WO2005112266A1 - Verfahren und vorrichtung zum erzeugen einer schwingung mit veränderlicher frequenz - Google Patents

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WO2005112266A1
WO2005112266A1 PCT/EP2005/051373 EP2005051373W WO2005112266A1 WO 2005112266 A1 WO2005112266 A1 WO 2005112266A1 EP 2005051373 W EP2005051373 W EP 2005051373W WO 2005112266 A1 WO2005112266 A1 WO 2005112266A1
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frequency
oscillation
generating
signal
input
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PCT/EP2005/051373
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Hartmut Wilhelm
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
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    • H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
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    • H03L7/185—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number using a mixer in the loop
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    • H03L2207/00—Indexing scheme relating to automatic control of frequency or phase and to synchronisation
    • H03L2207/12—Indirect frequency synthesis using a mixer in the phase-locked loop

Definitions

  • the present invention relates to a device for generating a vibration with variable frequency, which can be used in particular in communication devices such as mobile radio devices.
  • the variable frequency should be almost infinitely variable and - if a reference frequency is available - precisely adjustable.
  • the frequency should be able to be changed quickly so that a high so-called multislot class can be achieved without a circuit for generating a frequency being available uss.
  • a circuit or device for generating a frequency should also quickly reach the desired frequency after switching on a power supply. It saves electrical power in applications in which a frequency or oscillation is not required continuously, in particular in transmitters / receivers for TDMA (Time Division Multiple Access)
  • the angle modulation can be, for example, phase modulation such as GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying), frequency modulation or the phase-related portion of a modulation, such as 8-PSK (PSK: phase shift keying) or QAM (quadrature amplitude modulation) influences both the phase and the amplitude.
  • phase modulation such as GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying)
  • frequency modulation or the phase-related portion of a modulation, such as 8-PSK (PSK: phase shift keying) or QAM (quadrature amplitude modulation) influences both the phase and the amplitude.
  • PSK phase shift keying
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • Frequency according to the prior art is shown in FIG. 1 using a frequency synthesis circuit in the form of a so-called fractional-N synthesizer.
  • This comprises a phase locked loop (PL) with a forward branch consisting of a phase
  • Frequency detector PFD for comparing the phases or frequencies of two signals
  • a loop filter LF for comparing the phases or frequencies of two signals
  • VCO Voltage Controlled Oscillator
  • Frequency divider VFD Frequency divider VFD to the PFD. More precisely, the oscillation generated by the VCO, for example with a frequency fo of 900 MHz, is divided by the variable frequency divider VFD with a high division factor N, for which N (69) applies (among other things), so that an oscillation with a divided down Frequency f D is generated.
  • the frequency f 0 to be divided is divided by rapidly changing integer division factors, which are provided by a device CALC for converting phase information into a sequence of division factors, such that the effective division factor N is the fractional (English, "fractional") Division factor ratio results.
  • the divided frequency fn is finally fed to a first input of the PFD, at the second input of which a comparison frequency f v generated by a quartz oscillator X0, for example here of 13 MHz, is given.
  • the PFD compares the two frequencies f D and f (or the associated phases) and outputs a corresponding difference signal as a control signal SR via the loop filter LF to the VCO for its control.
  • Any phase errors in the oscillation f 0 generated by the VCO also become high in the feedback branch of the PLL Division factor divided by the PFD.
  • a correspondingly high gain is required in the forward branch of the PLL. So that the noise, for example that of the PFD, is not amplified too much, the loop filter LF is designed to be narrowband.
  • Another way of applying the modulation for example to obtain a modulated transmission signal, is to generate a carrier oscillation using a fractional-N synthesizer, if necessary to break the modulation down into in-phase and quadrature components and to use a direct modulator to in-phase modulate and apply quadrature component.
  • a fractional-N synthesizer if necessary to break the modulation down into in-phase and quadrature components and to use a direct modulator to in-phase modulate and apply quadrature component.
  • GMSK Gausian Minimum Shift Keying
  • the envelope curve behind the direct modulator fluctuates a little, and this leads to inadmissible spectral broadening of the transmit signal in most transmit amplifiers due to what is known as AM / PM conversion.
  • a scattering of the modulated and amplified transmission signal into the VCO of the fractional-N synthesizer can lead to an excessive phase error ("injection locking").
  • the offset PLL comprises a phase / frequency detector PFD (for
  • a forward branch consisting of a loop filter LF, a voltage-controlled oscillator VCO and a transmission amplifier PA (Power Ampli ier), as well as a feedback branch for returning the vibration generated by the VCO to the PFD consisting of a mixer MI, a low-pass filter LPF and a limiter amplifier LIM.
  • the oscillation generated by the VCO for example with a frequency or transmission frequency f RF , is fed into an input of the transmission amplifier PA and amplified in it.
  • the amplitude of the amplified signal can be controlled via a further input of the transmission amplifier.
  • the signal obtained in this way is fed to a first input of the PFD.
  • the limiter amplifier ensures that, despite different amplitudes at the output of the transmit amplifier, the signal at the first input of the PFD is always at an appropriate level.
  • a signal with a signal is applied to the second input of the PFD
  • f co which is generated by a quadrature amplitude modulator described below and shown in the upper section of FIG. 2.
  • the signal to be transmitted is in the equivalent baseband in the form of digital samples I for the in-phase component and Q for the quadrature component.
  • a device IF for generating an intermediate frequency emits a signal directly into a second mixer MI2, in which it converts the in-phase component I, which has been converted analogously by a DAC, into the intermediate frequency position.
  • the PFD compares the two frequencies or phases present at its inputs and outputs a corresponding difference signal as a control signal SR via the loop filter LF to the VCO for its control.
  • the offset PLL from FIG. 2 manages with a lower gain in the forward branch, because the transmission frequency f RF is not limited to that
  • Comparison frequency f C o divided down, but converted to the comparison frequency by mixing with the oscillation of the local oscillator LO. Any phase errors on the transmission frequency are converted one-to-one to the comparison frequency when downmixing.
  • the modulation is usually performed by the quadrature amplitude modulator on the comparison frequency mentioned above applied, which also corresponds to the intermediate requirement.
  • the PLL bandwidth can be chosen so large that the modulation is transmitted almost undistorted.
  • the noise outside the channel used is dampened by the looping filter.
  • the transmission amplifier is constant in contrast to the direct modulator. If, as with the Polar Loop (cf. also Petrovic, V. and Gosling, W.: Polar- loop transmitter. Electronic letters 15 (1979) 10, pp. 286-288.), The offset PLL around the transmitter amplifier PA is closed around, the offset PLL can even compensate for any fluctuating phase rotations of the transmitter amplifier.
  • a device for generating an oscillation with a variable frequency comprises a variable one
  • Frequency divider with a first input for inputting a reference frequency, with a second input for inputting a control signal for setting the division ratio from the reference frequency to an output frequency, and with an output for outputting the output frequency.
  • the device has a control loop with a forward branch comprising a device for generating an oscillation with a first, in particular controllable frequency in order to derive the oscillation with variable frequency therefrom, and with a feedback branch comprising a device for frequency conversion in order to generate the oscillation with variable frequency implement a vibration with a second frequency.
  • Means for generating an oscillation generated oscillation with the first frequency can be used directly as an oscillation with the transmission frequency, or an oscillation derived therefrom, the frequency of which has been reduced, for example, by a frequency divider, can be used as the transmission frequency.
  • control loop also has a device for phase and / or frequency comparison comprising a first input for inputting the oscillation at a second frequency, a second input for inputting the output frequency, and an output which forms the beginning of the forward branch and is designed for this Output control signal for the device for generating the vibration at the first frequency.
  • the reference frequency depends on the oscillation to be generated with a variable frequency.
  • Frequency divider can be connected to the device for generating a vibration with a first frequency in such a way that the generated vibration with a first frequency or a signal derived therefrom is received as a reference frequency in the first input of the variable frequency divider.
  • the setpoint signal of the control loop with the output frequency which is present at the second input of the device for phase and / or frequency comparison, is obtained by dividing the vibration generated by the device for generating the oscillation (with the first frequency).
  • This generated oscillation from which the target signal is derived on an intermediate frequency, so to speak, generally has a phase error. But because when dividing - in contrast to the feedback path of the control loop - there is also a possible phase error that of the
  • Device for generating the vibration (with first frequency) generated frequency is much higher than the intermediate requirement, so that there is a high division factor.
  • a special feature of the method used here for generating an oscillation with a variable frequency by means of a control loop is that a signal derived from the oscillation with the first frequency for the first and another signal derived from the oscillation with the first frequency to the second input of the device for phase and / or frequency comparison.
  • a comparator is present on the one hand, which specifies a setpoint value, and on the other hand, a signal derived from the controlled variable that represents an actual value, but not two from the controlled variable, here the first or variable frequency, derived signals.
  • both derived signals In normal operation (locked control loop) both derived signals have the same, namely the second frequency. So that a certain first frequency results, the two signals are derived according to two different dependencies, in particular using a frequency shift in the signal leading to the first input of the device for phase and / or frequency comparison and using a frequency division in the second Input leading signal.
  • An embodiment in which the reference frequency depends on the oscillation to be generated with a variable frequency uses the same local oscillator for the frequency conversion in the feedback pad and for the reference frequency of the variable frequency divider. Depending on its position, in particular depending on the associated frequency band, the variable frequency is converted to an intermediate frequency with different frequencies in the feedback path. In order to be able to implement different frequencies in the feedback path, the frequency of the local oscillator is designed to be variable, in particular switchable. A change in the frequency of the local oscillator in this arrangement also relates to the reference frequency which is derived from the frequency of the local oscillator.
  • a special calculation device (device for generating a sequence of division factors), a so-called fractional-N modulator, can calculate a rapidly changing sequence of division factors from a (in particular in digital form) predetermined phase or frequency curve, by means of which the reference frequency, for example that of the
  • Means for generating the vibration (with the first frequency) generated vibration is divided down to the (typically modulated) intermediate frequency.
  • the calculated division factors are fed to the second input of the variable frequency divider by means of the control signal.
  • Fractional-N modulator occurs a quantization noise because it can only output integer division factors.
  • This quantization noise is preferably spectrally shaped ("noise shaping") such that its power density is low within the pass bandwidth of the control loop.
  • the quantization noise power density then rises at a greater frequency distance from the intermediate frequency and is attenuated there by the filter action of the control loop.
  • the control loop bandwidth is preferably chosen to be so wide that the modulation is not distorted inadmissibly, and on the other hand, it is designed to be so narrow-banded that an unnecessary amount of noise is not passed through.
  • a lower PLL bandwidth can be selected for a narrowband angular modulation, for example a GMSK for GSM, than for the broadband angular modulation component of 8-PSK for GSM.
  • the device also has means for displaying and / or decomposing modulation information according to amplitude and angle
  • phase or instantaneous frequency ie for polar signal display.
  • the angle or the phase serve as an input variable for the above-mentioned calculation device.
  • the input signal of such means is, for example, a preferably digital signal in the representation of in-phase and quadrature components or in the representation of a symbol sequence.
  • the time functions of amplitude are output, the amplitude in preferred embodiments having to be converted into an analog signal, and phase or a variable derived therefrom, such as the instantaneous frequency, in which case the signal is digitally output and further processed.
  • variable frequency divider divides the reference frequency by the value specified by the control signal by reading the current control signal N from the device for generating a sequence of division factors, counting a corresponding number N of periods of the reference frequency, then an oscillation at its output or outputs a pulse and starts a new counting cycle by reading the subsequent value of N.
  • the device also has means for recognizing the timing of the cycles on the variable frequency divider. The information when a counting cycle has expired and a new division factor N from the device for generating a sequence of
  • Division factors is “useful for the means for generating a sequence of division factors because it should replace the current division factor with the following division factor if and only if the current value was read from the variable frequency divider.
  • the device can have means for temporally shifting the phase and / or amplitude.
  • the information when a counting cycle is running is also important in order to determine the temporal position of the phase or angle signal. Since the amplitude and phase must be output synchronously with each other, the amplitude should be corresponding the timing of the counting cycles on the variable frequency divider can be shifted in time in such a way that the device combines amplitude and phase in a time-synchronous manner. For this purpose, a connection from the variable frequency divider is expediently returned to
  • Device for generating a sequence of division factors and for the means for displaying and / or decomposing modulation information according to amplitude and angle is provided.
  • Angle signal for example by converting to other Abtas times, can be provided.
  • means for recognizing the timing of the cycles on the variable frequency divider are also helpful here.
  • means for band-limiting the bandwidth of the control loop can be provided in the device.
  • These means can have a loop filter, which is arranged in particular between the device for phase and / or frequency comparison and the device for generating an oscillation at the first frequency.
  • the means for band limiting the bandwidth of the control loop are designed such that the bandwidth of the control loop can be changed, for example, by changing the bandwidth of the loop filter or the so-called charge pump current of the device for phase and / or frequency comparison , If, for example, no modulation is to take place, but the generated oscillation is required to mix down a signal to be received, the device for calculating a sequence of division factors also has no modulation signal (or only a constant phase or frequency), and with regard to noise and unwanted secondary lines in the spectrum (so-called "Spurious") is a narrow range expedient. For quick locking, however, it is advantageous to select a large bandwidth until it snaps in and then to reduce the bandwidth.
  • the means for limiting the bandwidth of the control loop can be one
  • Detection means include whether the control loop is engaged.
  • the division factor N not only allows modulation to be applied, but also to a limited extent
  • Change center frequency In the event of major changes in the center frequency, such as occur, for example, when changing from the GSM900 band to the GSM850 band, the frequency conversion in the feedback path is preferably also changed.
  • the device for frequency conversion comprises a device for generating an in particular unmodulated vibration with a third frequency or at least the connection to such a device, and a mixer or
  • Frequency mixer with a first input for inputting the oscillation with a first frequency or a signal derived therefrom (in particular the oscillation with a variable frequency), with a second input for inputting the oscillation with a third frequency or a signal derived therefrom, and with an output for Output the vibration with a second frequency.
  • the oscillation generated by the device for generating an oscillation with a third frequency can be switchable in frequency.
  • the device for generating a third-frequency oscillation can be, for example, a local oscillator.
  • the device for frequency conversion also comprises a low-pass filter, which is in particular connected downstream of the output of the frequency mixer.
  • variable frequency divider is connected to the device for generating a vibration with a third frequency in such a way that the generated vibration with a third frequency or a signal derived therefrom as a reference frequency in receives the first input of the variable frequency divider.
  • a device for band-limiting the bandwidth of the control loop in particular in the form of a loop filter, is provided between the device for phase and / or frequency comparison and the device for generating an oscillation with a first frequency.
  • control loop also has a second frequency divider, which is connected downstream of the device for generating an oscillation at the first frequency and is designed to form a signal derived from the oscillation at the first frequency with a specific division ratio to the latter.
  • This frequency divider can be used to derive the variable frequency from the first frequency, and it can be switchable in its division ratio so that the oscillation with a variable frequency e.g. depending on the division ratio in
  • Band GSM900 or DCS1800 lies without the oscillation with the first frequency having to be changeable in such a wide range.
  • the forward branch of the control loop can have a power amplifier for generating a transmission signal based on the vibration with the first frequency or a signal derived therefrom, wherein the power amplifier of the device for generating a Vibration with the first frequency is connected. It is conceivable that between the device for generating a vibration with the first frequency and the
  • the second frequency divider is provided, which is designed to divide the first frequency down to a lower transmission frequency, which is then fed to the power amplifier.
  • the device for generating an oscillation with variable frequency can furthermore have a device for amplitude modulation of the transmission signal, which is connected to the power amplifier or integrated therein. This device for amplitude modulation can also be integrated in an amplitude control loop.
  • the device for generating an oscillation with variable frequency can have a device for displaying and / or decomposing modulation information for the transmission signal according to amplitude and angle.
  • a transmission device for transmitting or emitting transmission symbols is created, which has an above-illustrated device for generating an oscillation with a variable frequency.
  • a communication device in particular a communication terminal, which has an above transmission device.
  • Devices of this type can be designed in the form of a mobile radio device or mobile telephone.
  • Figure 1 is a block diagram of a circuit for generating a frequency in the implementation of a so-called fractional-N synthesizer according to the prior art
  • Figure 2 is a block diagram of a circuit for generating a frequency in the execution of a so-called offset PLL according to the prior art
  • FIG. 3 shows a block diagram of a circuit for generating an oscillation with variable frequency according to a preferred embodiment of the invention
  • FIG. 4 shows a block diagram of a circuit for generating an oscillation with a variable frequency according to a further preferred embodiment of the invention
  • FIG. 5 shows a block diagram of a circuit for generating an oscillation with variable frequency according to a further preferred embodiment of the invention
  • FIG. 6 shows a block diagram of a circuit for generating an oscillation with variable frequency according to a further preferred embodiment of the invention.
  • FIG. 7 shows a diagram in which the time is plotted on the abscissa and the phase of the signal on the intermediate frequency is plotted on the ordinate, to illustrate the calculation of the division factors N according to a possible embodiment of the invention.
  • FIG. 3 a circuit according to the first embodiment of the invention for generating an oscillation with a variable frequency, in particular for generating a modulated transmit signal with a constant envelope, is shown.
  • An oscillation is to be generated, the frequency of which can be set almost continuously and quite precisely in a predetermined frequency interval.
  • the embodiment is characterized in that it is essentially based on an offset PLL shown in FIG. 2, the quadrature amplitude modulator being replaced by fractional-N technology, as was explained, for example, with reference to FIG.
  • the circuit or device of FIG. 3 again comprises a control loop or offset PLL with a forward branch consisting of a phase / frequency detector PFD (for comparing the phases or frequencies of two signals), a loop en LF, a voltage-controlled oscillator VCO and a transmission amplifier PA (Power Amplifier), and with a feedback branch for feeding back the vibration generated by the VCO to the PFD, consisting of a mixer MI, a low-pass filter LPF and a limiter amplifier LIM. More precisely, the oscillation generated by the VCO, for example with a frequency or transmission frequency f RF, is fed into an input of the transmission amplifier PA and amplified in it. The amplified signal with the transmission frequency f RP ".
  • the mixer MI is then used on the one hand for radiation (not shown in the figures), on the other hand converted or mixed down by mixing in the mixer MI with an oscillation of a frequency f L0 from a local oscillator LO to an intermediate frequency f ⁇ F .
  • the signal obtained in this way is fed to a first input of the PFD.
  • the oscillation generated by the VCO with the transmission frequency f RF is a variable frequency divider (fractional N frequency divider) VFD Reference requisition supplied.
  • N alternating division factor
  • N high alternating division factor
  • a sequence of division factors N is calculated from a digitally available information about the phase by means of a device (Fractional-N frequency modulator) CALC for converting the phase information, which are set in succession on the variable frequency divider VFD as a control signal.
  • means for spectrally shaping the quantization noise can spectrally shape the quantization noise, for example using the sigma-delta method, in such a way that it is well suppressed by the offset PLL.
  • the loop filter LF in GSM is set depending on the type of modulation so that a corner frequency of one to two MHz results in the one-sided bandwidth of the closed control loop.
  • the signal from the VFD with the comparison frequency f 1F . is finally given to a second input of the PFD.
  • the PFD compares the two signals or frequencies present at its inputs and outputs a corresponding difference signal as a control signal SR via the loop filter LF to the VCO for its control.
  • a control loop it is common for a control loop that a setpoint and an actual value are compared with one another.
  • the setpoint and actual value of the phase or frequency are determined by the phase or
  • Frequency detector PFD compared. As mentioned, this component has two inputs for the signals to be compared and one output for their deviation or the difference signal.
  • a reference oscillation with a comparison frequency is usually present at the PFD and a signal derived from the oscillation generated by the circuit is present at another input.
  • both input signals of the PFD are both the signal originating from the VFD with the comparison frequency f IF .
  • the signal originating from the limiter amplifier LIM with the intermediate frequency f IF is derived from the oscillation generated by the VCO with the frequency f RF .
  • the reference frequency comes from the local oscillator LO.
  • FIG. 4 in which a possible expansion of the circuit from FIG. 3 to a so-called "polar loop" is shown.
  • FIG. 3 For an explanation of the same or similar components, reference is therefore made to FIG. 3.
  • the VCO vibrates at a multiple of the transmission frequency, ie that the oscillation generated by the VCO has a frequency fvco (first frequency) which is a multiple of the transmission frequency fRj- (variable frequency ) is.
  • a particularly high frequency f V co is available for dividing down at the variable frequency divider VFD, which is used for a particularly low quantization noise.
  • the frequency f V co of the VCO of, for example, around 3.6 GHz is in a GSM transmitter for a transmission frequency f ⁇ p of around 900 MHz by a second (when using the frequency bands GSM850 and GSM900 fixed to 4) frequency divider FFDl by four divided and fed to the transmitter amplifier PA, where by the Supply voltage an amplitude is modulated.
  • the amplitude to be modulated is provided via an amplitude control loop consisting of a
  • Envelope detector ED a control device (for example comprising a DAC with a downstream low-pass filter and a "low-dropouf 'controller, which is arranged in particular between the DAC and the transmit amplifier PA) CTRL and the transmit amplifier PA.
  • the control device CTRL receives an amplitude control signal from one
  • the corresponding phase information of the transmission symbols in polar signal display goes to the device CALC for converting the phase information into a sequence of division factors N.
  • the supply voltage also fluctuates the phase shift that the transmit amplifier PA causes.
  • the control loop or offset PLL (during a burst with high transmission power PFD, LF, VCO, FFDl, PA, MI, LPF2, AD1, LIM) compensates for the majority of this fluctuating phase shift. If the output power of a transmitting device with the circuit shown in FIG. 4 is so low that the signal f RF coupled out behind the transmitting amplifier PA for the feedback is not sufficient to close the offset PLL, the feedback branch receives (then given by MI4, LPF1, AD1 , LIM) a signal so strong that the limiter amplifier LIM can supply the PFD with a sufficient level via the sub-branch coupling out in front of the transmitter amplifier PA (quasi as a bridge).
  • the offset PLL remains closed even without transmission power, and a defined frequency is present at the input of the variable frequency divider VFD.
  • the contribution reaching the merge point AD1 via the second sub-branch (PA, MI, LPF2) is so much greater that the contribution decoupled in front of the transmission amplifier PA is the phase of merged signal is not significantly distorted.
  • the phase positions at the junction point AD1 are preferably adapted, in particular for signals of the sub-branches of approximately the same strength, ie very low transmission power, in such a way that they do not cancel one another. For example, a
  • Phase shifters can be inserted into one of the two branches. If a delay element is used as a phase shifter, placement in front of one of the MI / MI4 mixers can be cheaper because the required delay time is shorter there. Depending on the phase difference, further possibilities to promote a constructive superposition are to subtract the signals to be combined instead of adding them, or to route the signals originating from the LO to the two mixers MI, MI4 with a suitable phase difference.
  • the separate mixers MI, MI4 and low-pass filter LPF1, LPF2 prevent excessive feedback from the transmitter amplifier output to the transmitter amplifier input.
  • FIG. 5 a circuit for generating an oscillation with variable frequency is shown, in which, in comparison to the circuit shown in FIG. 4, no control loop for the amplitude is provided.
  • the components of the offset PLL PFD, LF, VCO, PA, MI, LO, LPF, LIM
  • FIGS. 3 and. 4 referenced.
  • the control or supply voltage of the transmission amplifier PA and thus the amplitude of the transmission signal are controlled.
  • a high-performance DAC which converts an operating voltage into a variable voltage, for example by pulse modulation and subsequent low-pass filtering using a low-pass filter LPF3, thus supplies a variable supply voltage for the transmission amplifier and thereby enables the change in the current (in particular by modulation) and medium (depending in particular on the transmission power level) power.
  • the variable frequency divider VFD is not connected to the voltage-controlled oscillator, but is supplied with a fixed clock frequency CLK, for example by another local oscillator as the reference frequency.
  • a defined clock is present even when the offset PLL is disengaged, that the amplitude and phase can be synchronized to one another in a defined manner, that the scaling of the phase or frequency associated with an approximation is omitted, and that any fluctuating
  • Phase shift of the transmitter amplifier is regulated even better because, in contrast to the circuit according to FIG. 4, no signals branch off between VCO and PA. Since in this circuit a disengagement of the offset PLL is largely harmless when the transmission power is zero, this is required here
  • FIG. 6 a circuit for generating an oscillation with a variable frequency is shown.
  • the circuit has an amplitude control loop corresponding to the amplitude control loop shown in FIG. 4, however, as in the circuit of FIG. 5, an unmodulated oscillation is used as the reference frequency - here f O - for the variable frequency divider VFD.
  • FIGS. 4 and 5 To explain the same or similar components, reference is therefore made to FIGS. 4 and 5.
  • the reference frequency f L o for the variable frequency divider VFD should be greater than 2 GHz and thus greater than the frequency with which the signal is mixed down at the output of the transmission amplifier PA.
  • Such a high frequency is usually not available as a clock frequency anyway, but would have to be provided in a targeted manner.
  • this oscillation is supplied to the variable frequency divider VFD as a reference frequency f LO . Because this frequency is comparatively high, there are large division factors N, which can be changed in relatively fine increments.
  • the 3.6 GHz are halved by a third (when using the GSM frequency bands at 1800 and 1900 MHz fixed to 2) frequency divider FFD2 to 1800 MHz, so that the frequency of 1760 MHz at the output of the transmitter amplifier PA to the intermediate frequency of 40 MHz is mixed down.
  • the frequency f L o of the local oscillator LO is changed. Both the frequency of the local oscillator LO and the intermediate frequency are taken into account by the device CALC for converting the phase information (of transmission symbols in polar representation) into a sequence of division factors. If a transmission signal is to be generated at 900 MHz, for example the local oscillator LO is set to a frequency f 10 of 3.8 GHz, and this frequency is divided by the frequency divider FFD2 by four to 950 MHz, so that there is an intermediate frequency of 50 MHz.
  • the frequency divider VFD with adjustable division factor N has a different reference frequency f L0 in this case, and in general the reference frequency depends directly on the frequency of the local oscillator and thus indirectly on the frequency of the oscillation to be generated.
  • the intermediate frequency changes over a relatively large range. If the GSM1800 uplink band is taken as an example, with an LO frequency present at the mixer MI which is halved to 1800 MHz, the intermediate frequency is between 15 MHz with a generated oscillation of 1785 MHz and 90 MHz with a generated oscillation of 1710 MHz. In a preferred embodiment, that for the noise
  • Range changes the noise spectrum with the sampling frequency.
  • One remedy is to adapt the noise shaping transfer function to the sampling frequency.
  • the transmission band for example the band from 1710 MHz to 1-785 MHz, can be divided into sub-bands for which different frequencies are selected on the local oscillator, so that the intermediate frequency is kept in a narrower range.
  • the frequency of the local oscillator f 1) can be set in such small steps that the channel can be selected via f L0 . The intermediate frequency can then be kept constant.
  • the circuits shown in FIGS. 3 to 6 for generating an oscillation with variable frequency can be part of a transmission device for transmitting or emitting transmission symbols as useful information in communication devices, such as Mobile radio devices or mobile telephones are used which work, for example, according to the GSM, UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) - or another mobile radio standard.
  • the output of the transmission amplifier is preferably connected to an adapter network which adapts the impedance to an antenna or a standardized interface with 50 ⁇ .
  • a small part of the transmission signal for the feedback branch is decoupled, for example, via couplers, in particular directional couplers.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • NCO Numerically Controlled Oscillator
  • variable frequency divider should be understood to mean a device which has a first input to which an oscillation with a reference frequency is present, for example in the form of a returned signal from a VCO or a separate clock signal, and has a second input to which a control signal is present, for example a division factor, and has an output to which a signal with a frequency lower than the reference frequency is output, the ratio between the output and reference frequency being given by the control signal is.
  • a DDS Direct Digital Synthesis: device for digital frequency synthesis
  • a pulse output DDS which, in contrast to ordinary DDS, outputs pulses instead of continuous oscillations
  • a counter which is clocked in time
  • Reference frequency counts which outputs a pulse when the end value is reached and at which the start and / or end value can be set, can be used for such a variable frequency divider in a device or circuit according to the invention.
  • vibration to be generated means vibration with a variable frequency.
  • generated vibration is used in connection with different vibrations, including also in the sense of the vibration to be generated.
  • variable frequency divider such as the variable frequency divider VFD in FIGS. 3 to 6
  • the counter has a first input at which a clock is applied as the reference frequency. It also has a second input, via which a control signal signals the counter up to how much it should count.
  • the counter When the counter has counted up to the number specified by the control signal, it outputs a pulse for the phase / frequency comparator (cf. PFD in FIGS. 3 to 6), reads the current control signal and counts again in that the first input specified clock until the specified number is reached.
  • the phase for the phase modulation component is determined from this.
  • the phase of the signal on the intermediate frequency is a function of time:
  • I F (t) ß ⁇ F t + arg (I (t) + jQ (t)) + 2 ⁇ m with m integer
  • the continuous-time function of the phase on the intermediate frequency is linearly interpolated between the sampling values ⁇ : ⁇ IF (t) « ⁇ k + ( ⁇ fc + ⁇ - ⁇ k ) ⁇ t- kT s ) / T s for kT s ⁇ t ⁇ (k + l) T s
  • the thin vertical lines at multiples of T c mark the points in time at which the counter can output a pulse.
  • the intermediate frequency is limited by the computing speed of the computing device and by the pull range of the offset PLL.
  • phase error is evenly distributed in the half-open interval [0; T c ). If the instantaneous frequency is fi F , ee [0; 2 ⁇ f ⁇ F T c ). For our example with f c / fiF «25, the phase error is between 0 ° and 14 °.
  • the phase error is made up of a harmless mean value and a further part, which in the
  • the ideal case would be a spectrally white quantization noise, which is due to the temporal quantization of the argument of ⁇ TF is conditional.
  • consecutive quantization errors are not orthogonal to one another, but correlated even after deduction of the mean error, because of the low number of practically relevant quantization levels, less favorable spectral properties result, for example undesired secondary lines in the spectrum, so-called "spurious".
  • the modulation and noise shaping can counteract the secondary lines.
  • the cumulative phase error is called c and recursively calculate:
  • FIG. 7 shows the determination of the i ⁇ with first-order noise shaping.
  • c is the

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Abstract

Offenbart ist eine Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz mit einem variablen Frequenzteiler (VFD) umfassend einen ersten Eingang zum Eingeben einer Bezugsfrequenz (fRF), einen zweiten Eingang zum Eingeben eines Steuersignals (N) zum Festlegen des Teilungsverhältnisses von der Bezugsfrequenz zu einer Ausgangsfrequenz (fIF'), und einen Ausgang zum Ausgeben der Ausgangsfrequenz. Ferner umfasst die Vorrichtung eine Regelschleife mit einem Vorwärtszweig umfassend eine Einrichtung (VCO) zum Erzeugen einer Schwingung mit einer ersten Frequenz (fRF), um daraus die Schwingung mit veränderlicher Frequenz abzuleiten, einem Rückführungszweig umfassend eine Einrichtung zur Frequenzumsetzung (MI), um die Schwingung mit veränderlicher Frequenz auf eine Schwingung mit zweiter Frequenz (fIF) umzusetzen, und einer Einrichtung (PFD) zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich umfassend einen ersten Eingang zum Eingeben der Schwingung mit zweiter Frequenz, einen zweiten Eingang zum Eingeben der Ausgangsfrequenz, und einen Ausgang, der den Anfang des Vorwärtszweigs bildet und dafür ausgelegt ist, ein Regelsignal (SR) für die Einrichtung zum Erzeugen der Schwingung mit erster Frequenz auszugeben.

Description

Beschreibung
Verfahren und Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz, die insbesondere in Kommunikationsgeräten wie Mobilfunkgeräten einsetzbar sind. Die veränderliche Frequenz soll nahezu stufenlos und - sofern eine Referenzfrequenz zur Verfügung steht — präzise einstellbar sein.
Für die Anwendung in Mobilfunkgeräten, wie Mobiltelefonen, nach dem GSM (Global System for Mobile Communications) - Standard soll die Frequenz schnell geändert werden können, damit sich eine hohe sogenannte Multislotklasse erzielen lässt, ohne dass eine Schaltung zum Erzeugen einer Frequenz mehr ach vorhanden sein uss .
Eine Schaltung bzw. Vorrichtung zum Erzeugen einer Frequenz soll ferner schnell nach Einschalten einer Stromversorgung die gewünschte Frequenz erreichen. Bei Anwendungen, bei denen eine Frequenz bzw. Schwingung nicht kontinuierlich benötigt wird, insbesondere bei Sende-/EmpfangsVorrichtungen für TDMA (Time Division Multiple Access) , spart es elektrische
Energie, wenn die Schaltung in den Pausen, in denen die Schwingung nicht benötigt wird, abgeschaltet wird. Diese Pausen und die damit verbundene Einsparung sind um so größer, je kürzer die Vorlaufzeit ist, den die Schaltung zum Erreichen der gewünschten Frequenz benötigt.
Darüber hinaus soll es möglich sein, den Winkel der erzeugten Schwingung zu modulieren, um beispielsweise Information zu übertragen. Bei der Winkelmodulation kann es sich zum Beispiel um Phasenmodulation wie GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) , Frequenzmodulation oder um den die Phase betreffenden Anteil einer Modulation handeln, die wie 8-PSK (PSK: Phase Shift Keying = Phasenumtastung) oder QAM (Quadratur-Amplitudenmodulation) sowohl die Phase als auch die Amplitude beeinflusst.
Eine Schaltung bzw. Vorrichtung zum Erzeugen einer
Frequenzgemäß dem Stand der Technik ist in Figur 1 anhand einer Frequenzsyntheseschaltung in der Ausführung eines sogenannten Fractional-N-Synthesizers dargestellt. Dieser umfasst eine Phasenregelschleife (PL : Phase Locked oop) mit einem Vorwärtszweig bestehend aus einem Phasen-
/Frequenzdetektor PFD (zum Vergleichen der Phasen bzw. Frequenzen zweier Signale) , einem Schleifenfilter LF und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO (Voltage Controlled Oscillator) , sowie einen Rückführungszweig zum zurückführen der vom VCO erzeugten Schwingung über einen variablen
Frequenzteiler VFD an den PFD. Genauer gesagt, wird die vom VCO erzeugte Schwingung, beispielsweise mit einer Frequenz fo von 900 MHz, durch den variablen Frequenzteiler VFD mit hohem Teilungsfaktor N, für den beispielsweise (unter anderem) N=69 gilt, geteilt, so dass eine Schwingung mit einer heruntergeteilten Frequenz fD erzeugt wird. Dabei wird durch rasch wechselnde ganzzahlige Teilungsf ktoren, welche von einer Einrichtung CALC zum Umrechnen einer Phaseninformation in eine Abfolge von Teilungsfaktoren bereitgestellt werden, die herunterzuteilende Frequenz f0 derart geteilt, dass sich als effektiver Teilungsfaktor N das gebrochene (englisch., "fractional") Teilungsf ktorverhältnis ergibt. Die heruntergeteilte Frequenz fn wird schließlich einem ersten Eingang des PFD zugeführt, auf dessen zweiten Eingang eine von einem Quarzoszillator X0 erzeugte Vergleichsfrequenz fv beispielsweise hier von 13 MHz gegeben wird. Der PFD vergleicht die beiden Frequenzen fD und f (bzw. die zugehörigen Phasen) und gibt ein entsprechendes Differenzsignal als Regelsignal SR über das Schleifenfilter LF an den VCO zu dessen Steuerung aus. Etwaige Phasenfehler der vom VCO erzeugten Schwingung f0 werden im Rückkopplungszweig der PLL ebenso mit dem hohen Teilungsfaktor vom PFD heruntergeteilt. Damit die Phasenfehler dennoch ausgeregelt werden, ist eine entsprechend hohe Verstärkung im Vorwärtszweig der PLL erforderlich. Damit dabei das Rauschen, z.B. das des PFD, nicht zu stark verstärkt wird, wird das Schleifenfilter LF schmalbandig ausgelegt.
Dies hat den Nachteil, dass eine Modulation, die etwa über ein wechselndes Teilungsverhältnis erzeugt wird, von dem für die Modulation zu schmalbandigen Schleifenfilter LF verzerrt wird. Dieser Nachteil kann nur mit erheblichem Aufwand, beispielsweise mit einer aufwändigen VCO-Schaltung, welche die VCO-Steilheit über den genutzten Frequenzbereich nahezu konstant hält, und Vorverzerrung des modulierenden Signals oder Zweipunktmodulation, bei der die Modulation zusätzlich mit einem DAC ("digital-to-analogue Converter" = Digital- Analog-Umsetzer) zwischen Schleifenfilter LF und VCO eingespeist wird, überwunden werden. Ferner muss, falls die PLL mit dem schmalbandigen Schleifenfilter nicht schnell genug einrastet, die PLL-Bandbreite variabel ausgelegt werden, wobei zum Einrasten eine hohe und nach dem Einrasten eine niedrige Bandbreite gewählt wird.
Eine andere Möglichkeit, die Modulation aufzubringen um beispielsweise ein moduliertes Sendesignal zu erhalten, besteht darin, mit einem Fractional-N-Synthesizer eine Trägerschwingung zu erzeugen, die Modulation falls erforderlich in Inphase- und Quadraturkomponente zu zerlegen und mit einem Direktmodulator die Modulation in Inphase- und Quadraturkomponente aufzubringen. Jedoch erhöhen
Direktmodulatoren das Rauschen. Ferner müssen die Inphase (I)- und Quadratur (Q) -Komponente digital-analog umgesetzt werden, und der Nullpunkt der Einheit aus DACs und Direktmodulator muss so abgeglichen werden, dass für I=Q=0 der Direktmodulator den Träger unterdrückt. Ein weiteres Problem ergibt sich beispielsweise bei GMSK ("Gaussian Minimum Shift Keying") dadurch, dass die Verstärkungen der Mischer für I und Q nie ganz gleich ausfallen und die Phasenverschiebung von 90° am Quadraturamplitudenmodulator nie ganz exakt getroffen wird. Dadurch schwankt die Hüllkurve hinter dem Direktmodulator ein wenig, und dies führt bei den meisten Sendeverstärkern durch sogenannte AM/PM-Konversion zu einer unzulässigen spektralen Verbreiterung des Sendesignals. Zudem kann eine Einstreuung des modulierten und verstärkten Sendesignals in den VCO des Fractional-N-Synthesizers zu einem zu großen Phasenfehler führen ("injection locking") .
Es sei nun auf Figur 2 verwiesen, in der eine weitere Schaltung bzw. Vorrichtung zum Erzeugen einer Frequenz in der Form einer Phasenregelschleife (PLL) , genauer gesagt in der Ausführung einer sogenannten Offset-PLL, dargestellt ist. Die Offset-PLL umfasst einen Phasen-/Frequenzdetektor PFD (zum
Vergleichen der Phasen bzw. Frequenzen zweier Signale) , einen Vorwärtszweig bestehend aus einem Schleifen ilter LF, einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO und einem Sendeverstärker PA (Power Ampli ier) , sowie einen Rückführungszweig zum Zurückführen der vom VCO erzeugten Schwingung an den PFD bestehend aus einem Mischer MI, einem Tiefpassfilter LPF und einem Begrenzerverstärker LIM. Genauer gesagt, wird die vom VCO erzeugte Schwingung, beispielsweise mit einer Frequenz bzw. Sendefrequenz fRF, in einen Eingang des Sendeverstärkers PA gegeben und in diesem verstärkt. Die Amplitude des verstärkten Signals kann .,über einen weiteren Eingang des Sendeverstärkers gesteuert werden. Das verstärkte Signal mit der Sendefrequenz fRp wird anschließend durch Mischung in dem Mischer MI mit einer Schwingung einer Frequenz Lo von einem Lokaloszillator LO auf eine Zwischenfrequenz fIF = IfRF- Lol umgesetzt bzw. heruntergemischt. Nach Durchlaufen des Tiefpassfilters LPF, welcher unerwünschte Mischprodukte (insbesondere fP+fLo) unterdrückt, und des Begrenzerverstärkers LIM wird das so gewonnene Signal einem ersten Eingang des PFD zugeführt. Der Begrenzerverstärker sorgt dafür, dass trotz unterschiedlicher Amplituden am Ausgang des Sendeverstärkers das Signal am ersten Eingang des PFD stets einen geeigneten Pegel hat. Zur Modulation der Sendefrequenz mit einem zu sendenden Signal wird auf den zweiten Eingang des PFD ein Signal mit einer
Vergleichsfrequenz fco gegeben, das durch einen im Folgenden beschriebenen und im oberen Abschnitt von Figur 2 dargestellten Quadraturamplitudenmodulator erzeugt wird. Das zu sendende Signal liegt im äquivalenten Basisband in Form von digitalen Abtastwerten I für die Inphasekomponente und Q für die Quadraturkomponente vor . Beim Quadraturamplitudenmodulator wird von einer Einrichtung IF zum Erzeugen einer Zwischenfrequenz (Intermediate Frequency) ein Signal zum einen direkt in einen zweiten Mischer MI2 gegeben, in dem es die von einem DAC analog gewandelte Inphasekomponente I in die Zwischenfrequenzlage umsetzt. Zum anderen wird das Signal von der Einrichtung IF über einen
90 "-Phasenschieber PS in einen dritten Mischer MI3 gegeben, in dem es die von einem weiteren DAC2 analog gewandelte Quadraturkomponente Q ebenfalls in die Zwischenfrequenzlage umsetzt. Die in den beiden Mischern MI2 und MI3 umgesetzten Signale werden dann in einem Addierer AD zu einem
Vergleichssignal mit der Frequenz fco addiert und, wie bereits erwähnt, dem zweiten Eingang des PFD zugeführt. Der PFD vergleicht die beiden an seinen Eingängen anliegenden Frequenzen bzw. Phasen und gibt ein entsprechendes DifferenzSignal als Regelsignal SR über das Schleifenfilter LF an den VCO zu dessen Steuerung aus .
Die Offset-PLL von Figur 2 kommt im Gegensatz zum Fractional- N-Synthesizer mit niedrigerer Verstärkung im Vorwärtszweig aus, denn die Sendefrequenz fRF wird nicht auf die
Vergleichsfrequenz fCo heruntergeteilt, sondern durch Mischung mit der Schwingung des Lokaloszillators LO auf die Vergleichsfrequenz umgesetzt. Etwaige Phasenfehler auf der Sendefrequenz werden beim Heruntermischen eins zu eins auf die Vergleichsfrequenz umgesetzt. Die Modulation wird üblicherweise durch den oben erwähnten Quadraturamplitudenmodulator auf der Vergleichsfrequenz aufgebracht, die gleichzeitig der Zwischen requenz entspricht. Die PLL-Bandbreite kann hier so groß gewählt werden, dass die Modulation nahezu unverzerrt übertragen wird. Das Rauschen außerhalb des genutzten Kanals wird durch das Schleifen ilter gedämpft. Die Hüllkurve am Eingang des
Sendeverstärkers ist, wie auch beim Fractional-N-Synthesizer, im Gegensatz zum Direktmodulator konstant. Wenn, wie bei der Polar Loop (vgl. auch Petrovic, V. und Gosling, W. : Polar- loop transmitter. Electronic letters 15 (1979) 10, S. 286- 288.), die Offset-PLL um den Sendeverstärker PA herum geschlossen wird, kann die Offset-PLL sogar etwaige schwankende Phasendrehungen des Sendeverstärkers ausgleichen.
Mit geringerer Genauigkeitsanforderung als beim Direktmodulator ergibt sich auch bei der Polar Loop unter
Verwendung eines Quadraturamplitudenmodulators das Problem, dass der Nullpunkt der Einheit aus DACs und
Quadraturamplitudenmodulator so abgeglichen werden muss, dass für I=Q=0 der Quadraturamplitudenmodulator den Träger unterdrückt .
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz zu schaffen, welche sowohl eine etwaige Modulation durch die Filterung kaum verzerrt als auch eine sehr gute Trägerunterdrückung — ohne einen Abgleich des Nullpunkts durchführen zu müssen - bietet.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale von Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche .
Es ist Kern der Erfindung, eine Schaltung bzw. Vorrichtung zu schaffen, die im wesentlichen auf einer herkömmlichen Offset- PLL mit ihren bereits dargestellten Vorteilen aufbaut, wobei der Quadraturamplitudenmodulator durch Fractional-N-Technik ersetzt wird. Dadurch werden die Vorteile eines Fractional-N- Synthesizers gegenüber einer Offset-PLL nach Fig.2
- die Phasenmodulation mit digitalen Mitteln realisieren zu können und - eine sehr gute Trägerunterdrückung zu bieten (Nullpunkt braucht nicht abgeglichen zu werden) mit denen einer Offset-PLL gegenüber dem Fractional-N- Synthesizer
- schnell einzuschwingen, - die Modulation bei der Filterung kaum zu verzerren und
- etwaige Phasendrehungen in der Sendeendstufe auszuregeln kombiniert .
Eine Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz umfasst dabei einen variablen
Frequenzteiler mit einem ersten Eingang zum Eingeben einer Bezugsfrequenz, mit einem zweiten Eingang zum Eingeben eines Steuersignals zum Festlegen des Teilungsverhältnisses von der Bezugsfrequenz zu einer Ausgangsfrequenz, sowie mit einem Ausgang zum Ausgeben der Ausgangs requenz . Ferner hat die Vorrichtung eine Regelschleife mit einem Vorwärtszweig umfassend eine Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit einer ersten, insbesondere steuerbaren Frequenz, um daraus die Schwingung mit veränderlicher Frequenz abzuleiten, und mit einem Rückführungszweig umfassend eine Einrichtung zur Frequenzumsetzung, um die Schwingung mit veränderlicher Frequenz auf eine Schwingung mit zweiter Frequenz umzusetzen. Insbesondere bei Verwendung der Vorrichtung im Rahmen einer Sendevorrichtung zum Senden bzw. Abstrahlen von Nutzinformation in Form von Sendesymbolen kann die von der
Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung erzeugte Schwingung mit der ersten Frequenz direkt als Schwingung mit der Sendefrequenz verwendet werden, oder es kann eine daraus abgeleitete Schwingung, deren Frequenz beispielsweise durch einen Frequenzteiler herabgesetzt wurde, als Sendefrequenz verwendet werden. Das bedeutet, dass im Folgenden zur einfacheren Darstellung unter einem abgeleiteten Signal ein Signal mit der Originalfrequenz (z.B. mit Teilungsfaktor gleich 1) oder ein von der Originalfrequenz abhängiges Signal beispielsweise mit geteilter oder vervielfachter Frequenz verstanden werden kann. Schließlich hat die Regelschleife noch eine Einrichtung zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich umfassend einen ersten Eingang zum Eingeben der Schwingung mit zweiter Frequenz, einen zweiten Eingang zum Eingeben der Ausgangsfrequenz, und einen Ausgang, der den Anfang des Vorwärtszweigs bildet und dafür ausgelegt ist, ein Regelsignal für die Einrichtung zum Erzeugen der Schwingung mit erster Frequenz auszugeben.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Vorrichtung hängt die Bezugsfrequenz von der zu erzeugenden Schwingung mit veränderlicher Frequenz ab. Dabei kann der variable
Frequenzteiler derart mit der Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit erster Frequenz verbunden sein, dass die erzeugte Schwingung mit erster Frequenz oder ein von dieser abgeleitetes Signal als Bezugsfrequenz in den ersten Eingang des variablen Frequenzteilers eingeht. Gemäß dieser
Ausgestaltung wird also das Soll-Signal der Regelschleife mit der Ausgangsfrequenz, das am zweiten Eingang der Einrichtung zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich anliegt, durch Herunterteilen der von der Einrichtung zum Erzeugen der Schwingung (mit erster Frequenz) erzeugten Schwingung gewonnen. Diese erzeugte Schwingung, aus der das Soll-Signal sozusagen auf einer Zwischenfrequenz abgeleitet wird, hat zwar im Allgemeinen einen Phasenfehler. Weil aber beim Herunterteilen — im Gegensatz zum Rückkopplungspfad der Regelschleife - auch ein etwaiger Phasenfehler der von der
Einrichtung zum Erzeugen der Schwingung (mit erster Frequenz) erzeugten Schwingung mit heruntergeteilt wird, wirkt sich der über diesen Signalpfad kommende Fehler hinter der Einrichtung zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich kaum aus und stört nicht. Es wird dabei davon ausgegangen, dass die von der
Einrichtung zum Erzeugen der Schwingung (mit erster Frequenz) erzeugte Frequenz viel höher als die Zwischen requenz liegt, so dass sich ein hoher Teilungsfaktor ergibt.
Eine Besonderheit des hierbei verwendeten Verfahrens zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz mittels einer Regelschleife ist, dass ein von der Schwingung mit erster Frequenz abgeleitetes Signal zum ersten und ein weiteres von der Schwingung mit erster Frequenz abgeleitetes Signal zum zweiten Eingang der Einrichtung zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich geleitet werden. (Im einfachsten Fall eines Regelkreises liegt am Vergleicher zum einen eine Führungsgröße an, die einen Sollwert vorgibt, und zum anderen ein von der Regelgröße abgeleitetes Signal, das einen Istwert repräsentiert, aber nicht zwei von der Regelgröße, hier der ersten bzw. veränderlichen Frequenz, abgeleitete Signale.) Im normalen Betrieb (eingerastete Regelschleife) haben beide abgeleiteten Signale die gleiche, nämlich die zweite Frequenz. Damit sich eine bestimmte erste Frequenz ergibt, erfolgt die Ableitung der beiden Signale nach zwei verschiedenen Abhängigkeiten, insbesondere unter Verwendung einer Frequenzversσhiebung bei dem zum ersten Eingang der Einrichtung zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich führenden Signal und unter Verwendung einer Frequenzteilung bei dem zu deren zweiten Eingang führenden Signal.
Eine Ausgestaltung, bei der die Bezugsfrequenz von der zu erzeugenden Schwingung mit veränderlicher Frequenz abhängt, nutzt den gleichen Lokaloszillator für die Frequenzumsetzung im Rückkopplungsp ad und für die Bezugsfrequenz des variablen Frequenzteilers. Die veränderliche Frequenz wird zweσkmäßigerweise je nach ihrer Lage, insbesondere je nach dem zugehörigen Frequenzband, mit unterschiedlichen Frequenzen im Rückkopplungspfad auf eine Zwischenfrequenz umgesetzt. Um im Rückkopplungspfad mit unterschiedlichen Frequenzen umsetzen zu können, wird die Frequenz des Lokaloszillator veränderbar, insbesondere schaltbar ausgeführt. Eine Änderung der Frequenz des Lokaloszillators betrifft bei dieser Anordnung auch die Bezugsfrequenz, welche von der Frequenz des Lokaloszillators abgeleitet wird.
Zur Steuerung des variablen Frequenzteilers kann eine spezielle Berechnungseinrichtung (Einrichtung zum Erzeugen einer Abfolge von Teilungsfaktoren) , ein sogenannter Fractional-N-Modulator, aus einem (insbesondere in digitaler Form) vorgegebenen Phasen- oder Frequenzverlauf eine rasch wechselnde Abfolge von Teilungsfaktoren berechnen, durch welche die Bezugsfrequenz, beispielsweise die von der
Einrichtung zum Erzeugen der Schwingung (mit erster Frequenz) erzeugte Schwingung auf die (typischerweise modulierte) Zwischenfrequenz heruntergeteilt wird. Die berechneten Teilungsfaktoren werden mittels des Steuersignals dem zweiten Eingang des variablen Frequenzteilers zugeführt. Beim
Fractional-N-Modulator tritt ein Quantisierungsgeräusch auf, weil er nur ganzzahlige Teilungsfaktoren ausgeben kann. Dieses Quantisierungsgeräusch wird bevorzugt spektral so geformt ("Noise-Shaping") , dass seine Leistungsdichte innerhalb der Durchlass-Bandbreite der Regelschleife niedrig ist. Die Quantisierungsrauschleistungsdichte steigt dann in größerem Frequenzabstand zur Zwischenfrequenz an und wird dort durch die Filterwirkung der Regelschleife gedämpft. Die Regelschleifen-Bandbreite wird bevorzugt einerseits so breit gewählt, dass die Modulation nicht unzulässig verzerrt wird, und andererseits so schmalbandig ausgelegt, dass nicht unnötig viel Rauschen durchgelassen wird. Für eine schmalbandigere Winkelmodulation, beispielsweise eine GMSK bei GSM, kann eine niedrigere PLL-Bandbreite gewählt werden als für den breitbandigeren Winkelmodulationsanteil von 8-PSK bei GSM.
Gemäß einer Ausgestaltung hat die Vorrichtung ferner Mittel zur Darstellung und/oder Zerlegung einer Modulationsinformation nach Amplitude und Winkel
(insbesondere Phase oder Momentanfrequenz) , d.h. zur polaren Signaldarstellung. Wie bereits erwähnt, kann dabei der Winkel bzw. die Phase als Eingangsgröße für die oben erwähnte Berechnungseinrichtung dienen. Eingangssignal solcher Mittel ist beispielsweise ein vorzugsweise digitales Signal in der Darstellung von Inphase- und Quadraturkomponente oder in der Darstellung einer Symbolfolge. Ausgegeben werden die Zeitfunktionen von Amplitude, wobei die Amplitude in bevorzugten Ausführungsformen in ein analoges Signal gewandelt werden muss, und Phase bzw. einer davon abgeleiteten Größe wie der Momentanfrequenz, wobei hier das Signal digital ausgegeben und weiterverarbeitet wird.
In einer bevorzugten Ausgestaltung teilt der variable Frequenzteiler die Bezugsfrequenz durch den vom Steuersignal vorgegebenen Wert, indem er von der Einrichtung zum Erzeugen einer Abfolge von Teilungsfaktoren das aktuelle Steuersignal N liest, eine entsprechende Anzahl N von Perioden der Bezugsfrequenz abzählt, dann an seinem Ausgang eine Schwingung bzw. einen Impuls ausgibt, und mit dem Lesen des nachfolgenden Wertes von N einen neuen Zählzyklus startet.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung hat die Vorrichtung ferner Mittel zur Erkennung der zeitlichen Lage der Zyklen am variablen Frequenzteiler. Die Information, wann ein Zählzyklus abgelaufen ist und ein neuer Teilungsfaktor N von der Einrichtung zum Erzeugen einer Abfolge von
Teilungsfaktoren gelesen wurde, ist „nützlich für die Einrichtung zum Erzeugen einer Abfolge von Teilungsf ktoren, weil sie genau dann den aktuellen Teilungsfaktor durch den folgenden Teilungsfaktor ersetzen sollte, wenn der aktuelle Wert vom variablen Frequenzteiler gelesen wurde.
Außerdem kann die Vorrichtung Mittel zur zeitlichen Verschiebung der Phase und/oder Amplitude aufweisen. Die Information, wann ein Zählzyklus abläuft, ist auch wichtig, um die zeitliche Lage des Phasen- bzw. Winkelsignals zu ermitteln. Da Amplitude und Phase zueinander synchron ausgegeben werden müssen, sollte die Amplitude entsprechend der zeitlichen Lage der Zählzyklen am variablen Frequenzteiler derart zeitlich verschoben werden können, dass Amplitude und Phase durch die Vorrichtung zeitsynchron kombiniert werden. Dazu wird zweckmäßigerweise auch eine Verbindung vom variablen Frequenzteiler zurück zur
Einrichtung zum Erzeugen einer Abfolge von Teilungsfaktoren und zu den Mitteln zur Darstellung und/oder Zerlegung einer Modulationsinformation nach Amplitude und Winkel vorgesehen. Alternativ oder zusätzlich können auch Mittel zur Verschiebung der zeitlichen Lage des Phasen- bzw.
Winkelsignals, beispielsweise durch Umrechnung auf andere Abtas Zeitpunkte, vorgesehen werden. Zur Bestimmung der erforderlichen Verschiebung sind auch hier Mittel zur Erkennung der zeitlichen Lage der Zyklen am variablen Frequenzteiler hilfreich.
Ferner können Mittel zur Bandbegrenzung der Bandbreite der Regelschleife (ungeachtet dessen, ob sie als Phasen- und/oder Frequenzregelschleife ausgebildet ist) in der Vorrichtung vorgesehen sein. Dabei können diese Mittel einen Ξchleifenfilter aufweisen, der insbesondere zwischen der Einrichtung zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich und der Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit erster Frequenz angeordnet ist. In einer vorteilhaften Ausführungsform sind die Mittel zur Bandb.ecjrenzung der Bandbreite der Regelschleife so gestaltet, dass die Bandbreite der Regelschleife beispielsweise durch Veränderung der Bandbreite des Schleifenfilters oder des sogenannten Charge-pump-Stroms der Einrichtung zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich verändert werden kann. Wenn beispielsweise keine Modulation erfolgen soll, sondern die erzeugte Schwingung zum Heruntermischen eines zu empfangenden Signals benötigt wird, liegt an der Einrichtung zur Berechnung einer Abfolge von Teilungsfaktoren auch kein Modulationssignal (bzw. lediglich konstante Phase oder Frequenz) an, und im Hinblick auf Rauschen und unerwünschte Nebenlinien im Spektrum (sogenannte "Spurious") ist eine schmale Bandbreite zweckmäßig. Zum schnellen Einrasten hingegen ist es vorteilhaft, bis zum Einrasten eine große Bandbreite zu wählen und danach die Bandbreite zu verringern. Hierbei können die Mittel zur Bandbegrenzung der Bandbreite der Regelschleife eine
Einrichtung zum Erkennen umfassen, ob die Regelschleife eingerastet ist.
Durch den Teilungsfaktor N lässt sich nicht nur eine Modulation aufbringen, sondern auch in Grenzen die
Mittenfrequenz verändern. Bei größeren Änderungen der Mittenfrequenz, wie sie beispielsweise beim Wechsel vom Band GSM900 ins Band GSM850 auftreten, wird bevorzugt zusätzlich die Frequenzumsetzung im Rückkopplungspfad verändert.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst die Einrichtung zur Frequenzumsetzung eine Einrichtung zum Erzeugen einer insbesondere unmodulierten Schwingung mit einer dritten Frequenz oder zumindest die Verbindung zu einer derartigen Einrichtung, sowie einen Mischer bzw.
Frequenzmischer mit einem ersten Eingang zum Eingeben der Schwingung mit erster Frequenz oder einem von dieser abgeleiteten Signal (insbesondere der Schwingung mit veränderlicher Frequenz) , mit einem zweiten Eingang zum Eingeben der Schwingung mit dritter Frequenz oder einem von dieser abgeleiteten Signal, und mit einem Ausgang zum Ausgeben der Schwingung mit zweiter Frequenz. Dabei kann die von der Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit dritter Frequenz erzeugte Schwingung in der Frequenz umschaltbar sein. Bei der Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit dritter Frequenz kann es sich beispielsweise um einen Lokaloszillator handeln. Bei einer Ausgestaltung umfasst die Einrichtung zur Frequenzumsetzung außerdem einen Tiefpassfilter, der insbesondere dem Ausgang des Frequenzmischers nachgeschaltet ist. (Bei einer
Frequenzumsetzung durch Mischung können außer der gewünschten Schwingung mit zweiter Frequenz weitere, unerwünschte Mischprodukte entstehen, die vom Tiefpassfilter unterdrückt werden.) Es ist ferner denkbar, dass der variable Frequenzteiler derart mit der Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit einer dritten Frequenz verbunden ist, dass die erzeugte Schwingung mit dritter Frequenz oder ein von dieser abgeleitetes Signal als Bezugsfrequenz in den ersten Eingang des variablen Frequenzteilers eingeht.
Des weiteren ist es möglich, dass bei der Regelschleife ferner eine Einrichtung zur Bandbegrenzung der Bandbreite der Regelschleife, insbesondere in Form eines Schleifenfilters, zwischen der Einrichtung zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich und der Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit einer ersten Frequenz vorgesehen ist.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung hat die Regelschleife ferner einen zweiten Frequenzteiler, der der Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit erster Frequenz nachgeschaltet ist und dafür ausgelegt ist, ein von der Schwingung mit erster Frequenz abgeleitetes Signal mit einem bestimmten Teilungsverhältnis zu dieser zu bilden. Dieser Frequenzteiler kann dazu dienen, die veränderliche Frequenz aus der ersten Frequenz abzuleiten, und er kann in seinem Teilungsverhältnis umschaltbar sein, damit die Schwingung mit veränderlicher Frequenz z.B. je nach Teilungsverhältnis im
Band GSM900 oder DCS1800 liegt, ohne dass die Schwingung mit erster Frequenz in einem so weiten Bereich veränderbar zu sein braucht.
Insbesondere bei der Verwendung der Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz in einer Sendevorrichtung zum Senden bzw. Abstrahlen von Sendesymbolen kann der Vorwärtszweig der Regelschleife einen Leistungsverstärker zum Erzeugen eines Sendesignals auf der Basis der Schwingung mit erster Frequenz oder eines von dieser abgeleiteten Signals aufweisen, wobei der Leistungsverstärker der Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit erster Frequenz nachgeschaltet ist. Es ist hierbei denkbar, dass zwischen der Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit erster Frequenz und dem
Leistungsverstärker der zweite Frequenzteiler vorgesehen ist, der dafür ausgelegt ist, die erste Frequenz auf eine niedrigere Sendefrequenz herunterzuteilen, die dann dem Leistungsverstärker zugeführt wird. In diesem Zusammenhang kann die Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz ferner eine Einrichtung zur Amplitudenmodulation des Sendesignals aufweisen, welche mit dem Leistungsverstärker verbunden oder in diesem integriert ist. Diese Einrichtung zur Amplitudenmodulation kann ferner in einer Amplitudenregelschleife integriert sein.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung kann die Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz eine Einrichtung zur Darstellung und/oder Zerlegung einer Modulationsinformation für das Sendesignal nach Amplitude und Winkel aufweisen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Sendevorrichtung zum Senden bzw. Abstrahlen von Sendesymbolen geschaffen, die eine oben dargestellte Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz auf eist .
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Kommunikationsgerät, insbesondere ein Kommunikationsendgerät geschaffen, das eine obige Sendevorrichtung aufweist. Derartige Geräte können dabei in der Ausführung eines Mobilfunkgeräts oder Mobiltelefons ausgebildet sein.
Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen: Figur 1 ein Blockschaltbild einer Schaltung zum Erzeugen einer Frequenz in der Ausführung eines sogenannten Fractional-N-Synthesizers gemäß dem Stand der Technik;
Figur 2 ein Blockschaltbild einer Schaltung zum Erzeugen einer Frequenz in der Ausführung einer sogenannten Offset-PLL gemäß dem Stand der Technik;
Figur 3 ein Blockschaltbild einer Schaltung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;
Figur 4 ein Blockschaltbild einer Schaltung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Er indung;
Figur 5 ein Blockschaltbild einer Schaltung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;
Figur 6 ein Blockschaltbild einer Schaltung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;
Figur 7 ein Diagramm, bei dem auf der Abszisse die Zeit und auf der Ordinate die Phase des Signals auf der Zwischenfrequenz aufgetragen ist, zum Veranschaulichen der Berechnung der Teilungsfaktoren N gemäß einer möglichen Ausführungsform der Erfindung.
Es sei zunächst auf Figur 3 verwiesen, in der eine Schaltung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz, insbesondere zum Erzeugen eines modulierten Sendesignals mit konstanter Hüllkurve dargestellt ist. Es soll eine Schwingung erzeugt werden, deren Frequenz sich in einem vorgegebenen Frequenzintervall nahezu stufenlos und recht präzise einstellen lässt. Kennzeichen der Ausführungsform ist, dass sie im wesentlichen auf einer in Figur 2 dargestellten Offset-PLL aufbaut, wobei der Quadraturamplitudenmodulator durch Fractional-N-Technik, wie sie beispielsweise anhand von Figur 1 erläutert wurde, ersetzt ist.
Die Schaltung bzw. Vorrichtung von Figur 3 umfasst wieder eine Regelschleife bzw. Offset-PLL mit einem Vorwärtszweig bestehend aus einem Phasen-/Frequenzdetektor PFD (zum Vergleichen der Phasen bzw. Frequenzen zweier Signale) , einem Schlei en ilter LF, einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO und einem Sendeverstärker PA (Power Amplifier) , sowie mit einem Rückführungszweig zum Zurückführen der vom VCO erzeugten Schwingung an den PFD bestehend aus einem Mischer MI, einem Tiefpass ilter LPF und einem Begrenzerverstärker LIM. Genauer gesagt, wird die vom VCO erzeugte Schwingung, beispielsweise mit einer Frequenz bzw. Sendefrequenz fRF in einen Eingang des Sendeverstärkers PA gegeben und in diesem verstärkt . Das verstärkte Signal mit der Sendefrequenz fRP „ . wird anschließend zum einen zur Abstrahlung verwendet (in den Figuren nicht dargestellt) , zum anderen durch Mischung in dem Mischer MI mit einer Schwingung einer Frequenz fL0 von einem Lokaloszillator LO auf eine Zwischenfrequenz fΪF umgesetzt bzw. heruntergemischt. Nach Durchlaufen des Tiefpassfilters LPF und des Begrenzerverstärkers LIM wird das so gewonnene Signal einem ersten Eingang des PFD zugeführt .
In einem zweiten Rückführungszweig wird die vom VCO erzeugte Schwingung mit der Sendefrequenz fRF einem variablen Frequenzteiler (Fraσtional-N-Frequenzteiler) VFD als Bezugs requenz zugeführt . In diesem wird sie mit einem wechselnden Teilungsfaktor N, insbesondere einem hohem wechselnden Teilungsfaktor N (vgl. das Zahlenbeispiel zu Figur 1) geteilt, so dass eine Schwingung mit einer heruntergeteilten Frequenz bzw. Vergleichsfrequenz fιF- erzeugt wird. Dabei wird aus einer digital vorliegenden Information über die Phase mittels einer Einrichtung (Fractional-N-Frequenzmodulator) CALC zum Umrechnen der Phaseninformation eine Abfolge von Teilungsfaktoren N berechnet, die nacheinander am variablen Frequenzteiler VFD als Steuersignal eingestellt werden. Bei der Berechnung können hierbei Mittel zur spektralen Formung des Quantisierungsrauschens das Quantisierungsrauschen beispielsweise durch Sigma-Delta-Verfahren spektral so formen, dass es von der Offset-PLL gut unterdrückt wird. Dazu wird deren Schleifenfilter LF bei GSM je nach Modulationsart so eingestellt, dass sich bei der einseitigen Bandbreite der geschlossenen Regelschleife eine Eckfrequenz von ein bis zwei MHz ergibt .
Bei der Berechnung der Abfolge von Teilungsfaktoren N muss berücksichtigt werden, dass die Frequenz, die geteilt wird, ihrerseits moduliert wird. Diesem Umstand wird dadurch Rechnung getragen, dass vor der Berechnung der Teilungsfaktoren N die Phase mit einem Faktor multipliziert wird. Wie später noch genauer ausgeführt wird, «.muss beispielsweise für f = 936 MHz und fLo = 976 MHz die Phase rund 4 % größer sein, als wenn der variable Frequenzteiler VFD mit einer unmodulierten Schwingung gespeist würde.
Das Signal vom VFD mit der Vergleichsfrequenz f1F. wird schließlich auf einen zweiten Eingang des PFD gegeben. Der PFD vergleicht dann die beiden an seinen Eingängen anliegenden Signale bzw. Frequenzen und gibt ein entsprechendes Differenzsignal als Regelsignal SR über das Schleifenfilter LF an den VCO zu dessen Steuerung aus . Wie schon eingangs bei den Ausführungen zu den Figuren 1 und 2 dargestellt, ist es bei einer Regelschleife üblich, dass ein Soll- und ein Istwert miteinander verglichen werden. Bei Phasen- oder Frequenzregelschleifen werden Soll- und Istwert der Phase oder der Frequenz von dem Phasen- oder
Frequenzdetektor PFD verglichen. Dieses Bauelement hat, wie erwähnt, zwei Eingänge für die zu vergleichenden Signale und einen Ausgang für deren Abweichung bzw. das Differenzsignal. Am PFD liegt üblicherweise an einem Eingang eine Referenzschwingung mit einer Vergleichsfrequenz und an einem weiteren Eingang ein aus der von der Schaltung erzeugten Schwingung abgeleitetes Signal an.
Bei der hier vorgestellten Ausführungsform nach Figur 3 sind jedoch beide Eingangssignale des PFD, sowohl das vom VFD stammende Signal mit der Vergleichsfrequenz fIF. als auch das vom Begrenzerverstärker LIM stammende Signal mit der Zwischenfrequenz fIF von der vom VCO erzeugten Schwingung mit der Frequenz fRF abgeleitet. Die Referenzfrequenz, welche auch diese Schaltung benötigt, kommt hier vom Lokaloszillator LO.
Durch diese Besonderheit wird der Zusammenhang zwischen Teilungsfaktor N (der zur Vereinfachung in der folgenden Rechnung nicht auf ganze Zahlen beschränkt sein soll) und der erzeugten Frequenz zwar komplizierter, er kann jedoch bei einer etwaigen Modulation als mathematische Näherung einfach durch eine Skalierung der Phase mit befriedigendem Ergebnis berücksichtigt werden.
Bei der folgenden Rechnung wird davon ausgegangen, dass die Frequenz fLO des Lokaloszillators LO über der Sendefrequenz fRF liegt.
Aus
fTF = fτ,o - fRF und fRP = N-fTF' und unter der Annahme, dass fΪF = fΪF.
folgt N = fR_r/(fθ- ιur) •
Aus einer differentiellen Betrachtung dfRp/d ergibt sich schließlich, dass sich fj- bei einer kleinen Veränderung von N mit dem Faktor fR/fLo stärker oder schwächer verändert, als wenn der variable Frequenzteiler bzw. Fractional-N- Frequenzteiler VFD mit einer festen Taktfrequenz als
Bezugsfrequenz arbeiten würde. Umgekehrt folgt daraus, dass bei der Berechnung der TeilungsVerhältnisse die Veränderung der Bezugsfrequenz des variablen Frequenzteilers dadurch kompensiert werden kann, dass zuvor die zu erzeugende Momentanfrequenzablage von der Mittenfrequenz oder deren
Integral nach der Zeit, die Phase, mit dem Verhältnis fLo/fP skaliert wird.
Es sei nun auf Figur 4 verwiesen, in der eine mögliche Erweiterung der Schaltung von Figur 3 zu einer sogenannten "Polar Loop" gezeigt ist. Zur Erläuterung gleicher bzw. ähnlicher Komponenten sei deshalb auf Figur 3 verwiesen.
Im Folgenden soll im Unterschied zu der Schaltung von Figur 3 angenommen werden, dass der VCO auf einem Vielfachen der Sendefrequenz schwingt, d.h. dass die vom VCO erzeugte Schwingung eine Frequenz fvco (erste Frequenz) aufweist, welche ein Vielfaches der Sendefrequenz fRj- (veränderliche Frequenz) ist. Dadurch steht am variablen Frequenzteiler VFD eine besonders hohe Frequenz fVco zum Herunterteilen zur Verfügung, was für ein besonders niedriges Quantisierungsgeräusch genutzt wird. Die Frequenz fVco des VCOs von beispielsweise rund 3, 6 GHz wird bei einem GSM- Sender für eine Sendefrequenz f^p von rund 900 MHz von einem zweiten (bei Nutzung der Frequenzbänder GSM850 und GSM900 fest auf 4 eingestellten) Frequenzteiler FFDl durch vier geteilt und dem Sendeverstärker PA zugeführt, wo durch die Versorgungsspannung eine Amplitude aufmoduliert wird. Die Bereitstellung der aufzumodulierenden Amplitude erfolgt über einen Amplitudenregelkreis bestehend aus einem
Hüllkurvendetektor ED, einer Regeleinrichtung (z.B. umfassend einen DAC mit nachgeschaltetem Tiefpassfilter und einen "Low- dropouf'-Regler, der insbesondere zwischen dem DAC und dem Sendeverstärker PA angeordnet ist) CTRL und dem Sendeverstärker PA. Als Amplitudensteuersignal erhält dabei die Regeleinrichtung CTRL von einer Einrichtung PSD eine Amplitudeninformation ausgehend von Sendesymbolen in polarer Signaldarstellung. Die entsprechende Phaseninformation der Sendesymbole in polarer Signaldarstellung geht an die Einrichtung CALC zum Umrechnen der Phaseninformation in eine Abfolge von Teilungsfaktoren N.
Durch die im Takt der Amplitude schwankende
Versorgungsspannung schwankt auch die Phasenverschiebung, die der Sendeverstärker PA bewirkt. Die Regelschleife bzw. Offset-PLL (während eines Bursts mit hoher Sendeleistung PFD, LF, VCO, FFDl, PA, MI, LPF2, AD1, LIM) kompensiert jedoch den größten Teil dieser schwankenden Phasenverschiebung. Wenn die Ausgangsleistung einer Sendevorrichtung mit der in Figur 4 gezeigten Schaltung so niedrig ist, dass das hinter dem Sendeverstärker PA für die Rückkopplung ausgekoppelte Signal fRF zum Schließen der Offset-PLL nicht ausreicht, erhält der Rückkopplungszweig (dann gegeben durch MI4, LPF1, AD1, LIM) über den vor dem Sendeverstärker PA auskoppelnden Teilzweig (quasi als Brücke) ein so starkes Signal, dass der Begrenzerverstärker LIM den PFD mit ausreichendem Pegel versorgen kann. Dadurch bleibt die Offset-PLL auch ohne Sendeleistung geschlossen, und am Eingang des variablen Frequenzteilers VFD liegt eine definierte Frequenz an. Im normalen Betrieb, d.h. bei einer normalen bzw. hohen Ausgangsleistung der Vorrichtung, ist der über den zweiten Teilzweig (PA, MI, LPF2) den Zusammenführungspunkt ADl erreichende Beitrag so viel größer, dass der vor dem Sendeverstärker PA ausgekoppelte Beitrag die Phase des zusammengeführten Signals nicht wesentlich verfälscht. Bevorzugt werden die Phasenlagen am Zusammen ührungspunkt ADl insbesondere für etwa gleich starke Signale der Teilzweige, d.h. sehr geringe Sendeleistung, so angepasst, dass sie sich nicht gegenseitig auslöschen. Dazu kann z.B. ein
Phasenschieber in einen der beiden Teilzweige eingefügt werden. Wenn ein Laufzeitglied als Phasenschieber eingesetzt wird, kann eine Platzierung vor einem der Mischer MI/MI4 günstiger sein, weil dort die erforderliche Laufzeit geringer ist. Weitere Möglichkeiten, eine konstruktive Überlagerung zu fördern, bestehen je nach Phasendifferenz darin, die zu kombinierenden Signale zu subtrahieren statt zu addieren oder die vom LO stammenden Signale mit geeigneter Phasendifferenz an die beiden Mischer MI, MI4 zu führen. Durch die getrennten Mischer MI, MI4 und Tiefpass ilter LPF1, LPF2 wird eine zu große Rückkopplung vom Sendeverstärkerausgang auf den Sendeverstärkereingang vermieden .
Es sei nun auf Figur 5 verwiesen, in der eine Schaltung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz gezeigt ist, bei der im Vergleich zu der in Figur 4 dargestellten Schaltung keine Regelschleife für die Amplitude vorgesehen ist. Ferner wurde die Offset-PLL (PFD, LF, VCO, PA, MI, LO, LPF, LIM) in ihren Komponenten reduziert und entspricht der in Figur 3 gezeigten Offset-PLL. Zur Erläuterung gleicher bzw. ähnlicher Komponenten sei deshalb auf die Figuren 3 und. 4 verwiesen.
Bei der Schaltung nach Figur 5 ist die Steuer- bzw. Versorgungsspannung des Sendeverstärkers PA und damit die Amplitude des Sendesignals gesteuert. Ein leistungsstarker DAC, der beispielsweise durch Pulsmodulation und nachfolgende Tiefpassfilterung mittels eines Tiefpassfilters LPF3 eine Betriebsspannung in eine variable Spannung umsetzt, liefert so eine variable Versorgungsspannung für den Sendeverstärker und ermöglicht dadurch die Veränderung der momentanen (insbesondere durch Modulation veränderlichen) und mittleren (insbesondere von der Sendeleistungsstufe abhängigen) Leistung. Ferner ist der variable Frequenzteiler VFD nicht mit dem spannungsgesteuerten Oszillator verbunden, sondern wird mit einer festen Taktfrequenz CLK beispielsweise von einem weiteren Lokaloszillator als Bezugsfrequenz versorgt. Vorteile sind, dass auch bei ausgerasteter Offset-PLL ein definierter Takt anliegt, dass sich Amplitude und Phase in definierter Weise zu einander synchronisieren lassen, dass die mit einer Näherung verbundene Skalierung der Phase oder Frequenz entfällt sowie dass eine etwaige schwankende
Phasendrehung des Sendeverstärkers noch besser ausgeregelt wird, weil im Gegensatz zur Schaltung nach Figur 4 keine Signale zwischen VCO und PA abzweigen. Da bei dieser Schaltung ein Ausrasten der Offset-PLL weitgehend unschädlich ist, wenn die Sendeleistung null ist, bedarf hier der
Rückführungszweig keiner Auskopplung vor dem Sendeverstärker PA. (Allerdings kann die variable Frequenz nicht zum Empfang genutzt werden, wenn die Schleife nur bei aktivem Sendeverstärker geschlossen ist.)
Es nun auf Figur 6 verwiesen, in der eine Schaltung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz gezeigt ist. Die Schaltung weist dabei eine Amplitudenregelschleife entsprechend der in Figur 4 gezeigten Amplitudenregelschleife auf, jedoch wird wie in der Schaltung von Figur 5 eine unmodulierte Schwingung als Bezugsfrequenz -, hier fO - für den variablen Frequenzteiler VFD verwendet. Zur Erläuterung gleicher bzw. ähnlicher Komponenten sei deshalb auf die Figuren 4 und 5 verwiesen.
Um eine für den GSM-Mobilfunk ausreichend reine Schwingung zu erzeugen, sollte die Bezugsfrequenz fLo für den variablen Frequenzteiler VFD größer als 2 GHz und damit größer sein als die Frequenz, mit der das Signal am Ausgang des Sendeverstärkers PA heruntergemischt wird. Eine solch hohe Frequenz ist üblicherweise als Taktfrequenz nicht ohnehin vorhanden, sondern müsste gezielt bereitgestellt werden. Um Hardware-Aufwand zu sparen, kann die Erzeugung dieser Taktfrequenz mit der Bereitstellung der Frequenz zum Heruntermischen durch einen Lokaloszillator LO kombiniert werden. Wenn beispielsweise eine Schwingung mit einer Frequenz f^ von 1760 MHz erzeugt werden soll und die Zwischenfrequenz fIP bei 40 MHz liegt, kann der Lokaloszillator LO auf einer Frequenz f^ = 3,6 GHz schwingen. Einerseits wird diese Schwingung dem variablen Frequenzteiler VFD als Bezugsfrequenz fLO zugeführt. Weil diese Frequenz vergleichsweise hoch ist, ergeben sich große Teilungsfaktoren N, die in relativ feinen Abstufungen geändert werden können. Andererseits werden die 3,6 GHz von einem dritten (bei Nutzung der GSM-Frequenzbänder bei 1800 und 1900 MHz fest auf 2 eingestellten) Frequenzteiler FFD2 auf 1800 MHz halbiert, so dass die Frequenz von 1760 MHz am Ausgang des Sendeverstärkers PA auf die Zwischenfrequenz von 40 MHz heruntergemischt wird.
Beim Frequenzteiler FFD2 wird also — ebenso wie bei FFDl - der Frequenzteiler nicht im Takt der Modulation verändert, sondern er bleibt für eine Betriebsart konstant.
Beispielsweise wird zur Erzeugung einer Schwingung in den 850-MHz- und 900-MHz-Bändern durch vier und zur Erzeugung einer Schwingung in den 1800-MHz- und 1900-MHz-Bändern durch zwei geteilt.
Je nach Bereich, in dem die Zwischenfrequenz fTF verändert werden kann, und je nach Bereich oder Bändern, in dem/denen die Frequenz der erzeugten Schwingung fRF verändert werden kann, wird die Frequenz fLo des Lokaloszillators LO verändert. Sowohl die Frequenz des Lokaloszillators LO als auch die Zwischenfrequenz werden von der Einrichtung CALC zum Umrechnen der Phaseninformation (von Sendesymbolen in polarer Darstellung) in eine Abfolge von Teilungsfaktoren berücksichtigt. Wenn ein Sendesignal bei 900 MHz erzeugt werden soll, wird beispielsweise der Lokaloszillator LO auf eine Frequenz f10 von 3,8 GHz eingestellt, und diese Frequenz wird vom Frequenzteiler FFD2 durch vier auf 950 MHz geteilt, so dass sich eine Zwischenfrequenz von 50 MHz ergibt. Der Frequenzteiler VFD mit einstellbarem Teilungsfaktor N hat in diesem Fall also eine andere Bezugsfrequenz fL0 , und im Allgemeinen hängt die Bezugsfrequenz unmittelbar von der Frequenz des Lokaloszillators und somit mittelbar von der Frequenz der zu erzeugenden Schwingung ab .
Falls die Frequenz des Lokaloszillators für jeweils ein Band fest ist, ändert sich die Zwischenfrequenz über einen relativ großen Bereich. Wenn das GSM1800-Uplinkband als Beispiel genommen wird, beträgt bei einer am Mischer MI anliegenden, auf 1800 MHz halbierten LO-Frequenz die Zwischenfrequenz zwischen 15 MHz bei einer erzeugten Schwingung von 1785 MHz und 90 MHz bei einer erzeugten Schwingung von 1710 MHz . Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist die für das Noise-
Shaping relevante Abtastfrequenz die Ausgangsfrequenz des VFD und damit die Zwischenfrequenz . Eine so große Änderung der Abtastfrequenz des Noise-Shapings wie in diesem Beispiel zwischen 15 MHz und 90 MHz ist problematisch, weil sich bei gegebener Übertragungsfunktion des Noise-Shapings im z-
Bereich das Rauschspektrum mit der Abtastfrequenz ändert. Eine Abhilfe besteht darin, die Übertragungsfunktion des Noise-Shapings an die Abtastfrequenz anzupassen. Alternativ oder zusätzlich kann das Sendeband, beispielsweise das Band von 1710 MHz bis 1-785 MHz, in Sub-Bänder unterteilt werden, für die unterschiedliche Frequenzen am Lokaloszillator gewählt werden, so dass die Zwischenfrequenz in einem engeren Bereich gehalten wird. Bei einer Ausgestaltung lässt sich die Frequenz des Lokaloszillators f«) in so kleinen Schritten einstellen, dass die Kanalwahl über fL0 erfolgen kann. Die Zwisσ enfrequenz kann dann konstant gehalten werden.
Wie bereits angesprochen können die in den Figuren 3 bis 6 gezeigten Schaltungen zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz Bestandteil einer Sendevorrichtung zum Senden bzw. Abstrahlen von Sendesymbolen als Nutzinformationen in Kommunikationsgeräten, wie Mobilfunkgeräten bzw. Mobiltelefonen, eingesetzt werden, welche beispielsweise nach dem GSM-, UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) - oder einem anderen Mobilfunkstandard arbeiten. Bevorzugt wird dazu der Ausgang des Sendeverstärkers mit einem Anpassnetzwerk verbunden, welches die Impedanz an eine Antenne oder eine genormte Schnittstelle mit 50 Ω anpasst. Die Auskopplung eines kleinen Teils des Sendesignals für den Rückführungszweig erfolgt beispielsweise über Koppler, insbesondere Richtkoppler .
Es sei erwähnt, dass obwohl die Erfindung anhand einer PLL bzw. Phasenregelschleife erläutert worden ist, sie jedoch auch auf Frequenzregelschleifen angewandt werden kann. Das bedeutet dann, unter einem oben erwähnten PFD soll hier ein Bauelement verstanden werden, das in Frequenzregelschleifen die Frequenzen zweier Signale vergleicht.
In PLLs werden üblicherweise Einrichtungen zur Erzeugung einer Schwingung mit steuerbarer Frequenz eingesetzt. Wie oben erwähnt, ist ein Beispiel für eine solche Einrichtung ein spannungsgesteuerter Oszillator bzw. VCO. Es ist denkbar, auch eine andere, gleichwertige Einrichtung bzw. ähnlich wirkende Mittel hierfür zu verwenden, wie beispielsweise einen NCO (Numerically Controlled Oscillator = numerisch gesteuerter Oszillator) .
In den in den oben in den Figuren 3 bis 6 dargestellten Ausführungs ormen haben nur der Fractional-N-Frequenzteiler VFD und ein DAC digitale Eingangssignale, und ihnen vorgelagerte Schaltungsteile arbeiten mit digitalen Signalen. Eine die Lehre der Erfindung nutzende Vorrichtung, insbesondere Sendevorrichtung, ließe sich aber auch weit gehend digital realisieren. So könnten beispielsweise die Frequenzumsetzung (vgl. Mischer MI), die Frequenzteilung (VFD) , der Phasen- und/oder Frequenzvergleich (PFD) , die Filterungen und die Schwingungserzeugung mit gesteuerter Frequenz auch mit digitalen Signalen erfolgen. Dabei können zusätzliche analog/digital- und/oder digital/analog- Umsetzungen erforderlich werden.
Wie aus den oben in den Figuren 3 bis 6 dargestellten Ausführungsformen zu erkennen ist, soll unter einem variablen Frequenzteiler eine Einrichtung verstanden werden, die einen ersten Eingang aufweist, an dem eine Schwingung mit einer Bezugsfrequenz anliegt, beispielsweise in Form eines zurückgeführten Signals eines VCO oder eines separaten Taktsignals, und einen zweiten Eingang aufweist, an dem ein Steuersignal anliegt, beispielsweise ein Teilungsfaktor, und einen Ausgang aufweist, an dem ein Signal mit kleinerer Frequenz als die Bezugsfrequenz ausgegeben wird, wobei das Verhältnis zwischen ausgegebener und Bezugs requenz durch das Steuersignal gegeben ist. Zum Beispiel können auch eine DDS (Direct Digital Synthesis: Vorrichtung zur digitalen FrequenzSynthese) , die eine kontinuierliche Schwingung ausgibt, eine Pulse-Output-DDS, die im Gegensatz zur gewöhnlichen DDS Impulse anstelle kontinuierlicher Schwingungen ausgibt, und ein Zähler, der im Takt der
Bezugsfrequenz zählt, der bei Erreichen des Endwerts einen Impuls ausgibt und bei dem Start- und/oder Ξndwert einstellbar sind, für einen solchen variablen Frequenzteiler in einer erfindungsgemäßen Vorrichtung bzw. Schaltung verwendet werden.
Der Begriff "zu erzeugende Schwingung" meint die Schwingung mit veränderlicher Frequenz. Der Begriff "erzeugte Schwingung" wird im Zusammenhang mit unterschiedlichen Schwingungen gebraucht, u.a. auch im Sinne der zu erzeugenden Schwingung.
Der Begriff "Signal" soll im weitesten Sinne verstanden werden, also nicht das Tragen von Information voraussetzen.
Schließlich soll nun noch beispielhaft eine mögliche Berechnung einer Abfolge von Teilungsfaktoren gemäß GSM erläutert werden.
In der folgenden Darstellung wird davon ausgegangen, dass ein variabler Frequenzteiler, wie der variable Frequenzteiler VFD in den Figuren 3 bis 6, mit einem Zähler realisiert ist. Der Zähler hat einen ersten Eingang, an dem ein Takt als Bezugsfrequenz anliegt. Ferner hat er einen zweiten Eingang, über den ein Steuersignal dem Zähler signalisiert, bis wieviel er zählen soll . Wenn der Zähler bis zu der durch das Steuersignal vorgegebenen Zahl gezählt hat, gibt er an seinem Ausgang einen Impuls für den Phasen-/Frequenzvergleicher (vgl. PFD in den Figuren 3 bis 6) aus, liest das aktuelle Steuersignal und zählt erneut in dem über den ersten Eingang vorgegebenen Takt bis zum Erreichen der vorgegebenen Zahl .
1. Signaldarstellung für die Phase
Zuerst wird das GSM-Signal in Inphasekomponente I und Quadraturkomponente Q mit einer hohen Überabtastung berechnet, beispielsweise mit 72 Abtastwerten pro Symbol (Abtastfrequenz 1/TS = f3 = 19,5 MHz). Daraus wird die Phase für den Phasenmodulationsanteil bestimmt. Die Phase des Signals auf der Zwischenfrequenz lautet als Funktion der Zeit:
ΦIF (t) = ßιFt + arg (I (t) +jQ (t) ) + 2πm mit m ganzzahlig
In Figur 7 ist die Phase φIF des Signals auf der
Zwischenfrequenz als Funktion der Zeit t als gepunktete Kurve dargestellt.
Da I und Q abgetastet sind, wird auch φιF(t) nun zunächst nur für die Abtastzeitpunkte t = kTs berechnet:
<Pk := φ∑F(kTs) = ωIFkTs + arg (I (kTs) +jQ (kTs) ) + 2πm mit t ganzzahlig
In Figur 7 sind φ0 für t=0, φi für t=Ts und <p2 für t=2Ts jeweils als Kreuz dargestellt.
Bei Verwendung der Funktion "Argument" (Imaginärteil des natürlichen Logarithmus) kommt es zu unerwünschten Phasensprüngen von 2π, wenn der Zeiger vom zweiten in den dritten Quadranten wandert und umgekehrt. Wegen der hohen Überabtastung (und weil bei den Modulationsarten von GSM keine Nulldurchgänge auftreten) sind bei dem von der Modulation bestimmten Phasenanteil arg (I (kTs) -t-jQ (kTs) ) nur kleine Änderungen zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerten zu erwarten. Daraus kann folgender rekursiver Algorithmus zur fortlaufenden Bestimmung der mk entwickelt werden:
1. mo = 0
2 . Wähle m +ι e {mk-l , mk, mk+l } so, dass -π < arg ( I ( (k+l) Ts) +j Q ( (k+l ) Ts) ) - arg (I (kTs) +j Q (kTs) ) + 2π (mk+1-mk) < π
(Bei einer Schaltung, bei der wie in Figur 3 der Zähler mit der vom VCO erzeugten Frequenz fRF als Bezugsfrequenz getaktet wird, wird in den obigen Gleichungen arg(I+jQ) durch fl0/fRF-arg(I+jQ) ersetzt, wobei fι,o die Frequenz ist, mit der fRF von der Offset-PLL auf die Zwischenfrequenz umgesetzt wird. )
Zwischen den Abstastwerten φ wird die zeitkontinuierliche Funktion der Phase auf der Zwischenfrequenz linear interpoliert : φIF(t) « φk + (φfc+ι-φk) <t- kTs) /Ts für kTs ≤ t < (k+l)Ts
In Figur 7 ist die lineare Interpolation zwischen φ0 bei t=0 und φi bei t=Ts sowie zwischen φi bei t=Ts und pa bei t=2Ts jeweils durch eine gestrichelte Linie eingezeichnet. Der Zähler gibt Impulse ab, welche für den Beginn einer neuen Zwischenfrequenz-Periode stehen, das heißt, bei jedem Impuls des Zählers sollte die Phase des Zwischenfrequenzsignals um weitere 2π angewachsen sein. Zu bestimmen sind die
Zeitpunkte, zu denen die Impulse ausgegeben werden sollen. Diese Zeitpunkte sind zeitdiskret und durch den Takt des Zählers vorgegeben. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit wird angenommen, die Taktfrequenz des Zählers fc = 1/TC sei ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastfrequenz: fc = nfs = Ts = nTc
In der Praxis könnte n beispielsweise den Wert n = 64 annehmen. Dann ergäbe sich eine Taktfrequenz von fc = 64- fs = 1248 MHz für den Zähler.
In Figur 7 ist n = 13, das heißt Ts = 13TC. Die dünnen vertikalen Linien bei Vielfachen von Tc markieren die Zeitpunkte, zu denen der Zähler einen Impuls ausgeben kann.
Die Zwischenfrequenz ist durch die Rechengeschwindigkeit der Berechnungseinrichtung und durch den Ziehbereich der Offset- PLL begrenzt. Im Folgenden wird fΪF > fs angenommen, beispielsweise fιF = 50 MHz. Daraus folgt, dass zwischen einem auszugebenden Impuls und dem nächsten das gültige Interpolationsintervall k gleich bleibt oder sich um ein Intervall verschiebt. (Für fs/2 < fιF < fs würde sich das gültige Interpolationsintervall k von einem auszugebenden Impuls zum nächsten um ein oder zwei Intervalle verschieben. Der Einfluss der Modulation auf die Zwischenfrequenz wird hier vernachlässigt.) Bei fiF = 50 MHz und fc = 1248 MHz muss wegen fc/fiF = 24,96 der Zähler im Mittel bis etwa 25 zählen.
Im Folgenden wird ein Algorithmus zur Suche entwickelt, bis wieviel der Zähler zählen muss, damit die Impulsausgabe (Phaseninkrement um 2π) zum bestmöglichen Zeitpunkt kommt. Wenn wir davon ausgehen, dass die Momentanfrequenz nicht über 52 MHz steigt (fc/52 MHz = 24) und wir für Quantisierung und Noise-Shaping erster Ordnung noch 2 abziehen, können wir annehmen, dass der Zähler mindestens bis 22 zählen muss. Bei der Suche brauchen wir in diesem Beispiel erst bei 22 zu beginnen .
Nehmen wir einmal an, dass wir den -ten Impuls zum Zeitpunkt t = iTc ausgegeben haben und dabei die Phase des
Zwischenfrequenzsignals auf 2π£ erhöht haben. Dieser Zeitpunkt habe im k-ten Abtas Intervall gelegen, d.h. kTs ≤ i Tc < (k+1) Ts . Nun bestimmen wir den Wert i<+ι, bei dem der folgende Impuls auszugeben ist. (Der Zähler muss dann bis i^+i-i^ zählen.)
Der ideale Zeitpunkt wäre durch die Gleichung φιF(i<+ιTc) = 2π(£+l) gegeben, wenn i eine reelle Zahl wäre. Da i eine natürliche Zahl ist, entsteht ein zeitlicher Quantisierungsfehler.
2. Phase ohne Noise-Shaping
Mögliche Berechnungsvorschrift: Wähle i+ι derart, dass i<.+ι der kleinste Wert ist, für den φiF <i<+ιT0) > 2π (^+l)
gilt. Für i^+1 werden die in Frage kommenden Werte in au steigender Reihenfolge (beispielsweise i^+22; i^+23; i^+24;...) eingesetzt, bis die Ungleichung erstmals erfüllt ist. Dabei wird je nach gültigem Abtastintervall die Interpolation φiF (i*+α.Tc) « <pk + (φk+ι-<pk) (if+iTc - kTs) /Ts für kTs < i +1.Tc < (k+l) Ts oder φiF <i/+ιTc) « Φ +i + (φk+2-φk+ι ) ( ienTc - ( k+l) Ts) /Ts für (k+l ) Ts ≤ ±e+ιTc < (k+2 ) Ts
verwendet. Zur Unterscheidung, welche Interpolation zutrifft, muss die Bedingung i^+ιTc < (k+1) Tε ausgewertet werden. Mit Ts = nTc kann diese Ungleichung in i^+i < n(k+l) umgeschrieben werden. Dabei braucht die rechte Seite dieser Ungleichung pro Schritt nur einmal berechnet zu werden.
Mit Ts = nTc werden die Interpolationsgleichungen zu
ΦIF( ITC) « φ + (Φk+i-φk)
Figure imgf000034_0001
- k) für Lt+1 < n(k+l) oder ΦιF(i^+ιTc) « φk+ι + (Φk+2-φk+ι) (i<+ι/n - k - 1) sonst.
Dabei ist eine Division durch n erforderlich. Mit n = 64 = 26 entspricht diese Division einer Rechtsverschiebung um 6 Binärstellen.
Bei diesem Vorgehen entsteht (abgesehen von dem Fehler durch die lineare Interpolation und Rundungsfehlem) ein Phasenfehler ee+1 = φιF(ij.+1Tc) - 2π(-M-l) ,
der sich aus der Phasendifferenz zwischen der eigentlich gewünschten Phase zum Zeitpunkt der Impulsausgabe ΦιF(i<+ιT0) und der durch die Impulsausgabe erreichten Phase 2π( +l) ergibt. Der zugrunde liegende Zeitfehler liegt gleichverteilt im halboffenen Intervall [0; Tc) . Falls die Momentanfrequenz fiF ist, ist e e [0; 2π fιF Tc) . Für unser Beispiel mit fc/fiF « 25 liegt der Phasenfehler etwa zwischen 0° und 14°. Der Phasenfehler setzt sich aus einem unschädlichen Mittelwert und einem weiteren Anteil zusammen, der im
Idealfall ein spektral weißes Quantisierungsgeräusσh wäre, das durch die zeitliche Quantisierung des Arguments von φTF bedingt ist. Da aber aufeinanderfolgende Quantisierungsfehler wegen der niedrigen Anzahl praktisch relevanter Quantisierungsstufen auch nach Abzug des mittleren Fehlers nicht orthogonal zueinander, sondern korreliert sind, ergeben sich ungünstigere spektrale Eigenschaften, z.B. unerwünschte Nebenlinien im Spektrum, sogenannte "Spurious". Die Modulation und ein Noise-Shaping können den Nebenlinien entgegen wirken.
3. Phase mit Noise-Shaping erster Ordnung
Der kumulierte Phasenfehler wird c genannt und rekursiv berechne :
Figure imgf000035_0001
Damit
Figure imgf000035_0002
gelten. Daraus folgt
Figure imgf000035_0003
Deshalb wird die Berechnungsvorschrift umformuliert in "Wähle i^+i derart, dass i^+i der kleinste Wert ist, für den
Figure imgf000035_0004
gilt." Nun wird der Fehler aufsummiert und gegengekoppelt.
Figur 7 zeigt die Bestimmung der i^ mit Noise-Shaping erster Ordnung. Für den kumulierten Phasenfehler ,c wird der
Startwert Co=0 angenommen. Damit lautet für £=0 die obige
Berechnungsvorschrift: "Wähle ii derart, dass ii der kleinste
Wert ist, für den φιF(iιTc) ≥ 2π gilt." Eine horizontale, kurz gestrichelte Linie zeigt die zu überschreitende Phase. Dabei wird die gestrichelte Interpolation zugrunde gelegt. Ab t=7Tc , d.h. iι=7, ist diese Ungleichung erfüllt. ist etwas größer als 2π, und die Differenz
Figure imgf000035_0005
Figure imgf000035_0006
Zur Bestimmung von φi iι c) wird gemäß φιF (i^ι c) « φk + (φk+i-φk) (i<+ι/n - k) für i.{+1 < n (k+l) mit £=0 , k=0, φo=0 , iι=7 und n=13 interpoliert: ΦIF(7TC) « 7φι/13
Für den kumulierten Phasenfehler c gilt: Ci = c0 + ei = ei . Für die nächste Zwischenfrequenz-Periode (€=1) lautet die Berechnungsvorschrift: "Wähle i2 derart, dass i2 der kleinste Wert ist, für den φiFd∑To) > 4π-cχ gilt." Wieder zeigt eine horizontale, kurz gestrichelte Linie die zu überschreitende Phase. Diese Ungleichung ist erst im folgenden Interpolationsintervall (Ts≤i2Tc<2Ts, d.h. 13≤i2<26) erfüllt, und zwar für i2=1 . Zur Bestimmung von ΦιF(i2To) wird gemäß
Figure imgf000036_0001
> n(k+l) interpoliert: φιP(14Tc) « φι+ (φ2-φι) (14/13-1) = (12φι+φ2) /13 . Der Index k der Abtastwerte von φ wird um 1 auf k=l erhöht, um die Basis für die im folgenden Schritt zu berechnende Interpolation auf das Intervall zu legen, in dem der zuletzt gefundene Wert
Figure imgf000036_0002
liegt. Bei diesem Schritt kommt der Fehler e2 = ΦIF (i∑ o) -4π hinzu. Der kumulierte Phasenfehler ist c2 = cι+e2 = ΦIF(12 C) -(4π-cι) .
Für die darauf folgende Zwischenfrequenz-Periode £=2 lautet die Berechnungsvorschrift: "Wähle i3 derart, dass i3 der kleinste Wert ist, für den ΦιF(i3Tc) ≥ 6π-c2 gilt." Auch hier zeigt eine horizontale, kurz gestrichelte Linie die zu überschreitende Phase. Diese Ungleichung ist im gleichen Interpolationsintervall wie bei £—1 erfüllt, und zwar für i2=25. Zur Bestimmung von ΦiF i3Tc) wird gemäß ΦIFUJH-I C) « φk + (φk+ι-φk) ( i/n - k) für i < n(k+l) interpoliert: φTF<25Tc) « φι+
Figure imgf000036_0003
) (25/13-1) = (φΛ+12 >? /13 . Bei diesem Schritt kommt der Fehler e3 = φιF(i3 c -6π hinzu. Der kumulierte Phasenfehler ist C3 = c2+e3 = φιF(i3Tc) - (6π—c2) .
Die Werte N, die das Steuersignal für den Zähler ergeben, lauten gemäß dieser Rechnung (unter der Annahme io=0) :
Figure imgf000036_0004
i2 - ii = 14 - 7 = 7 i3 - i2 = 25 - 14 = 11
4. Phase mit Noise-Shaping zweiter Ordnung Ein Noise-Shaping höherer Ordnung ließe sich durch andere Definitionen und Berechnungsvorschriften erreichen, für zweite Ordnung beispielsweise durch:
Figure imgf000037_0001
und "Wähle i^+i derart, dass i^+i der kleinste Wert ist, für den ΦiF<i*+ιTc) ≥ X+ι gilt."

Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz, mit folgenden Merkmalen:
einem variablen Frequenzteiler (VFD) mit: einem ersten Eingang zum Eingeben einer Bezugsfrequenz (fRP; fco; fLO;CLK) ; einem zweiten Eingang zum Eingeben eines Steuersignals (N) zum Festlegen des Teilungsverhältnisses von der Bezugsfrequenz zu einer Ausgangsfrequenz; einem Ausgang zum Ausgeben der Ausgangsfrequenz (fχF>) ;
einer Regelschleife mit: einem Vorwärtszweig umfassend eine Einrichtung (VCO) zum Erzeugen einer Schwingung mit einer ersten Frequenz (fRF,fvco), um daraus die Schwingung mit veränderlicher Frequenz (£RE) abzuleiten; einem Rückführungszweig umfassend eine Einrichtung (MI) zur Frequenzumsetzung, um die Schwingung mit veränderlicher Frequenz (fRF) auf eine Schwingung mit zweiter Frequenz (fΪF) umzusetzen; einer Einrichtung (PFD) zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich umfassend einen ersten Eingang zum Eingeben der Schwingung mit zweiter Frequenz (fΪF) , einen zweiten
Eingang zum Eingeben der Ausgangsfrequenz (fTF'), und einen Ausgang, der den Anfang des Vorwärtszweigs bildet und dafür ausgelegt ist, ein Regelsignal (SR) für die Einrichtung zum Erzeugen der Schwingung mit erster Frequenz auszugeben.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Bezugsfrequenz (fRF;fvco;fo) von der zu erzeugenden Schwingung mit veränderlicher Frequenz (fap) abhängt.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der der variable
Frequenzteiler (VFD) derart mit der Einrichtung (VCO) zum Erzeugen einer Schwingung mit erster Frequenz verbunden ist, dass die erzeugte Schwingung mit erster Frequenz oder ein von dieser abgeleitetes Signal als Bezugsfrequenz in den ersten Eingang des variablen Frequenzteilers eingeht .
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, ferner mit folgenden Merkmalen:
einer Einrichtung (LO) zum Erzeugen einer Schwingung mit einer dritten Frequenz (fτ.o)
wobei die Einrichtung (MI) zur Frequenzumsetzung einen Frequenzmischer aufweist mit: einem ersten Eingang zum Eingeben der Schwingung mit erster Frequenz oder einem von dieser abgeleiteten Signal; einem zweiten Eingang zum Eingeben der Schwingung mit dritter Frequenz oder einem von dieser abgeleiteten Signal; einem Ausgang zum Ausgeben der Schwingung mit zweiter Frequenz .
5. Vorrichtung nach Anspruch 4 , bei der der variable Frequenzteiler (VFD) derart mit der Einrichtung (LO) zum Erzeugen einer Schwingung mit einer dritten Frequenz verbunden ist, dass die erzeugte Schwingung mit dritter Frequenz (fL0) oder ein von dieser abgeleitetes Signal als Bezugsfrequenz in den ersten Eingang des variablen Frequenzteilers (VFD) eingeht.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, die ferner eine Einrichtung (CALC) zum Erzeugen einer Abfolge von
Teilungsfaktoren (N) aufweist, welche als das Steuersignal (N) in den zweiten Eingang des variablen Frequenzteilers (VFD) eingeht, um in diesem ein gewünschtes
Teilungsverhältnis festzulegen.
7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der die Regelschleife ferner eine Einrichtung (LF) zur Bandbegrenzung der Bandbreite der Regelschleife, insbesondere in Form eines Schleifenfilters (LF) zwischen der Einrichtung zum Phasen- und/oder Frequenzvergleich und der Einrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit einer ersten Frequenz, aufweist .
8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der die Regelschleife ferner einen zweiten Frequenzteiler (FFD1) aufweist, der der Einrichtung (VCO) zum Erzeugen einer Schwingung mit erster Frequenz nachgeschaltet ist und dafür ausgelegt ist, ein von der Schwingung mit erster Frequenz abgeleitetes Signal mit einem bestimmten Teilungsverhältnis zu dieser zu bilden.
9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der der Vorwärtszweig einen Leistungsverstärker (PA) zum Erzeugen eines Sendesignals auf der Basis der Schwingung mit erster Frequenz oder eines von dieser abgeleiteten Signals aufweist, der der Einrichtung (VCO) zum Erzeugen einer Schwingung mit erster Frequenz nachgeschaltet ist.
10. Vorrichtung nach Anspruch 9, die ferner eine Einrichtung (PSD) zur Darstellung und/oder Zerlegung einer
Modulationsinformation für das Sendesignal nach Amplitude und Winkel aufweist.
11. Vorrichtung nach Anspruch 9 oder 10, die ferner eine Einrichtung (CTRL; DAC+LPF3) zur Amplitudenmodulation des Sendesignals aufweist, welche mit dem Leistungsverstärker (PA) verbunden ist.
12. Sendevorrichtung mit einer Vorrichtung zum Erzeugen einer Schwingung mit veränderlicher Frequenz gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11.
13. Kommunikationsgerät mit einer Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12.
14. Kommunikationsgerät nach Anspruch 13, das als ein Mobilfunkgerät oder Mobiltelefon ausgebildet ist.
15. Kommunikationsgerät nach einem der Ansprüche 13 oder 14, das nach dem GSM-Standard arbeitet.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102010005549A1 (de) * 2010-01-22 2011-07-28 TuTech Innovation GmbH, 21079 Verfahren und Schaltungsanordnung zur breitbandigen Phaseneinstellung hochfrequenter Signale
WO2020192893A1 (en) * 2019-03-26 2020-10-01 Rosemount Tank Radar Ab Leakage detection system and method

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5146186A (en) * 1991-05-13 1992-09-08 Microsource, Inc. Programmable-step, high-resolution frequency synthesizer which substantially eliminates spurious frequencies without adversely affecting phase noise
US5847615A (en) * 1996-11-16 1998-12-08 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Frequency synthesizer operating according to the principle of fractional frequency synthesis
US6396355B1 (en) * 2000-04-12 2002-05-28 Rockwell Collins, Inc. Signal generator having fine resolution and low phase noise
US20020183030A1 (en) * 2001-03-30 2002-12-05 Morten Damgaard Frequency plan

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6005443A (en) * 1998-03-19 1999-12-21 Conexant Systems, Inc. Phase locked loop frequency synthesizer for multi-band application
DE10133514A1 (de) * 2001-07-10 2003-01-30 Siemens Ag Verfahren und Einrichtung zum Erzeugen von Mobilfunksignalen
US7129790B2 (en) * 2002-05-24 2006-10-31 Nokia Corporation Phase-locked loop circuit

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5146186A (en) * 1991-05-13 1992-09-08 Microsource, Inc. Programmable-step, high-resolution frequency synthesizer which substantially eliminates spurious frequencies without adversely affecting phase noise
US5847615A (en) * 1996-11-16 1998-12-08 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Frequency synthesizer operating according to the principle of fractional frequency synthesis
US6396355B1 (en) * 2000-04-12 2002-05-28 Rockwell Collins, Inc. Signal generator having fine resolution and low phase noise
US20020183030A1 (en) * 2001-03-30 2002-12-05 Morten Damgaard Frequency plan

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