WO2008108682A1 - Способ измерения диэлектрических характеристик материальных тел и устройство - Google Patents

Способ измерения диэлектрических характеристик материальных тел и устройство Download PDF

Info

Publication number
WO2008108682A1
WO2008108682A1 PCT/RU2008/000046 RU2008000046W WO2008108682A1 WO 2008108682 A1 WO2008108682 A1 WO 2008108682A1 RU 2008000046 W RU2008000046 W RU 2008000046W WO 2008108682 A1 WO2008108682 A1 WO 2008108682A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
waveguide
dielectric
wave
reflected
prism
Prior art date
Application number
PCT/RU2008/000046
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Ivan Ivanovich TURKOVSKYI
Original Assignee
Joint-Stock Company 'high Tech'
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Joint-Stock Company 'high Tech' filed Critical Joint-Stock Company 'high Tech'
Publication of WO2008108682A1 publication Critical patent/WO2008108682A1/ru
Priority to US12/537,771 priority Critical patent/US7868627B2/en

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N22/00—Investigating or analysing materials by the use of microwaves or radio waves, i.e. electromagnetic waves with a wavelength of one millimetre or more
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/04—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant in circuits having distributed constants, e.g. having very long conductors or involving high frequencies
    • G01R27/06—Measuring reflection coefficients; Measuring standing-wave ratio

Definitions

  • the field of technology relates to biology, agriculture, food industry, analytical chemistry, materials science, medicine, cosmetology, etc.
  • the invention can be used to measure the components of the complex dielectric constant of objects and materials in the range of millimeter radio waves, and, in particular, to calculate the moisture content objects and materials according to the measured complex dielectric constant, as well as for a quantitative assessment of the structural organization of water in the composition of the studied aterialov.
  • the dielectric constant of an object is measured by the parameters of reflected radiation from a sample placed in the measuring line.
  • the method involves the manufacture of a sample of certain dimensions and shape. So, the claims contain the lines "... a sample (of the material under study) is made in the form of an insert that completely fills the cross section of the transmission line, the coefficient is measured ".
  • This method is not suitable for intravital measurements of biological tissues ipvivo, in this case a method is needed that allows processing the parameters of the signal reflected from an object of arbitrary shape and size, reflected from the boundary of the waveguide probe and the measured object.
  • RF patent N ° 2098016, priority date 30.01.97 for measuring the dielectric parameters of bodies at a frequency of 30 GHz using a reflective microwave dielectrometer with a simply connected (round) waveguide probe.
  • the method includes generating a microwave signal, dividing it into a reference and measuring signal, irradiating the measured object with the last one, receiving a reflected signal modulated by a low frequency signal, receiving a resultant signal that is the sum of the reference and reflected signal also modulated by a low frequency signal, then determining from reflected and resulting signals of the physical parameter of the irradiated object.
  • the paths of the measuring and reference signals are equipped with waveguide transformers that provide the ability to adjust the path length, when measuring, shift the phase of the measuring signal by ⁇ , and the reference signal by ⁇ / 2 radians.
  • the disadvantage of this method and the device that implements it is the need to comply with the conditions for good matching of the irradiator (waveguide probe) when irradiating the material with specified reflective properties and permittivity close to those expected for the materials being tested. Lack of good coordination dielectric properties of the irradiator and the test materials, at least, reduce the measurement accuracy, and a significant mismatch of the dielectric properties of the irradiator and the measured material will in principle not allow the measurement of dielectric parameters. This is explained as follows.
  • any waveguide At the open end of any waveguide, the existence of several waves (modes) with different wave numbers and phase velocities is mandatory. The presence of several (and even more so many) waves with different phase velocities does not allow us to obtain a stable interference pattern on the detector when adding the reflected and reference signals. Thus, for a unique interpretation of the measurement results, a single-mode waveguide is required. However, single-mode radiation in an infinite waveguide is converted to multimode radiation at the end of an open waveguide. The redistribution of energy to higher modes will be quite significant, because in the terminal portion of the waveguide probe filled with a dielectric (to ensure matching with the measuring medium), propagating modes, i.e.
  • ⁇ is the relative dielectric constant of the substance filling the waveguide probe
  • k is the wave number of the probe radiation in air (vacuum)
  • a and b are the dimensions of n pepper waveguide section, m and n - integers.
  • the measurement on such a device requires a set of standard samples with known components of the dielectric constant, and the measurement of the dielectric constant of an unknown material will correspond to the selection of the closest possible one.
  • the degree of coordination equality of impedances providing a minimum of • KCB - standing wave coefficient
  • the more accurate the measurement is required the greater the number of standard samples you need to have: a set of standard samples should form a “matrix” of materials with a detailed gradation of their dielectric properties in ⁇ 'and ⁇ "- the real and imaginary components of the complex dielectric constant.
  • a waveguide probe with an insert in the form of a prism from a material with relative dielectric constant ⁇ as well as a waveguide wave whose wave number in free space is selected in the range from 1.0 to 1.07 longitudinal wave number of the waveguide wave ⁇ k 2 "(m ⁇ / b) 2 + (n ⁇ / a) 2 , where ⁇ is relative dielectric constant of the insert material; a and b are the length and width of the cross section of a rectangular waveguide; m and n are integers — indices of propagating modes in a waveguide filled with a dielectric; k is the wave number of millimeter radiation used for free space, equal to k
  • the phase difference between the reflected and reference signals in the proposed method is carried out with a short-circuited waveguide, at the contact of the end face of the waveguide probe with a polished metal mirror.
  • the proposed method allows us to find a unique correspondence between the measured complex reflection coefficient (its argument and modulus) and the dielectric parameters of the medium according to Fresnel formulas describing the reflection of electromagnetic waves from the plane boundary of two dielectrics.
  • the real value of the impedance of the irradiator is ensured by excluding the excitation of higher modes at the open end of the waveguide probe.
  • waveguide wave meets the condition: ⁇ to 2 "(m ⁇ / b) 2 + (n ⁇ / a) 2 ,
  • a and b are the dimensions of the cross section of the waveguide
  • ⁇ is the dielectric constant of the medium filling the waveguide probe
  • k is the wave number for empty space
  • m and n are the integers 0 and 1.
  • phase of the complex reflection coefficient from dielectrics with a real impedance value in this case will be independent of the dielectric properties, namely, the absolute value of the distributed impedance of the material under study.
  • FIG. 1 schematically shows the position of the dielectric prism in the terminal portion of the cavity of the waveguide probe.
  • the device contains a microwave generator on a Gunn diode 1, which is connected to a power splitter 2, from it a probing signal through a series-connected first chopper 3 and a circulator 4 enters the waveguide probe 5, is reflected from the test material, through the same circulator 4 enters the adder 6 and then to the quadratic detector 7.
  • the reference signal enters the adder 6 through the second chopper 8. From the adder 6, the microwave signal enters the quadratic detector 7, where it is detected.
  • a signal modulated by a low modulation frequency through a amplifier 9 amplifying the signals at a modulation frequency is fed through a synchronous detector 10 to an analog-to-digital converter (ADC) 11, and then to a visualization device 12 (for example, a computer monitor).
  • a synchronous detector at the modulation frequency controls the opening and closing of two breakers (p-i-p diodes).
  • a double line with an arrow between the lines indicates the path of the microwave signal in the waveguide, a single arrow indicates the direction of the low-frequency detected signal in the electric cable.
  • the waveguide probe 5 is filled with a material in the form of a prism (Fig. 2 and Fig. 3) with a dielectric constant ⁇ .
  • the device operates as follows.
  • the microwave generator operates in continuous mode, the time of a single measurement of the complex reflection coefficient has a duration of 0.1 - 100 ms and consists of the following steps (Fig. 1).
  • the first chopper 3 (p-diode diode) is open, the second chopper 8 is closed.
  • the quadratic detector 7 receives the reflected signal Ui.
  • the second chopper 8 (p-i-p diode) is open, the first chopper 3 is closed.
  • the quadratic detector 7 receives the reference signal U 2 .
  • the amplitude and phase of the reflected signal are calibrated according to the amplitude of the reflected signal from the short-circuited waveguide emitter (metal mirror with precise fitting of the mirror surface to the end face of the waveguide probe 5 filled with dielectric).
  • the amplitude of the reflected signal from the metal mirror is the normalization factor
  • the phase is the initial phase U 0 .
  • the ratio of the amplitude of the reflected signal of the working measurement and the normalization factor is the module of the complex reflection coefficient.
  • the normalization factor is equal to the division coefficient of the amplitudes of the probing and reference signals, and its value is selected close to unity.
  • the argument of the complex reflection coefficient is the phase difference between the working and calibration measurements.
  • FIG. 2 illustrates the arrangement of an emitter (waveguide probe) 5, which is filled in the terminal portion with a dielectric 13, for example, corundum, ceramic, diamond, leucosapphire, with a dielectric constant ⁇ ' ⁇ 10 and ⁇ " ⁇ 0.
  • Fig. 3 shows a prism passing through the face H in the cavity waveguide 01, the reflected second harmonic fashion and fashion undergoes total reflection at the inclined faces of the prism, and thus not passing into the waveguide cavity, generally depicted in FIG. 2.
  • the filling insulator is made in the form of matching oblique n isms in which the main propagating mode H 01 corresponds to the condition ⁇ k 2 »(m ⁇ / b) 2 + (n ⁇ / a) 2, and other modes of reflected radiation in the empty waveguide not tested.
  • Filtration higher modes provided either portions of smooth narrowing of the waveguide channel (by waveguide filters), or by an additional condition on the angle of inclination of the face of the oblique prism 13 to the axis of the waveguide.
  • the general condition for the reflected waveguide to pass from the dielectric prism to the waveguide path connecting the dielectric constant of the substance. prisms, the angle of inclination of the prism face to the axis of the waveguide, the dimensions of the cross section of the waveguide, the value of the wave vector and the indices of the reflected mode passing into the waveguide are related by the expression:
  • the passage pattern of the reflected second-harmonic wave H 01 (corresponding to the condition ⁇ k »(m ⁇ / b) + (n ⁇ / a) 2 ) of the radiation from the microwave generator on the Gunn diode from a leucosapphire oblique prism at the end of the waveguide probe into an empty the waveguide is shown in FIG. 3. All other propagating modes at the boundary of the inclined face of the prism and the empty waveguide have such angles of incidence that they experience internal reflection and do not pass into the waveguide path (Fig. 2). Probing radiation, in order to avoid cluttering the picture, is not presented.
  • the impedance (the ratio of the tangential components E and H of the waveguide fields waves) of the proposed 1 'waveguide probe has almost exclusively either ' real or imaginary value. If the absolute value of the waveguide impedance is greater than the load impedance, the waveguide probe has an imaginary impedance, if less, the real one.
  • Patent RU M2078336 4.
  • Patent RU JV ° 2095812 Cl, 11/10/1997 6.
  • Patent US N ⁇ > 5345243 A, 06.09.1994.

Abstract

", где ε - относительная диэлектрическая проницаемость материала вставки; а и b - длина ширина поперечного сечения прямоугольного волновода; m и п - целые числа индексы распространяющихся мод в заполненном диэлектриком волноводе; k - волновое число используемого миллиметрового излучения для пустого свободно пространства, равное k=2πv/c, где v - частота, с - скорость света в вакууме. Так предложено устройство для реализации данного способа.

Description

Способ измерения диэлектрических характеристик материальных тел и устройство
Область техники. Изобретение относится к биологии, сельскому хозяйству, пищевой промышленности, аналитической химии, материаловедению, медицине, косметологии и пр. Изобретение может быть использовано для измерения компонент комплексной диэлектрической проницаемости объектов и материалов в диапазоне миллиметровых радиоволн, и, в частности, для расчета параметров влагосо держания объектов и материалов по данным измеренной комплексной диэлектрической проницаемости, а также для количественной оценки структурной организации воды в составе исследуемых материалов.
Предшествующий уровень техники. Известны способы определения диэлектрической проницаемости материалов, основанные на измерении отражения электрических сигналов от торца двухсвязного коаксиального кабеля при его контакте с исследуемым веществом (Yоshihitо Науаshi еt аl 2005 Рhуs. Меd. Вiоl. 50 599-612). Однако, вследствие сильного затухания СВЧ-сигналов в коаксиальном (двухсвязном) кабеле при сравнимых величинах длины волны и радиуса кабеля, на частотах выше 10 ГГц проведение измерений диэлектрической проницаемости становится очень сложной технической задачей.
В авторском свидетельстве SU JSГs 1830491 «Cпocoб определения диэлектрических параметров oбъeктa» реализуется измерение диэлектрической проницаемости объекта по параметрам отраженного излучения от образца, помещенного в измерительную линию. Способ предусматривает изготовление образца определенных габаритов и формы. Так, формула изобретения содержит строки «... образец (исследуемого материала) выполняют в форме вкладыша, полностью заполняющего поперечное сечение линии передачи, измеряют коэффициент ...». Для прижизненных измерений биологических тканей iп vivо этот путь не пригоден, в этом случае необходим способ, позволяющий обрабатывать параметры сигнала, отраженного от объекта произвольной формы и размеров, отраженного от границы волноводного зонда и измеряемого объекта. Также и в авторском свидетельстве SU N°1817555 «Cпocoб определения диэлектрических параметров материалов)) реализуется способ по параметрам волны в зондирующем канале «c исследуемым образцом)). В отличительной части и в расчетных формулах содержится такой параметр образца, как «1 - заданная длина исследуемого образца)).
Известен также патент RU N°2 078 336 «Cпocoб контроля свойств материалов по дисперсии коэффициента диэлектрических потерь и устройство для его осуществления)), в котором предложен вариант конденсаторного метода в средне- и высокочастотной области с использованием накладного емкостного датчика, в электрическом поле которого находится исследуемый материал. Устройство, реализующее этот, способ работает «в широком диапазоне частот (100 кГц - 10 MГц)...», т.е. в радиодиапазоне, максимум до десятков мегагерц. Однако схемное решение этого устройства не предусматривает работу в диапазоне десятков ГГц, для которого предложено заявляемое устройство.
Известен также способ (патент РФ N°2098016, приоритет от 30.01.97г.) измерения диэлектрических параметров тел на частоте 30 ГГц с помощью отражательного СВЧ-диэлектрометра с односвязным (круглым) волноводным зондом. Способ включает формирование СВЧ-сигнала, деление его на опорный и измерительный, облучение последним измеряемого объекта, прием отраженного сигнала, промодулированного сигналом низкой частоты, прием результирующего сигнала, являющегося суммой опорного и отраженного, также промодулированного сигналом низкой частоты, далее определение из отраженного и результирующего сигналов физического параметра облучаемого объекта. При этом, тракты измерительного и опорного сигналов снабжены волноводными трансформаторами, обеспечивающими возможность подстройки длины пути, при измерении сдвигающими фазу измерительного сигнала на π, а опорного - на π/2 радиан. Недостатком указанного способа и реализующего его устройства является необходимость соблюдения условия хорошего согласования облучателя (волноводного зонда) при облучении материала с заданными близкими к ожидаемым для испытуемых материалов отражательными свойствами и диэлектрической проницаемостью.. Отсутствие хорошего согласования диэлектрических свойств облучателя и испытуемых материалов, по меньшей мере, снизит точность измерения, а существенное рассогласование диэлектрических свойств облучателя и измеряемого материала уже в принципе не позволит осуществить измерение диэлектрических параметров. Объясняется это следующим. На открытом конце любого волновода обязательно существование нескольких волн (мод) с различными волновыми числами и фазовыми скоростями. Наличие нескольких (и тем более многих) волн с различными фазовыми скоростями не позволяет получить на детекторе стабильной интерференционной картины при сложении отраженного и опорного сигналов. Таким образом, для однозначной интерпретации результатов измерения обязателен одномодовый волновод. Однако одномодовое излучение в бесконечном волноводе преобразуется в многомодовое излучение на торце открытого волновода. Перераспределение энергии в высшие моды будет довольно значительным, потому что в заполненном диэлектриком (для обеспечения согласования с измерительной средой) терминальном участке волноводного зонда распространяющимися модами, т.е. имеющими действительное волновое число, становятся некоторые из местных затухающих, имеющих мнимое волновое число, мод пустого волновода, и согласованный по одной моде диэлектрический волновод все равно останется несогласованным по другим модам. Распространяющимися модами в волноводе, заполненном диэлектриком с проницаемостью «ε», будут моды с несколькими, отличными от нуля, номерами п и т, поскольку выражение для продольного волнового числа будет больше нуля (ε k2 - (mπ/b)2 - (nπ/a)2 > 0) при нескольких комбинациях чисел п и га, в то время как в пустом волноводе условие (k2 - (mπ/b)2- (nπ/a)2 > 0) соблюдается только для m = 0 и п = 1. Здесь ε - относительная диэлектрическая проницаемость вещества, заполняющего волноводный зонд, k - волновое число зондирующего излучения в воздухе (вакууме), а и b - размеры поперечного сечения волновода, m и п - целые числа. В итоге, многомодовое излучение на торце волновода возникнет обязательно, однако, отразившись от измеряемого материала, проходя дальше от торца к детектору в пустом волноводном тракте, отраженное многомодовое излучение все равно преобразуется в одномодовое. В однородном волноводе на расстоянии буквально одной-двух длин волн от границы диэлектрической вставки за счет перераспределения энергии высших мод в основную, распространяющуюся моду, останется только одномодовое излучение. Тем не менее, локальная многомодовость излучения, даже только на торце, неизбежно приведет к комплексному значению импеданса всего волноводного зонда. Известен способ компенсации многомодовости излучения на торце волновода с помощью волноводных трансформаторов, обеспечивающих согласование импедансов волноводного зонда и измеряемого вещества (патент РФ 2098016 - прототип). В описанном в данном патенте устройстве, многомодовость отраженного сигнала не проявляется только при взаимодействии с согласованной с волноводным зондом, но не произвольной нагрузкой. Очевидное неудобство такого технического решения состоит в том, что, обеспечив согласование (равенство) импедансов волновода и измеряемого вещества, далее необходимо на измерительной линии определить импеданс согласованного волноводного зонда. В итоге, измерение на таком приборе требует набора стандартных образцов с известными компонентами диэлектрической проницаемости, а измерение диэлектрической проницаемости неизвестного материала будет соответствовать подбору максимально близкого . по степени согласования (равенство импедансов, обеспечивающих минимум • KCB - коэффициента стоячей волны) стандартного образца. И чем точнее потребуется измерение, тем большее количество стандартных образцов необходимо иметь: набор стандартных образцов должен образовать «мaтpицy» материалов с детальной градацией их диэлектрических свойств по ε' и ε" - действительной и мнимой компонентам комплексной диэлектрической проницаемости. Например, если ограничиться «шaгoм» по ε' и ε" величиной в единицу, то для измерения влагосодержания материалов с точностью не хуже 1,5% (для такой точности единичного «шaгa» по ε' и ε" будет по минимуму достаточно), для прибора на частоте 30 ГГц потребуется набор стандартных образцов в количестве не менее 35-40 = 1400 шт., что затрудняет практическое применение такого прибора и значительно удорожает его производство. Задача предлагаемого решения - повышение точности измерений путем обеспечения независимости процесса измерения от факта согласования импедансов волноводного зонда и исследуемого материала.
Раскрытие изобретения Для решения поставленной задачи в предлагаемом способе измерения диэлектрических характеристик материальных тел, включающем генерацию СВЧ-сигнала, разделение его на опорный и зондирующий сигналы, облучение тела СВЧ-сигналом при контакте волноводного зонда с исследуемым материалом, прием отраженного, опорного и суммарного сигналов и их детектирование, для облучения используют волноводный зонд с вставкой в форме призмы из материала с относительной диэлектрической проницаемостью ε, а также волноводную волну, волновое число которой в свободном пространстве выбрано в пределах от 1,0 до 1,07 продольного волнового числа волноводной волны ε k2 » (mπ/b)2 + (nπ/a)2, где ε - относительная диэлектрическая проницаемость материала вставки; а и b - длина и ширина поперечного сечения прямоугольного волновода; т и п - целые числа - индексы распространяющихся мод в заполненном диэлектриком волноводе; k - волновое число используемого миллиметрового излучения для свободного пространства, равное k = 2πv/c, где v - частота, с - скорость света в вакууме. Настройку разности фаз отраженного и опорного сигналов в предлагаемом способе проводят при короткозамкнутом волноводе, при контакте торца волноводного зонда с полированным металлическим зеркалом. Предложенный способ позволяет находить однозначное соответствие между измеренным комплексным коэффициентом отражения (его аргументом и модулем) и диэлектрическими параметрами среды по формулам Френеля, описывающим отражение электромагнитных волн от плоской границы двух диэлектриков.
В предлагаемом способе обеспечено действительное значение импеданса облучателя за счет исключения возбуждения высших мод на открытом конце волноводного зонда. Такого условия можно добиться, если выделить (использовать) волноводную волну, по структуре максимально приближенную к структуре плоской волны в бесконечном пространстве. Например, этому условию отвечает волна, волновое число которой для свободного пространства - [k = (ε k2)0'5] - не более чем на 7% больше продольного волнового числа волноводной волны при точности измерения компонент диэлектрической проницаемости не хуже 1%:
h = (ε k2 - (mπ/b)2 - (nπ/a)2)0'5
т.е. волноводная волна отвечает условию: ε к2 » (mπ/b)2 + (nπ/a)2,
где а и b - размеры поперечного сечения волновода, ε - диэлектрическая проницаемость среды, заполняющей волноводный зонд, k - волновое число для пустого пространства, т и п - целые числа 0 и 1.
Фаза комплексного коэффициента отражения от диэлектриков с действительным значением импеданса в данном случае будет независима от диэлектрических свойств, а именно от абсолютного значения распределенного импеданса исследуемого материала.
Реализацию интерференционного принципа измерения модуля и аргумента комплексного коэффициента отражения осуществляют при помощи устройства, блок-схема которого приведена на фиг. 1. На фиг. 2 схематично изображено положение диэлектической призмы в терминальном отделе полости волноводного зонда.
Устройство содержит СВЧ-генератор на диоде Ганна 1, который соединен с разделителем мощности 2, от него зондирующий сигнал через последовательно соединенные первый прерыватель 3 и циркулятор 4 поступает в волноводный зонд 5, отражается от исследуемого материала, через тот же циркулятор 4 поступает в сумматор 6, и далее - на квадратичный детектор 7. Опорный сигнал поступает в сумматор 6 через второй прерыватель 8. Из сумматора 6 СВЧ- сигнал поступает на квадратичный детектор 7, где он детектируется. От квадратичного детектора 7 модулированный низкой частотой модуляции сигнал через усилитель 9, усиливающий сигналы на частоте модуляции, через синхронный детектор 10 поступает на аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 11, и далее - на устройство визуализации 12 (например, монитор компьютера). Синхронный детектор на частоте модуляции управляет открытием и закрытием двух прерывателей (р-i-п диодов). Двойной линией со стрелкой между линиями указан путь СВЧ-сигнала в волноводе, одинарной стрелкой - направление низкочастотного про детектированного сигнала в электрическом кабеле.
Волноводный зонд 5 заполнен материалом в форме призмы (фиг. 2 и фиг. 3) с диэлектрической проницаемостью ε. Устройство работает следующим образом. СВЧ-генератор работает в непрерывном режиме, время единичного измерения комплексного коэффициента отражения имеет длительность 0,1 - 100 мс и состоит из следующих этапов (фиг. 1).
1. Первый прерыватель 3 (р-i-п диод ) открыт, второй прерыватель 8 - закрыт. На квадратичный детектор 7 поступает отраженный сигнал Ui .
2. Второй прерыватель 8 (р-i-п диод) открыт, первый прерыватель 3 - закрыт. На квадратичный детектор 7 поступает опорный сигнал U2.
3. Оба прерывателя 3 и 8 открыты, на квадратичный детектор 7 поступает результат интерференции отраженного и опорного сигналов - суммарный сигнал U3.
Суммарный сигнал, согласно теореме косинусов, связан с опорным и отраженным следующим уравнением:
" U3 = U1 + U2 - 2(U1U2)0'5 cos(υ - υ0),
где υ - аргумент комплексного коэффициента отражения,
Do - калибровочная константа прибора.
По теореме косинусов из векторной диаграммы трех сигналов - отраженного, опорного и суммарного - можно найти разность фаз между опорным и отраженным сигналами:
(υ - U0) = аrссоsКUх + U2 - U3)/2 (Ui Щ0*]
Калибровка амплитуды и фазы отраженного сигнала осуществляется по амплитуде отраженного сигнала от короткозамкнутого волноводного излучателя (металлическое зеркало с точной подгонкой зеркальной поверхности к торцу заполненного диэлектриком волноводного зонда 5).
Амплитуда отраженного сигнала от металлического зеркала - нормировочный множитель, фаза - начальная фаза U0. Отношение амплитуды отраженного сигнала рабочего измерения и нормировочного множителя - модуль комплексного коэффициента отражения.
Нормировочный множитель равен коэффициенту деления амплитуд зондирующего и опорного сигналов, и его значение подбирается близким к единице. Аргумент комплексного коэффициента отражения - разность фаз рабочего и калибровочного измерений.
На фиг. 2 иллюстрируется устройство излучателя (волноводного зонда) 5, который в терминальном участке заполнен диэлектриком 13, например, корундом, керамикой, алмазом, лейкосапфиром, с диэлектрической проницаемостью ε' ≥ 10 и ε" ~ 0. На фиг. 3 изображена проходящая через грань призмы в полость волновода H01 отраженная мода второй гармоники, а моды, испытывающие полное отражение на грани наклонной призмы, и, соответственно, не проходящие в полость волновода, обобщенно изображены на фиг. 2. Заполнение диэлектрика выполнено в виде согласующей косоугольной призмы, в которой основная распространяющаяся мода H01 отвечает условию ε k2 » (mπ/b)2 + (nπ/a)2, а другие моды отраженного излучения в пустой волновод не проходят. Фильтрация высших мод обеспечивается либо участками плавного сужения волноводного тракта (волноводными фильтрами), либо дополнительным условием на угол наклона грани косоугольной призмы 13 к оси волновода. Так, общее условие прохода отраженного волноводного излучения из диэлектрической призмы в волноводный тракт, связывающее диэлектрическую проницаемость вещества . призмы, угол наклона грани призмы к оси волновода, габариты сечения волновода, значение волнового вектора и индексы проходящей в волновод отраженной моды связаны выражением:
arcsin([ε k2 - (mπ/b)2 - (nπ/a)2]°'5/[ ε k2]0'5) - (2g + l) β < arcsin(lWε)
Здесь ε - относительная диэлектрическая проницаемость материала призмы- вставки; а и b - длина и ширина поперечного сечения прямоугольного волновода; т и п - целые числа - индексы - распространяющихся мод в заполненном диэлектриком волноводе; g - целое число: 1,2,3...; k - волновое число используемого миллиметрового излучения для свободного пространства (k = 2πv/c, v - частота, с - скорость света в вакууме); β - угол наклона грани призмы к оси волновода.
Схема прохода отраженной волны H01 второй гармоники (отвечающей условию ε k » (mπ/b) + (nπ/a)2) излучения СВЧ-генератора на диоде Ганна из лейкосапфировой косоугольной призмы на торце волноводного зонда в пустой волновод представлена на фиг. 3. Все другие распространяющиеся моды на границе наклонной грани призмы и пустого волновода имеют такие углы падения, что испытывают внутреннее отражение и в волноводный тракт не проходят (фиг. 2). Зондирующее излучение, во избежание загромождения рисунка, не представлено. Так как для проходящей в волновод отраженной моды угол между направлением распространения отраженной моды и траверзом волновода «α», равный аrсsiп (h/Vε-k), близок к 90°, то волна HOi распространяется от исследуемой среды до отражения от наклонной плоскости призмы практически горизонтально, подобно плоской поперечной волне в свободном пространстве.
Таким образом, в отличие от прототипа, в котором для обеспечения измерения компонент комплексной диэлектрической проницаемости каждого нового материала необходима регулировка фазы отраженного и опорного сигналов волноводными трансформаторами, обеспечивающая полное согласование импедансов волноводного зонда и измеряемого образца, импеданс (отношение тангенциальных компонент E и H полей волноводной волны) предлагаемого1' нами волноводного зонда имеет практически исключительно либо ' действительное, либо мнимое значение. Если абсолютное значение импеданса волновода больше, чем импеданс нагрузки, волноводный зонд имеет мнимый импеданс, если меньше - действительный.
Вследствие только действительного, либо мнимого, значения импеданса волновода, при контакте волноводного зонда даже с существенно рассогласованной нагрузкой на границе «вoлнoвoд - исследуемое вeщecтвo» не возникает высших мод, а волноводная волна зондирующего и отраженного излучения по структуре близка к плоской волне в бесконечном пространстве, и для нахождения связи между диэлектрическими параметрами (ε' и ε") среды с амплитудой и аргументом измеренного комплексного коэффициента отражения применимы формулы Френеля, описывающие отражение и преломление плоских электромагнитных волн на плоской границе раздела двух диэлектриков. В итоге, подстройка фазы отраженного и опорного сигналов не требуется при каждом измерении диэлектрических параметров каждого нового вещества, а настройка фазы (калибровка прибора) проводится при стабильном генераторе только один раз (например, раз в день, или в месяц) при короткозамкнутом волноводе - например, по полированному металлическому зеркалу. ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ. 1. Yоshihitо Науаshi еt аl 2005 Рhуs. Меd. Вiоl. 50 599-612
2. Авторское свидетельство SU JVbl8300491, 30.07.1993г.
3. Авторское свидетельство SU JVЬ1817555, 27.08.1995г.
4. Патент RU M2078336.
5. Пaтeнт RU JV°2095812 Cl, 10.11.1997г. 6. Пaтeнт RU N°2098016 Cl, 10.12.1997г.
7. Патент US N<>5345243 А, 06. 09.1994г.

Claims

ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ
1. Способ измерения диэлектрических характеристик материальных тел, включающий генерацию СВЧ-сигнала, разделение его на опорный и зондирующий сигналы, облучение тела СВЧ-сигналом при контакте волноводного зонда с исследуемым материалом, прием отраженного, опорного и суммарного сигналов и их детектирование, отличающийся тем, что для облучения используют волноводную волну, волновое число которой в свободном пространстве волноводного зонда, заполненного диэлектрической вставкой в форме призмы, «[ε k2]0>5» выбрано в пределах от 1,0 до 1,07 продольного волнового числа волноводной волны «[ε к2 - (mπ/b)2 + (nπ/a)2]°'5», где ε - относительная диэлектрическая проницаемость материала вставки; а и b - длина и ширина поперечного сечения прямоугольного волновода; m и п - целые числа - индексы распространяющихся мод в заполненном диэлектриком волноводе; k - волновое число используемого миллиметрового излучения для пустого свободного пространства, равное k = 2πv/c, где v - частота, с - скорость света в вакууме.
2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что настройку разности фаз отраженного и опорного сигналов проводят при короткозамкнутом волноводе, например, при контакте торца волноводного зонда с полированным металлическим зеркалом.
3. Устройство для реализации способа, содержащее СВЧ-генератор, разделитель мощности, первый и второй прерыватели, циркулятор, волноводный зонд, сумматор, квадратичный детектор, усилитель сигналов на частоте модуляции, синхронный детектор, АЦП и устройство визуализации, при этом первый выход СВЧ-генератора соединен со входом, разделителя мощности, первый и второй выходы которого соединены соответственно с первыми входами первого и второго прерывателей, вторые входы которых соединены с первым выходом синхронного детектора, выход первого прерывателя подключен к входу циркулятора, выходы которого подключены соответственно к волноводному зонду и к первому входу сумматора, второй и вход сумматора соединен с выходом второго прерывателя, а выход со входом квадратичного детектора, выход которого последовательно соединен с усилителем сигналов, синхронным детектором, АПЦ и устройством визуализации, отличающееся тем, что в полости терминального участка волноводного зонда смонтирована диэлектрическая призма, угол наклона грани которой к оси волновода связан с диэлектрической проницаемостью материала призмы, габаритами сечения волновода, значением волнового вектора и индексами моды выражением:
arcsin([ε k2 - (mπ/b)2- (nπ/a)2]°'5/[ ε k2]0'5) - (2h + l) β < arcsin(lWε)
где ε - относительная диэлектрическая проницаемость материала призмы- вставки; а и b - длина и ширина поперечного сечения прямоугольного волновода; β - угол наклона грани призмы к оси волновода, т и п - целые числа - индексы распространяющихся мод в заполненном диэлектриком волноводе; h - целое число: 1,2,3...; k - волновое число используемого миллиметрового излучения для свободного пространства, равное k = 2πv/c, где v - частота, с - скорость света в вакууме.
PCT/RU2008/000046 2007-02-14 2008-01-25 Способ измерения диэлектрических характеристик материальных тел и устройство WO2008108682A1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/537,771 US7868627B2 (en) 2007-02-14 2009-08-07 Method and a device for measuring dielectric characteristics of material bodies

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2007107047 2007-02-14
RU2007107047/28A RU2331894C1 (ru) 2007-02-14 2007-02-14 Способ измерения диэлектрических характеристик материальных тел и устройство для его реализации

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US12/537,771 Continuation US7868627B2 (en) 2007-02-14 2009-08-07 Method and a device for measuring dielectric characteristics of material bodies

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2008108682A1 true WO2008108682A1 (ru) 2008-09-12

Family

ID=39738472

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/RU2008/000046 WO2008108682A1 (ru) 2007-02-14 2008-01-25 Способ измерения диэлектрических характеристик материальных тел и устройство

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7868627B2 (ru)
RU (1) RU2331894C1 (ru)
WO (1) WO2008108682A1 (ru)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9265438B2 (en) 2008-05-27 2016-02-23 Kyma Medical Technologies Ltd. Locating features in the heart using radio frequency imaging
US8989837B2 (en) 2009-12-01 2015-03-24 Kyma Medical Technologies Ltd. Methods and systems for determining fluid content of tissue
EP2595532A4 (en) 2010-07-21 2014-04-09 Kyma Medical Technologies Ltd IMPLANTABLE DIELECTROMETER
RU2467309C1 (ru) * 2011-07-22 2012-11-20 Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Государственный институт прикладной оптики" (ОАО "НПО ГИПО") Способ измерения коэффициентов отражения зеркал
KR101464657B1 (ko) * 2013-08-09 2014-12-05 연세대학교 산학협력단 유전율 측정 장치 및 방법
JP6309096B2 (ja) 2013-10-29 2018-04-11 キマ メディカル テクノロジーズ リミテッド アンテナシステムおよびデバイス、およびそれらの製造方法
US11013420B2 (en) 2014-02-05 2021-05-25 Zoll Medical Israel Ltd. Systems, apparatuses and methods for determining blood pressure
US10397634B2 (en) * 2014-03-25 2019-08-27 Synamedia Limited System and method for synchronized presentation of video timeline metadata
WO2016040337A1 (en) 2014-09-08 2016-03-17 KYMA Medical Technologies, Inc. Monitoring and diagnostics systems and methods
WO2016115175A1 (en) 2015-01-12 2016-07-21 KYMA Medical Technologies, Inc. Systems, apparatuses and methods for radio frequency-based attachment sensing
WO2019030746A1 (en) 2017-08-10 2019-02-14 Zoll Medical Israel Ltd. SYSTEMS, DEVICES AND METHODS FOR PHYSIOLOGICAL MONITORING OF PATIENTS
CN115060978B (zh) * 2022-06-28 2023-05-23 电子科技大学 一种基于时域分析法的介电常数估计方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2095812C1 (ru) * 1996-04-15 1997-11-10 Черняков Геннадий Михайлович Способ диагностики стадий желчно-каменной болезни
RU2098016C1 (ru) * 1997-01-30 1997-12-10 Черняков Геннадий Михайлович Способ диагностики и устройство для его осуществления
UA62343A (en) * 2003-03-07 2003-12-15 Nat Univ Kharkiv Radioelect Method for determining the content of moisture in dielectric material and the device for the realization of the method
WO2006069721A2 (de) * 2004-12-22 2006-07-06 Hauni Maschinenbau Ag Messvorrichtung und -verfahren zur bestimmung einer dielektrischen eigenschaft, insbesondere der feuchte und/oder dichte, eines produkts

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5345243A (en) 1987-04-23 1994-09-06 The Ohio State University Research Foundation Continuous-wave reflection transmissometer with target discrimination using modulated targets
SU1817555A1 (ru) 1990-12-25 1995-08-27 Всесоюзный научно-исследовательский институт экспериментальной физики Способ определения диэлектрических параметров материалов
RU2078336C1 (ru) 1991-11-26 1997-04-27 Киевский технологический институт легкой промышленности Способ контроля свойств материалов по дисперсии коэффициента диэлектрических потерь и устройство для его осуществления
US6100703A (en) * 1998-07-08 2000-08-08 Yissum Research Development Company Of The University Of Jerusalum Polarization-sensitive near-field microwave microscope
DE10102578C2 (de) * 2001-01-20 2003-01-09 Univ Braunschweig Tech Resonanter Mikrowellensensor

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2095812C1 (ru) * 1996-04-15 1997-11-10 Черняков Геннадий Михайлович Способ диагностики стадий желчно-каменной болезни
RU2098016C1 (ru) * 1997-01-30 1997-12-10 Черняков Геннадий Михайлович Способ диагностики и устройство для его осуществления
UA62343A (en) * 2003-03-07 2003-12-15 Nat Univ Kharkiv Radioelect Method for determining the content of moisture in dielectric material and the device for the realization of the method
WO2006069721A2 (de) * 2004-12-22 2006-07-06 Hauni Maschinenbau Ag Messvorrichtung und -verfahren zur bestimmung einer dielektrischen eigenschaft, insbesondere der feuchte und/oder dichte, eines produkts

Also Published As

Publication number Publication date
US7868627B2 (en) 2011-01-11
US20100001747A1 (en) 2010-01-07
RU2331894C1 (ru) 2008-08-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2331894C1 (ru) Способ измерения диэлектрических характеристик материальных тел и устройство для его реализации
Staebell et al. An experimental technique for in vivo permittivity measurement of materials at microwave frequencies
Severo et al. Non-resonant permittivity measurement methods
Gusakov et al. Correlation enhanced-scattering diagnostics of small scale plasma turbulence
Hasar et al. Improved method for permittivity determination of dielectric samples by free-space measurements
Penirschke et al. Microwave mass flow detector for particulate solids based on spatial filtering velocimetry
Wentao et al. Study on identification methods in the detection of transgenic material based on terahertz time domain spectroscopy
Moradi et al. Measuring the permittivity of dielectric materials using STDR approach
WO2022153490A1 (ja) 誘電率の測定手法
Khan et al. High frequency dielectric characteristics of tumorous and non-tumorous breast tissues
Kaatze et al. Experimental methods
WO2017064153A1 (en) Enhanced characterization of dielectric properties
Bowring et al. Active millimeter wave detection of concealed layers of dielectric material
Eremenko et al. Differential waveguide cuvette for complex permittivity measurement of high loss liquids at microwaves
Xu et al. Analysis of different coaxial discontinuities for microwave permittivity measurements
JP6367753B2 (ja) 誘電分光センサ
Larsson et al. Scattering measurements in a parallel plate waveguide—First results
Gaikovich Methods and Applications of Near-Field Subsurface Diagnostics
Chao et al. Dielectric permittivity measurements of thin films at microwave and terahertz frequencies
Kuzmichev Igor et al. Resonant systems for measurement of electromagnetic properties of substances at V-band frequencies
Mirjahanmardi et al. Low-Dispersive Permittivity Measurement Based on Transmitted Power Only
WO2021124393A1 (ja) 誘電分光測定装置
Wang et al. In-vitro and in-vivo techniques to measure the dielectric constant of biological tissues at microwave frequencies
Bowring et al. A sensor for the detection and measurement of thin dielectric layers using reflection of frequency scanned millimetric waves
Huang et al. Permittivity Measurement Using the Normalized Euclidean Distance Based on Dispersion of Spoof Surface Plasmon Polaritons

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 08724062

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 08724062

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1