WO2007134871A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zur spannungskonversion - Google Patents

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WO2007134871A1
WO2007134871A1 PCT/EP2007/004632 EP2007004632W WO2007134871A1 WO 2007134871 A1 WO2007134871 A1 WO 2007134871A1 EP 2007004632 W EP2007004632 W EP 2007004632W WO 2007134871 A1 WO2007134871 A1 WO 2007134871A1
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circuit arrangement
voltage
switch
load
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Thomas Jessenig
Manfred Lueger
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Austriamicrosystems Ag
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    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the present invention relates to a voltage conversion circuit, a voltage converter, a use of a voltage converter, and a voltage conversion method.
  • Circuit arrangements for supplying electrical loads find use, for example, in devices of mobile communication and in cameras. Among other things, they are used to supply light-emitting diodes, abbreviated LEDs.
  • the object of the present invention is to provide a circuit arrangement for voltage conversion, a voltage converter and a method for voltage conversion, which ensure high flexibility in the supply of an electrical load.
  • a voltage conversion circuit comprises a forward branch and a feedback branch coupled to the forward branch.
  • the forward branch has a first load connection.
  • An electrical load can be connected to the first load connection.
  • the feedback branch comprises a scanning device.
  • the scanning device is designed to sense a voltage that can be tapped off the electrical load.
  • the electric Load is pulse width modulated with electrical energy supplied.
  • the forward branch of the circuit arrangement By means of the forward branch of the circuit arrangement, an output voltage is provided at the first load terminal. Due to the pulse-width modulated operation of the electrical load, the energy delivered by the forward branch of the circuitry to the electrical load also has a pulse width modulated shape.
  • the scanning device in the feedback branch it is possible to set a point in time at which a voltage which can be tapped off from the electrical load is sampled and provided by the feedback branch to the forward branch for controlling the voltage conversion.
  • a clock phase and a timing in the clock phase at which the signal can be tapped off the electrical load are set, so that from the feedback branch information is provided to the forward branch, the first approximation independent of the two Clock phases of the pulse width modulated operation of the electrical load.
  • the sensing device includes a first switch connected at a first terminal to the first load terminal or to a second load terminal. Accordingly, the output voltage or a voltage which can be tapped off at the second load connection can be supplied to the first connection of the first switch.
  • the second load connection serves as the first load connection for connecting the electrical load.
  • the electrical load may be arranged between the first and the second load connection.
  • the circuit arrangement can be provided for operating at least one light-emitting diode as an electrical load.
  • a brightness which provides the LED can be set. There may be a linear relationship between the brightness and the duty cycle.
  • the light-emitting diode is operated in a switched-on phase of the pulse width modulated operation, each with the same current, so that a color spectrum of the light-emitting diode does not change even with a change in brightness.
  • frequencies above 20 kilohertz may advantageously be used for pulse width modulated operation because at such frequencies there is no audible mechanical vibration of components in a system such as a mobile communications device.
  • a signal provided to the forward branch for control is approximately independent of the frequency of the pulse width modulation.
  • a first switch is realized in the scanning device, which has a first and a second terminal and is connected at the first terminal to a terminal of the electrical load.
  • the first switch has a control terminal which is connected to a clock input of the circuit arrangement.
  • the clock input is provided for supplying a pulse width modulated clock signal to the circuit arrangement.
  • the first switch may be formed as a bipolar transistor.
  • the first switch may be implemented as a metal-oxide-semiconductor field effect transistor, abbreviated MOSFET.
  • the first switch may be formed as a p-channel MOSFET.
  • the first switch is designed as an n-channel MOSFET.
  • the first Switch realized as a transmission gate and has a parallel connection of an n-channel and a p-channel MOSFET.
  • the scanning device can be realized as a sample-and-hold circuit and can comprise a holding element.
  • the scanning device has a first capacitor.
  • An electrode of the first capacitor is connected to a second terminal of the first switch.
  • another electrode of the first capacitor is connected to a reference potential terminal.
  • the further electrode of the first capacitor is connected to the first load terminal.
  • the further electrode of the first capacitor is coupled to the first load terminal.
  • a second capacitor may be provided which connects the further electrode of the first capacitor to the first load terminal.
  • the feedback branch comprises an amplifier connected at a second input to the second terminal of the first switch.
  • An output of the amplifier is connected to the forward branch.
  • a reference voltage can be fed to a first input of the amplifier.
  • a signal at the output of the amplifier may be provided in response to a difference in the signals at the first and second inputs of the amplifier.
  • the stronger can be realized as a differential amplifier, which amplifies a difference of the two applied input voltages and provides an analog signal at the output of the amplifier.
  • the amplifier can be provided as an operational amplifier. Alternatively, the amplifier may be configured as a comparator and provide a digital signal at the output. In a further alternative embodiment, the amplifier can be realized as a transconductance amplifier, English operational transconductance amplifier, abbreviated OTA.
  • the feedback branch has a current sink arrangement which is coupled to the electrical load via a second load terminal.
  • the current sink arrangement is designed to modulate a load current flowing through the electrical load in pulse width form.
  • the electrical load can be arranged between the first load connection and the second load connection.
  • the first terminal of the first switch is connected to the second load terminal.
  • the current sinking arrangement may be connected to the clock input.
  • the pulse-width-modulated current sink arrangement and the electrical load can be connected in series between the first load terminal and the reference potential terminal.
  • a current sink switch is preferably arranged in the current sink arrangement, which is connected to the clock input of the circuit arrangement for supplying the pulse-width-modulated clock signal.
  • the current sinking arrangement may include a resistor connected in series with the current sinking switch, such that a series connection comprising the resistor and the current sink switch connects the second load terminal to the reference potential terminal.
  • the current sink arrangement has a MOSFET which is switched on or off by means of a control voltage at a control connection in accordance with the pulse-width-modulated clock signal.
  • a value for the load current can be set.
  • the current sink arrangement comprises a current mirror.
  • the current mirror of the current sink arrangement comprises the current sink switch.
  • the forward branch may include a voltage converter connected on the output side to the first load terminal.
  • the voltage converter may be connected on the input side to the feedback branch.
  • the forward branch may be provided for voltage conversion of an AC voltage to a DC voltage.
  • the forward branch serves to downconvert a DC voltage.
  • the forward branch is configured for an upward conversion of a DC voltage.
  • the forward branch includes an input for coupling to a supply source.
  • the forward branch may include a control switch connected to the input at a first terminal and to the reference potential terminal at a second terminal.
  • the forward branch may comprise a control arrangement connected between the feedback branch and a control terminal of the control switch.
  • a period of a control signal, which is supplied to the control terminal of the control switch may be independent of a period of the pulse width modulated clock signal.
  • a period of the control signal may be different from a period of the pulse width modulated clock signal.
  • the pulse width modulated clock signal may thus advantageously have a shorter period and thus a higher frequency than the control signal.
  • an electrical load can be supplied with a voltage which has only a few frequency components in an audible spectrum which comprises frequencies less than twenty kilohertz.
  • the pulse width modulated clock signal may have a higher period duration and thus a lower frequency than the control signal. This makes it easy to filter interference signals.
  • a high electromagnetic compatibility of the circuit arrangement can be achieved.
  • the frequency of the pulse width modulated clock signal can be derived from the frequency of the control signal by means of a frequency divider.
  • the forward branch includes a diode that couples the input of the circuitry to the first load terminal.
  • the diode is formed as a Schottky diode and has a low forward voltage.
  • the forward branch has a second switch for coupling the input of the circuit arrangement to the first load terminal.
  • the second switch can be implemented as a MOSFET.
  • the circuit arrangement can be realized on a semiconductor body.
  • a bipolar integration technique for the preparation of the circuit arrangement on the Semiconductor body can be used a bipolar integration technique.
  • CMOS integration technology a complementary metal oxide semiconductor integration technology, abbreviated CMOS integration technology, is used to produce the circuit arrangement on the semiconductor body.
  • a voltage converter comprises the circuit arrangement and an inductance which connects a supply source to the input of the circuit arrangement.
  • the electrical load may include a light emitting diode.
  • the electrical load may include a plurality of light emitting diodes connected in series.
  • the voltage converter can be used for a display or lighting device.
  • the voltage converter can be used as a DC / DC converter, English direct current / direct current converter, abbreviated DC / DC converter.
  • a method for voltage conversion provides the following steps: An electrical load is provided with pulse width modulated electrical energy. A feedback voltage, which can be tapped off at a connection of the electrical load, is sampled. The sampling takes place in a first clock phase, during which the electrical load is supplied with electrical energy. The value of the feedback voltage, which can be tapped off at the end of the first clock phase, is held in a second clock phase. During the second clock phase, the electrical load is not supplied with electrical energy. A voltage conversion is controlled in response to the feedback voltage. through voltage conversion provides electrical energy to the electrical load.
  • an output voltage can be provided which can be supplied to the electrical load.
  • the value of the sampled feedback voltage may be increased in the second clock phase, as long as the output voltage is increased in the second clock phase. If the output voltage is not increased in the second clock phase, the value of the feedback voltage which can be tapped off at the end of the first clock phase can be maintained in the second clock phase. With an approximately constant output voltage in the second clock phase, the value of the feedback voltage which can be tapped off at the end of the first clock phase can advantageously be maintained in the second clock phase.
  • the value of the feedback voltage relative to a potential of a reference potential terminal may be detected in the first clock phase.
  • the value of the feedback voltage relative to the potential of the reference potential terminal can also be increased.
  • the value of the feedback voltage in the second clock phase is increased by approximately the value by which the output voltage of the voltage converter increases.
  • the feedback voltage is not sampled in every first clock phase, but a sampling takes place in every second of the first clock phases. Alternatively, the sampling takes place every n-th first clock phase.
  • a period of time during which the feedback voltage is tapped may be less than a period of the first clock phase but within the first clock phase.
  • the feedback voltage that can be tapped off at the terminal of the electrical load in the first clock phase may be a sink voltage or the output voltage.
  • the feedback voltage can thus be generated by sensing the sink voltage or the output voltage in the first clock phase.
  • FIGS. 1A and 1B show exemplary embodiments of a voltage conversion circuit according to the proposed principle
  • FIG. 2A shows a further exemplary embodiment of a scanning device
  • FIG. 2B shows a further exemplary embodiment of an amplifier
  • FIG. 3 shows an exemplary embodiment of a current sink arrangement
  • FIGS. 4A and 4B show exemplary embodiments of a first switch.
  • FIG. IA shows an exemplary embodiment of a circuit arrangement for voltage conversion according to the proposed principle.
  • the circuit arrangement 1 comprises a forward branch 60 and a feedback branch 61.
  • the feedback branch 61 has a current sink arrangement 50, which is followed by a scanning device 30, which in turn is followed by an amplifier 20.
  • the feedback branch 61 is coupled on the output side to the forward branch 60.
  • the forward branch 60 has a control arrangement 14 which is coupled on the input side to the feedback branch 61 and which is followed by a control switch 10, which in turn is followed by a diode 15.
  • One terminal of the diode 15 is connected to a first load terminal 45.
  • An electrical load 47 is arranged between the first load terminal 45 and a second load terminal 46.
  • One terminal of the electrical load 47 is connected to the second load terminal 46.
  • the electrical load 47 comprises in this five LEDs connected in series.
  • the second load connection 46 is connected to a reference potential connection 8 via the current sink arrangement 50.
  • the current sink arrangement 50 has a current sink switch 51 and a current source 52, which are connected in series to one another and between the second load connection 46 and the reference potential connection 8.
  • a control terminal of the current sink switch 51 is connected to a clock input 44 of the circuit arrangement 1.
  • the scanning device 30 has a first switch 31 which is coupled at a first terminal 32 to the second load terminal 46, at a second terminal 33 via a first capacitor 35 to the reference potential terminal 8 and at a control terminal 34 to the clock input 44 of the circuit arrangement 1 ,
  • the second terminal 33 of the first switch 31 is connected to a second input 22 of the amplifier 20.
  • the amplifier 20 is connected to the control arrangement 14 at an output 23.
  • the control switch 10 is realized as an n-channel MOSFET and comprises a control terminal 13 which is connected to the control arrangement 14, a first terminal 11 which is connected to an input 2 of the circuit arrangement 1 and to a further terminal of the diode 15 and a second terminal 12 connected to the reference potential terminal 8.
  • the diode 15 couples the input 2 of the circuit arrangement 1 to the first load connection 45.
  • a first support capacitor 48 is connected to the first load connection 45.
  • the input 2 of the circuit arrangement 1 is connected via an inductance 3 to a supply source 5. At the supply source 5, a second backup capacitor 4 is connected.
  • the inductance 3 is formed as a coil.
  • the circuit arrangement 1 is supplied with a pulse width modulated signal PWM.
  • the pulse width modulated signal PWM has a period Tpwm.
  • the current sink switch 51 is closed, so that a load current Iled flows through the electrical load 47, which is adjusted by means of the current source 52.
  • a current sink voltage Vsink can be tapped off.
  • the current sink voltage Vsink thus drops across the current sink arrangement 50.
  • the current sink voltage Vsink is supplied to the first terminal 32 of the first switch 31.
  • the first switch 31 is also closed, so that the sink voltage Vsink is supplied via the first switch 31 as feedback voltage Vfb to the second input 22 of the amplifier 20 and applied to the first capacitor 35.
  • the current sink switch 51 and the first switch 31 are open.
  • the load current Iled which flows through the electrical load 47 in the second clock phase, has the value zero. Since the first switch 31 is switched open in the second clock phase, an increase in the sink voltage Vsink at the second load terminal 46 has no influence on the control of the circuit arrangement 1.
  • a value of the feedback voltage Vfb which at the end of the first Clock phase applied to the first capacitor 35, held during the second clock phase. Since an input resistance of the second terminal 22 of the amplifier 20 and an input resistance of the second terminal 33 of the first switch 31 have very high values, the feedback voltage Vfb decreases only slightly during the second clock phase.
  • the first terminal 21 of the amplifier 20 is supplied with a reference voltage Vref.
  • the first backup capacitor 48 energy is advantageously stored in the first backup capacitor 48, especially when the drain voltage Vsink is below the value of the reference voltage Vref during the first clock phase.
  • the charging of the first backup capacitor 48 is thus independent of the period Tpwm and the duration of the first and the duration of the second clock phase of the pulse width modulated signal PWM.
  • the opening of the current sink switch 51 can result in an increase of the current sink voltage Vsink to almost the value of the output voltage Vdc.
  • the first switch 31 is also open, provided that the current sink switch 51 is open. This avoids recharging the first backup capacitor 48 is omitted in the second clock phase, although the charging for the supply of the electric load 47 in the following first clock phase is desired.
  • the first terminal 32 of the first switch 31 is connected to the first load terminal 45.
  • the connection of the first terminal 32 of the first switch 31 to the second load terminal 46 is omitted.
  • the terminal of the electrical load 47 may be connected to the first load terminal 45.
  • the output voltage Vdc is supplied to the first terminal 32 of the first switch 31.
  • the feedback voltage Vfb is therefore formed depending on the output voltage Vdc.
  • FIG. 1B shows a development of the circuit arrangement 1 according to FIG. 1A.
  • the scanning device 30 has the first switch 31 and the first capacitor 35, which is connected at a first electrode 36 to the second connection 33 of the first switch 31.
  • a second electrode 37 of the first capacitor 35 is coupled to a node which has a second capacitor 38 and a first resistor 39 to the first load terminal 45 and a second resistor 40 to the first Reference potential connection 8 is connected.
  • the pulse-width-modulated signal PWM is fed via the clock input 44 to the first switch 31 and the current sink switch 51.
  • both switches 31, 51 are closed and open in the second clock phase.
  • the current Iled through the electrical load 47 of light emitting diodes is thus according to the modulated pulse width modulated signal PWM, thereby adjusting the average brightness.
  • the feedback voltage Vfb is set by the low-impedance connection of the second input 22 of the amplifier 20 to the second load terminal 46 to the value of the sink voltage Vsink, so that the series circuit comprising the first and the second capacitor 37, 38, only one has little influence on the feedback voltage Vfb.
  • a second switch 16 is provided instead of the diode 15, the input 2 with the first load terminal 45 connects, and is open when the control switch 10 is closed.
  • the first terminal 32 of the first switch 31 is at the first position
  • FIG. 2A shows a further exemplary embodiment of the scanning device as can be used in the circuit arrangements according to FIGS. 1A and 1B.
  • the scanning device 30 "according to FIG. 2A has the first switch 31 and the first capacitor 35.
  • the second electrode 37 of the first capacitor 35 is connected to the second load terminal 45.
  • a rapid rise of the output voltage Vdc is transmitted to the feedback voltage Vfb by the first capacitor 37 when the first switch 31 is open.
  • the feedback voltage Vfb increases during the second clock phase of the pulse width modulated signal PWM, provided that the output voltage Vdc is increased in the second clock phase.
  • FIG. 2B shows a further exemplary embodiment of the amplifier as it can be used in the circuit arrangements according to FIGS. 1A and 1B.
  • the amplifier 20 'according to FIG. 2B comprises a transconductance amplifier 24, which is followed by an impedance 65.
  • the impedance 65 connects an output 27 of the transconductance amplifier 24 to the reference potential terminal 8 and is designed as a low-pass filter.
  • the impedance 65 comprises a capacitor 66, which is connected between the output 27 of the transconductance amplifier 24 and the reference potential terminal 8, as well as a secondary capacitor. rienscrien of a resistor 67 and another capacitor 68, which is also connected between the output 27 of the transconductance amplifier 24 and the notebookspotenzialan- connection 8.
  • a second input 26 of the transconductance amplifier 24 is connected to the second terminal 33 of the first switch 31 and the output 27 of the transconductance amplifier 24 is connected to the control arrangement 14.
  • the transconductance amplifier 24 is supplied at a first input 25, the reference voltage Vref and at the second input 26, the feedback voltage Vfb. If the reference voltage Vref is greater than the feedback voltage Vfb, the transconductance amplifier 24 outputs a positive current Itr on the output side, which leads to an increase in a voltage at the input of the control arrangement 14. If, on the other hand, the reference voltage Vref is smaller than the feedback voltage Vfb, the transconductance amplifier 24 outputs on the output side a negative current Itr, which leads to a reduction of the voltage at the input of the control arrangement 14. The low-pass function of the impedance 65, the voltage is smoothed.
  • FIG. 3 shows an exemplary embodiment of a current sink arrangement 50.
  • the current sink arrangement 50 has the current sink switch 51 and the current source 52, which are connected in series with one another and between the second load connection 46 and the reference potential connection 8.
  • the current source 52 comprises a current mirror 53.
  • the current mirror 53 is designed as a cascode current mirror and has a first and a second transistor 54, 55, which are connected in series with one another.
  • the series circuit comprising the first and second transistors 54, 55 couples
  • the current mirror 53 has a third and a fourth transistor 56, 57, which are connected in series with one another and connect a terminal 58 to the reference potential connection 8.
  • the control terminals of the first and third transistors 54, 56 are connected to each other and to a first terminal of the third transistor 56.
  • the control terminals of the second and fourth transistors 55, 57 are connected to each other and to a first terminal of the fourth transistor 57.
  • the current mirror 53 a control current Ie is supplied.
  • a value of the load current Iled is proportional to the value of the control current Ie multiplied by the size ratio of the first and second transistors 55, 56 to the third and fourth transistors 56, 57.
  • the four transistors 54 to 57 are formed as MOSFETs. They are preferably realized as n-channel MOSFETs.
  • the current sink switch 51 is also preferably realized as an n-channel MOSFET.
  • the current Iled flowing through the electrical load 47 can be limited so that overloading of the electrical load 47 is avoided.
  • the load current Iled can be set accurately with the current mirror 53, so that a brightness of the light-emitting diodes can be set precisely.
  • an efficiency of the circuit arrangement 1 is increased.
  • FIG. 4A shows an exemplary embodiment of the first switch 31.
  • the first switch 31 is designed as an n-channel MOSFET.
  • the first switch 31 may be realized as a p-channel MOSFET.
  • FIG. 4B shows a further exemplary embodiment of the first switch 31.
  • the first switch 31 is implemented according to FIG. 4b as a transmission gate and thus comprises a p-channel field effect transistor 70 and an n-channel field effect transistor 71, both at a first terminal are connected to the first terminal 32 of the first switch 31 and at a second terminal to the second terminal 33 of the first switch 31.
  • the clock input 44 is connected directly to a control terminal of the transistor 71 and via an inverter 72 to a control terminal of the transistor 70.
  • a voltage drop across the first switch 31 is low due to the formation of the first switch 31 as a transmission gate.

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Abstract

Eine Schaltungsanordnung (1) zur Spannungskonversion umfasst einen Vorwärtszweig (60) mit einem ersten Lastanschluss (45), an den eine elektrische Last (47) ankoppelbar ist, und einen Rückkopplungszweig (61) mit einer Abtastvorrichtung (30). Die elektrische Last (47) ist pulsweitenmoduliert betreibbar. Ein Verfahren zur Spannungskonversion umfasst folgende Schritte: Eine elektrische Last (47) wird pulsweitenmoduliert mit Energie versorgt. Eine an einem Anschluss der elektrischen Last (47) abgreifbare Rückkoppel Spannung (Vfb) wird in einer ersten Taktphase, während die elektrische Last (47) mit Energie versorgt wird, abgetastet. Die Spannungskonversion wird in Abhängigkeit von der Rückkoppel Spannung (Vfb) gesteuert.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung und Verfahren zur Spannungskonversion
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion, einen Spannungskonverter, eine Verwendung eines Spannungskonverters und ein Verfahren zur Spannungskonversion .
Schaltungsanordnungen zur Versorgung elektrischer Lasten finden beispielsweise Einsatz in Geräten der Mobilkommunikation und in Kameras. Sie werden unter anderem zur Versorgung von Leuchtdioden, abgekürzt LEDs, verwendet.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion, einen Spannungskonverter und ein Verfahren zur Spannungskonversion bereitzustellen, die eine hohe Flexibilität bei der Versorgung einer elektrischen Last gewährleisten.
Diese Aufgabe wird mit den Gegenständen der Patentansprüche 1 und 19 sowie dem Verfahren gemäß Patentanspruch 22 gelöst. Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind jeweils Gegenstand der abhängigen Ansprüche .
Erfindungsgemäß umfasst eine Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion einen Vorwärtszweig und einen Rückkopplungs- zweig, der mit dem Vorwärtszweig gekoppelt ist. Der Vorwärtszweig weist einen ersten Lastanschluss auf. An den ersten Lastanschluss ist eine elektrische Last anschließbar. Der Rückkopplungszweig umfasst eine Abtastvorrichtung. Die Ab- tastvorrichtung ist zum Abtasten einer Spannung, die an der elektrischen Last abgreifbar ist, ausgelegt. Die elektrische Last ist pulsweitenmoduliert mit elektrischer Energie versorgbar .
Mittels des Vorwärtszweigs der Schaltungsanordnung wird an dem ersten Lastanschluss eine AusgangsSpannung bereitgestellt. Aufgrund des pulsweitenmodulierten Betriebs der elektrischen Last weist die Energie, die von dem Vorwärtszweig der Schaltungsanordnung an die elektrische Last abgegeben wird, ebenfalls eine pulsweitenmodulierte Form auf. Mit- tels der Abtastvorrichtung in dem Rückkopplungszweig kann ein Zeitpunkt eingestellt werden, an dem eine an der elektrischen Last abgreifbare Spannung abgetastet wird und von dem Rückkopplungszweig dem Vorwärtszweig zur Steuerung der Spannungskonversion bereitgestellt wird.
Mit Vorteil kann mittels der Abtastvorrichtung eine Taktphase und ein Zeitpunkt in der Taktphase, an dem das an der elektrischen Last abgreifbare Signal abgetastet wird, eingestellt werden, so dass von dem Rückkopplungszweig dem Vorwärtszweig eine Information bereitgestellt wird, die in erster Näherung unabhängig von den beiden Taktphasen des pulsweitenmodulierten Betriebs der elektrischen Last ist.
In einer Ausführungsform umfasst die Abtastvorrichtung einen ersten Schalter, der an einem ersten Anschluss mit dem ersten Lastanschluss oder mit einem zweiten Lastanschluss verbunden ist. Entsprechend kann dem ersten Anschluss des ersten Schalters die AusgangsSpannung oder eine am zweiten Lastanschluss abgreifbare Spannung zugeleitet werden. Der zweite Lastan- Schluss dient wie der erste Lastanschluss zum Anschließen der elektrischen Last. Die elektrische Last kann zwischen dem ersten und dem zweiten Lastanschluss angeordnet sein. Die Schaltungsanordnung kann zum Betrieb von mindestens einer Leuchtdiode als elektrischer Last vorgesehen sein. Mit Vorteil kann mittels des Tastverhältnisses eine Helligkeit, welche die LED zur Verfügung stellt, eingestellt werden. Dabei kann eine lineare Beziehung zwischen der Helligkeit und dem Tastverhältnis bestehen. Mit Vorteil wird die Leuchtdiode in einer eingeschalteten Phase des pulsweitenmodulierten Betriebs mit jeweils dem gleichen Strom betrieben, so dass sich ein Farbspektrum der Leuchtdiode auch bei einer Änderung der Helligkeit nicht verändert. Mit Vorteil können beispielsweise Frequenzen über 20 Kilohertz für den pulsweitenmodulierten Betrieb verwendet werden, da bei derartigen Frequenzen keine hörbaren mechanischen Schwingungen von Bauelementen in einem System wie etwa einem Gerät der Mobilkommunikation auftreten. Mit Vorteil ist aufgrund der Abtastvorrichtung im Rückkopplungszweig ein Signal, das dem Vorwärtszweig zur Steuerung bereitgestellt wird, von der Frequenz der Pulsweitenmodulation näherungsweise unabhängig.
In einer Ausführungsform ist in der Abtastvorrichtung ein erster Schalter realisiert, der einen ersten und einen zweiten Anschluss aufweist und an dem ersten Anschluss mit einem Anschluss der elektrischen Last verbunden ist. Der erste Schalter weist einen Steueranschluss auf, der mit einem Takt- eingang der Schaltungsanordnung verbunden ist. Der Takteingang ist zur Zuführung eines pulsweitenmodulierten Taktsignals an die Schaltungsanordnung vorgesehen. Der erste Schalter kann als Bipolar-Transistor ausgebildet sein. Alternativ kann der erste Schalter als Metall-Oxid-Halbleiter Feldef- fekttransistor, abgekürzt MOSFET, realisiert sein. Der erste Schalter kann als p-Kanal MOSFET ausgebildet sein. Mit Vorteil ist der erste Schalter als n-Kanal MOSFET ausgebildet. In einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist der erste Schalter als Transmission-Gate realisiert und weist eine Parallelschaltung eines n-Kanal und eines p-Kanal MOSFETs auf.
Die Abtastvorrichtung kann als Abtasthalteschaltung reali- siert sein und kann ein Halteglied umfassen.
Mit Vorteil weist die Abtastvorrichtung einen ersten Kondensator auf. Eine Elektrode des ersten Kondensators ist an einem zweiten Anschluss des ersten Schalters angeschlossen.
In einer Ausführungsform ist eine weitere Elektrode des ersten Kondensators an einem Bezugspotenzialanschluss angeschlossen.
In einer alternativen Ausführungsform ist die weitere Elektrode des ersten Kondensators an dem ersten Lastanschluss angeschlossen. In einer anderen Ausführungsform ist die weitere Elektrode des ersten Kondensators mit dem ersten Lastanschluss gekoppelt. Ein zweiter Kondensator kann vorgesehen sein, der die weitere Elektrode des ersten Kondensators mit dem ersten Lastanschluss verbindet. Somit wird mit Vorteil ein Spannungssprung an der AusgangsSpannung über den ersten beziehungsweise über den ersten und den zweiten Kondensator dem zweiten Anschluss des ersten Schalters zugeführt.
In einer Ausführungsform umfasst der Rückkopplungszweig einen Verstärker, der an einem zweiten Eingang mit dem zweiten Anschluss des ersten Schalters verbunden ist. Ein Ausgang des Verstärkers ist mit dem Vorwärtszweig verbunden. Einem ersten Eingang des Verstärkers ist eine Referenzspannung zuführbar. Ein Signal an dem Ausgang des Verstärkers kann in Abhängigkeit einer Differenz der Signale an dem ersten und dem zweiten Eingang des Verstärkers bereitgestellt werden. Der Ver- stärker kann als Differenzverstärker realisiert sein, der eine Differenz der beiden anliegenden EingangsSpannungen verstärkt und ein analoges Signal an dem Ausgang des Verstärkers bereitstellt. Der Verstärker kann als Operationsverstärker, englisch voltage feedback operational amplifier, vorgesehen sein. Alternativ kann der Verstärker als Komparator ausgebildet sein und an dem Ausgang ein digitales Signal bereitstellen. In einer weiteren alternativen Ausführungsform kann der Verstärker als Transkonduktanzverstärker, englisch operatio- nal transconductance amplifier, abgekürzt OTA, realisiert sein.
In einer Ausführungsform weist der Rückkopplungszweig eine Stromsenkenanordnung auf, die über einen zweiten Lastan- Schluss mit der elektrischen Last gekoppelt ist. Die Stromsenkenanordnung ist dazu ausgelegt, einen durch die elektrische Last fließenden Laststrom in Pulsweitenform zu modulieren. Die elektrische Last kann zwischen dem ersten Lastan- schluss und dem zweiten Lastanschluss angeordnet sein. In ei- ner Ausführungsform ist der erste Anschluss des ersten Schalters mit dem zweiten Lastanschluss verbunden. Die Stromsenkenanordnung kann mit dem Takteingang verbunden sein. Die pulsweitenmoduliert betriebene Stromsenkenanordnung und die elektrische Last können in Reihe zwischen den ersten Lastan- Schluss und den Bezugspotentialanschluss geschaltet sein.
Bevorzugt ist in der Stromsenkenanordnung ein Stromsenkenschalter angeordnet, der mit dem Takteingang der Schaltungsanordnung zur Zuführung des pulsweitenmodulierten Taktsignals verbunden ist. Die Stromsenkenanordnung kann einen Widerstand aufweisen, der seriell zu dem Stromsenkenschalter geschaltet ist, sodass eine Serienschaltung, umfassend den Widerstand und den Stromsenkenschalter, den zweiten Lastanschluss mit dem Bezugspotenzialanschluss verbindet.
In einer Ausfϋhrungsform weist die Stromsenkenanordnung einen MOSFET auf, der mittels einer Steuerspannung an einem Steuer- anschluss entsprechend dem pulsweitenmodulierten Taktsignal ein- beziehungsweise ausgeschaltet wird. Mittels eines Werts der SteuerSpannung in der eingeschalteten Phase des Taktsignals kann ein Wert für den Laststrom eingestellt werden.
Mit Vorteil umfasst die Stromsenkenanordnung einen Stromspiegel. In einer Ausführungsform umfasst der Stromspiegel der Stromsenkenanordnung den Stromsenkenschalter.
In einer Ausführungsform kann der Vorwärtszweig einen Spannungswandler umfassen, der ausgangsseitig mit dem ersten Lastanschluss verbunden ist. Der Spannungswandler kann eingangsseitig mit dem Rückkopplungszweig verbunden sein.
In einer Ausführungsform kann der Vorwärtszweig zur Spannungswandlung einer WechselSpannung in eine Gleichspannung vorgesehen sein. In einer anderen Ausführungsform dient der Vorwärtszweig zur Abwärtskonversion einer Gleichspannung. In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Vorwärtszweig für eine Aufwärtskonversion einer Gleichspannung ausgebildet.
Der Vorwärtszweig umfasst einen Eingang zum Koppeln mit einer Versorgungsquelle. Der Vorwärtszweig kann einen Steuerschalter aufweisen, der an einem ersten Anschluss mit dem Eingang und an einem zweiten Anschluss mit dem Bezugspotenzialanschluss verbunden ist. Der Vorwärtszweig kann eine Steuerungsanordnung aufweisen, die zwischen dem Rückkopplungszweig und einen Steueranschluss des Steuerschalters geschaltet ist. Eine Periodendauer eines Steuersignals, welches dem Steueran- schluss des Steuerschalters zugeführt wird, kann unabhängig von einer Periodendauer des pulsweitenmodulierten Taktsignals sein. Eine Periodendauer des Steuersignals kann verschieden von einer Periodendauer des pulsweitenmodulierten Taktsignals sein. Das pulsweitenmodulierte Taktsignal kann somit mit Vorteil eine geringere Periodendauer und damit eine höhere Frequenz als das Steuersignal aufweisen. Somit kann eine elektrische Last- mit einer Spannung versorgt werden, die nur we- nige Frequenzanteile in einem hörbaren Spektrum aufweist, welches Frequenzen kleiner als zwanzig Kilohertz umfasst.
In einer alternativen Ausführungsform kann das pulsweitenmodulierte Taktsignal eine höhere Periodendauer und damit eine niedrigere Frequenz als das Steuersignal aufweisen. Dadurch können Störsignale einfach gefiltert werden. Darüber hinaus kann eine hohe elektromagnetische Verträglichkeit der Schaltungsanordnung erzielt werden. In einer Weiterentwicklung kann die Frequenz des pulsweitenmodulierten Taktsignals mit- tels eines Frequenzteilers aus der Frequenz des Steuersignals abgeleitet werden.
In einer Ausführungsform weist der Vorwärtszweig eine Diode auf, die den Eingang der Schaltungsanordnung mit dem ersten Lastanschluss koppelt. Bevorzugt ist die Diode als Schottky- Diode ausgebildet und zeigt eine geringe Durchlassspannung. Alternativ weist der Vorwärtszweig einen zweiten Schalter zur Kopplung des Eingangs der Schaltungsanordnung mit dem ersten Lastanschluss auf. Der zweite Schalter kann als MOSFET reali- siert sein.
Die Schaltungsanordnung kann auf einem Halbleiterkörper realisiert sein. Zur Herstellung der Schaltungsanordnung auf dem Halbleiterkörper kann eine Bipolar-Integrationstechnik verwendet werden. Bevorzugt wird zur Herstellung der Schaltungsanordnung auf dem Halbleiterkörper eine Complementary Metal Oxide Semiconductor Integrationstechnik, abgekürzt CMOS- Integrationstechnik, eingesetzt.
In einer Ausführungsform nach dem vorgeschlagenen Prinzip um- fasst ein Spannungskonverter die Schaltungsanordnung und eine Induktivität, die eine Versorgungsquelle mit dem Eingang der Schaltungsanordnung verbindet. In einer Ausführungsform kann die elektrische Last eine Leuchtdiode aufweisen. Alternativ kann die elektrische Last mehrere in Serie geschaltete Leuchtdioden umfassen.
Der Spannungskonverter kann für eine Anzeige- oder Beleuchtungseinrichtung eingesetzt sein. Der Spannungskonverter kann als Gleichspannungs- /Gleichspannungswandler, englisch direct current/direct current-converter, abgekürzt DC/DC-Converter, verwendbar sein.
Erfindungsgemäß sieht ein Verfahren zur Spannungskonversion folgende Schritte vor: Einer elektrischen Last wird elektrische Energie pulsweitenmoduliert bereitgestellt. Eine RückkoppelSpannung, die an einem Anschluss der elektrischen Last abgreifbar ist, wird abgetastet. Die Abtastung erfolgt in einer ersten Taktphase, während der die elektrische Last mit elektrischer Energie versorgt wird. Der Wert der Rückkoppelspannung, welcher an dem Ende der ersten Taktphase abgreifbar ist, wird in einer zweiten Taktphase gehalten. Während der zweiten Taktphase wird die elektrische Last nicht mit elektrischer Energie versorgt. Eine Spannungskonversion wird in Abhängigkeit von der RückkoppelSpannung gesteuert. Mittels der Spannungskonversion wird elektrische Energie für die elektrische Last bereitgestellt.
Mit Vorteil wird zur Steuerung der Spannungskonversion aus- schließlich ein Signal eingesetzt, das während des Betriebs der elektrischen Last abgreifbar ist. Mit Vorteil wird somit bei der Steuerung der Spannungskonversion diejenige Taktphase nicht berücksichtigt, in der die pulsweitenmoduliert betriebene elektrische Last keine elektrische Energie verbraucht.
Zum Versorgen der elektrischen Last mit elektrischer Energie kann eine AusgangsSpannung bereitgestellt werden, die der elektrischen Last zugeführt werden kann.
In einer Ausführungsform kann der Wert der abgetasteten Rückkoppelspannung in der zweiten Taktphase erhöht werden, sofern die AusgangsSpannung in der zweiten Taktphase erhöht wird. Falls die AusgangsSpannung in der zweiten Taktphase nicht erhöht wird, kann der Wert der RückkoppelSpannung, welcher an dem Ende der ersten Taktphase abgreifbar ist, in der zweiten Taktphase gehalten werden. Bei einer näherungsweise konstanten AusgangsSpannung in der zweiten Taktphase kann mit Vorteil der am Ende der ersten Taktphase abgreifbare Wert der RückkoppelSpannung in der zweiten Taktphase gehalten werden.
In einer Ausführungsform kann der Wert der RückkopplungsSpannung bezogen auf ein Potential eines Bezugspotentialanschlusses in der ersten Taktphase erfasst werden. In der zweiten Taktphase kann im Fall einer Erhöhung der AusgangsSpannung bezogen auf das Potential des Bezugspotentialanschlusses der Wert der Rückkopplungsspannung bezogen auf das Potential des Bezugspotentialanschlusses ebenfalls erhöht werden. In einer Weiterbildung wird der Wert der RückkoppelSpannung in der zweiten Taktphase um näherungsweise den Wert erhöht, um den die AusgangsSpannung des Spannungskonverters ansteigt.
In einer Weiterbildung wird nicht in jeder ersten Taktphase die RückkoppelSpannung abgetastet, sondern erfolgt ein Abtasten in jeder zweiten der ersten Taktphasen. Alternativ erfolgt das Abtasten in jeder n-ten ersten Taktphase.
In einer Ausführungsform wird während der gesamten ersten
Taktphase die elektrische Last mit Energie versorgt und die RückkoppelSpannung an dem Anschluss der elektrischen Last abgegriffen. In einer anderen Ausführungsform kann eine Zeitspanne, während der die RückkoppelSpannung abgegriffen wird, kleiner als eine Zeitspanne der ersten Taktphase sein, aber innerhalb der ersten Taktphase liegen.
In einer Ausführungsform kann die an dem Anschluss der elektrischen Last in der ersten Taktphase abgreifbare Rückkoppel- Spannung eine Senkenspannung oder die Ausgangsspannung sein. Die RückkoppelSpannung kann somit mittels Abtasten der Senkenspannung oder der AusgangsSpannung in der ersten Taktphase erzeugt werden.
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- beziehungsweise wirkungsgleiche Bauelemente tragen gleiche Bezugszeichen. Insoweit sich Schaltungsteile oder Bauelemente in ihrer Funktion entsprechen, wird deren Beschreibung nicht in jeder der folgenden Figuren wiederholt. Figuren IA und IB zeigen beispielhafte Ausführungsformen einer Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
Figur 2A zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform einer Abtastvorrichtung,
Figur 2B zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform eines Verstärkers,
Figur 3 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Stromsenkenanordnung und
Figuren 4A und 4B zeigen beispielhafte Ausführungsformen ei- nes ersten Schalters.
Figur IA zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Die Schaltungsanordnung 1 umfasst einen Vorwärtszweig 60 und einen Rückkopplungszweig 61. Der Rückkopplungszweig 61 weist eine Stromsenkenanordnung 50 auf, der eine Abtastvorrichtung 30 nachgeschaltet ist, der wiederum ein Verstärker 20 nachgeschaltet ist. Der Rückkopplungszweig 61 ist ausgangsseitig mit dem Vorwärtszweig 60 gekoppelt. Der Vorwärtszweig 60 weist eine Steuerungsanordnung 14 auf, die eingangsseitig mit dem Rückkopplungszweig 61 gekoppelt ist und der ein Steuerschalter 10 nachgeschaltet ist, dem wiederum eine Diode 15 nachgeschaltet ist. Ein Anschluss der Diode 15 ist mit einem ersten Lastanschluss 45 verbunden. Eine elektrische Last 47 ist zwischen dem ersten Lastanschluss 45 und einem zweiten Lastanschluss 46 angeordnet. Ein Anschluss der elektrischen Last 47 ist an den zweiten Lastanschluss 46 angeschlossen. Die elektrische Last 47 umfasst in dieser Aus- führungsform fünf Leuchtdioden, die in Serie zueinander geschaltet sind.
Der zweite Lastanschluss 46 ist über die Stromsenkenanordnung 50 mit einem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden. Die Stromsenkenanordnung 50 weist einen Stromsenkenschalter 51 und eine Stromquelle 52 auf, die seriell zueinander und zwischen den zweiten Lastanschluss 46 und den Bezugspotenzialanschluss 8 geschaltet sind. Ein Steueranschluss des Stromsenkenschal- ters 51 ist mit einem Takteingang 44 der Schaltungsanordnung 1 verbunden. Die Abtastvorrichtung 30 weist einen ersten Schalter 31 auf, der an einem ersten Anschluss 32 mit dem zweiten Lastanschluss 46, an einem zweiten Anschluss 33 über einen ersten Kondensator 35 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 und an einem Steueranschluss 34 mit dem Takteingang 44 der Schaltungsanordnung 1 gekoppelt ist. Der zweite Anschluss 33 des ersten Schalters 31 ist an einem zweiten Eingang 22 des Verstärkers 20 angeschlossen. Der Verstärker 20 ist an einem Ausgang 23 mit der Steuerungsanordnung 14 verbunden. Der Steuerschalter 10 ist als n-Kanal MOSFET realisiert und um- fasst einen Steueranschluss 13, der mit der Steuerungsanordnung 14 verbunden ist, einen ersten Anschluss 11, der mit einem Eingang 2 der Schaltungsanordnung 1 und mit einem weiteren Anschluss der Diode 15 verbunden ist und einen zweiten Anschluss 12, der mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden ist. Die Diode 15 koppelt den Eingang 2 der Schaltungsanordnung 1 mit dem ersten Lastanschluss 45. An dem ersten Lastanschluss 45 ist ein erster Stützkondensator 48 angeschlossen. Der Eingang 2 der Schaltungsanordnung 1 ist über eine Induktivität 3 mit einer Versorgungsquelle 5 verbunden. An der Versorgungsquelle 5 ist ein zweiter Stützkondensator 4 angeschlossen. Die Induktivität 3 ist als Spule ausgebildet. An dem Takteingang 44 wird der Schaltungsanordnung 1 ein pulsweitenmoduliertes Signal PWM zugeführt. Das pulsweitenmodulierte Signal PWM weist eine Periodendauer Tpwm auf. In einer ersten Taktphase ist der Stromsenkenschalter 51 geschlos- sen, so dass durch die elektrische Last 47 ein Laststrom Iled fließt, der mittels der Stromquelle 52 eingestellt wird. An dem zweiten Lastanschluss 46 ist eine Stromsenkenspannung Vsink abgreifbar. Die Stromsenkenspannung Vsink fällt somit über der Stromsenkenanordnung 50 ab. Die Stromsenkenspannung Vsink wird dem ersten Anschluss 32 des ersten Schalters 31 zugeleitet. Während der ersten Taktphase ist ebenso der erste Schalter 31 geschlossen, so dass die Senkenspannung Vsink über den ersten Schalter 31 als RückkoppelSpannung Vfb dem zweiten Eingang 22 des Verstärkers 20 zugeführt wird und an dem ersten Kondensator 35 anliegt. In einer zweiten Taktphase sind der Stromsenkenschalter 51 und der erste Schalter 31 offen. Somit weist der Laststrom Iled, welcher in der zweiten Taktphase durch die elektrische Last 47 fließt, den Wert Null auf. Da der erste Schalter 31 in der zweiten Taktphase offen geschaltet ist, hat ein Anstieg der Senkenspannung Vsink an dem zweiten Lastanschluss 46 keinen Einfluss auf die Steuerung der Schaltungsanordnung 1. Mittels des ersten Kondensators 35 wird ein Wert der RückkoppelSpannung Vfb, der am Ende der ersten Taktphase an dem ersten Kondensator 35 anlag, wäh- rend der zweiten Taktphase gehalten. Da ein Eingangswiderstand des zweiten Anschlusses 22 des Verstärkers 20 und ein Eingangswiderstand des zweiten Anschlusses 33 des ersten Schalters 31 sehr hohe Werte aufweisen, sinkt die Rückkoppelspannung Vfb während der zweiten Taktphase nur geringfügig ab. Dem ersten Anschluss 21 des Verstärkers 20 wird eine Referenzspannung Vref zugeführt. Ein mittels des Verstärkers 20 bereitgestelltes Signal, das in Abhängigkeit von der Differenz der Referenzspannung Vref und der RückkoppelSpannung Vfb bereitgestellt wird, wird der Steueranordnung 14 zugeleitet. Sinkt die RückkoppelSpannung Vfb unter die Referenzspannung Vref, so steuert die Steuerungsanordnung 14 den Steuerschalter 10 mittels eines Steuersignals St so an, dass er leitend geschaltet ist. Somit kann ein Ladestrom Il von der Versorgungsquelle 5 über die Induktivität 3 und den Steuerschalter 10 zu dem Bezugspotenzialan- Schluss 8 fließen. In der Induktivität 3 wird somit elektrische Energie gespeichert. Nach Ablauf einer einstellbaren Zeit, während der der Steuerschalter 10 geschlossen ist, wird der Steuerschalter 10 geöffnet. Der Ladestrom Il fließt in einer folgenden Phase, während der der Steuerschalter 10 of- fen ist, anstelle durch den Steuerschalter 10 durch die Diode 15 und lädt den erste Stützkondensator 48 auf. An dem ersten Stützkondensator 48 ist eine Ausgangsspannung Vdc der Schaltungsanordnung 1 abgreifbar. Mittels der Ausgangsspannung Vdc wird die elektrische Last 47 und die Stromsenkenanordnung 50 mit elektrischer Energie versorgt.
Somit wird mit Vorteil Energie im ersten Stützkondensator 48 vor allem dann gespeichert, wenn sich während der ersten Taktphase die SenkenSpannung Vsink unter dem Wert der Refe- renzspannung Vref befindet. Das Aufladen des ersten Stützkondensators 48 erfolgt somit unabhängig von der Periodendauer Tpwm sowie der Dauer der ersten und der Dauer der zweiten Taktphase des pulsweitenmodulierten Signals PWM. Das Öffnen des Stromsenkenschalters 51 kann einen Anstieg der Stromsen- kenspannung Vsink bis nahezu auf den Wert der Ausgangsspannung Vdc zur Folge haben. Mit Vorteil ist daher der erste Schalter 31 ebenfalls offen, sofern der Stromsenkenschalter 51 offen ist. Damit wird vermieden, dass ein Aufladen des ersten Stützkondensators 48 in der zweiten Taktphase unterbleibt, obwohl das Aufladen für die Versorgung der elektrischen Last 47 in der folgenden erste Taktphase gewünscht ist.
In einer alternativen, nicht gezeigten Ausführungsform ist der erste Anschluss 32 des ersten Schalters 31 am ersten Lastanschluss 45 angeschlossen. Gemäß dieser Ausführungsform entfällt die Verbindung des ersten Anschlusses 32 des ersten Schalters 31 mit dem zweiten Lastanschluss 46. Der Anschluss der elektrischen Last 47 kann an den ersten Lastanschluss 45 angeschlossen sein. Somit wird die AusgangsSpannung Vdc dem ersten Anschluss 32 des ersten Schalters 31 zugeleitet. Die RückkoppelSpannung Vfb wird daher abhängig von der Ausgangs- Spannung Vdc gebildet.
Figur IB zeigt eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung 1 gemäß Figur IA. Gemäß Figur IB weist die Abtastvorrichtung 30' den ersten Schalter 31 und die erste Kapazität 35, die an einer ersten Elektrode 36 mit dem zweiten Anschluss 33 des ersten Schalters 31 verbunden ist, auf. Im Unterschied zu Figur IA ist in der Schaltungsanordnung 1 gemäß Figur IB eine zweite Elektrode 37 der ersten Kapazität 35 mit einem Knoten gekoppelt, welcher über einen zweiten Kondensator 38 und einen ersten Widerstand 39 mit dem ersten Lastanschluss 45 und über einen zweiten Widerstand 40 mit dem Bezugspotenzialan- schluss 8 verbunden ist.
Wie in der Schaltungsanordnung gemäß Figur IA wird das puls- weitenmodulierte Signal PWM über den Takteingang 44 dem ers- ten Schalter 31 und dem Stromsenkenschalter 51 zugeführt. In der ersten Taktphase sind beide Schalter 31, 51 geschlossen und in der zweiten Taktphase offen. Der Strom Iled durch die elektrische Last 47 aus Leuchtdioden wird somit gemäß dem pulsweitenmodulierten Signal PWM moduliert und dadurch die durchschnittliche Helligkeit eingestellt.
Beim Ausschalten des Steuerschalters 10 tritt eine Spannungs- Überhöhung an dem Eingang 2 auf, die zu einem Stromfluss durch die Diode 15 und einem schnellen Anstieg der Ausgangsspannung Vdc an dem ersten Lastanschluss 45 führt. Dieser schnelle Anstieg der AusgangsSpannung Vdc wird mittels der Serienschaltung, umfassend den ersten und den zweiten Konden- sator 37, 38, auf die RückkoppelSpannung Vfb übertragen. Somit erhöht sich die RückkoppelSpannung Vfb während der zweiten Taktphase des pulsweitenmodulierten Signals PWM, sofern die AusgangsSpannung Vdc in der zweiten Taktphase erhöht wird. In der ersten Taktphase wird die RückkoppelSpannung Vfb durch die niederohmige Verbindung des zweiten Eingangs 22 des Verstärkers 20 zu dem zweiten Lastanschluss 46 auf den Wert der SenkenSpannung Vsink eingestellt, so dass die Serienschaltung, umfassend den ersten und den zweiten Kondensator 37, 38, nur einen geringen Einfluss auf die Rückkoppelspan- nung Vfb aufweist.
Steigt die RückkoppelSpannung Vfb über die Referenzspannung Vref, wird somit von der Steuerungsanordnung 14 weder in der ersten noch in der zweiten Taktphase ein weiterer Aufladevor- gang zum Erhöhen der AusgangsSpannung Vdc initiiert. Mit Vorteil folgt eine Erhöhung der AusgangsSpannung Vdc somit ausschließlich dann, wenn die AusgangsSpannung Vdc derart klein ist, dass die RückkoppelSpannung Vfb unter dem Wert der Referenzspannung Vref ist.
In einer alternativen Ausführungsform ist anstelle der Diode 15 ein zweiter Schalter 16 vorgesehen, der den Eingang 2 mit dem ersten Lastanschluss 45 verbindet, und offen geschaltet ist, wenn der Steuerschalter 10 geschlossen wird.
In einer alternativen, nicht gezeigten Ausführungsform ist der erste Anschluss 32 des ersten Schalters 31 am ersten
Lastanschluss 45 angeschlossen. Dabei entfällt die Verbindung des ersten Anschlusses 32 des ersten Schalters 31 zu dem zweiten Lastanschluss 46.
Figur 2A zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform der Abtastvorrichtung, wie sie in den Schaltungsanordnungen gemäß den Figuren IA und IB eingesetzt werden kann. Die Abtastvorrichtung 30' ' gemäß Figur 2A weist den ersten Schalter 31 und den ersten Kondensator 35 auf. Die zweite Elektrode 37 des ersten Kondensators 35 ist mit dem zweiten Lastanschluss 45 verbunden. Ein schneller Anstieg der AusgangsSpannung Vdc wird bei einem offenen Zustand des ersten Schalters 31 mittels des ersten Kondensators 37 auf die RückkoppelSpannung Vfb übertragen. Somit erhöht sich die RückkoppelSpannung Vfb während der zweiten Taktphase des pulsweitenmodulierten Signals PWM, sofern die AusgangsSpannung Vdc in der zweiten Taktphase erhöht wird.
Figur 2B zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform des Verstärkers, wie sie in den Schaltungsanordnungen gemäß den Figuren IA und IB eingesetzt werden kann. Der Verstärker 20' gemäß Figur 2B umfasst einen Transkonduktanzverstärker 24, dem eine Impedanz 65 nachgeschaltet ist. Die Impedanz 65 verbindet einen Ausgang 27 des Transkonduktanzverstärkers 24 mit dem Bezugspotentialanschluss 8 und ist als Tiefpass ausgebildet. Die Impedanz 65 umfasst einen Kondensator 66, der zwischen den Ausgang 27 des Transkonduktanzverstärkers 24 und den Bezugspotentialanschluss 8 geschaltet ist, sowie eine Se- rienschaltung aus einem Widerstand 67 und einem weiteren Kondensator 68, die ebenfalls zwischen den Ausgang 27 des Transkonduktanzverstärkers 24 und den Bezugspotentialan- schluss 8 geschaltet ist. Ein zweiter Eingang 26 des Transkonduktanzverstärkers 24 ist mit dem zweiten Anschluss 33 des ersten Schalters 31 und der Ausgang 27 des Transkonduktanzverstärkers 24 ist mit der Steuerungsanordnung 14 verbunden .
Dem Transkonduktanzverstärker 24 wird an einem ersten Eingang 25 die Referenzspannung Vref und an dem zweiten Eingang 26 die RückkoppelSpannung Vfb zugeführt. Ist die Referenzspannung Vref größer als die RückkoppelSpannung Vfb, so gibt der Transkonduktanzverstärkers 24 ausgangsseitig einen positiven Strom Itr ab, der zu einem Anstieg einer Spannung an dem Eingang der Steuerungsanordnung 14 führt. Ist hingegen die Referenzspannung Vref kleiner als die RückkoppelSpannung Vfb, so gibt der Transkonduktanzverstärkers 24 ausgangsseitig einen negativen Strom Itr ab, der zu einer Verringerung der Span- nung an dem Eingang der Steuerungsanordnung 14 führt. Durch die Tiefpassfunktion der Impedanz 65 wird die Spannung geglättet.
Figur 3 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Strom- Senkenanordnung 50. Die Stromsenkenanordnung 50 weist den Stromsenkenschalter 51 und die Stromquelle 52 auf, die seriell zueinander und zwischen den zweiten Lastanschluss 46 und den Bezugspotenzialanschluss 8 geschaltet sind. Die Stromquelle 52 umfasst einen Stromspiegel 53. Der Stromspie- gel 53 ist als Kaskode-Stromspiegel ausgebildet und weist einen ersten und einen zweiten Transistor 54, 55 auf, die in Serie zueinander geschaltet sind. Die Serienschaltung, umfassend den ersten und den zweiten Transistor 54, 55, koppelt den Stromsenkenschalter 51 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8. Darüber hinaus weist der Stromspiegel 53 einen dritten und einen vierten Transistor 56, 57 auf, die seriell zueinander geschaltet sind und einen Anschluss 58 mit dem Bezugspotenzi- alanschluss 8 verbinden. Die Steueranschlüsse des ersten und des dritten Transistors 54, 56 sind miteinander und mit einem ersten Anschluss des dritten Transistors 56 verbunden. Ebenso sind die Steueranschlüsse des zweiten und des vierten Transistors 55, 57 miteinander und mit einem ersten Anschluss des vierten Transistors 57 verbunden.
An dem Anschluss 58 wird dem Stromspiegel 53 ein Steuerstrom Ie zugeführt. Ein Wert des Laststromes Iled ist proportional zu dem Wert des Steuerstroms Ie multipliziert mit dem Größen- Verhältnis des ersten und des zweiten Transistors 55, 56 zu dem dritten und dem vierten Transistor 56, 57. Die vier Transistoren 54 bis 57 sind als MOSFETs ausgebildet. Sie sind bevorzugt als n-Kanal MOSFETs realisiert. Der Stromsenkenschalter 51 ist ebenfalls bevorzugt als n-Kanal MOSFET realisiert. Mit Vorteil lässt sich mittels der Stromsenkenanordnung 50 der durch die elektrische Last 47 fließende Strom Iled begrenzen, so dass eine Überlastung der elektrischen Last 47 vermieden wird. Mit Vorteil kann der Laststrom Iled mit dem Stromspiegel 53 genau eingestellt werden, so dass eine HeI- ligkeit der Leuchtdioden präzise einstellbar ist. Mit Vorteil wird ein Wirkungsgrad der Schaltungsanordnung 1 erhöht.
Figur 4A zeigt eine beispielhafte Ausführungsform des ersten Schalters 31. Der erste Schalter 31 ist als n-Kanal MOSFET ausgebildet. Alternativ kann der erste Schalter 31 als p- Kanal MOSFET realisiert sein. Figur 4B zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform des ersten Schalters 31. Der erste Schalter 31 ist gemäß Figur 4b als Transmission-Gate realisiert und umfasst somit einen p- Kanal Feldeffekttransistor 70 und einen n-Kanal Feldeffekt- transistor 71, die beide an einem ersten Anschluss mit dem ersten Anschluss 32 des ersten Schalters 31 und an einem zweiten Anschluss mit dem zweiten Anschluss 33 des ersten Schalters 31 verbunden sind. Der Takteingang 44 ist direkt mit einem Steueranschluss des Transistors 71 und über einen Inverter 72 mit einem Steueranschluss des Transistors 70 verbunden. Mit Vorteil ist aufgrund der Ausbildung des ersten Schalters 31 als Transmission-Gate ein Spannungsabfall über dem ersten Schalter 31 gering.
Bezugszeichenliste
1 Schaltungsanordnung
2 Eingang 3 Induktivität
4 zweiter Stützkondensator
5 Versorgungsquelle
6 Versorgungsspannungsanschluss 8 Bezugspotentialanschluss 10 Steuerschalter
11 erster Anschluss
12 zweiter Anschluss
13 Steueranschluss
14 Steuerungsanordnung 15 Diode
16 zweiter Schalter
20, 20 ' Verstärker
21 erster Eingang
22 zweiter Eingang 23 Ausgang
24 Transkonduktanzverstärker
25 . erster Eingang
26 zweiter Eingang
27 Ausgang 30, 30", 30'1 Abtastvorrichtung
31 erster Schalter
32 erster Anschluss
33 zweiter Anschluss
34 Steueranschluss 35 erster Kondensator
36 erste Elektrode
37 zweite Elektrode
38 zweiter Kondensator 39 erster Widerstand
40 zweiter Widerstand
44 Takteingang
45 erster Lastanschluss 46 zweiter Lastanschluss
47 elektrische Last
50 Stromsenkenanordnung
51 Stromsenkenschalter
52 Stromquelle 53 Stromspiegel
54, 55, 56, 57 Transistor
58 Anschluss
60 Vorwärtszweig
61 Rückkopplungszweig 65 Impedanz
66, 68 Kondensator
67 Widerstand
70 p-Kanal Feldeffekttransistor
71 n-Kanal Feldeffekttransistor Ie Steuerstrom
Il Ladestrom
Iled Laststrom
Itr Strom
PWM pulsweitenmoduliertes Signal St Steuersignal t Zeit
Tpwm Periodendauer
Vdc AusgangsSpannung
Vfb RückkoppelSpannung Vref Referenzspannung
Vsink SenkenSpannung

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion, umfassend - einen Vorwärtszweig (60) mit einem ersten Lastanschluss
(45), an den eine elektrischen Last (47) ankoppelbar ist, die pulsweitenmoduliert betreibbar ist, und einen Rückkopplungszweig (61) mit einer Abtastvorrichtung (30) zum Abtasten einer an der elektrischen Last (47) abgreifbaren Spannung, der mit dem Vorwärtszweig (60) verbunden ist, wobei die Abtastvorrichtung (30) einen ersten Schalter (31) , der an einem ersten Anschluss (32) mit dem ersten Lastanschluss (45) oder einem zweiten Lastanschluss (46), an den die elektrische Last (47) ankoppelbar ist, gekoppelt ist, und einen ersten Kondensator (35) umfasst, der an einer Elektrode (36) mit einem zweiten Anschluss (33) des ersten Schalters (31) verbunden und an einer weiteren Elektrode (37) mit dem ersten Lastanschluss (45) des Vorwärtszweigs (60) gekoppelt ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastvorrichtung (30) als Abtasthalteschaltung ausgebil- det ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Schalter (31) einen Steueranschluss (34) umfasst, der mit einem Takteingang (44) der Schaltungsanordnung (1) zur Zuführung eines pulsweitenmodulierten Taktsignals (PWM) an den ersten Schalter (31) gekoppelt ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Schalter (31) als Metall-Oxid-Halbleiter Feldeffekttransistor oder als Parallelschaltung eines n-Kanal und eines p-Kanal Metall-Oxid-Halbleiter Feldeffekttransistors ausgebildet ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Elektrode (37) des ersten Kondensators (35) mittels eines zweiten Kondensators (38) mit dem ersten Lastan- schluss (45) gekoppelt ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Elektrode (37) des ersten Kondensators (35) mittels eines ersten Widerstands (39) mit dem ersten Lastan- schluss (45) gekoppelt ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Elektrode (37) des ersten Kondensators (35) mittels eines zweiten Widerstands (40) mit dem Bezugspotential- anschluss (8) gekoppelt ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Rückkopplungszweig (61) einen Verstärker (20) umfasst, dem an einem ersten Eingang (21) eine Referenzspannung (Vref) zuleitbar ist, der an einem zweiten Anschluss (22) mit dem zweiten Anschluss (33) des ersten Schalters (31) und an einem Ausgang (23) mit dem Vorwärtszweig (60) gekoppelt ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker (20) als Transkonduktanzverstärker (24) realisiert ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker (20, 24) ausgangsseitig mit einer Impedanz (65) verbunden ist, die als Tiefpass realisiert ist.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Rückkopplungszweig (61) eine Stromsenkenanordnung (50) umfasst, die mit dem zweiten Lastanschluss (46) gekoppelt und zum pulsweitenmodulierten Betrieb der elektrischen Last (47) ausgelegt ist, wobei die elektrische Last (47) zwischen den ersten Lastanschluss (45) und den zweiten Lastanschluss (46) schaltbar ist.
12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Anschluss (32) des ersten Schalters (31) an dem zweiten Lastanschluss (46) angeschlossen ist.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 und 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromsenkenanordnung (50) einen Stromsenkenschalter (51) umfasst, der mit dem Takteingang (44) der Schaltungsanordnung (1) zur Zuführung des pulsweitenmodulierten Taktsignals (PWM) an den Stromsenkenschalter (51) gekoppelt ist.
14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromsenkenanordnung (50) einen Stromspiegel (53) um- fasst .
15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Vorwärtszweig (60) für eine Aufwärtskonversion einer Gleichspannung (Vb) ausgelegt ist .
16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Vorwärtszweig (60) einen Eingang (2) zum Koppeln mit einer Versorgungsquelle
(5), einen Steuerschalter (10) mit einem ersten Anschluss (11) , der mit dem Eingang (2) gekoppelt ist, und mit einem zweiten Anschluss (12), der mit dem Bezugspotentialanschluss (8) gekoppelt ist, und eine Steuerungsanordnung (14), die eingangsseitig mit dem Rückkopplungszweig (61) und ausgangsseitig mit einem Steu- eranschluss (13) des Steuerschalters (10) gekoppelt ist, umfasst .
17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 und 16, dadurch gekennzeichnet, dass eine Periodendauer eines Steuersignals (St) , das dem Steuer- anschluss (13) des Steuerschalters (10) zugeleitet wird, unabhängig von einer Periodendauer des pulsweitenmodulierten Taktsignals (PWM) ist.
18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Vorwärtszweig (60) eine Diode (15) oder einen zweiten Schalter (16) umfasst, die zwischen den Eingang (2) und den ersten Lastanschluss (45) geschaltet sind.
19. Spannungskonverter, umfassend eine Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 16 bis 18 und eine Induktivität (3) , die zwischen einer Versorgungsquelle (5) und den Eingang (2) der Schaltungsanordnung (1) geschaltet ist.
20. Verwendung eines Spannungskonverters nach Anspruch 19 zur AufwärtsSpannungswandlung für eine Anzeige- oder Beleuchtungseinrichtung .
21. Verwendung eines Spannungskonverters nach Anspruch 19 zur AufwärtsSpannungswandlung für eine elektrische Last (47), die eine Leuchtdiode umfasst.
22. Verfahren zur Spannungskonversion, umfassend folgende Schritte:
- pulsweitenmoduliertes Versorgen einer elektrischen Last
(47) mittels Zuführen einer AusgangsSpannung (Vdc) an die elektrische Last (47) ,
- Abtasten einer an einem Anschluss der elektrischen Last (47) abgreifbaren RückkoppelSpannung (Vfb) in einer ersten Taktphase, während der die elektrische Last (47) mit elektrischer Energie versorgt wird,
- Erhöhen des Werts der abgetasteten RückkoppelSpannung (Vfb) in einer zweiten Taktphase, während der die elektrische Last (47) nicht mit elektrischer Energie versorgt wird, sofern die AusgangsSpannung (Vdc) in der zweiten Taktphase erhöht wird, und - Steuern der Spannungskonversion in Abhängigkeit von der RückkoppelSpannung (Vfb) .
23. Verfahren nach Anspruch 22, gekennzeichnet durch
Erhöhen des Werts der RückkoppelSpannung (Vfb) in der zweiten Taktphase um näherungsweise einen Wert einer Spannungserhö- hung der AusgangsSpannung (Vdc) während der zweiten Taktphase .
24. Verfahren nach Anspruch 22 oder 23, gekennzeichnet durch
- Aufladen einer Induktivität (3) mit elektrischer Energie durch Schalten eines Steuerschalters (10), der in Serie mit der Induktivität (3) zwischen einer Versorgungsquelle (5) und einen Bezugspotentialanschluss (8) geschaltet ist, in einen niederohmigen Betriebszustand,
- Abgeben von in der Induktivität (3) gespeicherter elektrischer Energie an eine elektrische Last (47) durch Schalten des Steuerschalters (10) in einen hochohmigen Betriebszustand.
25. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 24, gekennzeichnet durch unabhängiges Einstellen einer Periodendauer eines Steuersignals (St) , das dem Steuerschalter (10) zugeleitet wird, und einer Periodendauer eines pulsweitenmodulierten Taktsignals (PWM), mit welchem die elektrische Last (47) betrieben wird.
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