WO2021124393A1 - 誘電分光測定装置 - Google Patents

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倫子 瀬山
昌人 中村
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日本電信電話株式会社
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    • G01N33/483—Physical analysis of biological material
    • G01N33/487—Physical analysis of biological material of liquid biological material
    • G01N33/49—Blood

Definitions

  • the present invention relates to a dielectric spectroscopy measuring device for measuring the complex permittivity of a trace amount of liquid sample.
  • Non-Patent Document 1 a measurement technique using the resonance structure shown in Non-Patent Document 1.
  • a measurement device having a high Q value such as an antenna or a resonator is brought into contact with a measurement sample to measure frequency characteristics around the resonance frequency. Since the resonance frequency is determined by the complex permittivity around the measuring device, the component concentration is estimated from the shift amount of the resonance frequency by predicting the correlation between the shift amount of the resonance frequency and the component concentration.
  • Dielectric spectroscopy As another measurement technique using electromagnetic waves in the microwave-millimeter wave band, the dielectric spectroscopy shown in Patent Document 1 has been proposed. Dielectric spectroscopy irradiates the skin with electromagnetic waves, absorbs the electromagnetic waves according to the interaction between the blood component to be measured, for example, glucose molecules and water, and observes the amplitude and phase of the electromagnetic waves. The dielectric relaxation spectrum is calculated from the amplitude and phase of the observed electromagnetic wave with respect to the frequency.
  • the dielectric relaxation spectrum is generally expressed as a linear combination of relaxation curves based on the Core-Cole equation, and the complex permittivity is calculated.
  • the complex permittivity has a correlation with the amount of blood components such as glucose and cholesterol contained in blood, and is measured as an electric signal (amplitude, phase) corresponding to this change.
  • a calibration model is created by measuring the correlation between the change in the complex permittivity and the component concentration in advance, and the component concentration is calibrated by comparing the measured change in the dielectric relaxation spectrum with the calibration model.
  • the measurement sensitivity can be expected to improve by selecting a frequency band that has a strong correlation with the target component. Therefore, it is necessary to measure the change in permittivity in advance by wideband dielectric spectroscopy. It becomes important.
  • dielectric spectroscopy in the DC-100 GHz band can be obtained by dielectric spectroscopy using a device in which microchannels are integrated on a coplanar line (Coplanar Waveguide, CPW) as shown in Non-Patent Document 2.
  • CPW Coplanar Waveguide
  • the amount of the sample can be measured in about several tens of microliters, it is also suitable for the dielectric spectroscopic characteristics of expensive and rare substances such as biological samples.
  • the conventional dielectric spectroscopy measuring device has the following problems.
  • This type of dielectric spectroscopy measuring device integrates microchannels on a transmission line that can be made of a printed circuit board, such as a microstrip line or a coplanar line. Therefore, in the conventional dielectric spectroscopy measuring device, the microchannel is installed on the propagation path of the electromagnetic wave. Therefore, in the conventional dielectric spectroscopy measuring device, multiple reflections occur due to the change in the characteristic impedance of the transmission line in the measurement, and unnecessary multiple reflection components are superimposed as a measurement error in the measurement of the dielectric constant over a wide band. As described above, the conventional dielectric spectroscopy measuring device has a problem that the wide-band dielectric constant measurement cannot be accurately performed.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to enable accurate measurement of wide-band dielectric constant.
  • a flow path is formed, and the device main body is composed of a dielectric material and a high-frequency line, which penetrates the device main body and has an open end inside the flow path.
  • the probe is provided with a probe that is exposed to the detection end, the waveguide direction of the high-frequency line is perpendicular to the flow of the flow path, and the probe has a fringe formed at the detection end.
  • the fringe is formed at the detection end of the probe composed of the high-frequency line, the wide-band dielectric constant measurement can be accurately performed.
  • FIG. 1A is a cross-sectional view showing the configuration of a dielectric spectroscopy measuring device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1B is a plan view showing the configuration of a dielectric spectroscopy measuring device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing a configuration of a measurement system using the dielectric spectroscopy measuring device according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram showing a simulation result of the attenuation rate of the electric field strength by the probe 102.
  • FIG. 4 is a characteristic diagram showing a simulation result of the attenuation rate in the waveguide direction from the detection end 102a of the electric field strength by the probe 102.
  • FIG. 1A is a cross-sectional view showing the configuration of a dielectric spectroscopy measuring device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1B is a plan view showing the configuration of a dielectric spectroscopy measuring device according to an embodiment of the present
  • FIG. 5 is a characteristic diagram showing the result of analyzing the S-parameter S11 when air is the target substance of the dielectric spectroscopy measuring device according to the embodiment.
  • FIG. 6 is a characteristic diagram showing the result of analyzing the S-parameter S11 of the conventional dielectric spectroscopy measuring device when air is used as the target substance.
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing a configuration of a dielectric spectroscopy measuring device according to an embodiment of the present invention.
  • This dielectric spectroscopy measuring device includes a device main body 101 made of a dielectric material and a probe 102 made of a high frequency line.
  • a flow path 103 is formed in the apparatus main body 101.
  • the target substance to be measured flows through the flow path 103.
  • the apparatus main body 101 also has an introduction port 104 and a discharge port 105 continuously formed in the flow path 103.
  • the apparatus main body 101 can be made of, for example, a resin such as polydimethylsiloxane (PDMS) or polymethylmethacrylate (PMMA).
  • PDMS polydimethylsiloxane
  • PMMA polymethylmethacrylate
  • the device main body 101 has a rectangular parallelepiped outer shape.
  • the probe 102 measures the dielectric constant of the target substance as an electric signal, and is a detection end 102a that penetrates the apparatus main body 101 and has an open end exposed inside the flow path 103. .. Further, in the probe 102, the waveguide direction of the high frequency line is perpendicular to the flow of the flow path 103. In addition, in the dielectric spectroscopy measuring device according to the embodiment, a fringe 109 is formed at the detection end 102a of the probe 102. In this example, a disk-shaped fringe 109 is provided at the end of the main body of the columnar probe 102.
  • the probe 102 is composed of a coaxial line including an outer conductor 106 and an inner conductor 107, and a fringe 109 is formed on the outer conductor 106.
  • the space between the outer conductor 106 and the inner conductor 107 is filled with a dielectric layer 108 made of fluororesin or the like.
  • the probe 102 utilizes the leakage electromagnetic field generated between the outer conductor 106 and the inner conductor 107 in contact with the target substance (fluid) in the flow path 103 at the detection end 102a, thereby utilizing the impedance of the sample to be measured.
  • Admittance or used to measure electrical properties such as complex permittivity.
  • the dielectric spectroscopy measuring device 201 includes the device body 101 and the probe 102 described above.
  • the high frequency measuring device 202 sweeps the frequency in an arbitrary range, generates an electromagnetic wave, and supplies the electromagnetic wave to the probe 102. Further, the high frequency measuring device 202 measures (observes) the amplitude and phase of the electromagnetic wave in the state where the electromagnetic wave is absorbed by the target substance in the probe 102.
  • the arithmetic unit 203 calculates the dielectric constant of the target substance from the result measured by the high frequency measuring device 202.
  • the display device displays the result calculated by the arithmetic unit 203.
  • the high frequency measuring device 202 is, for example, a vector network analyzer. Further, as the high frequency measuring device 202, a commercially available impedance analyzer, LCR meter, or the like can be used. Further, a dielectric spectroscopy system can be constructed by an S-parameter measurement system using an arbitrary waveform generator and a wideband measuring device, or an impedance measurement system using a bridge method or an RF-IV method.
  • the characteristic impedance of the probe 102 composed of the coaxial line is represented by the following equation (1).
  • Z0 is the characteristic impedance ( ⁇ ) of the coaxial line
  • ⁇ r is the relative permittivity of the dielectric layer 108 on the coaxial line
  • a is the radius of the outer diameter of the inner conductor 107
  • b is the inner diameter of the outer conductor 106. Is the radius of.
  • the cutoff frequency of the coaxial line is represented by the following equation (2).
  • f c is the cutoff frequency
  • v is the speed of light.
  • the high frequency measuring device 202 using a vector network analyzer is generally designed to have a characteristic impedance of 50 ⁇ or 75 ⁇ . Therefore, the parameters a, b, and ⁇ r are designed so that the upper limit of the measurement frequency does not fall below the cutoff frequency f c and the characteristic impedance satisfies the above.
  • the upper limit of the measurement frequency is 50 GHz
  • the characteristic impedance is 50 ⁇
  • the dielectric layer 108 between the outer conductor 106 and the inner conductor 107 is a fluororesin ( ⁇ r ⁇ 2.2)
  • a is 0.175 mm and b. Is 0.8 mm.
  • C is the diameter (fringe diameter) of the fringe 109 provided in the portion of the probe 102 in contact with the target substance (detection end 102a) in a plan view.
  • the fringe diameter c is formed so that the electric field strength of the electric field leaked from the detection end 102a of the probe 102 is equal to or greater than the region where the maximum value is 1% or less.
  • the surface of the high frequency line (coaxial line) of the fringe 109 in the direction perpendicular to the waveguide direction is wider than the region where the electric field strength of the electric field leaked from the detection end 102a is 1% or less of the maximum value.
  • c 3 mm or more.
  • r is the horizontal distance from the center of the detection end 102a.
  • the probe 102 including the fringe 109 is fixed to the apparatus main body 101 using screws, double-sided tape, or the like. Further, the alignment accuracy between the apparatus main body 101 and the probe 102 may be improved by using a pattern or a pin for alignment. Further, the probe 102 can be prevented from leaking fluid by using an O-ring, packing, or the like when the probe 102 is attached to the apparatus main body 101.
  • the height h of the flow path 103 in the waveguide direction of the high-frequency line (coaxial line) and the width w of the flow path 103 in the direction perpendicular to the waveguide direction of the high-frequency line are the leakage electric fields from the detection end 102a of the probe 102. It is within the range of the region where the electric field strength is 1% or less of the maximum value.
  • FIG. 4 shows a simulation result of the attenuation rate of the electric field strength by the probe 102 with respect to the distance d in the waveguide direction (height direction of the flow path 103) from the detection end 102a.
  • w the fringe diameter c-6 (mm) at the maximum.
  • FIG. 5 shows a comparison of the presence or absence of the flow path 103 in the present invention.
  • the solid line indicates the case where there is no flow path, and the dotted line indicates the case where there is a flow path.
  • the solid line indicates the case where there is no flow path, and the dotted line indicates the case where there is a flow path.
  • a wiring 302 forming a coplanar type high frequency line is formed on a substrate 301 made of a dielectric material, and a flow path substrate 303 is formed on the wiring 302. It is formed.
  • a flow path is formed on the flow path substrate 303 so as to be orthogonal to the waveguide direction of the high frequency line. Further, as compared with the wiring 302, the high frequency connector 304 is connected to the resistor.
  • the dielectric constant of the target substance is calculated from the measured impedance, admittance, reflectance coefficient, and the like.
  • the sample dielectric constant is calculated using the following equations (3) and (4).
  • ⁇ 1 is the reflectance coefficient obtained as a result of measuring the first reference substance
  • ⁇ 2 is the reflectance coefficient obtained as a result of measuring the second reference substance
  • ⁇ 3 is obtained as a result of measuring the third reference substance. Is the reflectance coefficient to be obtained.
  • ⁇ 4 is a reflectance coefficient obtained as a result of measuring the target substance.
  • y 1 is a linear map of admittance obtained as a result of measuring the first reference material having a dielectric constant of ⁇ 1
  • y 2 is a linear map of admittance obtained as a result of measuring the first reference material having a dielectric constant of ⁇ 2.
  • the map, y 3, is a linear map of admittance obtained as a result of measuring the first reference material having a permittivity of ⁇ 3.
  • y 4 is a linear map of admittance obtained as a result of measuring a target substance having a dielectric constant of ⁇ 4.
  • G 0 refers to the characteristic impedance of the portion of the transmission line of the probe 102 that is outside the apparatus main body 101.
  • the permittivity of the target substance is calculated by using the first reference substance, the second reference substance, and the third reference substance whose dielectric constants are known as calibration standards.
  • the calibration standard air, solid, liquid metal, water, or an organic solvent such as alcohol is used.
  • the influence of the flow path 103 (device main body 101) on the impedance and admittance is reduced, the influence of the reflection term derived from the flow path at the time of calculation such as equation (3) Can be converted to a small dielectric constant.
  • the fringe is formed at the detection end of the probe composed of the high-frequency line, the wide-band dielectric constant measurement can be accurately performed.
  • 101 device body, 102 ... probe, 102a ... detection end, 103 ... flow path, 104 ... introduction port, 105 ... discharge port, 106 ... outer conductor, 107 ... inner conductor, 108 ... dielectric layer, 109 ... fringe.

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Abstract

誘電分光測定装置は、誘電体から構成されて流路（１０３）が形成された装置本体（１０１）と、高周波線路から構成されたプローブ（１０２）とを備える。プローブ（１０２）は、対象物質の誘電率を電気信号として測定するものであり、装置本体（１０１）を貫通し、開放端とされた一端が流路（１０３）の内部に露出する検出端（１０２ａ）とされ、プローブ（１０２）の検出端（１０２ａ）に、フリンジ（１０９）が形成されている。

Description

誘電分光測定装置
　本発明は、微量な液体試料の複素誘電率を測定する誘電分光測定装置に関する。
　高齢化が進み、成人病に対する対応が大きな課題になっている。血糖値などの検査は、血液の採取が必要なために患者にとって大きな負担である。このため、血液を採取しない非侵襲な成分濃度測定装置が注目されている。
　非侵襲な成分濃度測定としては、マイクロ波－ミリ波帯の電磁波を用いた技術が提案されている。この技術は、近赤外光などの光学的な測定と比べ、生体内での散乱が少ない、１フォトンの持つエネルギーが低い、などの利点がある。マイクロ波－ミリ波帯の電磁波を用いた例として、例えば、非特許文献１に示される共振構造を用いた測定技術がある。この技術では、アンテナや共振器などのＱ値の高い測定デバイスと測定試料を接触させ、共振周波数周辺の周波数特性を測定する。共振周波数は、測定デバイスの周囲の複素誘電率により決定されるため、共振周波数のシフト量と成分濃度との間の相関を予測することにより、共振周波数のシフト量から成分濃度を推定する。
　マイクロ波－ミリ波帯の電磁波を用いた他の測定技術としては、特許文献１に示す誘電分光法が提案されている。誘電分光法は、皮膚内に電磁波を照射し、測定対象である血液成分、例えば、グルコース分子と水の相互作用に従い、電磁波を吸収させ、電磁波の振幅および位相を観測する。観測される電磁波の周波数に対する振幅および位相から、誘電緩和スペクトルを算定する。
　誘電緩和スペクトルは、一般的には、Ｃｏｌｅ－Ｃｏｌｅ式に基づいて緩和カーブの線形結合として表現し、複素誘電率を算定する。生体成分の計測では、例えば血液中に含まれるグルコースやコレステロールなどの血液成分の量に複素誘電率は相関があり、この変化に対応した電気信号（振幅、位相）として測定される。複素誘電率変化と成分濃度との相関を予め測定することによって検量モデルを作成し、計測した誘電緩和スペクトルの変化と検量モデルとの比較から成分濃度の検量を行う。いずれの測定技術を用いる場合でも、対象となる成分と相関の強い周波数帯を選定することにより測定感度の向上が期待できるため、予め広帯域な誘電分光により誘電率の変化を測定しておくことが重要となる。
　誘電分光法の中でも、非特許文献２に示すようなコプレーナ線路（Coplanar Waveguide，ＣＰＷ）にマイクロ流路を集積したデバイスを用いた誘電分光では、ＤＣ－１００ＧＨｚ帯の誘電率情報の取得が可能であり、またサンプルの量が数１０マイクロリットル程度で測定可能なため、生体試料など高額かつ希少な物質の誘電分光特性にも適している。
特開２０１３－０３２９３３号公報
M. Hofmann et al., "Microwave-Based Noninvasive Concentration Measurements for Biomedical Applications", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 61, no. 5, pp. 2195-2204, 2013. K. Grenier et al., "Integrated Broadband Microwave and Microfluidic Sensor Dedicated to Bioengineering", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 57, no. 12, pp. 3246-3253, 2009.
　しかしながら、従来の誘電分光測定装置では、以下に示す問題があった。この種の誘電分光測定装置は、マイクロストリップ線路やコプレーナ線路といった、プリント基板で作製可能な伝送線路にマイクロ流路を集積している。従って、従来の誘電分光測定装置は、マイクロ流路が電磁波の伝搬経路上に設置されている。このため、従来の誘電分光測定装置では、測定において、伝送線路の特性インピーダンスの変化に起因した多重反射が生じ、広帯域な誘電率測定時に不要な多重反射成分が測定誤差として重畳する。このように、従来の誘電分光測定装置は、広帯域な誘電率測定が、正確に実施できないという課題があった。
　本発明は、以上のような問題点を解消するためになされたものであり、広帯域な誘電率測定が、正確に実施できるようにすることを目的とする。
　本発明に係る誘電分光測定装置は、流路が形成されて、誘電体から構成された装置本体と、高周波線路から構成され、装置本体を貫通し、開放端とされた一端が流路の内部に露出する検出端とされたプローブとを備え、高周波線路の導波方向は、流路の流れに対して垂直とされ、プローブは、検出端にフリンジが形成されている。
　以上説明したように、本発明によれば、高周波線路から構成されたプローブの検出端にフリンジを形成したので、広帯域な誘電率測定が、正確に実施できる。
図１Ａは、本発明の実施の形態に係る誘電分光測定装置の構成を示す断面図である。 図１Ｂは、本発明の実施の形態に係る誘電分光測定装置の構成を示す平面図である。 図２は、本発明の実施の形態に係る誘電分光測定装置を用いた測定システムの構成を示す構成図である。 図３は、プローブ１０２による電界強度の減衰率のシミュレーション結果を示す特性図である。 図４は、プローブ１０２による電界強度の検出端１０２ａからの導波方向の減衰率のシミュレーション結果を示す特性図である。 図５は、実施の形態に係る誘電分光測定装置の、空気を対象物質とした場合のＳパラメータＳ１１を解析した結果を示す特性図である。 図６は、従来の誘電分光測定装置の、空気を対象物質とした場合のＳパラメータＳ１１を解析した結果を示す特性図である。 図７は、本発明の実施の形態に係る誘電分光測定装置の構成を示す構成図である。
　以下、本発明の実施の形態に係る誘電分光測定装置について図１Ａ、図１Ｂを参照して説明する。この誘電分光測定装置は、誘電体から構成された装置本体１０１と、高周波線路から構成されたプローブ１０２とを備える。装置本体１０１には、流路１０３が形成されている。流路１０３には、測定対象となる対象物質が流れる。なお、装置本体１０１は、流路１０３に連続して形成された導入口１０４および排出口１０５も形成されている。装置本体１０１は、例えば、ポリジメチルシロキサン（ＰＤＭＳ）や、ポリメタクリル酸メチル（Polymethyl methacrylate：ＰＭＭＡ）などの樹脂から構成することができる。例えば、装置本体１０１は、外形が直方体とされている。
　また、プローブ１０２は、対象物質の誘電率を電気信号として測定するものであり、装置本体１０１を貫通し、開放端とされた一端が流路１０３の内部に露出する検出端１０２ａとされている。また、プローブ１０２は、高周波線路の導波方向が、流路１０３の流れに対して垂直とされている。加えて、実施の形態に係る誘電分光測定装置は、プローブ１０２の検出端１０２ａに、フリンジ１０９が形成されている。この例において、円柱状のプローブ１０２の本体の端部に、円板状のフリンジ１０９が設けられている。例えば、プローブ１０２は、外導体１０６と内導体１０７とを備える同軸線路から構成され、フリンジ１０９は、外導体１０６に形成されている。なお、外導体１０６と内導体１０７との間は、フッ素樹脂などから構成された誘電体層１０８で充填されている。
　プローブ１０２は、検出端１０２ａにおいて、流路１０３の中の対象物質（流体）に接触する外導体１０６と内導体１０７との間に生じる漏洩電磁界を利用することで、測定対象の試料のインピーダンス、アドミタンス、あるいは複素誘電率といった電気的特性を測定するために用いられる。
　ここで、誘電分光システムについて、図２を参照して説明する。このシステムは、本発明に係る誘電分光測定装置２０１、高周波測定装置２０２、演算装置２０３、および表示装置２０４を備える。誘電分光測定装置２０１は、上述した装置本体１０１およびプローブ１０２を備える。高周波測定装置２０２は、任意の範囲で周波数を掃引して電磁波を発生してプローブ１０２に供給する。また、高周波測定装置２０２は、プローブ１０２において、対象物質に電磁波が吸収された状態において、電磁波の振幅および位相を測定（観測）する。演算装置２０３は、高周波測定装置２０２で測定された結果から、対象物質の誘電率を計算する。表示装置は、演算装置２０３で演算された結果を表示する。
　なお、高周波測定装置２０２は、例えば、ベクトルネットワークアナライザである。また、高周波測定装置２０２は、市販されているインピーダンスアナライザやＬＣＲメータなどを用いることができる。また、任意波形発生器および広帯域測定器を用いたＳパラメータ測定システムや、ブリッジ法、ＲＦ－ＩＶ法を用いたインピーダンス測定システムにより誘電分光システムを構築することもできる。
　次に、実施の形態に係る誘電分光測定装置について、より詳細に説明する。同軸線路から構成したプローブ１０２の特性インピーダンスは、以下の式（１）で示される。式（１）において、Ｚ０は同軸線路の特性インピーダンス（Ω）、εrは同軸線路における誘電体層１０８の比誘電率、ａは内導体１０７の外径の半径、ｂは外導体１０６の内径の半径である。また、同軸線路のカットオフ周波数は、以下の式（２）で示される。式（２）において、ｆcはカットオフ周波数、ｖは光速である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　例えば、ベクトルネットワークアナライザによる高周波測定装置２０２は、一般的に特性インピーダンスが５０Ω、あるいは７５Ωとなるよう設計されている。このため、測定周波数の上限がカットオフ周波数ｆc以下とならず、かつ特性インピーダンスが上記を満たすように、パラメータａ、ｂ、εrを設計する。例えば、測定周波数の上限が５０ＧＨｚ、特性インピーダンス５０Ω、外導体１０６と内導体１０７との間の誘電体層１０８がフッ素樹脂（εr≒２．２）の場合、ａは０．１７５ｍｍとし、ｂは０．８ｍｍ、とする。
　ｃはプローブ１０２の、対象物質と接触する部分（検出端１０２ａ）に設けられているフリンジ１０９の平面視の径（フリンジ径）である。フリンジ径ｃは、プローブ１０２の検出端１０２ａからの漏洩電界の電界強度が、最大値の１％以下となる領域以上となるように形成する。言い換えると、フリンジ１０９の高周波線路（同軸線路）の導波方向に垂直な方向の面は、検出端１０２ａからの漏洩電界の電界強度が最大値の１％以下となる領域より広くする。例えば、ｃ＝３ｍｍ以上とする。
　図３に、ｃ＝９．５ｍｍとしたときの、プローブ１０２の検出端１０２ａにおける中央から、検出端１０２ａの面の面方向（水平方向）の電界強度の減衰率のシミュレーション結果を示す。図３において、ｒは、検出端１０２ａの中央からの水平方向の距離である。
　ここで、フリンジ１０９の検出端１０２ａに隣接する側面と、装置本体１０１の流路１０３の壁面との間には、隙間がない状態とし、流路１０３を流れる流体が漏れ出さないようにする。フリンジ１０９を含めたプローブ１０２は、装置本体１０１にねじや両面テープなどを用いて固定する。また、位置合わせのためのパターンやピンなどを用いて、装置本体１０１とプローブ１０２との間の位置合わせ精度を高めてもよい。また、プローブ１０２は、装置本体１０１へのプローブ１０２の取り付けにおいて、Ｏリングやパッキンなどを用いて、流体の漏れ出しを防ぐようにすることもできる。
　高周波線路（同軸線路）の導波方向の流路１０３の高さｈ、および高周波線路の導波方向に垂直な方向の流路１０３の幅ｗは、プローブ１０２の検出端１０２ａからの漏洩電界の電界強度が最大値の１％以下となる領域の範囲内とする。
　図４に、プローブ１０２による電界強度の、検出端１０２ａからの導波方向（流路１０３の高さ方向）の距離ｄに対する減衰率のシミュレーション結果を示す。幅ｗおよび高さｈは、電界強度の減衰率が１％となる値以下、例えば、ｈ＝２ｍｍ、ｗ＝３ｍｍとする。幅ｗに関しては、フリンジ１０９を形成するためのマージンを考え，最大でｗ＝フリンジ径ｃ－６（ｍｍ）とする。
　図５に、本発明における流路１０３の有無の比較を示す。図５は、上述した各パラメータを用い、空気（誘電率＝１）を対象物質とした場合のＳパラメータ（Scattering parameters）Ｓ１１を解析した結果である。実線は、流路がない場合を示し、点線は、流路のある場合を示す。
　図６に、従来の誘電分光測定装置における流路の影響のシミュレーション結果を示す。上述同様に、流路の有無の比較であり、空気（誘電率＝１）を対象物質とした場合のＳパラメータＳ１１を解析した結果である。実線は、流路がない場合を示し、点線は、流路のある場合を示す。なお、従来の誘電分光測定装置は、図７に示すように、誘電体からなる基板３０１の上に、コプレーナ型の高周波線路を構成する配線３０２が形成され、この上に、流路基板３０３が形成されている。流路基板３０３には、高周波線路の導波方向に直交するように流路が形成されている。また、配線３０２比較して、抵抗は、高周波コネクタ３０４が接続されている。
　図６に示すように、従来は、電波の伝搬経路であるコプレーナ線路上に流路を形成する流路基板が設置されるため、流路の有無で特性が大きく変化する。一方、図５に示したシミュレーション結果では、流路の影響がほとんど無い。このように、本発明によれば、流路の有無による影響（装置本体１０１の影響）がほとんどない状態で、対象物質の測定が可能となる。特に、流路高さ２ｍｍ、流路幅３ｍｍなどマイクロ流路を用いた微量な対象物質の、広帯域な誘電率測定が、より正確に実施できるようになる。
　実施の形態に係る誘電分光測定装置による対象物質の測定では、測定されたインピーダンス、アドミタンス、反射係数などから、対象物質の誘電率を計算する。例えば、予め誘電率が分かっている３つの第１基準物質，第２基準物質，第３基準物質を用い、以下の式（３）および（４）などを用いて試料誘電率を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、ρ1は、第１基準物質を測定した結果得られる反射係数、ρ2は、第２基準物質を測定した結果得られる反射係数、ρ3は、第３基準物質を測定した結果得られる反射係数である。また、ρ4は、対象物質を測定した結果得られる反射係数である。
　また、ｙ1は誘電率がε1である第１基準物質を測定した結果得られるアドミタンスの線形写像、ｙ2は誘電率がε2である第１基準物質を測定した結果得られるアドミタンスの線形写像、ｙ3は誘電率がε3である第１基準物質を測定した結果得られるアドミタンスの線形写像である。また、ｙ4は誘電率がε4である対象物質を測定した結果得られるアドミタンスの線形写像である。
　Ｇ0は、プローブ１０２の伝送線路の中で、装置本体１０１より外部に出ている部分の特性インピーダンスを指す。
　誘電率が既知な第１基準物質、第２基準物質、第３基準物質を校正標準として用いることにより，対象物質の誘電率を算出する。校正標準としては，空気、固体、液体金属、水、また、アルコールなどの有機溶媒などを用いる。実施の形態に係る誘電分光測定装置においては、インピーダンス、アドミタンスに対する流路１０３（装置本体１０１）の影響が低減されているため、式（３）などの演算時の流路由来の反射項の影響を少なく誘電率への換算が可能である。このように、実施の形態に係る誘電分光測定装置を用いることで、流路１０３中の微量な対象物の誘電率を広帯域に精度よく測定することができる。
　以上に説明したように、本発明によれば、高周波線路から構成されたプローブの検出端にフリンジを形成したので、広帯域な誘電率測定が、正確に実施できるようになる。
　なお、本発明は以上に説明した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の技術的思想内で、当分野において通常の知識を有する者により、多くの変形および組み合わせが実施可能であることは明白である。
　１０１…装置本体、１０２…プローブ、１０２ａ…検出端、１０３…流路、１０４…導入口、１０５…排出口、１０６…外導体、１０７…内導体、１０８…誘電体層、１０９…フリンジ。

Claims (4)

  1. 　流路が形成されて、誘電体から構成された装置本体と、
    　高周波線路から構成され、前記装置本体を貫通し、開放端とされた一端が前記流路の内部に露出する検出端とされたプローブと
    　を備え、
    　前記高周波線路の導波方向は、前記流路の流れに対して垂直とされ、
    　前記プローブは、前記検出端にフリンジが形成されていることを特徴とする誘電分光測定装置。
  2. 　請求項１記載の誘電分光測定装置において、
    　前記フリンジの前記高周波線路の導波方向に垂直な方向の面は、前記検出端からの漏洩電界の電界強度が最大値の１％以下となる領域より広くされている
    　ことを特徴とする誘電分光測定装置。
  3. 　請求項１または２記載の誘電分光測定装置において、
    　前記高周波線路の導波方向の前記流路の高さ、および前記高周波線路の導波方向に垂直な方向の前記流路の幅は、前記検出端からの漏洩電界の電界強度が最大値の１％以下となる領域の範囲内とされている
    　ことを特徴とする誘電分光測定装置。
  4. 　請求項１～３のいずれか１項に記載の誘電分光測定装置において、
    　前記プローブは、同軸線路から構成され、
    　前記フリンジは、前記同軸線路の外導体に形成されている
    　ことを特徴とする誘電分光測定装置。
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