WO2007061066A1

WO2007061066A1 - シンボル復号化方法

Info

Publication number: WO2007061066A1
Application number: PCT/JP2006/323471
Authority: WO
Inventors: Jifeng Li; Zheng Zhao
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-11-24
Filing date: 2006-11-24
Publication date: 2007-05-31
Also published as: CN1972173A

Abstract

　本発明は、非存在ビットの軟判定値を求める際、環境の変化に適応して調整することができるシンボル復号化方法を提供する。この方法では、復号化するシンボルがコンスタレーションにおける位置を確定して軟判定点を形成し、コンスタレーションにおける各信号点が対応する配列関係に基づき、形成された軟判定点の非存在ビットの軟判定値を得て、得られた軟判定点の非存在ビットの軟判定値を用いて復号化し、シンボルを得る。

Description

明細書

シンボル復号ィ匕方法

技術分野

[0001] 本発明は、高速無線通信システムの MIMOシステムにおけるシンボル復号化方法に関する。

背景技術

[0002] 現行の移動通信システム、また将来の通信システムにお、ても、高速通信を目標にしている。受信信号の信号点検出方法としては、最尤判定法 (Maximum Likelihood Detection: MLD)力最小平均自乗誤差（Minimum Mean Square Error: MMSE)及び V-BLASTと比較して、より低、信号雑音比にお!、て同様のビット誤り率又はブロック誤り率が得られるため、帯域幅を有効に利用することができ、高速通信の要求を満たしている。ところが、周知のように、最尤判定法の複雑度は、変調多値数及びアンテナ本数に従って指数的に増加する。

[0003] そこで、 NTTDocomo (登録商標）は、 QR分解と M計算法とを組み合わせて、性能を低減させることなぐ演算量を有効に減少することができる MLDを実現した。この方法は、 QRM— MLD (QR分解と M計算法に基づく最尤判定)法と呼び、検出方法として非常に有効な方法である。

[0004] QRM— MLD法は、図 1に示すように、マルチアンテナシステムに基づき、受信側では複数のアンテナを有する。まず QRM— MLD法は、パイロットを利用して受信信号力もチャネル情報を推定し、各アンテナのチャネルフェージングの信号雑音比に基づヽて、信号雑音比の大き!/ヽ順に各アンテナの受信信号及びチャネル行列を並ベ替える。 QRM— MLD法では、並べ替えた後の行列 Hを QR分解することによって、直交行列 Qと上三角行列 Rを得る。そして、 Qの共役行列と受信信号とを乗算して、ベクトル zを得る。 M計算法は、ベクトル zを受信信号とし、行列 Rをチャネルとし、尺の最後の行から逐次 M信号点を MLD検出する方法である。よって、全てのアンテナから送信されるシンボル及び軟判定値を検出し、検出した軟判定値をターボ復号器に入力して復号化する。なお、行列 Rとベクトル zを利用する MLD検出方法については後述する。

[0005] 以下、 QRM— MLD検出法について詳細に説明する。ここでは、主に、各アンテナの受信信号及びチャネル行列を並べ替えた後の処理にっ、て説明する。並べ替えた後の受信信号を y、信号行列を H、 yは N X 1次元の列ベクトルとする。 i番目の要素 yiは並べ替えた後の i番目のアンテナが受信した信号に対応し、 Hの i行目 j列目の要素はそれぞれ i番目の受信アンテナから j番目の送信アンテナとの間のチャネルフエージングを示すため、次式（1)が得られる。 nは雑音信号であり、 dは送信アンテナが送信したシンボルシーケンスである。

[数 1] y = Hd + n - · · ( 1 )

[0006] QRM— MLD法は並べ替えたチャネル行列 Hを QR分解し、直交行列 Qと上三角行列 Rを得る。 Qの共役行列と受信信号とを乗算して、次式 (2)に示されるべ外ル z を得る。

[数 2] z = Q^Hy = Q^HHd + Q^Hn

= Q^HQRd + Q^Hn

： Rd + Q^Hn

[0007] そして、 M計算法はベクトル zを受信信号とし、行列 Rをチャネルとする。 Rの最後の行から逐次 M信号点の MLD検出を行う。第 1段階 (第 1ステージ)では、シンボル d

N

が選択可能な信号点は全てのコンスタレーシヨンポイントである。 cxをシンボル候補とすると、 zNと cxとのユークリッド距離は次式（3)になる。

[数 3]

そして、求められたユークリッド距離力最小の m個の信号点を求め、求めた m個の信号点を第 2段階 (第 2ステージ）にて MLD検出に使用する。第 2ステージでは、シンボル d が選択可能な信号点は全てのコンスタレーシヨンポイントである。シンポ

N— 1

ル候補を cとし、 e を上のステージの X番目の生き残り信号点とし、 mは y番目のシ

,y,x

ンボル候補が得られるユークリッド距離を使用すると、次式 (4)が得られる。

[数 4] e2,y,x ^Z2 ~ ' N-l,N^l,x ~ ^rN-\,N-\^Cy + e_hx · . · ( 4 )

[0009] 同様に、各ステージの MLD検出により生き残り信号点が得られる。全てのアンテナから送信される信号を検出してから、それらの軟判定値を求める。ビットそれぞれの軟判定値を求める際、生き残った全ての信号点において i番目のビットが 1と 1の両方を含む場合 (以下、このようなビットを「存在ビット」という）、生き残った全ての信号点から 1が対応する信号点の最小ユークリッド距離 eを選択し、—1が対応する信号点の最小ユークリッド距離 _e を選すると、軟判定値は次式（5)のように求められる。

[数 5] b = ^eb -\ - ， l · · · ( 5 ) 特 §午文献 1 : hiroyuki Kawai, Kenichi Higuchi, Nonyuki Maeda, "Likelihood functi on for QRM-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance for OFCDM-MIMO multiplexing in multipathfading channel", IEICE Trans. Commun. V 0I.E88-B, No. l, January, 2005, pp.47- 57.

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0010] M計算法により、 M個の信号点が得られ、これらの信号点に各送信アンテナから

N

送信されるシンボルの M個の取得可能な値が含まれる。送信アンテナの数を Nとし

N

、 B個毎のビットを 1つのシンボルに変調するから、全ての信号点にそれぞれ NB個のビットが含まれる。例えば、 i番目のビットがある信号点において 1であり、他の信号点では 1である。または、 i番目のビットが全ての信号点において 1又は 1 (以下、このようなビットを「非存在ビット」という）である。 [0011] 図 2は、上記のような場合を示す。コンスタレーシヨンにおける 16個の信号点において、黒塗りの丸が M計算法により選択された信号点を示す。ビットそれぞれの軟判定値を求める際、選択された全ての信号点においてあるビットが 1と 1を含む場合、選択された全ての信号点のうち、 1が対応する信号点との最小ユークリッド距離 eを選択し、また、—1が対応する信号点との最小ユークリッド距離 e を選択する。式 (5)によれば、 1番目のビットの軟判定値は式 (6)になり、 2番目のビットの軟判定値は式（7 )になり、 4番目のビットの軟判定値は式 (8)になる。

[数 6]

[数 7] y[ ₂ - · · ·（7 )

[数 8] - 3 . · · ( ⁸ )

[0012] 3番目のビットは、選択された全ての信号点にお!、て対応するビットは 1であるため、上記の方法により求めることができない。この場合、 NTTDocomo (登録商標）により提案された軟判定値を求める経験公式が用いられる。この経験公式について図 3 に示す。まず、この経験公式では、選択された全てのビットについて取得可能なユークリツド距離を得て、信号点にて 1と— 1とを含むビットに対して、そのビットが 1である場合に、対応する全ての信号点の最小ユークリッド距離を求める。また、ビットが— 1 である場合に、対応する全ての信号点の最小ユークリッド距離を求める。求めたこれらの最小ユークリッド距離力も値が大きい方を選択する。そして、このような全てのビット（ 1と 1とを含む)から求められた大き!/、方の値の平均値を求め、求めた平均値に 1 .5を乗算して eを得る。ユークリッド距離が最小の信号点では、ビットが 1であれば、そのビットの軟判定値は式（9)であり、ユークリッド距離が最小の信号点では、ビットが 1であれば、そのビットの軟判定値は式（10)である。

[数 9]

[数 10]

[0013] このような軟判定を行うことにより、硬判定を採用するターボ復号化と比較して、ビット誤り率を有効に低減することができる。し力しながら、軟判定値を求める際、パラメ一タの選択や設定など経験によるため、環境 (例えば、信号雑音比、変調方法、コード率等の条件)が変化する場合、この変化に適応して調整することができず、汎用性が低いという問題がある。

[0014] 本発明の目的は、非存在ビットの軟判定値を求める際、環境の変化に適応して調整することができるシンボル復号ィ匕方法を提供する。

課題を解決するための手段

[0015] 本発明のシンボル復号化方法は、復号化するシンボルがコンスタレーシヨンにおける位置を確定して軟判定点を形成するステップと、コンスタレーシヨンにおける各信号点が対応する配列関係に基づき、形成された前記軟判定点の非存在ビットの軟判定値を得るステップと、得られた軟判定点の非存在ビットの軟判定値を用いて復号ィ匕し、シンボルを得るステップと、を具備する。

発明の効果

[0016] 本発明によれば、非存在ビットの軟判定値を求める際、環境の変化に適応して調整することができる。

図面の簡単な説明

[0017] [図 1]QRM— MLD検出方法を示すブロック図

[図 2]生き残り信号点を利用して軟判定値を求める例を示す図

[図 3]非存在ビットに対するユークリッド距離を推定する方法を示すブロック図 [図 4]V— BLASTシステムモデルを示すブロック図

[図 5]本発明の実施の形態に係る非存在ビットの軟判定値計算法を示すブロック図 [図 6]本発明の実施の形態に係る非存在ビットのユークリッド距離の推定方法の一例を示す図

[図 7]本発明の実施の形態に係る非存在ビットのユークリッド距離の推定方法の別の例を示す図

[図 8]本発明の実施の形態に係る非存在ビットのユークリッド距離の推定方法の別の例を示す図

発明を実施するための最良の形態

[0018] 以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

[0019] (実施の形態）

図 4に示す V-BLASTシステムでは、送信アンテナの数を Nとし、受信アンテナの数を Rとする。このシステムでは、パイロットシーケンスが SZP変換され、スケーラブル変調/符号化器にぉ、て MIMOシステムのパイロットシーケンスを生成し、複数のアンテナカゝらそれぞれ送信される。

[0020] 受信側では、各アンテナから送信され、雑音が重畳された信号を受信する。ここで、雑音をホワイトガウスノイズとする。各アンテナにおけるチャネルフェージングはレイリーフエージングに基づき、受信アンテナ又は送信アンテナが異なる場合、アンテナ間のフェージングが互いに独立する。受信アンテナでは、各アンテナが受信した雑音も独立分布する。説明を分力りやすくするため、送信アンテナと受信アンテナとの数を同じく Nに設定し、変調方式を 16QAMとする。

[0021] 以下、軟判定点に基づく軟判定値の計算について説明する。これは非存在ビットのユークリッド距離を推定することにより実現される。

[0022] 具体的に、本発明は軟判定点に基づく軟判定値の計算及び復号化方法を提案する。この原理は、図 5に示すように、 QRM— MLD検出を行った後、選択された全ての信号点において対応するビットが全て 0又は全て 1 (非存在ビット）の軟判定値である。まず、ステップ (以下、「ST」と省略する） 801では、受信信号及びチャネル情報を利用して、雑音が入っている検出信号を得る。 [0023] ST802では、求めるビットと検出信号点とが複素平面における x、 y座標の関係に基づき、検出信号点の x、 y座標を抽出する。複素平面における検出信号点の位置を軟判定点と呼ぶ。ビットの取得値が X座標又は y座標の + Z—符号と関係する場合、検出信号点の X座標又は y座標に対応の符号を乗算した結果を求めるビットの軟判定値とする。また、ビットの取得値が X座標又は y座標の幅と関係する場合、検出信号点の X座標又は y座標カゝら対応する実数を引き算した結果を求めるビットの軟判定値とする。

[0024] ST803では、取得した全て 0又は全て 1であるビットの軟判定値に対して修正と調整を行うことにより、非特許文献 1に記載の軟判定値計算方法を用いて、 0と 1両方存在するビット (即ち、存在ビット）との軟判定値の一致性を保証する。

[0025] ST804では、得られた軟判定値に係数 Xを乗算して最終的な軟判定値を得る。

[0026] 以下、図 6、図 7及び図 8を参照しながら非存在ビットのユークリッド距離の推定方法

(即ち、軟判定値の取得）について説明する。

[0027] 図 6、図 7は、 16QAMを例にとって、検出信号の位置を利用してビットの軟判定値を得る方法について説明するための図である。

[0028] 16QAMのコンスタレーシヨンポイントの分布は図 6に示され、図 6では、丸は検出された雑音が入っている信号が複素平面上での位置 rx+ry (即ち、復号化されるシンボル）を示す。ここでは、ビット 0 (即ち、 4ビットシンボルの最下位）、ビット 1、 2、 3の位置を順次推定して軟判定値を求める際、

y=— 2Z 10を引き算する。即ち、 A=r ±2Ζ 10となる。図 6に示されるように、検出信号の y座標が 0より大きい場合、

y座標が 0より小さい場合、 y=— 2Z 10を引き算する。

[0029] 同様に、ビット 2の軟判定値を求めることができる。検出信号点の X座標力も x = 2/

10又は x=— 2Z 10を引き算する。即ち、 A=r

K ±2Z 10となる。

[0030] この方法は、コンスタレーシヨンにおける各信号点の対応順列関係力非存在ビットの軟判定値を得る。よって、非存在ビットが軟判定点におけるビット位置に基づき、コンスタレーシヨンにおヽて隣接し、上記ビット位置にて同じ値を有する信号点をそれぞれグルーピングすることにより、各信号点エリアが得られる。そして、非存在ビットから自身が位置する信号点エリアと上記ビット位置と逆の極性を有する信号点エリアとの対称軸までのユークリッド距離より、非存在ビットの軟判定値を得る。

[0031] 図 6は、ビット 0とビット 2の軟判定値を求める方法を示す図である。例えば、図 6に示すように、図 6の下方に位置する丸が示す検出信号点に対して、ビット 0の軟判定値を求める場合、この検出信号点の信号点エリアは 1111、 1011、 0011、 0111から構成される。一方、逆の極性を有する信号点エリアは 1110、 1010、 0010、 0110から構成される。 y =— 2Z 10はこれら 2つの信号点エリアの対称軸である。

[0032] 同様に、図 6の上方の丸が示す検出信号点に対してビット 0の軟判定値を求める場合、この検出信号点の信号点エリアは 1100、 1000、 0000、 0100から構成される。一方、逆の極性を有する信号点エリアは 1101、 1001、 0001、 0101から構成される。 y=2/ 10はこれら 2つの信号点エリアの対称軸である。

[0033] また、図 6の下方に位置する丸が示す検出信号点に対して、ビット 2の軟判定値を求める場合、この検出信号点の信号点エリアは 1101、 1100、 1110、 1111から構成される。一方、逆の極性を有する信号点エリアは 1001、 1000、 1010、 1011から構成される。 x=— 2Z 10はこれら 2つの信号点エリアの対称軸である。図 6の上方に位置する丸が示す検出信号点に対しても同様である。

[0034] 図 7は、ビット 1及びビット 3に対して軟判定値を求める方法を示す図である。図 7に示すように、ビット 1とビット 3はそれぞれ検出信号の y座標と X座標に対応する。図 7に示すコンスタレーシヨンでは、信号点の X又は _y座標が 0より大きい場合、対応するビットが 0であり、一方、信号点の X又は y座標が 0より小さい場合、対応するビットが 1であるため、ビット 1の軟判定値は y座標に一 1を乗算したものであり、ビット 3の軟判定値は X座標に— 1を乗算したものである。

[0035] 図 7では、丸が示す検出信号点に対して、ビット 1の軟判定値を求める場合、この検出信号点の信号点エリアは 1110、 1010、 0010、 0110、 1111、 1011、 0011、 0111から構成される。一方、逆の極性を有する信号点エリアは 1101、 1001、 0001、 0101、 1100、 1 000、 0000、 0100から構成される。よって、 X軸はこれら 2つの信号点エリアの対称軸である。また、ビット 3の軟判定値を求める場合、この検出信号点の信号点エリアは 1101 、 1100、 1110、 1111、 1001、 1000、 1010、 1011から構成される。一方、逆の極性を有する信号点エリアは 0001、 0000、 0010、 0011、 0101、 0100、 0110、 0111から構成される。よって、 y軸はこれら 2つの信号点エリアの対称軸である。

[0036] 上記の方法より、他の変調方式（例えば、 BPSK、 8PSK、 64QAM)においても、検出信号点から軟判定値を確定することができる。図 8は 64QAMによるコンスタレーシヨンを示す。例えば、 qに対して、検出信号点の y座標が 0より小さぐその絶対

0

値が 4より大きい場合、 y座標と y=— 6Z 42との間の距離を考慮する。また、その絶対値が 4より小さい場合、 y座標と y=— 2Z 42との間の距離を考慮する。その他の軟判定値も同様の方法により得られるので、ここではその説明を省略する。

[0037] 以下、複素平面における検出信号の位置の取得について説明する。ここでは、 ZF 法を利用して、上三角行列 Rの逆行列 R^{_ 1}とベクトル zとを乗算して、次式（11)に示すベクトル pを得る。

[数 11] p = R-^lz … （1 1 )

[0038] 全て 0又は全て 1のビットが i番目のアンテナ力も送信される信号の中のビットであれば、ベクトル pの i番目の要素をとつて、 Dを上記の検出信号とし、上記の方法によりビットの軟判定値を求める。

[0039] 上述した軟判定値計算方法は、 0と 1両方存在するビット (存在ビット)の軟判定値計算方法とは異なるため、求めた軟判定値を調整する必要がある。ユークリッド距離が最小の信号点における各シンボルを（s , s , · ··, s )とし、 j番目のシンボルには

il i2 iN

全て 0又は全て 1のビットがあるとし、本発明の方法により、 Lを得る。（s , s , · ··, s

1 il i2 iN

)における j番目の要素を 0とし、ベクトル s'を得る。ベクトル pにおける j番目の要素を 0 とし、ベクトル p'を得る。そして ζ' =ρ'— s'における j番目の要素を Lとし、ベクトル z" を得て、得られるユークリッド距離は e = ||z"||である。

[0040] 本発明は V-BLASTシステムの QRM— MLD検出方法に対して、軟判定点に基づく QRM— MLDの尤度計算方法を提案する。従来の方法は信号点と受信信号との距離を求めることによって、各シンボルにおけるビットの軟判定値を得るに対して、本発明は QRM— MLDの検出結果に基づき、雑音が入っているあるビットの所在位置を得て、信号点の分布を利用して、各ビット（主に非存在ビット）の軟判定値を確定する。そして、異なる方法により求められた軟判定値の一致性を保証するため、本発明では求められた軟判定値の調整を行う。

[0041] 2005年 11月 24日出願の中国出願番号 200510128635. 0の中国出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、全て本願に援用される。

産業上の利用可能性

[0042] 本発明のシンボル復号化方法は、各種のセルラ方式の高速無線通信システム及び高スループットの無線ローカルネットワークシステムに適用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] 復号ィ匕するシンボルがコンスタレーシヨンにおける位置を確定して軟判定点を形成するステップと、

コンスタレーシヨンにおける各信号点が対応する配列関係に基づき、形成された前記軟判定点の非存在ビットの軟判定値を得るステップと、

得られた軟判定点の非存在ビットの軟判定値を用いて復号ィ匕し、シンボルを得るステツプと、

を具備するシンボル復号化方法。

[2] QR分解と M計算法に基づく最大尤度検出に適用される、

請求項 1に記載のシンボル復号ィ匕方法。

[3] 前記非存在ビットの軟判定値を用いて復号ィ匕し、シンボルを得るステップは、存在ビットの軟判定値と一致するように、得られた非存在ビットの軟判定値を調整するステップと、

調整した前記軟判定値と存在ビットとを組み合わせてシンボルを得るステップと、を具備する請求項 2記載のシンボル復号ィ匕方法。

[4] 前記非存在ビットの軟判定値を得るステップは、

非存在ビットが軟判定点における位置に基づいて、コンスタレーシヨンにおいて隣接して、前記ビット位置にて同じ値を有する信号点をグルーピングし、各信号点エリァを得るステップと、

非存在ビットから自身が位置する信号点エリアと上記ビット位置に逆の極性を有する反対の信号点エリアとの対称軸までのユークリッド距離力非存在ビットの軟判定値を得るステップと、

を具備する請求項 1に記載のシンボル復号化方法。