WO2006077909A1 - 定電流回路、それを用いた電源装置および発光装置 - Google Patents

定電流回路、それを用いた電源装置および発光装置 Download PDF

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    • G05F1/46—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
    • G05F1/56—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
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    • H03F2200/78—A comparator being used in a controlling circuit of an amplifier

Definitions

  • the present invention relates to a constant current circuit that generates a predetermined constant current.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-22929
  • the transistors constituting the constant current circuit operate in a constant current region.
  • the constant current region of a transistor means an active region in a bipolar transistor, and a saturation region in a field effect transistor (hereinafter referred to as FET).
  • FET field effect transistor
  • the transistors that make up the constant current circuit are placed in series between the power sword terminal and the ground terminal of the LED.
  • the LED power sword terminal In order to operate in the constant current region, the LED power sword terminal must be maintained at a certain voltage or higher.
  • the electric power Pcs Vcs X lied is consumed in the constant current circuit. Since the current flowing through the LED is a value determined by the light emission luminance of the LED, to reduce the power consumption in the constant current circuit, lower the voltage Vcs required for stable operation of the constant current circuit. There is a need.
  • the present invention has been made in view of these problems, and a purpose thereof is to provide a constant current circuit operable at a low voltage, a power supply device using the same, and a light emitting device.
  • One embodiment of the present invention relates to a constant current circuit for supplying a constant current to a circuit connected to a current output terminal.
  • This constant current circuit converts a first transistor provided on a current path of a constant current, a second transistor whose control terminal is connected in common with the first transistor, and a current flowing through the second transistor into a voltage.
  • Output voltages of the first current-voltage converter, the constant current source that generates the reference current, the second current-voltage converter that converts the reference current into voltage, and the output voltages of the first and second current-voltage converters are input.
  • a first error amplifier for adjusting the voltage at the control terminal of the first and second transistors.
  • the transistor control terminal is a gate terminal in a FET (Field Effect Transistor) and a base terminal in a bipolar transistor.
  • FET Field Effect Transistor
  • the voltages at the control terminals of the first and second transistors are feedback-controlled by the first error amplifier so that the voltages output from the first and second current-to-voltage converters are close to each other.
  • a constant current proportional to the reference current flows through the first transistor, and a constant current proportional to the reference current can flow through the circuit connected to the current input terminal.
  • the constant current circuit may further include a voltage adjustment unit that is connected to one end of the second transistor and adjusts the voltage at the one end of the second transistor so as to approach a predetermined reference voltage. By fixing the voltage at one end of the second transistor to the reference voltage, a stable constant current can be generated.
  • the voltage adjusting unit includes a third transistor connected in series with the second transistor, and second and third transistors. And a second error amplifier that receives the voltage at the connection point of the transistor and a predetermined reference voltage and adjusts the voltage at the control terminal of the third transistor.
  • the voltage at one end of the second transistor can be fixed to the reference voltage.
  • the predetermined reference voltage may be set to be the same as the voltage of the current output terminal.
  • the first and second transistors have the same potential at all three terminals, and a constant current can be generated with high accuracy.
  • the predetermined reference voltage is set such that the second transistor operates in a non-constant current region.
  • the non-constant current region refers to the region where the flowing current changes when the voltage across the transistor is changed.
  • the non-saturated region refers to the non-saturated region. Use the saturation region.
  • the first and second transistors have the same potential at all three terminals, the first and second transistors will both operate in the non-constant current region, so the first transistor flows to the second transistor.
  • a current proportional to the current can be generated with high accuracy.
  • the power consumption can be reduced by operating the first and second transistors in the non-constant current region, that is, in a state where the voltage across the first and second transistors is low.
  • the power supply device includes the constant current circuit described above and a voltage generation unit that supplies a drive voltage to a load circuit connected to a current output terminal of the constant current circuit.
  • the voltage generation unit generates a drive voltage so that the voltage appearing at the current output terminal of the constant current circuit approaches the voltage at one end of the second transistor as a result of driving the load circuit.
  • the voltage generation unit generates the drive voltage so that the voltages at the three terminals of the first and second transistors are equal to each other, so that the load circuit can be driven with high efficiency.
  • Yet another embodiment of the present invention is a light emitting device.
  • the light emitting device includes a light emitting element and the above-described power supply device that drives the light emitting element.
  • the power supply device controls the light emission luminance of the light emitting element by the reference current generated by the constant current source of the constant current circuit.
  • a light emitting element means LED, organic EL (ElectroLuminescence), etc. According to this aspect, the luminance of the light emitting element can be adjusted by the reference current, and the driving voltage of the light emitting element can be generated with high efficiency.
  • the output voltage of the constant current circuit can be reduced.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a constant current circuit according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a constant current circuit according to a second embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing current-voltage characteristics of a MOSFET.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting device according to a third embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a modification of the constant current circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a constant current circuit 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • the constant current circuit 100 generates a constant current Ic and passes the constant current Ic through a circuit connected to the current output terminal 102.
  • the constant current circuit 100 includes a first transistor Ml, a second transistor M2, a constant current source 10, a first error amplifier 12, a first current-voltage conversion unit 14, and a second current-voltage conversion unit 16.
  • the first transistor Ml is an N-type MOSFET and is provided on the current path of the constant current Ic.
  • the source terminal of the first transistor Ml is grounded, and the drain terminal is connected to the current output terminal 102.
  • a constant current Ic as an output of the constant current circuit 100 flows through the first transistor Ml.
  • the second transistor M2 is an N-type MOSFET, and the gate terminal and source terminal of the first transistor Ml are connected in common, and a current corresponding to the area ratio of each transistor is obtained. It is configured to flow.
  • the transistor pair having such a configuration is referred to as a current mirror.
  • the current flowing through the second transistor M2 is Im2, and the size ratio of the first transistor Ml and the second transistor M2 is S1: S2.
  • the first current-voltage converter 14 includes a second resistor R2. One end of the second resistor R2 is connected to the drain terminal of the second transistor M2, and a fixed voltage Vdd is applied to the other end. The current Im2 flowing through the second transistor M2 flows through the second resistor R2, and a voltage drop of R2 X Im2 occurs.
  • the first current-voltage converter 14 converts the current Im2 flowing through the second transistor M2 into the voltage Vxl.
  • the constant current source 10 generates a reference current Iref.
  • the second current / voltage converter 16 includes a first resistor R1. One end of the first resistor R1 is connected to the constant current source 10, and a fixed voltage Vdd is applied to the other end.
  • the reference current Iref generated by the constant current source 10 flows through the first resistor R1, and a voltage drop of Rl X Iref occurs.
  • the second current-voltage converter 16 converts the reference current Iref into the voltage Vx2.
  • the output voltage VX of the first current-voltage converter 14 is input to the non-inverting input terminal of the first error amplifier 12, and the output voltage Vx2 of the second current-voltage converter 16 is input to the inverting input terminal. Is done.
  • the output terminal of the first error amplifier 12 is connected to the gate terminals of the first transistor Ml and the second transistor M2, and adjusts the gate voltage Vg based on the voltages Vxl and Vx2.
  • the first error amplifier 12, the second transistor M2, and the first current-voltage converter 14 are connected in a feedback loop.
  • the voltage Vxl changes according to the output voltage of the first error amplifier 12, that is, the gate voltage Vg of the second transistor M2.
  • a desired constant current can be generated by adjusting the reference current Iref, the resistance values Rl, R2, and the transistor size ratios Sl, S2. Then, the constant current Ic can be passed through the circuit connected to the current output terminal 102.
  • the following effects can be obtained.
  • the current flowing through the N-type MOSFET increases as the gate voltage Vg is set higher.
  • the voltage at the gate terminal is not so high, so that the output-side transistor's capabilities can be fully demonstrated. I can't.
  • the gate voltage Vg of the first transistor Ml and the second transistor M2 can be set high by setting the resistance value of the second resistor R2 low. Can fully draw out their abilities. This means that even if the transistor size is small, more current can flow, and the size of the constant current circuit 100 can be reduced.
  • the constant current circuit 200 according to the second embodiment further includes a voltage adjustment unit 20 that fixes the voltage of the drain terminal of the second transistor M2, in addition to the constant current circuit 100 according to the first embodiment. .
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a constant current circuit 200 according to the second embodiment.
  • the voltage adjusting unit 20 is connected between the drain terminal, which is one end of the second transistor M2, and the second resistor R2, and adjusts the drain voltage Vd2 of the second transistor M2 so as to approach a predetermined reference voltage.
  • the voltage adjustment unit 20 includes a third transistor M3, a second error amplifier 22, and a reference voltage source 24, and constitutes a regulator circuit.
  • the third transistor M3 is an N-type MOSFET, and is connected in series with the second transistor M2. That is, the source terminal of the third transistor M3 is connected to the drain terminal of the second transistor M2, and the drain terminal is connected to the second resistor R2.
  • the reference voltage source 24 is a band gap reference circuit or the like, and generates a predetermined reference voltage V ref.
  • the reference voltage Vref generated by the reference voltage source 24 is input to the non-inverting input terminal of the second error amplifier 22.
  • the inverting input terminal receives the voltage Vd2 at the connection point between the second transistor M2 and the third transistor M3, that is, the drain terminal of the second transistor M2.
  • the output terminal of the second error amplifier 22 is connected to the gate terminal of the third transistor M3.
  • the constant current circuit 200 Similar to the constant current circuit 100 according to the first embodiment, the constant current circuit 200 according to the present embodiment generates a constant current Ic proportional to the reference current Iref.
  • Figure 3 shows the current-voltage characteristics of the MOSFET.
  • the horizontal axis represents the drain-source voltage
  • the vertical axis represents the drain-source current.
  • the current-voltage characteristics for different gate-source voltages Vgsl and Vgs2 are shown.
  • the voltages Vthl and Vth2 are the gate-source voltage
  • the drain-source voltage is lower than the threshold! / Threshold voltage Vth.
  • the drain-source current changes significantly when the drain-source voltage changes. End up.
  • the second error amplifier 22 adjusts the gate voltage of the third transistor M3 that is the output so that the voltages applied to the non-inverting input terminal and the inverting input terminal are equal. To do. As a result, the on-resistance of the third transistor M3 is adjusted, and feedback is performed so that the reference voltage Vref and the drain voltage Vd2 of the second transistor M2 are equal.
  • the current mirror circuit does not operate in the non-constant current region.
  • the presence of the voltage adjusting unit 20 makes it possible to equalize the drain-source voltages of the two transistors. As a result, each transistor operates at the same voltage at all three terminals, and even in the non-constant current region, a current corresponding to the size ratio can flow.
  • the first transistor Ml and the second transistor M2 can accurately generate a current proportional to the size of each transistor even when operating in a non-saturated region where the drain-source voltage is low.
  • the power consumed by the constant current circuit 200 is reduced when the drain-source voltage of the first transistor Ml and the second transistor M2 is lower.
  • the reference voltage When the value of Vref is set to be the same as the voltage Vdl appearing at the current output terminal 102, a constant current can be generated with high accuracy even if the first transistor Ml and the second transistor M2 are operated in the non-saturated region. Therefore, in the constant current circuit 200 according to the present embodiment, the reference voltage Vref and the voltage Vdl appearing at the current output terminal 102 are set so that the second transistor M2 and the first transistor Ml operate in the non-saturated region. By doing so, the power consumption of the constant current circuit 200 can be reduced.
  • the drain-source voltage of each transistor that is, the reference voltage Vref and the voltage Vd2 appearing at the current output terminal 102 can be set low.
  • the third embodiment of the present invention is a light emitting device including an LED which is a light emitting element.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a light-emitting device 1000 according to the third embodiment.
  • the light emitting device 1000 includes an LED 300, a voltage generator 40, and a constant current circuit 200.
  • the power sword terminal of the LED 300 is connected to the current output terminal 102 of the constant current circuit 200.
  • the luminous brightness of the LED 300 is controlled by the constant current Ic generated by the constant current circuit 200.
  • the output terminal 50 of the voltage generation unit 40 is connected to the anode terminal of the LED 300, and the output voltage Vout of the voltage generation unit 40 is applied.
  • the voltage generator 40 is a switching regulator, and outputs from the output terminal 50 a voltage Vout obtained by boosting the input voltage Vin input to the input terminal 48.
  • the voltage generator 40 includes a switching element SW1, a rectifier diode Dl, an inductor Ll, an output capacitor Cl, a third error amplifier 42, an oscillator 44, and a voltage comparator 46.
  • the voltage Vdl of the current output terminal 102 is input to the non-inverting input terminal of the third error amplifier 42. Has been.
  • the reference voltage Vref output from the reference voltage source 24 of the constant current circuit 200 is applied to the inverting input terminal.
  • the third error amplifier 42 outputs an error voltage Verr obtained by amplifying the error voltages Vd2 and Vref. This error voltage Verr is input to the voltage comparator 46.
  • the oscillator 44 generates a triangular wave or sawtooth wave-shaped periodic voltage Vosc and outputs it to the voltage comparator 46.
  • the voltage comparator 46 compares the error voltage Verr and the periodic voltage Vosc, and generates a switching signal Vsw whose high level and low level change according to the magnitude relationship.
  • the switching signal Vsw generated in this way is a pulse width modulated signal in which the ratio between the high level and low level periods, that is, the duty ratio changes.
  • the switching signal Vsw is input to the gate terminal of the MOSFET that is the switching element SW1 via a driver circuit (not shown).
  • the switching element SW1 is turned on while the switching signal Vsw is at a high level and turned off during a low level.
  • the switching element SW1 When the switching element SW1 is turned on / off, energy conversion is performed by the inductor L1 and the output capacitor C1, and the input voltage applied to the input terminal 48 is boosted.
  • the boosted voltage is smoothed by the output capacitor C1 and output as a DC output voltage Vout.
  • the output signal Vout generated by the voltage generator 40 is supplied to the LED 300 as a drive voltage.
  • Vdl Vout ⁇ Vf appears at the current output terminal 102 of the constant current circuit 200.
  • Vf is the forward voltage of LED300.
  • the switching signal Vsw in the voltage generator 40 is generated so that the two voltages Vref and Vdl input to the third error amplifier 42 are equal. As a result, the output voltage ⁇ 01 ⁇ of the voltage generator 40 is Is stabilized.
  • the voltage adjusting unit 20 adjusts the voltage Vd2 of the drain terminal of the second transistor M2 so as to approach the reference voltage Vref.
  • the first transistor Ml and the second transistor M2 constitute a current mirror circuit, and in addition to the gate terminal and the source terminal, the voltage at the drain terminal is also equal. Adjusted to be. Therefore, the first transistor Ml can amplify the current Im2 flowing through the second transistor M2 with high accuracy and allow the constant current Ic to flow through the LED 300.
  • the first transistor Ml since the first transistor Ml needs to be operated in the saturation region, it has been necessary to control the voltage appearing at the current output terminal 102 to 0.3 V or more, for example.
  • the first transistor Ml and the second transistor M2 are a pair of two transistors even in the non-saturated region. Sex is maintained.
  • the first transistor Ml can be operated in the non-saturation region, so that the reference voltage Vref can be set to 0. IV, for example.
  • power consumption in the first transistor Ml and the second transistor M2 can be reduced, and the efficiency of the light emitting device 1000 can be improved.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a modification of the constant current circuit according to the second embodiment.
  • the constant current circuit 600 according to this modification is configured by replacing the N-type and P-type MOSFETs.
  • the constant current circuit 600 also allows the constant current Ic to flow through the circuit connected to the current output terminal 102.
  • the constant current circuit 600 according to the present modification can be suitably used when the voltage drop of the circuit connected to the current output terminal 102 is small or in an electronic device that can use a negative power source.
  • each transistor is a MOSFET
  • another type of transistor such as a bipolar transistor
  • These selections may be determined by the design specifications required for the constant current circuit, the semiconductor manufacturing process to be used, and the like.
  • all the elements constituting the constant current circuit, the power supply device, etc. may be integrated together, or a part thereof may be constituted by discrete parts. The part to be integrated can be determined based on the semiconductor manufacturing process to be used, cost, occupied area, etc.
  • the voltage generation unit 40 has been described as a switching regulator. However, an insulating switching regulator, a charge pump circuit, a three-terminal regulator, and the like may be used.
  • the present invention can be widely used in electronic circuits.

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Description

明 細 書
定電流回路、それを用いた電源装置および発光装置
技術分野
[0001] 本発明は、所定の定電流を生成する定電流回路に関する。
背景技術
[0002] 近年の携帯電話、 PDA (Personal Digital Assistance)、等の小型情報端末に おいては、たとえば液晶のバックライトに用いられる発光ダイオード (Light Emittin g Diode,以下 LEDという）などのように電池の出力電圧よりも高い電圧を必要とす るデバイスが存在する。これらの小型情報端末では、 Liイオン電池が多く用いられ、 その出力電圧は通常 3. 5V程度であり、満充電時においても 4. 2V程度である力 L EDはその駆動電圧として電池電圧よりも高い電圧を必要とする。このように、電池電 圧よりも高い電圧が必要とされる場合には、スイッチングレギユレータゃチャージボン プ回路などを用いた昇圧型の電源装置を用いて電池電圧を昇圧し、 LEDなどの負 荷回路を駆動するために必要な電圧を得て!/、る。
[0003] このような電源装置により、 LEDを駆動する際には、 LEDの駆動系路上に定電流 回路を接続して、 LEDに流れる電流を一定に保つことによってその発光輝度の制御 の安定化を図っている。この際、 LEDと定電流回路の接続点の電圧をモニタし、この 電圧が一定値となるように LEDの駆動電圧を生成する方法がとられる場合がある（特 許文献 1参照)。
[0004] 特許文献 1 :特開 2004— 22929号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] ここで、 LEDの力ソード端子に接続された定電流回路を安定に動作させるために は、定電流回路を構成するトランジスタが定電流領域で動作する必要がある。ここで トランジスタの定電流領域とは、バイポーラトランジスタでは活性領域を、電界効果トラ ンジスタ（以下、 FETという）では飽和領域をいう。定電流回路を構成するトランジスタ は、 LEDの力ソード端子と接地端子間に直列に設けられており、このトランジスタが 定電流領域で動作するためには、 LEDの力ソード端子が一定電圧以上に保たれて いる必要がある。
[0006] 定電流回路を安定に動作させるために必要な電圧を Vcs、 LEDに流す電流を lied とすると、この定電流回路において電力 Pcs=Vcs X liedが消費されることになる。 L EDに流す電流は、 LEDの発光輝度によって決まる値であるため、定電流回路にお ける消費電力を低減するためには、定電流回路を安定に動作させるために必要な電 圧 Vcsを下げる必要がある。
[0007] 本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、低電圧で動作可 能な定電流回路およびそれを用いた電源装置、発光装置の提供にある。
課題を解決するための手段
[0008] 本発明のある態様は、電流出力端子に接続される回路に定電流を流す定電流回 路に関する。この定電流回路は、定電流の電流経路上に設けられた第 1トランジスタ と、制御端子が第 1トランジスタと共通に接続された第 2トランジスタと、第 2トランジス タに流れる電流を電圧に変換する第 1電流電圧変換部と、基準電流を生成する定電 流源と、基準電流を電圧に変換する第 2電流電圧変換部と、第 1、第 2電流電圧変換 部それぞれの出力電圧が入力され、第 1、第 2トランジスタの制御端子の電圧を調節 する第 1誤差増幅器と、を備える。
[0009] トランジスタの制御端子とは、 FET (Field Effect Transistor)においてはゲート 端子を、バイポーラトランジスタにお 、てはベース端子を!、う。
この態様によれば、第 1、第 2トランジスタの制御端子の電圧は、第 1誤差増幅器に よって、第 1、第 2電流電圧変換部力 それぞれ出力される電圧が近づくように帰還 制御される。その結果、基準電流に比例した定電流が第 1トランジスタに流れ、電流 入力端子に接続される回路に基準電流に比例した定電流を流すことができる。
[0010] 定電流回路は、第 2トランジスタの一端に接続され、該第 2トランジスタの一端の電 圧が所定の基準電圧に近づくように調節する電圧調節部をさらに備えてもよい。 第 2トランジスタの一端の電圧を基準電圧に固定することによって、安定した定電流 を生成することができる。
[0011] 電圧調整部は、第 2トランジスタと直列に接続される第 3トランジスタと、第 2、第 3トラ ンジスタの接続点の電圧と所定の基準電圧が入力され、第 3トランジスタの制御端子 の電圧を調節する第 2誤差増幅器と、を含んでもよい。
第 3トランジスタおよび第 2誤差増幅器により 3端子レギユレータを構成することによ つて、第 2トランジスタの一端の電圧を基準電圧に固定することができる。
[0012] 所定の基準電圧は、電流出力端子の電圧と同一に設定されてもよい。
このとき、電流出力端子の電圧と所定の基準電圧が等しくなるため、第 1、第 2トラン ジスタは 3端子とも同電位となり、精度よく定電流を生成することができる。
[0013] 所定の基準電圧は、第 2トランジスタが非定電流領域で動作するように設定されて ちょい。
本明細書において、非定電流領域とは、トランジスタの両端の電圧を変化させたと きに、流れる電流が変化する領域をいい、 FETにおいては非飽和領域をいい、バイ ポーラトランジスタにぉ 、ては飽和領域を 、う。
第 1、第 2トランジスタが 3端子とも同電位であれば、第 1、第 2トランジスタは、いず れも非定電流領域で動作することになるため、第 1トランジスタは、第 2トランジスタに 流れる電流に比例した電流を精度良く生成することができる。このように第 1、第 2トラ ンジスタを非定電流領域、すなわち第 1、第 2トランジスタの両端の電圧が低い状態 で動作させることによって、消費電力を低減することができる。
[0014] 本発明の別の態様は、電源装置である。この電源装置は、上述の定電流回路と、 定電流回路の電流出力端子に接続される負荷回路に駆動電圧を供給する電圧生 成部と、を備える。電圧生成部は、負荷回路を駆動した結果、定電流回路の電流出 力端子に現れる電圧が第 2トランジスタの一端の電圧に近づくように駆動電圧を生成 する。
[0015] この態様によれば、電圧生成部は、第 1、第 2トランジスタの 3端子の電圧がともに等 しくなるように駆動電圧を生成するため、高効率に負荷回路を駆動することができる。
[0016] 本発明のさらに別の態様は、発光装置である。この発光装置は、発光素子と、発光 素子を駆動する上述の電源装置と、を備える。電源装置は、定電流回路の定電流源 により生成される基準電流によって発光素子の発光輝度を制御する。
発光素子とは、 LED、有機 EL (ElectroLuminescence)などをいう。 この態様によれば、基準電流によって発光素子の輝度を調節するとともに、発光素 子の駆動電圧を高効率に生成することができる。
[0017] なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置 、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。 発明の効果
[0018] 本発明に係る定電流回路によれば、定電流回路の出力電圧を低下することができ る。
図面の簡単な説明
[0019] [図 1]第 1の実施の形態に係る定電流回路の構成を示す回路図である。
[図 2]第 2の実施の形態に係る定電流回路の構成を示す回路図である。
[図 3]MOSFETの電流電圧特性を示す図である。
[図 4]第 3の実施の形態に係る発光装置の構成を示す回路図である。
[図 5]第 2の実施の形態に係る定電流回路の変形例を示す回路図である。
符号の説明
[0020] Ml 第 1トランジスタ、 M2 第 2トランジスタ、 M3 第 3トランジスタ、 10 定電 流源、 12 第 1誤差増幅器、 14 第 1電流電圧変換部、 16 第 2電流電圧変換 部、 20 電圧調節部、 22 第 2誤差増幅器、 40 電圧生成部、 100 定電流 回路、 102 電流出力端子、 200 定電流回路、 300 発光素子、 1000 発 光装置。
発明を実施するための最良の形態
[0021] (第 1の実施の形態）
図 1は、本発明の第 1の実施の形態に係る定電流回路 100の構成を示す回路図で ある。
この定電流回路 100は、定電流 Icを生成し、電流出力端子 102に接続される回路 にその定電流 Icを流す。
定電流回路 100は、第 1トランジスタ Ml、第 2トランジスタ M2、定電流源 10、第 1誤 差増幅器 12、第 1電流電圧変換部 14、第 2電流電圧変換部 16を備える。 [0022] 第 1トランジスタ Mlは、 N型の MOSFETであって、定電流 Icの電流経路上に設け られている。第 1トランジスタ Mlのソース端子は接地され、ドレイン端子は電流出力 端子 102に接続されている。第 1トランジスタ Mlには、本定電流回路 100の出力とし ての定電流 Icが流れる。
第 2トランジスタ M2は、第 1トランジスタ Mlと同様に N型の MOSFETであって、第 1トランジスタ Mlとゲート端子およびソース端子が共通に接続されており、各トランジ スタの面積比に応じた電流が流れるように構成されている。以下、このような構成され たトランジスタ対をカレントミラーと称す。第 2トランジスタ M2に流れる電流を Im2とし、 第 1トランジスタ Mlおよび第 2トランジスタ M2のトランジスタのサイズ比を S1 : S2とす る。
[0023] 第 1電流電圧変換部 14は、第 2抵抗 R2を含む。第 2抵抗 R2は、一端が第 2トランジ スタ M2のドレイン端子に接続され他端に固定電圧 Vddが印加されて ヽる。第 2抵抗 R2には、第 2トランジスタ M2に流れる電流 Im2が流れ、 R2 X Im2の電圧降下が発 生する。第 1電流電圧変換部 14の出力電圧 Vxlは、 Vxl =Vdd— R2 X Im2となる 。こうして第 1電流電圧変換部 14は第 2トランジスタ M2に流れる電流 Im2を電圧 Vxl に変換する。
[0024] 定電流源 10は、基準電流 Irefを生成する。第 2電流電圧変換部 16は、第 1抵抗 R 1を含む。第 1抵抗 R1は、一端が定電流源 10に接続され、他端に固定電圧 Vddが 印加されている。第 1抵抗 R1には、定電流源 10により生成される基準電流 Irefが流 れ、 Rl X Irefの電圧降下が発生する。第 2電流電圧変換部 16の出力電圧 Vx2は、 Vx2= Vdd— Rl X Irefとなる。
こうして第 2電流電圧変換部 16は基準電流 Irefを電圧 Vx2に変換する。
[0025] 第 1誤差増幅器 12の非反転入力端子には、第 1電流電圧変換部 14の出力電圧 V Xが入力され、反転入力端子には、第 2電流電圧変換部 16の出力電圧 Vx2が入力 される。第 1誤差増幅器 12の出力端子は第 1トランジスタ Ml、第 2トランジスタ M2の ゲート端子に接続され、電圧 Vxl、 Vx2にもとづいてゲート電圧 Vgを調節する。
[0026] 以上のように構成された定電流回路 100の動作について説明する。
第 1誤差増幅器 12、第 2トランジスタ M2、第 1電流電圧変換部 14は帰還ループを 形成しており、電圧 Vxlは第 1誤差増幅器 12の出力電圧、すなわち第 2トランジスタ M2のゲート電圧 Vgに応じて変化する。
[0027] その結果、第 1誤差増幅器 12は、非反転入力端子と反転入力端子に印加される電 圧 Vxl、 Vx2が等しくなるように第 2トランジスタ M2のゲート端子 Vgを帰還制御する 。すなわち、第 2トランジスタ M2のゲート電圧 Vgは、 Vdd— Rl X Iref=Vdd— R2 X Im2となるように調節される。このとき、第 2トランジスタ M2に流れる電流 Im2は、 Im2 =R1/R2 X Irefで与えられる。
[0028] 第 1トランジスタ Mlと第 2トランジスタ M2は、ゲート端子およびソース端子が共通に 接続されるカレントミラー回路を構成するため、第 1トランジスタ Mlには、第 2トランジ スタ M2に流れる電流 Im2に比例した電流が流れる。上述のように第 1トランジスタ M 1と第 2トランジスタ M2のサイズ比は S1 : S2であるから、第 1トランジスタ Mlには、 Ic =Im2 X S1/S2=R1/R2 X S1/S2 X Irefで与えられる定電流が流れることにな る。
[0029] 本実施の形態に係る定電流回路 100によれば、基準電流 Iref、抵抗値 Rl、 R2、ト ランジスタのサイズ比 Sl、 S2を調節することにより所望の定電流を生成することがで き、電流出力端子 102に接続される回路にその定電流 Icを流すことができる。
[0030] さらに、本実施の形態に係る定電流回路 100では、以下の効果を得ることができる 一般に N型 MOSFETに流れる電流は、ゲート電圧 Vgを高く設定するほど増加す る。し力しながら、入力側のトランジスタのゲート端子がドレイン端子と接続される通常 のカレントミラー回路においては、ゲート端子の電圧はそれほど高くならないため、出 力側のトランジスタの能力をフルに発揮させることができない。
本実施の形態に係る定電流回路 100では、第 2抵抗 R2の抵抗値を低く設定するこ とによって、第 1トランジスタ Ml、第 2トランジスタ M2のゲート電圧 Vgを高く設定する ことができるため、トランジスタの能力を完全に引き出すことができる。これは、トランジ スタサイズが小さくても、より多くの電流を流すことができることを意味し、定電流回路 100のサイズを小さくすることができる。
[0031] (第 2の実施の形態） 第 2の実施の形態に係る定電流回路 200は、第 1の実施の形態に係る定電流回路 100にカ卩えて、第 2トランジスタ M2のドレイン端子の電圧を固定する電圧調節部 20 をさらに備える。
図 2は、第 2の実施の形態に係る定電流回路 200の構成を示す回路図である。以 降の図において、図 1と同一もしくは同等の構成要素には同一の符号を付し、適宜 説明を省略する。
[0032] 電圧調節部 20は、第 2トランジスタ M2の一端であるドレイン端子と第 2抵抗 R2の間 に接続され、第 2トランジスタ M2のドレイン電圧 Vd2を所定の基準電圧に近づくよう に調節する。
電圧調節部 20は、第 3トランジスタ M3、第 2誤差増幅器 22、基準電圧源 24を含み 、レギユレータ回路を構成する。
[0033] 第 3トランジスタ M3は、 N型の MOSFETであって、第 2トランジスタ M2と直列に接 続される。すなわち、第 3トランジスタ M3のソース端子は、第 2トランジスタ M2のドレ イン端子に接続され、ドレイン端子は第 2抵抗 R2に接続される。
基準電圧源 24は、バンドギャップリファレンス回路などであって、所定の基準電圧 V refを生成する。
[0034] 第 2誤差増幅器 22の非反転入力端子には基準電圧源 24により生成される基準電 圧 Vrefが入力される。反転入力端子には、第 2トランジスタ M2と第 3トランジスタ M3 の接続点、すなわち第 2トランジスタ M2のドレイン端子の電圧 Vd2が入力される。第 2誤差増幅器 22の出力端子は第 3トランジスタ M3のゲート端子に接続される。
[0035] 以上の構成された定電流回路 200の動作について説明する。本実施の形態に係 る定電流回路 200は、第 1の実施の形態に係る定電流回路 100と同様に、基準電流 Irefに比例した定電流 Icを生成する。
[0036] はじめに、本実施の形態に係る定電流回路 200により得られる効果をより明確とす るため、従来のカレントミラー回路の特性について説明する。
図 3は、 MOSFETの電流電圧特性を示す。横軸はドレインソース間電圧、縦軸は ドレインソース電流を表し、異なるゲートソース間電圧 Vgsl、 Vgs2に対する電流電 圧特性が示されている。同図において、電圧 Vthl、 Vth2は、ゲートソース間電圧 V gsl、 Vgs2それぞれにおける定電流領域と非定電流領域のしきい値電圧を表す。同 図に示すように、ドレインソース間電圧がしき!/ヽ値電圧 Vthより低 ヽ非定電流領域 (非 飽和領域）においては、ドレインソース間電圧が変化するとドレインソース電流が大幅 に変化してしまう。
したがって、従来のカレントミラー回路においては、 2つのトランジスタがいずれも定 電流領域で動作する場合には、トランジスタのサイズに比に応じた電流が各トランジ スタに流れることになる力 2つのトランジスタのいずれかまたは両方が非定電流領域 で動作すると、トランジスタのペア性が損なわれ、サイズ比に応じた電流が生成され なくなる。
[0037] 本実施の形態に係る定電流回路 200の説明に戻る。
上述のように、電圧調節部 20において、第 2誤差増幅器 22は、非反転入力端子と 反転入力端子に印加される電圧が等しくなるようにその出力である第 3トランジスタ M 3のゲート電圧を調節する。その結果、第 3トランジスタ M3のオン抵抗が調節され、 基準電圧 Vrefと第 2トランジスタ M2のドレイン電圧 Vd2が等しくなるように帰還がか かる。
[0038] 上述したように、カレントミラー回路を構成する 2つのトランジスタのドレインソース間 電圧が異なる場合、非定電流領域では、正確なカレントミラー回路として動作しない 。し力しながら、本実施の形態に係る第 1トランジスタ Ml、第 2トランジスタ M2の場合 には、電圧調節部 20の存在により 2つのトランジスタのドレインソース間電圧を等しく できる。そのため、各トランジスタは 3端子とも等しい電圧で動作することになり、非定 電流領域にお 、ても、サイズ比に応じた電流が流せるようになる。
[0039] いま、基準電圧 Vrefの値を、電流出力端子 102に現れる電圧 Vdlと同一に設定し た場合、第 1トランジスタ Mlおよび第 2トランジスタ M2は、 3端子ともにほぼ同一の電 圧が印加されることになる。言い換えれば、第 1トランジスタ Ml、第 2トランジスタ M2 は、ドレインソース間電圧が低い非飽和領域で動作する場合においても、各トランジ スタのサイズに比例した電流を精度よく生成することができる。
[0040] 定電流回路 200にて消費される電力は、第 1トランジスタ Mlおよび第 2トランジスタ M2のドレインソース間電圧が低い方が低減される。ここで、上述のように、基準電圧 Vrefの値を電流出力端子 102に現れる電圧 Vdlと同一に設定した場合、第 1トラン ジスタ Ml、第 2トランジスタ M2を非飽和領域で動作させても精度よく定電流を生成 できる。したがって、本実施の形態に係る定電流回路 200においては、基準電圧 Vre fおよび電流出力端子 102に現れる電圧 Vdlを、第 2トランジスタ M2、第 1トランジス タ Mlが非飽和領域で動作するように設定することにより、定電流回路 200の消費電 力を低減することができる。
[0041] また、従来のカレントミラー回路においては、トランジスタをフノレに駆動するために、 第 1トランジスタ Ml、第 2トランジスタ M2のゲートソース間電圧を大きくした場合、ドレ インソース間電圧を大きくする必要があった。図 3に示すように、ゲートソース間電圧 を上げると、しき 、値電圧 Vthが高くなるためである。
これに対して、本実施の形態に係る定電流回路 200においては、第 1トランジスタ Ml、第 2トランジスタ M2の能力をフルに引き出すために、ゲートソース間電圧を大き く設定した場合においても、 2つのトランジスタのペア性が保たれるため、各トランジス タのドレインソース間電圧、すなわち基準電圧 Vrefおよび電流出力端子 102に現れ る電圧 Vd2を低く設定することができる。
[0042] (第 3の実施の形態）
本発明の第 3の実施の形態は、発光素子である LEDを含む発光装置である。 図 4は、第 3の実施の形態に係る発光装置 1000の構成を示す回路図である。発光 装置 1000は、 LED300、電圧生成部 40、定電流回路 200を含む。
定電流回路 200の電流出力端子 102には LED300の力ソード端子が接続されて いる。 LED300は、定電流回路 200により生成される定電流 Icによってその発光輝 度が制御される。 LED300のアノード端子には、電圧生成部 40の出力端子 50が接 続され、電圧生成部 40の出力電圧 Voutが印加される。
[0043] 電圧生成部 40は、スイッチングレギユレータであって、入力端子 48に入力される入 力電圧 Vinを昇圧した電圧 Voutを、出力端子 50から出力する。電圧生成部 40は、 スイッチング素子 SW1、整流ダイオード Dl、インダクタ Ll、出力コンデンサ Cl、第 3 誤差増幅器 42、発振器 44、電圧比較器 46を含む。
[0044] 第 3誤差増幅器 42の非反転入力端子には、電流出力端子 102の電圧 Vdlが入力 されている。また、反転入力端子には、定電流回路 200の基準電圧源 24から出力さ れる基準電圧 Vrefが印加されている。第 3誤差増幅器 42は電圧 Vd2、 Vrefの誤差 電圧を増幅して得られる誤差電圧 Verrを出力する。この誤差電圧 Verrは、電圧比 較器 46へ入力される。
[0045] 発振器 44は三角波、もしくはのこぎり波状の周期電圧 Voscを生成し、電圧比較器 46へと出力する。
電圧比較器 46は、誤差電圧 Verrと周期電圧 Voscを比較し、その大小関係に応じ てハイレベル、ローレベルが変化するスイッチング信号 Vswを生成する。こうして生成 されるスイッチング信号 Vswは、ハイレベルとローレベルの期間の比、すなわちデュ 一ティ比が変化するパルス幅変調された信号となる。
[0046] このスイッチング信号 Vswは、図示しないドライバ回路を介してスイッチング素子 S W1である MOSFETのゲート端子に入力される。スイッチング素子 SW1は、スィッチ ング信号 Vswがハイレベルの期間オンし、ローレベルの期間オフする。
スイッチング素子 SW1がオンオフすることにより、インダクタ L1および出力コンデン サ C1によってエネルギ変換が行われ、入力端子 48に印加された入力電圧が昇圧さ れる。昇圧された電圧は、出力コンデンサ C1によって平滑ィ匕され、直流の出力電圧 Voutとして出力される。こうして電圧生成部 40により生成された出力信号 Voutは、 駆動電圧として LED300に供給される。
[0047] 以上のように構成された発光装置 1000の動作にっ 、て説明する。
定電流回路 200の電流出力端子 102には、負荷回路である LED300を駆動した 結果、 Vdl = Vout— Vfという電圧が現れる。ここで、 Vfは LED300の順方向電圧 である。
電圧生成部 40におけるスイッチング信号 Vswは、第 3誤差増幅器 42に入力される 2つの電圧 Vrefと Vdlが等しくなるように生成される。その結果、電圧生成部 40の出 カ電圧¥01^は、
Figure imgf000012_0001
が成り立っょぅに安定化される。
[0048] このとき、定電流回路 200においては、電圧調節部 20によって、第 2トランジスタ M 2のドレイン端子の電圧 Vd2が基準電圧 Vrefに近づくように調節される。
その結果、電流出力端子 102の電圧 Vdlと、第 2トランジスタ M2のドレイン端子の 電圧 Vd2は等しくなるように制御されることになる。
[0049] 本実施の形態に係る定電流回路 200においては、第 1トランジスタ Ml、第 2トラン ジスタ M2はカレントミラー回路を構成し、そのゲート端子、ソース端子に加えてドレイ ン端子の電圧も等しくなるように調節される。したがって、第 1トランジスタ Mlは、第 2 トランジスタ M2に流れる電流 Im2を精度よく増幅し、 LED300に定電流 Icを流すこと ができる。
[0050] 従来においては、第 1トランジスタ Mlを飽和領域で動作させる必要があつたため、 電流出力端子 102に現れる電圧をたとえば 0. 3V以上に制御する必要があった。 一方、本実施の形態に係る定電流回路 200においては、第 2の実施の形態で説明 したように、第 1トランジスタ Ml、第 2トランジスタ M2は、非飽和領域においても、 2つ のトランジスタのペア性が保たれる。その結果、本実施の形態に係る定電流回路 200 では、第 1トランジスタ Mlを非飽和領域で動作させることができるため、たとえば、基 準電圧 Vrefを 0. IVに設定することができる。その結果、第 1トランジスタ Ml、第 2ト ランジスタ M2での電力消費を減少させることができ、発光装置 1000の効率を改善 することができる。
[0051] 上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せに いろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当 業者に理解されるところである。
[0052] 図 5は、第 2の実施の形態に係る定電流回路の変形例を示す回路図である。本変 形例に係る定電流回路 600は、 MOSFETの N型、 P型が置換して構成されている。 この定電流回路 600によっても、電流出力端子 102に接続される回路に定電流 Icを 流すことができる。本変形例に係る定電流回路 600は、電流出力端子 102に接続さ れる回路の電圧降下が小さい場合や、負電源が使用可能な電子機器において好適 に用いることができる。
[0053] 実施の形態においては、各トランジスタは MOSFETの場合について説明したが、 バイポーラトランジスタ等の別のタイプのトランジスタを用いてもよい。これらの選択は 、定電流回路に要求される設計仕様、使用する半導体製造プロセスなどによって決 めればよい。 [0054] 実施の形態において、定電流回路、電源装置等を構成する素子はすべて一体集 積ィ匕されていてもよぐその一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの 部分を集積化するかは、使用する半導体製造プロセスや、コスト、占有面積などにも とづいて決めればよい。
[0055] 実施の形態において、電圧生成部 40はスイッチングレギユレータであるとして説明 したが、絶縁型のスイッチングレギユレータ、チャージポンプ回路や、 3端子レギユレ ータなどであってもよい。
産業上の利用可能性
[0056] 本発明は、広く電子回路に利用することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 電流出力端子に接続される回路に定電流を流す定電流回路であって、
前記定電流の電流経路上に設けられた第 1トランジスタと、
制御端子が前記第 1トランジスタと共通に接続された第 2トランジスタと、 前記第 2トランジスタに流れる電流を電圧に変換する第 1電流電圧変換部と、 基準電流を生成する定電流源と、
前記基準電流を電圧に変換する第 2電流電圧変換部と、
前記第 1、第 2電流電圧変換部それぞれの出力電圧が入力され、前記第 1、第 2ト ランジスタの制御端子の電圧を調節する第 1誤差増幅器と、
を備えることを特徴とする定電流回路。
[2] 前記第 2トランジスタの一端に接続され、該第 2トランジスタの一端の電圧が所定の 基準電圧に近づくように調節する電圧調節部をさらに備えることを特徴とする請求項 1に記載の定電流回路。
[3] 前記電圧調整部は、
前記第 2トランジスタと直列に接続される第 3トランジスタと、
前記第 2、第 3トランジスタの接続点の電圧と前記所定の基準電圧が入力され、前 記第 3トランジスタの制御端子の電圧を調節する第 2誤差増幅器と、
を含むことを特徴とする請求項 2に記載の定電流回路。
[4] 前記所定の基準電圧は、前記電流出力端子の電圧と同一に設定されることを特徴 とする請求項 2または 3に記載の定電流回路。
[5] 前記所定の基準電圧は、前記第 2トランジスタが非定電流領域で動作するように設 定されることを特徴とする請求項 4に記載の定電流回路。
[6] 請求項 1から 3の 、ずれかに記載の定電流回路と、
前記定電流回路の電流出力端子に接続される負荷回路に駆動電圧を供給する電 圧生成部と、
を備え、前記電圧生成部は、
前記負荷回路を駆動した結果、前記定電流回路の電流出力端子に現れる電圧が 前記第 2トランジスタの一端の電圧に近づくように前記駆動電圧を生成することを特 徴とする電源装置。
[7] 発光素子と、
前記発光素子を駆動する請求項 6に記載の電源装置と、を備え、
前記定電流回路の定電流源により生成される前記基準電流によって前記発光素 子の発光輝度を制御することを特徴とする発光装置。
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