the clock signal CLK is stable and approximately independent of the value of the supply voltage VDD and a temperature as well as variations in the manufacturing processes.
  • a settling time is low.
  • a feedback is generated by means of the first and the second inverters 30, 31, so that when the oscillator arrangement 1 is switched on, a starting value of the clock signal CLK automatically sets and thus the oscillator arrangement 1 either with the first operating phase A or with the second Operating phase B begins. Even with a residual charge on an electrode of the capacitor 13, a stable operation is achieved after a power-up of the supply voltage VDD.
  • An additional circuit for specifying a start condition can be omitted.
  • the oscillator frequency is 1 MHz, the area requirement on the semiconductor body per 0.003 mm ⁇ and a power consumption 1 to 2 ⁇ A.
  • the three inverters 30 to 32 each have two transistors, so that altogether 14 transistors and the capacitor 13 are used in the oscillator arrangement 1.
  • the first terminal 15 of the first transistor 14 is connected to the control terminal 17 of the first transistor 14.
  • the second terminal 20 and the control terminal 21 of the second transistor 18, however, are not connected to the control terminal 17 of the first transistor 14.
  • the second terminal 28 of the second comparator transistor 26 is connected to the control terminals 25, 29 of the first and second comparator transistors 22, 26.
  • the second terminal 24 of the first comparator transistor 22, however, is not connected to the control terminals 25, 29.
  • FIG. 1B shows an exemplary embodiment of an oscillator arrangement, which is a development of the oscillator arrangement shown in Figure IA.
  • the oscillator arrangement 1 according to FIG. 1B comprises a common control transistor 40, which is connected to the first, second and third current source transistors 37 to 39 to form a current mirror.
  • the control terminal of the first current source transistor 37 is not connected to a terminal of the first current source transistor 37.
  • the three control terminals of the first, second and third current source transistors 37 to 39 are connected to a control terminal of the common control transistor 40 and to a first terminal of the common control transistor. gate 40 connected.
  • a second terminal of the common control transistor 40 is connected to the supply voltage terminal 9.
  • the common control transistor 40 is thus connected as a diode. Therefore, the common control transistor 40 in each case forms a current mirror with the three current source transistors 37 to 39.
  • the first connection of the common control transistor 40 is connected to a tap 46, which is coupled to the reference potential connection 8 via a reference current source 41.
  • the capacitor 13 comprises a third transistor 33, which is connected as a capacitor.
  • a control terminal of the third transistor 33 is connected to the capacitor tap 10.
  • a first and a second terminal of the third transistor 33 are connected to the reference potential terminal 8.
  • the reference current source 41 has a reference current 14 which flows through the common control transistor 40.
  • Control transistor 40 show the same current driving capability. Thus, the values of the first, second and third currents II, 12, 13 and the reference current 14 are approximately equal.
  • the transistors 14, 18, 22, 26, 33, 37 to 40 are realized as metal-oxide-semiconductor field-effect transistors.
  • the common control transistor 40 is operated in the saturation region.
  • the current source transistors 37, 38, 39, the comparator transistors 22, 26 and the second transistor 18 are in the saturation region.
  • the first transistor 14 is operated in the triode region.
  • the reference current source 41 by means of the reference current source 41, a default value for the first, the second and the third current II, 12, 13 can be achieved.
  • a connection of an external capacitor is avoided by means of the third transistor 33 connected as a capacitor.
  • the oscillator arrangement 1 has only 16 transistors and the reference current source 41.
  • the oscillator arrangement 1 can therefore be realized with little effort.
  • Figure IC shows an alternative exemplary embodiment of an oscillator arrangement, which is a development of the oscillator arrangement shown in Figure IB.
  • the reference current source 41 comprises a fourth, a fifth and a sixth transistor 42 to 44. Further, the reference current source 41 comprises a resistor 45.
  • the fourth transistor 42 couples the tap 46 to the reference potential terminal 8.
  • a series circuit comprises the fifth transistor 43, the resistor 45 and the sixth transistor 44 and connects the power supply terminal 9 to the reference potential terminal 8.
  • a control terminal of the fourth transistor 42 is connected to a tap between the fifth transistor 43 and the resistor 45. Further, a control terminal of the fifth transistor is connected to a tap between the resistor 45 and the sixth transistor 44.
  • a control terminal of the sixth transistor 6 is connected to the reference potential terminal 8.
  • a support capacitor 47 couples the control terminal of the fourth transistor 42 to the reference potential terminal.
  • the reference current 14 thus flows through the fourth transistor 42.
  • the sixth transistor 44 represents a primary reference.
  • the sixth transistor 44 is coupled to a current stabilizer circuit comprising the fourth and fifth transistors 42, 43 and the resistor 45.
  • a fifth current 15 which by the fifth and sixth transistors 43, 44 and the resistor 45 flows, the reference current 14 is set.
  • the reference current 14 is proportional to the absolute value of the temperature.
  • both the reference voltage VREF and the third current 13 at which the capacitor 13 is charged are approximately proportional to the temperature, so that the resulting influence of the temperature on the period T is reduced even further.
  • FIG. 1D shows a further exemplary embodiment of an oscillator arrangement, which is a development of the oscillator arrangement shown in FIG. 1B.
  • the reference current source 41 comprises a seventh, an eighth and a ninth transistor 48 to 50 and a further resistor 51.
  • the tap 46 is connected via the seventh transistor 48 and the further resistor 50 to the reference potential terminal 8.
  • the eighth and ninth transistors 49, 50 are connected in series with each other and couple the power supply terminal 9 to the reference potential terminal 8.
  • a first terminal of the eighth transistor 49 is connected to the reference potential terminal 8 and a second terminal of the eighth transistor 49 is connected to the control terminals of FIG seventh and eighth transistors 48, 49 connected.
  • a first terminal of the ninth transistor 50 is connected to the supply voltage terminal 9, and a second terminal of the ninth transistor 50 is connected to the second terminal of the eighth transistor 49. Further, a control terminal of the ninth transistor 50 is connected to the tap 46.
  • the ninth transistor 50 and common control transistor 40 form a current mirror.
  • the Seventh and eighth transistors 48, 49 form a current mirror because the reference current 14 is so low that a voltage drop VR across the resistor 50 can be neglected.
  • the current mirror of the ninth transistor 50 and the common control transistor 40 and the current mirror of the seventh and from the eighth transistor 48, 49 are interconnected in the form of a closed loop.
  • a gain of the control loop is greater than 1, so that the reference current 14 and the sixth current 16 initially increase until equilibrium is reached. The balance is achieved when the gain of the control loop is reduced by the voltage drop VR across the resistor 51.
  • the resistor 51 is realized as a diffusion resistance.
  • the resistor 51 may be doped like a p-well.
  • a precise adjustment of the reference current 14 and thus of the three currents II, 12, 13, which serve to charge the capacitor 13 and to generate the reference voltage VREF, can be achieved by means of a simple reference current source 41.
  • the reference current 14 is advantageously proportional to the absolute value of the temperature.
  • FIG. 2 shows signal curves of the oscillator arrangement 1 as a function of the time t.
  • the capacitor voltage VC rises approximately in proportion to the time t up to the value of the reference voltage VREF.
  • the capacitor voltage VC drops to an initial value of 0V.
  • the capacitor voltage VC thus has a sawtooth-shaped course.
  • FIG. 3 shows a further exemplary embodiment of the capacitor 13. According to FIG. Raktordiode 52 formed. The varactor diode 52 is connected between the capacitor tap 10 and the reference potential terminal 8.

Landscapes

  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

Eine Oszillatoranordnung (1) umfasst eine Referenzspannungsschaltung (2) mit einem ersten Transistor (14) sowie einem Referenzspannungsabgriff (3) zum Bereitstellen einer Referenzspannung (VREF), der mit einem ersten Anschluss (15) einer gesteuerten Strecke des ersten Transistors (14) verbunden ist. Weiter umfasst die Oszillatoranordnung (1) einen Kondensatorabgriff (10) zum Bereitstellen einer Kondensatorspannung (VC), an den ein Kondensator (13) ankoppelbar ist, und einen Komparator (4) mit einem ersten Eingang (5), der mit dem Referenzspannungsabgriff (3) gekoppelt ist, und einem zweiten Eingang (6), der mit dem Kondensatorabgriff (10) gekoppelt ist. Ferner umfasst die Oszillatoranordnung (1) einen Entladetransistor (11), der an einem Steueranschluss mit einem Komparatorausgang (7) des Komparators (4) gekoppelt und zum Entladen des Kondensators (13) ausgelegt ist, und einen Oszillatorausgang (12) zum Bereitstellen eines Taktsignals (CLK), der mit dem Komparatorausgang (7) des Komparators (4) gekoppelt ist.

Description

Beschreibung
Oszillatoranordnung und Verfahren zum Bereitstellen eines Taktsignals
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Oszillatoranordnung und ein Verfahren zum Bereitstellen eines Taktsignals.
Oszillatoranordnungen werden beispielsweise zum Bereitstellen eines Taktsignals für eine Ladungspumpe eingesetzt. Die Ladungspumpe setzt üblicherweise das Taktsignal für ein Verfahren zur Spannungskonversion ein.
Das Dokument US 5,604,467 befasst sich mit einer temperatur- kompensierten Stromquelle, welche zum Betrieb eines stromkontrollierten Oszillators eingesetzt wird.
Im Dokument "CMOS Analog Integrated Circuits Based on Weak Inversion Operation", E. Vittoz, J. Fellrath, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC-12, Nr. 3, Juni 1977, Seiten 224 - 231, werden mehrere Referenzstromquellen beschrieben.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Oszillatoranordnung und ein Verfahren zum Bereitstellen eines Taktsignals zur Verfügung zu stellen, welche mit einem geringen Aufwand realisierbar sind.
Diese Aufgabe wird mit dem Gegenstand des Patentanspruchs 1 und dem Verfahren gemäß Patentanspruch 13 gelöst. Weiterbil- düngen und Ausgestaltungen sind jeweils Gegenstand der abhängigen Ansprüche. In einer Ausführungsform umfasst eine Oszillatoranordnung eine Referenzspannungsschaltung, einen Kondensatorabgriff, einen Komparator, einen Entladetransistor und einen Oszillatorausgang. Die Referenzspannungsschaltung weist einen ersten Transistor und einen Referenzspannungsabgriff auf. Der Referenzspannungsabgriff ist an einen ersten Anschluss einer gesteuerten Strecke des ersten Transistors angeschlossen. An den Kondensatorabgriff ist ein Kondensator ankoppelbar. Der Komparator umfasst einen ersten und einen zweiten Eingang so- wie einen Komparatorausgang. Der erste Eingang des Kompara- tors ist mit dem Referenzspannungsabgriff verbunden. Hingegen ist der zweite Eingang des Komparators mit dem Kondensatorabgriff verbunden. Ein Steueranschluss des Entladetransistors ist mit dem Komparatorausgang gekoppelt. Der Oszillatoraus- gang ist ebenfalls mit dem Komparatorausgang gekoppelt.
Der Referenzspannungsabgriff dient zum Bereitstellen einer Referenzspannung. Am Kondensatorabgriff wird eine Kondensatorspannung bereitgestellt. Der Entladetransistor ist zum Entladen des Kondensators ausgebildet. Am Oszillatorausgang wird ein Taktsignal bereitgestellt.
Mit Vorteil vergleicht der Komparator das am ersten Eingang anliegende Signal, das der Referenzspannung oder einer davon abgeleiteten Spannung entspricht, und das an seinem zweiten Eingang anliegende Signal, welches der Kondensatorspannung oder einer davon abgeleiteten Spannung entspricht, und stellt ein Komparatorausgangssignal am Komparatorausgang in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis bereit. Der Entladungsvor- gang des Kondensators wird vorteilhafterweise mittels des
Komparatorausgangssignals oder eines davon abgeleiteten Signals gesteuert. Das Taktsignal wird in Abhängigkeit von dem Komparatorausgangssignal gebildet. Mit Vorteil ist die Oszillatoranordnung mit geringem Aufwand realisierbar.
In einer bevorzugten Ausführungsform stellt die Referenzspan- nungsschaltung die Referenzspannung in Abhängigkeit einer ü- ber der gesteuerten Strecke des ersten Transistors abfallenden Spannung bereit. Vorteilhafterweise wird kein Polysilizi- umwiderstand oder Metallfilmwiderstand zum Bereitstellen der Referenzspannung verwendet. Derartige Widerstände weisen ei- nen hohen Flächenbedarf auf. Da die Referenzspannung mittels des Spannungsabfalls an der gesteuerten Strecke des ersten Transistors gebildet wird, ist die Oszillatoranordnung mit Vorteil mit einem geringen Flächenbedarf auf einem Halbleiterkörper realisierbar.
In einer Ausführungsform weist die Referenzspannungsschaltung einen Spannungsteiler und einen Referenzspannungsabgriff auf. Der Spannungsteiler umfasst den ersten Transistor und einen zweiten Transistor. Der Referenzspannungsabgriff ist zwischen dem ersten und dem zweiten Transistor angeordnet. Der Referenzspannungsabgriff ist mit einem ersten Anschluss einer gesteuerten Strecke des zweiten Transistors verbunden.
In einer Weiterentwicklung umfasst die Oszillatoranordnung eine erste Stromquelle. Die erste Stromquelle weist einen ersten Stromquellentransistor auf. Die erste Stromquelle koppelt einen Versorgungsspannungsanschluss mit dem Spannungsteiler. Die erste Stromquelle verbindet den Versorgungsspannungsanschluss mit einem zweiten Anschluss des zweiten Tran- sistors.
In einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren zum Bereitstellen eines Taktsignals ein Bereitstellen einer Referenz- spannung, welche in Abhängigkeit einer über einer gesteuerten Strecke eines ersten Transistors abfallenden Spannung gebildet wird. Ein Kondensator wird aufgeladen und eine Kondensatorspannung bereitgestellt. Die Referenzspannung und die Kon- densatorspannung werden verglichen. Eine Komparatorausgangs- spannung wird in Abhängigkeit von einem Ergebnis des Vergleichs der Referenzspannung mit der Kondensatorspannung abgegeben. Der Kondensator wird in Abhängigkeit von der Kompa- ratorausgangsspannung entladen. Das Taktsignal wird in Abhän- gigkeit von der Komparatorausgangsspannung bereitgestellt.
Mit Vorteil wird die Referenzspannung mittels einer gesteuerten Strecke des ersten Transistors erzeugt, sodass kein PoIy- siliziumwiderstand oder Metallfilmwiderstand für die Erzeu- gung der Referenzspannung benötigt wird. Mit Vorteil ist das Verfahren mit geringem Aufwand realisierbar.
In einer Ausführungsform wird ein erster Strom mittels einer ersten Stromquelle bereitgestellt. Die erste Stromquelle um- fasst einen ersten Stromquellentransistor. Der erste Strom fließt durch eine gesteuerte Strecke des ersten Stromquellentransistors. Der erste Strom fließt durch einen Spannungsteiler, welcher den ersten Transistor und einen zweiten Transistor umfasst.
In einer Weiterbildung weist der erste Strom einen Wert auf, der näherungsweise proportional zur absoluten Temperatur ist. Der Oszillator weist eine Referenzstromquelle auf, die einen Referenzstrom bereitstellt. Der Wert des Referenzstromes ist näherungsweise proportional zur absoluten Temperatur. Der Oszillator umfasst einen gemeinsamen Steuertransistor, der mit dem ersten Stromquellentransistor einen Stromspiegel bildet. Der gemeinsame Steuertransistor ist mit der Referenzstrom- quelle verbunden. Der Referenzstrom fließt durch den gemeinsamen Steuertransistor. Mit Vorteil kann mittels des Referenzstroms der erste Strom eingestellt werden.
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- beziehungsweise wirkungsgleiche Bauelemente und Schaltungsteile tragen gleiche Bezugszeichen. Insoweit sich Schaltungsteile oder Bauelemente in ihrer Funktion entsprechen, wird der Be- Schreibung nicht in jeder der folgenden Figuren wiederholt.
Es zeigen:
Figuren IA - ID beispielhafte Ausführungsformen einer Os- zillatoranordnung nach dem vorgeschlagenen
Prinzip,
Figur 2 einen beispielhaften Verlauf von Signalen der Oszillatoranordnung,
Figur 3 eine weitere beispielhafte Ausführungsform eines Kondensators.
Figur IA zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Os- zillatoranordnung. Die Oszillatoranordnung 1 umfasst eine Referenzspannungsschaltung 2 mit einem Referenzspannungsabgriff 3, einen Komparator 4 mit einem ersten und einem zweiten Eingang 5, 6 sowie einen Komparatorausgang 7, einen Kondensatorabgriff 10, einen Entladetransistor 11 und einen Oszillator- ausgang 12. Der erste Eingang 5 des Komparators 4 ist direkt an den Referenzspannungsabgriff 3 angeschlossen. Dagegen ist der zweite Eingang 6 des Komparators 4 direkt an den Kondensatorabgriff 10 angeschlossen. An den Kondensatorabgriff 10 ist ein Kondensator 13 ankoppelbar. Der Kondensator 13 verbindet den Kondensatorabgriff 10 mit einem Bezugspotentialan- schluss 8. Die Referenzspannungsschaltung 2 weist einen ersten Transistor 14 auf. Eine gesteuerte Strecke des ersten Transistors 14 verbindet den Referenzspannungsabgriff 3 mit dem Bezugspotentialanschluss 8. Der erste Transistor 14 um- fasst einen ersten und einen zweiten Anschluss 15, 16 sowie einen Steueranschluss 17. Der erste Anschluss 15 des ersten Transistors 14 ist über den Referenzspannungsabgriff 3 direkt an den ersten Eingang 5 des Komparators 4 angeschlossen. Der zweite Anschluss 16 des ersten Transistors 14 ist direkt an den Bezugspotentialanschluss 8 angeschlossen. Die Referenzspannungsschaltung 2 weist darüber hinaus einen zweiten Transistor 18 auf. Der erste und der zweite Transistor 14, 18 sind seriell zueinander geschaltet und bilden zusammen einen Spannungsteiler. Der zweite Transistor 18 umfasst einen ersten und einen zweiten Anschluss 19, 20 sowie einen Steueranschluss 21. Der erste Anschluss 19 des zweiten Transistors 18 ist direkt an den Referenzspannungsabgriff 3 angeschlossen. Der zweite Anschluss 20 des zweiten Transistors 18 ist an den Steueranschluss 21 des zweiten Transistors 18 und an den Steueranschluss 17 des ersten Transistors 14 angeschlossen.
Der Komparator 4 umfasst einen ersten und einen zweiten Kom- paratortransistor 22, 26. Ein erster Anschluss 23 des ersten Komparatortransistors 22 ist an den ersten Eingang 5 des Komparators 4 angeschlossen. Entsprechend ist ein erster Anschluss 27 des zweiten Komparatortransistors 26 an den zweiten Eingang 6 des Komparators 4 angeschlossen. Ein Steueran- Schluss 25 des ersten Komparatortransistors 22 ist mit einem Steueranschluss 29 des zweiten Komparatortransistors 26 verbunden. Ein zweiter Anschluss 24 des ersten Komparatortransistors 22 ist mit dem Steueranschluss 25 des ersten Kompara- tortransistors 22 verbunden. Der Komparatorausgang 7 ist an einen zweiten Anschluss 26 des zweiten Komparatortransistors angeschlossen. Weiter ist der Komparatorausgang 7 des Kompa- rators 4 mit dem Oszillatorausgang 12 gekoppelt. Die Kopplung umfasst einen ersten Inverter 30. Ferner umfasst die Oszillatoranordnung 1 einen zweiten Inverter 31, der antiparallel zu dem ersten Inverter 30 geschaltet ist. Ein Eingang des ersten Inverters 30 ist mit einem Ausgang des zweiten Inverters 31 und ein Ausgang des ersten Inverters 30 ist mit einem Eingang des zweiten Inverters 31 verbunden. Der erste und der zweite Inverter 30, 31 bilden somit eine Speicherzelle, englisch: latch. Die Oszillatoranordnung umfasst darüber hinaus einen dritten Inverter 32, der zwischen den Komparatorausgang 7 und den Eingang des ersten Inverters 30 geschaltet ist. Eine ge- steuerte Strecke des Entladetransistors 11 koppelt den Kondensatorabgriff 10 mit dem Bezugspotentialanschluss 8. Ein Steueranschluss des Entladetransistors 11 ist mit dem Oszillatorausgang 12 verbunden. Damit ist der Steueranschluss des Entladetransistors 11 mit dem Komparatorausgang 7 gekoppelt.
Die Oszillatoranordnung 1 umfasst darüber hinaus eine erste, eine zweite und eine dritte Stromquelle 34, 35, 36. Die erste Stromquelle 34 koppelt einen Versorgungsspannungsanschluss 9 mit der Referenzspannungsschaltung 2. Die erste Stromquelle 34 verbindet somit den Versorgungsspannungsanschluss 9 mit dem zweiten Anschluss 20 des zweiten Transistors 18. Die zweite und die dritte Stromquelle 35, 36 koppeln den Kompara- tor 4 mit dem Versorgungsspannungsanschluss 9. Dazu verbindet die zweite Stromquelle 35 den zweiten Anschluss 24 des ersten Komparatortransistors 22 mit dem Versorgungsspannungsanschluss 9. Die dritte Stromquelle 36 hingegen verbindet den zweiten Anschluss 28 des zweiten Komparatortransistors 26 mit dem Versorgungsspannungsanschluss 9. Die erste Stromquelle 34 umfasst einen ersten Stromquellentransistor 37. Entsprechend umfasst die zweite und die dritte Stromquelle 35, 36 einen zweiten beziehungsweise einen dritten Stromquellentransistor 38, 39. Die drei Stromquellen 34 bis 36 sind als Stromspiegel geschaltet. Die Steueranschlüsse des ersten, des zweiten und des dritten Stromquellentransistors 37 bis 39 sind miteinander verbunden. Darüber hinaus sind die drei Steueranschlüsse der drei Stromquellentransistoren 37 bis 39 mit einem ersten Anschluss des ersten Stromquellentransistors 37 verbunden. Der erste Anschluss des ersten Stromquellentransistors 37 ist an den zweiten Anschluss 20 des zweiten Transistors 18 angeschlossen. Hingegen ist ein erster Anschluss des zweiten Stromquellentransistors 38 an den zweiten Anschluss 24 des ersten Komparatortransistors 22 angeschlossen. Entsprechend ein erster Anschluss des dritten Stromquellentransistors 39 an den zweiten Anschluss 28 des zweiten Komparatortransistors 26 angeschlossen. Die zweiten Anschlüsse der drei Stromquellentransistoren 37 bis 39 sind mit dem Versorgungsspannungs- anschluss 9 verbunden.
Am Referenzspannungsabgriff 3 wird eine Referenzspannung VREF bereitgestellt, die dem ersten Eingang 5 des Komparators 4 zugeleitet wird. Am Kondensatorabgriff 10 ist eine Kondensatorspannung VC abgreifbar, welche dem zweiten Eingang 6 des Komparators 4 zugeführt wird. Am Komparatorausgang 7 wird eine Komparatorausgangsspannung VOUT abgegriffen. Die Oszillatoranordnung 1 stellt am Oszillatorausgang 12 ein Taktsignal CLK als Funktion der Komparatorausgangsspannung VOUT bereit. An den Versorgungsspannungsanschluss 9 wird eine Ver- sorgungsspannung VDD angelegt. Ein Bezugspotential VSS liegt am Bezugspotentialanschluss 8 an. Gemäß den in Figur 2 dargestellten Signalverläufen weist in einer ersten Betriebsphase A das Taktsignal CLK einen logischen Wert 0 auf, welcher einem Spannungswert von 0 V entspricht. Der Entladetransistor 11 ist somit in einen sperren- den Zustand geschaltet. Ein von der ersten Stromquelle 34 bereitgestellter erster Strom Il fließt somit durch den ersten und den zweiten Transistor 14, 18. Ein von der zweiten Stromquelle 35 bereitgestellter zweiter Strom 12 fließt näherungsweise durch die gesteuerte Strecke des ersten Komparatortran- sistors 22 und durch den ersten Transistor 14. Die Referenzspannung VREF entspricht einer über der gesteuerten Strecke des ersten Transistors 14 abfallenden Spannung. Die Referenzspannung VREF wird in Abhängigkeit eines Einschaltwiderstandes RON des ersten Transistors 14 und des ersten und des zweiten Strom II, 12 gebildet und kann näherungsweise mit folgender Gleichung berechnet werden:
VREF=RON -(R +12),
Ein von der dritten Stromquelle 36 bereitgestellter dritter
Strom 13 fließt im Wesentlichen durch den zweiten Komparator- transistor 26 zu dem Kondensator 13. Mit dem dritten Strom 13 wird somit der Kondensator 13 aufgeladen, sodass am Kondensator 13 die Kondensatorspannung VC abgreifbar ist. Die Konden- satorspannung VC steigt näherungsweise linear mit der Zeit t an. Ein Wert der Kondensatorspannung VC am Ende der ersten Betriebsphase A kann näherungsweise mit folgender Gleichung berechnet werden:
TA-B
VC = C wobei 13 ein Wert des dritten Stromes, TA einen Wert der Dauer des ersten Betriebsphase A und C ein Kapazitätswert des Kondensators 13 ist.
Die Kondensatorspannung VC wird dem zweiten Eingang 6 des Komparators 4 und die Referenzspannung VREF dem ersten Eingang 5 des Komparators 4 zugeleitet. Dabei ist der erste Eingang als invertierender Eingang und der zweite Eingang 6 als nicht-invertierender Eingang des Komparators 4 ausgebildet. Ist die Referenzspannung VREF größer als die Kondensatorspannung VC, so weist die Komparatorausgangsspannung VOUT einen niedrigen Wert auf. Die Kondensatorausgangsspannung VOUT wird mittels des dritten Inverters 32 verstärkt. Darüber hinaus wird die Kondensatorausgangsspannung VOUT mittels des ersten und des dritten Inverters 30, 32 zwei Mal für das Bereitstellen des Taktsignals CLK invertiert. Solange der Komparatorausgangsspannung VOUT einen niedrigen Spannungswert und damit das Taktsignal CLK den logischen Wert 0 aufweisen, ist der Entladetransistor 11 sperrend geschaltet. Steigt jedoch auf- grund des Aufladevorgangs mittels des dritten Stromes 13 die Kondensatorspannung VC auf den Wert der Referenzspannung VREF an, so erhöht sich der Spannungswert der Komparatorausgangsspannung VOUT und die Oszillatoranordnung 1 befindet sich in der zweiten Betriebsphase B. Entsprechend geht das Taktsignal CLK vom Spannungswert 0 V auf den Spannungswert der Versorgungsspannung VDD und damit vom logischen Wert 0 auf den logischen Wert 1 über. Demzufolge wird der Entladetransistor 11 in einen leitenden Betriebszustand geschaltet, sodass der Kondensator 13 entladen wird und die Kondensatorspannung VC auf näherungsweise 0 V abgesenkt wird. Nach dem Absenken der Kondensatorspannung VC auf 0 V ist die Kondensatorspannung VC nunmehr wieder geringer als die Referenzspannung VREF, sodass die Komparatorausgangsspannung VOUT einen niedrigen Span- nungswert und das Taktsignal CLK wieder den logischen Wert 0 annehmen. Der Vorgang wiederholt sich periodisch. Am Übergang von der ersten zu der zweiten Betriebsphase A, B ist die Kondensatorspannung VC näherungsweise gleich der Referenzspan- nung VREF. Eine Periodendauer T des Taktsignals CLK lässt sich somit gemäß folgender Gleichung berechnen:
T=TA +TB ,
wobei TB eine Dauer der zweiten Betriebsphase B ist. Eine Oszillatorfrequenz f entspricht dem Kehrwert der Periodendauer T.
Mit Vorteil wird der erste Transistor 14 in einem Triodenbe- reich betrieben, da durch ihn der erste und der zweite Strom II, 12 fließen und eine Spannung an seinem Steueranschluss 17 auf einem hohen Wert ist. Der erste Transistor 14 kann im linearen Bereich der Kennlinie betrieben werden. Der zweite Transistor 18 ist als Diode geschaltet. Der zweite Transistor 18 wird im Sättigungsbereich betrieben. Der Aufwand für die
Herstellung eines Polysiliziumwiderstandes oder eines Metallwiderstandes entfällt, da die Referenzspannung VREF mittels Transistoren gebildet wird. Ein Strompfad zum Erzeugen der Referenzspannung VREF und ein Strompfad zum Erzeugen der Kon- densatorspannung VC umfassen den Komparator 4. Der erste und der zweite Komparatortransistor 26 werden im Sättigungsbereich betrieben. Der erste Stromquellentransistor 37 wird im Sättigungsbereich betrieben. Der zweite und der dritte Stromquellentransistor 38, 39 werden in Sättigungsbereich betrie- ben. Es werden somit keine zusätzlichen Strompfade, welche einen zusätzlichen Leistungsbedarf und einen weiteren Flächenaufwand auf einem Hableiterkörper verursachen, für die Realisierung des Komparators 4 benötigt. Die Oszillatoranord- nung 1 weist daher vorteilhafterweise einen niedrigen Leistungsverbrauch auf und kann in batteriebetriebenen Geräten eingesetzt werden. Ein derartiges Gerät kann beispielsweise eine Ladungspumpe zum Betrieb eines mikromechanischen Mikro- phons umfassen. Der Leistungsverbrauch der Oszillatoranordnung 1 ist näherungsweise unabhängig von der Versorgungsspannung VDD, da ausschließlich der Leistungsverbrauch der Inver- ter 30 bis 32 von der Versorgungsspannung VDD abhängt. Der Leistungsverbrauch kann weiter verringert werden, indem beim Entwerfen der Oszillatoranordnung 1 Transistoren mit geringer Stromtreiberfähigkeit ausgewählt werden.
Ein Flächenbedarf für die Realisierung des Oszillatoranordnung 1 auf einem Halbleiterkörper ist gering, da ein flächen- intensiver, hochohmiger, passiver, integrierter Widerstand entfallen kann. Die Periodendauer T des Taktsignals CLK ist stabil und näherungsweise unabhängig von dem Wert der Versorgungsspannung VDD und einer Temperatur sowie von Schwankungen bei den Herstellungsprozessen. Eine Einschwingzeit ist ge- ring. Mit Vorteil wird mittels des ersten und des zweiten In- verters 30, 31 eine Rückkopplung erzeugt, so dass sich bei einem Einschalten der Oszillatoranordnung 1 selbsttätig ein Startwert des Taktsignals CLK einstellt und somit die Oszillatoranordnung 1 entweder mit der ersten Betriebsphase A oder mit der zweiten Betriebsphase B beginnt. Auch bei einer Restladung auf einer Elektrode des Kondensators 13 wird ein stabiler Betrieb nach einem Hochfahren der Versorgungsspannung VDD erzielt. Eine zusätzliche Schaltung zur Vorgabe einer Startbedingung kann entfallen.
In einer Ausführungsform mit einem Herstellungsprozess mit einer typischen Strukturgröße von 0,35 μm beträgt die Oszillatorfrequenz 1 MHz, der Flächenbedarf auf dem Halbleiterkör- per 0,003 mm^ und ein Stromverbrauch 1 bis 2 μA. Die drei In- verter 30 bis 32 weisen jeweils zwei Transistoren auf, so dass in der Oszillatoranordnung 1 insgesamt 14 Transistoren und der Kondensator 13 verwendet werden.
In einer alternativen, nicht gezeigten Ausführungsform ist der erste Anschluss 15 des ersten Transistors 14 mit dem Steueranschluss 17 des ersten Transistors 14 verbunden. Der zweite Anschluss 20 und der Steueranschluss 21 des zweiten Transistors 18 sind hingegen nicht mit dem Steueranschluss 17 des ersten Transistors 14 verbunden.
In einer alternativen, nicht gezeigten Ausführungsform ist der zweite Anschluss 28 des zweiten Komparatortransistors 26 mit den Steueranschlüssen 25, 29 des ersten und des zweiten Komparatortransistors 22, 26 verbunden. Der zweite Anschluss 24 des ersten Komparatortransistors 22 ist dagegen nicht mit den Steueranschlüssen 25, 29 verbunden.
Figur IB zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Oszillatoranordnung, welche eine Weiterbildung der in Figur IA gezeigten Oszillatoranordnung ist. Die Oszillatoranordnung 1 gemäß Figur IB umfasst einen gemeinsamen Steuertransistor 40, der mit dem ersten, dem zweiten und dem dritten Stromquellen- transistor 37 bis 39 zur Bildung eines Stromspiegels verschaltet ist. Im Unterschied zu der Oszillatoranordnung gemäß Figur IA ist in der Oszillatoranordnung 1 gemäß Figur IB der Steueranschluss des ersten Stromquellentransistors 37 nicht mit einem Anschluss des ersten Stromquellentransistors 37 verbunden. Die drei Steueranschlüsse des ersten, des zweiten und des dritten Stromquellentransistors 37 bis 39 sind mit einem Steueranschluss des gemeinsamen Steuertransistors 40 und mit einem ersten Anschluss des gemeinsamen Steuertransis- tors 40 verbunden. Ein zweiter Anschluss des gemeinsamen Steuertransistors 40 ist am Versorgungsspannungsanschluss 9 angeschlossen. Der gemeinsame Steuertransistor 40 ist somit als Diode geschaltet. Daher bildet der gemeinsame Steuertran- sistor 40 jeweils einen Stromspiegel mit den drei Stromquellentransistoren 37 bis 39. Der erste Anschluss des gemeinsamen Steuertransistors 40 ist mit einem Abgriff 46 verbunden, der über eine Referenzstromquelle 41 mit dem Bezugspotential- anschluss 8 gekoppelt ist.
Der Kondensator 13 umfasst einen dritten Transistor 33, der als Kondensator geschaltet ist. Ein Steueranschluss des dritten Transistors 33 ist mit dem Kondensatorabgriff 10 verbunden. Ein erster und ein zweiter Anschluss des dritten Tran- sistors 33 sind an den Bezugspotentialanschluss 8 angeschlossen .
Die Referenzstromquelle 41 weist einen Referenzstrom 14 auf, der durch den gemeinsamen Steuertransistor 40 fließt. Die drei Stromquellentransistoren 37 bis 39 und der gemeinsame
Steuertransistor 40 zeigen die gleiche Stromtreiberfähigkeit. Somit sind die Werte des ersten, des zweiten und des dritten Stroms II, 12, 13 sowie des Referenzstroms 14 näherungsweise gleich. Die Transistoren 14, 18, 22, 26, 33, 37 bis 40 sind als Metall-Oxid-Halbleiter Feldeffekttransistoren realisiert. Der gemeinsame Steuertransistor 40 wird im Sättigungsbereich betrieben. Die Stromquellentransistoren 37, 38, 39, die Kom- paratortransistoren 22, 26 und der zweite Transistor 18 befinden sich im Sättigungsbereich. Der erste Transistor 14 wird im Triodenbereich betrieben.
Mit Vorteil kann mittels der Referenzstromquelle 41 ein Vorgabewert für den ersten, den zweiten und den dritten Strom II, 12, 13 erreicht werden. Mit Vorteil wird mittels des als Kondensator geschalteten dritten Transistors 33 ein Anschließen eines externen Kondensators vermieden. Die Oszillatoranordnung 1 weist nur 16 Transistoren sowie die Referenzstrom- quelle 41 auf. Mit Vorteil ist die Oszillatoranordnung 1 daher aufwandsarm realisierbar.
Figur IC zeigt eine alternative beispielhafte Ausführungsform einer Oszillatoranordnung, welche eine Weiterbildung der in Figur IB gezeigten Oszillatoranordnung ist. Die Referenzstromquelle 41 umfasst einen vierten, einen fünften und einen sechsten Transistor 42 bis 44. Ferner umfasst die Referenzstromquelle 41 einen Widerstand 45. Der vierte Transistor 42 koppelt den Abgriff 46 mit dem Bezugspotentialanschluss 8. Eine Serienschaltung umfasst den fünften Transistor 43, den Widerstand 45 und den sechsten Transistor 44 und verbindet den Versorgungsspannungsanschluss 9 mit dem Bezugspotentialanschluss 8. Ein Steueranschluss des vierten Transistors 42 ist mit einem Abgriff zwischen dem fünften Transistor 43 und dem Widerstand 45 verbunden. Weiter ist ein Steueranschluss des fünften Transistors mit einem Abgriff zwischen dem Widerstand 45 und dem sechsten Transistor 44 verbunden. Darüber hinaus ist ein Steueranschluss des sechsten Transistors 6 an den Bezugspotentialanschluss 8 angeschlossen. Ein Stützkon- densator 47 koppelt den Steueranschluss des vierten Transistors 42 mit dem Bezugspotentialanschluss.
Der Referenzstrom 14 fließt somit durch den vierten Transistor 42. Der sechste Transistor 44 stellt eine primäre Refe- renz dar. Der sechste Transistor 44 wird mit einer Stromstabilisatorschaltung, welche den vierten und den fünften Transistor 42, 43 sowie den Widerstand 45 umfasst, gekoppelt. Somit wird mittels eines fünften Stromes 15, der durch den fünften und sechsten Transistor 43, 44 und den Widerstand 45 fließt, der Referenzstrom 14 eingestellt.
Mit Vorteil ist der Referenzstrom 14 proportional zu dem ab- soluten Wert der Temperatur. Somit sind sowohl die Referenzspannung VREF wie auch der dritte Strom 13, mit dem der Kondensator 13 aufgeladen wird, näherungsweise proportional zu der Temperatur, so dass der resultierende Einfluss der Temperatur auf die Periodendauer T noch weiter verringert ist.
Figur ID zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform einer Oszillatoranordnung, welche eine Weiterbildung der in Figur IB gezeigten Oszillatoranordnung ist. Die Referenzstromquelle 41 umfasst einen siebten, einen achten und einen neun- ten Transistor 48 bis 50 sowie einen weiteren Widerstand 51. Der Abgriff 46 ist über den siebten Transistor 48 und den weiteren Widerstand 50 mit dem Bezugspotentialanschluss 8 verbunden. Der achte und der neunte Transistor 49, 50 sind seriell zueinander geschaltet und koppeln den Versorgungs- spannungsanschluss 9 mit dem Bezugspotentialanschluss 8. Ein erster Anschluss des achten Transistors 49 ist mit dem Bezugspotentialanschluss 8 und ein zweiter Anschluss des achten Transistors 49 ist mit den Steueranschlüssen des siebten und des achten Transistors 48, 49 verbunden. Ein erster Anschluss des neunten Transistors 50 ist mit dem Versorgungsspannungs- anschluss 9 und ein zweiter Anschluss des neunten Transistors 50 ist mit dem zweiten Anschluss des achten Transistors 49 verbunden. Ferner ist ein Steueranschluss des neunten Transistors 50 mit dem Abgriff 46 verbunden.
Ein sechster Strom 16 fließt durch den achten und den neunten Transistor 49, 50. Der neunte Transistor 50 und der gemeinsame Steuertransistor 40 bilden einen Stromspiegel. Auch der siebte und der achte Transistor 48, 49 bilden einen Stromspiegel, da der Referenzstrom 14 derart gering ist, dass ein Spannungsabfall VR über dem Widerstand 50 vernachlässigt werden kann. Der Stromspiegel aus dem neunten Transistor 50 und dem gemeinsamen Steuertransistor 40 sowie der Stromspiegel aus dem siebten und aus dem achten Transistor 48, 49 sind miteinander in Form eines geschlossenen Regelkreises verschaltet. Ein Verstärkungsfaktor des Regelkreises ist größer als 1, sodass der Referenzstrom 14 und der sechste Strom 16 anfänglich ansteigen, bis ein Gleichgewicht erreicht ist. Das Gleichgewicht ist erreicht, wenn der Verstärkungsfaktor des Regelkreises durch den Spannungsabfall VR über dem Widerstand 51 reduziert wird. Der Widerstand 51 ist als Diffusionswiderstand realisiert. Der Widerstand 51 kann wie eine p-Wanne do- tiert sein.
Mit Vorteil ist mittels einer einfachen Referenzstromquelle 41 eine genaue Einstellung des Referenzstroms 14 und damit der drei Ströme II, 12, 13, welche zum Aufladen des Kondensa- tors 13 und zum Erzeugen der Referenzspannung VREF dienen, erzielbar. Der Referenzstrom 14 ist vorteilhafterweise proportional zu dem absoluten Wert der Temperatur.
Figur 2 zeigt Signalverläufe der Oszillatoranordnung 1 in Ab- hängigkeit von der Zeit t. In der ersten Betriebsphase A steigt die Kondensatorspannung VC näherungsweise proportional mit der Zeit t bis auf den Wert der Referenzspannung VREF an. In der zweiten Betriebsphase B fällt die Kondensatorspannung VC auf einen Anfangswert von 0 V ab . Die Kondensatorspannung VC weist somit einen sägezahnförmigen Verlauf auf.
Figur 3 zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform des Kondensators 13. Gemäß Figur 3 ist der Kondensator 13 als Va- raktordiode 52 ausgebildet. Die Varaktordiode 52 ist zwischen den Kondensatorabgriff 10 und den Bezugspotentialanschluss 8 geschaltet .
Bezugszeichenliste
1 Oszillatoranordnung
2 ReferenzspannungsSchaltung
3 Referenzspannungsabgriff
4 Komparator
5 erster Eingang
6 zweiter Eingang
7 Komparatorausgang
8 BezugspotentialanSchluss
9 Versorgungsspannungsanschluss
10 Kondensatorabgriff
11 Entladetransistor
12 Oszillatorausgang
13 Kondensator
14 erster Transistor
15 erster Anschluss
16 zweiter Anschluss
17 Steueranschluss
18 zweiter Transistor
19 erster Anschluss
20 zweiter Anschluss
21 Steueranschluss
22 erster Komparatortransistor
23 erster Anschluss
24 zweiter Anschluss
25 Steueranschluss
26 zweiter Komparatortransistor
27 erster Anschluss
28 zweiter Anschluss
29 Steueranschluss
30 erster Inverter
31 zweiter Inverter 32 dritter Inverter
33 dritter Transistor
34 erste Stromquelle
35 zweite Stromquelle
36 dritte Stromquelle
37 erster Stromquellentransistor
38 zweiter Stromquellentransistor
39 dritter Stromquellentransistor
40 gemeinsamer Steuertransistor
41 Referenzstromquelle
42 vierter Transistor
43 fünfter Transistor
44 sechster Transistor
45 Widerstand
46 Abgriff
47 Stützkondensator
48 siebter Transistor
49 achter Transistor
50 neunter Transistor
51 weiterer Widerstand
52 Varaktordiode
A erste Betriebsphase
B zweite Betriebsphase
CLK Taktsignal
Il erster Strom
12 zweiter Strom
13 dritter Strom
14 Referenzström
15 fünfter Strom
16 sechster Strom
VC KondensatorSpannung
VDD VersorgungsSpannung
VOUT KomparatorausgangsSpannung VR Spannungsabfall VREF Referenzspannung VSS Bezugspotential

Claims

Patentansprüche
1. Oszillatoranordnung, umfassend eine Referenzspannungsschaltung (2), die einen Spannungs- teuer, der einen ersten Transistor (14) und einen zweiten Transistor (18) umfasst, und einen Referenzspannungsabgriff (3) zum Bereitstellen einer Referenzspannung (VREF) aufweist derart, dass der Referenzspannungsabgriff (3) mit einem ersten Anschluss (15) einer gesteuerten Strecke des ersten Transistors (14) und mit einem ersten Anschluss (19) einer gesteuerten Strecke des zweiten Transistors (18) verbunden ist, eine erste Stromquelle (34), die einen ersten Stromquellentransistor (37) umfasst und einen Versorgungsspannungs- anschluss (9) mit einem zweiten Anschluss (20) des zweiten Transistors (18) verbindet, einen Kondensatorabgriff (10) zum Bereitstellen einer Kondensatorspannung (VC), an den ein Kondensator (13) ankoppelbar ist, - einen Komparator (4) mit einem ersten Eingang (5), der mit dem Referenzspannungsabgriff (3) gekoppelt ist, und einem zweiten Eingang (6), der mit dem Kondensatorabgriff (10) gekoppelt ist, einen Entladetransistor (11), der an einem Steueranschluss mit einem Komparatorausgang (7) des Komparators (4) gekoppelt und zum Entladen des Kondensators (13) ausgelegt ist, und einen Oszillatorausgang (12) zum Bereitstellen eines Taktsignals (CLK), der mit dem Komparatorausgang (7) des Kom- parators (4) gekoppelt ist.
2. Oszillatoranordnung nach Anspruch 1, bei der die Referenzspannungsschaltung (2) die Referenzspannung (VREF) in Abhängigkeit einer über der gesteuerten Strecke des ersten Transistors (14) abfallenden Spannung bereitstellt.
3. Oszillatoranordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der ein zweiter Anschluss (16) der gesteuerten Strecke des ersten Transistors (14) mit einem Referenzpotentialan- Schluss (8) und der zweite Anschluss (20) der gesteuerten Strecke des zweiten Transistors (18) mit einem Steueranschluss (17) des ersten Transistors (14) und mit einem Steueranschluss (21) des zweiten Transistors (18) gekoppelt ist.
4. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, der Komparator (4) umfassend einen ersten Komparatortransistor (22), der an einem ersten Anschluss (23) einer gesteuerten Strecke mit dem ers- ten Eingang (5) verbunden ist, und einen zweiten Komparatortransistor (26), der an einem ersten Anschluss (27) einer gesteuerten Strecke mit dem zweiten Eingang (6), an einem zweiten Anschluss (28) der gesteuerten Strecke mit dem Komparatorausgang (7) und an einem Steueranschluss (29) mit einem Steueranschluss (25) des ersten Komparatortransistors (22) und einem zweiten Anschluss (24) der gesteuerten Strecke des ersten Komparatortransistors (22) gekoppelt ist.
5. Oszillatoranordnung nach Anspruch 4, umfassend eine zweite Stromquelle (35), welche den zweiten Anschluss (24) der gesteuerten Strecke des ersten Komparatortransis- tors (22) mit dem Versorgungsspannungsanschluss (9) koppelt, und eine dritte Stromquelle (36), welche den zweiten Anschluss (28) der gesteuerten Strecke des zweiten Komparatortran- sistors (26) mit dem Versorgungsspannungsanschluss (9) koppelt .
6. Oszillatoranordnung nach Anspruch 5, bei der die erste, die zweite und die dritte Stromquelle (34, 35, 36) als Stromspiegel geschaltet sind.
7. Oszillatoranordnung nach Anspruch 6, umfassend einen gemeinsamen Steuertransistor (40), der mit der ersten, der zweiten und der dritten Stromquelle (34, 35, 36) zur Bildung je eines Stromspiegels gekoppelt ist.
8. Oszillatoranordnung nach Anspruch 7, bei der ein durch den gemeinsamen Steuertransistor (40) fließender Referenzstrom (14) einen Wert aufweist, der näherungs- weise proportional zur absoluten Temperatur ist.
9. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, umfassend den Kondensator (13), der einen dritten Transistor
(33) aufweist, welcher den Kondensatorabgriff (10) mit einem Referenzpotentialanschluss (8) verbindet und als Kondensator verschaltet ist.
10. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, umfassend einen ersten Inverter (30) zur Kopplung des Kompa- ratorausgangs (7) mit dem Oszillatorausgang (12).
11. Oszillatoranordnung nach Anspruch 10, umfassend einen zweiten Inverter (31), der eingangsseitig mit einem Ausgang des ersten Inverters (30) und ausgangsseitig mit einem Eingang des ersten Inverters (31) gekoppelt ist.
12. Oszillatoranordnung nach Anspruch 10 oder 11, umfassend einen dritten Inverter (33) , der zwischen den Kom- paratorausgang (7) und den Eingang des ersten Inverters (30) geschaltet ist.
13. Verfahren zum Bereitstellen eines Taktsignals (CLK), umfassend
Bereitstellen eines ersten Stroms (II) mittels einer ersten Stromquelle (34), die einen ersten Stromquellentransistor (37) umfasst, wobei der erste Strom (II) durch ei- nen Spannungsteiler fließt, welcher einen ersten und einen zweiten Transistor (14, 18) umfasst,
Bereitstellen einer Referenzspannung (VREF) in Abhängigkeit einer über einer gesteuerten Strecke des ersten Transistors (14) abfallenden Spannung, - Aufladen eines Kondensators (13) und Bereitstellen einer Kondensatorspannung (VC) ,
Vergleichen der Referenzspannung (VREF) und der Kondensatorspannung (VC) und Bereitstellen einer Komparatoraus- gangsspannung (VOUT) in Abhängigkeit von dem Vergleichser- gebnis,
Entladen des Kondensators (13) in Abhängigkeit von der Komparatorausgangsspannung (VOUT) und
Bereitstellen des Taktsignals (CLK) in Abhängigkeit von der Komparatorausgangsspannung (VOUT) .
14. Verfahren nach Anspruch 13, umfassend
Bereitstellen eines zweiten Stroms (12), der durch einen ersten Komparatortransistor (22) fließt, und Abgeben der Refe- renzspannung (VREF) in Abhängigkeit von dem zweiten Strom (12) .
15. Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, umfassend Bereitstellen eines dritten Stroms (13), der durch einen zweiten Komparatortransistor (26) fließt, zum Aufladen des Kondensators (13).
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