JP7161822B2 - 位相調整回路及び位相調整方法 - Google Patents

Description

本発明は、信号の位相差を、目標とする位相差に調整する位相調整回路及び位相調整方法に関する。

無線通信においては、アンテナから放射する送信波の射出方向を制御する技術がある。
このような技術は、ビームフォーミングと呼ばれている。ビームフォーミングでは、複数のアンテナを用い、それぞれのアンテナから位相及びパワーを適切に異ならせた送信キャリアを射出している。これにより、特定の方向では電波が同位相となることで強め合い、また他の特定の方向では逆位相となることで電波を打ち消し合うため、その結果として送信電波を特定の方向に集中して放出する、又は、逆に特定の方向に送信電波を飛ばさないようにできるものである。本明細書では、主に電波の送信側でのビームフォーミング技術を用いた処理について説明するが、電波を受信する側でも同様にこのビームフォーミング技術で特定の方向の電波を強く受信する、又は特定の方向の電波を受信しないようにすることもできる。

このビームフォーミングを実現する際には、各アンテナに供給される送信キャリアの位相状態を適切に選択し、制御することが必要となる。
近年では、アンテナに接続する送信回路に位相シフタを備え、位相シフタにおける位相量をその時々に応じて動的に変化させ、ビームの射出方向を動的に切り替える送信システムも提案されている。このように、ビームの射出方向を動的に切り替える送信システムにおいては、各アンテナへ供給する送信キャリアの位相を適切に選択し、その状態を制御することが求められる。しかし、例えば車載ミリ波レーダのような数十ＧＨｚの高周波信号を送信キャリアとして使うシステムの場合、精度よく位相状態を制御することが非常に困難となる。

つまり、位相シフタとして、例えば非特許文献１に記載された回路が提案されているが、高周波を使用する通信システムの場合、非特許文献１に記載された公知の位相シフタでは、複数のアンテナから送信される送信波の位相が、１０度程度のエラーを有することが知られている。また、このようなエラーを予め測定し、補正することも考えられるが、位相のエラーは温度等に依存して変動する。温度等も考慮して位相のエラーを補正するとなると、補正の処理が非常に煩雑になると考えられる。

また、車載レーダにおいては、車両の前後傾斜角度の変化によって送信波の射出方向を補正することが必要となる。すなわち、車両のシャーシの角度は、後部荷台の重さ等によって変化する。ビームフォーミングでは、シャーシの角度の変化前と変化後による送信波の射出方向のずれを補正し、射出方向を水平に保つ必要が生じる。このような場合、送信波の射出方向を数度の精度で制御することが必要となる。また、このとき、アンテナの配置にもよるが、送信波の位相も数度の精度で調整することが必要になる。このように絶対値精度のよい位相調整回路を実現することは困難である。

そのため、高精度に位相を制御するために、位相検出器を用いて位相をモニタし、任意の位相に制御するようにした方法も提案されている（例えば、非特許文献２参照。）。例えば、図１５に示す送信器１００は、一つの信号源１０１を有し、信号源１０１で生成されたローカル信号は、二つの送信回路１０２それぞれに入力される。送信回路１０２に入力されたローカル信号は、位相シフタ１０２ａで位相シフトが行われ、パワーアンプ１０２ｂで増幅された後、分配器１０２ｃを介して送信信号としてアンテナ１０５から送信される。分配器１０２ｃで分配された、各送信回路１０２の送信信号の分配信号Ｓ１０１は位相検出器１０３に入力される。位相検出器１０３の出力は必要に応じて、Ａ／Ｄおよび演算回路１０４でＡＤ変換され、各分配信号Ｓ１０１の位相差に基づき、各位相シフタ１０２ａの位相量を制御する位相制御信号Ｓ１０２を位相シフタ１０２ａに出力することで、各送信回路１０２から送信される送信信号の位相差を調整している。つまり、位相検出器１０３では、各送信回路１０２からの分配信号Ｓ１０１の位相差を検出し、適切な位相関係となるように、各位相シフタ１０２ａの位相量を調整することで、各送信回路１０２から送信される送信信号の位相差を適切な関係に調整している。

図１６は位相検出器１０３の概略構成を示したものである。位相検出器１０３では、二つの分配信号Ｓ１０１を、ミキサ回路１０３ａを用いて乗算し、二つの送信回路１０２それぞれからの二つの分配信号Ｓ１０１の位相差に応じたＤＣ電圧を得て、その電圧を位相差に応じた信号Ａとして出力する。Ａ／Ｄおよび演算回路１０４では、ＤＣ電圧から位相差を推定している。
つまり、各分配信号Ｓ１０１の周波数をｆとし、一方の分配信号Ｓ１０１ａをｓｉｎ（２πｆｔ＋θＡ）、他方の分配信号Ｓ１０１ｂをｓｉｎ（２πｆｔ＋θＢ）とし、θ＝θＡ－θＢとおくと、ミキサ回路１０３ａの出力Ａは、次式（１）で表すことができ、位相差θの関数で表すことができる。なお、ミキサ回路１０３ａの変換ゲインをＫとする。
Ａ＝（Ｋ／２）ｃｏｓ（θ） …（１）
ここで、ミキサ回路１０３ａを用いた位相検出器１０３の応答は、一般にｓｉｎｅ又はｃｏｓｉｎｅの関数で表される。

図１７は、ミキサ回路１０３ａの変換ゲインＫが、例えばＫ＝２の場合の位相差θとミキサ回路１０３ａの出力ＡつまりＤＣ出力電圧との関係を示す特性図である。
ここで、位相シフタ１０２ａでローカル信号をスイープさせることにより、ローカル信号のピークの電圧Ｖｐを測定し、その上で例えば４５°の位相差を実現する場合には、位相検出器１０３が、Ｖｐ／（√２）の電圧に等しくなる位相差を探索することになる。このような手順で位相差を探索する方法にあっては、４５°や９０°等の位相差を実現することは可能である。しかしながら、例えば０°や１８０°付近の位相差を実現しようとすると、位相検出器１０３の出力電圧が０°付近ではほとんど変化しないため、微小なノイズ等による影響での測定電圧誤差が、位相検出器１０３から得られる位相差に大きく影響してしまう。そのため、二つの位相シフタ１０２ａの位相状態が０°や１８０°等といった特定の位相状態であるときの位相検出器１０３での位相差の測定精度が悪いという問題がある。

このため、非特許文献２では、図１８に示すような位相検出器２０１を構成することで、測定精度を向上させるようにしている。すなわち、位相検出器２０１は、二つの位相遅延回路２１１、２１２と、二つのミキサ回路２１３、２１４とを備える。
そして、一方の分配信号Ｓ１０１ａと、位相遅延回路２１２によりφＢだけ位相がずれた分配信号Ｓ１０１ｂとが、変換ゲインがＫＡであるミキサ回路２１３に入力され、両者が乗算された結果、出力Ａを得る。ここで非特許文献２では明示されていないが、ミキサ回路２１３での乗算結果のうち高周波成分は除去され、出力ＡにはＤＣ成分のみが含まれる。

同時に、位相遅延回路２１１によってφＡだけ位相がずれた分配信号Ｓ１０１ａと、分配信号Ｓ１０１ｂとは変換ゲインがＫＢのミキサ回路２１４に入力され、乗算された結果出力Ｂを得る。出力Ｂも出力Ａと同様、高周波成分は除去されＤＣ成分のみが含まれる。
分配信号Ｓ１０１ａ、Ｓ１０１ｂの周波数をｆとし、分配信号Ｓ１０１ａをｓｉｎ（２πｆｔ＋θＡ）、分配信号Ｓ１０１ｂをｓｉｎ（２πｆｔ＋θＢ）とし、θ＝θＡ－θＢとおくと、ミキサ回路２１３の出力Ａは次式（２）で表すことができ、ミキサ回路２１４の出力Ｂは次式（３）で表すことができ、位相差θの関数で表される。
Ａ＝（ＫＡ／２）ｃｏｓ（θ－φＢ）……（２）
Ｂ＝（ＫＢ／２）ｃｏｓ（θ－φＡ）……（３）

非特許文献２では、極値における感度劣化を回避するため、敢えて位相遅延量φＡ及びφＢだけ位相をずらし、ミキサ回路２１３、２１４の出力Ａと出力Ｂとに対して、Ａ＋Ｂ、及びＡ－Ｂの演算を行う。Ａ＋Ｂ、及びＡ－Ｂを計算すると、次式（４）及び（５）で表すことができる。
Ａ＋Ｂ
＝（（ＫＡｃｏｓ（φＢ）＋ＫＢｃｏｓ（φＡ））／２）ｃｏｓθ
＋（（ＫＢｓｉｎ（φＡ）－ＫＡｓｉｎ（φＢ））／２）ｓｉｎθ……（４）
Ａ－Ｂ
＝（（ＫＡｃｏｓ（φＢ）－ＫＢｃｏｓ（φＡ））／２）ｃｏｓθ
＋（（ＫＢｓｉｎ（φＡ）＋ＫＡｓｉｎ（φＢ））／２）ｓｉｎθ……（５）

ここで、ミキサ回路２１３の変換ゲインＫＡとミキサ回路２１４の変換ゲインＫＢとが等しく、位相遅延回路２１１の位相遅延量φＡと位相遅延回路２１２の位相遅延量φＢとが等しい場合、（４）式及び（５）式は、次式（６）及び（７）で表され、それぞれｃｏｓθ、ｓｉｎθの単純な関数となる。
Ａ＋Ｂ＝（ＫＡｃｏｓ（φＡ））ｃｏｓθ……（６）
Ａ－Ｂ＝（ＫＡｓｉｎ（φＡ））ｓｉｎθ……（７）

（６）式及び（７）式で表される関数をプロットすると、図１９に示す特性線Ｌ１及びＬ２で表すことができる。なお、図１９は、φＡ＝φＢ＝３０°の場合の特性を示す。
図１９に示すように、Ａ＋Ｂ（Ｌ１）の場合は位相差が０°、１８０°（－１８０°)で極値を取る。Ａ－Ｂ（Ｌ２）の場合は９０°、－９０°で極値を取る。非特許文献２ではＡ＋ＢとＡ－Ｂがそれぞれｓｉｎとｃｏｓの関係であることを利用し、０°、１８０°付近ではＡ－Ｂの値から位相を算出し、－９０°、９０°付近ではＡ＋Ｂの値から位相を算出することで極値付近の感度劣化を回避した位相検知を実現している。

米国特許第９４５３９０６号明細書

60 GHz Active Phase Shifter using an Optimized Quadrature All-Pass Network in 45nm CMOS,Woorim Shin,Gabriel M.rebeiz,978-1-4673-1088-8/,(c)2012 IEEE A Phase and Power Difference Detection Technique using Symmetric Mixer with Input Level Switching for Millimeter-wave Phased-Array Calibration,Toshihiro Shimura,Yoji Ohashi,Takenori Ohshima,978-1-4799-8275-2/15/,(c)2015 IEEE

しかしながら、上記の二つのミキサ回路２１３、２１４の出力Ａ及びＢをもとに位相を算出する方法にあっては、以下の課題がある。
第一に、ゲインが同一である２つのミキサ回路が必要になる点である。ミキサ回路２１３及びミキサ回路２１４には、各々のゲインが一致していることを期待しているが、そのゲインが例えば０.３ｄＢ程度ずれると、約１°の検知誤差を生じてしまう。そのため、変換ゲインが高精度に揃ったミキサ回路が必要となり、高精度な位相検知を実現する上での制約となる。

第二に、位相遅延回路２１１及び２１２の位相遅延量も同一である必要がある。位相遅延回路２１１及び位相遅延回路２１２の位相遅延量が２°異なると、約１°の検知誤差を生じる。そのため、特性が高精度に一致している位相遅延回路が必要となり、これも高精度な位相検知を実現する上での制約となる。また、ミキサ回路及び位相遅延回路がそれぞれ２つずつ必要となるため、回路規模が増大する。
第三に、例えば特許文献１で用いられている歪応答特性を利用した位相検知のように、比較する二つの信号の周波数が、例えば１：２のような関係にある場合には、ミキサ回路２１３、２１４の出力Ａ及びＢをもとに位相検出を行う方法は適用できないという点である。つまり、非特許文献２で用いられる位相検出方法では、理屈上、比較する二つの信号の周波数は同一であることを必要条件としている。

本発明は、これらの点を鑑みてなされたものであり、回路規模の増大を伴うことなく簡易な回路構成で、精度を向上させることの可能な位相調整回路及び位相調整方法を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る位相調整回路は、周波数制御信号で指定された周波数の信号を生成する信号生成源と、前記信号生成源で生成された生成信号の位相を、位相制御信号で指定される位相量だけずらす位相シフタと、前記位相シフタを含み、入力される前記生成信号を第一の生成信号として出力する第一の経路と、前記第一の経路と並列に設けられ、前記位相シフタを含まず入力される前記生成信号を第二の生成信号として出力し、且つ入力される前記生成信号を前記第二の生成信号として出力するまでの所要時間が、前記第一の経路に入力される前記生成信号が前記第一の生成信号として出力されるまでの所要時間と異なる第二の経路と、前記第一の生成信号と前記第二の生成信号との位相差を検出する位相検出器と、前記位相検出器の位相差検出値に基づき当該位相差検出値が目標値となるように前記周波数制御信号及び前記位相制御信号を生成し、前記位相差検出値が前記目標値と一致するときの前記位相制御信号を、調整後の位相制御信号として前記位相シフタに出力する演算部と、を備えることを特徴としている。

また、本発明の他の態様に係る位相調整方法は、信号生成源で生成された生成信号の位相を、指定される位相量だけずらす位相シフタを含み、入力される前記生成信号を第一の生成信号として出力する第一の経路と、前記第一の経路と並列に設けられ、前記位相シフタを含まず入力される前記生成信号を第二の生成信号として出力し、且つ入力される前記生成信号を前記第二の生成信号として出力するまでの所要時間が、前記第一の経路に入力される前記生成信号が前記第一の生成信号として出力されるまでの所要時間と異なる第二の経路と、前記第一の生成信号と前記第二の生成信号との位相差を検出する位相検出器と、を備え、前記位相検出器で検出した位相差検出値が目標値となるように前記位相シフタの位相量を調整する位相調整回路の位相調整方法であって、前記位相検出器で検出した位相差検出値が、前記目標値とは異なる第一の位相基準値と一致するように前記位相シフタの位相量を調整する第一ステップと、前記位相差検出値が前記第一の位相基準値と一致したとき、前記位相シフタの位相量はそのままで、前記信号生成源で生成する前記生成信号の周波数を、前記一致したときの周波数とは異なる周波数に変化させる第二ステップと、前記変化させた後の更新周波数のままで、前記位相差検出値が第二の位相基準値と一致するように前記位相シフタの位相量を調整する第三ステップと、前記位相差検出値が前記第二の位相基準値と一致したときの前記位相量を、調整後の位相量として設定する第四ステップと、を備え、前記第二の位相基準値は、前記生成信号の周波数が前記更新周波数であるときの前記位相差検出値と、前記第一の位相基準値と、前記第二の位相基準値との和が前記目標値と一致するように設定されることを特徴としている。

本発明の一態様によれば、回路の大型化を伴うことなく簡易な回路構成で、位相調整の精度を向上させることができる。

本発明の一実施形態に係る位相調整回路を適用した送信器の一例を示す概略構成図である。 位相シフタの一例を示す構成図である。 位相シフタの動作を説明するための説明図である。 位相検出器の一例を示す構成図である。 位相シフタと位相検出器との対応を示す特性図である。 遅延回路の特性を説明するための図である。 位相シフタの位相量の設定方法を説明するための説明図である。 第一実施形態に係る送信器の変形例である。 第一実施形態に係る送信器の変形例である。 第二実施形態に係る位相調整回路を適用した送信器の一例を示す概略構成図である。 位相検出器の一例を示す概略構成図である。 非線形応答回路の一例を示す概略構成図である。 第二実施形態に係る送信器の変形例である。 本発明に係る位相調整回路を受信器に適用した場合の一例を示す概略構成図である。 従来の位相調整回路を適用した送信器の一例を示す構成図である。 従来の位相検出器の一例を示す構成図である。 二つの分配信号の位相差θとミキサ回路の出力との関係を示す特性図の一例である。 従来の位相検出器の他の例を示す構成図である。 従来の位相検出器の特性を示す特性図である。

以下の詳細な説明では、本発明の実施形態の完全な理解を提供するように多くの特定の具体的な構成について記載されている。しかしながら、このような特定の具体的な構成に限定されることなく他の実施態様が実施できることは明らかである。また、以下の実施形態は、特許請求の範囲に係る発明を限定するものではなく、実施形態で説明されている特徴的な構成の組み合わせの全てを含むものである。
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態を説明する。以下の図面の記載において、同一部分には同一符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なる。

＜第一実施形態＞
まず、第一実施形態を説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る位相調整回路を適用した送信器１の一例を示す概略構成図である。
送信器１は、同一構成を有するＮ個の送信回路２（２－１、２－２、…、２－Ｎ）（Ｎは正の整数）と、一つの信号生成源３と、各送信回路２における位相量を演算すると共に信号生成源３の周波数を制御する演算処理部（演算部）４と、アンテナ５と、を備える。信号生成源３は周波数調整可能に形成され、演算処理部４からの周波数制御信号Ｓ３で指定された周波数となるように生成するローカル信号の周波数を変更する。

送信回路２は、位相シフタ２１と、遅延回路２２と、増幅器２３と、分配器２４と位相検出器２５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６と、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）２７と、を備え、送信回路２の出力が送信信号としてアンテナ５から送信される。
位相シフタ２１は、演算処理部４から位相制御信号Ｓ１を入力し、位相制御信号Ｓ１で指定される位相量だけ、信号生成源３から入力される所定周波数のローカル信号の位相をずらす。

遅延回路２２は、位相調整されたローカル信号を所定時間だけ遅延させる。遅延回路２２で遅延されたローカル信号は、増幅器２３を介して分配器２４に出力される。
分配器２４は、入力された信号を送信信号としてアンテナ５に出力すると共に、分配信号として位相検出器２５に出力する。
位相検出器２５は例えばミキサ回路で構成され、分配器２４で分割された分配信号つまり送信信号が入力される。同時に、位相検出器２５には、信号生成源３で生成されたローカル信号が基準信号として入力される。位相検出器２５は、分配信号と基準信号とを乗算し、乗算結果を、分配信号と基準信号との位相差θの関数である位相差信号としてＬＰＦ（ローパスフィルタ）２６に出力する。

ＬＰＦ２６で高周波成分が除去された位相差信号は、ＡＤＣ（ＡＤ変換器）２７でデジタル信号に変換され、分配信号と基準信号との位相差θの関数であるＤＣ信号からなる検知信号Ｓ２として演算処理部４に出力される。
位相検出器２５のゲインをＫ、分配信号と基準信号との位相差をθとすると、ＬＰＦ２６の出力は、Ｋ・ｃｏｓθで表される。
ここで、ローカル信号を、位相シフタ２１、遅延回路２２、増幅器２３、分配器２４を介して、分配信号（第一の生成信号）として位相検出器２５に伝達する経路が特許請求の範囲に記載の第一の経路に対応し、ローカル信号を、基準信号（第二の生成信号）として位相検出器２５に伝達する経路が特許請求の範囲に記載の第二の経路に対応している。また、送信回路２、信号生成源３及び演算処理部４が特許請求の範囲に記載の位相調整回路に対応している。

演算処理部４は、予め設定したタイミングで検知信号Ｓ２に基づき分配信号と基準信号との位相差を所定の位相差にするための位相制御信号Ｓ１を生成し、位相シフタ２１に出力する。また、演算処理部４は、ローカル信号の周波数を所定の周波数に制御するための周波数制御信号Ｓ３を生成し、信号生成源３に出力する。演算処理部４が、送信回路２毎にそのローカル信号の位相を、基準信号に対してそれぞれ任意の位相差となるように制御することで、結果として、各送信回路２の送信キャリアどうしの位相差を制御している。また、演算処理部４は、所定の送信データに基づいて信号生成源３の生成周波数を制御し、周波数変調方式により、位相調整後の送信回路２を介して所定の送信データを送信する。これによって、ビームフォーミング方式により所定の送信データを送信する。

なお、遅延回路２２の遅延量は、例えば信号生成源３が変更可能である周波数範囲に対して、十分な位相高周波バッファ回路の通過遅延を用いて、バッファ回路の縦続接続段数で調整を行う。または、例えば回路同士の接続における配線の長さによって生じる遅延を用いて接続配線長を調整することによって設定される。
遅延回路２２は、位相シフタ２１の入力側に設けられていてもよく、また増幅器２３の出力側に設けられていてもよい。つまり、ローカル信号を遅延させるタイミングは、図１に示すように位相シフタ２１で位相が調整された後でもよく、また、位相シフタ２１に入力される前でもよく、増幅器２３で増幅させた後であってもよい。また、位相シフタ２１や増幅器２３は、通常その回路自体に経過遅延を有する。したがって、遅延回路２２自体を別途用意せずに、位相シフタ２１や増幅器２３等、送信回路２に含まれる各機能を有する回路において、遅延回路の機能を兼ねるようにしてもよい。

位相シフタ２１は、高周波回路における一般的な位相シフタで構成される。図２にその一例を示す。なお、位相シフタ２１の構成は、図２に示す構成に限るものではなく、位相制御信号Ｓ１に応じて位相量を調整することができれば、その回路構成は問わない。
位相シフタ２１は、図２に示すように、移相分配器２１ａと、外部からの制御信号に応じて利得を調整可能な可変利得増幅器２１ｂ及び２１ｃと、加算器２１ｄと、を備える。
移相分配器２１ａは、入力された高周波信号からなるローカル信号を、位相０°を示す移相信号ａ１と位相９０°を示す移相信号ａ２とに分配し、移相信号ａ１を可変利得増幅器２１ｂに出力し、移相信号ａ２を可変利得増幅器２１ｃに出力する。

可変利得増幅器２１ｂ及び２１ｃは、それぞれ調整された利得で、移相信号ａ１及びａ２を増幅し、増幅信号ｂ１及び増幅信号ｃ１を加算器２１ｄに出力する。
ここで可変利得増幅器２１ｂ及び２１ｃは、それぞれ利得の増減だけではなく、マイナスの利得、すなわち信号の極性が逆にもできるように構成されている。
加算器２１ｄは、増幅信号ｂ１と増幅信号ｃ１とを加算し、加算結果を位相シフタ２１の出力信号Ｓ２１として出力する。

次に、図３を用いて、図２に示す構成を有する位相シフタ２１において位相を変化させる原理を説明する。
移相信号ａ１及びａ２は、互いに９０°の位相差を持っている。そのため、図３に矢印ｍ１、ｍ２で示すようにおおよそ同じ振幅（絶対値）で、仰角が９０°異なるベクトルで表現することができる。増幅信号ｂ１及びｃ１は、図３に矢印ｍ３、ｍ４で示すように、位相がそれぞれ移相信号ａ１及びａ２と同じで、振幅が異なるベクトルで表現できる。加算器２１ｄによってこの２つのベクトル成分ｍ３、ｍ４を合算したものが、位相シフタ２１の出力信号Ｓ２１となる。そのため、位相シフタ２１の出力信号Ｓ２１は、矢印ｍ５で示すような位相及び振幅をもったベクトルで表現される。すなわち、出力信号Ｓ２１は移相信号ｍ１の位相、つまり入力信号（すなわちローカル信号）の位相から位相θだけ異なる位相で出力されることになり、位相がθだけ変化させられたことになる。

また、可変利得増幅器２１ｂ、２１ｃの利得を適切に選ぶことで、位相シフタ２１の出力信号Ｓ２１の位相は０°から３６０°のうちの任意の位相を選ぶことができる。これが位相シフタ２１の原理である。つまり、位相シフタ２１は、２つのベクトルの合成によって位相変化量θを決定する原理のため、入力信号の周波数が多少変化しても、入力信号の位相に対する出力信号の位相変化量はほぼ一定であることがこの位相シフタ２１の特徴である。
図１に戻って、位相検出器２５は、ミキサ回路を用いた位相検出器で構成される。図４にその一例を示す。なお、位相検出器２５の構成は、図４に示す構成に限るものではなく、分配信号と基準信号との位相差に応じた信号を出力することができれば、その回路構成は問わない。

位相検出器２５は、図４に示すように、差動増幅回路が縦積みされた、一般的にギルバートセルと呼ばれる構成のミキサ回路で構成される。すなわち、信号入力ｉｎ１（分配信号）及び信号入力ｉｎ２（基準信号）を乗算した成分が信号出力Ｓ２５として現れる。図４において、信号出力部に備えられた抵抗及び容量がＬＰＦの役割を果たし、実際に信号出力Ｓ２５として現れるのは信号入力ｉｎ１と信号入力ｉｎ２のそれぞれの周波数の差に等しい周波数の成分になる。つまり、信号入力ｉｎ１と信号入力ｉｎ２とが同じ周波数であれば、信号入力ｉｎ１と信号入力ｉｎ２の位相差に応じたＤＣ電圧が信号出力Ｓ２５として表れる。

次に、図４に示す構成を有する位相検出器２５において、分配信号と基準信号の位相差が、位相検出器２５の出力特性の極値付近、すなわち０°及び１８０°付近の位相状態となるように調整するときの手順を説明する。
図５は位相シフタ２１の位相設定（位相変化量θ）に対する位相検出器２５の出力Ｓ２５をプロットしたものである。位相検出器２５の出力Ｓ２５はｃｏｓθの関数であるので、正の極値を取る位相設定で位相差が０°となり、負の極値を取る位相設定で位相差が－１８０°、すなわち１８０°となる。また、負の傾きを持つゼロクロス点の位相設定で位相差９０°となり、正の傾きを持つゼロクロス点の位相設定で位相差－９０°となる。任意の位相差を実現する位相設定を探索する場合、例えば位相差９０°や－９０°では、位相検出器２５の出力Ｓ２５がゼロになる位相設定を探せばよく、また例えば４５°の場合は、位相検出器２５の出力Ｓ２５が位相検出器２５の出力のピーク値（つまり位相差０°付近の電圧値）に対して１／√２の値をとる位相設定を探せばよい。しかし、例えば位相差０°の位相設定を探す場合、位相差０°の付近では位相の変化に対する位相検出器２５の出力の変化が極めて小さいため、正確に位相差０°の位相設定を探索することが困難になる。

そこで、図６に示す遅延回路２２の特性を活用する。図６は遅延回路２２による位相変化の効果を説明する図である。図６（ａ）に示すように、ある周波数ｆ１をもった信号と周波数ｆ１に対して半分の周波数ｆ２を持った信号を用いて例示する。図６（ｂ）及び（ｃ）に示すように、遅延回路２２によりＴ（図６の例ではＴ＝１／（２×ｆ１)）だけ遅延したｆ１の周波数をもつ信号は、遅延が無いものと比較して位相差が１８０°の関係になっている。一方で周波数ｆ２の信号は遅延があるものと無いもので位相差が９０°になっている。信号生成源３で生成されたローカル信号が、遅延回路２２等を経由して分配信号として位相検出器２５に到達する時間と、ローカル信号が基準信号として位相検出器２５に到達する時間とが、遅延回路２２等での遅延処理によって例えば、２００ｐｓ異なっていたとする。このとき、信号生成源３で生成されたローカル信号の周波数が８０ＧＨｚであるとすると、信号の周期は１２.５ｐｓであるため、分配信号と基準信号との時間関係は分配信号が丁度１６周期分遅れて到達する。つまり、到達時間は遅れているが、定常的な信号の位相差としては０°の関係になっている。

次に、信号生成源３で生成するローカル信号の周波数を７９ＧＨｚに変更する。
すると、２つの信号の到達時間差は２００ｐｓのままであるが、ローカル信号の周期が１２.６６ｐｓに変化しているため、分配信号と基準信号との時間関係は分配信号が１５.８周期分遅れて到達する。つまり、定常的な信号の位相差としては２８８°、つまり－７２°の関係になる。
このように、固定の時間遅延差がある場合、位相シフタ２１の位相設定を一切変えていない状況においても、信号生成源３で生成されるローカル信号の周波数を変えることで位相検出器２５に到達する分配信号と基準信号との位相差が変化する。この特性を活用して、感度が劣化する極値付近を避けて位相検知を行う。

なお、一般に信号生成源で生成される信号の周波数は変更できる周波数範囲が限られる。そのため、小さな周波数の変更で位相を必要な分だけ変化させるために、遅延量（遅延時間）Ｔは、用いる信号つまり遅延対象の信号の周期に対して十分大きな値に設定される必要がある。たとえば、遅延対象の信号の周波数を８０ＧＨｚ（信号周期１２．５ｐｓ）から８１ＧＨｚ（信号周期１２．３ｐｓ）まで変更でき、そのときに位相を９０°以上変化させたい場合は、必要となる遅延量Ｔは２５０ｐｓ以上となり、遅延対象の信号の信号周期のおよそ２０倍以上が必要となる。

例えば位相差０°に位相状態を制御したい場合を、図７を用いて説明する。
まず信号生成源３で生成する周波数Ｆ１のローカル信号において、４５°の位相差（第一の位相基準値）となる位相設定、つまり、位相シフタ２１での位相すべき位相量を探す（第一の位相制御信号生成部、第一ステップ）。これは、位相検出器２５の出力最大値Ｖｍａｘに対して１／√２の値（Ｖｍａｘ／√２）を示す点Ｐ１を探すことで検出することができる。

次に、信号生成源３で生成するローカル信号の周波数を変化させ、位相シフタ２１の位相量が、先に４５°の位相差を示した位相設定Ｐ１である状態で、位相検出器２５の出力がゼロになるような周波数Ｆ２を探索する（周波数制御信号生成部、第二ステップ）。つまり、信号生成源３で生成するローカル信号の周波数を変化させる。
位相検出器２５の出力がゼロになる位相設定Ｐ２は、周波数Ｆ１における位相差４５°を実現する位相設定であり、かつ周波数Ｆ２における位相差９０°を実現する位相設定Ｐ２′でもある。

次に、周波数Ｆ２において、位相差４５°（第二の位相基準値）となり得る位相設定Ｐ３を探す（第二の位相制御信号生成部、第三ステップ）。この位相設定Ｐ３は、元の周波数Ｆ１における０°の位相差となる位相設定に他ならない。この一連の処理により、周波数Ｆ１において、位相差０°を実現する位相設定Ｐ３を、感度が劣化する極値付近を用いずに探索することができる。
これにより、基準信号と分配信号との位相差が全ての位相差になり得る位相設定を探索することが可能となり、Ｎ個の送信回路２それぞれについて同様の処理を行うことでＮ個の送信出力同士の互いの位相差を任意の関係に調整することができる。

ここでは、ローカル信号の周波数Ｆ２を「位相検出器２５の出力がゼロになるような周波数」として探索したが、必ずしもそのようにする必要はない。例えば、ローカル信号の周波数Ｆ２を「位相検出器２５の出力が－１°を示すような周波数」とし、次に「周波数Ｆ２のローカル信号において位相差４４°となり得る位相設定」を探すことで、周波数Ｆ１において位相差０°となる位相設定を探してもよい。
また、周波数Ｆ１のローカル信号において４５°の位相差を示す位相設定を探索したが、４５°に限るものではなく、例えば４０°であってもよい。このように、任意の位相差を実現する位相設定を探索する手順はいくつも考えられる。要するに、信号生成源３で生成するローカル信号の周波数を変化させることにより位相検出器２５に到達する分配信号と基準信号の位相関係を変化させることによって、位相検出器２５の出力信号の極値付近を使わずに、任意の位相差を実現する位相設定を探索すること、がポイントである。

「周波数Ｆ１のローカル信号において４５°の位相差を示す位相設定を行った場合の４５°の位相差」を第一の位相基準値とし、「周波数Ｆ２において位相差４５°の位相差を示す位相設定を行った場合の４５°の位相差」を第二の位相基準値としたとき、第一の位相基準値及び第二の位相基準値は、「周波数Ｆ１において第一の位相基準値（４５°の位相差）である状態から、位相検出器２５で検出される位相差が零となる周波数Ｆ２を探索したときの位相差（つまりこの場合は零）」と、「第一の位相基準値」と、「第二の位相基準値」との和が、ローカル信号と基準信号との位相差の目標値（つまり、この場合は零）と一致するように設定すればよい。

この構成により簡素な構成の位相検出器２５によって、任意の位相差を実現する位相設定を探索できる。また、この発明に必須となっている信号生成源３は、通常送信器であれば必須の回路であるため実質的な回路増加はなく、また遅延回路２２は通常の送信回路２に必要な位相シフタ２１や増幅器２３等を配置することでおのずと遅延が発生するものであり、実質的には回路増加にはならない。また、大幅な回路増加にはならないため、簡易な回路構成で実現することができる。

そして、このようにして、任意の位相差を実現する位相設定を探索し終えたならば、探索した位相設定を、位相シフタ２１の位相設定として設定する（第四ステップ）。また、信号生成源３の周波数を、送信キャリアとしての周波数に戻す。これにより、信号生成源３では、演算処理部４からの送信データに応じた所定周波数のローカル信号を生成し、位相シフタ２１は、設定された位相設定で、ローカル信号の位相をずらす。そのため、送信データに応じた周波数の送信信号が生成され、また、基準信号つまりローカル信号に対して所定の位相差を有する送信信号が生成される。

そして、同様の手順で各送信回路２において、位相シフタ２１として探索された位相設定を設定することにより、各送信回路２において基準信号とローカル信号とが所定の位相差となるように位相シフタ２１の位相量が調整される。その結果、送信回路２の送信信号間での位相差が目標値となるように制御され、ビームフォーミングによる送信が行われることになる。
また、上述のように、位相検出器２５では、より精度よく位相差を調整することができ、位相検出器２５の検知信号にしたがって位相シフタ２１の位相制御量を決定することによって、各送信回路２の位相調整をより高精度に行うことができる。そして、各送信回路２での分配信号と基準信号、すなわち、同一の信号生成源３で生成されたローカル信号と、分配信号とが所定の位相差となるように、より精度よく調整することができるため、ビームフォーミングを用いた送信器１の精度向上を図ることができる。

また、上述の位相調整において必須である信号生成源３は、通常送信器であれば必須の構成要素であるため、実質的な回路増加はない。
したがって、例えば、起動時、或いは所定周期、また車両に搭載された送信器１の場合等には、車両のシャーシの前後傾斜角度が変化したとき等に、各送信回路２の送信信号間での位相差が目標値となるように位相シフタ２１の位相量及び信号生成源３の周波数を変化させることにより位相シフタ２１の位相量を調整する。そして、所定の位相差となり得る位相量を取得したならば、信号生成源３の周波数を元の周波数に戻し、位相シフタ２１に新たに設置された位相量だけローカル信号の位相をずらして無線送信を行う。これによって、より高精度に位相差が調整されたビームフォーミングを行うことができる。

＜第一実施形態の変形例＞
第一実施形態に係る送信器１に適用した位相調整回路の変形例を図８に示す。
第一実施形態に係る送信器１では、図１に示すように、信号生成源３から分配器２４までの間に遅延回路２２を挿入し、位相検出器２５への分配信号の到達を遅らせたが、図８に示すように、信号生成源３からローカル信号が基準信号として位相検出器２５に入力されるまでの経路に遅延回路２２を挿入することで、分配信号と基準信号との到達時間に差を設けるようにしてもよい。この場合も、上記第一実施形態と同等の作用効果を得ることができる。なお、この場合には、遅延回路２２の遅延量は、位相シフタ２１と増幅器２３の遅延量の合計値よりも、設定可能な周波数変更範囲で前述した位相の変更量が実現できる分だけ大きくなるように、たとえば既知の通過遅延も持ったバッファ回路を必要となる段数だけ縦続接続して調整を行う、または例えば配線の長さによって生じる遅延を用いて接続配線長を調整することによって遅延量を設定すればよい。

また、遅延回路２２は、送信回路２毎に設ける場合に限るものではなく、図９に示すように、送信回路２と信号生成源３との間に一つ設け、信号生成源３で生成されたローカル信号を遅延回路２２で遅延させた後、遅延させたローカル信号を基準信号として各送信回路２に出力するようにしてもよい。同様に、遅延回路２２を、位相シフタ２１の入力側に設ける場合には、共通の遅延回路２２を設け、遅延回路２２で遅延させたローカル信号を、各送信回路２にローカル信号として分配するようにしてもよい。このように、各送信回路２に遅延回路２２を設けるのではなく、各送信回路２で共通の遅延回路２２を一つ設けることによって、その分、送信器１の小型化及び低コスト化を図ることができる。

＜第二実施形態＞
次に、本発明の第二実施形態を説明する。
第二実施形態に係る送信器１は、特許文献１に記載の、歪特性を利用した位相検出器２５－１を、位相調整回路を構成する位相検出器として用いたものである。
すなわち、第二実施形態に係る送信器１は、図１０に示すように、各送信回路２における位相検出器として、歪み特性を利用した位相検出器２５－１を備える。また、送信器１を構成する位相調整回路は、信号生成源３で生成したローカル信号の周波数を２逓倍する周波数２逓倍器１０を備える。
信号生成源３で生成したローカル信号は基準信号として各送信回路２に出力されると共に、周波数２逓倍器１０に出力される。周波数２逓倍器１０は、信号生成源３で生成した信号を入力し、その周波数を２倍にし、これをローカル信号として各送信回路２に出力する。

図１１は、位相検出器２５－１の一例を示す概略構成図である。
位相検出器２５－１は、周波数２逓倍器１０で２逓倍された周波数を有する分配信号と、基準信号とを加算する加算器３１と、奇数次（一般的には３次）の非線形な入出力応答を持つ非線形応答回路３２と、非線形応答回路３２から出力される信号をローパスフィルタ処理するＬＰＦ３３と、を備える。
非線形応答回路３２は、例えば図１２に示すように、入力信号を差動で構成されたアンプで増幅する構成を有し、トランジスタ自体が持つ非線形性がそのまま信号出力に影響する構成となっている。また、差動でアンプを構成することで偶数次（一般には２次）の非線形性を排除している。図１１に示す位相検出器２５－１は、異なる周波数の二つの信号が加算器３１で加算された合成信号が、図１２に示す３次の非線形性を持つ非線形応答回路３２に入力されることで、非線形応答回路３２の出力である歪出力に３次歪みを持った信号が表れるようになっている。

ここで、信号入力Ｓ１１の周波数と信号入力Ｓ１２の周波数とが、Ｆ：Ｆ／２の関係になっている場合、発生する３次歪は周波数０（すなわち直流）と周波数３Ｆ／２との２つである。このうち、周波数０の成分は信号入力Ｓ１１と信号入力Ｓ１２との位相差θに対して、ｓｉｎθに比例した直流電圧となる。つまり、位相検出器として機能することになる。
そのため、この位相検出器２５－１を、位相検出器として機能させるためには、Ｓ１１（基準信号）の周波数とＳ１２（分配信号）の周波数との関係が１：２の関係である必要がある。そこで、図１０に示すように、信号生成源３で生成される信号を、周波数２逓倍器１０によって２倍の周波数を有する信号に変換し、この基準信号の２倍の周波数を有する信号をローカル信号として各送信回路２に出力する。

なお、当然ながら、基準信号の周波数と分配信号の周波数との関係が２：１の関係となればよいため、周波数２逓倍器１０の代わりに周波数２分周器を用いた構成でもよい。
また、図１３に示すように、基準信号としてローカル信号の２倍の周波数を有する信号を生成するために周波数２逓倍器１０を設ける構成であってもよく、また基準信号としてローカル信号の１／２の周波数の信号を生成するために周波数２分周器を用いた構成でもよい。
このように、位相検出器として、歪特性を利用した位相検出器２５－１を用いる場合であっても第一実施形態と同等の作用効果を得ることができる。

＜第三実施形態＞
次に、本発明の第三実施形態を説明する。
第三実施形態は、本発明に係る位相調整回路を、受信器５１に適用したものであり、図１４に受信器５１の概略構成を示す。
受信器５１は、同一構成を有するＮ個（図１４ではＮ＝２）の受信回路５２（５２－１、５２－２、…、５２－Ｎ）（Ｎは正の整数）と、一つの信号生成源５３と、各受信回路５２における位相量を演算すると共に信号生成源５３の周波数を制御する演算処理部５４と、を備える。信号生成源５３は周波数調整可能に形成され、演算処理部５４からの周波数制御信号に応じて指定された周波数となるように生成信号の周波数を変更する。
受信回路５２は、位相調整部６１と、復調部６２と、を備え、アンテナ５５で受信された受信信号は、ＬＮＡ（低ノイズアンプ）６４で増幅された後、ミキサ回路６３で位相調整部６１から出力されるローカル信号と乗算され、乗算結果は復調部６２で復調される。

位相調整部６１は、第一実施形態に係る送信器１の位相調整部１１と同一の機能構成を有する。なお、位相調整部６１において、位相調整部１１と同一部には同一符号を付与している。すなわち、位相調整部６１では、信号生成源５３で生成された信号は遅延回路２２で所定量遅延された後、位相シフタ２１で所定量だけ位相がシフトされる。そして、増幅器２３で増幅された後、分配器２４を介してローカル信号としてミキサ回路６３に出力されると共に、分配器２４を介して分配信号として位相検出器２５に入力される。位相検出器２５は信号生成源５３で生成された信号を基準信号として入力し、基準信号と分配信号との位相差を表す信号を、ＡＤＣ２７を介して検知信号として演算処理部５４に出力する。

復調部６２は、ローカル信号と受信信号とがミキサ回路１３で乗算された乗算結果に対し、フィルタ部６２ａでフィルタ処理し、ＡＤＣ６２ｂでアナログ信号に変更しで復調信号を得た後、信号処理部６２ｃで受信信号に対する所定の信号処理を行う。
同様の手順で各受信回路５２において、探索された位相設定を、位相シフタ２１の位相量として設定することにより、各受信回路５２において基準信号とローカル信号とが所定の位相差となるように遅延回路２２の遅延量が調整される。したがって、この場合も、各受信回路５２での分配信号と基準信号とが所定の位相差となるように、各受信回路５２を調整することができるため、ビームフォーミングを用いた受信器５１の精度向上を図ることができる。

なお、上記実施形態においては、位相差０°に位相状態を制御する場合について説明したが、任意の位相状態に制御することができる。このとき、位相差の目標値が０°や１８０°、－１８０°といった極値及びその近傍の値である場合には、上述の手順で位相制御信号と周波数制御信号とを変化させて位相シフタ２１の位相量を設定することによって高精度に位相差を調整することができる。これに対し、位相差の目標値が４５°や９０°等といった極値ではなく、分配信号と基準信号との位相差を位相検出器２５で比較的構成度に検出することができる場合には、上述の位相制御信号と周波数制御信号とを変化させる方法ではなく、得られた位相差に基づき、分配信号と基準信号との位相差を抑制し得る位相量を演算し、演算した位相量を位相シフタ２１の位相量として設定してもよい。

また、上記実施形態においては、ビームフォーミングを用いた送信器１又は受信器５１に適用した場合について説明したがこれに限るものではない。位相検出器２５の位相差検出値に基づき二つの信号の位相差が目標値となるように、位相シフタ２１の位相量を調整するようにした位相調整回路であれば適用することができる。
以上、本発明の実施形態を説明したが、上記実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

１ 送信器
２、２－１、２－２、…、２－Ｎ 送信回路
３、５３ 信号生成源
４、５４ 演算処理部
１１、６１ 位相調整部
５、５５ アンテナ
１２ 変調信号生成部
１３、６３ ミキサ回路
１４ パワーアンプ
２１ 位相シフタ
２２ 遅延回路
２３ 増幅器
２４ 分配器
２５ 位相検出器
２６ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２７ ＡＤ変換器（ＡＤＣ）
５１ 受信器
５２、５２－１、５２－２、…、５２－Ｎ 受信回路
６１ 位相調整部
６２ 復調部
６４ 低ノイズアンプ（ＬＮＡ）

Claims (10)

1. 周波数制御信号で指定された周波数の信号を生成する信号生成源と、
   前記信号生成源で生成された生成信号の位相を、位相制御信号で指定される位相量だけずらす位相シフタと、
   前記位相シフタを含み、入力される前記生成信号を第一の生成信号として出力する第一の経路と、
   前記第一の経路と並列に設けられ、前記位相シフタを含まず入力される前記生成信号を第二の生成信号として出力し、且つ入力される前記生成信号を前記第二の生成信号として出力するまでの所要時間が、前記第一の経路に入力される前記生成信号が前記第一の生成信号として出力されるまでの所要時間と異なる第二の経路と、
   前記第一の生成信号と前記第二の生成信号との位相差を検出する位相検出器と、
   前記位相検出器の位相差検出値に基づき当該位相差検出値が目標値となるように前記周波数制御信号及び前記位相制御信号を生成し、前記位相差検出値が前記目標値と一致するときの前記位相制御信号を、調整後の位相制御信号として前記位相シフタに出力する演算部と、
   を備える位相調整回路。
2. 前記位相検出器は、前記第一の生成信号と前記第二の生成信号との位相差をθとしたとき、ｓｉｎθ又はｃｏｓθで表される信号を出力する請求項１に記載の位相調整回路。
3. 前記第一の経路及び前記第二の経路の少なくともいずれか一方に遅延回路を備える請求項１又は請求項２に記載の位相調整回路。
4. 前記位相シフタと前記位相検出器とを含む位相調整部を複数有し、
   前記信号生成源と複数の前記位相調整部との間に遅延回路を備え、
   前記遅延回路の出力は、複数の前記位相シフタそれぞれが設けられた複数の前記第一の経路をそれぞれ通過して複数の前記位相シフタに入力されるか、又は、複数の前記第二の経路それぞれを通過して複数の前記位相検出器に入力される請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の位相調整回路。
5. 前記第一の経路及び前記第二の経路の少なくともいずれか一方に周波数２逓倍器を備える請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の位相調整回路。
6. 前記位相シフタと前記位相検出器とを含む位相調整部を複数有し、
   前記信号生成源と複数の前記位相調整部との間に周波数２逓倍器を備え、
   前記周波数２逓倍器の出力は、複数の前記位相シフタそれぞれが設けられた複数の前記第一の経路をそれぞれ通過して複数の前記位相シフタに入力されるか、又は複数の前記第二の経路それぞれを通過して複数の前記位相検出器に入力される請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の位相調整回路。
7. 前記演算部は、前記位相差検出値が、前記目標値とは異なる第一の位相基準値と一致するように前記位相制御信号を変化させる第一の位相制御信号生成部と、
   前記位相差検出値が前記第一の位相基準値と一致するとき、前記位相制御信号の信号値はそのままで、前記信号生成源で生成する前記生成信号の周波数を、前記一致したときの周波数とは異なる周波数に変化させる前記周波数制御信号を生成する周波数制御信号生成部と、
   前記周波数を変化させた後の更新周波数のままで、前記位相差検出値が第二の位相基準値と一致するように前記位相制御信号を変化させる第二の位相制御信号生成部と、
   を備え、
   前記第二の位相基準値は、前記生成信号の周波数が前記更新周波数に変化したときの前記位相差検出値と、前記第一の位相基準値と、前記第二の位相基準値との和が前記目標値と一致するように設定される請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の位相調整回路。
8. 前記第一の位相基準値及び前記第二の位相基準値はそれぞれ前記位相差検出値が極値となる位相差を除く値に設定される請求項７に記載の位相調整回路。
9. 信号生成源で生成された生成信号の位相を、指定される位相量だけずらす位相シフタを含み、入力される前記生成信号を第一の生成信号として出力する第一の経路と、
   前記第一の経路と並列に設けられ、前記位相シフタを含まず入力される前記生成信号を第二の生成信号として出力し、且つ入力される前記生成信号を前記第二の生成信号として出力するまでの所要時間が、前記第一の経路に入力される前記生成信号が前記第一の生成信号として出力されるまでの所要時間と異なる第二の経路と、
   前記第一の生成信号と前記第二の生成信号との位相差を検出する位相検出器と、を備え、前記位相検出器で検出した位相差検出値が目標値となるように前記位相シフタの位相量を調整する位相調整回路の位相調整方法であって、
   前記位相検出器で検出した位相差検出値が、前記目標値とは異なる第一の位相基準値と一致するように前記位相シフタの位相量を調整する第一ステップと、
   前記位相差検出値が前記第一の位相基準値と一致したとき、前記位相シフタの位相量はそのままで、前記信号生成源で生成する前記生成信号の周波数を、前記一致したときの周波数とは異なる周波数に変化させる第二ステップと、
   前記変化させた後の更新周波数のままで、前記位相差検出値が第二の位相基準値と一致するように前記位相シフタの位相量を調整する第三ステップと、
   前記位相差検出値が前記第二の位相基準値と一致したときの前記位相量を、調整後の位相量として設定する第四ステップと、を備え、
   前記第二の位相基準値は、前記生成信号の周波数が前記更新周波数であるときの前記位相差検出値と、前記第一の位相基準値と、前記第二の位相基準値との和が前記目標値と一致するように設定される位相調整方法。
10. 前記目標値として前記位相差検出値が極値又は極値近傍の値となる位相差が設定されたときには、前記第一ステップから前記第四ステップの処理を行って前記位相シフタの位相量を調整し、
    前記目標値として前記位相差検出値が極値又は極値近傍の値となる位相差を除く値が設定されたときには、前記位相シフタの位相量を、前記位相差検出値と前記目標値との差相当だけ変化させる請求項９に記載の位相調整方法。

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