WO2007023923A1 - Ｍｉｍｏ－ｏｆｄｍ送信装置及びｍｉｍｏ－ｏｆｄｍ送信方法 - Google Patents

Abstract

　高精度の周波数オフセット推定、高精度の伝送路変動推定、高精度の同期・信号検出を可能とするＭＩＭＯ－ＯＦＤＭ送信装置を提供する。各アンテナから同一時間に送信されるＯＦＤＭ信号間の対応するサブキャリアに、互いに直交関係にある系列を時間軸方向に亘って割り当てて、パイロットキャリアを形成するパイロットシンボルマッピング（１１１１）を設けた。これにより、パイロットシンボルが複数のチャネル（アンテナ）間で多重されていても、高精度な周波数オフセット・位相雑音の推定を行うことが可能となる。

Description

明 細 書

MIMO - OFDM送信装置及び MIMO - OFDM送信方法

技術分野

[0001] 本発明は、 MIMO— OFDM送信装置及び MIMO— OFDM送信方法に関する。

特に、 MIMO— OFDM通信における、周波数オフセット推定、伝送路変動（チヤネ ル変動)推定、同期 ·信号検出のための好適なシンボルの構成を実現する技術に関 する。

背景技術

[0002] 図 1は、現在実現されて 、る、 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing )を用いた無線通信システムの一例である無線 LAN (Local Area Network)の送受信 装置の構成、及び、フレーム構成を示している。

[0003] 図 1 (a)は送信装置の構成の一例を示しており、フレーム構成信号生成部 10は、変 調方式等の制御情報 9を入力とし、フレーム構成を決定し、フレーム構成信号 11を 出力する。シリアルパラレル変換部（SZP) 2は、フレーム構成信号 11、ディジタル変 調されたベースバンド信号 1を入力とし、シリアルパラレル変換を施し、フレーム構成 に従ったパラレル信号 3を出力する。逆フーリエ変換部 (ifft) 4は、パラレル信号 3を 入力とし、逆フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号 5を出力する。無線部 6は 、逆フーリエ変換後の信号 5を入力とし、周波数変換等を施し、送信信号 7を出力す る。送信信号 7はアンテナ 8から電波として送信される。

[0004] 図 1 (b)は受信装置の構成例を示しており、無線部 14は、アンテナ 12で受信された 受信信号 13を入力とし、周波数変換等の処理を施し、ベースバンド信号 15を出力す る。同期部 16は、ベースバンド信号 15を入力とし、送信機と時間同期を確立し、タイ ミング信号 17を出力する。フーリエ変換部 (fft) 18は、ベースバンド信号 15、タイミン グ信号 17を入力とし、タイミング信号 17に基づいて、ベースバンド信号 15にフーリエ 変換を施し、フーリエ変換後の信号 19を出力する。

[0005] 伝送路変動推定部 20は、フーリエ変換後の信号 19、タイミング信号 17を入力とし、 フーリエ変換後の信号におけるプリアンブルを検出し、伝送路変動を推定し、伝送路 変動推定信号 21を出力する。周波数オフセット推定部 22は、フーリエ変換後の信号 19、タイミング信号 17を入力とし、フーリエ変換後の信号におけるプリアンブル、パイ ロットシンボルを検出し、これらのシンボルに基づいて周波数オフセットを推定し、周 波数オフセット推定信号 23を出力する。

[0006] 復調部 24は、フーリエ変換後の信号 19、タイミング信号 17、伝送路変動推定信号 21、周波数オフセット推定信号 23を入力とし、フーリエ変換後の信号 19における伝 送路変動、周波数オフセットを補償し、復調し、受信ディジタル信号 25を出力する。

[0007] 図 1 (c)は、 IEEE802.11aのフレーム構成のイメージを示している（正確なフレーム構 成ではない)。縦軸は周波数、横軸は時間を示しており、先頭に伝送路変動、周波 数オフセットを推定する（場合によっては、信号検出を行う）ために、プリアンブルが挿 入されている。また、キャリア 2、キャリア 5という特定のキャリアにはパイロットシンボル が挿入されており、受信機で、周波数オフセット、位相雑音を推定されるために使用 される。プリアンブル及びパイロットシンボルは、同相 I一直交 Q平面における信号点 配置が既知のものである。また、データは、データシンボルにより伝送される。

[0008] なお、無線 LANの方式にっ 、ては、非特許文献 1に記載されて 、る。

非特許文献 1： High speed physical layer (PHY) in 5GHz band"lEEE802.11a, 1999年 発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0009] 非特許文献 1では、 OFDMを用いた場合における、周波数オフセット推定、伝送路 変動（チャネル変動)推定、同期 ·信号検出のためのシンボルの構成が示されている

[0010] ところで、無線 LANでは、非特許文献 1で示されて!/、る方式と、空間多重すなわち Spatial Multiplexingや SDM: Spatial Division Multiplexingを用いた MIMOシステムと 、を組み合わせれば、さらなる伝送速度の向上が望めるので、ユーザに幅広いサー ビスを提供できることになる。

[0011] この MIMO— OFDMシステムにおいて高い受信品質を得るには、高精度の周波 数オフセット推定、高精度の伝送路変動推定、高精度の同期'信号検出が必要とな る。 [0012] し力しながら、現状では、このような高精度の周波数オフセット推定、高精度の伝送 路変動推定、高精度の同期，信号検出を実現するための伝送路推定用シンボル、周 波数オフセット推定用シンボルの送信の仕方にっ 、ては、十分な配慮がなされて!/ヽ なかった。

[0013] 本発明の目的は、高精度の周波数オフセット推定、高精度の伝送路変動推定、高 精度の同期 ·信号検出を可能とする MIMO— OFDM送信装置及び MIMO— OFD M送信方法を提供することである。

課題を解決するための手段

[0014] 本発明の MIMO— OFDM送信装置は、データ送信期間に複数のアンテナから O FDM変調したデータシンボルを送信すると共に、前記データ送信期間に前記複数 のアンテナの特定キャリアからパイロットシンボルを送信する MIMO— OFDM送信 装置であって、各アンテナ力 送信する OFDM信号を形成する OFDM信号形成手 段と、各アンテナから同一時間に送信される OFDM信号間の同一キャリアに、互い に直交関係にある系列を時間軸方向に亘つて割り当てて、パイロットキャリアを形成 するパイロットシンボルマッピング手段とを具備する構成を採る。

[0015] この構成によれば、各アンテナから同一時間に送信される OFDM信号間の対応す るサブキャリアに、互いに直交関係にある系列を時間軸方向に亘つて割り当てて、パ ィロットキャリアを形成したので、パイロットシンボルが複数のチャネル（アンテナ）間で 多重されていても、高精度な周波数オフセット '位相雑音の推定を行うことが可能とな る。また、チャネル推定値 (伝送路変動推定値)を使わずに、各チャネルのパイロット シンボルを抽出できるので、周波数オフセット '位相雑音を補償する部分の構成を簡 略化できる。

[0016] また、本発明の MIMO— OFDM送信装置は、 2つのアンテナから OFDM信号を 送信する場合、前記パイロットシンボルマッピング手段は、前記同一キャリアにおける 第 1と第 2のアンテナ間では、互いに直交関係にある系列のパイロット信号が使用さ れ、かつ前記第 1及び第 2のアンテナそれぞれにおいて、異なるキャリアでは、異なる 系列のパイロット信号が使用され、かつ同一系列のパイロット信号が、前記第 1及び 第 2のアンテナで使用されるように、前記パイロットキャリアを形成する、構成を採る。 [0017] この構成によれば、 2本の送信アンテナを用いて MIMO— OFDM送信を行う場合 に、周波数オフセット '位相雑音の推定精度劣化させることなぐ送信ピーク電力の増 大を抑制できかつ簡易な構成の送信装置を実現できるようになる。

[0018] さらに、本発明の MIMO— OFDM送信装置は、 3つのアンテナから OFDM信号 を送信する場合、前記パイロットシンボルマッピング手段は、前記同一キャリアにおけ る第 1と第 2と第 3のアンテナ間では、互いに直交関係にある系列のパイロット信号が 使用され、かつ前記パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる系列のパイ ロット信号を用いたアンテナが存在し、かつ同一系列のパイロット信号を用いた 2っ以 上のアンテナが存在する、ように前記パイロットキャリアを形成する、構成を採る。

[0019] この構成によれば、 3本の送信アンテナを用いて MIMO— OFDM送信を行う場合 に、周波数オフセット '位相雑音の推定精度劣化させることなぐ送信ピーク電力の増 大を抑制できかつ簡易な構成の送信装置を実現できるようになる。

発明の効果

[0020] 本発明によれば、高精度の周波数オフセット推定、高精度の伝送路変動推定、高 精度の同期 ·信号検出を可能とする MIMO— OFDM送信装置及び MIMO— OFD M送信方法を実現できる。

図面の簡単な説明

[0021] [図 1]従来の無線通信システムの説明に供する図であり、（a)は送信装置の構成例、

(b)は受信装置の構成例、 (c)は送信フレーム構成例を示す図

[図 2]本発明の実施の形態 1に係る MIMO— OFDM送信装置の構成を示すブロック 図

[図 3A]本発明の実施の形態 1に係る MIMO— OFDM受信装置の構成を示すブロッ ク図

[図 3B]実施の形態 1における送受信アンテナの関係を示す図

[図 4]実施の形態 1における各アンテナ力 送信する信号のフレーム構成を示す図で あり、（a)はチャネル Aのフレーム構成、（b)はチャネル Bのフレーム構成を示す図 [図 5]データシンボルの信号点配置を示す図であり、図 5Aは BPSKの信号点配置、 図 5Bは QPSKの信号点配置、図 5Cは 16QAMの信号点配置、図 5Dは 64QAM の信号点配置、図 5Eは各変調方式の信号に乗じられる正規化係数を示す図

[図 6]実施の形態 1におけるパイロットシンボルの信号点配置の説明に供する図 圆 7]周波数オフセット '位相雑音補償部の構成を示すブロック図

圆 8]実施の形態 1におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図 圆 9]伝送路変動推定部の構成を示すブロック図

圆 10]実施の形態 1におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図

[図 11]プリアンブル及びデータシンボルの受信強度の経時的変化を示す図 圆 12]実施の形態 1におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図

[図 13]本発明の実施の形態に係るマッピング部の構成を示すブロック図

[図 14]実施の形態 2の MIMO— OFDM送信装置の構成を示すブロック図

[図 15]実施の形態 2の MIMO— OFDM受信装置の構成を示すブロック図

[図 16]実施の形態 2における送受信アンテナの関係を示す図

[図 17]実施の形態 2における各アンテナ力も送信する信号のフレーム構成を示す図 であり、 （a)はチャネル Aのフレーム構成、（b)はチャネル Bのフレーム構成、（c)はチ ャネル Cのフレーム構成を示す図

圆 18]実施の形態 2におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図 圆 19]実施の形態 2におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図

[図 20]実施の形態 3の構成を示すブロック図であり、（a)は端末の構成を示し、（b)は アクセスポイントの構成を示すブロック図

圆 21]実施の形態 3における通信方式と正規化係数の関係を示す図

圆 22]実施の形態 3におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図 圆 23]実施の形態 3におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図

[図 24]実施の形態 4におけるフレーム構成を示す図であり、 (a)はチャネル Aのフレ ーム構成、 (b)はチャネル Bのフレーム構成、（c)はチャネル Cのフレーム構成を示す 図

[図 25]実施の形態 4におけるプリアンブルの構成の一例を示す図

圆 26]通信方式と正規化係数の関係の別の表現を示す図

[図 27]実施の形態 5におけるフレーム構成を示す図であり、 (a)はチャネル Aのフレ ーム構成、 (b)はチャネル Bのフレーム構成、（c)はチャネル Cのフレーム構成を示す 図

[図 28]実施の形態 5におけるパイロットシンボルの信号点配置の説明に供する図

[図 29]実施の形態 5の MIMO— OFDM送信装置の構成を示すブロック図

[図 30]実施の形態 5のマッピング部の構成を示すブロック図

[図 31]実施の形態 5のマッピング部の他の構成例を示すブロック図

圆 32]実施の形態 5の周波数オフセット '位相雑音補償部の構成を示すブロック図 圆 33]実施の形態 5の周波数オフセット '位相雑音補償部の他の構成を示すブロック 図

[図 34]実施の形態 5における他のフレーム構成例を示す図であり、 (a)はチャネル A のフレーム構成、 (b)はチャネル Bのフレーム構成、（c)はチャネル Cのフレーム構成 を示す図

[図 35]実施の形態 5における他のフレーム構成例を示す図であり、 (a)はチャネル A のフレーム構成、 (b)はチャネル Bのフレーム構成、（c)はチャネル Cのフレーム構成 を示す図

[図 36]実施の形態 5における他のフレーム構成例を示す図であり、 (a)はチャネル A のフレーム構成、 (b)はチャネル Bのフレーム構成、（c)はチャネル Cのフレーム構成 を示す図

圆 37]実施の形態 6の周波数オフセット '位相雑音推定部の構成を示すブロック図 [図 38]実施の形態 6のマッピング部の構成を示すブロック図

[図 39]実施の形態 7におけるフレーム構成を示す図であり、 (a)はチャネル Aのフレ ーム構成、 (b)はチャネル Bのフレーム構成を示す図

[図 40]実施の形態 7におけるパイロットシンボルの信号点配置の説明に供する図

[図 41]実施の形態 7の MIMO— OFDM送信装置の構成を示すブロック図

[図 42]実施の形態 7のマッピング部の構成を示すブロック図

圆 43]実施の形態 7の周波数オフセット '位相雑音推定部の構成を示すブロック図

[図 44]実施の形態 8の MIMO— OFDM送信装置の構成を示すブロック図

[図 45]実施の形態 8におけるフレーム構成を示す図であり、 (a)はチャネル Aのフレ ーム構成、（b)はチャネル Bのフレーム構成、（c)はチャネル Cのフレーム構成、（d) はチャネル Dのフレーム構成を示す図

[図 46]4送信空間多重 MIMO方式で送信するときのリファレンスシンボルの変調方 式と正規化係数の関係を示す図

[図 47]4送信空間多重 MIMO方式で送信するときのリファレンスシンボルのマツピン グ例を示す図

[図 48]4送信空間多重 MIMO方式で送信するときのリファレンスシンボルのマツピン グ例を示す図

[図 49]実施の形態 8における別のフレーム構成例を示す図であり、 (a)はチャネル A のフレーム構成、 (b)はチャネル Bのフレーム構成、（c)はチャネル Cのフレーム構成 、 (d)はチャネル Dのフレーム構成を示す図

発明を実施するための最良の形態

[0022] 以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

[0023] (実施の形態 1)

本実施の形態では、空間多重（Spatial Multiplexing)を用いた MIMOシステムの構 成及びそのシステムにおける送信装置、受信装置の構成について説明すると共に、 周波数オフセット、伝送路変動、同期の推定精度、信号の検出確率の向上を可能と するパイロットシンボル、プリアンブル、リファレンスシンボルの構成について説明する

[0024] 図 2に、本実施の形態に係る MIMO— OFDM送信装置 100の構成を示す。ただ し、図 2は、一例として、送信アンテナ数 m= 2の場合を示している。

[0025] フレーム構成信号生成部 112は、変調方式等の制御情報 111を入力とし、フレー ム構成の情報を含むフレーム構成信号 113を生成し、これを出力する。

[0026] マッピング部 102Aは、チャネル Aの送信ディジタル信号 101A、フレーム構成信号

113を入力とし、フレーム構成に基づいたベースバンド信号 103Aを生成し、これを 出力する。

[0027] シリアルパラレル変換部 104Aは、ベースバンド信号 103A、フレーム構成信号 11 3を入力とし、フレーム構成信号 113に基づき、シリアルパラレル変換を施し、ノ ラレ ル信号 105Aを出力する。

[0028] 逆フーリエ変換部 106Aは、パラレル信号 105Aを入力とし、逆フーリエ変換を施し

、逆フーリエ変換後の信号 107Aを出力する。

[0029] 無線部 108Aは、逆フーリエ変換後の信号 107Aを入力とし、周波数変換等の処理 を施し、送信信号 109Aを出力する。送信信号 109Aは、アンテナ 110Aから電波と して出力される。

[0030] MIMO— OFDM送信装置 100は、チャネル Bについてもチャネル Aと同様の処理 を施すことによりチャネル Bの送信信号 109Bを生成する。なお、参照符号の最後に「 BJを付して示した要素がチャネル Bに関する部分であり、対象とする信号がチャネル Aではなくチャネル Bであるだけであって、基本的には、上述した参照符号の最後に 「A」を付して示したチャネル Aに関する部分と同様の処理を行う。

[0031] 図 3Aは、本実施の形態における受信装置の構成の一例を示している。ただし、図 3Aは、一例として、受信アンテナ数 n= 2の場合を示している。

[0032] 受信装置 200において、無線部 203Xは、受信アンテナ 201Xで受信した受信信 号 202Xを入力とし、周波数変換等の処理を施し、ベースバンド信号 204Xを出力す る。

[0033] フーリエ変換部 205Xは、ベースバンド信号 204Xを入力とし、フーリエ変換を施し、 フーリエ変換後の信号 206Xを出力する。

[0034] 受信アンテナ 201Y側でも同様の動作が施され、同期部 211はベースバンド信号 2 04X、 204Yを入力とし、例えば、リファレンスシンボルを検出することで、送信機との 時間同期を確立し、タイミング信号 212を出力する。リファレンスシンボルの構成等に ついては、図 4等を用いて以降で詳しく説明する。

[0035] 周波数オフセット '位相雑音推定部 213は、フーリエ変換後の信号 206X、 206Yを 入力とし、パイロットシンボルを抽出し、パイロットシンボルから、周波数オフセット '位 相雑音を推定し、位相歪み推定信号 214 (周波数オフセットを含んだ位相歪み)を出 力する。パイロットシンボルの構成等については、図 4等を用いて以降で詳しく説明 する。

[0036] チャネル Aの伝送路変動推定部 207Aは、フーリエ変換後の信号 206Xを入力とし 、チャネル Aのリファレンスシンボルを抽出し、例えばリファレンスシンボルに基づいて チャネル Aの伝送路変動を推定し、チャネル Aの伝送路推定信号 208Aを出力する

[0037] チャネル Bの伝送路変動推定部 207Bは、フーリエ変換後の信号 206Xを入力とし 、チャネル Bのリファレンスシンボルを抽出し、例えばリファレンスシンボルに基づいて チャネル Bの伝送路変動を推定し、チャネル Bの伝送路推定信号 208Bを出力する。

[0038] チャネル Aの伝送路変動推定部 209A、チャネル Bの伝送路変動推定部 209Bは、 対象とする信号がアンテナ 201Xで受信された信号ではなくアンテナ 201Yで受信さ れた信号であるだけであって、基本的には、上述したチャネル Aの伝送路変動推定 部 207A、チャネル Bの伝送路変動推定部 207Bと同様の処理を行う。

[0039] 周波数オフセット '位相雑音補償部 215は、チャネル Aの伝送路推定信号 208A、 21 OA,チャネル Bの伝送路推定信号 208B、 210B、フーリエ変換後の信号 206X、 206Y、位相歪み推定信号 214を入力とし、各信号の位相歪みを除去し、位相補償 後のチャネル Αの伝送路推定信号 220Α、 222Α、位相補償後のチャネル Βの伝送 路推定信号 220Β、 222Β、位相補償後のフーリエ変換後の信号 221X、 221Yを出 力する。

[0040] 信号処理部 223は、例えば逆行列演算を行い、チャネル Αのベースバンド信号 22 4A、チャネル Bのベースバンド信号 224Bを出力する。具体的には、図 3Bに示すよう に、例えば、あるサブキャリアにおいて、アンテナ AN1からの送信信号を Txa (t)、ァ ンテナ AN2からの送信信号を Txb (t)、アンテナ AN3の受信信号を Rl (t)、アンテ ナ AN4の受信信号を R2 (t)とし、伝送路変動をそれぞれ hi 1 (t)、 hl2 (t)、 h21 (t) 、 h22 (t)とすると、以下の関係式が成立する。

[0041]

ただし、 tは時間、 nl (t)、 n2 (t)は雑音とする。信号処理部 223は、式（1)を用いて、 例えば逆行列の演算を行うことにより、チャネル Aの信号、チャネル Bの信号を得るよ うになつている。信号処理部 223は、この演算をすベてのサブキャリアに対し実行す る。因みに、 hi 1 (t)、 hl2 (t)、 h21 (t)、 h22 (t)の推定は、伝送路変動推定部 207 A、 209A、 207B、 209Bで行われる。

[0042] 周波数オフセット推定.補償部 225Aは、チャネル Aのベースバンド信号 224Aを入 力とし、パイロットシンボルを抽出し、パイロットシンボルに基づいてベースバンド信号 224Aの周波数オフセットを推定及び補償し、周波数オフセット補償後のベースバン ド信号 226Aを出力する。

[0043] チャネル A復調部 227Aは、周波数オフセット補償後のベースバンド信号 226Aを 入力とし、データシンボルを復調し、受信データ 228Aを出力する。

[0044] MIMO— OFDM受信装置 200は、チャネル Bのベースバンド信号 224Bについて も同様の処理を施し、受信データ 228Bを得る。

[0045] 図 4は、本実施の形態における時間一周波数のチャネル A (図 4 (a) )及びチャネル B (図 4 (b) )のフレーム構成を示している。図 4 (a)及び図 4 (b)における、同一時間、 同一キャリアの信号は空間で多重されることになる。

[0046] 時間 1から時間 8では、式（1)の hl l (t)、 hl2 (t)、 h21 (t)、 h22 (t)に相当する伝 送路変動を推定するためのシンボル、例えばプリアンブルと呼ばれるシンボルが送 信される。このプリアンブルは、ガードシンボル 301とリファレンスシンボル 302とで構 成されている。ガードシンボル 301は同相 I一直交 Q平面において（0, 0)とする。リフ アレンスシンボル 302は、例えば、同相 I一直交 Q平面において（0, 0)以外の既知の 座標のシンボルである。そして、チャネル Aとチャネル Bでは、お互いに干渉が発生し ないような構成となっている。つまり、例えば、キャリア 1、時間 1のように、チャネル A にガードシンボル 301が配置されている場合、チャネル Bにリファレンスシンボル 302 を配置し、キャリア 2、時間 1のように、チャネル Aにリファレンスシンボル 302が配置さ れている場合、チャネル Bにガードシンボル 301を配置するというように、チャネル Aと チャネル Bとでは異なるシンボルを配置する。このように配置することで、例えば、時 間 1のチャネル Aについて着目した場合、キャリア 2及びキャリア 4のリファレンスシン ボル 302により、キャリア 3の伝送路変動を推定することができる。キャリア 2及びキヤリ ァ 4はリファレンスシンボル 302なので、伝送路変動を推定することができる。したがつ て、時間 1において、チャネル Aのすベてのキャリアの伝送路変動を精度よく推定す ることができる。同様に、チャネル Bについてもすべてのキャリアの伝送路変動を精度 よく推定することができる。時間 2から時間 8についても同様に、チャネル A、チャネル Bのすベてのキャリアの伝送路変動を推定することができる。よって、図 4のフレーム 構成は、時間 1から時間 8のすベての時間において、すべてのキャリアの伝送路変動 を推定できるため、非常に精度のよい、伝送路変動の推定を実現できるプリアンブル の構成であると言うことができる。

[0047] 図 4にお!/、て、情報シンボル（データシンボル） 303は、データを伝送するシンボル である。ここでは、変調方式は、 BPSK、 QPSK、 16QAM、 64QAMとする。このと きの同相 I一直交 Q平面における信号点配置等については図 5を用いて詳しく説明 する。

[0048] 制御用シンボル 304は、変調方式、誤り訂正符号方式、符号化率等の制御情報を 伝送するためのシンボルである。

[0049] ノ ィロットシンボル 305は、周波数オフセット、位相雑音による位相変動を推定する ためのシンボルである。パイロットシンボル 305としては、例えば、同相 I一直交 Q平面 において既知の座標であるシンボルを用いる。パイロットシンボル 305は、チャネル A 、チャネル B共に、キャリア 4、キャリア 9に配置されている。これにより、特に、無線 LA Nでは、 IEEE802.11a, IEEE802.11gと空間多重の MIMOシステムとで、同一周波数 、同一周波数帯域のシステムを構築する場合、フレーム構成を共有できるため、受信 装置の簡素化を図ることができるようになる。

[0050] 図 5は、図 4の情報シンボル 303の変調方式である BPSK、 QPSK、 16QAM、 64 QAMの同相 I一直交 Q平面における信号点配置、及びそれらの正規化係数を示し ている。

[0051] 図 5Aは同相 I一直交 Q平面における BPSKの信号点配置であり、その座標は図 5 Aのとおりである。図 5Bは同相 I一直交 Q平面における QPSKの信号点配置であり、 その座標は図 5Bのとおりである。図 5Cは同相 I一直交 Q平面における 16QAMの信 号点配置であり、その座標は図 5Cのとおりである。図 5Dは同相 I一直交 Q平面にお ける 64QAMの信号点配置であり、その座標は図 5Dのとおりである。図 5Eは、図 5A 力 図 5Dの信号点配置に対し、変調方式間で平均送信電力を一定に保つように補 正するための、変調方式と乗算係数 (すなわち正規化係数)の関係を示している。例 えば、図 5Bの QPSKの変調方式で送信する場合、図 5Bの座標に対し、図 5Eからわ かるように、 lZsqrt (2)の値を乗算する必要がある。ここで、 sqrt (x)： square root of xである。

[0052] 図 6は、本実施の形態における図 4のパイロットシンボル 305の同相 I一直交 Q平面 における配置を示している。図 6 (a)は、図 4 (a)で示したチャネル Aのキャリア 4の時 間 11から時間 18のパイロットシンボル 305の信号点配置の一例を示している。図 6 ( b)は、図 4 (b)で示したチャネル Bのキャリア 4の時間 11から時間 18のパイロットシン ボル 305の信号点配置の一例を示している。図 6 (c)は、図 4 (a)で示したチャネル A のキャリア 9の時間 11から時間 18のパイロットシンボル 305の信号点配置の一例を 示している。図 6 (d)は、図 4 (b)で示したチャネル Bのキャリア 9の時間 11から時間 1 8のパイロットシンボル 305の信号点配置の一例を示している。ここでは、これらの配 置は、 BPSK変調を用いているが、限ったものではない。

[0053] 図 6におけるパイロットシンボル 305の信号点配置の特徴は、同一キャリアキャリア のチャネル Aとチャネル Bの信号点配置が直交して 、る（相互相関がゼロである）こと である。

[0054] 例えば、チャネル A、キャリア 4の時間 11から時間 14の信号点配置とチャネル B、キ ャリア 4の時間 11から時間 14の信号点配置が直交している。また、時間 15から時間 18についても同様である。そして、チャネル A、キャリア 9の時間 11から時間 14の信 号点配置とチャネル B、キャリア 9の時間 11から時間 14の信号点配置も直交している 。また、時間 15から時間 18についても同様である。このとき、信号の直交のために、 Walsh-Hadamard変換、直交符号等を利用すると好適である。なお、図 6では、 BPS Kの場合について示している力 直交しているのであれば、 QPSK変調でもよし、変 調方式の規則に従わなくてもよい。

[0055] また、本実施の形態の場合、受信機の簡略化のために、チャネル Aのキャリア 4とチ ャネル Bのキャリア 9、チャネル Aのキャリア 9とチャネル Bのキャリア 4で同一の信号点 配置（同一パターン）とする（ここで、それぞれのパターンに対し、図 6のように、パター ン # 1, ノ ターン # 2と名付ける)。その理由については、図 7で詳しく説明する。ただ し、同一パターンとは、全く同じ信号点配置にするということではない。例えば、同相 I 一直交 Q平面にぉ 、て、位相関係のみ異なって 、る場合にっ 、ても同一パターンと みなすことができる。

[0056] また、チャネル A (または、チャネル B)、キャリア 4、 9において、パイロットシンボル 3 05の信号点配置を異なるようにしている力 これは、同一にすると、送信ピーク電力 の増大につながる可能性があるためである。ただし、上記で定義しているパターンに ついては同一であってもよい。つまり、信号点配置が異なっていることが重要である。

[0057] ここで、まず、直交していることの利点について、図 3A、図 7を用いて詳しく説明す る。

[0058] 図 7は、図 3Aの周波数オフセット '位相雑音推定部 213の構成の一例である。パイ ロットキャリア抽出部 602は、フーリエ変換後の信号 206X(または 206Y)を入力とし 、パイロットシンボル 305であるサブキャリアを抽出する。具体的には、キャリア 4とキヤ リア 9の信号を抽出する。したがって、パイロットキャリア抽出部 602は、キャリア 4のべ ースバンド信号 603とキャリア 9のベースバンド信号 604を出力する。

[0059] 符号記憶部 605は、例えば、図 6のパターン # 1を記憶しており、タイミング信号 21 2にしたがって、パターン # 1の信号 606を出力する。

[0060] 符号記憶部 607は、例えば、図 6のパターン # 2を記憶しており、タイミング信号 21 2にしたがって、パターン # 2の信号 608を出力する。

[0061] 選択部 609は、タイミング信号 212、パターン # 1の信号 606、パターン # 2の信号 608を入力とし、選択信号 610 (X)としてパターン # 2の信号を出力し、選択信号 61 1 (Y)としてパターン # 1の信号を出力する。

[0062] 符号乗算部 612Aは、キャリア 4のベースバンド信号 603、選択信号 611 (Y)を入 力とし、キャリア 4のベースバンド信号 603と選択信号 611 (Y)を乗算し、キャリア 4の チャネル Aのベースバンド信号 613Aを生成し、これを出力する。その理由は以下の とおりである。

[0063] キャリア 4のベースバンド信号 603は、チャネル Aのベースバンド信号とチャネル B のベースバンド信号が多重されている信号である。これに対し、選択信号 611 (Y)つ まりパターン # 1の信号を乗算すると、相互相関がゼロのチャネル Bのベースバンド 信号の成分が除去されることになり、チャネル Aのベースバンド信号の成分のみ抽出 することができるカゝらである。

[0064] 同様に、符号乗算部 614Aは、キャリア 9のベースバンド信号 604、選択信号 610 ( X)を入力とし、キャリア 9のベースバンド信号 604と選択信号 610 (X)を乗算し、キヤ リア 9のチャネル Aのベースバンド信号 615Aを生成し、これを出力する。

[0065] 符号乗算部 612Bは、キャリア 4のベースバンド信号 603、選択信号 610 (X)を入力 とし、キャリア 4のベースバンド信号 603と選択信号 610 (X)を乗算し、キャリア 4のチ ャネル Bのベースバンド信号 613Bを生成し、これを出力する。

[0066] 符号乗算部 614Bは、キャリア 9のベースバンド信号 604、選択信号 611 (Y)を入 力とし、キャリア 9のベースバンド信号 604と選択信号 611 (Y)を乗算し、キャリア 9の チャネル Bのベースバンド信号 615Bを生成し、これを出力する。

[0067] 以上のように、同一キャリアのチャネル Aとチャネル Bの信号点配置を直交させるこ とで、パイロットシンボル 305がチャネル Aとチャネル Bで多重されていても、高精度な 周波数オフセット '位相雑音の推定を行うことが可能となる。もう一つの重要な利点と して、チャネル推定値 (伝送路変動推定値)を必要としないため、周波数オフセット' 位相雑音を補償する部分の構成を簡略ィ匕できるという点がある。もし、チャネル Aとチ ャネル Bのパイロットシンボル 305の信号点配置が直交して!/、な!/、場合、 MIMO分 離の信号処理、例えば、 ZF (Zero Forcing)、 MMSE (Minimum Mean Square Error) 、 MLD (Maximum Likelihood Detection)を行い、その後、周波数オフセット '位相雑 音を推定する構成となる。これに対して、本実施の形態の構成によれば、図 3Aのよう に、信号を分離する (信号処理部 223)前段で周波数オフセット '位相雑音を補償す ることができる。カロえて、信号処理部 223で、チャネル Aの信号とチャネル Bの信号に 分離した後でも、パイロットシンボル 305を用いて周波数オフセット '位相雑音を除去 できるため、さらなる高精度な周波数オフセット '位相雑音の補償を行うことができる。

[0068] ところで、同一キャリアのチャネル Aとチャネル Bの信号点配置が直交していない場 合、図 3Aの周波数オフセット '位相雑音推定部 213における周波数オフセット '位相 雑音の推定精度が低下する（お互いがお互いに対し、干渉成分となる)ため、図 3A の周波数オフセット '位相雑音補償部 215を付加することが困難となり、高精度な周 波数オフセット '位相雑音補償ができなくなることになつてしまう。

[0069] また、本実施の形態によれば、チャネル Aのキャリア 4とチャネル Bのキャリア 9、チヤ ネル Aのキャリア 9とチャネル Bのキャリア 4を同一の信号点配置（同一パターン）とし たことにより、図 7の符号記憶部 605、 607の共通化を図ることができ、受信装置の簡 略ィ匕へとつながる。

[0070] ただし、同一キャリアのチャネル Aとチャネル Bの信号点配置を直交させることは、 本実施の形態において必須となる力 同一パターンとすることは、必ず必要であると いうものではない。

[0071] 本実施の形態では、時間 11から時間 14のように、 4シンボル単位で直交している パイロットシンボル 305を例に説明した力 4シンボル単位に限ったものではな!/、。た だし、時間方向におけるフェージングの変動による直交性への影響を考慮した場合 、 2〜8シンボル程度で直交パターンを形成すると、周波数オフセット '位相雑音の推 定精度を確保することができると考えられる。直交パターンの周期が長すぎると、直交 性が確保できなくなる可能性が高くなり、周波数オフセット '位相雑音の推定精度劣 ィ匕すること〖こなる。また、送信アンテナ数 2、 2つの変調信号を送信する場合について 説明したが、これに限ったものではなぐ送信アンテナ数が 3以上、 3つ以上の変調 信号を送信する場合についても、同一キャリアに存在するパイロットシンボル 305同 士を数シンボル単位で直交させることで、上記と同様の効果を得ることができる。

[0072] 次に、受信装置の簡略化、及び、受信装置で発生する量子化誤差による伝送路推 定精度の劣化を抑えることが可能となる、図 4のプリアンブルにおけるリファレンスシン ボル 302の構成について詳しく説明する。

[0073] 図 8は、本実施の形態におけるプリアンブルの同相 I一直交 Q平面における信号点 酉己置、特に、キャリア 2、 4、 6、 8、 10、 12にリファレンスシンポノレ 302力酉己置されて!/、 る時間 1、 3、 5、 7の信号点配置を示している。

[0074] ここで、キャリア 2の時間 1、 3、 5、 7で形成する信号、キャリア 4の時間 1、 3、 5、 7で 形成する信号、キャリア 6の時間 1、 3、 5、 7で形成する信号、キャリア 8の時間 1、 3、 5、 7で形成する信号、キャリア 10の時間 1、 3、 5、 7で形成する信号、キャリア 12の時 間 1、 3、 5、 7で形成する信号は、同相 I一直交 Q平面において、位相関係は異なる が同一パターンとなっている。これにより、受信装置の簡略ィ匕を図ることができる。

[0075] キャリア 1、 3、 5、 7、 9、 11でも同様に、位相関係は異なるが同一パターンとするこ とで、受信装置の簡略化につながる。ここで、偶数キャリアのパターンと奇数キャリア のパターンを同一にすれば、一段と受信装置を簡略化できる。しかし、異なっていた 場合も、受信装置の簡略ィ匕の点である程度の利点がある。何故なら、必要とするバタ ーン信号が一つ増えるだけだからである。同様に、チャネル Aとチャネル Bにおいて 同一のパターンを採用すると、更なる受信装置の簡略ィ匕につながるが、異なるパター ンを採用してもある程度の利点がある。

[0076] 以下では、受信装置の構成の簡略ィ匕につながる点について説明する。ただし、以 降では、偶数キャリアのパターンと奇数キャリアのパターンが同一の場合を例に説明 する。

[0077] 図 9は、図 3Aの受信装置の伝送路変動推定部 207、 209の詳細の構成を示して いる。ここでは、チャネル Aの伝送路変動の推定を例に説明する。

[0078] キャリア 1の信号抽出部 802— 1は、フーリエ変換後の信号 206X(206Y)を入力と し、図 4 (a)に示すチャネル Aのプリアンブルにおけるキャリア 1のリファレンスシンポ ル 302 (時間 2、 4、 6、 8)に相当する信号を抽出し、キャリア 1のリファレンス信号 803 —1を出力する。

[0079] キャリア 2の信号抽出部 802— 2は、フーリエ変換後の信号 206X(206Y)を入力と し、図 4 (a)に示すチャネル Aのプリアンブルにおけるキャリア 2のリファレンスシンポ ル 302 (時間 1、 3、 5、 7)に相当する信号を抽出し、キャリア 2のリファレンス信号 803 —2を出力する。

[0080] キャリア 3からキャリア 12の信号抽出部でも同様の動作が行われる。

[0081] パターン信号発生部 804は、同相 I一直交 Q平面における（1, 0)、（一 1, 0)、（一 1 , 0)、 (1, 0)のパターン信号 805を出力する（図 8のパターンを参照）。

[0082] 乗算部 806— 1は、キャリア 1のリファレンス信号 803— 1、パターン信号 805を入力 とし、キャリア 1のリファレンス信号 803— 1とパターン信号 805を乗算すると共に平均 化などの信号処理を施し、キャリア 1の伝送路変動推定信号 807— 1を出力する。

[0083] 乗算部 806— 1から乗算部 806— 12も同様に動作し、キャリア 2の伝送路変動推定 信号 807_2からキャリア 12の伝送路変動推定信号 807_12を出力する。

[0084] ノ ラレルシリアル変換部 810は、キャリア 1からキャリア 12の伝送路変動推定信号 8 07— 1から伝送路変動推定信号 807— 12を入力とし、パラレルシリアル変換を施し、 伝送路変動推定信号 208A(208B、 210A、 210B)を出力する。

[0085] このように、パターン信号発生部 804を、キャリア 1からキャリア 12で共通化できるの で、パターン信号発生部 804のノ^ーン信号の記憶容量を削減できると共に信号処 理を共通化でき、この分だけ受信装置を簡単化できる。

[0086] ところで、図 8で示したのは、リファレンスシンボル 302を BPSK変調した場合の同 相 I一直交 Q平面における信号点配置であり、かつ、データシンボル 303を BPSK変 調した場合の信号点配置と同様であり、かつ、乗算するための正規化係数もデータ シンボル 303を BPSK変調した場合と同様としている。し力し、このようにすると、受信 装置において、ディジタル信号処理を行うためにアナログ 'ディジタル変換器を搭載 した場合、量子化誤差の影響が大きくなる。この課題を軽減するための同相 I一直交 Q平面における信号点配置の一例を説明する。

[0087] 図 10に、この課題を軽減するための同相 I一直交 Q平面における信号点配置の一 例を示す。一例として、 BPSK変調を利用している。このとき、正規化係数を 1. 0とし 、リファレンスシンボル 302の信号点配置は（1. 414 = sqrt (2) , 0)または（一 1. 41 4=— sqrt (2) , 0)としている。つまり、データシンボル 303を BPSK変調した場合の 信号点配置に、係数 1. 414を乗算した信号点配置としている。

[0088] このようにした場合の時間における受信信号の強度の変化について、図 11を用い て説明する。

[0089] 図 11において、図 11 (a)は、図 8のようにプリアンブルの信号点配置を行った場合 の受信信号の時間変動の波形を示しており、図 11 (b)は、図 10のようにプリアンブル の信号点配置を行った場合の受信信号の時間変動の波形を示して 、る。図 8のよう に信号点を配置した場合、プリアンブルの平均受信電力は、データシンボル 303の 平均受信電力より、小さくなる。この現象は、プリアンブルのリファレンスシンボル 302 において、データシンボル 303と同一の信号点配置を行うと、ガードシンボル 301が 存在していることにより生じるものである。この結果、特に、受信信号をアナログ 'ディ ジタル変換器によりディジタル信号に変換した際、プリアンブルの受信信号は、量子 化誤差の影響により、品質が劣化することになる。

[0090] 一方、図 10のようにプリアンブルの信号点配置を行った場合、図 11 (b)のように、 プリアンブルの平均受信電力は、データシンボル 303の平均受信電力と同等のレべ ルとなる。したがって、受信信号をアナログ ·ディジタル変換器によりディジタル信号 に変換しても、プリアンブルの受信信号は、量子化誤差による影響が軽減され、品質 が確保される。

[0091] 以上と同様の考えに基づき、リファレンスシンボル 302の信号点配置を QPSKにし た場合の信号点配置の方法を、図 12に示す。

[0092] 図 12は、正規化係数を 1とし、リファレンスシンボル 302に対し QPSK変調を施した ときの同相 I一直交 Q平面における信号点配置の一例を示している。これにより、図 1 1 (b)のように、プリアンブルの平均受信電力は、データシンボル 303の平均受信電 力と同等のレベルとなり、アナログ.ディジタル変^^によりディジタル信号に変換し ても、プリアンブルの受信信号は、量子化誤差による影響が軽減され、品質が確保さ れる。

[0093] 以上から、データシンボル 303の #Xという変調方式をリファレンスシンボル 302に 用いる場合、データシンボル 303の正規化係数乗算後の同相 I一直交 Q平面におけ る信号点配置の 1. 414^_Sqrt (2)倍となる信号点配置を、正規化係数乗算後の同 相 I一直交 Q平面におけるリファレンスシンボル 302の信号点配置とすること力 重要 となる。 1. 414 sqrt (2)倍という係数は、周波数軸に対し、 1シンボルおきにリファ レンスシンボル 302を配置すること力 決定される値である。

[0094] 例えば、 #Xが QPSKの場合、正規化係数乗算後の同相 I一直交 Q平面における 信号点配置は（± l/sqrt (2) , ± 1/sqrt (2) )となり、リファレンスシンボル 302の正 規化係数乗算後の同相 I一直交 Q平面における信号点配置は上記規則に従うと、 ( ± 1, ± 1)となる（図 12参照)。

[0095] 図 13は、本実施の形態の図 2の送信装置のマッピング部 102A(102B)の構成の 一例を示している。データ変調部 1103は、送信ディジタル信号 ΙΟΙΑ(ΙΟΙΒ)、フレ ーム構成信号 1102を入力とし、フレーム構成信号 1102に含まれる、変調方式の情 報、タイミングに基づいて、送信ディジタル信号 101 A (101B)に変調を施し、データ シンボル 303の変調信号 1104を出力する。

[0096] プリアンブルマッピング部 1105は、フレーム構成信号 1102を入力とし、フレーム構 成に基づ 、てプリアンブルの変調信号 1106を出力する。

[0097] 符号記憶部 # 1 (1107)は、パターン # 1の信号 1108を出力する。同様に、符号 記憶部 # 2 (1109)は、パターン # 2の信号 1110を出力する。

[0098] パイロットシンボルマッピング部 1111は、パターン # 1の信号 1108、パターン # 2 の信号 1110、フレーム構成信号 1102を入力とし、パイロットシンボル 305の変調信 号 1112を生成し、これを出力する。

[0099] 信号生成部 1113は、データシンボル 303の変調信号 1104、プリアンブルの変調 信号 1106、パイロットシンボル 305の変調信号 1112を入力とし、フレーム構成に従 つたベースバンド信号 103A (103B)を生成し、これを出力する。

[0100] 上述の説明おいては、図 4、図 6のようなパイロットシンボル 305の構成を採用すれ ば、受信装置の簡略ィ匕が可能となることを説明したが、同様に図 4、図 6のようなパイ ロットシンボル構成を採用すれば、送信装置においても、図 13のように、符号記憶部 1107、 1109の共通化が図れるため、送信装置の簡略化にもつながる。

[0101] 以上、本実施の形態のプリアンブル、パイロット信号 (パイロットシンボル）の生成方 法、及び、それを生成する送信装置、並びに、本実施の形態の変調信号を受信する 受信装置の、詳細な構成と動作について説明した。本実施の形態によれば、周波数 オフセット、伝送路変動及び同期の推定精度を向上させることができるので信号の検 出確率を向上させることができると共に、送信装置、受信装置の簡易化を図ることが できる。

[0102] 上述した実施の形態の重要な特徴は、換言すると、データ送信期間に複数のアン テナ力も OFDM変調したデータシンボル 303を送信すると共に、前記データ送信期 間とは異なる期間に前記複数のアンテナ力 OFDM変調した伝送路推定用シンポ ルを送信する MIMO— OFDM送信装置であって、データシンボル 303を形成する データマッピング手段 (データ変調部 1103)と、サブキャリア数を mとした場合、 n個 のサブキャリアの信号点振幅を 0とし、 a =mZ (m— n)としたとき、残り m— n個のサ ブキャリアの信号点振幅力 データシンボル 303の変調方式の中の同一の変調方式 の信号点振幅に対して a倍となる伝送路推定用シンボルを形成する伝送路推定 用シンボルマッピング手段（プリアンブルマッピング部 1105)と、前記データシンボル 303及び前記伝送路推定用シンボルを OFDM変調する OFDM変調手段とを設け るようにしたことである。これにより、受信側での伝送路推定用シンボルの量子化誤差 を低減できるようになるので、高精度の伝送路変動推定を可能とすることができる。

[0103] 本実施の形態では、 OFDM方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではな ぐシングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用い たときでも同様に実施することができる。また、実施の形態では、送受信それぞれ 2本 のアンテナを有するときを例に説明したが、これに限ったものではなぐ受信アンテナ 数が 3以上となっても、本実施の形態には影響を与えず、同様に実施することができ る。また、フレーム構成は、本実施の形態に限ったものではなぐ特に、周波数オフセ ット、位相雑音等の歪みを推定するためのパイロットシンボル 305は、特定のサブキヤ リアに配置し、複数アンテナ力も送信される構成であればよぐノィロットシンボル 30 5を送信するサブキャリアの数は、本実施の形態の 2本に限ったものではない。そして 、その他のアンテナ数のとき、他の送信方法のときの実施の形態については以降で 詳しく説明する。加えて、パイロットシンボル 305、リファレンスシンボル 302、ガードシ ンボル 301、プリアンブルとここでは名付けて説明した力 他の呼び方をしても本実 施の形態には何ら影響を与えるものではな 、。これは他の実施の形態でも同様であ る。

[0104] (実施の形態 2)

本実施の形態では、実施の形態 1において、送受信アンテナ数を 3としたときにつ いて詳しく説明する。

[0105] 図 14は、本実施の形態における送信装置の構成の一例を示している。図 14にお いて、図 2と同様に動作するものについては、図 2と同一符号を付した。図 14の MIM O— OFDM送信装置 1200が図 2と異なる点は、チャネル Cの送信部が付加された 点である。

[0106] 図 15は、本実施の形態における受信装置の構成の一例を示している。図 15にお いて、図 3と同様に動作するものについては、同一符号を付した。図 15では、送信装 置から、 3つのチャネルの変調信号が送信されているため、図 3Aの構成と比較して、 チャネル Cの伝送路変動推定部 207C、 209Cが追加されるとともに、アンテナ数が 1 本追加されて 、るため、その分に必要な構成が追加されて 、る構成となって 、る。

[0107] 図 16は、本実施の形態における送受信アンテナの関係を示している。例えば、ある サブキャリアにおいて、アンテナ 1401からの送信信号を Txa(t)、アンテナ 1402から の送信信号を Txb (t)、アンテナ 1403からの送信信号を Txc (t)、アンテナ 1404の 受信信号を Rl (t)、アンテナ 1405の受信信号を R2(t)、アンテナ 1406の受信信号 を R3 (t)とし、伝送路変動をそれぞれ hi 1 (t)、 hl2(t)、 hl3(t)、 h21 (t)、 h22 (t) 、 h23 (t)、 h31 (t)、 h32(t)、 h33 (t)とすると、以下の関係式力成立する。

[0108] [数 2]

(2)

ただし、 tは時間、 nl(t)、 n2(t)、 n3(t)は雑音とする。図 15の信号処理部 223は、 式（2)を用いて、例えば逆行列の演算を行うことにより、チャネル Aの信号、チャネル Bの信号、チャネル Cの信号を得るようになつている。信号処理部 223は、この演算を すべてのサブキャリアに対し実行する。因みに、 hll(t)、 hl2(t)、 hl3(t)、 h21 (t) 、 h22 (t)、 h23 (t)、 h31 (t)、 h32 (t)、 h33 (t)の推定は、伝送路変動推定部 207A 、 209A、 1301A、 207B、 209B、 1301B、 207C、 209C、 1301Cで行われる。

[0109] 図 17は、本実施の形態におけるフレーム構成の一例を示しており、図 4と対応する ものについては同一符号を付した。図 17(a)は時間一周波数のチャネル Aのフレー ム構成、図 17(b)は時間一周波数のチャネル Bのフレーム構成、図 17(c)は時間一 周波数のチャネル Cのフレーム構成の一例を示している。図 17(a)、図 17(b)及び 図 17(c)における、チャネル A、 B、 Cの同一時間、同一キャリアの信号は、空間で多 重されること〖こなる。

[0110] 時間 1から時間 8では、式（2)の hll(t)、 hl2(t)、 hl3(t)、 h21(t)、 h22(t)、 h2 3 (t)、 h31(t)、 h32 (t)、 h33 (t)に相当する伝送路変動を推定するためのシンボル が送信され、このシンボルはガードシンボル 301とリファレンスシンボル 302とで構成 されている。ガードシンボル 301は同相 I一直交 Q平面において（0, 0)とする。リファ レンスシンボル 302は、例えば、同相 I一直交 Q平面において（0, 0)以外の既知の 座標のシンボルである。そして、チャネル Aとチャネル Bとチャネル Cでは、お互いに 干渉が発生しないような構成となっている。つまり、例えば、キャリア 1、時間 1のように 、チャネル Aにリファレンスシンボル 302が配置されている場合、チャネル Bとチヤネ ル Cにガードシンボル 301を配置し、キャリア 2、時間 1のように、チャネル Bにリファレ ンスシンボル 302が配置されて!、る場合、チャネル Aとチャネル Cにガードシンボル 3 01を配置し、キャリア 3、時間 1のように、チャネル Cにリファレンスシンボル 302が配 置されている場合、チャネル Aとチャネル Bにガードシンボル 301を配置する。このよ うに、あるキャリア、時間、において、 1チャネルにのみリファレンスシンボル 302を配 置し、残りのチャネルには、ガードシンボル 301を配置する。このように配置すること で、例えば、時間 1のチャネル Aについて着目した場合、キャリア 1及びキャリア 4のリ ファレンスシンボル 302により、キャリア 2、 3の伝送路変動を推定することができる。因 みに、キャリア 1及びキャリア 4はリファレンスシンボル 302なので、伝送路変動を推定 することができる。したがって、時間 1において、チヤネノレ Aのすベてのキャリアの伝送 路変動を精度よく推定することができる。同様に、チャネル B、チャネル Cについても すべてのキャリアの伝送路変動を精度よく推定することができる。時間 2から時間 8に ついても同様に、チャネル A、チャネル B、チャネル Cのすベてのキャリアの伝送路変 動を推定することができる。よって、図 17のフレーム構成は、時間 1から時間 8のすベ ての時間において、すべてのキャリアの伝送路変動を推定できるため、非常に精度 のよい、伝送路変動の推定を実現できるプリアンブルの構成であると言うことができる 次に、受信装置において、ディジタル信号処理を行うためにアナログ ·ディジタル変 を搭載した場合、量子化誤差の影響を軽減するための同相 I一直交 Q平面にお けるプリアンブル（特に、リファレンスシンボル 302)の信号点配置にっ 、て説明する 。前提条件として、図 17におけるデータシンボル 303の信号点配置を採用し、図 5に 従った正規化係数採用するものとする。 [0112] 図 18に、同相 I一直交 Q平面におけるプリアンブルの信号点配置の一例（チャネル Aの時間 1、 2、 3の配置例）を示している。ここでは、リファレンスシンボル 302の変調 方式は BPSKとする。このとき、正規化係数 1、図 5 Aの信号点配置を採用した場合を 考えると、図 11の（a)に示すように、データシンボル 303と比較しプリアンブルの受信 強度は低下してしまうため、受信装置に搭載されるアナログ 'ディジタル変翻により 、プリアンブルに対してのみ、量子化誤差の影響が大きくなり、受信品質の低下を招 くことになる。それに対し、図 18では、リファレンスシンボル 302の同相 I—直交 Q平面 の信号点配置を（1. 732 = sqrt (3) , 0)または（一 1. 732 = sqrt (3) , 0)としている 。つまり、データシンボル力 ¾PSK変調の信号点配置に、係数 1. 732を乗算した信 号点配置としている。

[0113] このときのプリアンブルとデータシンボル 303の時間軸における受信信号強度のィ メージは、図 11 (b)のとおりとなる。これにより、受信装置に搭載されるアナログ 'ディ ジタル変 によるプリアンブルに対する量子化誤差の影響が軽減できるため、受 信品質が向上する。

[0114] 以上と同様の考えに基づき、リファレンスシンボル 302の信号点配置を QPSKにし た場合の信号点配置の方法を、図 19に示す。

[0115] 図 19は、正規化係数を 1とし、リファレンスシンボル 302に対し QPSK変調を施した ときの同相 I一直交 Q平面における信号点配置の一例を示している。これにより、図 1 1 (b)のように、プリアンブルの平均受信電力は、データシンボル 303の平均電力と同 等のレベルとなり、アナログ 'ディジタル変換器によりディジタル信号に変換しても、プ リアンブルの受信信号は、量子化誤差による影響が軽減され、受信品質が確保され る。ここで、図 19中の 1. 225は、 1. 255 sqrt (3) Zsqrt (2)から求めたものである

[0116] 以上から、データシンボル 303の #Xという変調方式をリファレンスシンボル 302に 用いる場合、データシンボル 303の正規化係数乗算後の同相 I一直交 Q平面におけ る信号点配置の 1. 732^_Sqrt (3)倍となる信号点配置を、正規化係数乗算後の同 相 I一直交 Q平面におけるリファレンスシンボル 302の信号点配置とすること力 重要 となる。 1. 732 sqrt (3)倍という係数は、周波数軸に対し、 2シンボルおきにリファ レンスシンボル 302を配置すること力 決定される値である。

[0117] 例えば、 #Xが QPSKの場合、正規化係数乗算後の同相 I一直交 Q平面における 信号点配置は（± l/sqrt (2) , ± 1/sqrt (2) )となり、リファレンスシンボル 302の正 規化係数乗算後の同相 I一直交 Q平面における信号点配置は上記規則に従うと、 ( 士 sqrt (3) /sqrt (2) ,士 sqrt (3) /sqrt (2) )となる（図 19参照）。

[0118] 以上、本実施の形態のプリアンブル、ノ ィロット信号の生成方法、及び、それを生 成する送信装置、並びに、本実施の形態の変調信号を受信する受信装置の、詳細 な構成と動作について、特に、送受信のアンテナ数がそれぞれ 3の場合を説明した。 本実施の形態によれば、周波数オフセット、伝送路変動及び同期の推定精度を向上 させることができるので信号の検出確率を向上させることができると共に、送信装置、 受信装置の簡易化を図ることができる。

[0119] 本実施の形態では、 OFDM方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではな ぐシングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用い たときでも同様に実施することができる。また、受信アンテナ数力 以上となっても、本 実施の形態には影響を与えず、同様に実施することができる。

[0120] (実施の形態 3)

本実施の形態では、送信アンテナ数 2、送信変調信号数 2の空間多重 MIMOシス テム（2送信空間多重 MIMO)と送信アンテナ数 3、送信変調信号数 3の空間多重 M IMOシステム（3送信空間多重 MIMO)を通信環境 (例えば、受信品質等）により切り 替える通信方式におけるプリアンブルの構成について詳しく説明する。

[0121] 図 20は、本実施の形態における通信形態を示す図である。図 20 (a)は端末、図 20

(b)はアクセスポイント（AP)を示している。このとき、 APが MIMO方式と変調方式を 切り替える場合を例に説明する。

[0122] 図 20 (a)の端末において、送信装置 1902は、送信ディジタル信号 1901を入力と し、変調信号 1903を出力し、変調信号 1903はアンテナ 1904から電波として出力さ れる。このとき、送信ディジタル信号 1901には、 APが通信方式を切り替えるための 通信状況の情報、例えば、ビットエラー率、パケットエラー率、受信電界強度等の情 報が含まれて!/ヽるものとする。 [0123] 図 20 (b)の APにおいて、受信装置 1907は、アンテナ 1905で受信した受信信号 1 906を入力とし、受信ディジタル信号 1908を出力する。

[0124] 送信方法決定部 1909は、受信ディジタル信号 1908を入力とし、受信ディジタル信 号 1908に含まれる通信状況の情報に基づき、通信方法 (つまり MIMO方式及び変 調方式)を決定し、この情報を含む制御情報 1910を出力する。

[0125] 送信装置 1912は、制御情報 1910、送信ディジタル信号 1911を入力とし、決定さ れた通信方法に基づ ヽて送信ディジタル信号 1911を変調し、変調信号 1913を出 力し、この変調信号 1913が、アンテナから送信される。

[0126] 図 20 (b)の送信装置 1912の詳細な構成の一例が、図 14である。図 14のフレーム 構成信号生成部 112は、制御情報 111、つまり、図 20の制御情報 1910を入力とし、 これに基づ 、て変調方式と MIMO方式を決定し、この情報を含んだフレーム構成信 号 113を出力する。例えば、チャネル Cの送信部は、フレーム構成信号 113が、 2送 信空間多重 MIMO方式を示していた場合、動作しないことになる。これにより、 2送 信空間多重 MIMO方式と、 3送信空間多重 MIMO方式の切り替えが可能となる。

[0127] ここで、 2送信空間多重 MIMO方式が選択されたときのフレーム構成は、実施の形 態 1で説明した図 4のようになり、 3送信空間多重 MIMO方式が選択されたときのフレ ーム構成は、実施の形態 2で説明した図 17のようになる。

[0128] データシンボル 303の同相 I一直交 Q平面における信号点配置は、図 5A、図 5B、 図 5C、図 5Dのようなものが採用される。ただし、正規化係数については、図 21に示 したものが採用される。

[0129] 図 21は、 2送信空間多重 MIMO、 BPSK時の正規化係数を 1とした場合の、各 Ml MO方式及び各変調方式で採用する正規化係数を示すものである。このように正規 ィ匕係数を設定する理由は、変調方式によらず、また、送信する変調信号数によらず、 APが送信する変調信号の総送信電力を等しくするためである。したがって、同一変 調方式のとき、 2送信空間多重 MIMO方式の正規化係数を Xとすると、 3送信空間多 重 MIMO方式の正規化係数は Xの sqrt (2) /sqrt (3)倍となる。

[0130] 次に、このときのプリアンブルの同相 I一直交 Q平面における信号点配置について 説明する。 [0131] 2送信空間多重 MIMO方式の場合、受信装置のアナログ 'ディジタル変換器で発 生する量子化誤差の影響を軽減するために、プリアンブルにおけるリファレンスシン ボル 302の同相 I—直交 Q平面における信号点配置を、実施の形態 1で説明したよう に図 10または図 12のように配置するものとする。

[0132] このとき、図 21の正規化係数と実施の形態 2の説明を考慮すると、受信装置のアナ ログ'ディジタル変翻で発生する量子化誤差の影響を軽減するためには、図 22、 図 23のような信号点配置とする必要がある。このようにすることで、 APが 2送信空間 多重 MIMO方式と 3送信空間多重 MIMO方式を切り替えても、受信装置において、 プリアンブルにおける量子化誤差の影響を軽減することができる。

[0133] 以上において重要なことは、図 21のように、変調方式によらず、また、送信する変 調信号数によらず、送信する変調信号の総送信電力を等しくする場合、データシン ボル 303の #Xという変調方式をリファレンスシンボル 302に用いる場合、リファレンス シンボル 302において、正規化係数乗算後の同相 I一直交 Q平面における信号点配 置を、 2送信空間多重 MIMO方式と 3送信空間多重 MIMO方式とで同一にすること である。

[0134] 以上のような構成をとることで、プリアンブルにおける量子化誤差の影響を軽減でき るため、受信品質の低下を抑えることができる。

[0135] 以上の説明で、データシンボル 303とプリアンブルの平均受信電力を等しくする場 合を例に説明した力 プリアンブルの平均受信電力をデータシンボル 303の平均受 信電力よりも大きくした方が、受信品質が確保される場合が多々ある。上述した考え は、この場合にも適用することができる。要するに、データシンボル 303の #Xという 変調方式をリファレンスシンボル 302に用いる場合、リファレンスシンボル 302におけ る、正規化係数乗算後の同相 I一直交 Q平面における信号点配置を、 2送信空間多 重 MIMO方式と 3送信空間多重 MIMO方式とで同一にするという規則を守ればよい

[0136] つまり、送信アンテナ数 n、送信変調信号数 nの n送信空間多重 MIMO方式にお いて、プリアンブルにおいて、 n— 1シンボルおきにリファレンスシンボル 302を挿入 する場合、データシンボル 303の #Xという変調方式をリファレンスシンボル 302に用 いる場合、リファレンスシンボル 302において、正規化係数乗算後の同相 I—直交 Q 平面における信号点配置を、 nによらず同一にすれば上記と同様に動作することに なる。

[0137] 本実施の形態では、 OFDM方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではな ぐシングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用い たときでも同様に実施することができる。また、受信アンテナ数が 3以上となっても、本 実施の形態には影響を与えず、同様に実施することができる。

[0138] (実施の形態 4)

実施の形態 2にお!/、て、 3送信空間多重 MIMOシステムのプリアンブルの構成に ついて説明した。実施の形態 1及び 2のようなプリアンブル構成を用いた場合、アンテ ナ数が増加するにつれ、リファレンスシンボル 302の存在する間隔が長くなるため、 受信装置における伝送路変動の推定精度が劣化する可能性が高くなる。本実施の 形態では、この課題を軽減するための、プリアンブルの構成方法を提案する。

[0139] 図 24は、本実施の形態におけるフレーム構成の一例を示している。図 24において 特徴的な部分は、プリアンブルの構成である。図 24のフレーム信号を送信する場合 の基本的な動作は、実施の形態 2で説明した図 17のフレーム信号を送信する場合と 同様であり、同一キャリア、同一時間のチャネル A、チャネル B、チャネル Cの信号は 異なるアンテナ力も送信され、空間で多重されることになる。

[0140] 図 24において、時間 1では、チャネル Aはキャリア 1からキャリア 12のすべてがリファ レンスシンボル 302となっている。そして、時間 2では、チャネル Bのキャリア 1からキヤ リア 12のすべてがリファレンスシンボル 302となっており、時間 3では、チャネル Cのキ ャリア 1からキャリア 12のすべてがリファレンスシンボル 302となっている。

[0141] 図 25に、特に、キャリア 1、キャリア 2の時間 1、時間 2のプリアンブルの詳細構成を 示す。時間 1において、キャリア 1からキャリア 12のすべてがリファレンスシンボル 302 であるチャネル Aは、一般的な OFDM方式の変調信号が生成される。そして、キヤリ ァ 1からキャリア 12にリファレンスシンボル 302とガードシンボル 301が存在するチヤ ネル Bとチャネル Cについては、図 14の逆フーリエ変^ ^106のあとで、特殊な信号 処理を行う。同様に、時間 2ではチャネル B、時間 3ではチャネル C、時間 4ではチヤ ネル A、 一般的な OFDM方式の変調信号が生成される。そして、時間 2では チャネル Aとチャネル C、時間 3ではチャネル Aとチャネル B、時間 4ではチャネル Bと チャネル C、… 図 14の逆フーリエ変翻 106のあとで特殊な信号処理が施され る。

[0142] 図 25において、時間 1、キャリア 1のチヤネノレ Aでは、同相 I一直交 Q平面において 、 (I, Q) = (1, 0)の信号点配置を行うものとする。このとき、チャネル Cの信号点配置 を (I, Q) = (0, 0)とすることで、他チャネルに対し、干渉を与えないようにする。そし て、チャネル Bでは、チャネル Aと同一の信号点配置を行うものとする。そして、前述 した、特殊な信号処理を施す。この特殊な信号処理とは、チャネル Bに対して、フーリ ェ変換後に得られた変調信号の位相を、時間軸に対し、例えば 0. 5シンボルずらす 処理である。ただし、チャネル Aと重ならずにはみ出た信号は、先頭から順に配置す る（折り返す）。この操作については、文献" Channel estimation for OFDM systems wi th transmission diversity in mobile wireless channels," IEEE Journal on Selected Are as in Communications, vol.17, no.3, pp— 461— 471, March 1999、及び、 "Simplified ch annel estimation for OFDM systems with multiple transmit antennas, IEEE Trans ac tion on wireless communications, vol.1, no.l, pp.67— 75, 2002に されており、時間 1、キャリア 1では、チャネル Aとチャネル Bに対し、 Cyclic Delay Diversityが施されて 、ることになる。

[0143] 同様に、時間 1、キャリア 2のチヤネノレ Aでは、同相 I一直交 Q平面において、（I, Q)

= (一 1, 0)の信号点配置を行うものとする。このとき、チャネル Bの信号点配置を (I, Q) = (0, 0)とすることで、他チャネルに対し、干渉を与えないようにする。そして、チ ャネル Cでは、チャネル Aと同一の信号点配置を行うものとする。そして、前述した、 特殊な信号処理を施す。この特殊な信号処理とは、チャネル Cに対して、フーリエ変 換後に得られた変調信号の位相を、時間軸に対し、例えば 0. 5シンボルずらす処理 である。ただし、チャネル Aと重ならずにはみ出た信号は、先頭から順に配置する（折 り返す)。したがって、時間 1、キャリア 2では、チャネル Aとチャネル Cに対し、 Cyclic Delay Diversityが施されていることになる。

[0144] したがって、時間 1では、周波数軸に対し、チャネル Aとチャネル B、チャネル Aとチ ャネル Cが交互に Cyclic Delay Diversityが施されているような状況となる。このとき、 受信装置の伝送路変動推定部は、等化処理を行うことによって、 Cyclic Delay Divers ityが施されているチャネルの伝送路推定を行うことができる。よって、時間 1のキヤリ ァ 1では、チャネル Aとチャネル Bの伝送路変動が同時に推定でき、時間 1のキャリア 2では、チャネル Aとチャネル Cの伝送路変動が同時に推定できる。これにより、実施 の形態 2の場合と異なり、同時に 2チャネル分の伝送路変動が推定できるため、プリ アンブルのシンボル数を減らすことができる。これにより、データ伝送速度の向上に つながる。

[0145] ただし、原理的には、同時に 3チャネル分の伝送路変動が推定できる Cyclic Delay Diversityは可能である力 Diversityゲインの低下、受信装置の回路規模の増大とい う短所があるため、本実施の形態のように、同時に 2チャネル分の伝送路変動の推定 を行う構成の方がよりよいことになる。そのためには、いずれかのチャネルに必ず、ガ ードシンボル（(I, Q) = (0, 0) )を挿入することが重要となる。

[0146] なお、時間 1に着目した場合、チャネル B、チャネル Cの位相をずらして!/、るが、ず らす位相量（シンボル量、または、時間で表現してもよい）を、例えば、 0. 5シンボル で一致させていることは非常に重要となる。なぜなら、受信装置で、チャネル Aとチヤ ネル Bの伝送路変動の同時推定の回路と、チャネル Aとチャネル Cの伝送路変動の 同時推定の回路とを共通化することができる力もである。

[0147] 以上のように、 3送信空間多重の MIMOシステムのプリアンブルを、 2チャネルの C yclic Delay Diversityがキャリアごとに異なるチャネルで実行されるように配置すること で、伝送路変動を高精度に推定できると共にプリアンブル数を削減できるので、デー タの伝送速度を向上させることができる。

[0148] 本実施の形態では、 3送信の場合について説明した力 4アンテナ以上についても 応用が可能である。そして、 OFDM方式を用いた例で説明した力これに限ったもの ではなぐシングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式 を用いたときでも同様に実施することができる。

[0149] なお上述した実施の形態 3では、 2送信空間多重 MIMOと 3送信空間多重 MIMO の切り替えについて説明した力 これに限ったものではなぐ例えば 1系統送信 (Ml MOを行わない場合)を切り替えに含んでいるときも同様に実施することができる。そ のときの通信方式と正規化係数の関係は、図 26に示すようになる。

[0150] (実施の形態 5)

実施の形態 1では、送信アンテナ数 2本の場合を説明したが、本実施の形態では、 送信アンテナ数が 3本の場合のパイロットキャリアの構成について説明する。

[0151] 図 27は、本実施の形態における送信装置により形成される送信信号のフレーム構 成の一例を示しており、図 4と対応するものについては同一符号を付している。図 27 (a)はチャネル Aのフレーム構成、図 27 (b)はチャネル Bのフレーム構成、図 27 (c) はチャネル Cのフレーム構成を示している。図 27から明らかなように、パイロットシンポ ル（パイロットキャリア） 305は、リファレンスシンボル 302、制御用シンボル 304を送信 する時間を除き、キャリア 3、キャリア 5、キャリア 8、キャリア 10に配置されている。

[0152] 図 28は、チャネル A、チャネル B、チャネル Cのパイロットシンボル 305の信号点配 置とその特徴を表している。このときの特徴は、実施の形態 1と同様に、同一キャリア のチャネル Aとチャネル Bとチャネル Cの信号点配置が直交して 、る（相互相関がゼ 口である）ことである。

[0153] 例えば、チャネル A、キャリア 3の時間 11から時間 14の信号点配置（図 28 (a) )と、 チャネル B、キャリア 3の時間 11から時間 14の信号点配置（図 28 (b) )と、チャネル C 、キャリア 3の時間 11から時間 14の信号点配置（図 28 (c) )が直交している。このよう な、直交性が、時間 15以降でも成立するように信号点配置を行う。このとき、信号の 直交のために、 Walsh-Hadamard変換、直交符号等を利用すると好適である。なお、 図 28では、 BPSKの場合について示している力 直交しているのであれば、 QPSK 変調でもよ 、し、変調方式の規則に従わなくてもよ 、。

[0154] また、本実施の形態の場合、送信装置、受信装置の簡略化のために、チャネル A のキャリア 3 (図 28 (a) )とチャネル Cのキャリア 5 (図 28 (f) )、チャネル Bのキャリア 3 ( 図 28 (b) )とチャネル Bのキャリア 8 (図 28 (h) )、チャネル Cのキャリア 3 (図 28 (c) )と チャネル Aのキャリア 10 (図 28 (j) )、チャネル Aのキャリア 5 (図 28 (d) )とチャネル C のキャリア 8 (図 28 (i) )、チャネル Bのキャリア 5 (図 28 (e) )とチャネル Bのキャリア 10 ( 図 28 (k) )、チャネル Aのキャリア 8 (図 28 (g) )とチャネル Cのキャリア 10 (図 28 (1) )で 同一の信号点配置（同一系列）を用いる。その理由については、図 30、図 31、図 32 、図 33で詳しく説明する。ただし、同一系列とは、全く同じ信号点配置のことを意味 する。ここでは、各系列に対し、図 28のように、系列 # 1、系列 # 2、系列 # 3、系列 # 4、系列 # 5、系列 # 6と名付ける。

[0155] また、チャネル A (または、チャネル C)のキャリア 3、 5、 8、 10において、パイロットシ ンボル 305の信号点配置を異なるよう（異なる系列）にしている力 これは、同一にす る（同一系列を用いる）と、送信ピーク電力の増大につながる可能性があるためであ る。ただし、本実施の形態では、チャネル Bは、この条件を満たしていない例である。

[0156] ここで、送信装置及び受信装置の簡略化と、直交性の必要性とについて、図 29、 図 30、図 31、図 32、図 33を用いて詳しく説明する。

[0157] 図 29に、本実施の形態における MIMO— OFDM送信装置の構成例を示す。図 2 9において、図 14と同様に動作する部分については、図 14と同一符号を付した。 Ml MO— OFDM送信装置 2800【こお!/、て、マッピング咅 2802ίま、送信データ 2801、 フレーム構成信号 113を入力とし、チャネル Αのベースバンド信号 103Α、チャネル Β のベースバンド信号 103Β、チャネル Cのベースバンド信号 103Cを出力する。以降 は、実施の形態 1又は実施の形態 2の説明と同様に動作するので、説明を省略する

[0158] 図 30は、図 29のマッピング部 2802の詳細な構成の一例を示している。データ変 調部 2902は、送信データ 2801、フレーム構成信号 113を入力とし、フレーム構成 信号 113にしたがって、データシンボル 303の変調信号 2903を生成し、これを出力 する。

[0159] プリアンブルマッピング部 2904は、フレーム構成信号 113を入力とし、フレーム構 成信号 113にしたがって、プリアンブルの変調信号 2905を生成し、これを出力する。

[0160] 系列 # 1記憶部 2906は、図 28の系列 # 1の信号 2907を出力する。系列 # 2記憶 部 2908は、図 28の系列 # 2の信号 2909を出力する。系列 # 3記憶部 2910は、図 28の系列 # 3の信号 2911を出力する。系列 # 4記憶部 2912は、図 28の系列 # 4 の信号 2913を出力する。系列 # 5記憶部 2914は、図 28の系列 # 5の信号 2915を 出力する。系列 # 6記憶部 2916は、図 28の系列 # 6の信号 2917を出力する。 [0161] パイロットシンボルマッピング部 2918は、系列 # 1の信号 2907、系列 # 2の信号 2 909、系列 # 3の信号 2911、系列 # 4の信号 2913、系列 # 5の信号 2915、系列 # 6の信号 2917、フレーム構成信号 113を入力とし、フレーム構成信号 113にしたがつ たパイロットシンボル 305の変調信号 2919を生成し、これを出力する。

[0162] 信号生成部 2920は、データシンボル 303の変調信号 2903、プリアンブルの変調 信号 2905、パイロットシンボル 305の変調信号 2919を入力とし、チャネル Aの変調 信号 103A、チャネル Bの変調信号 103B、チャネル Cの変調信号 103Cを出力する

[0163] 図 30の構成では、系列記憶部が 6個で済む。これは、本発明においては、図 28の ように、ある系列を、 2ケ所以上のサブキャリアで使用している（図 28では、 2ケ所のサ ブキャリアで使用している）からである。これにより、送信装置の回路規模を削減する ことができる。一方、図 28とは異なり、すべて異なる系列を使用した場合には、系列 記憶部が 12個必要となり、回路規模が大きくなる。

[0164] なお、図 29のマッピング部 2802は、例えば図 31に示すように構成してもよい。図 3 1において、図 30と同様に動作するものについては、図 30と同一符号を付した。符 号 # 1記憶部 3001は、 "1、 1、—1、— 1"を、符号 # 2記憶部 3003は、 "1、—1、 1、 —1"を記憶している。パイロットシンボルマッピング部 2919は、符号 # 1記憶部 300 1、符号 # 2記憶部 3003から出力された、パターン # 1の信号 3002、パターン # 2の 信号 3004、及びフレーム構成信号 113を入力とし、パイロットシンボル 305の変調信 号 2920を出力する。

[0165] このとき、図 28から明らかなように、信号の基本的なパターンは 2種類しか存在しな い。パイロットシンボルマッピング部 2919は、シフトレジスタを用いて、符号をシフトす ることで、基本的な 2種類のパターンから、 6種類の系列 # 1〜# 6を生成するように なっている。したがって、図 31のように記憶部を 2つのみで構成することができる。

[0166] 以上、図 29、図 30、図 31からわ力るように、図 28のようにパイロットキャリアを構成 することにより、送信装置の構成を簡略ィ匕することができることになる。

[0167] 次に、受信装置について説明する。図 15は、受信装置の構成の一例である。以降 では、図 15の周波数オフセット '位相雑音推定部 213の構成について、図 32、図 33 を用いて詳しく説明する。

[0168] 図 32は、本実施の形態による、図 15の周波数オフセット '位相雑音推定部 213の 構成の一例である。図 32の周波数オフセット '位相雑音推定部 213は、パイロットキ ャリア抽出部 3101と、系列記憶部 3108— 1〜3108— 6と、系列選択部 3110と、キ ャリア 3の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 3と、キャリア 5の周波数オフ セット ·位相雑音推定部 3123— # 5と、キャリア 8の周波数オフセット ·位相雑音推定 部 3123— # 8と、キャリア 10の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 10とを 有する。

[0169] パイロットサブキャリア抽出部 3101は、フーリエ変換後の信号 206X(または、 206 Y、 206Ζ)を入力とし、パイロットシンボル 305であるサブキャリアを抽出する。具体的 には、キャリア 3、 5、 8、 10の信号を抽出する。したがって、パイロットサブキャリア抽 出部 3101は、キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3、キャリア 5のベースバンド 信号 3102— # 5、キャリア 8のベースバンド信号 3102— # 8、キャリア 10のベースバ ンド信号 3102— # 10を出力する。

[0170] 系列 # 1記憶部 3108— 1は、図 28の系列 # 1を記憶しており、タイミング信号 212 にしたがって、系列 # 1の信号 3109— 1を出力する。系列 # 2記憶部 3108— 2は、 図 28の系列 # 2を記憶しており、タイミング信号 212にしたがって、系列 # 2の信号 3 109— 2を出力する。系列 # 3記憶部 3108— 3は、図 28の系列 # 3を記憶しており、 タイミング信号 212にしたがって、系列 # 3の信号 3109— 3を出力する。系列 # 4記 憶部 3108— 4は、図 28の系列 # 4を記憶しており、タイミング信号 212にしたがって 、系列 # 4の信号 3109— 4を出力する。系列 # 5記憶部 3108— 5は、図 28の系列 # 5を記憶しており、タイミング信号 212にしたがって、系列 # 5の信号 3109— 5を出 力する。系列 # 6記憶部 3108— 6は、図 28の系列 # 6を記憶しており、タイミング信 号 212にしたがって、系列 # 6の信号 3109— 6を出力する。

[0171] 系列選択部 3110は、系列 # 1の信号 3109— 1、系列 # 2の信号 3109— 2、系列

# 3の信号 3109— 3、系列 # 4の信号 3109—4、系列 # 5の信号 3109—5、系列 # 6の信号 3109— 6及びタイミング信号 212を入力とし、系列 # 5を信号 3111に、 系列 # 1を信号 3112に、系列 # 4を信号 3113に、系列 # 3を信号 3114に、系列 # 6を信号 3115に、系列 # 5を信号 3116に、系列 # 2を信号 3117に、系列 # 1を信 号 3118に、系列 # 3を信号 3119に、系列 # 4を信号 3120に、系列 # 6を信号 312 1に、系列 # 2を信号 3122に、それぞれ割り当てて出力する。

[0172] キャリア 3の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 3は、符号乗算部 3103 A、 3103B、 3103Cと、位ネ目変動推定咅 3105A、 3105B、 3105Cとを有し、キヤリ ァ 3の各チャネルの周波数オフセット '位相雑音を推定する。

[0173] 符号乗算部 3103Aは、キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3、系列 # 5の信 号 3111を入力とし、キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3と系列 # 5の信号 311 1を乗算することで、キャリア 3のチャネル Aのベースバンド信号 3104A—# 3を生成 し、これを出力する。その理由は以下のとおりである。

[0174] キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3は、チャネル Aのベースバンド信号とチヤ ネル Bのベースバンド信号とチャネル Cのベースバンド信号が多重されている信号で ある。この多重信号に対して、系列 # 5の信号 3111を乗算すると、相互相関がゼロ のチャネル Bのベースバンド信号、チャネル Cのベースバンド信号の成分が除去され ることになり、チャネル Aのベースバンド信号成分のみ抽出することができるからであ る。

[0175] 位相変動推定部 3105Aは、キャリア 3のチャネル Aのベースバンド信号 3104A—

# 3を入力とし、この信号に基づいて位相変動を推定し、チャネル Aの位相変動推定 信号 3106A— # 3を出力する。

[0176] 同様に、符号乗算部 3103Bは、キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3、系列

# 1の信号 3112を入力とし、キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3と系列 # 1の 信号 3112を乗算することで、キャリア 3のチャネル Bのベースバンド信号 3104B— # 3を生成し、これを出力する。また、符号乗算部 3103Cは、キャリア 3のベースバンド 信号 3102— # 3、系列 # 4の信号 3113を入力とし、キャリア 3のベースバンド信号 3 102— # 3と系列 # 4の信号 3113を乗算することで、キャリア 3のチャネル Cのベース バンド信号 3104C— # 3を生成し、これを出力する。

[0177] 位相変動推定部 3105B、 3105Cは、キャリア 3のチャネル Bのベースバンド信号 3 104B # 3、キャリア 3のチャネル Cのベースバンド信号 3104C # 3をそれぞれ入 力とし、これらの信号に基づいて位相変動を推定し、チャネル Bの位相変動推定信 号 3106B_# 3、チャネル Cの位相変動推定信号 3106C_# 3をそれぞれ出力す る。

[0178] キャリア 5の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 5は、処理対象とする信 号が異なるだけで、前述のキャリア 3の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 3と同様に動作し、キャリア 5に関するチャネル Aの位相変動推定信号 3106A—# 5 、チャネル Bの位相変動推定信号 3106B— # 5、チャネル Cの位相変動推定信号 3 106C— # 5を出力する。キャリア 8の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 8 も、処理対象とする信号が異なるだけで、前述のキャリア 3の周波数オフセット '位相 雑音推定部 3123— # 3と同様に動作し、キャリア 8に関するチャネル Aの位相変動 推定信号 3106A— # 8、チャネル Bの位相変動推定信号 3106B— # 8、チャネル C の位相変動推定信号 3106C— # 8を出力する。さらに、キャリア 10の周波数オフセ ット '位相雑音推定部 3123— # 10も、処理対象とする信号が異なるだけで、前述の キャリア 3の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 3と同様に動作し、キャリア 10に関するチャネル Aの位相変動推定信号 3106A—# 10、チャネル Bの位相変動 推定信号 3106B— # 10、チャネル Cの位相変動推定信号 3106C— # 10を出力す る。

[0179] 以上のように、同一キャリアキャリアのチャネル Aとチャネル Bとチャネル Cの信号を 直交させることで、パイロットシンボル 305がチャネル Aとチャネル Bとチャネル Cで多 重されていても、高精度な周波数オフセット '位相雑音の推定を行うことが可能となる 。もう一つの重要な利点として、チャネル推定値 (伝送路変動推定値)を必要としない ため、周波数オフセット '位相雑音を補償する部分の構成を簡略ィ匕できるという点が ある。もし、チャネル Aとチャネル Bとチャネル Cのパイロットシンボル 305の信号点配 置が直交していない場合、 MIMO分離の信号処理、例えば、 ZF、 MMSE、 MLDを 行い、その後、周波数オフセット '位相雑音を推定する構成となる。これに対して、本 発明によれば、図 15のように、信号を分離する (信号処理部 223)前段で周波数オフ セット'位相雑音を補償することができる。カロえて、信号処理部 223で、チャネル Aの 信号とチャネル Bとチャネル Cの信号に分離した後でも、パイロットシンボル 305を用 いて周波数オフセット '位相雑音を除去できるため、さらなる高精度な周波数オフセッ ト '位相雑音の補償を行うことができる。

[0180] ところで、同一キャリアのチャネル Aとチャネル Bとチャネル Cの信号点配置が直交 していない場合、図 15の周波数オフセット '位相雑音推定部 213における周波数ォ フセット'位相雑音の推定精度が低下する（お互いがお互いに対し、干渉成分となる） ため、図 15の周波数オフセット '位相雑音補償部 215を付加することが困難となり、 高精度な周波数オフセット '位相雑音補償ができなくなることになつてしまう。

[0181] また、図 32の構成と異なる構成として、図 33の構成が考えられる。図 33が図 32と 異なる点は、系列記憶部 3108— 1〜3108— 6を符号記憶部 3201— 1、 3201—2 に置き換えたところである。符号 # 1記憶部 3201— 1は、 "1、 1、—1、— 1"を、符号 # 2記憶部 3201_2は、 1、—1、 1、—1"を記憶している。符号選択部 3203は、符 号記憶部 3201— 1、 3201— 2から入力した基本的な 2種類の符号を、シフトレジスタ を用いてシフトさせることで、 6種類の系列 # 1〜# 6を生成するようになっている。こ れにより、記憶部を 2つのみで構成することができるようになるので、この分だけ図 32 の構成と比較して構成を簡単ィ匕できる。なお、このようなことができるのは、複数チヤ ネル及び又は複数キャリアに、同一系列のパイロットシンボル 305を割り当てるように した力 である。

[0182] 以上のように、複数チャネル及び又は複数キャリアで同一系列のパイロットシンボル 305を使用するようにしたことにより、複数チャネル間及び又は複数キャリア間で、図 32の系列記憶部 3108— 1〜3108— 6の共通化、または、図 33の符号記憶部 320 1—1、 3201— 2の共通化が図れるため、受信装置の簡略化へとつながることになる

[0183] なお、以上では、図 27のように、特定のサブキャリアに周波数オフセットまたは位相 雑音等による歪みを推定するためのノ ィロットシンボル (パイロットキャリア） 305を配 置した場合について説明した力 以降では、図 27とは異なるパイロットシンボル 305 のフレーム構成につ ヽて述べる。

[0184] 図 34、図 35、図 36に、図 27とは異なる送信信号のフレーム構成例を示す。

[0185] 図 34では、パイロットシンボル 305を特定のキャリアの特定の時間に配置している。 なお、図 34 (a)はチャネル Aのフレーム構成、図 34 (b)はチャネル Bのフレーム構成 、図 34 (c)はチャネル Cのフレーム構成を示している。図 34の例では、チャネル A、 チャネル B、チャネル Cでパイロットシンボル 305が多重されているところでは、同一キ ャリアのチャネル間で互いに直交関係にあるパイロットシンボル系列を用いつつ、力 つ同一系列のパイロットシンボル系列を繰り返して用いるようになつている。なお、チ ャネル Aでは、異なるサブキャリアには、異なる系列のパイロットシンボル 305が用い られている。つまり、図 34の例においては、時間 6から時間 9では、図 28の時間 11か ら時間 14のパイロットと同様のマッピングが行われ、次に、図 34の時間 12から時間 1 5においても、図 28の時間 11から時間 14と同様の規則でマッピングが行われる。こ れにより、図 34のフレーム構成を上述したのと同等の条件で使用すると、上述と同様 の効果を得ることができる。

[0186] 図 35では、パイロットシンボル 305を、特定の時間において、連続した複数サブキ ャリアに配置している。このとき、例えば、チャネル A、時間 6、キャリア 2からキャリア 5 のパイロットシンボル系列と、チャネル B、時間 6、キャリア 2からキャリア 5のパイロット シンボル系列と、チャネル C、時間 6、キャリア 2から 5のパイロットシンボル系列は、互 いに直交している。同様に、チャネル A、時間 6、キャリア 8からキャリア 11のパイロット 信号（パイロットシンボル） 305と、チャネル B、時間 6、キャリア 8からキャリア 11のパイ ロット信号と、チャネル C、時間 6、キャリア 8からキャリア 11のパイロット信号 305は、 直交している。

[0187] また、チャネル A、時間 12、キャリア 2からキャリア 5のパイロット信号と、チャネル B、 時間 12、キャリア 2からキャリア 5のパイロット信号と、チャネル C、時間 12、キャリア 2 力もキャリア 5のパイロット信号は、直交している。同様に、チャネル A、時間 12、キヤリ ァ 8からキャリア 11のパイロット信号と、チャネル B、時間 12、キャリア 8からキャリア 11 のパイロット信号と、チャネル C、時間 12、キャリア 8からキャリア 11のパイロット信号は 、直交している。

[0188] また、例えば、チャネル A、時間 6、キャリア 2からキャリア 5のパイロット信号と、チヤ ネル C、時間 6、キャリア 8からキャリア 11で同一系列を用い、他も同様に、上記のよう に同一系列を用いるようすると、回路規模を削減することができ、図 27の場合と同様 の効果を得ることができる。ただし、ここでは連続した複数サブキャリアを例に説明し た力 これに限ったものではなぐ直交性が崩れない程度に、パイロットシンボル 305 を離散的にサブキャリアに割り当てても同様の効果を得ることができる。また、図 36の ように、時間軸と周波数軸の両方に亘つて割り当てても、同様の効果を得ることがで きる。いずれにしても、直交性が崩れないように、周波数軸または時間軸方向に、パ ィロットシンボル 305を割り当てるようにすれば、上述したのと同様な効果を得ることが できる。

[0189] 本実施の形態では、 4シンボル単位で直交して!/、るパイロットシンボル 305を例に 説明したが、 4シンボル単位に限ったものではない。ただし、時間方向及び又は周波 数方向におけるフェージングの変動による直交性への影響を考慮した場合、 2〜8シ ンボル程度で直交パターンを形成すると、周波数オフセット '位相雑音の推定精度を 確保することができると考えられる。直交パターンの周期が長すぎると、直交性が確 保できなくなる可能性が高くなり、周波数オフセット '位相雑音の推定精度劣化するこ とになる。

[0190] 本実施の形態のパイロットシンボル 305の構成方法の重要な点は、以下の通りであ る。

•同一キャリアにおけるチャネル A、チャネル B、チャネル Cのパイロット信号は直 交している。

'パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる系列を用いたチャネルが存 在する。

•同一系列を使用した 2つ以上のチャネルが存在する（例えば、ある 1つの系列が アンテナ Aでもアンテナ Bでも使用されている、つまり、ある 1つの系列が異なる複数 のアンテナで共用されて!、る）。

[0191] これにより、 3本の送信アンテナを用いて MIMO— OFDM送信を行う場合に、周波 数オフセット '位相雑音の推定精度劣化させることなぐ送信ピーク電力の増大を抑 制できかつ簡易な構成の送信装置を実現できるようになる。なお、上記 3つの条件全 てを満たすようにパイロット信号を選定してパイロットキャリアを形成することは最良の 条件であるが、例えば、前記効果のうちの一部の効果のみ得たい場合は、例えば上 記 3つの条件のうち 2つの条件のみを満たすようにパイロット信号を選定してパイロット キャリアを形成するようにしてもょ 、。

[0192] 本実施の形態では、 OFDM方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではな ぐシングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用い たときでも同様に実施することができる。また、実施の形態では、送受信それぞれ 3本 のアンテナを有するときを例に説明した力 これに限ったものではない。そして、その 他のアンテナ数のとき、他の送信方法のときの実施の形態については以降で詳しく 説明する。加えて、パイロットシンボル、リファレンスシンボル、ガードシンボル、プリア ンブルとここでは名付けて説明した力 他の呼び方をしても本実施の形態には何ら影 響を与えるものではない。これは他の実施の形態でも同様である。また、実施の形態 で、チャネル A、チャネル B、チャネル Cという語句を用いて説明した力 これは説明 を容易にするために用いたのであり、他の呼び方をしても実施の形態には何ら影響 を与えるものではない。

[0193] (実施の形態 6)

実施の形態 1では、パイロットシンボルの構成を説明するにあたって、パターンとい う語句を用いて説明したが、本実施の形態では、実施の形態 5のように、系列という語 句を用いて、実施の形態 1の説明を行う。つまり、本実施の形態は、基本思想及び基 本構成においては、実施の形態 1と同様のものである。

[0194] 図 2に、本実施の形態に係る MIMO— OFDM送信装置 100の構成を示す。ただ し、図 2は、一例として、送信アンテナ数 m= 2の場合を示している。

[0195] フレーム構成信号生成部 112は、変調方式等の制御情報 111を入力とし、フレー ム構成の情報を含むフレーム構成信号 113を生成し、これを出力する。

[0196] マッピング部 102Aは、チャネル Aの送信ディジタル信号 101A、フレーム構成信号 113を入力とし、フレーム構成に基づいたベースバンド信号 103Aを生成し、これを 出力する。

[0197] シリアルパラレル変換部 104Aは、ベースバンド信号 103A、フレーム構成信号 11 3を入力とし、フレーム構成信号 113に基づき、シリアルパラレル変換を施し、ノ ラレ ル信号 105Aを出力する。 [0198] 逆フーリエ変換部 106Aは、パラレル信号 105Aを入力とし、逆フーリエ変換を施し

、逆フーリエ変換後の信号 107Aを出力する。

[0199] 無線部 108Aは、逆フーリエ変換後の信号 107Aを入力とし、周波数変換等の処理 を施し、送信信号 109Aを出力する。送信信号 109Aは、アンテナ 110Aから電波と して出力される。

[0200] MIMO— OFDM送信装置 100は、チャネル Bについてもチャネル Aと同様の処理 を施すことによりチャネル Bの送信信号 109Bを生成する。なお、参照符号の最後に「 BJを付して示した要素がチャネル Bに関する部分であり、対象とする信号がチャネル Aではなくチャネル Bであるだけであって、基本的には、上述した参照符号の最後に 「A」を付して示したチャネル Aに関する部分と同様の処理を行う。

[0201] 図 3Aは、本実施の形態における受信装置の構成の一例を示している。ただし、図 3Aは、一例として、受信アンテナ数 n= 2の場合を示している。

[0202] 受信装置 200において、無線部 203Xは、受信アンテナ 201Xで受信した受信信 号 202Xを入力とし、周波数変換等の処理を施し、ベースバンド信号 204Xを出力す る。

[0203] フーリエ変換部 205Xは、ベースバンド信号 204Xを入力とし、フーリエ変換を施し、 フーリエ変換後の信号 206Xを出力する。

[0204] 受信アンテナ 201Y側でも同様の動作が施され、同期部 211はベースバンド信号 2 04X、 204Yを入力とし、例えば、リファレンスシンボルを検出することで、送信機との 時間同期を確立し、タイミング信号 212を出力する。リファレンスシンボルの構成等に ついては、図 4等を用いて以降で詳しく説明する。

[0205] 周波数オフセット '位相雑音推定部 213は、フーリエ変換後の信号 206X、 206Yを 入力とし、パイロットシンボルを抽出し、パイロットシンボルから、周波数オフセット '位 相雑音を推定し、位相歪み推定信号 214 (周波数オフセットを含んだ位相歪み)を出 力する。パイロットシンボルの構成等については、図 4等を用いて以降で詳しく説明 する。

[0206] チャネル Aの伝送路変動推定部 207Aは、フーリエ変換後の信号 206Xを入力とし 、チャネル Aのリファレンスシンボルを抽出し、例えばリファレンスシンボルに基づいて チャネル Aの伝送路変動を推定し、チャネル Aの伝送路推定信号 208Aを出力する

[0207] チャネル Bの伝送路変動推定部 207Bは、フーリエ変換後の信号 206Xを入力とし 、チャネル Bのリファレンスシンボルを抽出し、例えばリファレンスシンボルに基づいて チャネル Bの伝送路変動を推定し、チャネル Bの伝送路推定信号 208Bを出力する。

[0208] チャネル Aの伝送路変動推定部 209A、チャネル Bの伝送路変動推定部 209Bは、 対象とする信号がアンテナ 201Xで受信された信号ではなくアンテナ 201Yで受信さ れた信号であるだけであって、基本的には、上述したチャネル Aの伝送路変動推定 部 207A、チャネル Bの伝送路変動推定部 207Bと同様の処理を行う。

[0209] 周波数オフセット '位相雑音補償部 215は、チャネル Aの伝送路推定信号 208A、 21 OA,チャネル Bの伝送路推定信号 208B、 210B、フーリエ変換後の信号 206X、 206Y、位相歪み推定信号 214を入力とし、各信号の位相歪みを除去し、位相補償 後のチャネル Αの伝送路推定信号 220Α、 222Α、位相補償後のチャネル Βの伝送 路推定信号 220Β、 222Β、位相補償後のフーリエ変換後の信号 221X、 221Yを出 力する。

[0210] 信号処理部 223は、例えば逆行列演算を行い、チャネル Αのベースバンド信号 22 4A、チャネル Bのベースバンド信号 224Bを出力する。具体的には、図 3Bに示すよう に、例えば、あるサブキャリアにおいて、アンテナ AN1からの送信信号を Txa (t)、ァ ンテナ AN2からの送信信号を Txb (t)、アンテナ AN3の受信信号を Rl (t)、アンテ ナ AN4の受信信号を R2 (t)とし、伝送路変動をそれぞれ hi 1 (t)、 hl2 (t)、 h21 (t) 、 h22 (t)とすると、式（1)の関係式が成立する。

[0211] ただし、 tは時間、 nl (t)、 n2 (t)は雑音とする。信号処理部 223は、式（1)を用いて 、例えば逆行列の演算を行うことにより、チャネル Aの信号、チャネル Bの信号を得る ようになつている。信号処理部 223は、この演算をすベてのサブキャリアに対し実行 する。因みに、 hi 1 (t)、 hl2 (t)、 h21 (t)、 h22 (t)の推定は、伝送路変動推定部 2 07A、 209A、 207B、 209Bで行われる。

[0212] 周波数オフセット推定.補償部 225Aは、チャネル Aのベースバンド信号 224Aを入 力とし、パイロットシンボルを抽出し、パイロットシンボルに基づいてベースバンド信号 224Aの周波数オフセットを推定及び補償し、周波数オフセット補償後のベースバン ド信号 226Aを出力する。

[0213] チャネル A復調部 227Aは、周波数オフセット補償後のベースバンド信号 226Aを 入力とし、データシンボルを復調し、受信データ 228Aを出力する。

[0214] MIMO— OFDM受信装置 200は、チャネル Bのベースバンド信号 224Bについて も同様の処理を施し、受信データ 228Bを得る。

[0215] 図 4は、本実施の形態における時間一周波数のチャネル A (図 4 (a) )及びチャネル B (図 4 (b) )のフレーム構成を示している。図 4 (a)及び図 4 (b)における、同一時間、 同一キャリアの信号は空間で多重されることになる。

[0216] 時間 1から時間 8では、式（1)の hl l (t)、 hl2 (t)、 h21 (t)、 h22 (t)に相当する伝 送路変動を推定するためのシンボル、例えば、プリアンブルと呼ばれるシンボルが送 信される。このプリアンブルは、ガードシンボル 301とリファレンスシンボル 302とで構 成されている。ガードシンボル 301は同相 I一直交 Q平面において（0, 0)とする。リフ アレンスシンボル 302は、例えば、同相 I一直交 Q平面において（0, 0)以外の既知の 座標のシンボルである。そして、チャネル Aとチャネル Bでは、お互いに干渉が発生し ないような構成となっている。つまり、例えば、キャリア 1、時間 1のように、チャネル A にガードシンボル 301が配置されている場合、チャネル Bにリファレンスシンボル 302 を配置し、キャリア 2、時間 1のように、チャネル Aにリファレンスシンボル 302が配置さ れている場合、チャネル Bにガードシンボル 301を配置するというように、チャネル Aと チャネル Bとでは異なるシンボルを配置する。このように配置することで、例えば、時 間 1のチャネル Aについて着目した場合、キャリア 2及びキャリア 4のリファレンスシン ボル 302により、キャリア 3の伝送路変動を推定することができる。キャリア 2及びキヤリ ァ 4はリファレンスシンボル 302なので、伝送路変動を推定することができる。したがつ て、時間 1において、チャネル Aのすベてのキャリアの伝送路変動を精度よく推定す ることができる。同様に、チャネル Bについてもすべてのキャリアの伝送路変動を精度 よく推定することができる。時間 2から時間 8についても同様に、チャネル A、チャネル Bのすベてのキャリアの伝送路変動を推定することができる。よって、図 4のフレーム 構成は、時間 1から時間 8のすベての時間において、すべてのキャリアの伝送路変動 を推定できるため、非常に精度のよい、伝送路変動の推定を実現できるプリアンブル の構成であると言うことができる。

[0217] 図 4にお!/、て、情報シンボル（データシンボル） 303は、データを伝送するシンボル である。ここでは、変調方式は、 BPSK、 QPSK, 16QAM、 64QAMとする。このと きの同相 I一直交 Q平面における信号点配置等については図 5を用いて詳しく説明 する。

[0218] 制御用シンボル 304は、変調方式、誤り訂正符号方式、符号化率等の制御情報を 伝送するためのシンボルである。

[0219] ノ ィロットシンボル 305は、周波数オフセット、位相雑音による位相変動を推定する ためのシンボルである。パイロットシンボル 305としては、例えば、同相 I一直交 Q平面 において既知の座標であるシンボルを用いる。パイロットシンボル 305は、チャネル A 、チャネル B共に、キャリア 4、キャリア 9に配置されている。これにより、特に、無線 LA Nでは、 IEEE802.11a, IEEE802.11gと空間多重の MIMOシステムとで、同一周波数 、同一周波数帯域のシステムを構築する場合、フレーム構成を共有できるため、受信 装置の簡素化を図ることができるようになる。

[0220] 図 5は、図 4の情報シンボル 303の変調方式である BPSK、 QPSK, 16QAM、 64 QAMの同相 I一直交 Q平面における信号点配置、及びそれらの正規化係数を示し ている。

[0221] 図 5Aは同相 I一直交 Q平面における BPSKの信号点配置であり、その座標は図 5 Aのとおりである。図 5Bは同相 I一直交 Q平面における QPSKの信号点配置であり、 その座標は図 5Bのとおりである。図 5Cは同相 I一直交 Q平面における 16QAMの信 号点配置であり、その座標は図 5Cのとおりである。図 5Dは同相 I一直交 Q平面にお ける 64QAMの信号点配置であり、その座標は図 5Dのとおりである。図 5Eは、図 5A 力 図 5Dの信号点配置に対し、変調方式間で平均送信電力を一定に保つように補 正するための、変調方式と乗算係数 (すなわち正規化係数)の関係を示している。例 えば、図 5Bの QPSKの変調方式で送信する場合、図 5Bの座標に対し、図 5Eからわ かるように、 lZsqrt (2)の値を乗算する必要がある。ここで、 sqrt (x)： square root of xである。 [0222] 図 6は、本実施の形態における図 4のパイロットシンボル 305の同相 I一直交 Q平面 における配置を示している。図 6 (a)は、図 4 (a)で示したチャネル Aのキャリア 4の時 間 11から時間 18のパイロットシンボル 305の信号点配置の一例を示している。図 6 ( b)は、図 4 (b)で示したチャネル Bのキャリア 4の時間 11から時間 18のパイロットシン ボル 305の信号点配置の一例を示している。図 6 (c)は、図 4 (a)で示したチャネル A のキャリア 9の時間 11から時間 18のパイロットシンボル 305の信号点配置の一例を 示している。図 6 (d)は、図 4 (b)で示したチャネル Bのキャリア 9の時間 11から時間 1 8のパイロットシンボル 305の信号点配置の一例を示している。ここでは、これらの配 置は、 BPSK変調を用いているが、限ったものではない。

[0223] 図 6におけるパイロットシンボル 305の信号点配置の特徴は、同一キャリアキャリア のチャネル Aとチャネル Bの信号点配置が直交して 、る（相互相関がゼロである）こと である。

[0224] 例えば、チャネル A、キャリア 4の時間 11から時間 14の信号点配置とチャネル B、キ ャリア 4の時間 11から時間 14の信号点配置が直交している。また、時間 15から時間 18についても同様である。そして、チャネル A、キャリア 9の時間 11から時間 14の信 号点配置とチャネル B、キャリア 9の時間 11から時間 14の信号点配置も直交している 。また、時間 15から時間 18についても同様である。このとき、信号の直交のために、 Walsh-Hadamard変換、直交符号等を利用すると好適である。なお、図 6では、 BPS Kの場合について示している力 直交しているのであれば、 QPSK変調でもよし、変 調方式の規則に従わなくてもよい。

[0225] また、本実施の形態の場合、受信機の簡略ィ匕のために、チャネル Aのキャリア 4とチ ャネル Bのキャリア 9、チャネル Aのキャリア 9とチャネル Bのキャリア 4で同一の信号点 配置（同一パターン)とする。ただし、同一パターンとは、全く同じ信号点配置にすると いうことではない。例えば、同相 I一直交 Q平面において、位相関係のみ異なってい る場合にっ 、ても同一パターンとみなすことができる。

[0226] ここで、実施の形態 5で定義したように、 "同一系列とは、全く同じ信号点配置のこと "とすると、受信機の簡略化のために、チャネル Aのキャリア 4とチャネル Bのキャリア 9 、チャネル Aのキャリア 9とチャネル Bのキャリア 4で同一の信号点配置、つまり、同一 系列とすればよい。

[0227] また、チャネル A (または、チャネル B)、キャリア 4、 9において、パイロットシンボル 3 05の信号点配置を異なるように、つまり、異なる系列としている力 これは、同一にす ると、送信ピーク電力の増大につながる可能性があるためである。

[0228] ここで、直交していることの利点について、図 3A、図 37を用いて詳しく説明する。

[0229] 図 37は、図 3Aの周波数オフセット '位相雑音推定部 213の構成の一例である。パ ィロットキャリア抽出部 602は、フーリエ変換後の信号 206X(または 206Y)を入力と し、パイロットシンボル 305であるサブキャリアを抽出する。具体的には、キャリア 4と 9 の信号を抽出する。したがって、パイロットキャリア抽出部 602は、キャリア 4のベース バンド信号 603とキャリア 9のベースバンド信号 604を出力する。

[0230] 系列 # 1記憶部 3601は、例えば、図 6の" 1、—1、 1、— 1"の系列 # 1を記憶して おり、タイミング信号 212にしたがって、系列 # 1の信号 3602を出力する。

[0231] 系列 # 2記憶部 3603は、例えば、図 6の" 1、 1、 一 1、 一 1"の系列 # 2を記憶して おり、タイミング信号 212にしたがって、系列 # 2の信号 3604を出力する。

[0232] 選択部 609は、タイミング信号 212、系列 # 1の信号 3602、系列 # 2の信号 3604 を入力とし、選択信号 610として系列 # 2の信号を出力し、選択信号 611として系列 # 1の信号を出力する。

[0233] 符号乗算部 612Aは、キャリア 4のベースバンド信号 603、選択信号 611を入力とし 、キャリア 4のベースバンド信号 603と選択信号 611を乗算し、キャリア 4のチャネル A のベースバンド信号 613Aを生成し、これを出力する。その理由は以下のとおりであ る。

[0234] キャリア 4のベースバンド信号 603は、チャネル Aのベースバンド信号とチャネル B のベースバンド信号が多重されている信号である。これに対し、選択信号 611つまり 系列 # 1の信号を乗算すると、相互相関がゼロのチャネル Bのベースバンド信号の成 分が除去されることになり、チャネル Aのベースバンド信号の成分のみ抽出することが できる力 である。

[0235] 同様に、符号乗算部 614Aは、キャリア 9のベースバンド信号 604、選択信号 610を 入力とし、キャリア 9のベースバンド信号 604と選択信号 610を乗算し、キャリア 9のチ ャネル Aのベースバンド信号 615Aを生成し、これを出力する。

[0236] 符号乗算部 612Bは、キャリア 4のベースバンド信号 603、選択信号 610を入力とし 、キャリア 4のベースバンド信号 603と選択信号 610を乗算し、キャリア 4のチャネル B のベースバンド信号 613Bを生成し、これを出力する。

[0237] 符号乗算部 614Bは、キャリア 9のベースバンド信号 604、選択信号 611を入力とし 、キャリア 9のベースバンド信号 604と選択信号 611を乗算し、キャリア 9のチャネル B のベースバンド信号 615Bを生成し、これを出力する。

[0238] 以上のように、同一キャリアのチャネル Aとチャネル Bの信号点配置を直交させるこ とで、パイロットシンボル 305がチャネル Aとチャネル Bで多重されていても、高精度な 周波数オフセット '位相雑音の推定を行うことが可能となる。もう一つの重要な利点と して、チャネル推定値 (伝送路変動推定値)を必要としないため、周波数オフセット' 位相雑音を補償する部分の構成を簡略ィ匕できるという点がある。もし、チャネル Aとチ ャネル Bのパイロットシンボル 305の信号点配置が直交して!/、な!/、場合、 MIMO分 離の信号処理（例えば、 ZF、 MMSE、 MLD)を行い、その後、周波数オフセット '位 相雑音を推定する構成となる。これに対して、本実施の形態の構成によれば、図 3A のように、信号を分離する (信号処理部 223)前段で周波数オフセット '位相雑音を補 償することができる。カロえて、信号処理部 223で、チャネル Aの信号とチャネル Bの信 号に分離した後でも、パイロットシンボル 305を用いて周波数オフセット '位相雑音を 除去できるため、さらなる高精度な周波数オフセット '位相雑音の補償を行うことがで きる。

[0239] ところで、同一キャリアのチャネル Aとチャネル Bの信号点配置が直交していない場 合、図 3Aの周波数オフセット '位相雑音推定部 213における周波数オフセット '位相 雑音の推定精度が低下する（お互いがお互いに対し、干渉成分となる)ため、図 3A の周波数オフセット '位相雑音補償部 215を付加することが困難となり、高精度な周 波数オフセット '位相雑音補償ができなくなることになつてしまう。

[0240] また、本実施の形態によれば、チャネル Aのキャリア 4とチャネル Bのキャリア 9、チヤ ネル Aのキャリア 9とチャネル Bのキャリア 4を同一の信号点配置（同一系列）としたこと により、図 37の系列記憶部 3601、 3603の共通化を図ることができ、受信装置の簡 略ィ匕へとつながる。

[0241] ただし、同一キャリアのチャネル Aとチャネル Bの信号点配置を直交させることは、 本実施の形態において必須となる力 同一系列とすることは、必ず必要であるという ものではない。

[0242] 本実施の形態では、時間 11から時間 14のように、 4シンボル単位で直交して 、る パイロットシンボル 305を例に説明した力 4シンボル単位に限ったものではな!/、。た だし、時間方向におけるフェージングの変動による直交性への影響を考慮した場合 、 2〜8シンボル程度で直交パターンを形成すると、周波数オフセット '位相雑音の推 定精度を確保することができると考えられる。直交パターンの周期が長すぎると、直交 性が確保できなくなる可能性が高くなり、周波数オフセット '位相雑音の推定精度劣 ィ匕すること〖こなる。

[0243] 図 38は、本実施の形態の図 2の送信装置のマッピング部 102A(102B)の構成の 一例を示している。データ変調部 1103は、送信ディジタル信号 ΙΟΙΑ(ΙΟΙΒ)、フレ ーム構成信号 1102を入力とし、フレーム構成信号 1102に含まれる、変調方式の情 報、タイミングに基づいて、送信ディジタル信号 101 A (101B)に変調を施し、データ シンボル 303の変調信号 1104を出力する。

[0244] プリアンブルマッピング部 1105は、フレーム構成信号 1102を入力とし、フレーム構 成に基づ 、てプリアンブルの変調信号 1106を出力する。

[0245] 系列 # 1記憶部 3701は、系列 # 1の信号 3702を出力する。同様に、系列 # 2記 憶部 3703は、系列 # 2の信号 3704を出力する。

[0246] パイロットシンボルマッピング部 1111は、系列 # 1の信号 3702、系列 # 2の信号 3 704、フレーム構成信号 1102を入力とし、パイロットシンボル 305の変調信号 1112 を生成し、これを出力する。

[0247] 信号生成部 1113は、データシンボル 303の変調信号 1104、プリアンブルの変調 信号 1106、パイロットシンボル 305の変調信号 1112を入力とし、フレーム構成に従 つたベースバンド信号 103A(103B)を生成し、これを出力する。

[0248] 上述の説明おいては、図 4、図 6のようなパイロットシンボル 305の構成を採用すれ ば、受信装置の簡略ィ匕が可能となることを説明したが、同様に図 4、図 6のようなパイ ロットシンボル構成を採用すれば、送信装置においても、図 38のように、系列記憶部 3701、 3703の共通化が図れるため、送信装置の簡略化にもつながる。

[0249] 以上、本実施の形態のプリアンブル、ノ ィロット信号の生成方法、及び、それを生 成する送信装置、並びに、本実施の形態の変調信号を受信する受信装置の、詳細 な構成と動作について説明した。本実施の形態によれば、周波数オフセット、伝送路 変動及び同期の推定精度を向上させることができるので信号の検出確率を向上させ ることができると共に、送信装置、受信装置の簡易化を図ることができる。

[0250] 本実施の形態のノ ィロットシンボル 305の構成方法の重要な点は、実施の形態 1と 同様に、以下の通りである。

•同一キャリアにおけるチャネル Aとチャネル Bのパイロット信号は直交している。 •同一チャネル内において、パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる 系列を用いる。

•同一系列を、各チャネル（チャネル Aとチャネル B)で使用する。

[0251] これにより、 2本の送信アンテナを用いて MIMO— OFDM送信を行う場合に、周波 数オフセット '位相雑音の推定精度劣化させることなぐ送信ピーク電力の増大を抑 制できかつ簡易な構成の送信装置を実現できるようになる。なお、上記 3つの条件全 てを満たすようにパイロット信号を選定してパイロットキャリアを形成することは最良の 条件であるが、例えば、前記効果のうちの一部の効果のみ得たい場合は、例えば上 記 3つの条件のうち 2つの条件のみを満たすようにパイロット信号を選定してパイロット キャリアを形成するようにしてもょ 、。

[0252] 本実施の形態では、 OFDM方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではな ぐシングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用い たときでも同様に実施することができる。また、実施の形態では、送受信それぞれ 2本 のアンテナを有するときを例に説明したが、これに限ったものではなぐ受信アンテナ 数が 3以上となっても、本実施の形態には影響を与えず、同様に実施することができ る。また、フレーム構成は、本実施の形態に限ったものではなぐ特に、周波数オフセ ット、位相雑音等の歪みを推定するためのパイロットシンボル 305は、特定のサブキヤ リアに配置し、複数アンテナ力も送信される構成であればよぐノ ィロットシンボル 30 5を送信するサブキャリアの数は、本実施の形態の 2本に限ったものではない。そして 、その他のアンテナ数のとき、他の送信方法のときの実施の形態については以降で 詳しく説明する。加えて、パイロットシンボル 305、リファレンスシンボル 302、ガードシ ンボル 301、プリアンブルとここでは名付けて説明した力 他の呼び方をしても本実 施の形態には何ら影響を与えるものではな 、。これは他の実施の形態でも同様であ る。また、実施の形態で、チャネル A、チャネル Bという語句を用いて説明した力 これ は説明を容易にするために用いたのであり、他の呼び方をしても実施の形態には何 ら影響を与えるものではな 、。

[0253] また、フレーム構成については、図 4のフレーム構成を例に説明した力 これに限つ たものではない。特に、パイロットシンボル 305については、特定のサブキャリアに配 置する例で説明した力 これに限ったものではなぐ実施の形態 5で説明した図 34、 図 35、図 36にょうに配置しても同様に実施することができる。ただし、ノ ィロット信号 の直交性が確保されるような配置とすることが重要である。

[0254] (実施の形態 7)

実施の形態 1、実施の形態 6では、送信信号数 2、アンテナ数 2の場合において、 パイロットシンボル 305を 2本のサブキャリアに配置する方法について説明した力 本 実施の形態では、ノ ィロットシンボル 305を 4本のサブキャリアに配置し、送信する方 法について詳しく説明する。

[0255] 図 39は、本実施の形態における送信信号のフレーム構成の一例を示しており、図 4と対応するものには同一符号を付している。図 39 (a)はチャネル Aのフレーム構成 、図 39 (b)はチャネル Bのフレーム構成を示している。図 39から明らかなように、パイ ロットシンボル（パイロットキャリア） 305は、リファレンスシンボル 302、制御シンボルを 送信する時間を除き、キャリア 3、キャリア 5、キャリア 8、キャリア 10に配置されている。

[0256] 図 40は、チャネル A、チャネル Bのパイロットシンボル 305の信号点配置とその特徴 を表している。このときの特徴は、実施の形態 1と同様に、同一キャリアのチャネル Aと チャネル Bの信号点配置が直交して 、る（相互相関がゼロである）ことである。

[0257] 例えば、チャネル A、キャリア 3の時間 11から時間 14の信号点配置（図 40 (a) )と、 チャネル B、キャリア 3の時間 11から時間 14の信号点配置（図 40 (b) )が直交して!/、 る。このような、直交性が、時間 15以降でも成立するように信号点配置を行う。このと き、信号の直交のために、 Walsh-Hadamard変換、直交符号等を利用すると好適であ る。なお、図 40では、 BPSKの場合について示している力 直交しているのであれば 、 QPSK変調でもよいし、変調方式の規則に従わなくてもよい。

[0258] また、送信装置、受信装置の簡略化のために、チャネル Aのキャリア 3 (図 40 (a) )と チャネル Bのキャリア 10 (図 40 (h) )、チャネル Bのキャリア 3 (図 40 (b) )とチャネル A のキャリア 5 (図 40 (c) )、チャネル Bのキャリア 5 (図 40 (d) )とチャネル Aのキャリア 8 ( 図 40 (e) )、チャネル Bのキャリア 8 (図 40 (f) )とチャネル Aのキャリア 10 (図 40 (g) )で 同一の信号点配置（同一系列)を用いる。ただし、同一系列とは、全く同じ信号点配 置のことを意味する。ここでは、各系列に対し、図 40のように、系列 # 1,系列 # 2、 系列 # 3、系列 # 4と名付ける。

[0259] また、チャネル A、チャネル Bの、キャリア 3、 5、 8、 10において、パイロットシンボル 305の信号点配置を異なるよう（異なる系列）にしている力 これは、同一にする（同 一系列を用いる）と、送信ピーク電力の増大につながる可能性があるためである。

[0260] ここで、送信装置及び受信装置の簡略化と、直交性の必要性とについて、図 41、 図 42、図 43を用いて詳しく説明する。

[0261] 図 41に、本実施の形態における MIMO— OFDM送信装置の構成例を示す。図 4 1において、図 2、図 29と同様に動作する部分については、同一符号を付した。図 41 の MIMO— OFDM送信装置 400が図 29と異なる点は、チャネル C用の送信部が存 在しないことであり、その他の点は、図 29と同様に動作する。

[0262] 図 42は、図 41のマッピング部 2802の詳細な構成の一例を示している。

[0263] データ変調部 2902は、送信データ 2801、フレーム構成信号 113を入力とし、フレ ーム構成信号 113にしたがって、データシンボル 303の変調信号 2903を生成し、こ れを出力する。

[0264] プリアンブルマッピング部 2904は、フレーム構成信号 113を入力とし、フレーム構 成信号 113にしたがって、プリアンブルの変調信号 2905を生成し、これを出力する。

[0265] 系列 # 1記憶部 2906は、図 40の系列 # 1の信号 2907を出力する。系列 # 2記憶 部 2908は、図 40の系列 # 2の信号 2909を出力する。系列 # 3記憶部 2910は、図 40の系列 # 3の信号 2911を出力する。系列 # 4記憶部 2912は、図 40の系列 # 4 の信号 2913を出力する。

[0266] パイロットシンボルマッピング部 2918は、系列 # 1の信号 2907、系列 # 2の信号 2 909、系列 # 3の信号 2911、系列 # 4の信号 2913、フレーム構成信号 113を入力と し、フレーム構成信号 113にしたがったパイロットシンボル 305の変調信号 2919を生 成し、これを出力する。

[0267] 信号生成部 2920は、データシンボル 303の変調信号 2903、プリアンブルの変調 信号 2905、パイロットシンボル 305の変調信号 2919を入力とし、チャネル Aの変調 信号 103A、チャネル Bの変調信号 103Bを出力する。

[0268] 図 42の構成では、系列記憶部が 4個で済む。これは、本発明にお 、ては、図 42の ように、ある系列を、 2ケ所以上のサブキャリアで使用している（図 42では、 2ケ所のサ ブキャリアで使用している）からである。これにより、送信装置の回路規模を削減する ことができる。一方、図 42とは異なり、すべて異なる系列を使用した場合には、系列 記憶部が 8個必要となり、回路規模が大きくなる。

[0269] 次に、受信装置について説明する。図 3は、受信装置の構成の一例である。以降で は、図 3の周波数オフセット '位相雑音推定部 213の構成について、図 43を用いて 詳しく説明する。

[0270] 図 43は、本実施の形態による、図 3Aの周波数オフセット '位相雑音推定部 213の 構成の一例である。図 43の周波数オフセット '位相雑音推定部 213は、パイロットキ ャリア抽出部 3101と、系列記憶部 3108— 1〜3108— 4と、系列選択部 3110と、キ ャリア 3の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 3と、キャリア 5の周波数オフ セット ·位相雑音推定部 3123— # 5と、キャリア 8の周波数オフセット ·位相雑音推定 部 3123— # 8と、キャリア 10の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 10とを 有する。

[0271] ノィロットサブキャリア抽出部 3101は、フーリエ変換後の信号 206X(または、 206 Y)を入力とし、パイロットシンボル 305であるサブキャリアを抽出する。具体的には、 キャリア 3、 5、 8、 10の信号を抽出する。したがって、パイロットサブキャリア抽出部 31 01は、キャリア 3のベースバンド信号 3102 # 3、キャリア 5のベースバンド信号 310 2— # 5、キャリア 8のベースバンド信号 3102— # 8、キャリア 10のベースバンド信号 3102_# 10を出力する。

[0272] 系列 # 1記憶部 3108— 1は、図 40の系列 # 1を記憶しており、タイミング信号 212 にしたがって、系列 # 1の信号 3109— 1を出力する。系列 # 2記憶部 3108— 2は、 図 40の系列 # 2を記憶しており、タイミング信号 212にしたがって、系列 # 2の信号 3 109— 2を出力する。系列 # 3記憶部 3108— 3は、図 40の系列 # 3を記憶しており、 タイミング信号 212にしたがって、系列 # 3の信号 3109— 3を出力する。系列 # 4記 憶部 3108— 4は、図 40の系列 # 4を記憶しており、タイミング信号 212にしたがって 、系列 # 4の信号 3109_4を出力する。

[0273] 系列選択部 3110は、系列 # 1の信号 3109— 1、系列 # 2の信号 3109—2、系列

# 3の信号 3109— 3、系列 # 4の信号 3109— 4及びタイミング信号 212を入力とし、 系列 # 1を信号 3111に、系列 # 2を信号 3112に、系列 # 2を信号 3114に、系列 # 3を信号 3115に、系列 # 3を信号 3117に、系列 # 4を信号 3118に、系列 # 4を信 号 3120に、系列 # 1を信号 3121に、それぞれ割り当てて出力する。

[0274] キャリア 3の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 3は、符号乗算部 3103 A、 3103Bと、位相変動推定部 3105A、 3105Bとを有し、キャリア 3の各チャネルの 周波数オフセット '位相雑音を推定する。

[0275] 符号乗算部 3103Aは、キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3、系列 # 1の信 号 3111を入力とし、キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3と系列 # 1の信号 311 1を乗算することで、キャリア 3のチャネル Aのベースバンド信号 3104A—# 3を生成 し、これを出力する。その理由は以下のとおりである。

[0276] キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3は、チャネル Aのベースバンド信号とチヤ ネル Bのベースバンド信号が多重されている信号である。この多重信号に対して、系 列 # 1の信号 3111を乗算すると、相互相関がゼロのチャネル Bのベースバンド信号 の成分が除去されることになり、チャネル Aのベースバンド信号成分のみ抽出するこ とができるカゝらである。

[0277] 位相変動推定部 3105Aは、キャリア 3のチャネル Aのベースバンド信号 3104A—

# 3を入力とし、この信号に基づいて位相変動を推定し、チャネル Aの位相変動推定 信号 3106A— # 3を出力する。

[0278] 同様に、符号乗算部 3103Bは、キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3、系列

# 2の信号 3112を入力とし、キャリア 3のベースバンド信号 3102— # 3と系列 # 2の 信号 3112を乗算することで、キャリア 3のチャネル Bのベースバンド信号 3104B— # 3を生成し、これを出力する。

[0279] 位相変動推定部 3105Bは、キャリア 3のチャネル Bのベースバンド信号 3104B—

# 3を入力とし、この信号に基づいて位相変動を推定し、チャネル Bの位相変動推定 信号 3106B— # 3を出力する。

[0280] キャリア 5の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 5は、処理対象とする信 号が異なるだけで、前述のキャリア 3の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 3と同様に動作し、キャリア 5に関するチャネル Aの位相変動推定信号 3106A—# 5 、チャネル Bの位相変動推定信号 3106B— # 5を出力する。キャリア 8の周波数オフ セット'位相雑音推定部 3123— # 8も、処理対象とする信号が異なるだけで、前述の キャリア 3の周波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 3と同様に動作し、キャリア 8に関するチャネル Aの位相変動推定信号 3106A— # 8、チャネル Bの位相変動推 定信号 3106B_# 8を出力する。さらに、キャリア 10の周波数オフセット '位相雑音 推定部 3123— # 10も、処理対象とする信号が異なるだけで、前述のキャリア 3の周 波数オフセット '位相雑音推定部 3123— # 3と同様に動作し、キャリア 10に関するチ ャネル Aの位相変動推定信号 3106A— # 10、チャネル Bの位相変動推定信号 310 6B_# 10を出力する。

[0281] 以上のように、同一キャリアキャリアのチャネル Aとチャネル Bの信号を直交させるこ とで、パイロットシンボル 305がチャネル Aとチャネル Bで多重されていても、高精度な 周波数オフセット '位相雑音の推定を行うことが可能となる。もう一つの重要な利点と して、チャネル推定値 (伝送路変動推定値)を必要としないため、周波数オフセット' 位相雑音を補償する部分の構成を簡略ィ匕できるという点がある。もし、チャネル Aとチ ャネル Bの信号点配置が直交していない場合、 MIMO分離の信号処理、例えば、 Z F、 MMSE、 MLDを行い、その後、周波数オフセット '位相雑音を推定する構成とな る。これに対して、本発明によれば、図 3のように、信号を分離する（信号処理部 223 )前段で周波数オフセット '位相雑音を補償することができる。カロえて、信号処理部 22 3で、チャネル Aの信号とチャネル Bの信号に分離した後でも、パイロットシンボル 30 5を用いて周波数オフセット '位相雑音を除去できるため、さらなる高精度な周波数ォ フセット'位相雑音の補償を行うことができる。

[0282] ところで、同一キャリアのチャネル Aとチャネル Bの信号点配置が直交していない場 合、図 3Aの周波数オフセット '位相雑音推定部 213における周波数オフセット '位相 雑音の推定精度が低下する（お互いがお互いに対し、干渉成分となる)ため、図 3の 周波数オフセット '位相雑音補償部 215を付加することが困難となり、高精度な周波 数オフセット '位相雑音補償ができなくなることになつてしまう。

[0283] 以上のように、複数チャネル及び又は複数キャリアで同一系列のパイロットシンボル 305を使用するようにしたことにより、複数チャネル間及び又は複数キャリア間で、図 43の系列記憶部 3108— 1〜3108— 4の共通化が図れるため、受信装置の簡略ィ匕 へとつながること〖こなる。

[0284] 本実施の形態では、 4シンボル単位で直交して!/、るパイロットシンボル 305を例に 説明したが、 4シンボル単位に限ったものではない。ただし、時間方向におけるフエ 一ジングの変動による直交性への影響を考慮した場合、 2〜8シンボル程度で直交 パターンを形成すると、周波数オフセット ·位相雑音の推定精度を確保することができ ると考えられる。直交パターンの周期が長すぎると、直交性が確保できなくなる可能 性が高くなり、周波数オフセット '位相雑音の推定精度劣化することになる。

[0285] 本実施の形態のノ ィロットシンボル 305の構成方法の重要な点は、実施の形態 1と 同様に、以下の通りである。

•同一キャリアにおけるチャネル Aとチャネル Bのパイロット信号は直交している。 •同一チャネル内において、パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる 系列を用いる。

•同一系列を、各チャネル（チャネル Aとチャネル B)で使用する。

[0286] これにより、 2本の送信アンテナを用いて MIMO— OFDM送信を行う場合に、周波 数オフセット '位相雑音の推定精度劣化させることなぐ送信ピーク電力の増大を抑 制できかつ簡易な構成の送信装置を実現できるようになる。なお、上記 3つの条件全 てを満たすようにパイロット信号を選定してパイロットキャリアを形成することは最良の 条件であるが、例えば、前記効果のうちの一部の効果のみ得たい場合は、例えば上 記 3つの条件のうち 2つの条件のみを満たすようにパイロット信号を選定してパイロット キャリアを形成するようにしてもょ 、。

[0287] 本実施の形態では、 OFDM方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではな ぐシングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用い たときでも同様に実施することができる。また、実施の形態では、送受信それぞれ 2本 のアンテナを有するときを例に説明したが、これに限ったものではなぐ受信アンテナ 数が 3以上となっても、本実施の形態には影響を与えず、同様に実施することができ る。また、フレーム構成は、本実施の形態に限ったものではなぐ特に、周波数オフセ ット、位相雑音等の歪みを推定するためのパイロットシンボル 305は、特定のサブキヤ リアに配置し、複数アンテナ力も送信される構成であればよぐノィロットシンボル 30 5を送信するサブキャリアの数は、本実施の形態の 4本に限ったものではない。そして 、その他のアンテナ数のとき、他の送信方法のときの実施の形態については以降で 詳しく説明する。加えて、パイロットシンボル 305、リファレンスシンボル 302、ガードシ ンボル 301、プリアンブルとここでは名付けて説明した力 他の呼び方をしても本実 施の形態には何ら影響を与えるものではな 、。これは他の実施の形態でも同様であ る。また、実施の形態で、チャネル A、チャネル Bという語句を用いて説明した力 これ は説明を容易にするために用いたのであり、他の呼び方をしても実施の形態には何 ら影響を与えるものではな 、。

[0288] また、フレーム構成については、図 39のフレーム構成を例に説明した力 これに限 つたものではない。特に、パイロットシンボル 305については、特定のサブキャリアに 配置する例で説明した力 これに限ったものではなぐ実施の形態 5で説明した図 34 、図 35、図 36にょうに配置しても同様に実施することができる。ただし、パイロット信 号の直交性が確保されるような配置とすることが重要である。

[0289] (実施の形態 8)

本実施の形態では、送信アンテナ数 4、送信変調信号数 4の空間多重 MIMOシス テムにおけるプリアンブルの構成方法について詳しく説明する。 [0290] 図 44に、本実施の形態における MIMO— OFDM送信装置の構成例を示す。図 4 4において、図 2と同様に動作する部分については、図 2と同一符号を付した。 MIM O— OFDM送信装置 4300において、マッピング部 4302は、送信ディジタル信号 4 301、フレーム構成信号 113を入力とし、チャネル Aのディジタル信号 103A、チヤネ ル Bのディジタル信号 103B、チャネル Cのディジタル信号 103C、チャネル Dのディ ジタル信号 103Dを出力する。

[0291] なお、参照符号の最後に「A」を付して示した要素がチャネル Aに関する部分であり 、「B」を付して示した要素がチャネル Bに関する部分であり、「C」を付して示した要素 がチャネル Cに関する部分であり、「D」を付して示した要素がチャネル Dに関する部 分であり、対象とする信号がことなるだけで、基本的には、実施の形態 1で説明した 参照符号の最後に「A」を付して示したチャネル Aに関する部分と同様の処理を行う。

[0292] 図 45は、本実施の形態における送信装置により形成される送信信号のフレーム構 成の一例を示しており、図 4と対応するものについては同一符号を付した。図 45 (a) はチャネル Aのフレーム構成、図 45 (b)はチャネル Bのフレーム構成、図 45 (c)はチ ャネル Cのフレーム構成、図 45 (d)はチャネル Dのフレーム構成を示している。

[0293] 図 45において、最も特徴的な点は、プリアンプノレの構成であり、ある時間において 、 2つのチャネルでは、周波数軸において、リファレンスシンボル 302とガード（ヌル） シンボル 301が交互に配置されており（例えば、図 45の時間 1、時間 2ではチャネル Aとチャネル C、時間 3、時間 4ではチャネル Bとチャネル D)、残り 2つのチャネル（例 えば、図 45の時間 1、時間 2ではチャネル Bとチャネル D、時間 3、時間 4ではチヤネ ル Aとチャネル C)ではリファレンスシンボル 302が配置されずガード（ヌル）シンボル 3 01で構成されて 、る点である。

[0294] 4つのチャネルの変調信号を送信する場合、最も簡単な構成として、 3シンボルおき にリファレンスシンボル 302を挿入する方法が考えられる力 周波数軸における伝送 路変動の相関は、マルチパスの影響により、周波数軸で遠くなるにつれて低くなるよ うな無線通信システムも考えられる。このような無線通信システムでは、リファレンスシ ンボル 302を 3シンボルおきに挿入することは好ましくない。なお、必ずしも好ましくな いわけではない。無線通信システムしだいでは、リファレンスシンボル 302を 3シンポ ルおきに挿入しても受信品質に影響を与えないこともある。

[0295] したがって、本実施の形態では、ある時間の OFDMシンボル（ある時間内にある全 てのサブキャリアのシンポノレの総称。図 45 (d)参照。）〖こ亘つて、リファレンスシンポノレ 302とガード（ヌル）シンボル 301を交互に挿入する。し力し、全てのチャネルの OFD Mシンボルにおいて、リファレンスシンボル 302とガード（ヌル）シンボル 301を交互に 配置した構成をとることはできない。何故なら、このようにすると、リファレンスシンボル 302がチャネル間で衝突してしまうからである。図 45に示したような、フレーム構成を 採用することで、チャネル数が増えてもリファレンスシンボル 302を周波数軸であまり 離さずに、かつチャネル間でのリファレンスシンボル 302の衝突を未然に回避できる ようになる。

[0296] 図 46は、 4つの変調信号を送信するときのリファレンスシンボル 302の変調方式と 正規化係数の関係を示して ヽる。

[0297] 図 47、図 48は、 4つの変調信号を送信するときのリファレンスシンボル 302の変調 方式と正規化係数の関係が図 46のときの、 OFDMシンボル単位の同相 I一直交 Q 平面におけるマッピングの一例を示している。ただし、図 47、図 48の例は、正規化係 数が 1の場合である。このとき、実施の形態 3のルールに従うと、図 47、図 48のように 、リファレンスシンボル 302のパワーを 2 X 2 + 0 X 0=4に設定することが望まれる。こ れにより、受信機において、量子化誤差の影響を軽減することができるため、受信品 質の低下を抑えることができる。

[0298] なお、ここでは、データシンボル 303とプリアンブルの平均受信電力を等しくする場 合を例に説明した力 プリアンブルの平均受信電力をデータシンボル 303の平均受 信電力より大きくした方が、受信品質が確保される場合が多々ある。上述した考えは 、この場合にも適用することができる。

[0299] また、本実施の形態では、チャネル数が増えてもリファレンスシンボル 302を周波数 軸であまり離さずに、かつチャネル間でのリファレンスシンボル 302の衝突を未然に 回避できる送信フレーム構成として、図 45を例にとって説明したが、これに限らず、 図 49に示すようなフレーム構成を用いても同様の効果を得ることができる。

[0300] (他の実施の形態） 上述した実施の形態では、フレームの先頭にチャネル変動を推定するためのシン ボル（プリアンブル）を配置している力 これに限ったものではなぐデータシンボル 3 03の分離が可能であれば、どの位置に配置してもよい。例えば、推定精度を向上さ せるために、データシンボル 303とデータシンボル 303の間に挿入する方法などが 考えられる。

[0301] また、図 4、図 16等において、全キャリア、つまり、キャリア 1からキャリア 12にプリア ンブルを配置している力 例えば、キャリア 3からキャリア 10のように部分的に配置し てもよい。また、上述した実施の形態では、プリアンブルと呼んでいる力 この用語自 身には、意味をもたない。したがって、その呼び名は、これに限ったものではなぐ例 えばパイロットシンボル制御シンボルと呼んでもよい。

[0302] また、本発明は、上述した実施の形態で図示した 1つのアンテナを複数のアンテナ で構成し、複数のアンテナを用いて上述した 1つのチャネルの信号を送信する場合 でも、同様に適用することができる。

[0303] さらに、上述した実施の形態では、チャネルという言葉を用いた力 これは各アンテ ナカも送信する信号を区別するため用いた一つの表現であり、チャネルという言葉を 、ストリームや変調信号、さらには送信アンテナ等の言葉に置き換えても、上述した実 施の形態には何ら影響を与えるものではな 、。

[0304] 本明細書は、 2005年 8月 24日出願の特願 2005 - 243494、及び 2006年 8月 24 日出願の特願 2006— 228337〖こ基づく。その内容は全てここに含めておく。

産業上の利用可能性

[0305] 本発明の MIMO— OFDM送信装置及び MIMO— OFDM送信方法は、例えば 無線 LANやセルラ等の無線通信システムに広く適用できる。

Claims

請求の範囲

[1] データ送信期間に複数のアンテナ力 OFDM変調したデータシンボルを送信する と共に、前記データ送信期間に前記複数のアンテナの特定キャリアからパイロットシ ンボルを送信する MIMO— OFDM送信装置であって、

各アンテナから送信する OFDM信号を形成する OFDM信号形成手段と、 各アンテナから同一時間に送信される OFDM信号間の同一キャリアに、互いに直 交関係にある系列を時間軸方向に亘つて割り当てて、パイロットキャリアを形成するパ ィロットシンボルマッピング手段と

を具備する MIMO— OFDM送信装置。

[2] 2つのアンテナから OFDM信号を送信する場合、

前記ノ ィロットシンボルマッピング手段は、

'前記同一キャリアにおける第 1と第 2のアンテナ間では、互いに直交関係にある系 列のパイロット信号が使用され、かつ

'前記第 1及び第 2のアンテナそれぞれにおいて、異なるキャリアでは、異なる系列 のパイロット信号が使用され、かつ

•同一系列のパイロット信号が、前記第 1及び第 2のアンテナで使用されるように 前記ノ ィロットキャリアを形成する

請求項 1に記載の MIMO— OFDM送信装置。

[3] 3つのアンテナから OFDM信号を送信する場合、

前記ノ ィロットシンボルマッピング手段は、

'前記同一キャリアにおける第 1と第 2と第 3のアンテナ間では、互いに直交関係に ある系列のパイロット信号が使用され、かつ

•前記パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる系列のパイロット信号を 用いたアンテナが存在し、かつ

•同一系列のパイロット信号を用いた 2つ以上のアンテナが存在する

ように前記パイロットキャリアを形成する

請求項 1に記載の MIMO— OFDM送信装置。

[4] 前記ノ ィロットシンボルマッピング手段は、 互いに直交関係にある基本系列を記憶する記憶部と、

前記基本系列をシフトすることで、前記基本系列よりも多くの数の、直交関係にある 系列を形成するシフトレジスタと

を具備する請求項 1に記載の MIMO— OFDM送信装置。

[5] データ送信期間に複数のアンテナ力 OFDM変調したデータシンボルを送信する と共に、前記データ送信期間に前記複数のアンテナの特定キャリアからパイロットシ ンボルを送信する MIMO— OFDM送信方法であって、

各アンテナから送信する OFDM信号を形成する OFDM信号形成ステップと、 各アンテナから同一時間に送信される OFDM信号間の同一キャリアに、互いに直 交関係にある系列を時間軸方向に亘つて割り当てて、パイロットキャリアを形成するパ ィロットキャリア形成ステップと

を含む MIMO— OFDM送信方法。

[6] 2つのアンテナから OFDM信号を送信する場合、

前記パイロットシンボルマッピングステップでは、

'前記同一キャリアにおける第 1と第 2のアンテナ間では、互いに直交関係にある系 列のパイロット信号が使用され、かつ

'前記第 1及び第 2のアンテナそれぞれにおいて、異なるキャリアでは、異なる系列 のパイロット信号が使用され、かつ

•同一系列のパイロット信号が、前記第 1及び第 2のアンテナで使用されるように 前記ノ ィロットキャリアを形成する

請求項 5に記載の MIMO— OFDM送信方法。

[7] 3つのアンテナから OFDM信号を送信する場合、

前記パイロットシンボルマッピングステップでは、

'前記同一キャリアにおける第 1と第 2と第 3のアンテナ間では、互いに直交関係に ある系列のパイロット信号が使用され、かつ

•前記パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる系列のパイロット信号を 用いたアンテナが存在し、かつ

•同一系列のパイロット信号を用いた 2つ以上のアンテナが存在する ように前記パイロットキャリアを形成する 請求項 5に記載の MIMO— OFDM送信方法。