WO2006095829A1

WO2006095829A1 - 基地局、通信端末装置及びｍｉｍｏ方式におけるデータ検出方法

Info

Publication number: WO2006095829A1
Application number: PCT/JP2006/304640
Authority: WO
Inventors: Qiang Wu; Jifeng Li
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-03-10
Filing date: 2006-03-09
Publication date: 2006-09-14
Also published as: CN1832387A

Abstract

　干渉ユーザチャネルの直交投影行列をフィードバックすることにより、ＭＩＭＯシステムの下り回線における誤り性能を向上させることができる基地局。この装置では、受信部（２００）は、ＴＤＤ－ＭＩＭＯ－ＣＤＭＡ信号を受信する。チャネル推定部（２０１）は、全てのユーザのチャネル行列を推定する。直交投影行列取得部（２０２）は、各ユーザの干渉ユーザ行列の直交投影行列Ｍを計算する。直交投影行列フィードバック部（２０３）は、各ユーザの直交投影行列Ｍを定期的に各ユーザに送信する。

Description

明細書

基地局、通信端末装置及び MIMO方式におけるデータ検出方法技術分野

[0001] 本発明は、基地局、通信端末装置及びマルチユーザ'マルチインプットマルチァゥトプット (MIMO)方式におけるデータ検出方法に関し、特に、干渉ユーザチャネルの直交投影行列のフィードバックに基づいて、マルチユーザ ·ΜΙΜΟの下りにおける誤り性能を向上させる基地局、通信端末装置及び MIMO方式におけるデータ検出方法に関する。

背景技術

[0002] MIMO技術は無線移動通信分野における大きな成果である。 MIMO技術とは、データの送受信いずれにも複数のアンテナを用いることを示す。研究の結果、 MIM O技術を用いることによりチャネル容量を増加させることができるとともに、チャネルの信頼性を向上させて誤り率を低下させることが可能となる。 MIMOシステムの最大容量又は容量の上限は、最小アンテナ数の増加に伴って線形に増加する。同じ条件のもとでは、受信側又は送信側でマルチアンテナ又はアレイアンテナと、つた通常のインテリジェントアンテナを用いると、容量はアンテナ数の対数の増加に応じて増加するのみである。それに対し、 MIMO技術は無線通信システムの容量増加に対して極めて大きな潜在能力を有しており、新世代の移動通信に用いられるキーテクノロジ一である。

[0003] 図 1は一般に用いられる MIMOシステムの構成を示す図である。当該構成において、送信側と受信側はそれぞれ n本及び n本のアンテナを用いて信号の送受信を

T R

行う。送信側はシリアルパラレル変換手段 101及び複数の送信アンテナ 102を有し、受信側は複数の受信アンテナ 103、チャネル推定手段 104及び検出手段 105を有する。簡略化のために、図 1では動作の説明に関する部分のみを表示している。

[0004] 送信側では、送信されるデータはまずシリアルパラレル変換手段 101により n個の

T

データストリームに分けられ、各データストリームは 1つの送信アンテナに対応している。受信側では、まず n個の受信アンテナ 103により信号を受信し、次にチャネル推定手段 104がこの受信信号に基づ、てチャネル推定を行なって、現在のチャネル特性行列 Hを推定する。 MIMO検出手段 105はこのチャネル特性行列 Hを用いて受信信号の検出を行なヽ、送信側が送信した情報ビットを復調する。

[0005] 図 1はシングルユーザ ·ΜΙΜΟシステムの構成を示すブロック図である。図 2はマルチューザ ·ΜΙΜΟを示す図である。図 2において、実線はユーザ 1の所望信号であり、破線はユーザ 2の所望信号である。図 2において、ユーザ 2の所望信号はユーザ 1 に対して干渉を生じ、ユーザ 1の所望信号もまたユーザ 2に対して干渉を生じて、る。また、ユーザ 1はユーザ 2のチャネル特性を得ることはできず、これは逆もまた同様である。図 3は従来の逆チャネルプレコーデイング ·マルチユーザ · ΜΙΜΟ方法を示す。図 3において、データ dはまずチャネル逆行列 Η^_1の処理を経た後、チャネル行列 Ηを経て、 Η^{_ 1}Η=Ιを取得し、干渉が完全に除去される。し力しながら、その代償として、干渉を除去するために送信電力を増大させる、又は、送信電力が変わらない場合には雑音が増大することになり、 y - - -yを出力する。

1 κ

[0006] 次にマルチユーザ 'TDD— MIMO— CDMAのシステムモデルについて説明する [0007] 基地局の送信アンテナ数は n、ユーザ数は Kであり、 i番目のユーザは n本の受信

T i

アンテナを有し、各ユーザの拡散要素（拡散コードの長さ）は Pであると仮定する。ュ一ザ iつ、ては、下りのモデルは以下の式（1)で表すことができる。

[0008] [数 1] x = H_is + n ( 1 )

[0009] 式（1)において、 nは受信アンテナにおける平均値ゼロ、二乗誤差 σ ²の白色ガウスノイズであり、 Xは受信アンテナの信号ベクトル、 sは送信信号、 Hiはユーザ iのチヤネル行列である。

[0010] 例えば、基地局の送信アンテナ n =4、ユーザ数を 2、各ユーザの受信アンテナ数

T

を 2とする。ユーザの総数が 2であるから、基地局の 1本目、 2本目の送信アンテナをユーザ 1に、 3本目、 4本目の送信アンテナをユーザ 2に割り当てる。各ユーザの受信アンテナ数は 2である。拡散コード長は P = 2であり、各ユーザの 2本の送信アンテナは同一の拡散コードを使用するものと仮定する。 1番目のユーザの拡散コードは [c , c ] 2番目のユーザの拡散コードは [c , c ]と仮定し、 hijは j本目の送信アンテナか

2 3 4

ら i本目の受信アンテナへのチャネルである。拡散コードのチップレートによってサンプリングすると、ユーザ 1の 1本目の受信アンテナ（受信に対応する 1本目のアンテナ

)における時空間チャネル (空間領域はアンテナに、時間領域は拡散コードに対応する）は、式（2)で表すことができる。

[0011] [数 2]

[0012] また、ユーザ 1の 2本目のアンテナ（受信に対応する 2本目のアンテナ）における時空間チャネルは、式（3)になる。

[0013] [数 3]

1番目のユーザの全体の時空間チャネルは、式 (4)で表すことができる。

[数 4]

[0014] 同様の方法を用いて、 2番目のユーザの全体の時空間チャネル Hを得ることがで

2

きる。各ユーザ iについては、 Hの行数は N=Pn (Pは拡散要素、 nはユーザの受信アンテナの数)である。式（1)が唯一解を有するようにするためには、 Hiの列フルランク (行数が列数よりも大きいこと）が求められる。通常は移動局のアンテナ数は基地局のアンテナ数よりも小さいため、拡散によってこの要求を満たさなければならない。上記の例においては、各送信アンテナが 1つのデータストリームを送信し、合計 4つのデータストリームがあって、 Hは 4列あり、各ユーザは 2本の受信アンテナを有するため、 Hの行数 N = 2 X 2 = 4≥ 4を満たすためにはユーザの拡散要素が 2であることが求められる。

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0015] し力しながら、上記従来の技術にお!、ては、干渉を完全に除去するためには送信電力を増大させる必要があり、送信電力を増大させることができない場合には雑音が増大するので誤り性能の向上に限界があるという問題がある。

[0016] 本発明の目的は、干渉ユーザチャネルの直交投影行列をフィードバックすることにより、 MIMOシステムの下り回線における誤り性能を向上させることができる基地局、通信端末装置及び MIMO方式におけるデータ検出方法を提供することである。課題を解決するための手段

[0017] 本発明の基地局は、 TDD— MIMO方式の信号を複数のアンテナで受信する受信手段と、受信した前記信号力全ての通信相手のチャネル行列を推定するチャネル推定手段と、推定した前記チャネル行列に基づいて、各通信相手が受信する信号に含まれる干渉信号の干渉ユーザ行列の直交投影行列を前記通信相手毎に求める直交投影行列取得手段と、求めた前記直交投影行列を前記各通信相手に送信する直交投影行列フィードバック手段と、を具備する構成を採る。

[0018] 本発明の通信端末装置は、 TDD— MIMO方式の受信信号を複数のアンテナで受信するとともに前記受信信号に含まれる干渉信号の干渉ユーザ行列の直交投影行列を受信する受信手段と、受信した前記直交投影行列を干渉信号のゼロ空間に投影することにより前記受信信号から前記干渉信号の影響を除去する変換手段と、前記変換手段で前記干渉信号の影響を除去した受信信号より K (Kは、各通信端末装置に割り当てた基地局の送信アンテナの本数)元二次関数の最小値の解を求めることにより前記受信信号に含まれるデータを検出するデータ検出手段と、を具備する構成を採る。

[0019] 本発明の MIMO方式におけるデータ検出方法は、 TDD— MIMO方式の上りチヤネルの信号を複数のアンテナで受信するステップと、受信した前記上りチャネルの信号力全ての通信端末装置のチャネル行列を推定するステップと、推定した前記チャネル行列に基づいて、各通信端末装置が受信する信号に含まれる干渉信号の干渉ユーザ行列の直交投影行列を前記通信端末装置毎に求めるステップと、求めた前記直交投影行列を基地局から前記各通信端末装置に送信するステップと、前記各通信端末装置が TDD— MIMO方式の下りチャネルの信号を受信するとともに前記直交投影行列を受信するステップと、受信した前記直交投影行列を干渉信号のゼ口空間に投影することにより前記下りチャネルの信号力前記干渉信号の影響を除去するステップと、干渉信号の影響を除去した前記下りチャネルの信号より K(Kは、各通信端末装置に割り当てた基地局の送信アンテナの本数)元二次関数の最小値の解を求めることにより前記下りチャネルの信号に含まれるデータを検出するステツプと、を具備するようにした。

発明の効果

[0020] 本発明によれば、干渉ユーザチャネルの直交投影行列をフィードバックすることにより、 ΜΙΜΟシステムの下り回線における誤り性能を向上させることができる。

図面の簡単な説明

[0021] 以下に本発明の好ましい実施の形態について図面を参照して説明し、上記及びその他の本発明の目的、特徴及び優位性についてより明確にする。ここで、

[図 1]従来のシングルユーザ · ΜΙΜΟシステムの構成を示すブロック図

[図 2]マルチユーザ · ΜΙΜΟシステムを示す図

[図 3]従来の逆チャネルプレコーディングを用いたマルチユーザ ·ΜΙΜΟ方法を示す図

[図 4]本発明の実施の形態におけるマルチユーザ ·ΜΙΜΟ通信方法を示す図

[図 5]正規ィ匕された 16QAM変調の座標図

[図 6]本発明の方法と逆チャネルプレコーディング方法との比較を示す図

[図 7]本発明のマルチユーザ ·ΜΙΜΟシステムの構成を示すブロック図

発明を実施するための最良の形態

[0022] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。説明の過程では、本発明の理解に混乱が生じることを避けるため、本発明にとって不必要な細部や機能にっ、ては省略して、る。

[0023] (実施の形態）

TDDシステムの上り'下り行列が対称であるという特徴に着目すると、これはマルチユーザ. MIMO CDMAシステムに適用する、干渉ユーザチャネルの直交投影行列のフィードバックに基づいた MIMO検出方法及び装置である。本発明は T DDシステムの上り ·下り行列が対称であると!/、う特徴を用いて、基地局側で全てのュ一ザのチャネル行列を推定する。各ユーザに対しては、その干渉ユーザ行列の直交投影行列を伝送する。そして、各ユーザについて、この直交投影行列を用いて受信信号を干渉ユーザのゼロ空間に投影し、干渉ユーザの影響を除去する。また、この行列を用いて、所望ユーザ MIMO検出問題を K元二次凸関数の最小値の問題に転化し、スフィァ検出によって解く。

[0024] 本発明の目的を実現するために、本発明の一つの態様によれば、 MIMO無線通信システムにおける MIMO検出方法は、以下の各ステップを有する。基地局において全てのユーザのチャネル行列を推定し、各ユーザの干渉ユーザ行列の直交投影行列 Mを計算し、各ユーザの直交投影行列 Mを定期的に各ユーザに送信し、ユーザ側で基地局が送信したデータを受信し、受信したデータから直交投影行列 Mを取得し、直交投影行列 Mを用いて所望ユーザの MIMO検出を K元二次凸関数の最小値に転ィ匕し (ここで、 Kは所望ユーザにとっては送信アンテナの本数である）、スフィァ検出方法を用、てデータを検出して取得する。

[0025] 以下に本発明による検出方法を説明する。本発明の検出方法は、マルチユーザ' TDD MIMO CDMAシステムに適用する、干渉ユーザチャネルの直交投影行列のフィードバックに基づいた MIMO検出方法である。なお、本発明はここで説明のために記述する具体的な実施の形態に限られるものではなぐその他の MIMO検出方法にも応用することが可能である。

[0026] 本発明は TDDシステムの上り'下り行列が対称であるという特徴を用いて、基地局側で全てのユーザのチャネル行列を推定する。各ユーザに対しては、その干渉ユーザ行列の直交投影行列を伝送する。そして、この直交投影行列を用いて受信信号を干渉ユーザのゼロ空間に投影し、干渉ユーザの影響を除去する。また、この行列を用いて、所望ユーザ MIMO検出問題を K元二次凸関数の最小値の問題に転ィ匕し、スフィァ検出によって解く。

[0027] ここで、 TDDシステムの上り ·下り行列が対称であると!/、う特徴は、 TDDシステムは上り ·下りいずれも同一の周波数であるため、チャネルの特性は上り'下りのチャネルで同一であると考えることができることを示す。また、基地局側で全てのユーザのチヤネル行列を推定することは、基地局側で全てのユーザの上りチャネルを推定できるということを示す。従って、 TDDシステムにおいては、上りチャネルが理解できれば、下りチャネルが理解できるということになる。

[0028] 各ユーザに対してその干渉ユーザ行列の直交投影行列を伝送することは、式（5) を再送することを示す。

[0029] [数 5]

ただし、は K番目のユーザの干渉ユーザのチャネル行列

Iは単位-行列

Mは直交投影行列

Hは複素共役転置

[0030] Mは干渉ユーザの信号と直交するため、 Mを所望ユーザの受信信号に左乗することにより、干渉ユーザの影響を除去することができる。これは、受信信号を干渉ユーザのゼロ空間に投影することにより実現される。また、 M行列を用いて、所望ユーザの検出を K(Kは所望ユーザにとっては送信側の送信アンテナの本数である）元二次凸関数の最小値の問題 (この問題の証明につ、ては後述する）に転ィ匕することができる。この問題の解は、例えば、方程式系の解を求める方法、勾配サーチによる方法及びスフィァ検出による方法等の様々な解法で求めることができる力スフィァ検出による方法の性能が良いため、スフィァ検出による方法を用いることを提唱する。

[0031] 以下、図 4を参照して本発明の具体的な実施の形態について説明する。図 4に示すように、本発明の検出に関する発明は、ユーザ 1及びユーザ 2が基地局よりデータを受信し、行列変換を経た後にスフィァ検出に転化する過程を有する。 [0032] 説明の便宜上、ユーザ数 K= 2、基地局及び移動局のアンテナ数はいずれも 4、基地局については、アンテナ 1、 2のデータをユーザ 1に伝送し、アンテナ 3、 4のデータをユーザ 2に伝送すると仮定する。拡散要素は 1、及び拡散なしと仮定する。即ち、ュ一ザ 1のチャネル行列 Ηは 4 X 4行列である（拡散を用いる場合には、拡散要素は Ρ 、即ち Ηは 4Ρ Χ 4行列である）。 Ηの前 2列はユーザ 1が受信する基地局の送信ァンテナ 1及びアンテナ 2のチャネル行列、 Ηの後 2列はユーザ 2のユーザ 1に対する干渉のチャネル行列を示す。 Ηの後 2列は有用なチャネル行列、前 2列は干渉のチ

2

ャネル行列である。式（1)は、以下の式 (6)として表すことができる。

[0033] [数 6]

( 6 )

ただし、 r iは i番目のュ一ザが受信したデ一夕

B iは i番目のユーザが送信したデ一夕

は i番目のユーザの雑音

[0034] 各ユーザにつ、ては、受信したデータは式（7)で表すことができる。

[0035] [数 7] η = H B + n_t ( 7 )

ただし、

[0036] TDD— MIMO— CDMAについては、容易に Hを列フルランクにする。即ち rが唯一かつ制約のな、解を有するようにできる。

[0037] 拡散因子は 1ではない可能性があるため、記述の便宜上、 S =：^によって拡散を考慮したチャネル行列を表し、添字 iを取り除くと、式（7)は以下の式 (8)として表すことがでさる。

[0038] [数 8] r = SB + n = S_KdB_Kd + S_KuB_Ku + n ( ₈ ) ただし、 s_Kd = [ ，· · · ]はユーザの有用なチャネル行列 B_Kdは所望ユーザのデータ

^ Kuは干渉ユーザのチャネル行列

B_Kuは干渉ユーザのデータ

[0039] 例えば、本実施の形態において、ユーザ 1の有用なチャネル行列はチャネル行列の前 2列、ユーザ 1の干渉ユーザのチャネル行列は後 2列である。あるユーザについては、有用なチャネル行列は既知である力干渉ユーザのチャネル行列は未知である。

[0040] 以下、図 7を参照して本発明のデータ検出方法について説明する。本発明は TDD システムの上り'下り行列が対称であるという特徴を用いている。基地局 210側では、受信部 200が、 TDD— MIMO— CDMA信号を受信し、チャネル推定部 201が全てのユーザのチャネル行列を推定する。そして、直交投影行列取得部 202は、各ュ一ザの干渉ユーザ行列の直交投影行列 Mを、式 (5)を用いて計算する。直交投影行列 Mは、干渉ユーザのチャネル行列のゼロ空間に位置し、各ユーザについて、直交投影行列 Mはそれぞれ異なる。直交投影行列フィードバック部 203は各ユーザの直交投影行列 Mを定期的に各ユーザに送信する。

[0041] ユーザ側である通信端末装置 220では、受信部 204が直交投影行列 Mを含む TD D MIMO CDMA信号を受信し、受信したデータ力直交投影行列 Mを取得する。そして、変換部 205は、各ユーザについて、受信部 204で取得した直交投影行列 Mを用いて受信信号を干渉ユーザのゼロ空間に投影し、干渉ユーザの影響を除去して、所望ユーザの MIMO検出問題を K元二次凸関数の最小値の問題に転ィ匕する。具体的には、直交投影行列 Mを用いて、 dを所望ユーザのデータの推定、即ち、式 (9)とする。

[0042] [数 9] d=B Kd (9) 式（10)と仮定し、式（9) (dの推定は正確であるとする)であれば、式（10)のカツコ内の r— S〜 dは干渉信号成分及び雑音のみを含む。

[0044] [数 10] a=M{r-S_K1d) (10)

[0045] 直交投影行列 Mは干渉信号のゼロ空間に位置しているので、式（10)にはユーザの信号の成分は含まれず、雑音のみである。従って、 MIMO検出問題は以下の式 ( 11)に示すように転ィ匕することができる。

[0046] [数 11]

|2

B_Kd = a = argmmAi )=argmin| (r - S_Kdd)\ (1 1)

d d

[0047] そして、 M^HM = Mを用いて、以下の式（12)が得られる。

[0048] [数 12]

H

K{d) = {r-S_KddrM{r-S_Kdd) (12)

[0049] ここで、（Γの解は式（13)によって得ることができる。

[0050] [数 13] min A(d) = d^HS_Kd ^HMS_Kdd - d^HS_K/Mr - ^MS^d (13) ただし、 S Kd

=C

[0051] これより、後述するように、 Cはエルミート正値行列であることを、容易に証明することができる。従って、式（13)は唯一解を有する。

[0052] Cがエルミート正値行列であるという結論については、以下のように証明できる。

[0053] まず、 Cは式（14)のように表すことができる。

[0054] [数 14] C = S_K/MS_Kd = S_Kd ^HM"MS_Kd ( 1 4 )

ただし、 xは lの列ベクトル

は fk lの列べクトル

[0055] ここで、 y^H = x^HS〜 ^HM^Hとする。また、 |y|²=y^Hy=x^HCx≥0であるため、非負値行

Kd

列であり、且つ、 c^H=cである。 Cがフルランク行列であれば、 Cは正値行列である。 MS〜が列フルランクであれば、 Cはフルランク行列である。

Kd

[0056] 以下に、方程式系 Ax=bが解を有する必要十分条件は、 rank (A) = rank (A, b)であること (定理 1)、及びべき等行列の性質を E F^nXn(Fは実数又は複素数体を表す) とし、 Eはべき等行列とすると、 Eは、 N (E) =R(I-E) (性質 1)、 N (E) +R (E) =1^ (性質 2)、 Rank (I— E) =n— rank(E) (性質 3)の 3つの性質を有すること（定理 2)に基づ、て、 MS〜が列フルランクであることを証明する。ここで、 R (E)は Eの領域 (列

Kd

空間）、 N (E)は Eのゼロ空間である。投影行列（直交投影行列）は、ずれもべき等行列である。本文中では Mは I— Mと直交する。 MS〜は以下の問題に転ィ匕できること

Kd

を証明する。

[0057] 行列 [A, B]nX (kl +k2)列ベクトルの線形は（n>kl +k2)に関わらず、ここで A は n X klであり、 Bは、 n X k2である。 Aの直交投影行列 P=I— A(A^HA) ^_1A^H (PA =0、 rank(P) =n—kl)である。次に、 PBが列フルランクであることを証明する。 PB が列フルランクであることを証明するには、 PBy=0の唯一解が y=0であることを証明しなければならない。 By = Zとする。

[0058] Pはフルランク行列ではないため、 PZ = 0には非ゼロの解が存在する。 Z1とする。 P A=0であるため、べき等行列の性質に基づいて、 Z1は Aの列ベクトルの線形の集合であるはずである。また、 [A, B]は列フルランク行列であるため、 Z1は Bの列べクトルの線形とは無関係である。従って、 By=Zlという方程式系は rank(B)≠rank (B , Zl)となる。定理 1から明らかなように、この方程式系 By=Zlの解は存在しない。従つて、 PBy=0であり、かつ、 By=0である場合にのみ、解 y=0が存在する（Bは列フルランクであるため、 By=O y=0)。従って、 PBy=0の唯一解は、 y=0である。即ち、 PBは列フルランクである。 S〜 =A、 S〜 =B、 M = Pとすると、 MS〜は列フルランクであり、従って、 Cは列フルランクである（正値)。

[0059] 式（ 13)に基づ、て、制約のな、場合の最適解 (ゼロフォース解）が得られる。式（ 1

5)で表す。

[0060] [数 15] d = (S_K MS_Kdy^xS_Kd ^HMr (1 5) [0061] 具体的な過程は以下の通りである。

[0062] 式（13)に基づいて、 S〜 ^HMS〜 =C、 S〜 ^HMr=yとする。かつ、 C^H=Cを用い

Kd Kd Kd

て、式（16)が得られる。

[0063] [数 16]

J = d^HCd - d^Hy - y^Hd = -y^HC~^xy + {d- C~^xy)^H C(d - C~^ly) (16)

[0064] Cが正値であるため、 Jが最小値となる解は、 cf=C^_1y、即ち式（15)である。また、

MS〜Ku=0であるため、式（15)は以下の式（17)のように表すことができる。

[0065] [数 17] d = (S_K MS_Kd y^l S_Kd ^HM{S_Kdd + n) = d + (S_Kd ^HMS_Kd )'^ι S_Kd ^HMn (17)

[0066] 従って、データベクトルに対して推定した平均値及び共分散行列は式（18)によつて表すことができる。

[0067] [数 18]

E{d) = d (18) cov (め = σ² {S_K 'MS_Kd )— ' (1 9) [0068] このように、ユーザ k(kEKd)の誤り率は、式（20)である。

[0069] [数 19]

[0070] 上の式にぉ、て、 Ek=dkは k番目の送信信号のシンボルエネルギーである。かして以下の推論を導き出すことができる。

[0071] 式（15)より導かれる性能は、後述するように ZF (ゼロフォース)の受信機性能と同様である。 y=S〜 ^HM^Hrとすると、 MMSEウェイト行列（KdXKd)Fは、式（21)を満

Kd

たす (推論 1)。

[0072] [数 20] ^^Ε( - (²¹)

[0073] 式 (21)を満たすウェイト行列は、式 (22)によって表すことができる (推論 2)。

[0074] [数 21]

F = (S_Kd ^HMS_K,+a²y (22)

[0075] 以下に、推論 1について具体的に証明する。

[0076] 相関行列を、式（23)とする。

[0077] [数 22] S_Ku ] [S_Kd S_Ku ] = 23

[0078] プロック行列の反転定理により、 Aは Bと非特異であるならば、式（24)である _c [0079] [数 23]

[0080] 上の式において、 A=B—CA Cである。

[0081] [数 24] = ^κά ^κά 、25, [0082] [数 25]

〜

(26) [0083] [数 26]

^{B = S}Ku ^SKu (27) とする。式（25)と式（26)と式（27)を [A— C^HB^_1C]^_1に代入すると、式（28)が得られる。

[0084] [数 27]

[0085] 従って、式（29)である _c

[0086] [数 28]

[S_Kd" MS_Kd γ = R ^lkk (^Κώ (29)

[0087] 式 (29)より、推論 1が証明される。

[0088] 以下に、推論 2について具体的に証明する。

[0089] 式（21)は以下の式（30)に等し、。

[0090] [数 29] min E(J) (30)

ただし、 J ^H F^H Fy -d^H Fy _(Fy)^H d

d^H ={B_Kdf

[0091] E(J)が最小点となるためには、各点の勾配をゼロとする必要がある。即ち、式（31) のように表される。

[0092] [数 30] da PI db

(31)

[0093] 式（31)において、式（32)である。

[0094] [数 31] F = α + jb (且 p, ≠Κώ (32)

[0095] なぜなら、

[数 32]

Kd Kd

d^HFy = ∑F_mny_nd; (33) m=\ n=\

dd^HFy

dd^HFy

d

dd^HFy

-jy, (38)

[0096] 従って、上記より、式（39)である。

[0097] [数 33]

V_F d^HFy + (Fy)^Hd) = 2y_q d_p (39)

[0098] また、

[数 34]

Kd f Kd

(FyfFy =∑ ∑F_m„y„ ∑F_m (40)

m=l =1 ノ 1 d(Fy)^H(Fy) 、* ^ _{π λ}

(41) da PQ d(Fy)^H(Fy) 、* .,^ Kd _Γ .

(42) であるため、

[数 35]

Kd

(Fy)^H(Fy) = 2Y(F v )y_q

"=1 である。

[0099] E(VFpqj) =0に基づいて、かつ行列形式として書き表すと、式 (44)が得られる。

[0100] [数 36]

E{2Fyy^H -2dy^H) = 0 (44)

[0101] MS〜 =0に基づくと、 y=S〜 M^Hr=S〜 ^HM(S〜 d+n)が得られ、かつ、 E (B

Ku Kd Kd Kd ¥

B ^H) = σ ²I 、E(nn^H) = σ²INPでぁって、B は nと相関しない。 S〜 ^HMS〜 = d Kd Kd Kd Kd Kd

Cとすると、式 (45)及び式 (46)が得られる。

[0102] [数 37]

E(dy^H)^C (45)

E(yy^H) = CC + a²C (46)

[0103] 式 (44)〜式 (46)に基づ、て、式 (47)のように変形する。

[0104] [数 38]

F(CC + a²C) = C (47)

[0105] また、 Cはエルミート正値逆行列であるため、式 (48)のようになる。

[0106] [数 39]

F = (C + a²y¹ (48)

[0107] 従って、推論 2が証明される。このとき、式 (49)が得られる。

[0108] [数 40] d = Fy (49)

[0109] 上の = cf^HC(r— cf^Hy— y^Hcf=— y^HC^_1y+ (cf— C^_1y)^HC(cf— C^_1y)に基づ V、て、式 (49)と等価である二次形式である式（50)が得られる。 [0110] [数 41] mm J = d^H (C + a²)d - d^Hy - y^Hd ( 5 0 )

[0111] 得られた C+ σ は同様にエルミート正値行列である。

[0112] 従って、推論 1及び推論 2の証明は、検出手段の性能を低下させることなく直交投影行列 Μをフィードバックして、制約のな、場合の最適解を得られることを表して!/、る。また、 S〜をフィードバックする場合と比較して、安全性が高いという優位性が認め

Ku

られる。即ち、フィードバックが s〜である場合には、あるユーザが別のユーザのデー

Ku

タを得られることになる。また、復調の難易度が低いという優位性が認められる。即ち

、フィードバックが s〜である場合には、全ユーザのデータを解くことが求められるが

Ku

、 Mをフィードバックする場合には、自己のデータのみを復調すれば良い。

[0113] ユーザ側では、データ検出部 206において、変換部 205で求めた K元二次凸関数に基づいて、スフィァ検出方法を用いてデータ検出を行ってデータを取得する。具体的には、データ検出部 206において、ゼロフォース及び MMSEの解を与えて、証明を行う。し力しながら、実際の送信チャネルはある座標に存在するため、制約のない最適解は、制約のある場合の最適解とは限らない。 M行列を用いて、所望ユーザの MIMO検出問題を K (例えば、本実施の形態においては、各ユーザ 1、 2に割り当てた基地局の送信アンテナは各々 2本であるので K= 2である）元二次凸関数の最小値の問題に転ィ匕し、スフィァ検出によって解くことができる。 MS〜 =H、 Mr=yとし、

Kd

かつ、式（51)とする。

[0114] [数 42]

R(H) - 1(H) R(y) R(d)

C = d、 ( 5 1 ) /(H) R(H)

[0115] 式（51)において、 R ( )は実部を、 I ( )は虚部を表している。式（13)の最小化の問題は、以下の式（52)に転化される。

[0116] [数 43] d_x - argmirj ( 5 2 ) [0117] 式（52)において、各要素の値が等間隔の整数である場合には、スフィァ復号によって解くことができる。し力しながら、ここでは d各要素は変調座標点の実部又は虚部であるため、適切な変調を行って変調座標点上の値を整数にマッピングする必要力 Sある（変調座標図は図 5に示すような正規化された座標図と仮定する)。この変換は、式（53)のようになる。

[0118] [数 44]

[0119] 式（53)〖こおいて、 a = sqrt(6Z(M—l))であり、 Mは M— QAM、例えば、 M=l 6 (16— QAM)のように変調座標の点の数を表す。式（53)において、 zは整数を、 d 1は小数を表す。式（53)によって変調座標上の値を zE{ （（SQRTM)Z2), ···, ( (SQRTM) /2) l}t ヽぅ等間隔で連続した整数の範囲に転化する。

[0120] それに対応して、 C、 yにつヽても変換を行な！/、、それぞれ式（54)を得る。

[0121] [数 45]

C_A =a*C, = _yi-0.5*a*H*l_2)<^ (54)

[0122] 式（54)において、 Kdは検出を要するシンボルの数（又はデータストリームの数）を、 1は T個の 1を有する全 1ベクトルを表す。

T

[0123] 上記の変換によって、式（52)の検出の問題は式（55)によって表される。

[0124] [数 46] z = argmi^| - Qz] (5 5)

[0125] 式（55)において、 zE{—((SQRTM)Z2), · · ·, ( (SQRTM) /2)— 1}の整数、例えば M=16(16QAM)であれば、卜 2, —1, 0, 1}である。 zの値は等間隔の整数であるため、スフィァ復号によって式（55)を解き、 zを得る。

[0126] スフィァ復号によって zを得、式（53)の対応関係に基づいて dを得る。そして、 dの前半部分 (実部)及び後半部分 (虚部）を結合して、推定したシンボルを取得する。例え ίま、、 d ίま [― 0.3162 -0.3162 —0.9487 0.9487]であり、最終的に 2つのシンボル、即ち— 0. 3162-0. 9487i及び— 0. 3162 + 0. 9487iを推定する。

[0127] 図 5は正規化された 16Q AM変調の座標図である。

[0128] 図 6は、 16QAM、ユーザー数 K= 2、基地局及び移動局のアンテナ数がいずれも 4である場合の、本発明の方法と逆チャネルプレコーデイング方法との比較を示す。ここで、破線は本発明の方法を、実線は逆チャネルプレコーディング方法を表している。これにより、本発明の方法が逆チャネルプレコーディング方法より良好であることが理解できる。

[0129] 図 7は、本実施の形態のマルチユーザ ΜΙΜΟシステムの構成を示すブロック図である。基地局 210側では、受信部 200が、 TDD— ΜΙΜΟ— CDMA信号を受信する。チャネル推定部 201が全てのユーザのチャネル行列を推定する。直交投影行列取得部 202は、各ユーザの受信信号に含まれる干渉信号の干渉ユーザ行列の直交投影行列 Mをユーザ毎に計算し、直交投影行列フィードバック部 203は、各ユーザの直交投影行列 Mを定期的に各ユーザに送信する。ユーザ側である通信端末装置 22 0は、受信部 204がデータを受信し、受信したデータから直交投影行列 Mを取得する。変換部 205は、受信部 204が取得した直交投影行列 Mを用いて所望ユーザの MIMO検出問題を K元二次凸関数の最小値の問題に転ィ匕し、データ検出部 206がスフィァ検出方法を用 V、てデータ検出を行つてデータを取得する。

[0130] 本発明は TDDシステムの上り'下り行列が対称であるという特徴を用いて、所望ュ一ザ MIMO検出問題を K元二次凸関数の最小値の問題に転ィヒするため、検出デ一タの解を求めるのに有効である。

[0131] 上述のように、好ましい実施の形態を用いて本発明について説明した。しかしながら、本発明の思想及び範囲内で種々修正、置換及び追加して実施することができることは、当業者にとって自明である。

産業上の利用可能性

[0132] 本発明にかかる基地局、通信端末装置及び MIMO方式におけるデータ検出方法は、例えば TDD - MIMO - CDMAシステムに用いるのに好適である。

Claims

請求の範囲

[1] TDD MIMO方式の信号を複数のアンテナで受信する受信手段と、

受信した前記信号力全ての通信相手のチャネル行列を推定するチャネル推定手段と、

推定した前記チャネル行列に基づいて、各通信相手が受信する信号に含まれる干渉信号の干渉ユーザ行列の直交投影行列を前記通信相手毎に求める直交投影行列取得手段と、

求めた前記直交投影行列を前記各通信相手に送信する直交投影行列フィードバック手段と、

を具備する基地局。

[2] 前記直交投影行列取得手段は、式 (1)

[数 1]

M = i - s_Ku (s_Ku" s_Ku y^l s_Ku- ( 1 ) ただし、 Mは直交投影行列

Iは単位行列

S_Kuは κ番目の通信相手の干渉ユーザ行列

Hは複素共役転置

に従って前記直交投影行列を求める請求項 1記載の基地局。

TDD MIMO方式の受信信号を複数のアンテナで受信するとともに前記受信信号に含まれる干渉信号の干渉ユーザ行列の直交投影行列を受信する受信手段と、受信した前記直交投影行列を干渉信号のゼロ空間に投影することにより前記受信信号から前記干渉信号の影響を除去する変換手段と、

前記変換手段で前記干渉信号の影響を除去した受信信号より K (Kは、各通信端末装置に割り当てた基地局の送信アンテナの本数)元二次関数の最小値の解を求めることにより前記受信信号に含まれるデータを検出するデータ検出手段と、を具備する通信端末装置。

[4] 前記データ検出手段は、前記変換手段で前記干渉信号の影響を除去した受信信号をスフィァ復号して前記解を求める請求項 3記載の通信端末装置。

[5] TDD— MIMO方式の上りチャネルの信号を複数のアンテナで受信するステップと受信した前記上りチャネルの信号力全ての通信端末装置のチャネル行列を推定するステップと、

推定した前記チャネル行列に基づいて、各通信端末装置が受信する信号に含まれる干渉信号の干渉ユーザ行列の直交投影行列を前記通信端末装置毎に求めるステツプと、

求めた前記直交投影行列を基地局から前記各通信端末装置に送信するステップと前記各通信端末装置が TDD— MIMO方式の下りチャネルの信号を受信するとともに前記直交投影行列を受信するステップと、

受信した前記直交投影行列を干渉信号のゼロ空間に投影することにより前記下りチャネルの信号力前記干渉信号の影響を除去するステップと、

干渉信号の影響を除去した前記下りチャネルの信号より K (Kは、各通信端末装置に割り当てた基地局の送信アンテナの本数)元二次関数の最小値の解を求めることにより前記下りチャネルの信号に含まれるデータを検出するステップと、

を具備する MIMO方式におけるデータ検出方法。