WO2007032234A1 - レーダ装置 - Google Patents

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WO2007032234A1
WO2007032234A1 PCT/JP2006/317628 JP2006317628W WO2007032234A1 WO 2007032234 A1 WO2007032234 A1 WO 2007032234A1 JP 2006317628 W JP2006317628 W JP 2006317628W WO 2007032234 A1 WO2007032234 A1 WO 2007032234A1
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signal
frequency
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fft processing
time
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PCT/JP2006/317628
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Motoi Nakanishi
Tomohiro Nagai
Tetsu Nishimura
Toru Ishii
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Murata Manufacturing Co., Ltd.
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    • G01S2013/93271—Sensor installation details in the front of the vehicles

Definitions

  • the present invention relates to a radar device that detects a target, and more particularly to a radar device that performs detection in approximately two directions using a traveling wave antenna.
  • the radar apparatus described in Patent Document 1 performs target detection in the vertical direction (elevation angle direction) by using a traveling wave antenna as an antenna and radiating pulse signals having different single frequencies. . Then, using the frequency corresponding to the direction in which the target is detected as the center frequency, the horizontal direction is detected by the FMCW method in a narrow frequency band, and detailed information such as the target speed and distance is obtained. At this time, the detection in the vertical direction and the detection in the horizontal direction are alternately performed in a time division manner.
  • the radar apparatus described in Patent Document 2 uses a traveling wave antenna as an antenna, and performs FMCW horizontal scanning at different center frequencies, thereby performing a plurality of vertical directions. Performs horizontal target detection at an angle (elevation angle).
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2004-101347
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2004-226158
  • the radar devices described in Patent Document 1 and Patent Document 2 adopt the FMCW method using a narrow frequency band by setting a center frequency corresponding to the angle in the vertical direction for detection.
  • the distance resolution increases in proportion to the width of the frequency band to be modulated. The resolution will be reduced.
  • the distance resolution is further deteriorated.
  • an object of the present invention is to provide a radar apparatus that can simultaneously detect a target in the horizontal direction and the vertical direction.
  • the present invention includes an antenna that scans along a predetermined first direction, radiates a transmission signal, receives a reflection signal based on the transmission signal, and outputs a reception signal, and a continuous or intermittent frequency By periodically performing modulation every predetermined time interval, a transmission signal is generated and applied to the antenna, and a transmission signal and a reception signal are mixed to generate a beat signal. Based on the beat signal, a first signal is generated along the first direction.
  • the antenna is composed of a traveling wave antenna that radiates a transmission signal at a different angle for each frequency with respect to a second direction substantially perpendicular to the first direction.
  • the target detection means detects the target along the first direction, and at the same time detects the direction of the target along the second direction based on the time change of the beat signal.
  • a traveling wave antenna for example, an FMCW transmission signal formed by periodically or intermittently performing frequency modulation every predetermined time interval. Since the frequency of the FMCW transmission signal changes in time series, the direction of the transmission signal that also radiates the traveling wave antenna force changes in time series.
  • a plurality of traveling wave antennas are arranged in the horizontal direction with the first direction as the horizontal direction.
  • the transmission beam is scanned in the horizontal direction (first direction).
  • the frequency of the FMCW transmission signal changes with time
  • the transmission angle of the transmission signal radiated from the traveling wave antenna changes and the transmission beam is scanned in the vertical direction, which is the second direction.
  • the [0011] By combining the traveling wave antenna and the FMCW transmission signal in this manner, scanning in the vertical direction (second direction) is performed while detecting the horizontal direction (first direction).
  • the vertical direction depends on a change in frequency, that is, a change in time
  • the frequency is discriminated by detecting the time position in the beat signal by mixing the transmission signal and the reception signal, and further in the vertical direction. Is determined.
  • the target detection means of the radar apparatus of the present invention includes FFT processing means for time-dividing one period of the beat signal into a plurality of partial time sections, and executing FFT processing in each partial time section; Signal level comparing means for comparing the signal level of the beat frequency obtained from the FFT processing result in each partial time interval, and the target along the second direction based on the signal level comparison result in each partial time interval It is characterized by detecting the azimuth.
  • the radar apparatus stores in advance, for example, the relationship between the azimuth in the second direction (vertical direction) and the time position within one beat signal cycle. Then, the radar apparatus divides the time interval corresponding to the uplink modulation interval into a plurality of partial time intervals if it is an FMCW transmission signal for one period of the beat signal, for example, a frequency modulation into a triangular wave shape. Next, the radar apparatus performs FFT processing on the beat signal of each partial time interval.
  • the radar apparatus performs FFT processing on the beat signal of each partial time interval.
  • the target exists in the direction of the first direction corresponding to the beat signal (transmission / reception signal)
  • the peak corresponding to the target is detected at the same frequency in the frequency spectrum for any partial time interval.
  • the signal level at the peak frequency depends on the amount of the reflected signal from the target
  • the signal level at the peak frequency depends on the position of the target in the second direction.
  • the signal level of the peak frequency in each partial time interval is compared, and the partial time interval having the highest signal level is detected. Then, by applying the detected partial time interval to the relationship between the stored time position and the orientation in the second direction, the orientation of the target in the second direction can be obtained.
  • the target detection means of the radar apparatus of the present invention samples the beat signal while shifting the sampling start timing in time series in one sampling period shorter than the one period of the beat signal.
  • FFT processing means for performing the FFT processing for the sampling period of time and signal level comparison means for comparing the signal level of the beat frequency of each sampling period obtained from the FFT processing result, and the signal level comparison result of each sampling period Based on the above, it is characterized by detecting the direction of the target along the second direction.
  • the radar apparatus continues to sample the beat signal at a predetermined timing interval, and performs FFT processing for each sampling period having a different start timing and a predetermined time length.
  • the radar apparatus detects the sampling period having the highest signal level by comparing the signal level of the peak frequency of each sampling period. Then, by applying the detected sampling period to the relationship between the stored time position and the orientation in the second direction, the orientation of the target in the second direction can be obtained.
  • the target detection means of the radar apparatus of the present invention includes a peak time detection means for detecting a time position at which the amplitude of the beat signal becomes maximum within one cycle, and based on the detected time position! / ⁇ And detecting the orientation of the target along the second direction.
  • the radar apparatus analyzes the amplitude of the acquired beat signal and detects a time position having the largest amplitude. Then, by applying the detected time position to the relationship between the stored time position and the orientation in the second direction, the orientation of the target in the second direction can be obtained. In this method, since the direction of the second direction can be obtained without performing FFT processing, the processing operation is omitted.
  • the target detection means of the radar apparatus of the present invention includes FFT processing means for performing FFT processing of the beat signal for the one period, and peak frequency detection for detecting a peak frequency of a frequency spectrum obtained by the FFT processing.
  • Means an inverse FFT processing means for performing inverse FFT processing on a frequency spectrum in a predetermined frequency region including the peak frequency, and a peak time for detecting a time position at which the amplitude of the restored partial beat signal obtained by the inverse FFT processing is maximum.
  • detecting means and detecting the direction of the target along the second direction based on the detected time position! / Speak.
  • the radar apparatus performs FFT processing on the beat signal in units of one period (for example, an upward modulation section of triangular wave modulation), and detects the peak of the frequency spectrum.
  • the radar apparatus extracts a predetermined frequency region with the peak frequency approximately at the center, and performs inverse FFT processing on the frequency spectrum in this frequency region.
  • the frequency domain is extracted for each and the inverse FFT processing is performed.
  • the radar device partially restores the beat signal by this inverse FFT processing, and detects the time position where the amplitude of each restored partial beat signal force is maximum.
  • the orientation of the target in the second direction can be obtained.
  • the target detection means of the radar device of the present invention includes a filter means for separating the beat signal for each of the different partial frequency modulation bands in the frequency band of the beat signal and generating a partial frequency beat signal, A partial peak time detecting means for detecting a time position at which the amplitude of the partial frequency beat signal is maximum, and detecting the direction of the target along the second direction based on the detected time position.
  • the radar apparatus separates the beat signal into a plurality of frequency bands to obtain a partial frequency beat signal.
  • the radar device detects the time position where the amplitude is maximum from each partial frequency beat signal. Then, by applying the detected time position to the relationship between the stored time position and the orientation in the second direction, the orientation of the target in the second direction can be obtained.
  • the azimuth in the second direction is detected for each distance corresponding to each partial frequency band.
  • the target detecting means of the radar apparatus is characterized in that the peak frequencies of a plurality of time sections are paired based on the detected azimuth along the second direction.
  • detection is performed in intervals close to each other in time, for example, in a continuous uplink modulation interval and a downlink modulation interval in triangular wave modulation, adjacent uplink modulation intervals, downlink modulation intervals, and the like. Take advantage of the same orientation.
  • the radar device compares detected directions when pairing peak frequencies detected in different sections of the transmission signal. If these directions are substantially the same, pairing is performed.
  • the target detection means of the radar apparatus of the present invention is characterized in that it corrects the time transition of the beat signal level used for pairing.
  • the present invention it is possible to simultaneously detect the target in the second direction while performing target detection in the first direction with almost no further configuration added from the conventional configuration.
  • target detection can be performed while scanning in the horizontal direction, and the vertical position of the target can be detected simultaneously.
  • highly accurate pairing can be realized by performing pairing using the orientation in the detected second direction.
  • detection in both the first direction and the second direction is possible, and more accurate target detection can be realized in the first direction.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a main part of a radar apparatus according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram of the antenna device 1 shown in FIG.
  • FIG. 3 is an external perspective view of the antenna 10 shown in FIG.
  • FIG. 4 is a conceptual diagram showing directions of transmission / reception beams Beam with respect to a vehicle on which the radar apparatus according to the first embodiment is mounted.
  • FIG. 5 Diagram showing the relationship between the transmitted signal Stx and the received signal (reflected signal) Srx when the target has a relative speed of 0, and the vertical directionality of the transmitted signal Stx due to frequency changes It is a figure which shows the change of.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a main configuration of a target detection portion of the signal processing unit 2 of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a beat signal waveform after AZD conversion.
  • FIG. 8 is a diagram showing frequency spectra obtained by subjecting the beat signals shown in FIGS. 7A to 7E to FFT processing.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the signal levels of the peak spectrum in each divided time interval T1 to T4.
  • FIG. 10 is a diagram showing a relationship between signal levels of peak spectra in each partial time interval in the second embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a main configuration of a detection function unit of a signal processing unit 2 according to a third embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing a beat signal waveform in a time interval ⁇ and a concept of peak detection.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a main configuration of a target detection portion of a signal processing unit 2 of a fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram showing a beat signal waveform subjected to AZD conversion, and a diagram showing a frequency spectrum after FFT processing of the beat signal shown in FIG. 14 (A).
  • FIG. 15 is a diagram showing a beat signal waveform after inverse FFT processing is performed only on the vicinity of a peak in the frequency spectrum of FIG. 14 (B).
  • FIG. 16 is a block diagram showing the main configuration of the target detection part of the signal processing unit 2 of the fifth embodiment, and a diagram showing the pass characteristics of BPF281 ⁇ : BPF284 shown in FIG.
  • FIG. 17 is a diagram showing an intermittent FMCW transmission signal Stx 'waveform and a reception signal Srx' waveform.
  • Antenna device 2—Signal processing unit, 3—VCO, 4 Powerful plastic, 5 Circulator, 6—Mixer, 7—LNA, 8—AZD converter, 10 Antenna, 11A to 11I—Advancing wave antenna, 12A to 12I variable phase shifter, 13 branch circuit, 14 transmitter / receiver, 21, 21A to 21D—FFT processing unit, 211 b M-code time division unit, 212 to 215—FFT operator, 22, 22A to 2 2D peak level detection , 23—Memory, 24, 24A to 24D—Elevation angle detector, 25, 25A to 25D—Peak detector, 26 Partial frequency domain extractor, 27 Inverse FFT processor, 28— Filter bank, 29—Pairing processing part, 100—Case, 111A to 111I—Horn part, 11 2A to 112I—Slit, 113A to 113I—Waveguide, 900—Automobile (own car)
  • a radar apparatus will be described with reference to the drawings.
  • an automotive radar device using the millimeter wave band will be described.
  • an FMCW radar device using a transmission signal whose frequency changes in a triangular shape in time series will be described.
  • a radar apparatus that electronically scans a transmission / reception beam in the horizontal direction will be described.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the main part of the radar apparatus of this embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram of the antenna device 1 shown in FIG. 1
  • FIG. 3 is an external perspective view of the antenna 10 shown in FIG.
  • FIG. 4 is a conceptual diagram showing the direction of each transmission / reception beam Beam with respect to a vehicle on which the radar apparatus of the present embodiment is mounted.
  • (A) is a plan view showing the beam BeamHm in the horizontal scanning direction. It is a side view showing beam BeamHmVn in the vertical scanning direction.
  • Fig. 5 shows the relationship between the transmitted signal Stx and the received signal (reflected signal) Srx when the target has a relative speed of 0 with respect to the vehicle, and (B) shows the transmitted signal due to frequency changes. It is a figure which shows the change of the vertical directivity of St X.
  • the radar apparatus includes an antenna apparatus 1, a signal processing unit 2, a VC 03, a force bra 4, a circulator 5, a mixer 6, an LNA 7, and an A / D converter 8.
  • the signal processing unit 2 generates a control voltage for forming a transmission beam based on detection processing described later, and supplies the control voltage to the VC03.
  • VC03 generates a transmission signal Stx in which the frequency is continuously changed in a triangular shape in time series according to the given control voltage.
  • the force bra 4 outputs the input transmission signal Stx to the circulator 5 and supplies a part of it to the mixer 6 as a local signal.
  • the circulator 5 outputs the transmission signal Stx from the force bra 4 to the antenna device 1.
  • the antenna device 1 includes an antenna 10 in which the individual antennas 11A to 1 II are arrayed in the horizontal direction, and a variable shift connected to each of the individual antennas 11A to 1 II.
  • Phasers 12A to 12I, branch circuit 13, and transmission / reception unit 14 are provided.
  • the transceiver 14 A transmission signal Stx input from the kyulator 5 is applied to the branch circuit 13, and a reception signal Srx input from the branch circuit 13 is applied to the circulator 5.
  • the branch circuit 13 distributes and outputs the transmission signal Stx given from the transmission / reception unit 14 to the variable phase shifters 12A to 12I, and receives the reception signal Srx from the variable phase shifters 12A to 121 to the transmission / reception unit 14. give.
  • Each of the variable phase shifters 12A to 121 performs phase shift processing on the input transmission signal Stx in accordance with a transmission beam directivity control command given from the radar device, and outputs it to each antenna 11A to 1 II of the antenna 10. To do. In this way, by performing predetermined phase shift processing on the transmission signal Stx by each variable phase shifter, the transmission beam is scanned in the horizontal direction as indicated by the beams BeamHl to BeamH7 in FIG. Can do. Further, the reflected signals received by the antennas 11A to 11I are phase-shifted in accordance with the received beam directivity control command, and are output to the branch circuit 13 as the received signal Srx. In this manner, the received beam can be scanned in the horizontal direction by performing predetermined phase shift processing on each reflected signal (received signal) Srx by each variable phase shifter.
  • the antennas 11A to 111 forming the antenna 10 are so-called waveguide type leaky wave antennas, and have the structural force shown in FIG.
  • waveguides 113A to 1131 having the same shape are formed in parallel in the substantially flat casing 100, and these waveguides 113A to 113A are formed.
  • One end of 1131 is open on one side of the case 100 (the left-hand front in the figure). These openings are connected to the variable phase shifters 12A to 12I, respectively.
  • one main surface (upper surface in the figure) of the casing 100 has a shape extending along the waveguides 113A to 113I, and gradually extends from the inner side of the casing 100 (the waveguides 113A to 1131 side) to the surface.
  • the horn portions 111 A to 11 II having a wide opening surface are formed!
  • the horn portions 11 1A to L 11I are installed at positions corresponding to the waveguides 113A to 1131, respectively.
  • the horn portions 111A to 111I and the corresponding waveguides 113A to 1131 are electrically connected by slits 112A to 112I formed along the extending direction of the waveguides 113A to 1131.
  • the slits 112A to 112I are formed in a structure that gradually becomes wider from the opening surface side of the waveguides 113A to 1131 along the end side facing the waveguides 113A to 1131.
  • the antenna 10 is installed such that the horn opening surface is in the front direction of the antenna device 1, that is, the front direction of the automobile 900 on which the antenna device 1 is mounted. At this time, the horn opening surface of the antenna 10 is at a predetermined angle substantially perpendicular to the horizontal direction, and the waveguide-type leakage wave amplifier is The tenas 11A to 1II are installed so that the extending direction is along the substantially vertical direction. If such a structure is used and the frequency of the transmission signal Stx changes, the center of beam directivity shifts in the vertical direction, as shown by beams BeamHmVl to BeamHmV5 in FIG. For example, the transmission beam is radiated in the BeamHl direction by controlling the variable phase shifters 12A to 12I.
  • the transmission signal Stx changes like a triangular wave within the frequency band of FMCW modulation, and therefore the elevation angle of the transmission beam changes according to this frequency.
  • the transmission / reception beam is scanned in the horizontal direction, and the transmission / reception beam is automatically scanned in the vertical direction by changing the elevation angle of the beam.
  • the waveguide type leakage wave antennas 11A to 11I have a waveguide size of 2. OmmX l. 27 mm and a length of 50 mm. And the slit is set appropriately.
  • the elevation angle of the transmission beam is changed by changing the frequency of the transmission signal from 76 GHz to 77 GHz in a triangular waveform, as shown in Fig. 5 (B).
  • a beam scan of approximately 4.7 ° is performed vertically.
  • the received signal Srx output from the antenna device 1 is given to the circulator 5, and the circulator 5 outputs this received signal Srx to the mixer 6.
  • the mixer 6 mixes the local signal from the force bra 4 and the received signal Srx from the circulator 5 to generate a beat signal and outputs it to the LNA 7.
  • LNA7 amplifies the beat signal and gives it to AZD Transform 8.
  • / D change 8 converts the amplified beat signal to AZD and gives it to the signal processor 2.
  • the signal processing unit 2 uses a known FMCW data processing method to detect the target in the horizontal direction, the relative speed of the target, the distance, etc. Perform the calculation.
  • the signal processing unit 2 also detects the position of the target in the vertical direction (elevation angle) using the data processing method described later. In other words, the detection in the vertical direction and the detection in the horizontal direction are not performed in a time-sharing manner, but target detection is performed simultaneously in the horizontal direction and the vertical direction.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the main configuration of the target detection portion of the signal processing unit 2 of the present embodiment.
  • Figure 7 shows the AZD-converted beat signal waveform, with the horizontal axis representing the time axis and the vertical axis representing the amplitude.
  • (A) shows the beat signal waveform in a predetermined time interval T (for example, equivalent to the uplink modulation interval Tu shown in FIG. 5 (A)), and (B) shows the time interval T shown in (A).
  • T for example, equivalent to the uplink modulation interval Tu shown in FIG. 5 (A)
  • T shows the time interval T shown in (A).
  • the beat signal waveform in the first divided time interval T1 of the divided time interval is shown.
  • (C) shows the beat signal waveform in the second divided time interval T2 of the time interval T
  • (D) shows the beat signal waveform in the third divided time interval T3
  • (E) shows the first beat signal waveform. Shows the beat signal waveform in the 4-split time interval T4.
  • FIG. 8 is a diagram showing a frequency spectrum obtained by subjecting the beat signals shown in FIGS. 7A to 7E to FFT processing.
  • the horizontal axis represents FFTbin units, and the vertical axis represents the signal level.
  • Fig. 8 (A) shows the frequency spectrum of the beat signal in the time interval T shown in Fig. 7 (A)
  • Fig. 8 (B) shows the frequency spectrum of the beat signal in the first divided time interval T1 shown in Fig. 7 (B).
  • Fig. 8 (C) shows the frequency spectrum of the beat signal in the second divided time interval T2 shown in Fig. 7 (C)
  • Fig. 8 (D) shows the frequency of the beat signal in the third divided time interval T3 shown in Fig. 7 (D).
  • Fig. 8 (E) shows the frequency spectrum of the beat signal in the fourth divided time interval T4 shown in Fig. 7 (E).
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the signal levels of the peak spectrum in each divided time interval T1 to T4.
  • the signal processing unit 2 includes an FFT processing unit 21, a peak level detection unit 22, a memory 23, and an elevation angle detection unit 24.
  • the beat signal dividing unit 211 of the FFT processing unit 21 buffers the input beat signal for the predetermined time interval and outputs the partial beats corresponding to the first to fourth divided time intervals ⁇ 1 to ⁇ 4, respectively.
  • Time-divided into signals For example, for a triangular wave FMCW-modulated transmission signal as shown in Fig. 5, the time corresponding to the upstream modulation interval Tu is set to time interval ⁇ . Then, the time interval T is divided into quarters in time series, and the first divided time interval T1, the second divided time interval T2, the third divided time interval ⁇ 3, and the fourth divided time interval ⁇ 4 are set in order of time.
  • the beat signal corresponding to the time interval is time-divided into partial beat signals of the first to fourth divided time intervals ⁇ 1 to ⁇ 4, respectively.
  • the beat signal dividing unit 211 outputs the partial beat signal generated in this way to the FFT calculators 212 to 215.
  • Each of the FFT calculators 212 to 215 converts each partial beat signal into a respective divided time interval Tl to Perform FFT processing with T4. By performing FFT processing in this way, frequency spectra as shown in FIGS. 8B to 8B are obtained for the divided time intervals T1 to T4, respectively.
  • the FFT processing unit 21 outputs the frequency spectrum generated in this way to the peak level detection unit 22 together with information on the corresponding divided time intervals Tl to ⁇ 4.
  • the peak level detector 22 analyzes each frequency spectrum and detects the signal levels ⁇ 1 to ⁇ 4 of the peak frequency. Then, the signal levels ⁇ 1 to ⁇ 4 of these peak frequencies and the corresponding divided time intervals Tl to ⁇ 4 are output to the elevation angle detector 24.
  • the elevation angle detector 24 detects the elevation angle based on the divided time intervals ⁇ 1 to ⁇ 4 and the peak signal levels ⁇ 1 to ⁇ 4. Specifically, the memory 23 stores in advance the relationship between the peak signal levels ⁇ 1 to ⁇ 4 in each partial time interval ⁇ 1 to ⁇ 4 and the elevation angle. When the peak signal levels ⁇ 1 to ⁇ 4 are input, the elevation angle detector 24 compares these intensities and calculates the time series intensity distribution, and compares the intensity comparison stored in the memory 23 and the time series intensity distribution. Match. Then, the elevation angle detection unit 24 detects the intensity comparison result or the intensity distribution result with the highest matching degree, and detects the elevation angle corresponding thereto.
  • the FFT processing unit 21, the peak level detection unit 22, and the elevation angle detection unit 24 may be configured by individual hardware, they are configured by software, and are formed by one semiconductor chip. May be configured!
  • the elevation angle detection unit 24 determines the elevation angle based on the intensity comparison result, the intensity distribution, and the like. However, the elevation signal may be determined based on the divided peak time period with the highest peak signal level. .
  • the target position (elevation angle) in the vertical direction can be detected at the same time while performing the target detection in the horizontal direction as in the prior art. This eliminates the need to interrupt the horizontal direction detection process and insert the vertical direction detection process during the horizontal direction detection, thereby simplifying the processing flow.
  • the horizontal direction detection period is constant, and the vertical direction detection is also executed within the horizontal direction detection period. .
  • the detection cycle can be made faster than the conventional radar apparatus that performs time-division detection for the vertical direction and the horizontal direction.
  • the conventional radar apparatus power that detects only the horizontal direction Without doing so, it can detect in two directions, horizontal and vertical.
  • the time interval T is divided into four (T1 to T4) is shown, but the number of divisions can be set as appropriate according to the detection specifications and the apparatus specifications.
  • the FMCW method using the power sawtooth transmission signal shown for the FMCW method using the triangular wave transmission signal and the FMCW method of other waveforms are also used. And effects can be applied.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship of the signal level of the peak frequency in each partial time section.
  • the radar apparatus according to the present embodiment is different from the radar apparatus according to the first embodiment in the signal processing unit.
  • the FFT processing unit 21 of the signal processing unit 2 of the present embodiment has a circuit configuration capability for executing sample shift FFT processing.
  • the FFT processing unit 21 buffers the input digital beat signal, and performs FFT processing on data within a predetermined section length while shifting the start timing of the section. More specifically, nT sample data is acquired for the sampling time length T of the beat signal corresponding to the upward interval time Tu of the triangular wave, and mT FFTs corresponding to the partial interval length smaller than ⁇ . A processing data group is formed. These mT FFT processing data groups are groups in which the start timing is sequentially shifted in time, and the same sampling data may exist between neighboring FFT processing groups. Then, FFT processing is sequentially performed on these mT FFT processing data groups in which the start timings are arranged in time series.
  • the sampling data is within the total sampling interval length T from D1 to D1024 in chronological order
  • FFT processing is performed with the sampling data D1 to D256 as the first partial interval Tdl.
  • the start timing is shifted by one sample, and the FFT processing is performed on the sampling data D2 to D257 as the second partial section Td2.
  • the start timing is further shifted by one sample, and FFT processing is performed on the sampling data D3 to D258 as the third partial section Td3. In this way, the start timing is shifted by one sample at a time until the last sampling data of the last partial section becomes D1024. Perform FFT processing with 256 data!
  • the peak level detection unit 22 detects the signal level of the frequency vector force peak frequency of each partial section Td obtained by the method described above. The signal level at the detected peak frequency changes in the shape shown in Fig. 10. The peak level detection unit 22 determines the peak signal level value with the highest transition characteristic power of the peak signal level, and detects the corresponding partial section Td.
  • the memory 23 stores in advance the relationship between the partial interval Td having the highest peak signal level and the elevation angle. In other words, the change in the partial section Td having the highest peak signal level due to the change in the elevation angle of the target is stored.
  • the elevation angle detector 24 collates the partial section Td output from the peak level detector 22 with the relationship stored in the memory 23 to determine the elevation angle.
  • the radar apparatus of the present embodiment is the same as the radar apparatus of the first embodiment except that the configuration of the signal processing unit 2 and the data processing method are the same except for the other parts. The explanation will be omitted.
  • FIG. 11 is a block diagram showing the main configuration of the detection function unit of the signal processing unit 2 of the present embodiment.
  • FIG. 12 shows the beat signal waveform in time interval T and shows the concept of peak detection.
  • the signal processing unit 2 of this embodiment includes a peak detection unit 25, an elevation angle detection unit 24, and a memory 23.
  • the peak detection unit 25 acquires a beat signal (sample data) in a predetermined time interval T corresponding to the upward modulation interval Tu of the triangular wave.
  • the peak detector 25 performs absolute value processing on the amplitude of the acquired sample data and compares the amplitudes. Then, the peak detector 25 extracts sampling data having the maximum amplitude and acquires the time position of this sampling data.
  • the peak detector 25 determines the acquired time position as the elevation angle. Output to detector 24.
  • the memory 23 stores in advance the relationship between the time position of the sampling data with the maximum amplitude and the elevation angle.
  • the elevation angle detection unit 24 collates the time position information input from the peak detection unit 25 with the relationship between the time position stored in the memory 23 and the elevation angle, and determines the elevation angle.
  • FIG. 13 is a block diagram showing the main configuration of the target detection portion of the signal processing unit 2 of the present embodiment.
  • FIG. 14 (A) shows the beat signal waveform after AZD conversion, with the horizontal axis representing the time axis and the vertical axis representing the amplitude.
  • FIG. 14 (B) is a diagram showing the frequency vector after FFT processing of the beat signal shown in FIG. 14 (A), where the horizontal axis shows the FFTbin and the vertical axis shows the signal level.
  • Fig. 15 is a diagram showing the beat signal waveform after inverse FFT processing of only the vicinity of the peak in the frequency spectrum of Fig. 14 (B).
  • (A) is the result for peak Fpa
  • (B) is the peak F. Results for pb are shown.
  • the signal processing unit 2 of this embodiment includes an FFT processing unit 21, a peak level detection unit 22, a partial frequency region extraction unit 26, an inverse FFT processing unit 27, a peak detection unit 25, an elevation angle detection unit 24, and a memory 23. Is provided.
  • the FFT processing unit 21 samples the input beat signal (Fig. 14 (A)) over a predetermined time interval T corresponding to the upstream modulation interval Tu shown in Fig. 5 described above, for example. Perform FFT processing at time interval T. This FFT process produces a frequency spectrum as shown in Fig. 14 (B). This frequency spectrum data is output to the peak level detector 22.
  • the peak level detection unit 22 analyzes the input frequency spectrum and determines the peak frequency.
  • the partial frequency region extraction unit 26 sets predetermined frequency bin ranges FA and FB for the input peak frequencies Fpa and Fpb, respectively. Then, the partial frequency domain extraction unit 26 extracts frequency spectrum data (each bin number and signal level) included in the frequency bin ranges FA and FB. The extracted frequency spectrum data of each frequency bin range FA and FB is output to the inverse FFT processing unit 27.
  • the inverse FFT processing unit 27 performs inverse FFT processing on the extracted frequency spectrum data of each frequency bin range FA and FB, respectively, and only a signal within a predetermined frequency range is obtained for each time interval T.
  • the beat signal (see FIGS. 15A and 15B) is generated. These frequency limited restored beat signals are output to the peak detector 25.
  • the peak detection unit 25 detects the maximum absolute value of the amplitude for each input frequency limited restored beat signal as in the above-described embodiment, and the sampling data having this maximum amplitude value. Detect the time positions TA and TB.
  • the memory 23 stores in advance the relationship between the time position of the sampling data with the maximum amplitude and the elevation angle.
  • the elevation angle detection unit 24 collates the time positions TA and TB input from the peak detection unit 25 with the relationship between the time position stored in the memory 23 and the elevation angle, and determines each elevation angle.
  • the respective elevation angles can be detected individually and simultaneously.
  • the peak frequency obtained by the peak level detection unit 22 is used for pairing in FMCW target detection. That is, the relative speed, distance, RCS, etc. of the target are calculated by performing pairing based on the peak frequency detected in successive intervals, for example, the upstream modulation interval and the downstream modulation interval in FIG. To do.
  • pairing can be facilitated by using the elevation angle detected by the elevation angle detector 24. In other words, if approximately the same elevation angle is detected in consecutive sections, this is the same target. Judging can be performed. And if there are multiple targets at different distances as in this embodiment, more accurate pairing can be achieved by simultaneously detecting each elevation angle, that is, the target existing at multiple elevation angles, and Target detection can be performed.
  • FIG. 16 (A) is a block diagram showing the main configuration of the target detection portion of the signal processing unit 2 of the present embodiment
  • FIG. 16 (B) shows the BPF 281 to BPF 284 shown in FIG. 16 (A). It is a diagram showing the characteristics.
  • the signal processing unit 2 of this embodiment includes a filter bank 28, peak detection units 25A to 25D, elevation detection units 24A to 24D, FFT processing units 21A to 21D, peak level detection units 22A to 22D, and pairing processing. Part 29 is provided.
  • filter bank 28 includes BPF 281, BPF 282, BPF 283, and BPF 284 that are adjacent to each other in order in parallel IJ.
  • Each of these BPF281 to 284 is constituted by a digital filter, and is set so that the passband becomes higher in the order of BPF281, BPF282, BPF283, and BPF284.
  • the beat signals input to the filter bank 28 are separated into signals in each frequency band (partial frequency band beat signals) by the BPFs 281 to 284.
  • Peak detection unit 25A detects the maximum absolute value of the amplitude of the first partial frequency band beat signal output from BPF 281 and outputs time position information corresponding to this maximum value to elevation angle detection unit 24A. .
  • the elevation angle detector 24A collates the relationship between the time position and the elevation angle stored in a memory (not shown) to determine the elevation angle.
  • the FFT processing unit 21A performs FFT processing on the first partial frequency band beat signal output from the BPF 281 and the peak level detection unit 22A detects the peak frequency of the frequency spectrum of the first partial frequency band beat signal. To the pairing processing unit 29.
  • Peak detection unit 25B detects the maximum absolute value of the amplitude of the second partial frequency band beat signal output from BPF282, and outputs time position information corresponding to this maximum value to elevation angle detection unit 24B. .
  • the elevation angle detector 24B collates with the relationship between the time position and the elevation angle stored in the memory (not shown) to determine the elevation angle.
  • the FFT processing unit 21B performs FFT processing on the second partial frequency band beat signal output from the BPF 282, and the peak level detection unit 22B detects the peak frequency of the frequency spectrum of the second partial frequency band beat signal. To the pairing processing unit 29.
  • Peak detection unit 25C detects the maximum absolute value of the amplitude of the third partial frequency band beat signal output from BPF283, and outputs time position information corresponding to this maximum value to elevation angle detection unit 24C. .
  • the elevation angle detector 24C collates with the relationship between the time position and the elevation angle stored in the memory (not shown) to determine the elevation angle.
  • the FFT processing unit 21C performs FFT processing on the third partial frequency band beat signal output from the BPF283, and the peak level detection unit 22C detects the peak frequency of the frequency spectrum of the third partial frequency band beat signal. To the pairing processing unit 29.
  • Peak detection unit 25D detects the maximum absolute value of the amplitude of the fourth partial frequency band beat signal output from BPF284, and outputs time position information corresponding to this maximum value to elevation angle detection unit 24D. .
  • the elevation angle detector 24D collates with the relationship between the time position and the elevation angle stored in the memory (not shown) to determine the elevation angle.
  • the FFT processing unit 21D performs FFT processing on the fourth partial frequency band beat signal output from the BPF284, and the peak level detection unit 22D detects the peak frequency of the frequency spectrum of the fourth partial frequency band beat signal. To the pairing processing unit 29.
  • the pairing processing unit 29 appropriately buffers the peak frequency and the signal level information input from each of the peak level detection units 22A to 22D, and compares the information with the same information in adjacent modulation sections, Do the ring. At this time, the pairing processing unit 29 facilitates pairing by referring to the elevation angle information of the target acquired by the elevation angle detection units 24A to 24D. Then, through this pairing operation, the signal processing unit 2 calculates the orientation, relative speed, distance, RCS, and the like of the target.
  • the beat signal is separated into four frequency bands.
  • the number of separations is not limited to this, and may be set as appropriate according to detection accuracy and device specifications.
  • the FMCW transmission signal that performs frequency modulation continuously has been described as an example, but during frequency modulation intermittently within the modulation interval as shown in FIG.
  • the FMCW transmission signal Stx ' may be used.
  • FIG. 17 shows the intermittent FMCW transmission signal Stx 'waveform and the received signal Srx' waveform.
  • the force used to directly process the beat signal used for target detection is only the amplitude level of the target detection beat signal may be adjusted to be constant by AGC or the like. .
  • AGC Analog to Physical Component

Landscapes

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Abstract

　信号処理部(２)のＦＦＴ処理部(２１)は、入力されたビート信号を時系列に並ぶ分割時間区間(Ｔ１)～(Ｔ４)で分割し、それぞれＦＦＴ処理する。ＦＦＴ処理された各周波数スペクトルはピークレベル検出部(２２)に入力され、ピークレベル検出部(２２)は、それぞれの周波数スペクトルのピークの信号レベルを検出する。このピークの周波数および信号レベルは水平方向検知のペアリングに利用され、該信号レベルと対応する時間区間とは仰角検出部(２４)に出力される。仰角検出部(２４)は、各時間区間(Ｔ１)～(Ｔ４)のピークの信号レベルの強度分布等を用いて、メモリ(２３)に記憶されている信号レベルの強度分布等と仰角との関係に照合し、仰角を決定する。

Description

明 細 書
レーダ装置
技術分野
[0001] この発明は、ターゲットを探知するレーダ装置、特に、進行波アンテナを用いて略 垂直な 2方向への探知を行うレーダ装置に関するものである。
背景技術
[0002] 従来、自車の周囲に存在する他車や障害物等のターゲットを検知して、追尾するレ ーダ装置が各種考案されている。このようなレーダ装置では、通常、路面に略水平な 方向のターゲット検知のみを行うものが多いが、中には、路面に略水平な方向の検 知とともに、垂直な方向の検知も行うレーダ装置がある。
[0003] 例えば、特許文献 1に記載のレーダ装置は、アンテナに進行波アンテナを用いて、 それぞれに異なる単一周波数のパルス信号を放射することで、垂直方向（仰角方向) に対するターゲット検知を行う。そして、ターゲットが検知された方向に対応する周波 数を中心周波数として、狭周波数帯域の FMCW方式で水平方向の検知を行って、 ターゲットの速度、距離等の詳細な情報を取得する。この際、垂直方向の検知と水平 方向の検知とは時分割で交互に行われる。
[0004] また、特許文献 2に記載のレーダ装置は、アンテナに進行波アンテナを用いて、そ れぞれに異なる中心周波数で FMCW方式の水平方向走査を行うことで、複数の垂 直方向の角度 (仰角）で水平方向のターゲット検知を行う。
特許文献 1 :特開 2004— 101347公報
特許文献 2：特開 2004— 226158公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] ところが、特許文献 1や特許文献 2に記載のレーダ装置は、検知を行う垂直方向の 角度に応じた中心周波数を設定して狭周波数帯域による FMCW方式を採用する。 一般に、 FMCW方式のレーダ装置では、変調を行う周波数帯域の幅に比例して距 離分解能が高くなるので、これらのレーダ装置のように狭周波数帯域とすると、距離 分解能が低下してしまう。さらに、自動車用のミリ波レーダでは、元々使用できる周波 数帯域が狭いので、より一層距離分解能が劣化してしまう。
[0006] また、特許文献 1に記載のレーダ装置は、垂直方向に対するターゲット検知と水平 方向に対するターゲット検知とを時分割で交互に行っているので、主検知方向である 水平方向の検知処理に、垂直方向の検知処理を挿入しなければならない。そして、 垂直方向の検知処理時には水平方向の検知を行うことができないので、水平方向の 検知間隔が広くなつてしまう。
[0007] したがって、本発明の目的は、水平方向と垂直方向とを同時にターゲット検知する ことができるレーダ装置を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0008] この発明は、所定の第 1方向に沿って走査され、送信信号を放射して該送信信号 に基づく反射信号を受信して受信信号を出力するアンテナと、連続的または断続的 な周波数変調を所定時間区間毎に周期的に行うことで送信信号を生成してアンテナ に与えるとともに、送信信号と受信信号とミキシングしてビート信号を生成し、該ビート 信号に基づいて第 1方向に沿ったターゲットの検知を行うターゲット検知手段と、を備 えたレーダ装置において、アンテナを、第 1方向に略垂直な第 2方向に対して周波数 毎に異なる角度で送信信号を放射する進行波アンテナで構成し、ターゲット検知手 段で、第 1方向に沿ったターゲット検知を行うと同時にビート信号の時間変化に基づ V、て第 2方向に沿ったターゲットの方位を検知することを特徴として 、る。
[0009] この構成では、進行波アンテナを用い、所定時間区間毎に周期的に連続的または 断続的な周波数変調を行うことで形成させる、例えば FMCW方式の送信信号を用 いる。 FMCW方式の送信信号は時系列で周波数が変化するので、進行波アンテナ 力も放射される送信信号の方向が、時系列に変化する。
[0010] これを利用し、例えば、第 1方向を水平方向として、進行波アンテナを水平方向に 複数配列する。そして、進行波アンテナ群を電子的または機械的に走査することで、 水平方向（第 1方向）へ送信ビームが走査される。この際、 FMCW方式の送信信号 は周波数が時間的に変化するので、進行波アンテナから放射される送信信号の放 射角度が変化して第 2方向である垂直方向に対して送信ビームが走査される。 [0011] このように進行波アンテナと FMCW方式の送信信号を組み合わせることで、水平 方向（第 1方向）を検知しながら、垂直方向（第 2方向）の走査が行われる。ここで、垂 直方向の方位は、周波数の変化すなわち時間変化に依存するので、送信信号と受 信信号とのミキシングによるビート信号における時間位置を検出することで、周波数 が判別され、さらに垂直方向の方位が判別される。
[0012] また、この発明のレーダ装置のターゲット検知手段は、ビート信号の 1周期分を複数 の部分時間区間に時分割し、それぞれの部分時間区間における FFT処理を実行す る FFT処理手段と、 FFT処理結果により得られるビート周波数の信号レベルを各部 分時間区間で比較する信号レベル比較手段と、を備え、各部分時間区間の信号レ ベル比較結果に基づ 、て第 2方向に沿ったターゲットの方位を検知することを特徴と している。
[0013] この構成では、具体的に、レーダ装置は、例えば、第 2方向（垂直方向）の方位とビ ート信号 1周期内における時間位置との関係を予め記憶している。そして、レーダ装 置は、ビート信号の 1周期分、例えば、三角波形状に周波数変調する FMCW方式 の送信信号であれば、上り変調区間分の時間区間を、複数の部分時間区間に分割 する。次に、レーダ装置は、それぞれの部分時間区間のビート信号を FFT処理する 。ここで、このビート信号 (送受信信号）に対応する第 1方向の方位にターゲットが存 在すれば、いずれの部分時間区間に対する周波数スペクトルでも、ターゲットに対応 するピークが同じ周波数で検出される。
[0014] 一方、ピーク周波数の信号レベルはターゲットからの反射信号量に依存するので、 ピーク周波数の信号レベルは、ターゲットの第 2方向の位置に依存することとなる。こ の関係を用いて、各部分時間区間でのピーク周波数の信号レベルを比較して、最も 高い信号レベルを有する部分時間区間を検出する。そして、検出した部分時間区間 を、記憶された時間位置と第 2方向における方位との関係に適用することで、ターゲ ットの第 2方向における方位が得られる。
[0015] この際、第 1方向への検知は、周波数の遷移とともにビーム方位が第 2方向に沿つ て移動するけれども、第 1方向における方位は替わらないので、第 1方向のターゲット 検知も行われる。 [0016] また、この発明のレーダ装置のターゲット検知手段は、ビート信号の 1周期分を該 1 周期よりも短いサンプリング期間でサンプリング開始タイミングを時系列にずらしなが らビート信号をサンプリングし、それぞれのサンプリング期間に対する FFT処理を行う FFT処理手段と、該 FFT処理結果により得られる各サンプリング期間のビート周波 数の信号レベルを比較する信号レベル比較手段と、を備え、各サンプリング期間の 信号レベル比較結果に基づ 、て第 2方向に沿ったターゲットの方位を検知することを 特徴としている。
[0017] この構成では、レーダ装置は、ビート信号を所定のタイミング間隔でサンプリングし 続け、それぞれに開始タイミングが異なり所定の時間長からなるサンプリング期間毎 に FFT処理する。次に、レーダ装置は、各サンプリング期間のピーク周波数の信号レ ベルを比較して、最も高い信号レベルを有するサンプリング期間を検出する。そして 、検出したサンプリング期間を前記記憶された時間位置と第 2方向における方位との 関係に適用することで、ターゲットの第 2方向における方位が得られる。
[0018] また、この発明のレーダ装置のターゲット検知手段は、ビート信号の振幅が 1周期 内で最大となる時間位置を検出するピーク時間検出手段を備え、検出した時間位置 に基づ!/ヽて第 2方向に沿ったターゲットの方位を検知することを特徴として 、る。
[0019] この構成では、レーダ装置は、取得したビート信号の振幅を解析して、最も振幅の 大きな時間位置を検出する。そして、検出した時間位置を、記憶された時間位置と第 2方向における方位との関係に適用することで、ターゲットの第 2方向における方位が 得られる。この方法では、 FFT処理を行うことなく第 2方向の方位が得られるので、処 理演算が省略される。
[0020] また、この発明のレーダ装置のターゲット検知手段は、ビート信号を前記 1周期分で FFT処理する FFT処理手段と、該 FFT処理により得られる周波数スペクトルのピー ク周波数を検出するピーク周波数検出手段と、該ピーク周波数を含む所定周波数領 域の周波数スペクトルを逆 FFT処理する逆 FFT処理手段と、該逆 FFT処理により得 られる復元部分ビート信号の振幅が最大となる時間位置を検出するピーク時間検出 手段と、を備え、検出した時間位置に基づいて第 2方向に沿ったターゲットの方位を 検知することを特徴として！/ヽる。 [0021] この構成では、レーダ装置は、ビート信号を、 1周期（例えば、三角波変調の上り変 調区間）を単位として FFT処理して、周波数スペクトルのピークを検出する。次に、レ ーダ装置は、ピーク周波数を略中心とした所定の周波数領域を抽出し、この周波数 領域の周波数スペクトルを逆 FFT処理する。この際、ピークが複数存在する場合に は、それぞれについて周波数領域を抽出して逆 FFT処理を行う。レーダ装置は、こ の逆 FFT処理により、部分的にビート信号を復元して、それぞれの復元部分ビート信 号力も振幅が最大となる時間位置を検出する。そして、検出した時間位置を、記憶さ れた時間位置と第 2方向における方位との関係に適用することで、ターゲットの第 2方 向における方位が得られる。この方法を用いることで、同じ第 1方向に距離の異なるタ 一ゲットが複数存在していても、それぞれの第 2方向に対する方位が得られる。
[0022] また、この発明のレーダ装置のターゲット検知手段は、ビート信号の周波数帯域に おけるそれぞれに異なる部分周波数変調帯域毎にビート信号を分離して部分周波 数ビート信号を生成するフィルタ手段と、部分周波数ビート信号の振幅が最大となる 時間位置を検出する部分ピーク時間検出手段と、を備え、検出した時間位置に基づ V、て第 2方向に沿ったターゲットの方位を検知することを特徴として 、る。
[0023] この構成では、レーダ装置は、ビート信号を複数の周波数帯域で分離して、部分周 波数ビート信号を得る。レーダ装置は、それぞれの部分周波数ビート信号から振幅 が最大となる時間位置を検出する。そして、検出した時間位置を、記憶された時間位 置と第 2方向における方位との関係に適用することで、ターゲットの第 2方向における 方位が得られる。このようにビート信号を複数の部分周波数帯域で分解することで、 各部分周波数帯域に対応する距離毎に、第 2方向における方位が検出される。
[0024] また、この発明のレーダ装置のターゲット検知手段は、検知された前記第 2方向に 沿った方位に基づいて、複数の時間区間のピーク周波数同士をペアリングすることを 特徴としている。
[0025] この構成では、同じターゲットであれば、時間的に近い区間同士、例えば、三角波 変調における連続する上り変調区間と下り変調区間、隣り合う上り変調区間や下り変 調区間等で検出される方位が同じであることを利用する。レーダ装置は、送信信号の 異なる区間で検出されるピーク周波数をペアリングする際に、検出した方位を比較し 、これらの方位が略同じであれば、ペアリングを行う。
[0026] また、この発明のレーダ装置のターゲット検知手段は、ペアリングに利用するビート 信号レベルの時間遷移を補正することを特徴としている。
[0027] この構成では、ビート信号を取得中にビームが走査されても、信号レベルの補正が 適宜行われることで、ビート信号の振幅が安定し、 FFT処理演算が安定且つ正確に なる。この際、前述の第 2方向の方位検知に利用するビート信号については補正処 理を行わず、ペアリングに利用するビート信号のみを補正処理する。これにより、第 2 方向の方位検出とピークの安定した検出とが両立する。
発明の効果
[0028] この発明によれば、従来の構成からさらなる構成を殆ど追加することなぐ第 1方向 でのターゲット検知を行いながら、このターゲットに対する第 2方向の検知を同時に行 うことができる。例えば、水平方向を走査しながらターゲット検知を行い、このターゲッ トの垂直方向位置を同時に検知することができる。
[0029] また、この発明によれば、この検知した第 2方向に方位を用いてペアリングを行うこ とで、高精度なペアリングを実現することができる。これにより、第 1方向、第 2方向の 両方向に検知が可能で、第 1方向に関してはさらに高精度なターゲット検知を実現 することができる。
図面の簡単な説明
[0030] [図 1]第 1の実施形態のレーダ装置の主要部の構成を示すブロック図である。
[図 2]図 1に示すアンテナ装置 1のブロック図である。
[図 3]図 2に示すアンテナ 10の外観斜視図である。
[図 4]第 1の実施形態のレーダ装置が搭載される車両に対する各送受信ビーム Bea mの方向を示す概念図である。
[図 5]ターゲットが自車に対して相対速度 0である場合の、送信信号 Stxと受信信号（ 反射信号) Srxとの関係を示す図、および、周波数変化による送信信号 Stxの垂直指 向性の変化を示す図である。
[図 6]第 1の実施形態の信号処理部 2のターゲット検知部分の主要構成を示すブロッ ク図である。 [図 7]AZD変換されたビート信号波形を示す図である。
[図 8]それぞれ図 7 (A)〜 (E)に示したビート信号を FFT処理してなる周波数スぺタト ルを示す図である。
[図 9]各分割時間区間 T1〜T4でのピークスペクトルの信号レベルの関係を示す図 である。
[図 10]第 2の実施形態における各部分時間区間でのピークスペクトルの信号レベル の関係を示す図である。
[図 11]第 3の実施形態の信号処理部 2の検知機能部の主構成を示すブロック図であ る。
[図 12]時間区間 Τでのビート信号波形を示し、ピークの検出概念を示す図である。
[図 13]第 4の実施形態の信号処理部 2のターゲット検知部分の主要構成を示すプロ ック図である。
[図 14]AZD変換されたビート信号波形を示す図、および、図 14 (A)に示すビート信 号の FFT処理後の周波数スペクトルを示す図である。
[図 15]図 14 (B)の周波数スペクトルにおけるピーク付近のみを逆 FFT処理した後の ビート信号波形を示す図である。
[図 16]第 5の実施形態の信号処理部 2のターゲット検知部分の主要構成を示すプロ ック図、および、図 16 (A)に示す BPF281〜： BPF284の通過特性を示した図である
[図 17]間欠 FMCW方式の送信信号 Stx' 波形および受信信号 Srx' 波形を示す 図である。
符号の説明
1 アンテナ装置、 2—信号処理部、 3—VCO、 4一力プラ、 5 サーキユレータ、 6 —ミキサ、 7— LNA、 8— AZD変換器、 10 アンテナ、 11A〜11I—進行波アンテ ナ、 12A〜12I 可変移相器、 13 分岐回路、 14 送受信部、 21, 21A〜21D— FFT処理部、 211 ビー M言号時分割部、 212〜215— FFT演算器、 22, 22A〜2 2D ピークレベル検出部、 23—メモリ、 24, 24A〜24D—仰角検出部、 25, 25A 〜25D—ピーク検出部、 26 部分周波数領域抽出部、 27 逆 FFT処理部、 28— フィルタバンク、 29—ペアリング処理部、 100—筐体、 111A〜111I—ホーン部、 11 2A〜112I—スリット、 113A〜113I—導波管、 900—自動車（自車）
発明を実施するための最良の形態
[0032] 第 1の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。なお、本実施 形態では、ミリ波帯を利用した自動車用のレーダ装置について説明する。また、本実 施形態では、周波数が時系列で三角波状に変化する送信信号を用いる FMCW方 式のレーダ装置について説明する。また、本実施形態では、送受信ビームを電子的 に水平方向走査するレーダ装置について説明する。
図 1は本実施形態のレーダ装置の主要部の構成を示すブロック図である。
[0033] 図 2は図 1に示すアンテナ装置 1のブロック図であり、図 3は図 2に示すアンテナ 10 の外観斜視図である。
[0034] 図 4は本実施形態のレーダ装置が搭載される車両に対する各送受信ビーム Beam の方向を示す概念図であり、 (A)が水平走査方向のビーム BeamHmを示す平面図 、 (B)が垂直走査方向のビーム BeamHmVnを示す側面図である。
図 5 (A)はターゲットが自車に対して相対速度 0である場合の、送信信号 Stxと受信 信号 (反射信号) Srxとの関係を示す図であり、（B)は周波数変化による送信信号 St Xの垂直指向性の変化を示す図である。
[0035] 本実施形態のレーダ装置は、アンテナ装置 1、信号処理部 2、 VC03、力ブラ 4、サ ーキユレータ 5、ミキサ 6、 LNA7、 A/D変換器 8を備える。
[0036] 信号処理部 2は、後述する検知処理に基づ!/、て、送信ビームを形成するための制 御電圧を生成して VC03に与える。 VC03は与えられた制御電圧にしたがって、周 波数を時系列で連続的に三角形状に変化させた送信信号 Stxを発生する。力ブラ 4 は、入力された送信信号 Stxをサーキユレータ 5に出力するとともに、その一部を局部 信号としてミキサ 6に与える。サーキユレータ 5は、力ブラ 4からの送信信号 Stxをアン テナ装置 1に出力する。
[0037] アンテナ装置 1は、図 2に示すように、各個別アンテナ 11A〜1 IIが水平方向に沿 つて配列形成されたアンテナ 10、各個別アンテナ 11 A〜 1 IIのそれぞれに接続する 可変移相器 12A〜12I、分岐回路 13、送受信部 14を備える。送受信部 14は、サー キユレータ 5から入力される送信信号 Stxを分岐回路 13に与え、分岐回路 13から入 力される受信信号 Srxをサーキユレータ 5に与える。分岐回路 13は、送受信部 14か ら与えられた送信信号 Stxを各可変移相器 12A〜12Iに分配して出力し、各可変移 相器 12A〜 121からの受信信号 Srxを送受信部 14に与える。各可変移相器 12A〜 121は、レーダ装置から与えられる送信ビーム指向性制御命令にしたがって、入力さ れた送信信号 Stxを移相処理して、アンテナ 10の各アンテナ 11 A〜 1 IIに出力する 。このように、送信信号 Stxに対して各可変移相器で所定の移相処理を行うことで、 図 4 (A)のビーム BeamHl〜： BeamH7に示すような水平方向へ送信ビームを走査 することができる。また、各アンテナ 11A〜11Iで受信した反射信号を、受信ビーム指 向性制御命令にしたがって移相処理することで、受信信号 Srxとして分岐回路 13に 出力する。このように、反射信号 (受信信号) Srxに対して、各可変移相器で所定の 移相処理を行うことで、水平方向へ受信ビームを走査することができる。
[0038] また、アンテナ 10を形成するアンテナ 11 A〜 111は、それぞれがいわゆる導波管型 漏れ波アンテナであり、図 3に示す構造力 なる。具体的な構造としては、図 3に示す ように、略平板状の筐体 100には、それぞれ平行して同形状の導波管 113A〜 1131 が形成されており、これら導波管 113 A〜 1131の一方端が筐体 100の一側面（図に おける左手前面）に開口している。この開口部が可変移相器 12A〜12Iにそれぞれ 接続される。また、筐体 100の一主面（図における上面）には、導波管 113A〜113I に沿って延びる形状で、筐体 100の内部側（導波管 113A〜 1131側）から表面へ徐 々に開口面が広くなるホーン部 111 A〜 11 IIが形成されて!、る。これらホーン部 11 1A〜： L 11Iは、それぞれ導波管 113A〜 1131に対応する位置に設置されている。ホ ーン部 111A〜111Iと、これらに対応する導波管 113A〜 1131とは、導波管 113A 〜1131の延びる方向に沿って形成されたスリット 112A〜112Iにより導通されている 。スリット 112A〜112Iは、導波管 113A〜 1131の開口面側から、これに対向する終 端側に沿って、徐々に幅広になる構造で形成されている。
[0039] アンテナ 10は、ホーン開口面がアンテナ装置 1の正面方向、すなわち、アンテナ装 置 1を搭載する自動車 900の正面方向となるように設置される。この際、アンテナ 10 のホーン開口面が水平方向と略垂直な所定角度になり、且つ導波管型漏れ波アン テナ 11A〜1 IIの延びる方向がこの略垂直方向に沿うように設置する。そして、この ような構造であり、且つ送信信号 Stxの周波数が変化すれば、図 4 (B)のビーム Bea mHmVl~BeamHmV5に示すように、垂直方向へビームの指向性の中心が遷移 する。例えば、可変移相器 12A〜12Iを制御して BeamHl方向に送信ビームを放射 する。この際、送信信号 Stxは、 FMCW変調の周波数帯域内で三角波状に変化す るので、この周波数に応じて送信ビームの仰角が変化する。このように、本実施形態 のレーダ装置では、送受信ビームを水平方向に走査するとともに、ビームの仰角の 変化により送受信ビームが垂直方向へ自動的に走査される。
[0040] 例えば、 76GHz〜77GHz帯を利用するアンテナの場合、導波管型漏れ波アンテ ナ 11A〜11Iとしては、導波管のサイズを開口面が 2. OmmX l. 27mmで長さ 50m mとし、スリットを適宜設定する。このような構成として、図 5 (A)に示すように、三角波 状に送信信号の周波数を 76GHzから 77GHzまで変化させることで送信ビームの仰 角が変化して、図 5 (B)に示すように垂直方向へ約 4. 7° のビーム走査が行われる。
[0041] アンテナ装置 1が出力した受信信号 Srxはサーキユレータ 5に与えられ、サーキユレ ータ 5は、この受信信号 Srxをミキサ 6に出力する。ミキサ 6は、力ブラ 4からの局部信 号とサーキユレータ 5からの受信信号 Srxとをミキシングすることでビート信号を生成し て LNA7に出力する。 LNA7はビート信号を増幅して AZD変翻 8に与える。 / D変 8は増幅されたビート信号を AZD変換して信号処理部 2に与える。
[0042] 信号処理部 2はディジタル化されたビート信号に基づ!/、て既知の FMCW方式のデ ータ処理方法を用いて、水平方向に対するターゲットの検知、ターゲットの相対速度 、距離等の算出を行う。また、信号処理部 2は、後述するデータ処理方法を用いて、 得られたビート信号力もターゲットの垂直方向位置 (仰角）を検知する。すなわち、垂 直方向に対する検知と水平方向に対する検知とを時分割で行わず、水平方向、垂 直方向の 2方向に対して同時にターゲット検知を行う。
[0043] 次に、水平走査に利用するビート信号を用いた垂直方向位置の検知方法について 詳述する。
図 6は本実施形態の信号処理部 2のターゲット検知部分の主要構成を示すブロック 図である。 図 7は AZD変換されたビート信号波形を示す図であり、横軸が時間軸、縦軸が振 幅を示す。そして、（A)は所定の時間区間 T (例えば、図 5 (A)に示す上り変調区間 Tuに相当）でのビート信号波形を示し、 (B)は (A)に示す時間区間 Tを 4分割してな る分割時間区間の第 1分割時間区間 T1でのビート信号波形を示す。同様に (C)は 時間区間 Tのうちの第 2分割時間区間 T2でのビート信号波形を示し、 (D)は第 3分 割時間区間 T3でのビート信号波形を示し、 (E)は第 4分割時間区間 T4でのビート信 号波形を示す。
[0044] 図 8はそれぞれ図 7 (A)〜（E)に示したビート信号を FFT処理してなる周波数スぺ タトルを示す図であり、横軸が FFTbin単位、縦軸が信号レベルを示す。図 8 (A)は 図 7 (A)に示す時間区間 Tのビート信号の周波数スペクトルであり、図 8 (B)は図 7 (B )に示す第 1分割時間区間 T1のビート信号の周波数スペクトルである。図 8 (C)は図 7 (C)示す第 2分割時間区間 T2のビート信号の周波数スペクトルであり、図 8 (D)は 図 7 (D)示す第 3分割時間区間 T3のビート信号の周波数スぺ外ルであり、図 8 (E) は図 7 (E)に示す第 4分割時間区間 T4のビート信号の周波数スペクトルである。
[0045] 図 9は各分割時間区間 T1〜T4でのピークスペクトルの信号レベルの関係を示す 図である。
[0046] 信号処理部 2は、 FFT処理部 21、ピークレベル検出部 22、メモリ 23、および仰角 検出部 24を備える。
[0047] FFT処理部 21のビート信号分割部 211は、入力された所定時間区間 Τ分のビート 信号を、バッファリングして第 1〜第 4分割時間区間 Τ1〜Τ4にそれぞれ対応する部 分ビート信号に時分割する。例えば、図 5に示すような三角波の FMCW変調した送 信信号に対して、上り変調区間 Tuに対応する時間を時間区間 Τに設定する。そして 、この時間区間 Tを時系列で四半期に分け、時間の早い順に、第 1分割時間区間 T1 、第 2分割時間区間 T2、第 3分割時間区間 Τ3、第 4分割時間区間 Τ4に設定する。 そして、時間区間 Τ分のビート信号をそれぞれ第 1〜第 4分割時間区間 Τ1〜Τ4の部 分ビート信号に時分割する。ビート信号分割部 211は、このように生成した部分ビート 信号を各 FFT演算器 212〜215に出力する。
[0048] 各 FFT演算器 212〜215は、各部分ビート信号をそれぞれの分割時間区間 Tl〜 T4で FFT処理する。このように FFT処理を行うことにより、分割時間区間 T1〜T4に 対して、それぞれに図 8 (B)〜(Ε)に示すような周波数スペクトルが得られる。 FFT処 理部 21は、このように生成された周波数スペクトルを、対応する分割時間区間 Tl〜 Τ4の情報とともに、ピークレベル検出部 22に出力する。
[0049] ピークレベル検出部 22は、各周波数スペクトルを解析して、ピーク周波数の信号レ ベル Α1〜Α4を検出する。そして、これらピーク周波数の信号レベル Α1〜Α4と、こ れらに対応する分割時間区間 Tl〜Τ4とを、仰角検出部 24に出力する。
[0050] 仰角検出部 24は、分割時間区間 Τ1〜Τ4とピーク信号レベル Α1〜Α4とに基づき 、仰角を検出する。具体的に、メモリ 23には各部分時間区間 Τ1〜Τ4のピーク信号 レベル Α1〜Α4の強度関係と仰角との関係が予め記憶されている。仰角検出部 24 は、ピーク信号レベル Α1〜Α4が入力されると、これらの強度比較および時系列の強 度分布の算出を行い、メモリ 23に記憶されている強度比較や時系列の強度分布と照 合する。そして、仰角検出部 24は、照合の一致度が最も高い強度比較結果や強度 分布結果を検出して、これに対応する仰角を検出する。
[0051] なお、これら FFT処理部 21、ピークレベル検出部 22、仰角検出部 24は、それぞれ 個別のハードウェアで構成しても良いが、これらをソフトウェアで構成し、 1つの半導 体チップで構成しても良!、。
[0052] また、仰角検出部 24は、強度比較結果や強度分布等で仰角を決定したが、最もピ ーク信号レベルが高 、分割時間区間に基づ 、て仰角を決定しても良 、。
[0053] このような構成および処理を用いることで、従来と同様な水平方向へのターゲット検 知を行いながら、同時に垂直方向のターゲット位置 (仰角）を検出することができる。 これにより、水平方向検知の実行中に、水平方向検知処理を中断して垂直方向検知 処理を挿入する必要が無くなり、処理フローが簡素化される。
[0054] また、このように垂直方向検知を行いながら水平方向検知を継続的に行うことで、 水平方向検知の周期が一定で、且つこの水平方向検知周期内に垂直方向検知をも 実行される。これにより、垂直方向検知と水平方向検知とを時分割で行う従来のレー ダ装置よりも検知周期を速くすることができる。
[0055] さらに、従来の水平方向のみを検知するレーダ装置力 殆どハードウェアの追カロを 行うことなく、水平方向と垂直方向との 2方向の検知を行うことができる。
[0056] なお、本実施形態では、時間区間 Tを 4分割 (T1〜T4)する例を示したが、検知の 仕様や装置の仕様に応じて、分割数は適宜設定することができる。また、本実施形 態では、三角波状の送信信号を用いた FMCW方式について示した力 鋸波状の送 信信号を用いた FMCW方式や、他波形の FMCW方式につ!、ても前述の構成およ び効果を適用することができる。
[0057] 次に、第 2の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
図 10は各部分時間区間でのピーク周波数の信号レベルの関係を示す図である。
[0058] 本実施形態のレーダ装置は、第 1の実施形態のレーダ装置に対して、信号処理部
2の構成及びデータ処理方法が異なるだけで、他の部分は同じであるので、同じ部 分については説明を省略する。
[0059] 本実施形態の信号処理部 2の FFT処理部 21は、サンプルシフト FFT処理を実行 する回路構成力 なる。
[0060] FFT処理部 21は、入力されたディジタル形式のビート信号をバッファリングして、区 間の開始タイミングをシフトさせながら所定区間長内のデータを FFT処理する。より 具体的には、三角波の上り区間時間 Tuに対応するビート信号のサンプリング時間長 Tに対して nT個のサンプルデータを取得し、 ηΤよりも小さい、部分区間長に対応す る mT個の FFT処理用データグループを形成する。この mT個の FFT処理用データ グループは、開始タイミングが順次時間的にシフトするグループであり、近傍の FFT 処理グループ間で同じサンプリングデータが存在してもかまわない。そして、開始タイ ミングが時系列に並ぶこれら mT個の FFT処理用データグループに対して、順次 FF T処理を行っていく。例えば、全サンプリング区間長 T内にサンプリングデータが時系 列順に D1から D1024まである場合に、まず第 1部分区間 Tdlとしてサンプリングデ ータ D1〜D256で FFT処理を行う。次に、開始タイミングを 1サンプルずらし、第 2部 分区間 Td2としてサンプリングデータ D2〜D257で FFT処理を行う。次に、さらに開 始タイミングを 1サンプルずらし、第 3部分区間 Td3としてサンプリングデータ D3〜D 258で FFT処理を行う。このように、最終の部分区間の最後のサンプリングデータが D1024になるまで、順次、開始タイミングを 1サンプルずつずらしながら、それぞれデ ータ数 256個による FFT処理を行って!/、く。
[0061] このような処理を行うと、部分区間毎に周波数スペクトルが得られ、これら力 サンプ ルシフト FFTのスペクトログラムが得られる。
[0062] ピークレベル検出部 22は、前述の方法により得られた各部分区間 Tdの周波数ス ベクトル力 ピーク周波数の信号レベルを検出する。検出されたピーク周波数の信号 レベルは、図 10に示すような形状で変化する。ピークレベル検出部 22は、このピーク 信号レベルの遷移特性力 最も高 、ピーク信号レベル値を判別し、これに対応する 部分区間 Tdを検出する。
[0063] メモリ 23には、最も高いピーク信号レベルを有する部分区間 Tdと仰角との関係が 予め記憶されている。言い換えれば、ターゲットの仰角の変化による、最も高いピーク 信号レベルを有する部分区間 Tdの変化が記憶されている。
[0064] 仰角検出部 24は、ピークレベル検出部 22から出力される部分区間 Tdをメモリ 23 に記憶されている関係に照合して、仰角を決定する。
[0065] このような構成及び処理方法を用いることにより、仰角の分解能を細力べ設定するこ とができ、さらに高精度な仰角検知、すなわち垂直方向検知を行うことができる。
[0066] 次に、第 3の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。本実施 形態のレーダ装置は、第 1の実施形態のレーダ装置に対して、信号処理部 2の構成 及びデータ処理方法が異なるだけで他の部分は同じであるので、同じ部分につ！ヽて は説明を省略する。
[0067] 図 11は本実施形態の信号処理部 2の検知機能部の主構成を示すブロック図であ る。
図 12は時間区間 Tでのビート信号波形を示し、ピークの検出概念を示す図である。
[0068] 本実施形態の信号処理部 2は、ピーク検出部 25、仰角検出部 24、メモリ 23を備え る。ピーク検出部 25は、図 12に示すように、例えば、三角波の上り変調区間 Tuに対 応する所定の時間区間 Tで、ビート信号 (サンプルデータ）を取得する。ピーク検出部 25は、取得したサンプルデータの振幅を絶対値処理して振幅の大きさを比較する。 そして、ピーク検出部 25は、最大の振幅となるサンプリングデータを抽出し、このサン プリングデータの時間位置を取得する。ピーク検出部 25は取得した時間位置を仰角 検出部 24に出力する。
[0069] メモリ 23は、振幅が最大となるサンプリングデータの時間位置と仰角との関係が予 め記憶されている。
仰角検出部 24は、ピーク検出部 25から入力される時間位置情報を、メモリ 23に記 憶する時間位置と仰角との関係に照合し、仰角を決定する。
[0070] このような構成および処理方法を用いることにより、 FFT処理等の煩雑なデータ処 理を行うことなぐターゲットの仰角を検知することができる。
[0071] 次に、第 4の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
図 13は本実施形態の信号処理部 2のターゲット検知部分の主要構成を示すブロッ ク図である。
図 14 (A)は AZD変換されたビート信号波形を示す図であり、横軸が時間軸、縦 軸が振幅を示す。図 14 (B)は図 14 (A)に示すビート信号の FFT処理後の周波数ス ベクトルを示す図であり、横軸が FFTbin、縦軸が信号レベルを示す。
[0072] 図 15は、図 14 (B)の周波数スペクトルにおけるピーク付近のみを逆 FFT処理した 後のビート信号波形を示す図であり、（A)はピーク Fpaに対する結果、（B)はピーク F pbに対する結果を示す。
[0073] 本実施形態の信号処理部 2は、 FFT処理部 21、ピークレベル検出部 22、部分周 波数領域抽出部 26、逆 FFT処理部 27、ピーク検出部 25、仰角検出部 24、メモリ 23 を備える。
[0074] FFT処理部 21は、入力されたビート信号（図 14 (A) )を、例えば、前述の図 5に示 す上り変調区間 Tuに相当する所定時間区間 Tに亘りサンプリングして、この時間区 間 Tで FFT処理する。この FFT処理により、図 14 (B)に示すような周波数スペクトル が得られる。この周波数スペクトルデータは、ピークレベル検出部 22に出力される。
[0075] ピークレベル検出部 22は、入力された周波数スペクトルを解析して、ピーク周波数
(bin単位）とその信号レベルを検出する。この際、図 14 (B)に示すように、互いに所 定 bin以上離れた独立する複数のピークが存在すれば、これらは距離の異なる複数 のターゲットに対応するので、それぞれについてピーク周波数 Fpa, Fpbと信号レべ ルを検出する。ここで、ピークの検出は、得られた周波数スペクトル力 適当な閾値を 設定し、該閾値を超える信号レベルをピークとして検出すればよい。ピークレベル検 出部 22は、検出したピーク周波数 Fpa, Fpbと信号レベルは、部分周波数領域抽出 部 26に出力する。
[0076] 部分周波数領域抽出部 26は、入力された各ピーク周波数 Fpa, Fpbに対して、そ れぞれ所定周波数 bin範囲 FA, FBを設定する。そして、部分周波数領域抽出部 26 は、該周波数 bin範囲 FA, FBに含まれる、周波数スペクトルデータ (各 bin番号と信 号レベル)を抽出する。この抽出された各周波数 bin範囲 FA, FBの周波数スぺタト ルデータは、逆 FFT処理部 27に出力される。
[0077] 逆 FFT処理部 27は、抽出された各周波数 bin範囲 FA, FBの周波数スペクトルデ ータをそれぞれ逆 FFT処理して、それぞれに所定周波数範囲の信号のみカゝらなり、 時間区間 Tのビート信号 (図 15 (A)、図 15 (B)参照)を生成する。これら周波数限定 復元ビート信号は、ピーク検出部 25に出力される。
[0078] ピーク検出部 25は、入力された各周波数限定復元ビート信号に対して、前述の実 施形態のように振幅の絶対値の最大値を検出し、この振幅最大値を有するサンプリ ングデータの時間位置 TA, TBを検出する。
[0079] メモリ 23は、振幅が最大となるサンプリングデータの時間位置と仰角との関係が予 め記憶されている。
[0080] 仰角検出部 24は、ピーク検出部 25から入力される時間位置 TA, TBを、メモリ 23 に記憶する時間位置と仰角との関係に照合し、それぞれの仰角を決定する。
[0081] このように、本実施形態の構成および処理方法を用いることで、異なる距離に複数 のターゲットが存在しても、それぞれの仰角を個別に且つ同時に検出することができ る。
[0082] なお、ピークレベル検出部 22で得られたピーク周波数は、 FMCW方式のターゲッ ト検知におけるペアリングに利用する。すなわち、連続する区間、例えば、図 5におけ る上り変調区間とこれに続く下り変調区間とで検出されたピーク周波数に基づきペア リングを行うことで、ターゲットの相対速度、距離、 RCS等を算出する。この際、仰角 検出部 24で検出された仰角を用いることで、ペアリングを容易にすることができる。す なわち、連続する区間で、略同じ仰角が検出されれば、これは同じターゲットであると 判断してペアリングを行うことができる。そして、本実施形態のように、異なる距離に複 数のターゲットが存在すれば、それぞれの仰角、すなわち複数の仰角に存在するタ 一ゲットを同時に検出することで、より高精度なペアリング、およびターゲット検知を行 うことができる。
[0083] 次に、第 5の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
[0084] 図 16 (A)は本実施形態の信号処理部 2のターゲット検知部分の主要構成を示す ブロック図であり、図 16 (B)は図 16 (A)に示す BPF281〜： BPF284の通過特性を示 した図である。
[0085] 本実施形態の信号処理部 2は、フィルタバンク 28、ピーク検出部 25A〜25D、仰 角検出部 24A〜24D、 FFT処理部 21A〜21D、ピークレベル検出部 22A〜22D、 ペアリング処理部 29を備える。
[0086] フィルタバンク 28は、図 16 (B)に示すように、それぞれに通過帯域が順に隣り合う BPF281、 BPF282、 BPF283、 BPF284を並歹 IJに備える。これら BPF281〜284 は、それぞれディジタルフィルタにより構成され、 BPF281、 BPF282、 BPF283、 B PF284の順に通過帯域が高くなるように設定されている。フィルタバンク 28に入力さ れたビート信号は、 BPF281〜284により各周波数帯域の信号 (部分周波数帯域ビ ート信号)に分離される。
[0087] ピーク検出部 25Aは、 BPF281から出力された第 1部分周波数帯域ビート信号の 振幅の絶対値の最大値を検出し、この最大値に対応する時間位置情報を仰角検出 部 24Aに出力する。仰角検出部 24Aはメモリ（図示せず）に記憶された時間位置と 仰角との関係に照合し、仰角を決定する。
[0088] FFT処理部 21Aは BPF281から出力された第 1部分周波数帯域ビート信号を FF T処理し、ピークレベル検出部 22Aは第 1部分周波数帯域ビート信号の周波数スぺ クトルカもピーク周波数を検出し、ペアリング処理部 29に出力する。
[0089] ピーク検出部 25Bは、 BPF282から出力された第 2部分周波数帯域ビート信号の 振幅の絶対値の最大値を検出し、この最大値に対応する時間位置情報を仰角検出 部 24Bに出力する。仰角検出部 24Bはメモリ（図示せず）に記憶された時間位置と仰 角との関係に照合し、仰角を決定する。 [0090] FFT処理部 21Bは BPF282から出力された第 2部分周波数帯域ビート信号を FF T処理し、ピークレベル検出部 22Bは第 2部分周波数帯域ビート信号の周波数スぺ クトルカもピーク周波数を検出し、ペアリング処理部 29に出力する。
[0091] ピーク検出部 25Cは、 BPF283から出力された第 3部分周波数帯域ビート信号の 振幅の絶対値の最大値を検出し、この最大値に対応する時間位置情報を仰角検出 部 24Cに出力する。仰角検出部 24Cはメモリ（図示せず）に記憶された時間位置と仰 角との関係に照合し、仰角を決定する。
[0092] FFT処理部 21Cは BPF283から出力された第 3部分周波数帯域ビート信号を FF T処理し、ピークレベル検出部 22Cは第 3部分周波数帯域ビート信号の周波数スぺ クトルカもピーク周波数を検出し、ペアリング処理部 29に出力する。
[0093] ピーク検出部 25Dは、 BPF284から出力された第 4部分周波数帯域ビート信号の 振幅の絶対値の最大値を検出し、この最大値に対応する時間位置情報を仰角検出 部 24Dに出力する。仰角検出部 24Dはメモリ（図示せず）に記憶された時間位置と 仰角との関係に照合し、仰角を決定する。
[0094] FFT処理部 21Dは BPF284から出力された第 4部分周波数帯域ビート信号を FF T処理し、ピークレベル検出部 22Dは第 4部分周波数帯域ビート信号の周波数スぺ クトルカもピーク周波数を検出し、ペアリング処理部 29に出力する。
[0095] ペアリング処理部 29は、各ピークレベル検出部 22A〜22Dから入力されたピーク 周波数とその信号レベルの情報を適宜バッファリングするとともに、隣り合う変調区間 の同情報と比較して、ペアリングを行う。この際、ペアリング処理部 29は、仰角検出部 24A〜24Dにより取得したターゲットの仰角情報を参照することで、ペアリングを容易 にする。そして、このペアリング作業により、信号処理部 2は、ターゲットの方位、相対 速度、距離、 RCS等を算出する。
[0096] このようにビート信号の周波数を分割することで、異なる距離に存在するターゲット を分離して検知することができる。これにより、ターゲットが複数存在していても、距離 が異なれば、これらのターゲットの仰角を同時に検知することができる。
[0097] 本実施形態では、 AZD変^^の後段にディジタルフィルタ力 なるフィルタバンク を設置した例を示した力 AZD変^^の前段にアナログフィルタカゝらなるフィルタバ ンクを設置してもよい。
[0098] また、本実施形態では、ビート信号を 4つの周波数帯域に分離する例を示したが、 分離数はこれに限らず、検知精度や装置仕様により適宜設定すればよ!ヽ。
[0099] なお、前述の各実施形態では、連続的に周波数変調を行う FMCW方式の送信信 号を例に説明したが、図 17に示すような変調区間内で断続的に周波数変調を行う間 欠 FMCW方式の送信信号 Stx' を用いても良い。図 17は、間欠 FMCW方式の送 信信号 Stx' 波形および受信信号 Srx' 波形を示す図である。
[0100] このような間欠 FMCW方式では、ターゲットまでの距離に応じて反射信号 (受信信 号) Srx' が得られる時間が変化するので、受信信号 Srx' の取得タイミングを調整 することで、距離の異なるターゲットを分別して検知することができる。このような方法 を用いることで、前述の第 5の実施形態に示したようなフィルタバンクを用いることなく 、距離の異なるターゲットの仰角を同時に検知することができる。
[0101] また、前述の各実施形態では、ターゲット検知に利用するビート信号を直接 FFT処 理していた力 このターゲット検知用ビート信号の振幅レベルのみを、 AGC等により 一定に調整しても良い。これにより、ビート信号の取得中に水平方向にビーム走査が 行われても、 FFT処理後の周波数スペクトルの膨張を抑制して、近接する複数のタ 一ゲットを確実に分離して検知することができる。また、直流に近い低周波成分に偽 のピークが発生することも防止することができる。この結果、より正確に水平方向およ び垂直方向へのターゲット検知を行うことができる。
また、前述の実施形態では、水平方向の走査を電子式で行う例を示したが、機械 的に行う構成を用いても良い。また、進行波アンテナとして、導波管漏れ波アンテナ を例に示したが、他の進行波アンテナを用 ヽても良 、。

Claims

請求の範囲
[1] 所定の第 1方向に沿って走査され、送信信号を放射して該送信信号に基づく反射 信号を受信して受信信号を出力するアンテナと、
連続的または断続的な周波数変調を所定時間区間毎に周期的に行うことで前記 送信信号を生成して前記アンテナに与えるとともに、前記送信信号と前記受信信号 とミキシングしてビート信号を生成し、該ビート信号に基づいて前記第 1方向に沿った ターゲットの検知を行うターゲット検知手段と、を備えたレーダ装置において、 前記アンテナは、前記第 1方向に略垂直な第 2方向に対して、前記周波数毎に異 なる角度で送信信号を放射する進行波アンテナであり、
前記ターゲット検知手段は、前記第 1方向に沿ったターゲット検知を行うと同時に、 前記ビート信号の時間変化に基づいて前記第 2方向に沿ったターゲットの方位を検 知する、ことを特徴とするレーダ装置。
[2] 前記ターゲット検知手段は、
前記ビート信号の 1周期分を複数の部分時間区間に時分割し、それぞれの部分時 間区間における FFT処理を実行する FFT処理手段と、
該 FFT処理結果により得られるビート周波数の信号レベルを各部分時間区間で比 較する信号レベル比較手段と、を備え、
前記各部分時間区間の信号レベル比較結果に基づ!/、て前記第 2方向に沿ったタ 一ゲットの方位を検知する請求項 1に記載のレーダ装置。
[3] 前記ターゲット検知手段は、
前記ビート信号の 1周期分を、該 1周期よりも短いサンプリング期間でサンプリング 開始タイミングを時系列にずらしながら前記ビート信号をサンプリングし、それぞれの サンプリング期間に対する FFT処理を行う FFT処理手段と、
該 FFT処理結果により得られる各サンプリング期間のビート周波数の信号レベルを 比較する信号レベル比較手段と、を備え、
前記各サンプリング期間の信号レベル比較結果に基づ!/、て前記第 2方向に沿った ターゲットの方位を検知する請求項 1に記載のレーダ装置。
[4] 前記ターゲット検知手段は、 前記ビート信号の振幅が前記 1周期内で最大となる前記時間位置を検出するピー ク時間検出手段を備え、
検出した時間位置に基づ 、て前記第 2方向に沿ったターゲットの方位を検知する 請求項 1に記載のレーダ装置。
[5] 前記ターゲット検知手段は、
前記ビート信号を前記 1周期分で FFT処理する FFT処理手段と、
該 FFT処理により得られる周波数スペクトルのピーク周波数を検出するピーク周波 数検出手段と、
該ピーク周波数を含む所定周波数領域の周波数スペクトルを逆 FFT処理する逆 F FT処理手段と、
該逆 FFT処理により得られる復元部分ビート信号の振幅が最大となる前記時間位 置を検出するピーク時間検出手段と、を備え、
検出した時間位置に基づ 、て前記第 2方向に沿ったターゲットの方位を検知する 請求項 1に記載のレーダ装置。
[6] 前記ターゲット検知手段は、
前記ビート信号をそれぞれに異なる部分周波数変調帯域毎に分離して、部分周波 数ビート信号を生成するフィルタ手段と、
前記部分周波数ビート信号の振幅が最大となる時間位置を検出する部分ピーク時 間検出手段と、を備え、
検出した時間位置に基づ 、て前記第 2方向に沿ったターゲットの方位を検知する 請求項 1に記載のレーダ装置。
[7] 前記ターゲット検知手段は、検知された前記第 2方向に沿った方位に基づいて、複 数の前記時間区間のピーク周波数同士をペアリングする請求項 1〜6のいずれかに 記載のレーダ装置。
[8] 前記ターゲット検知手段は、前記ペアリングに利用するビート信号レベルの時間遷 移を補正する請求項 7に記載のレーダ装置。
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