WO2006006239A1 - 移相回路及び位相補正方法 - Google Patents

移相回路及び位相補正方法 Download PDF

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Kazuhiro Tomita
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Fujitsu Ltd
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/18—Networks for phase shifting
    • H03H7/21—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output

Definitions

  • the present invention relates to a phase shift circuit and a phase correction method, and is particularly suitable for use in a 45 degree phase shift circuit that generates a plurality of signals having a 45 degree phase difference.
  • the direct comparison (zero IF) method is a desirable receiving method.
  • the direct conversion method has a simple circuit configuration and does not require an IF (Intermediate Frequency) filter, and can be reduced in cost.
  • a conventional direct conversion receiver that has been used in the past extracts a desired low-frequency signal by mixing a local oscillation signal having the same frequency as an input high-frequency signal (received signal). For this reason, a DC offset occurs due to local cell mixing using signals of the same frequency, which may saturate the subsequent circuit and cause the circuit to fail.
  • harmonic mixers use a 1Z2 frequency of the received signal and a signal with a 90 degree phase difference (orthogonal) as the local oscillation signal, that is, by using a local oscillation signal with a frequency different from that of the received signal. We are trying to reduce it.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration of an even harmonic mixer.
  • the down converter 61 receives the received signal (high frequency signal) RFIN and the local oscillation signals LOO and LO90, and mixes them to output the I channel signal ICH.
  • the down converter 62 receives the reception signal RFIN and the local oscillation signals L045 and L0135, mixes them, and outputs a Q channel signal QCH.
  • the phase shift circuit 63 generates and outputs local oscillation signals L00, LO90, L045, and LOI 35 based on the signal LOI having a frequency half that of the signal RFIN.
  • Local oscillation signal L O0, L ⁇ 90, L ⁇ 45, and: L0135 is one thread of signals LOO and LO90, and signals L045 and L ⁇ 13
  • signals in the same set have a 90 degree phase difference, and different sets of corresponding signals have a 45 degree phase difference.
  • FIG. 12 is a diagram showing a configuration example of a primary CR-type 45-degree phase shifter 64 using a CR network.
  • a primary CR type 45 degree phase shifter 64 having resistors R61—R64 and capacitors C61—C64 is shown as an example.
  • the primary CR type 45 degree phase shifter 64 is connected in parallel between the signal lines of the input signal IN and INX consisting of one resistor and one capacitor connected in series. ing.
  • the resistance values of resistors R61 and R63 are equal.
  • the resistance values of resistors R62 and R64 are equal.
  • the capacitance values of the capacitors C61 and C63 are equal, and the capacitance values of the capacitors C62 and C64 are equal.
  • Resistor R61 R1 R64 resistance and capacitance C61 Synignals with the phase of the input signal shifted by a predetermined amount (rotated phase) by properly designing the capacitance value of C64.
  • OUT45 and OUT225 are output from between the resistor and capacitor connected in series.
  • signal OUT0 is output from the circuit consisting of resistor R61 and capacitor C61, and signal OUT45 whose phase difference is 45 degrees with respect to signal OUT0 is generated and output by the circuit consisting of resistor R62 and capacitor C62.
  • FIG. 13 is a diagram showing the frequency characteristics of the phase difference in the primary CR 45-degree phase shifter as shown in FIG. 12, where the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents the reference signal. Phase difference (in degrees). Figure 13 shows the frequency characteristics when the frequency at which the phase difference is 45 degrees (center frequency) is set to 1 GHz.
  • the phase difference (phase rotation amount) of a signal at an arbitrary frequency is determined by the values of the resistance and capacitance constituting the primary CR type phase shifter. Therefore, even if the primary CR 45-degree phase shifter is designed so that the desired frequency characteristics can be obtained, the resistance and capacitance values are actually affected by manufacturing (process) variations and parasitic components. Phase error cannot be obtained or the frequency at which the phase difference becomes 45 degrees shifts, resulting in a phase error. For example, in the primary CR type 45 degree phase shifter with frequency characteristics shown in Fig. 13, about 3 degrees When the phase error is allowed, the frequency range is about 700MHz-1500MHz. Considering the actual manufacturing variation, it is not enough.
  • the phase shift accuracy (the phase difference accuracy between the oscillation signals) related to the local oscillation signal supplied to the down converters 61 and 62 has a direct and great influence on the received signal quality. Effect. Therefore, in order to improve the performance of the even harmonic mixer and enable high-quality data communication, it is required to improve the accuracy of the 45-degree phase difference signal.
  • it is very difficult to always obtain sufficient accuracy in a wide band with respect to the phase difference of the signal due to manufacturing variations of the resistors and capacitors constituting the phase shifter.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-110369
  • An object of the present invention is to provide a phase shift circuit and a phase correction method for outputting a plurality of signals having a phase difference of 45 degrees accurately.
  • the phase shift circuit of the present invention has a phase difference of 45 degrees among a plurality of sets of quadrature signals that have been subjected to phase correction of 90 degrees and have the same amplitude and a phase difference of approximately 45 degrees. It is equipped with a 45-degree phase corrector that outputs a signal obtained by subjecting the received signal to a signal synthesis.
  • the phase error between different sets of quadrature signals can be obtained by vector synthesis of a signal having a phase difference of 45 degrees among a plurality of quadrature signals subjected to phase correction of 90 degrees.
  • the phase difference can be corrected accurately to 45 degrees.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of a 45-degree phase shift circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of the 45-degree phase corrector shown in FIG. [FIG. 3]
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a 45-degree phase correction principle by a 45-degree phase corrector in the present embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a 45-degree phase shift circuit in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing another configuration example of a 45/90 degree phase shifter.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of the phase shift characteristics of the 45 ° Z90 ° phase shifter shown in FIG. 5.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of the phase shift characteristics of the 45 ° Z90 ° phase shifter shown in FIG. 5.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the principle of 90-degree phase correction by a 90-degree phase corrector.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of an adder in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a limiter amplifier in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a 45-degree phase shift circuit in the second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration of an even harmonic mixer.
  • FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a primary CR type 45 degree phase shifter.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of frequency characteristics of the 45-degree phase shifter shown in FIG. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of a 45-degree phase shift circuit according to an embodiment of the present invention.
  • the 45 degree phase shift circuit has 45 degree Z90 degree phase shifter 1, 90 degree phase corrector 2, 3, and 45 degree phase corrector 4.
  • the 45 degree / 90 degree phase shifter 1 receives the input signal SIN, and outputs a 0 degree signal SA0, a 45 degree signal SA 45, a 90 degree signal SA90, and a 135 degree signal SAl 35.
  • Signals SA0, SA45, SA90, and SAl35 are signals with relative phase differences of 0 degrees, 45 degrees, 90 degrees, and 135 degrees with respect to the reference signal, and are generated based on the input signal SIN.
  • the signals SA0, SA45, SA90, and SAl35 are four-phase signals having a phase difference of 45 degrees, one set of 0-degree signal SA0 and 90-degree signal SA90, and 45-degree signal SA45 and 135-degree signal.
  • phase shifter 1 may further output an eight-phase signal including a reverse phase signal (a signal having a relative phase difference of 180 degrees, 225 degrees, 270 degrees, and 315 degrees).
  • the 90-degree phase correctors 2 and 3 perform 90-degree phase correction on the quadrature phase (90-degree phase difference) signal output from the 45-degree / 90-degree phase shifter 1.
  • the 90 degree phase correction is a correction that makes the phase difference between the two signals constituting the quadrature signal exactly 90 degrees, and is performed by applying a conventionally known 90 degree phase correction method.
  • phase correction of 90 degrees by adding and subtracting two signals constituting a quadrature signal (beta synthesis using two signals). — 1 See 10369.)
  • 90 degree phase correction may be performed using a phase correction loop based on 90 degree phase detection (see JP-A-7-303028, etc.).
  • the 90-degree phase corrector 2 receives a 0-degree signal SA0 and a 90-degree signal SA90 with a relative phase difference of 0 degrees and 90 degrees, and 90-degree phase correction using the signals.
  • the 0 degree signal SB0 and 90 degree signal SB90 are generated and output.
  • the 90-degree phase corrector 3 receives the 45-degree signal SA45 and 135-degree signal SA135, which have a relative phase difference of 45 and 135 degrees, and the 90-degree phase-corrected 45-degree signal SB45 and 135-degree signal.
  • the 90-degree phase correctors 2 and 3 perform amplitude restriction (limiting, amplitude correction) in order to further correct and align the amplitude of each signal after performing 90-degree phase correction. Therefore, the amplitudes of the signals SB0, SB45, SB90, and SB135 output from the 90 degree phase correctors 2 and 3 are equal to each other.
  • the 45-degree phase corrector 4 performs 45-degree phase correction to accurately set the phase difference of a signal having a phase difference of about 45 degrees to 45 degrees.
  • 45 degree phase compensator 4 consists of two sets of quadrature signals that have been 90 degree phase compensated by 90 degree phase compensators 2 and 3, 0 degree signal SB0, 90 degree signal SB90, 45 degree signal SB45, and 135 degree signal SB135 is input.
  • the 45-degree phase corrector 4 performs 45-degree phase correction on the 0-degree signal SOUT0, 90-degree signal S0UT90, 45-degree signal S0UT45, and 135 having a phase difference of exactly 45 degrees. Outputs the degree signal SOUT135.
  • the 45 degree phase corrector 4 is similar to the 90 degree phase correctors 2 and 3, and after performing the 45 degree phase correction, the amplitude error (amplitude difference of each signal) caused by the phase correction. Amplitude limiting (amplitude correction) to eliminate Therefore, the signals S0UT0, S0UT90, S0UT45, and And SOUT135 have the same amplitude.
  • Figure 2 shows the internal configuration of the 45-degree phase corrector 4.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of the 45-degree phase corrector 4.
  • the 45-degree phase corrector 4 includes a plurality of adders 5 and a limiter amplifier (limiter circuit) 6 provided correspondingly.
  • the adder 5 adds two input signals having a phase difference of 45 degrees between signals such as the 0 degree signal SB0 and the 45 degree signal SB45, and outputs the calculation result to the limiter amplifier 6.
  • the limiter amplifier 6 performs amplitude limitation for correcting the amplitude error of the signal supplied from the adder 5.
  • the adder 5A receives the 0 degree signal SBO and the phase inverted 135 degree signal SB135 (the reverse phase signal of the 13 5 degree signal SB135), and the 0 degree signal SBO and the 135 degree signal SB135. Is calculated and output to the limiter amplifier 6A.
  • the adder 5B receives the 0 degree signal SBO and the 45 degree signal SB45 force S, calculates the sum of the 0 degree signal SBO and the 45 degree signal SB45, and outputs the sum to the limiter amplifier 6B.
  • the adders 5C and 5D calculate the input of the 45 ° signal SB45 and 90 ° signal SB 90 and the 90 ° signal SB90 and 135 ° signal SB135, respectively, and output them to the limiter amplifiers 6C and 6D. To do.
  • the limiter amplifiers 6A-6D perform output correction by applying amplitude correction to the signals supplied from the corresponding adders 5A-5D so that the output signals SOUT0, SOUT45, SOUT90, and SOUT135 have the same amplitude. To do.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the principle of 45-degree phase correction by the 45-degree phase corrector 4.
  • the signals (vectors) S1-S4 are input to the 45-degree phase corrector 4.
  • the 90-degree phase-corrected quadrature signal is composed of the first quadrature signal by signals S1 and S3, and the second quadrature signal by signals S2 and S4.
  • the correspondence with the signals SB0, SB45, SB90 and SB135 shown in Fig. 2 shows that the signal S1 force is 0 degree signal SB0, the signal S2, S3, and S 45 degree signal SB45, 90 degree signal SB90 and 135 degree signal SB 135 respectively.
  • Signal S11 is a vector synthesis of signals S1 and S2
  • signals S12 and S13 are a vector synthesis of signals S2 and S3 and signals S3 and S4, respectively. That is, the signals S11 and S13 correspond to signals obtained by adding signals whose phase difference between the signals is 45 degrees by the 45 degree phase corrector 4.
  • phase difference ⁇ 1 (degrees) between the signals S11 and S12 obtained by vector synthesis of the signals S1 and S2 and the signals S2 and S3, which are assumed to be the phase difference power, is
  • phase difference ⁇ ⁇ 2 (degrees) between the signals S 12 and S 13 is
  • the output signal after the 45 ° phase correction by the 45 ° phase corrector 4 is between the signals regardless of the value of ⁇ .
  • the phase difference is corrected and the angle is accurately 45 degrees. That is, in the two sets of quadrature signals input to the 45 degree phase corrector 4, if the phase difference between the two signals constituting the quadrature signal is exactly 90 degrees (if the precision of the phase difference is good) ), 45 degree phase corrector 4 can remove the phase error and perform 45 degree phase correction with high accuracy.
  • the 45-degree phase corrector 4 in the present embodiment has a phase difference of approximately 45 degrees (which may or may not include a phase error) and a 90-degree phase difference.
  • a phase difference of approximately 45 degrees (which may or may not include a phase error) and a 90-degree phase difference.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a 45-degree phase shift circuit in the first embodiment of the present invention.
  • the 45 degree phase shift circuit has a 45 degree / 90 degree phase shifter 11, two 90 degree phase correctors 12, and a 45 degree phase corrector 13.
  • the 45 ° / 90 ° phase shifter 11 is a primary CR-LPF type 45 ° ⁇ 90 ° phase shifter for shifting the input signal by an integer multiple of 45 °, and the differential input signal ⁇ , In response to the trap, the center frequency 0 degree signal SC0, 4 with relative phase differences of 0, 45, 90, and 135 degrees, respectively, with a number f
  • 5 degree signal SC45, 90 degree signal SC90, and 135 degree signal SC135 are output. That is, the 45 ° / 90 ° phase shifter 11 receives the differential input signals IN and INX, and has a frequency f of about 45 °.
  • the 45 ° / 90 ° phase shifter 11 is composed of a CR network consisting of resistors R1 R4 and capacitors C1 and C4.
  • One resistor Ri and one capacitor Ci (i l one 4) connected in series.
  • the circuit consisting of (integer) is connected in parallel between the signal lines to which the differential input signals IN and INX are input.
  • Interconnection force signals of one resistor Ri and one capacitor Ci are output as signals SC0, SC45, SC90, and SC135, respectively.
  • the resistance values of the resistors R1 and R4 and the capacitances C1 and C4 constituting the 45 degree Z90 degree phase shifter 11 are determined based on the following equations (3) and (4).
  • the 45 ° / 90 ° shift shown in FIG. 4 is output to output a four-phase signal of 0 ° signal SC0, 45 ° signal SC45, 90 ° signal SC90, and 135 ° signal having a phase difference of approximately 45 °.
  • the phase shifter 11 outputs an 8-phase signal including the opposite phase signals (signals with relative phase differences of 180, 225, 270, and 315 degrees) as shown in Fig. 5 at 45 degrees /
  • a 90 degree phase shifter 20 may be used.
  • FIG. 5 is a diagram showing another configuration example of the 45 ° / 90 ° phase shifter.
  • the 45-degree / 90-degree phase shifter 20 shown in Fig. 5 is an 8-phase
  • the frequency of the horizontal wheel is the frequency
  • the vertical axis is the phase difference from the input signal (1 scale 20 degrees)
  • ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ , and ⁇ i> CD are 8 This is the phase difference between any two output signals with a phase difference of 45 degrees.
  • the 90-degree phase corrector 12 has a relative phase difference of 90 degrees in the signals S C0, SC45, SC90, and SCI 35 output from the 45-degree Z90-degree phase shifter 11.
  • 90 degree phase correction is applied to the quadrature signal consisting of two signals.
  • one 90-degree phase corrector 12 receives the 0-degree signal SCO and the 90-degree signal SC90, and 90-degree phase correction is performed on this using the 0-degree signal SD0 and the 90-degree signal. SD90 is output.
  • the other 90-degree complementary corrector 12 receives 45-degree signal SC45 and 135-degree signal SC135, and uses them as a 45-degree signal SD45 and 135-degree signal SD135 with 90-degree phase correction. Output.
  • the 90-degree phase corrector 12 includes four limiter amplifiers 14A, 14B, 16A, and 16B, and two adders 15A and 15B.
  • the limiter amplifiers 14A and 14B perform amplitude limitation to correct and equalize the amplitude error for the two signals constituting the quadrature signal supplied from the 45 ° / 90 ° phase shifter 11.
  • the adders 15A and 15B receive the orthogonal phase signal that has been subjected to the amplitude error correction by the limiter amplifiers 14A and 14B, and output the sum signal and difference signal of the two signals constituting the quadrature phase signal. To do.
  • the adder 15A receives the two signals constituting the quadrature signal as they are, adds them, and outputs a sum signal related to the quadrature signal.
  • the adder 15B inputs one of the two signals constituting the quadrature signal in the same phase, and the other signal is inverted in phase (input in reverse phase), and adds them.
  • the difference signal related to the quadrature signal is output.
  • the limiter amplifiers 16A and 16B perform amplitude limitation for correcting the amplitude error caused by the 90-degree phase correction and making the amplitudes of the output signals equal to the output signals of the calorimeters 15A and 15B.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the principle of 90-degree phase correction by the 90-degree phase corrector 12.
  • signals (vectors) S21 to S23 are orthogonal phase signals input to the 90-degree phase corrector 12, and the signal S23 is a reverse phase signal obtained by inverting the phase of the signal S21. signal
  • S31 is a vector synthesis of signals S21 and S22
  • signal S32 is a vector synthesis of signals S22 and S23.
  • the 90-degree phase corrector 12 performs 90-degree phase correction by vector synthesis on the input quadrature signal, and the resulting signal is 90-degree phase-corrected quadrature. Output as a phase signal.
  • the 45-degree phase corrector 13 corrects the phase difference of a signal having a phase difference of approximately 45 degrees to 45 degrees accurately, and performs 45-degree phase correction.
  • the amplitude is limited to eliminate the amplitude error that occurs.
  • the 45-degree phase corrector 13 includes a plurality of adders 17A-17D and limiter amplifiers 18A-18D provided corresponding thereto.
  • the 45-degree phase corrector 13 corresponds to the adders 5A-5D and limiter amplifiers 6A-6D of the 45-degree phase corrector 4 shown in Fig. 2 by the adders 17A-17D and limiter amplifier 18A-18D, respectively. Since it is configured in the same manner as the 45-degree phase corrector 4 shown in FIG. 2, a detailed description is omitted.
  • the 45-degree phase corrector 13 has a phase difference of 45 degrees by vector synthesis using two sets of quadrature signals having a phase difference of approximately 45 degrees and the same phase-corrected amplitude of 90 degrees. Make corrections and set the phase difference to 45 degrees.
  • an adder 15A that outputs a sum signal or a difference signal of the two signals by the synthesis of the two signals in a vector.
  • FIG. 1 One configuration example of B, 17A-17D is shown in FIG.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration example of the analog adder.
  • the adder includes an NPN transistor TR21 TR24, resistors R21 and R22, and current sources 21 and 22.
  • NPN transistors TR21 and TR22 are electrically connected via resistors R21 and R22, respectively. Connected to source VCC.
  • the emitters of NPN transistors TR21 and TR22 are coupled and connected to the ground GND via a current source 21.
  • the bases of the NPN transistors TR21 and TR22 are connected to input terminals SI 1N and SI1P, respectively, to which a first input signal (differential signal) is input.
  • NPN transistors TR23 and TR24 are connected to the power supply VCC via resistors R21 and R22, respectively.
  • the emitters of NPN transistors TR23 and TR24 are coupled and connected to the ground GND via the current source 22.
  • the bases of NPN transistors TR23 and TR24 are connected to input terminals SI2N and SI2P, respectively, to which the second input signal (differential signal) is input.
  • the output terminal S 0 1P is connected to the interconnection point between the collectors of the NPN transistors TR21 and TR23 and the resistor R21.
  • the output terminal S 0 1N is connected to the interconnection point between the collectors of the NPN transistors TR22 and TR24 and the resistor R22.
  • the adder configured with the two-input differential amplifier as described above is the collector of the NPN transistors TR21 and TR23, and is used for the voltages of the first and second input signals input from the input terminals SI1N and SI2N. Addition function is realized by adding current. Similarly, the first and second input signals input from the input terminals SI1P and SI2P are added at the collectors of the NPN transistors TR22 and TR24.
  • FIG. 9 shows a configuration example of limiter amplifiers 14A, 14B, 16A, 16B, and 18A-18D that limit the amplitude in the 90-degree phase corrector 12 and the 45-degree phase corrector 13 shown in FIG. Shown in.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example of a limiter amplifier (limiter circuit).
  • the limiter amplifier includes NPN transistors TR31-TR34, resistors R31-R34, and current sources 31, 32.
  • the collectors of the NPN transistors TR31 and TR32 are connected to the power supply VCC via resistors R31 and R32, respectively.
  • the emitters of NPN transistors TR31 and TR32 are coupled and connected to ground GND via a current source 31.
  • the bases of the NPN transistors TR31 and TR32 are connected to input terminals SI3N and SI3P to which input signals (differential signals) are input, respectively.
  • the collectors of the NPN transistors TR33 and TR34 are connected through resistors R33 and R34, respectively. Connected to the power supply VCC.
  • the emitters of NPN transistors TR33 and TR34 are coupled and connected to ground GND via a current source 32.
  • the base of NPN transistor TR33 is connected to the interconnection point between the collector of NPN transistor TR31 and resistor R31, and the base of NPN transistor TR34 is connected to the interconnection point between the collector of NPN transistor TR32 and resistor R32 ing.
  • Output terminal S03P is connected to the interconnection point between the collector of NPN transistor TR33 and resistor R33.
  • the output terminal S03N is connected to the interconnection point between the collector of the NPN transistor TR34 and the resistor R34.
  • the limiter amplifier is configured by connecting differential amplifiers in multiple stages.
  • a limiter amplifier composed of two differential amplifiers is shown in FIG. 9 as an example.
  • the present invention is not limited to this, and the number of connection stages of the differential amplifier is arbitrary, and its amplification rate What is necessary is just to determine suitably according to etc.
  • the 45 ° / 90 ° phase shifter 11 sets the relative phase difference to 0 °, 45 °, and 0 ° by the phase shift of the input signals IN and INX, respectively.
  • the 90-degree phase corrector 12 uses signals SCO and SC90 as one set of quadrature signals, signals SC45 and SC135 as one set of quadrature signals, and performs 90-degree phase correction to produce signals SD0, SD45, SD90, and SD135 is output.
  • the 45-degree phase corrector 13 uses the signals SD0, SD45, SD90, and SD135 (two sets of quadrature phase signals having a phase difference of about 45 degrees) that have been phase-corrected by 90 degrees. For each set of signals with a phase difference of 45 degrees, the vector error is combined by the adder 17 to remove the phase error and correct the phase by 45 degrees. Then, the signal generated by vector synthesis is subjected to amplitude limitation and output as signals SE0, SE45, SE90, and SE135.
  • the phase error between quadrature signals having a phase difference of approximately 45 degrees is obtained by vector synthesis of signals having a phase difference of 45 degrees among the quadrature signals as shown in FIG.
  • the power to remove S. Therefore, a phase error occurs in the 45-degree phase difference signal due to manufacturing variations such as the resistance R1 R4 and the capacitance C1 to C4 that make up the 45-degree / 90-degree phase shifter 11.
  • manufacturing variations such as the resistance R1 R4 and the capacitance C1 to C4 that make up the 45-degree / 90-degree phase shifter 11.
  • it can be reliably removed, the effects of manufacturing variations, etc. can be mitigated, and the phase difference of the 45 ° phase difference signal can be accurately corrected to 45 °, and sufficient accuracy can always be obtained over a wide band.
  • the frequency range in which the 45 degree phase difference signal having the 45 degree phase difference can be used can be widened.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a 45-degree phase shift circuit in the second embodiment of the present invention.
  • the 45 degree phase shift circuit in the second embodiment includes a 45 degree phase shifter 41, a 90 degree phase shifter 42, 43, a 90 degree phase corrector 44, 45, and a 45 degree phase corrector 46.
  • the 45 degree phase shifter 41 receives the differential input signals IN and INX, and sets the relative phase difference to 0 degree,
  • 45 degree, 180 degree, and 225 degree signals 0 degree signal SF0, 45 degree signal SF45, 180 degree signal SF180, and 225 degree signal SF225 are output.
  • the resistance value of the resistors R41 to R44 and the capacitance value of C41 and C44 are set appropriately according to the center frequency.
  • the resistance values of resistors R41 and R43 are equal, and the resistance values of resistors R42 and R44 are equal.
  • the capacitance values of the capacitors C41 and C43 are equal, and the capacitance values of the capacitors C42 and C44 are equal.
  • the 90-degree phase shifter 42 performs a 90-degree phase shift on the 0-degree signal SF0 and the 180-degree signal SF180 input from the 45-degree phase shifter 41 via the buffer circuit 47.
  • the 90 degree phase shifter 42 outputs a 0 degree signal SG0, a 90 degree signal SG90, a 180 degree signal SG180, and a 270 degree signal SG270 obtained by the 90 degree phase shift.
  • the 90-degree phase corrector 44 receives the signals SG0, SG90, SG180, and SG270 output from the 90-degree phase shifter 42.
  • the 90-degree phase corrector 44 receives these signals (for example, a set of 0-degree signal SG0 and 90-degree signal SG90 with a relative phase difference of 90 degrees, and 18-degree signal SG180 and 270-degree signal).
  • 90 degree phase correction is performed using at least one of the SG270 pairs), and 90 degree phase corrected 0 degree signal SH0, 90 degree signal SH90, 180 degree signal Outputs SH180 and 270 degree signal SH270.
  • the 90 degree phase shifter 43 and the 90 degree phase corrector 45 are connected via the buffer circuit 48.
  • 45 degree shifter 41 For 45 degree signal SF45 and 225 degree signal SF225 input from force, 90 degree phase shift and 90 degree phase correction are performed respectively, and 45 degree signal SH45, 135 degree signal SH135, 225 degree signal SH225 and 315 degree signal SH315 are output.
  • the 90-degree phase shifter 42 (43) and the 90-degree phase corrector 44 (45) are known as disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open Nos. 5-110369 and 7-303028.
  • a 90 degree phase shifter can be used.
  • the 45-degree phase corrector 46 accurately adjusts the phase difference of a signal having a relative phase difference of 45 degrees in each signal supplied from the 90-degree phase correctors 44 and 45 45 Perform phase correction.
  • the 45-degree phase corrector 46 includes a plurality of adders 49 each configured as shown in FIGS. 8 and 9 and a limiter amplifier 50 provided corresponding thereto.
  • the m-degree signal SHm and the (m + 45) -degree signal SH (m + 45) (m is 0, 45, 90, 1 35, 180, 225, 270, 315)
  • the output signal of the adder 49 is input to the limiter amplifier 50, and the amplitude is limited to remove the amplitude error.
  • the 45 degree phase compensator 46 is a signal SJ0, SJ45, SJ90, SJ 135, SJ180, SJ225, SJ270 that the phase difference between the signals that have undergone 45 degree phase correction is exactly 45 degrees.
  • And SJ315 are output.
  • each component circuit of the 45-degree phase shift circuit in the second embodiment can be obtained.
  • the 45-degree phase shift circuit in the first and second embodiments is used as a phase shifter that supplies a local oscillation signal to the down-converter of the even harmonic mixer described above, an accurate 45 degree Two quadrature signals having a phase difference can be supplied to the even harmonic mixer, improving the performance of the even harmonic mixer and greatly contributing to the realization of a high-quality and low-cost communication system.
  • a circuit is generally configured to have a differential configuration so that even if an unnecessary signal is input in the LSI, the circuit is configured in a differential manner.
  • Each circuit in the phase shift circuit may have a differential configuration or a single-ended configuration.
  • the phase difference is set to 45 degrees among a plurality of sets of quadrature phase signals that have a phase difference of approximately 45 degrees and have the same amplitude and 90 degrees of phase correction.

Landscapes

  • Networks Using Active Elements (AREA)
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  • Amplifiers (AREA)

Abstract

　略４５度の位相差を有し、互いに振幅が等しい複数組の９０度の位相補正が施された直交位相信号の中で位相差が４５度とされる信号をベクトル合成し、当該ベクトル合成により得られる信号を出力する４５度位相補正器（４）を移相回路に設け、異なる組の直交位相信号間の位相誤差をベクトル合成して除去し、その位相差を４５度に正確に補正することができるようにする。

Description

明 細 書
移相回路及び位相補正方法
技術分野
[0001] 本発明は、移相回路及び位相補正方法に関し、特に、 45度の位相差を有する複 数の信号を生成する 45度移相回路に用いて好適なものである。
背景技術
[0002] 移動体通信などをはじめとした無線通信用受信機等において、ダイレクトコンパ一 ジョン（ゼロ IF)方式は望ましい受信方式である。ダイレクトコンバージョン方式は、回 路構成がシンプルで IF (Intermediate Frequency)フィルタを必要とせず低コスト化が 可能である。
[0003] し力し、従来用いられている通常のダイレクトコンバージョン方式のレシーバは、入 力される高周波信号 (受信信号)と同じ周波数のローカル発振信号をミキシングして 所望の低周波信号を取り出す。そのため、同じ周波数の信号を用いたローカルセル フミキシングにより DCオフセットが発生し、これが後段の回路を飽和させて回路が動 作しなくなるおそれがあった。
[0004] この問題を回避する 1つの方法として、発生する DCオフセットの低減を図るために イーブンハーモニックミキサを使用する方法がある。イーブンハーモニックミキサは、 受信信号の 1Z2の周波数、かつ 90度の位相差を有する（直交する）信号をローカル 発振信号として用いる、すなわち受信信号とは周波数が異なるローカル発振信号を 用いることで、 DCオフセットの低減を図っている。
[0005] 図 11は、イーブンハーモニックミキサの構成を示す図である。
図 11において、ダウンコンバータ 61は、受信信号（高周波信号) RFINとローカル 発振信号 L〇0、 LO90が入力され、それらをミキシングして Iチャネル信号 ICHを出 力する。同様に、ダウンコンバータ 62は、受信信号 RFINとローカル発振信号 L045 、 L0135が入力され、それらをミキシングして Qチャネル信号 QCHを出力する。
[0006] 移相回路 63は、信号 RFINの 1/2の周波数の信号 LOIに基づいて、ローカル発 振信号 L〇0、 LO90、 L〇45、及び LOI 35を生成し出力する。ローカル発振信号 L O0、 L〇90、 L〇45、及び： L0135は、信号 LOOと LO90を 1糸且、信号 L045と L〇13
5を 1組として、同じ組内の信号は 90度の位相差を有しているとともに、異なる組の対 応する信号は 45度の位相差を有してレ、る。
[0007] 45度位相差の信号を得るための 45度移相器としては、抵抗 ）と容量 (C)からな る CRネットワークを使用したものが知られている（例えば、非特許文献 1参照。）。 図 12は、 CRネットワークを使用した一次 CR型 45度移相器 64の構成例を示す図 である。図 12においては、一例として抵抗 R61— R64と容量 C61— C64を有する一 次 CR型 45度移相器 64を示してレ、る。
[0008] 一次 CR型 45度移相器 64は、図 12に示すように直列に接続された 1つの抵抗と 1 つの容量からなる回路力 入力信号 IN、 INXの信号線間に並列に接続されている。 抵抗 R61と R63の抵抗値は等しぐ抵抗 R62と R64の抵抗値は等しい。また、容量 C 61と C63の容量値は等しく、容量 C62と C64の容量値は等しい。
[0009] 抵抗 R61一 R64の抵抗値及び容量 C61— C64の容量値を適切に設計することで 、入力信号の位相を所定量だけずらした (位相を回転させた)信号〇UT0、 OUT18 0、 OUT45、及び OUT225が直列接続された抵抗と容量の間から出力される。例え ば、信号 OUT0が抵抗 R61と容量 C61からなる回路より出力され、信号 OUT0に対 して位相差を 45度とする信号 OUT45が抵抗 R62と容量 C62からなる回路により生 成され出力される。
[0010] 図 13は、図 12に示したような一次 CR型 45度移相器における位相差の周波数特 性を示す図であり、横軸は周波数、縦軸は基準となる信号との位相差 (単位は度)で ある。図 13には、位相差が 45度になる周波数（中心周波数）を 1GHzに設定したも のの周波数特性を示している。
[0011] 上述した一次 CR型移相器では、それを構成する抵抗、容量の値によって任意の 周波数における信号の位相差 (位相の回転量）が決まる。そのため、所望の周波数 特性を得られるように一次 CR型 45度移相器を設計しても、実際には抵抗及び容量 の値は製造 (プロセス）ばらつきや寄生成分の影響を受けて、 45度の位相差が得ら れなかったり、位相差が 45度になる周波数がシフトしたりして位相誤差が生じる。例 えば図 13に示した周波数特性を有する一次 CR型 45度移相器において、 3度程度 の位相誤差を許容した場合、周波数範囲はおよそ 700MHz— 1500MHzとなる力 実際の製造ばらつき等を考慮すると十分なものとはいえない。
[0012] また、上述したイーブンハーモニックミキサでは、ダウンコンバータ 61、 62に供給す るローカル発振信号に係る移相精度 (発振信号間の位相差精度)が、受信信号品質 に直接的かつ多大な影響を及ぼす。そこで、イーブンハーモニックミキサの性能を向 上させ、高品質なデータ通信を可能にするために、 45度の位相差信号の精度向上 が要求されている。し力 ながら、従来の方法では移相器などを構成する抵抗及び 容量の製造ばらつき等により、信号の位相差に関して常に広い帯域で十分な精度を 得ることが非常に困難である。
[0013] なお、直交位相信号（90度の位相差信号）に関しては、 90度の位相補正を行って 位相誤差を除去する方法が提案されている（例えば、特許文献 1参照。）。しかし、こ の方法を 45度の位相差信号についてそのまま適用することはできない。
[0014] 特許文献 1 :特開平 5 - 110369号公報
特午文献 1： T.Yamaji,H.Tammoto, and H.Kokatsu, An I/Q Active Balanced Harmonic Mixer with IM2Cancelers and a 4り Phase Shifter", IEEE JOURNAL OFSOLID-STATE CIRCUITS, VOL.33, NO.12, pp.2240- 2246， DECEMBER 1998 発明の開示
[0015] 本発明の目的は、正確に 45度の位相差を有する複数の信号を出力する移相回路 及び位相補正方法を提供することである。
[0016] 本発明の移相回路は、供給される略 45度の位相差を有し振幅が等しい複数組の 9 0度の位相補正が施された直交位相信号の中で位相差が 45度とされる信号をべタト ル合成して得られる信号を出力する 45度位相補正器を備える。
本発明によれば、複数の 90度の位相補正が施された直交位相信号の中で位相差 を 45度とする信号をベクトル合成することで、異なる組の直交位相信号間の位相誤 差を除去してその位相差を 45度に正確に補正することができるようになる。
図面の簡単な説明
[0017] [図 1]図 1は、本発明の実施形態における 45度移相回路の原理説明図である。
[図 2]図 2は、図 1に示した 45度位相補正器の構成を示す図である。 [図 3]図 3は、本実施形態における 45度位相補正器による 45度の位相補正原理を説 明するための図である。
[図 4]図 4は、第 1の実施形態における 45度移相回路の構成例を示す図である。
[図 5]図 5は、 45度 /90度移相器の他の構成例を示す図である。
[図 6]図 6は、図 5に示した 45度 Z90度移相器の移相特性の一例を示す図である。
[図 7]図 7は、 90度位相補正器による 90度の位相補正原理を説明するための図であ る。
[図 8]図 8は、本発明の実施形態における加算器の構成例を示す図である。
[図 9]図 9は、本発明の実施形態におけるリミッタアンプの構成例を示す図である。
[図 10]図 10は、第 2の実施形態における 45度移相回路の構成例を示す図である。
[図 11]図 11は、イーブンハーモニックミキサの構成を示す図である。
[図 12]図 12は、一次 CR型 45度移相器の構成を示す図である。
[図 13]図 13は、図 12に示した 45度移相器の周波数特性の一例を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
[0018] 以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図 1は、本発明の実施形態における 45度移相回路の原理説明図である。 45度移 相回路は、 45度 Z90度移相器 1、 90度位相補正器 2、 3、及び 45度位相補正器 4を 有する。
[0019] 45度 /90度移相器 1は、入力信号 SINが入力され、 0度信号 SA0、 45度信号 SA 45、 90度信号 SA90、及び 135度信号 SAl 35を出力する。信号 SA0、 SA45、 SA 90、及び SAl 35は、基準となる信号に対する相対位相差をそれぞれ 0度、 45度、 9 0度、及び 135度とする信号であり、入力信号 SINに基づいて生成される。すなわち 、信号 SA0、 SA45、 SA90、及び SAl 35は、 45度の位相差を有する 4相信号であ り、 0度信号 SA0と 90度信号 SA90を 1組、及び 45度信号 SA45と 135度信号 SA1 35を 1組として 2組の直交位相信号を構成し、この 2組の直交位相信号の位相差は 4 5度である（正確に 45度の位相差を有していなくても良ぐ略 45度であれば良い。）。 なお、移相器 1からさらに各信号の逆相信号 (相対位相差 180度、 225度、 270度、 及び 315度とする信号）を含む 8相信号を出力するようにしても良レ、。 [0020] 90度位相補正器 2、 3は、 45度 /90度移相器 1から出力される直交位相（90度位 相差)信号に 90度の位相補正を行う。 90度の位相補正は、当該直交位相信号を構 成する 2つの信号の位相差を正確に 90度にする補正であり、従来公知の 90度位相 補正方法を適用して行う。
[0021] 例えば、直交位相信号を構成する 2つの信号の加算や減算（2信号を用いたベタト ル合成）をそれぞれ行うことで、 90度の位相補正を行うことが可能である（特開平 5— 1 10369号公報等参照。）。また、例えば 90度位相検出による位相補正ループを用い て 90度の位相補正を行うようにしても良レ、（特開平 7—303028号公報等参照。）。
[0022] 具体的には、 90度位相補正器 2は、相対位相差を 0度、 90度とする 0度信号 SA0 と 90度信号 SA90が入力され、当該信号を用いて 90度の位相補正を行レ、、位相補 正された 0度信号 SB0と 90度信号 SB90を生成し出力する。同様に、 90度位相補正 器 3は、相対位相差を 45度、 135度とする 45度信号 SA45と 135度信号 SA135が 入力され、 90度の位相補正された 45度信号 SB45と 135度信号 SB135を出力する
[0023] なお、 90度位相補正器 2、 3は、 90度の位相補正を行った後、さらに各信号の振幅 を補正して揃えるために振幅制限（リミツティング、振幅補正）を行う。したがって、 90 度位相補正器 2、 3から出力される信号 SB0、 SB45、 SB90、及び SB135の振幅は 、互いに等しい。
[0024] 45度位相補正器 4は、略 45度の位相差を有する信号の位相差を正確に 45度にす る 45度の位相補正を行う。 45度位相補正器 4は、 90度位相補正器 2、 3で 90度の位 相補正された 2組の直交位相信号を構成する 0度信号 SB0、 90度信号 SB90、 45度 信号 SB45、及び 135度信号 SB135が入力される。そして、 45度位相補正器 4は、 それらに 45度の位相補正を施して正確に 45度の位相差を有する 0度信号 SOUT0 、 90度信号 S〇UT90、 45度信号 S〇UT45、及び 135度信号 SOUT135を出力す る。
[0025] なお、 45度位相補正器 4は、 90度位相補正器 2、 3と同様に、 45度の位相補正を 行った後、位相補正に伴って生じる振幅誤差 (各信号の振幅差)を除去するために 振幅制限（振幅補正）を行う。したがって、信号 S〇UT0、 S〇UT90、 S〇UT45、及 び SOUT135の振幅は、互いに等しい。
45度位相補正器 4の内部構成を図 2に示す。
[0026] 図 2は、 45度位相補正器 4の構成を示す図である。
45度位相補正器 4は、複数の加算器 5とそれに対応して設けられたリミッタアンプ（ リミッタ回路） 6とを有する。加算器 5は、例えば 0度信号 SB0と 45度信号 SB45のよう な信号間の位相差を 45度とする 2つの入力信号を加算し、その演算結果をリミッタァ ンプ 6に出力する。リミッタアンプ 6は、加算器 5から供給される信号の振幅誤差を補 正するための振幅制限を行う。
[0027] 具体的には、加算器 5Aは、 0度信号 SBOと、位相反転した 135度信号 SB135 (13 5度信号 SB135の逆相信号）が入力され、 0度信号 SBOと 135度信号 SB135の差 を算出してリミッタアンプ 6Aに出力する。また、加算器 5Bは、 0度信号 SBOと 45度信 号 SB45力 S入力され、 0度信号 SBOと 45度信号 SB45の和を算出してリミッタアンプ 6 Bに出力する。同様に、加算器 5C、 5Dは、それぞれ 45度信号 SB45と 90度信号 SB 90の禾口、 90度信号 SB90と 135度信号 SB135の禾ロを算出して、リミッタアンプ 6C、 6 Dに出力する。
[0028] リミッタアンプ 6A— 6Dは、出力する信号 SOUT0、 SOUT45、 SOUT90、及び S OUT135の振幅を互いに等しくするように、それぞれ対応する加算器 5A— 5Dから 供給される信号に振幅補正を施し出力する。
[0029] 図 3は、 45度位相補正器 4による 45度の位相補正原理を説明するための図である 図 3において、信号 (ベクトル） S1— S4は、 45度位相補正器 4に入力される 90度の 位相補正された直交位相信号であり、信号 S1と S3により第 1の直交位相信号を構成 し、信号 S2と S4により第 2の直交位相信号を構成している。例えば、図 2に示した信 号 SB0、 SB45、 SB90及び SB135との対応を示すと、信号 S1力 0度信号 SB0に対 応し、信号 S2、 S3、及び S 45度信号 SB45、 90度信号 SB90、及び 135度信 号 SB 135にそれぞれ対応する。
[0030] また、 φは、信号 S1と S2の実際の位相差 (第 1の直交位相信号と第 2の直交位相 信号の位相差)であり、理想的には 45度である。したがって、第 1の直交位相信号と 第 2の直交位相信号との位相誤差を ctとすると、 φ =45+ a (度）と表される。
[0031] 信号 S11は、信号 S1と S2をべクトノレ合成したものであり、信号 S12、 S13は、それ ぞれ信号 S2と S3、信号 S3と S4をベクトル合成したものである。すなわち、信号 S11 一 S13は、 45度位相補正器 4で信号間の位相差が 45度とされる信号を加算して得 られる信号に相当する。
[0032] 位相差力 度とされる信号 S1と S2、及び信号 S2と S3を、それぞれベクトル合成し て得られる信号 S 11と S 12との位相差 Δ θ 1 (度）は、
Δ Θ 1= φ + (90- )/2-φ/2 = 45
となる。また、同様に信号 S 12と S 13との位相差 Δ Θ 2(度）は、
Δ Θ 2 = 90+ φ/2-[ + (90-φ)/2]=45 …（2)
となる。
[0033] したがって、上記式（1)、（2)から明らかなように、 45度位相補正器 4による 45度の 位相補正後の出力信号は、 φの値には関わらず、各信号間の位相差が補正され正 確に 45度になる。すなわち、 45度位相補正器 4に入力される 2組の直交位相信号に おいて、直交位相信号を構成する 2つの信号の位相差が正確に 90度であれば (位 相差の精度が良ければ）、 45度位相補正器 4は位相誤差を除去して精度良く 45度 の位相補正を行うことができる。
[0034] このように本実施形態における 45度位相補正器 4は、略 45度 (位相誤差を含んで いても良いし、含んでいなくとも良い）の位相差を有するとともに、 90度の位相補正さ れた振幅が等しい 2組の直交位相信号の中で、信号の位相差が 45度とされる 2つの 信号を加算することにより、言い換えれば当該 2つの信号を用いたベクトル合成により 位相誤差を除去する 45度の位相補正を行レ、、その位相差を正確に 45度にする。
[0035] (第 1の実施形態）
図 4は、本発明の第 1の実施形態における 45度移相回路の構成例を示す図である 。 45度移相回路は、 45度 /90度移相器 11、 2つの 90度位相補正器 12、及び 45度 位相補正器 13を有する。
[0036] 45度 /90度移相器 11は、入力信号を 45度の整数倍だけ移相するための一次 C R-LPF型 45度 Ζ90度移相器であり、差動入力信号 ΙΝ、 ΙΝΧを受けて、中心周波 数 f で相対位相差をそれぞれ 0度、 45度、 90度、及び 135度とする 0度信号 SC0、 4
0
5度信号 SC45、 90度信号 SC90、及び 135度信号 SC135を出力する。すなわち、 45度 /90度移相器 11は、差動入力信号 IN、 INXを受けて、周波数 f の略 45度の
0
位相差を有する 4相信号 SC0、 SC45、 SC90、及び SC135を出力する。
[0037] 45度 /90度移相器 11は、抵抗 R1 R4と容量 C1一 C4からなる CRネットワークで 構成され、直列に接続された 1つの抵抗 Riと 1つの容量 Ci (i= l一 4の整数)からなる 回路が、差動入力信号 IN、 INXが入力される信号線間に並列に接続されている。 1 つの抵抗 Riと 1つの容量 Ciとの相互接続点力 信号 SC0、 SC45、 SC90、及び SC 135がそれぞれ出力される。
[0038] ここで、 45度 Z90度移相器 11を構成する抵抗 R1 R4の抵抗値、容量 C1一 C4 の容量値は、下記式（3)、（4)に基づき決定される。
45度の位相差出力に関して、
Rl/ d/ ω 01) = (1/ ω C2) /R2 = tan (180—45) /4 …（3)
0 0
及び 135度の位相差出力に関して、
R3バ 1/ ω 03) = (1/ ω C4) /R4 = tan (180—135) /4
o o …（4) で算出される比になるように選択すれば良レ、。上記式（3)、（4)において、 ω = 2 π
0
X fである。
0
[0039] なお、略 45度の位相差を有する 0度信号 SC0、 45度信号 SC45、 90度信号 SC90 、及び 135度信号の 4相信号を出力する図 4に示した 45度 /90度移相器 11にかえ て、さらに各信号の逆相信号 (相対位相差を 180度、 225度、 270度、及び 315度と する信号)を含む 8相信号を出力する図 5に示す 45度 /90度移相器 20を用いるよう にしても良い。
[0040] 図 5は、 45度 /90度移相器の他の構成例を示す図である。図 5に示す 45度 /90 度移相器 20は、例えば中心周波数 f 力 SlGHzで、略 45度の位相差を有する 8相信
0
号を出力するように設計された一次 CR— LPF型 45度 Z90度移相器である。
[0041] 45度 /90度移相器 20は、差動入力信号 IN、 INXが入力される信号線間に、直列 に接続された 1つの抵抗 Riと 1つの容量 Ci (i= 11一 18の整数）からなる回路が並列 に接続された CRネットワークで構成される。抵抗 Riと容量 Ciとの相互接続点から、図 6に移相特性例を示すような位相差を 45度とする 8相の信号 V0、 V45、 V90、 VI 35 、 V180、 V225、 V270、及び V315力 S出力される。なお、図 6におレヽて、横車由 ίま周波 数、縦軸は入力信号との位相差（1目盛 20度）であり、 φ ΑΒ、 φ Β〇、及び <i> CDは、 8相信号のうち位相差が 45度とされる任意の 2つの出力信号の位相差である。
[0042] 図 4に戻り、 90度位相補正器 12は、 45度 Z90度移相器 11から出力される信号 S C0、 SC45、 SC90、及び SCI 35にて相対的な位相差が 90度とされる 2信号からな る直交位相信号に 90度の位相補正を施す。具体的には、一方の 90度位相補正器 1 2は、 0度信号 SCOと 90度信号 SC90が入力され、これを用いて 90度の位相補正が 施された 0度信号 SD0と 90度信号 SD90を出力する。同様に、他方の 90度位相補 正器 12は、 45度信号 SC45と 135度信号 SC135が入力され、これを用いて 90度の 位相補正が施された 45度信号 SD45と 135度信号 SD135を出力する。
[0043] 90度位相補正器 12は、 4つのリミッタアンプ 14A、 14B、 16 A, 16Bと、 2つの加算 器 15A、 15Bとを有する。
リミッタアンプ 14A、 14Bは、 45度 /90度移相器 11から供給される直交位相信号 を構成する 2つの信号に対して振幅誤差を補正し等しくするための振幅制限を行う。
[0044] 加算器 15A、 15Bは、リミッタアンプ 14A、 14Bにて振幅誤差の補正が施された直 交位相信号が入力され、当該直交位相信号を構成する 2信号の和信号及び差信号 を出力する。
ここで、加算器 15Aは、直交位相信号を構成する 2信号がそのまま入力され、これ らを加算して直交位相信号に係る和信号を出力する。一方、加算器 15Bは、直交位 相信号を構成する 2信号のうち一方の信号がそのままの位相で入力されるとともに、 他方の信号が位相反転されて入力（逆相入力）され、これらを加算して直交位相信 号に係る差信号を出力する。
[0045] リミッタアンプ 16A、 16Bは、カロ算器 15A、 15Bの出力信号に対して、 90度の位相 補正により生じる振幅誤差を補正して出力信号の振幅を等しくするための振幅制限 を行う。
[0046] 図 7は、 90度位相補正器 12による 90度の位相補正原理を説明するための図であ る。 図 7において、信号 (ベクトル） S21— S23は、 90度位相補正器 12に入力される直 交位相信号であり、信号 S23は、信号 S21が位相反転された逆相信号である。信号
S31は信号 S21と S22をべク卜ノレ合成したちのであり、信号 S32は信号 S22と S23を ベクトル合成したものである。
[0047] 図 7から明ら力、なように、直交位相信号を構成する位相差を 90度とする信号 S21と
S22、及び信号 S22と S23を、それぞれベクトル合成して得られる信号 (直交位相信 号の和信号及び差信号） S31と S32との位相差は、各信号 S31、 S32、 S33の振幅 が等しければ正確に 90度となる。
図 7に示す 90度の位相補正原理に従って、 90度位相補正器 12は入力される直交 位相信号にベクトル合成による 90度の位相補正を行レ、、得られる信号を 90度位相 補正された直交位相信号として出力する。
[0048] 図 4に戻り、 45度位相補正器 13は、略 45度の位相差を有する信号の位相差を正 確に 45度にする 45度の位相補正を行うとともに、当該位相補正に伴って生じる振幅 誤差を除去するための振幅制限を行う。
[0049] 45度位相補正器 13は、複数の加算器 17A— 17Dとそれに対応して設けられたリミ ッタアンプ 18A— 18Dとを有する。 45度位相補正器 13は、加算器 17A— 17D及び リミッタアンプ 18A— 18Dが図 2に示した 45度位相補正器 4の加算器 5A— 5D及び リミッタアンプ 6A— 6Dにそれぞれ対応しており、図 2に示した 45度位相補正器 4と同 様に構成されるので詳細な説明は省略する。
[0050] すなわち、 45度位相補正器 13は、略 45度の位相差を有するとともに、 90度の位 相補正された振幅が等しい 2組の直交位相信号を用いたベクトル合成により 45度の 位相補正を行レ、、位相差を正確に 45度にする。
[0051] ここで、図 4に示した 90度位相補正器 12及び 45度位相補正器 13において 2つの 信号のべ外ル合成による当該 2信号の和信号や差信号を出力する加算器 15A、 15
B、 17A— 17Dの一構成例を図 8に示す。
[0052] 図 8は、アナログ加算器の構成例を示す回路図である。加算器は、 NPNトランジス タ TR21 TR24、抵抗 R21、 R22、及び電流源 21、 22を有する。
[0053] NPNトランジスタ TR21、 TR22のコレクタは、それぞれ抵抗 R21、 R22を介して電 源 VCCに接続されている。 NPNトランジスタ TR21、 TR22のェミッタは、結合される とともに電流源 21を介してグランド GNDに接続されている。 NPNトランジスタ TR21 、TR22のベースは、それぞれ第 1の入力信号 (差動信号)が入力される入力端子 SI 1N、 SI1Pに接続されている。
[0054] 同様に、 NPNトランジスタ TR23、 TR24のコレクタは、それぞれ抵抗 R21、 R22を 介して電源 VCCに接続されている。 NPNトランジスタ TR23、 TR24のェミッタは、結 合されるとともに電流源 22を介してグランド GNDに接続されている。 NPNトランジス タ TR23、 TR24のベースは、それぞれ第 2の入力信号 (差動信号）が入力される入 力端子 SI2N、 SI2Pに接続されている。
[0055] 出力端子 S〇1Pは、 NPNトランジスタ TR21、 TR23のコレクタと抵抗 R21との相互 接続点に接続されている。また、出力端子 S〇1Nは、 NPNトランジスタ TR22、 TR2 4のコレクタと抵抗 R22との相互接続点に接続されている。
[0056] このように 2入力の差動アンプで構成した加算器は、 NPNトランジスタ TR21、 TR2 3のコレクタ部で、入力端子 SI1N、 SI2Nより入力される第 1及び第 2の入力信号の 電圧に基づく電流が加えられ加算機能を実現している。同様に、 NPNトランジスタ T R22、 TR24のコレクタ部で、入力端子 SI1P、 SI2Pより入力される第 1及び第 2の入 力信号の加算が行われる。
[0057] また、図 4に示した 90度位相補正器 12及び 45度位相補正器 13において振幅制 限を行うリミッタアンプ 14A、 14B、 16 A, 16B、 18A— 18Dの一構成例を図 9に示 す。
図 9は、リミッタアンプ（リミッタ回路）の構成例を示す回路図である。リミッタアンプは 、 NPNトランジスタ TR31— TR34、抵抗 R31— R34、及び電流源 31、 32を有する。
[0058] NPNトランジスタ TR31、 TR32のコレクタは、それぞれ抵抗 R31、 R32を介して電 源 VCCに接続されている。 NPNトランジスタ TR31、 TR32のェミッタは、結合される とともに電流源 31を介してグランド GNDに接続されている。 NPNトランジスタ TR31 、 TR32のベースは、それぞれ入力信号 (差動信号）が入力される入力端子 SI3N、 S I3Pに接続されている。
[0059] また、 NPNトランジスタ TR33、 TR34のコレクタは、それぞれ抵抗 R33、 R34を介 して電源 VCCに接続されている。 NPNトランジスタ TR33、 TR34のェミッタは、結合 されるとともに電流源 32を介してグランド GNDに接続されている。 NPNトランジスタ T R33のベースは、 NPNトランジスタ TR31のコレクタと抵抗 R31との相互接続点に接 続され、 NPNトランジスタ TR34のベースは、 NPNトランジスタ TR32のコレクタと抵 抗 R32との相互接続点に接続されている。
[0060] 出力端子 S〇3Pは、 NPNトランジスタ TR33のコレクタと抵抗 R33との相互接続点 に接続されている。出力端子 S03Nは、 NPNトランジスタ TR34のコレクタと抵抗 R3 4との相互接続点に接続されている。
[0061] 図 9に示したようにリミッタアンプは、差動アンプを多段接続して構成される。なお、 上述した説明では、 2つの差動アンプで構成したリミッタアンプを一例として図 9に示 したが、これに限定されるものではなく差動アンプの接続段数は任意であり、その増 幅率等に応じて適宜決定すれば良い。
[0062] 以上、説明したように第 1の実施形態によれば、 45度 /90度移相器 11は、入力信 号 IN、 INXの移相により相対位相差をそれぞれ 0度、 45度、 90度、及び 135度とす る信号 SC0、 SC45、 SC90、及び SC135を生成し出力する。 90度位相補正器 12 は、信号 SCOと SC90を 1組の直交位相信号、信号 SC45と SC135を 1組の直交位 相信号として、 90度の位相補正を施して信号 SD0、 SD45、 SD90、及び SD135を 出力する。
[0063] さらに、 45度位相補正器 13は、 90度の位相補正された信号 SD0、 SD45、 SD90 、及び SD135 (略 45度の位相差を有する 2組の直交位相信号)を用いて、位相差が 45度とされる信号のそれぞれの組について加算器 17によるべクトノレ合成を行うこと で位相誤差を除去し 45度の位相補正を行う。そして、ベクトル合成により生成した信 号に振幅制限を施して信号 SE0、 SE45、 SE90、及び SE135としてそれぞれ出力 する。
[0064] これにより、略 45度の位相差を有する直交位相信号間の位相誤差を、図 3に示し たように直交位相信号の中で位相差を 45度とする信号をベクトル合成することで除 去すること力 Sできる。したがって、 45度 /90度移相器 11を構成する抵抗 R1 R4及 び容量 C1一 C4などの製造ばらつき等により 45度の位相差信号に位相誤差が生じ ても確実にそれを除去でき、製造ばらつき等の影響を緩和して、 45度の位相差信号 の位相差を正確に 45度に補正することができるとともに、常に広い帯域で十分な精 度を得ることができる。また、本実施形態における 45度の位相補正を施すことで、 45 度の位相差を有する 45度の位相差信号を使用可能な周波数範囲を広くすることも できる。
[0065] (第 2の実施形態）
次に、第 2の実施形態について説明する。
図 10は、本発明の第 2の実施形態における 45度移相回路の構成例を示す図であ る。第 2の実施形態における 45度移相回路は、 45度移相器 41、 90度移相器 42、 4 3、 90度位相補正器 44、 45、及び 45度位相補正器 46を有する。
[0066] 45度移相器 41は、 CRネットワークで構成された一次 CR型 45度移相器であり、直 列に接続された 1つの抵抗 Riと 1つの容量 Ci (i=41一 44の整数）からなる回路が差 動入力信号 IN、 INXが入力される信号線間に並列に接続されている。
[0067] 45度移相器 41は、差動入力信号 IN、 INXを受けて、相対位相差をそれぞれ 0度、
45度、 180度、 225度とする 0度信号 SF0、 45度信号 SF45、 180度信号 SF180、 及び 225度信号 SF225を出力する。なお、抵抗 R41— R44の抵抗値及び容量 C41 一 C44の容量値は中心周波数に応じて適切に設定される。ここで、抵抗 R41と R43 の抵抗値は等しぐ抵抗 R42と R44の抵抗値は等しい。また、容量 C41と C43の容 量値は等しぐ容量 C42と C44の容量値は等しい。
[0068] 90度移相器 42は、バッファ回路 47を介して 45度移相器 41から入力される 0度信 号 SF0と 180度信号 SF180に対して 90度移相を行う。そして、 90度移相器 42は、 9 0度移相により得られる 0度信号 SG0、 90度信号 SG90、 180度信号 SG180、及び 270度信号 SG270を出力する。
[0069] 90度位相補正器 44は、 90度移相器 42から出力される信号 SG0、 SG90、 SG18 0、及び SG270が入力される。 90度位相補正器 44は、入力されるこれらの信号 (例 えば、相対的な位相差が 90度とする 0度信号 SG0と 90度信号 SG90の組、及び 18 0度信号 SG180と 270度信号 SG270の組の z少なくとも一方）を用レヽて 90度の位木目 補正を行い、 90度の位相補正された 0度信号 SH0、 90度信号 SH90、 180度信号 SH180、及び 270度信号 SH270を出力する。
[0070] 同様にして、 90度移相器 43及び 90度位相補正器 45は、バッファ回路 48を介して
45度移ネ目器 41力ら入力される 45度信号 SF45と 225度信号 SF225について、 90 度移相及び 90度の位相補正をそれぞれ行い、得られる 45度信号 SH45、 135度信 号 SH135、 225度信号 SH225、及び 315度信号 SH315を出力する。
[0071] なお、 90度移相器 42 (43)と 90度位相補正器 44 (45)は、例えば特開平 5— 1103 69号公報ゃ特開平 7—303028号公報等に開示されている公知の 90度移相器を用 レ、て構成することができる。
[0072] 45度位相補正器 46は、 90度位相補正器 44、 45より供給される各信号において相 対的な位相差が 45度とされる信号の位相差を正確に 45度にする 45度の位相補正 を行う。 45度位相補正器 46は、上記図 8、図 9に示したようにそれぞれ構成された複 数の加算器 49とそれに対応して設けられたリミッタアンプ 50を有する。
[0073] 具体的には、 m度信号 SHmと（m + 45)度信号 SH (m + 45) (mは、 0、 45、 90、 1 35、 180、 225、 270、 315)のカロ算演算（ベクトノレ合成）力 ¾]ロ算器 49により行われる 。そして、加算器 49の出力信号は、リミッタアンプ 50に入力されて、振幅誤差を除去 するための振幅制限が行われる。このようにして、 45度位相補正器 46は、 45度の位 相補正が施された信号間の位相差が正確に 45度となる信号 SJ0、 SJ45、 SJ90、 SJ 135、 SJ180、 SJ225、 SJ270、及び SJ315を出力する。
[0074] 以上、説明したように第 2の実施形態によれば、上述した第 1の実施形態と同様の 効果が得られるとともに、第 2の実施形態における 45度移相回路の各構成回路を差 動構成としたことで、ノイズ等の不要な信号の影響を抑制することができる。
[0075] また、例えば、上述したイーブンハーモニックミキサのダウンコンバータにローカル 発振信号を供給する移相器として、第 1及び第 2の実施形態における 45度移相回路 を用いると、正確に 45度の位相差を有する 2つの直交位相信号をイーブンハーモニ ックミキサに供給することができ、イーブンノヽーモニックミキサの性能を向上させ、高 品質、低コストな通信システムの実現に多大に寄与することができる。
[0076] また、通常 LSI内では不要な信号が入力されてもその影響を受けないように回路を 差動構成とするのが一般的であるが、上述した第 1及び第 2の実施形態における 45 度移相回路において各回路は、差動構成であっても良いし、シングルエンド構成で あっても _Rい。
[0077] また、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一 例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈され てはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴 力 逸脱することなぐ様々な形で実施することができる。
産業上の利用可能性
[0078] 本発明によれば、略 45度の位相差を有し、互いに振幅が等しい複数組の 90度の 位相補正が施された直交位相信号の中で、位相差が 45度とされる信号のベクトル合 成して得られる信号を出力する 45度位相補正器を設けることで、ベクトル合成による 45度の移相補正により、異なる組の直交位相信号間の位相誤差を除去し、その位 相差を 45度に正確に補正して出力することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 各組が 90度の位相補正が施された 2つの信号からなり、略 45度の位相差を有し、 互いに振幅が等しい複数組の直交位相信号が供給され、当該供給される直交位相 信号の中で位相差が 45度とされる信号のベクトル合成を行レヽ、当該べクトル合成に より得られる信号を出力する 45度位相補正器を備えることを特徴とする移相回路。
[2] 上記 45度位相補正器は、上記ベクトル合成により得られる信号の振幅誤差を補正 する振幅補正を行うことを特徴とする請求項 1記載の移相回路。
[3] 2つの信号からなる直交位相信号に対し 90度の位相補正を施し、上記 45度位相 補正器に供給する 90度位相補正器をさらに備えることを特徴とする請求項 1記載の 移相回路。
[4] 入力信号を 45度の整数倍だけ移相して、当該移相により生成される信号を上記 90 度位相補正器に供給する移相器をさらに備えることを特徴とする請求項 3記載の移 相回路。
[5] 上記移相器は、少なくとも相対位相差が略 0度、略 45度、略 90度、及び略 135度 の 4相信号を上記 90度位相補正器に供給することを特徴とする請求項 4記載の移相 回路。
[6] 上記移相器は、上記 4相信号のそれぞれの逆相信号を含む 8相信号を上記 90度 位相補正器に供給することを特徴とする請求項 4記載の移相回路。
[7] 差動入力信号を 45度だけ移相する 45度移相器と、
当該 45度移相器の出力信号を 90度だけ移相して当該移相により生成される信号 を上記 90度位相補正器に供給する 90度移相器とをさらに備えることを特徴とする請 求項 3記載の移相回路。
[8] 入力信号を移相して、位相差が略 45度である第 1及び第 2の出力信号を生成する
45度移相器と、
上記第 1の出力信号を移相して、位相差が略 90度である第 3及び第 4の出力信号 を生成する第 1の 90度移相器と、
上記第 2の出力信号を移相して、位相差が略 90度である第 5及び第 6の出力信号 を生成する第 2の 90度移相器とをさらに備え、 上記第 3、第 4、第 5、及び第 6の出力信号を上記 90度位相補正器に供給すること を特徴とする請求項 3記載の移相回路。
[9] 上記 45度位相補正器は、上記 90度の位相補正が施された直交位相信号の中で 位相差を 45度とする組み合わせで信号を加算する複数の加算器を有することを特 徴とする請求項 3記載の移相回路。
[10] 上記 45度位相補正器は、上記加算器の出力信号の振幅制限を行うリミッタアンプ をさらに有することを特徴とする請求項 9記載の移相回路。
[11] 上記 90度位相補正回路は、直交位相信号を構成する 2つの信号の加算及び減算 を行う加算器と、
当該加算器の出力信号の振幅制限を行うリミッタアンプとを有することを特徴とする 請求項 9記載の移相回路。
[12] 上記移相器は、直列接続された抵抗と容量力 なる回路を複数有し、当該複数の 回路は、上記入力信号が供給される信号線に対して並列に接続されていることを特 徴とする請求項 4記載の移相回路。
[13] 略 45度の位相差を有し、かつ互いに振幅が等しい複数組の 90度の位相補正が施 された直交位相信号の中の位相差が 45度とされる組み合わせでそれぞれ 2つの信 号が入力され、当該 2つの信号を加算して出力する複数の第 1の加算器を備えること を特徴とする移相回路。
[14] 多段接続したアンプからなり、上記第 1の加算器の出力が入力される第 1のリミッタ アンプをさらに備えることを特徴とする請求項 13記載の移相回路。
[15] 直交位相信号を構成する 2つの信号がともに入力され、
当該 2つの信号の和信号を出力する第 2の加算器と、
当該 2つの信号の差信号を出力する第 3の加算器と、
多段接続したアンプからなり、上記第 2及び第 3の加算器の出力が入力され、出力 信号を上記第 1の加算器に供給する第 2のリミッタアンプとをさらに備えることを特徴と する請求項 14記載の移相回路。
[16] 供給される、略 45度の位相差を有し互いに振幅が等しい複数組の 90度の位相補 正が施された直交位相信号の中で位相差が 45度とされる信号をベクトル合成して位 相差を 45度とする信号を生成する 45度補正工程を有することを特徴とする位相補正 方法。
[17] 上記 45度補正工程で生成された信号に振幅補正を施す振幅補正工程をさらに有 することを特徴とする請求項 16記載の位相補正方法。
[18] 直交位相信号を構成する 2つの信号を用いて、上記 45度補正工程で使用する位 相差を 90度とする直交位相信号を生成する 90度補正工程をさらに有することを特徴 とする請求項 16記載の位相補正方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010268214A (ja) * 2009-05-14 2010-11-25 Mitsubishi Electric Corp 移相器

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9230685B2 (en) 2012-10-23 2016-01-05 Micron Technology, Inc. Memory programming methods and memory systems
US10666491B2 (en) * 2018-09-27 2020-05-26 Apple Inc. Signal imbalance detection systems and methods
CN113572453B (zh) * 2021-09-23 2022-01-21 广州慧智微电子有限公司 一种多相位移相器和多相位移相方法
CN120979388B (zh) * 2025-10-22 2026-02-27 电子科技大学 一种用于相控阵系统的片上可重构矢量合成移相器

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07303028A (ja) * 1994-05-09 1995-11-14 Hitachi Ltd ９０度移相回路
JPH0993080A (ja) * 1995-09-28 1997-04-04 Fujitsu Ltd ９０度位相シフタ
JPH09307600A (ja) * 1996-05-10 1997-11-28 Hitachi Ltd ９０度移相器、直交検波器および受信器
JPH10313231A (ja) * 1997-05-13 1998-11-24 Mitsubishi Electric Corp π／２移相器及びπ／２移相器用位相補正回路
JPH11284490A (ja) * 1998-03-31 1999-10-15 Texas Instr Japan Ltd 位相変換回路
WO2002017485A1 (en) * 2000-08-21 2002-02-28 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha π/2 PHASE SHIFTER
JP2004180098A (ja) * 2002-11-28 2004-06-24 Toshiba Corp 直交偶高調波ミキサ

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2746781B2 (ja) 1991-09-02 1998-05-06 エイ・ティ・アンド・ティ・コーポレーション 移相器
US6211708B1 (en) * 1999-06-28 2001-04-03 Ericsson, Inc. Frequency doubling circuits, method, and systems including quadrature phase generators
KR100500663B1 (ko) * 2002-11-18 2005-07-12 한국전자통신연구원 직교신호 발생기를 이용한 선택적 결합기형 디지털위상변위기

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07303028A (ja) * 1994-05-09 1995-11-14 Hitachi Ltd ９０度移相回路
JPH0993080A (ja) * 1995-09-28 1997-04-04 Fujitsu Ltd ９０度位相シフタ
JPH09307600A (ja) * 1996-05-10 1997-11-28 Hitachi Ltd ９０度移相器、直交検波器および受信器
JPH10313231A (ja) * 1997-05-13 1998-11-24 Mitsubishi Electric Corp π／２移相器及びπ／２移相器用位相補正回路
JPH11284490A (ja) * 1998-03-31 1999-10-15 Texas Instr Japan Ltd 位相変換回路
WO2002017485A1 (en) * 2000-08-21 2002-02-28 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha π/2 PHASE SHIFTER
JP2004180098A (ja) * 2002-11-28 2004-06-24 Toshiba Corp 直交偶高調波ミキサ

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SHIMOZAWA M. ET AL.: "A monolithic even harmonic quadrature mixer using a balance type 90 degree phase shifter for direct conversion receivers", 1998 IEEE RADIO FREQUENCY INTEGRATED CIRCUITS SYMPOSIUM, 1998, pages 209 - 212, XP010285121 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010268214A (ja) * 2009-05-14 2010-11-25 Mitsubishi Electric Corp 移相器

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