WO2005093950A1 - Schaltkreis-anordnung und signalverarbeitungs-vorrichtung - Google Patents

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WO2005093950A1
WO2005093950A1 PCT/DE2005/000156 DE2005000156W WO2005093950A1 WO 2005093950 A1 WO2005093950 A1 WO 2005093950A1 DE 2005000156 W DE2005000156 W DE 2005000156W WO 2005093950 A1 WO2005093950 A1 WO 2005093950A1
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WO
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circuit
resonator
signal
filter
circuit arrangement
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PCT/DE2005/000156
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English (en)
French (fr)
Inventor
Werner Hemmert
Marcus Holmberg
Original Assignee
Infineon Technologies Ag
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
    • G10L25/48—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 specially adapted for particular use
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L15/00—Speech recognition
    • G10L15/02—Feature extraction for speech recognition; Selection of recognition unit

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement and a signal processing device.
  • a time window of a predetermined length is usually used, a partial signal, which is represented by the respective time window, being subjected to a Fast Fourier transformation. This leads to a limited frequency resolution and time resolution.
  • time resolution is limited by the length of the time window used. This limitation of time resolution is a factor that limits the performance of previously known speech recognition systems. Problematic with sound processing systems and the use of such
  • the time window of a fixed, predetermined size is that when the power spectrum changes after a transformation back into a time representation, an error is formed which is based on the finiteness of the time window.
  • filter banks are used as described in [2], [3] and [4]. These filter banks are designed to simulate the properties of a person's inner ear.
  • a model of inner hair cells (IHZ) and the auditory nerve is described in [5], the basilar membrane being simulated using different filters and a compression unit and a reinforcement unit. Furthermore, a model of a vesicle pool is described in [5].
  • [6] also describes a model of signal processing in the human ear, an acoustic sound signal being used as the input signal according to this model.
  • the input signal is shifted into several frequency channels in the same way as the frequency-location transformation in the inner ear, with half-wave rectification and low-pass filtering and adaptation for amplifying sudden changes in the input signal and damping components of the input signal which are essentially constant over time, are provided for each channel.
  • Dynamic compression becomes a large range of sound levels, which occurs in the acoustic environment, "compressed” into a range that is perceptible to humans.
  • [8] describes a digital simulation of a one-dimensional long-wave model of the basilar membrane of a human using a wave digital filter structure.
  • [9] describes a growth function in which the vibration of the basilar membrane is shown in relation to the sound pressure, measured in front of the eardrum of a test animal.
  • the biological structure of the inner hair cells is also described in [10].
  • [11] describes amplifier circuits in which the amplifiers are used for
  • the voltage-controlled amplifiers described in [11] are controlled by an amplification control signal which is provided by means of a buffer amplifier and which is formed by a combination network from the partial signals of different frequency channels supplied by means of a filter bank.
  • the voltage-controlled amplifiers described in [11] process four different signals in four different frequency channels.
  • the aim of the circuit arrangement described there is that the output signal provided by the respective voltage-controlled amplifiers is brought to the level of the amplitude of the signal in the baseband channel.
  • the invention is based on the problem of specifying a circuit arrangement and a signal processing device for providing features for describing one of the circuit arrangement or the signal processing
  • a circuit arrangement has a filter bank with a plurality of filter stages and a filter bank input, to which an input signal can be fed. Furthermore, the circuit arrangement has a plurality of resonator circuits for generating a respective partial output signal from the input signal, each resonator circuit being assigned to at least one filter stage of the plurality of filter stages and being coupled to an output of the respective filter stage. Each resonator circuit has a capacitance, an inductance and a resonator output, at which the respective partial output signal can be provided.
  • At least one resonator control circuit for controlling or regulating the quality of at least one resonator circuit is provided in the circuit arrangement, the resonator control circuit being set up in such a way that it depends on the quality of the at least one resonator circuit controls or regulates the time course of the signal amplitude of the input signal and / or the partial output signal of the at least one resonator circuit.
  • a signal processing device has a circuit arrangement described above and a further processing unit for further processing the signal provided by the circuit arrangement.
  • a filter bank preferably a linear filter bank with the resonator circuits, which clearly form non-linear compression stages, very well simulates the non-linear vibration behavior of the inner ear of mammals.
  • Another advantage which is achieved by the invention is to be seen in the extensive preservation of the fine time structure of the spoken voice signal, generally the analog input signal fed to the circuit arrangement, while in the power spectrum using a Fast Fourier Transformation only a time resolution of the Features in the range of the window length of the window used is achieved.
  • the biological structure and in particular the essential properties of the human hearing system are reproduced in an improved manner as compared to the prior art as part of the feature extraction of features in an acoustic signal. This leads to a more robust speech recognition system.
  • the invention can thus be clearly seen in the extraction of features for, for example, automatic speech recognition, that is to say for an automatic speech recognition system.
  • features are provided from an input signal supplied to the circuit arrangement, which enable greater robustness against background noise than can be achieved according to the prior art.
  • the invention can be used in particular for a hearing aid, for example for a cochlear implant Patients with hearing loss due to inner ear can be used very advantageously.
  • the quality of the respective resonator circuit is set based on the amplitude of the input or partial output signal. Has one of these signals' a very high amplitude, so the quality can be of a resonator circuit can be so greatly reduced at least by means of the resonator type control circuit that the signal is highly attenuated. In contrast, in the case of a signal of a low amplitude, the quality can be increased in such a way that the amplitude of the signal is amplified at the output of the respective resonator circuit.
  • a resonator circuit acts as a stable amplifier near its resonance frequency (resonance magnification) is used to carry out dynamic compression.
  • the quality of the resonator circuit used here means the ratio of the amplitude of the output signal at the resonance frequency of the resonator circuit to the corresponding amplitude of the input signal.
  • the quality of a resonator circuit depends on its ohmic resistance, so that the quality can be determined, for example
  • Controlling or Regeins the ohmic resistance of the resonator circuit is adjustable.
  • Resonator circuit introduced input signal is set, the functionality of the control circuit can be referred to as a "control". If, on the other hand, the quality of the resonator circuit is set based on the amplitude of the output signal, the resonator control circuit fulfills a “regulation” functionality, since it carries out a feedback adjustment of the quality.
  • the circuit arrangement according to the invention enables safe and effective dynamic compression of an input signal in the time domain without the disadvantages of a Fourier transformation occurring. In particular, the problems with a finite time window that occur in a Fourier transformation according to the prior art are eliminated.
  • a dynamically compressed output signal is generated which, for example, has significantly less disruptive signal distortion compared to the inverse transformation of the logarithmic Fourier spectrum.
  • a sufficiently strong and intensity-selective (e.g. non-linear) attenuation of an input signal is made possible by selectively reducing the quality of the resonator circuit.
  • the circuit arrangement clearly has a filter circuit, based on the value of the inductance L and the capacitance C of the resonator circuit.
  • Circuit is the frequency range for which the resonator circuit is permeable.
  • L, C a simple possibility is created to set the frequency center of gravity of the transmissible interval of the resonator circuit.
  • the width of the resonance curve of the resonator circuit can be adjusted in particular by dividing its quality.
  • the resonator circuit can be regarded as a filter with nonlinear damping, with which in principle an arbitrarily high dynamic compression can be achieved. Due to a sufficiently narrow-band processing, distortions, which can arise due to excessive non-linearity, can also be kept sufficiently low.
  • the circuit arrangement can include a second-order resonator circuit, the attenuation increasing nonlinearly with increasing sound level.
  • the resonator circuits can have an ohmic resistance which can be controlled (or regulated) by means of the resonator control circuit.
  • a controllable or regulable ohmic resistance is a simple circuit component, by means of which the functionality of regulating the quality of the resonator circuit can be fulfilled with little effort and accurately and stably.
  • the resonator control circuit can be formed from a plurality of partial resonator control circuits, with one partial resonator control circuit controlling the quality of a resonator circuit assigned to it.
  • the input signal can be provided between a first connection of the ohmic resistor and a first connection of the capacitance.
  • the output signal can be provided between the first connection of the capacitance and a second connection of the capacitance.
  • a second connection of the ohmic resistor can be coupled to a first connection of the inductance and a second connection of the inductance can be coupled to a second connection of the capacitance.
  • the resonator control circuit can be set up in such a way that it controls the quality of the at least one resonator circuit based on a Boltzmann function in which the amplitude of the output signal is contained as a parameter.
  • a Boltzmann function is well suited to approximate the sensitivity curve of the outer hair sensory cells in the human inner ear.
  • This biological dependency can be described by a second-order Boltzmann function. This makes it possible to approximate the sensitivity curve in the human ear, which is advantageous for applications of the circuit arrangement in the medical field (for example for a hearing aid).
  • the resonator control circuit can be set up in such a way that it controls the quality of the at least one resonator circuit as a function of the amplitude of the
  • Output signals based on a sensitivity characteristic determined for a human ear In order to emulate the sensitivity characteristic in the inner ear of a person particularly well by means of a circuit arrangement according to the invention, one can be determined, for example, experimentally or theoretically
  • Sensitivity characteristics of the human ear can be stored in the form of a file or table accessible to the control circuit.
  • the resonator control circuit can control or regulate the quality of the at least one resonator circuit in such a way that the biological sensitivity characteristic stored therein is approximated.
  • the resonator control circuit can be set up in such a way that the lower the quality of the at least one resonator circuit, the higher the amplitude of the respective partial output signal of the respective resonator circuit.
  • the resonator control circuit can also be set up in such a way that it adjusts the quality of the at least one resonator circuit in a non-linear dependence on the amplitude of the respective partial output signal. This means that signal areas of large amplitude are disproportionately damped compared to signal areas of small amplitude. So even with one extreme high range of sound levels in an input signal, compression to a sufficiently narrow range can be achieved in the output signal.
  • the resonator control circuit can be set up in such a way that it adjusts the quality of the at least one resonator circuit in such a way that the amplitude of the respective partial output signal is within a predetermined interval. For certain applications it may be advantageous to keep the amplitude of a partial output signal within a predetermined interval in any case. This can be important in the context of data compression, for example, if a signal with a high intensity fluctuation is to be recorded with as few quantization levels as possible. In this case, the resonator control circuit can be set up in such a way that it controls or regulates the quality of the resonator circuit in such a way that the respective partial output signal lies within the predetermined interval.
  • the circuit arrangement can have a plurality of resonator circuits connected in series, an output signal of a resonator circuit connected upstream in each case being able to provide the resonator circuit connected downstream of it as an input signal.
  • a filter bank with a series connection of several resonator circuits is clearly created, whereby the dynamic compression to an even greater
  • Dynamic range can be expanded.
  • a sufficiently strong dynamic compression eg 60 dB
  • a filter stage ie with a resonator circuit
  • Filter is improved, i.e. the system's settling and decay time is considerably shorter.
  • the resonator circuits connected in series can clearly be directly coupled to one another in such a way that the output voltage of an upstream resonator circuit is equal to the input voltage of the resonator circuit connected downstream of it and that the output current of an upstream resonator circuit (which is generally different from zero in operation) Circuit equal to that
  • the circuit arrangement is generally free of an intermediate element between upstream and downstream resonator circuits. This can be realized by means of a circuit arrangement in which the second connection of the coil of an upstream resonator circuit is coupled to the first connection of the ohmic resistance of the resonator circuit connected downstream of the upstream resonator circuit.
  • the series-connected resonator circuits can clearly be free of direct coupling, i.e. be decoupled from each other in a certain way, in particular by interposing an intermediate element between the output of an upstream and
  • Input of a downstream resonator circuit This is preferably implemented in such a way that the output voltage of an upstream resonator circuit is equal to the input voltage of the resonator circuit connected downstream of it and that the output current of an upstream resonator circuit is zero.
  • the input current of the downstream resonator circuit essentially results only from the impedance of this resonator circuit.
  • an operational amplifier (as an impedance converter) is preferably provided as an intermediate element between an upstream resonator circuit and the resonator circuit downstream of it.
  • a first input of the operational amplifier is coupled to the second connection of the coil of the upstream resonator circuit.
  • a second input of the operational amplifier is connected to an output of the
  • Operational amplifier fed back and is coupled to the first connection of the ohmic resistance of the resonator circuit connected downstream of the upstream resonator circuit.
  • the quality of all resonator circuits connected in series can be set identically.
  • the computing power used by the resonator control circuit is kept particularly low, since a common quality is determined and set for all resonator circuits, i.e. all filter parameters are identical.
  • the quality of different resonator circuits connected in series can alternatively be set differently for the purpose of optimization. With such a circuit arrangement, the quality of each of the series-connected resonator circuits is thus set individually.
  • the circuit arrangement preferably has a plurality of branches connected in parallel, each branch has a resonator circuit or a plurality of resonator circuits connected in series.
  • each branch has a resonator circuit or a plurality of resonator circuits connected in series.
  • the quality of a respective resonator circuit can be controlled or regulated by means of the respective resonator control circuit.
  • the at least one resonator circuit of a respective branch is preferably set up in such a way that it is permeable to a respective frequency range of the input signal in such a way that the branches are together permeable for a coherent frequency interval.
  • the frequency range for which human hearing is sensitive is approximately between 20 Hz and 20 kHz. In order to cover this hearing frequency range, the parallel
  • the frequency ranges of transmissible signals in a resonator circuit is a distribution curve around the resonance frequency with a certain half-width.
  • the resonance frequency is clearly possible by dividing the values L, C of the resonator circuit, the half width is by. Adjustment of the respective quality adjustable. If the different frequency passbands of the different branches of resonator circuits are put together, a preferably coherent frequency interval results, by means of which the sensitivity range of the human ear or another frequency range of interest can be determined.
  • the frequency ranges for which different branches are permeable are preferably at least partially overlapping one another. In this case, it is ensured that all frequencies are recorded and the signal components of individual branches can be combined.
  • the frequency range for which a respective branch is permeable can preferably be predetermined by setting the value of the capacitance and / or the inductance of the at least one resonator circuit of the branch. This is due to the fact that the resonance frequency of a resonator circuit depends on the values of the inductance and the capacitance.
  • the circuit arrangement of the invention is preferably set up to process an acoustic signal as an input signal.
  • the circuit arrangement of the invention is suitable for use in a speech processing system. Such can be based, for example, on pulsating neural networks which rely on a reduction in the dynamic range.
  • Other areas of application are systems for sound processing and (audio) data compression if signals with high amplitudes are to be recorded with as few quantization levels as possible.
  • audio audio
  • the circuit arrangement according to the invention can be implemented in digital or analog circuit technology.
  • At least part of the circuit arrangement, in particular the filters, the control or regulation functionality of the resonator control circuit, can be implemented as a computer program.
  • the invention can be implemented both by means of a computer program, ie software, and by means of one or more special electrical circuits, ie in hardware or in any hybrid form, ie using software components and hardware components.
  • Control circuit can take place, for example, in "C ++". It can be implemented on any processor or DSP (digital signal processor), as well as on an FPGA module.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • An FPGA is an integrated programmable circuit which generally has a large number of programmable cells on a chip.
  • the, preferably linear, filter bank is designed as a linear digital will filter.
  • a plurality of high-pass filters can be provided, with at least one high-pass filter being assigned to each filter stage, one high-pass filter in each case at the
  • the otherwise relatively flat, high-frequency filter edge of the filter bank is achieved.
  • At least some of the high-pass filters, preferably all high-pass filters, are preferably designed as first-order high-pass filters.
  • the cutoff frequency of at least some of the first-order high-pass filters is selected such that it corresponds to the frequency of the maximum sensitivity of a basilar membrane vibration of an inner ear of a mammal.
  • a plurality of rectifier circuits wherein a rectifier circuit is assigned to one of the filter stages and a high-pass filter and is coupled to an output of a respective high-pass filter, and preferably a plurality of low-pass filters, each with a low-pass filter assigned to a rectifier circuit and coupled to an output of a respective rectifier circuit.
  • a plurality of activation circuits can be provided, an activation circuit being assigned to one of the filter stages, each
  • Activation circuit is set up to amplify a change over time in a signal supplied to the activation circuit and to attenuate components which are essentially constant over time in the signal supplied to the activation circuit.
  • each activation circuit preferably has a vesicle pool circuit with a multiplicity of vesicle circuits.
  • the signal processing device according to the invention which has a circuit arrangement according to the invention, is described in more detail below. Refinements of the signal processing device also apply to the circuit arrangement and vice versa.
  • the further processing unit can be a speech recognition device or a hearing aid.
  • the processing unit When the processing unit is implemented as a hearing aid, an application in which dynamic compression is performed to compensate for disturbances in the volume perception of the hearing impaired.
  • the outer hair cells can be affected, which increases the sensitivity at low sound levels.
  • the hearing then always works vividly with the sensitivity provided for high sound levels. This means that the usable range of sound levels between the hearing threshold (very quiet) and the inconvenience threshold (very loud) becomes smaller (recruitment).
  • a dynamic compression can be carried out by means of the circuit arrangement of the signal processing device according to the invention, which clearly compresses the large sound level range of the acoustic environment onto the area to be perceived by the patient.
  • the signal processing device can also form the input for a speech recognition system, in particular in a pulsating neural network architecture.
  • the signal processing device can be set up as an analog or digital filter bank.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement according to a preferred exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 2 shows a resonator circuit according to an exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 3 shows a realization of the resonator circuit shown in FIG. 2 as a wave digital filter
  • FIGS. 4 and 5 are diagrams to illustrate the functionality of the circuit arrangement according to FIG. 1,
  • FIG. 6a shows a partial circuit arrangement according to another exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 6b shows a realization of the resonator circuits shown in FIG. 6a as a wave digital filter
  • FIG. 7a shows a partial circuit arrangement according to another exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 7b shows a realization of the resonator circuits shown in FIG. 7a as a wave digital filter
  • FIG. 8 shows a block diagram of a speech recognition system according to an exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 9 shows a circuit diagram of a linear filter bank and a plurality of individual filter stages of the resonator circuits assigned to the filter bank according to an exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 10 shows a diagram in which an excitation pattern of a nonlinear basilar membrane model for a 1 KHz tone is shown.
  • FIG. 11 shows a circuit diagram of a subcircuit, which is in each case connected in series with a respective resonator circuit for forming the circuit arrangement according to an exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 12 shows a representation of modeled nerve action potentials
  • FIG. 13 shows a diagram in which different speech recognition rates for a speech recognition system according to an exemplary embodiment of the invention are shown compared to a speech recognition system according to the prior art.
  • FIG. 8 shows a speech recognition system 800 according to an exemplary embodiment of the invention.
  • Feature extraction system 801 used, which in the context of the actual automatic speech recognition (in
  • a speech recognition block 802 features extracted from a supplied analog speech signal.
  • the feature extraction system 801 has in particular
  • the feature extraction system 801 clearly reproduces the signal processing strategy and the signal processing structure of the human hearing system. It is scaled into physical units analogous to the signal processing system of the human hearing system.
  • the feature extraction system 801 is supplied with an input signal 803 (input signal) in analog form as a sound pressure signal (measured in pascals).
  • a first component 804 of the mermal extraction system 801 forms a model of the auditory canal, which is, however, optional and is neglected in the preferred implementation.
  • the signal 805 formed by the model of the auditory canal 804 from the input signal 803 is fed to a middle ear model component 806.
  • the middle ear model component 806 has a parallel connection of an ideal spring component 901 and an ideal damping component 902 (realized in the form of an electrical coil, that is to say inductance, for the ideal spring or in the form of an ohmic resistor as a damping component ).
  • an ideal spring component 901 realized in the form of an electrical coil, that is to say inductance, for the ideal spring or in the form of an ohmic resistor as a damping component ).
  • Middle ear model component 906 is set up in such a way that the language-relevant region of the spectrum of the input signal is emphasized, that is to say is amplified.
  • the signal 807 provided by the middle ear model component 806 is fed to an inner ear model component 808.
  • the signals 809 formed by the inner ear model component 808 can optionally be used directly for speech recognition as extracted speech recognition features or can be supplied to a sensor cell model component 810, which will be described in more detail below.
  • the one from the Signals 811 generated by sensor cell model component 810 can likewise be used directly as feature components in the context of automatic speech recognition or can be further processed and can be fed as part of this further processing to a synaptic model component 812 which simulates the synaptic mechanism of the human hearing system.
  • the signals 813 formed by the synaptic model component 812 are also used according to the invention as features in the context of automatic speech recognition.
  • one, two all or three of the feature signals 809, 811, 813 described above can optionally be used in the context of speech recognition.
  • the middle ear model component 806 has a low-pass filter, in this exemplary embodiment a first-order low-pass filter, preferably with a low-pass filter corner frequency of 1 kHz.
  • the spring constant simulated by means of inductance 901 is approximately 1500 N / m and the damping component represented by means of ohmic resistor 902 is closed
  • the signal 807 generated by the middle ear model component 806 is coupled into the inner ear model component 808, which is shown in detail in FIG. 9.
  • Inner ear model component 808 is as a filter bank 903 formed, according to this embodiment in the form of a linear wave digital filter model.
  • the filter bank 903 has a multiplicity of filter stages 904, 905, 906 and an ohmic terminating resistor 907.
  • Each filter stage 904, 905, 906 is formed by a series connection of an inductor 904a, 905a, 906a, an ohmic resistor 904b, 905b, 906b and a capacitance 904c, 905c, 906c.
  • the speed of the basilar membrane vibration in the inner ear of a person corresponds to the current in a filter stage 904, 905, 906.
  • the deflection of the basilar membrane can therefore be calculated by integrating the speed. In order to avoid numerical problems with the integration, however, the deflection is sensibly calculated in a different way:
  • the instantaneous deflection x can be calculated as the product of the spring force and the spring constant. This deflection x forms the entrance, i.e. the input signal for the dynamic compression stages 101, in each case one according to this exemplary embodiment of the invention
  • the resonator circuits 101 clearly, as will be explained in more detail below, form compression stages
  • each filter stage 904, 905, 906 in a series connection.
  • the quality is of the resonator circuits 101, each instantaneously in a range of 1 to a maximum quality value Q ax (depending on the position in the human inner ear) as a function 'of the output signal of each filter stage 904, 905 , 906 modulated.
  • Circuit arrangement 100 includes a variety of
  • Resonator circuits 101 each of which has a capacitance and an inductance (not shown in FIG. 1), as well as an input at which an input signal can be provided and an output at which an output signal can be provided.
  • three of the resonator circuits 101 are connected in series along a respective line of the matrix arrangement, so that a respective output of an upstream resonator circuit 101 is coupled to a respective input of a resonator circuit 101 connected downstream of it.
  • Inductance and the capacitance of the resonator circuits 101 of a row are each selected such that the respective row can transmit a signal of a corresponding frequency interval in a surrounding area of the resonance frequency of the resonator circuits 101 of the row.
  • Resonator circuits 101 of different rows each have different values for L, C, so that, taken together, the individual rows or branches of resonator circuits 101 cover a coherent frequency interval which corresponds to the sensitivity range of the human ear (approximately 20 Hz to 20 kHz).
  • a resonator control circuit 111 is in communication with all resonator circuits 101, ie the control circuit 111 is coupled with all resonator circuits.
  • the quality of each of the resonator circuits 101 is medium of the control circuit 111 for controlling or regulating the quality of the resonator circuits 101 can be set, the control circuit 111 being set up in such a way that the quality of the resonator circuits 101 is dependent on the amplitude of an output signal of the last resonator circuit 101 sets the respective line.
  • the quality of the resonator circuits R, R12 . R-13 is set by means of the resonator control circuit 111 based on the amplitude of a signal at the output of the resonator circuit R.
  • a sound source 103 is also shown in FIG. 1, which emits an acoustic signal as a global input signal 102. This is provided to the inputs of the resonator circuits 101 (Rn. R-21 / • • • 1 R kl / • • • ⁇ / / R nl) of the first column of resonator circuits 101.
  • the resonator circuit 101 Rn arranged in the first row and the first column of resonator circuits is considered below.
  • the global input signal 102 of the sound source 103 is provided to this at an input.
  • the resonator circuit 101 Rn passes a frequency component of the global input signal 102 which is dependent on the values L and C assigned to it and which is provided at an output of the resonator circuit Rn as the first local output signal 104.
  • the global input signal 102 is changed in amplitude depending on its (current) quality Q.
  • the quality Q of the resonator circuit 101 Rn is regulated by means of an ohmic resistor (not shown in FIG.
  • the control circuit 111 providing this controllable ohmic resistor with a corresponding control signal, whereby the resistance to a predetermined value is set.
  • the quality of the resonator circuit 101 is set so that in one subsequent processing cycle according to this value of quality, an input signal is attenuated more or less. Since the circuit arrangement 100 is set up for dynamic compression of the global input signal 102, signal areas of high amplitude are clearly weakened more than signal areas of low amplitude.
  • the first local output signal 104 is provided as the first local input signal 105 to the resonator circuit 101 R12 connected downstream of the resonator circuit 101 Rn.
  • the first local input signal 105 passes through the resonator circuit 101 Ri2, the second local output signal 106 being provided at an output.
  • the second local output signal 106 serves as a second local input signal 107 of the resonator circuit 101 Rn connected downstream
  • Resonator circuit 101 R13 A third local output signal 108 is provided at its output 108-. This is together with the output signals of the last resonator circuits arranged in a row, each relating to a separate frequency interval
  • the quality of all resonator circuits 101 of the line is regulated by means of the resonator control circuit 111 based on the amplitude of the output signal at the output of the last resonator circuit (in the kth line resonator circuit R] 3).
  • the composite global output signal 109 is thus subjected to dynamic compression with respect to the global input signal 102.
  • the resonator circuit 101 from FIG. 1 is described below with reference to FIG.
  • An input signal 200 is symbolized as voltage source U in FIG. Furthermore, an output signal 204 is symbolized as voltage U.
  • the input signal 200 is provided between a first connection of an ohmic resistor 203 and a first connection of a capacitance 201.
  • the output signal 204 is provided between the first connection of the capacitance 201 and a second connection of the capacitance 201.
  • a second connection of the adjustable ohmic resistor 203 is coupled to a first connection of an inductor 202, and a second connection of the inductor 202 is coupled to the second connection of the capacitance 201.
  • the value of the ohmic resistor R 203 can be set by means of the control circuit 111.
  • the resonator circuit 101 from FIG. 2 thus clearly represents a filter with controllable damping.
  • three (or generally N) resonator circuits 101 are connected in series as filter elements without feedback in each row.
  • the time-dependent output signal Uc (t), where t is the time, of an upstream filter defines the input signal U 200 of the filter downstream of the upstream filter.
  • the resistor R 203 can be changed as a non-linear function of the output voltage U c (t) (regulation), as a function of Uc (t) of the upstream filter (control), or for all filters simultaneously as a function of Uc (t ) the last filter stage in a row.
  • a quality factor Q to be set is first calculated.
  • the quality Q of the filter is damped according to a Boltzmann function:
  • Q (t) is the dependence of the quality Q on time t.
  • SAT is a predetermined saturation threshold, i.e., a
  • the Boltzmann function (1) approximates the sensitivity curve of the outer hair cells in the inner ear. If required, the function can be replaced by a Boltzmann function of the second order, which allows an even more precise adaptation by introducing a further parameter.
  • a simple first-order Boltzmann function is used in equation (1), since it has only one free parameter (namely SAT) and can therefore be processed with little numerical effort.
  • the value of the non-linear resistance R to be set is calculated from the quality Q of the filter:
  • the time-dependent value of the ohmic resistance R (t) thus depends on the value of the inductance L and the capacitance C and the time-dependent quality factor Q (t).
  • the filter formed by the resonator circuit 101 shown in FIG. 2 is linear at very low amplitudes Uc (t) (with Q ⁇ QQ for Uc (t) ⁇ 0). It is also approximately linear for very large amplitudes Uc (t) (Q ⁇ Qmin for Uc (t) ⁇ ⁇ ).
  • the respective value C is then calculated for each line of resonator circuits 101 in accordance with the filter frequency fg covered by this line from the resonance frequency of the corresponding LC element:
  • the nonlinear quality factor Q for each filter frequency fg, ie for each line of resonator Circuits 101 is calculated independently. Referring to FIG. 1, this means that each row of oscillator circuits 101 is assigned a corresponding filter frequency fg, for which the value of the quality Q (t) is calculated.
  • a wave digital filter 300 as a realization of the resonator stage 101 shown in FIG. 2 is described below with reference to FIG.
  • a wave digital filter represents a class of digital filters with particularly favorable properties. They are modeled on traditional filters from the classic components of telecommunications and are operated using modern, integrated digital circuits. According to the
  • Technology of a wave digital filter can vividly implement an analog model digitally (for example using a computer).
  • Wave digital filter 300 from FIG. 3 clearly assigned to the components of the resonator circuit 101 from FIG. 2 and the corresponding variables defined.
  • a first block 301 of the wave digital filter 300 contains a reflection-free serial coupler with the impedances R11 and R13.
  • Rll clearly represents the adjustable ohmic resistance R 203, based on a reference resistance.
  • R12 represents a corrected resistance (impedance) of the coil L 202 with respect to one
  • a second block 302 contains a parallel coupler which reproduces the parallel connection of the capacitance 201, the conductance values G21, G22, G23 being shown in the second block.
  • G23 is an output conductance of the second block 302.
  • the resistance of the capacitance C 201 is modeled by means of the conductance G22.
  • a third block 303 represents a memory or a filter register for the capacitance 201 and a fourth block 304 represents a memory or a filter register for the coil 202.
  • the variables shown in FIG. 3 are defined below.
  • the parameters for a wave digital filter for each filter frequency are:
  • R11 R / R_B (4)
  • G22 2 ⁇ r F_B C R_B / tan ("/ r F_B / f_s) (8)
  • R is the ohmic resistor 203 and R_B is a predefinable reference resistance.
  • F_B is a predefinable reference frequency.
  • the values R_B and F_B are used for scaling. Since the implementation according to the exemplary embodiment described is implemented with double precision float variables, this normalization is not relevant, but it is relevant if integer arithmetic is used.
  • L is the inductance of the coil 202.
  • the value f_s is a sampling frequency of the sampled time signal.
  • the variables R11, R12, R13 are ohmic resistors, whereas the variables G21, G22 and G23 are guide values, that is to say inverse ohmic resistors.
  • the initial values of the filter registers ZI (fourth block 304) and Z2 (third block 303) are initialized to zero.
  • the quantity U in equation (12) is the input signal 200.
  • the filter registers (blocks 303, 304) are updated as follows:
  • the output signal U c 204 is transferred as an input signal U 200 to the filter stage 101 downstream of the filter stage 101 under consideration. Based on the output signal U c 204 of the last filter stage 101 of a row of filter stages 101, the quality of the filters 101 connected in series is determined anew in accordance with equation (1). From the value for the quality Q determined in this way, the value of the resistance R determining the damping is calculated in accordance with equation (2). With the changed value of the ohmic resistor R 203, the filter resistances (R11, R12, R13, G21, G22, G23) and filter coefficients (gl, g2) are recalculated according to equations (4) to (11). After this step, the output signal is calculated for a next time slice. In other words, the time spectrum can be broken down into several time slices, which are successively calculated numerically.
  • the frequency of a signal normalized to a reference frequency fo is plotted along an abscissa 401 of the diagram 400 in a logarithmic representation.
  • an ordinate 402 is the logarithmic representation System response to an input signal of a certain intensity is shown.
  • First to eighth curves 403 to 410 represent the frequency response (ie here the respective value of the maximum amplitude of the filter output) of the circuit arrangement according to the invention for different signal amplitudes (based on a reference amplitude).
  • the first curve 403 corresponds to an amplitude of IxlO "9
  • the second curve 404 corresponds to an amplitude of IxlO "4
  • the third curve 405 corresponds to an amplitude of IxlO " 3
  • the fourth curve 406 corresponds to an amplitude of IxlO "2
  • the fifth curve 407 corresponds to an amplitude of IxlO " 1
  • the sixth curve 408 corresponds to corresponds to an amplitude of IxlO 1
  • the eighth curve 410 corresponds to an amplitude of lxl0 e an amplitude of 1x10 °
  • Attenuation of the input signal is stronger, the higher the signal intensity or signal amplitude.
  • the filters are linear and the resonance increase is approximately 80dB.
  • the response of the filter bank decreases very steeply at high low frequencies, since the filters are implemented as a low pass (cf. FIG. 2).
  • the high-frequency response of the filters drops at around 6dB per octave, due to the scaling of the filter parameters with f 0 .
  • the curves in Fig. 4 simulate the highly asymmetrical frequency selectivity of the human ear in a good approximation.
  • the strength of an output signal A 0 u ⁇ in dB is plotted along an ordinate 502 in arbitrary units.
  • Qmin - is assumed as the minimum quality.
  • a first curve 503 shows a linear growth function.
  • a second curve 504 shows a growth function of the inner ear, i.e. the speed of the basilar membrane in relation to the sound pressure measured in front of the eardrum. The data of the second curve 504 are taken from [2].
  • a circuit arrangement 600 is described below with reference to FIG.
  • the circuit arrangement 600 is formed from a first resonator circuit 601 and a second resonator circuit 602, each of which is constructed like the resonator circuit 101 shown in FIG. 2.
  • the second resonator circuit 602 is the first resonator Circuit 601 connected downstream.
  • the second connection of the coil 202 of the upstream resonator circuit 601 is coupled to the first connection of the ohmic resistor 203 of the downstream second resonator circuit 602.
  • resonator circuits coupled directly to one another
  • the output voltage Uci of the upstream resonator circuit 601 is equal to the input voltage of the following resonator circuit 602. Furthermore, the output current of the first resonator circuit 601 is equal to the input current of the second resonator circuit 602.
  • the values of the resistors R1 and R2, the inductors L1 and L2 and the capacitances C1 and C2 of the resonator circuits 601, 602 can be different from one another or can be set / regulated differently.
  • the wave digital filter 650 is formed from a first component 651, which represents the first resonator circuit 601, and from a second component 652, which represents the second resonator circuit 602.
  • the two components 651, 652 are directly coupled to one another in the manner shown in FIG. 6B.
  • the internal structure of each of the components 651, 652 essentially corresponds to that of the wave digital filter 300 from FIG. 3.
  • a circuit arrangement 700 according to yet another exemplary embodiment of the invention is described below with reference to FIG. 7A.
  • the circuit arrangement 700 is formed from a first resonator circuit 701 and a second resonator circuit 702, which are connected in series.
  • the resonator circuits 701, 702 are clearly connected in series in a decoupled configuration, i.e. an intermediate element is connected between the resonator circuits 701 and 702.
  • Each of the resonator circuits 701, 702 is essentially constructed like the resonator circuit shown in FIG.
  • an operational amplifier 703 is provided between the first resonator circuit 701 and the second resonator circuit 702, a non-inverting input 703a of the operational amplifier 703 being coupled to the second connection of the coil 202 of the upstream first resonator circuit 701. Furthermore, an inverting input 703b of the operational amplifier 703 is fed back with its output 703c and is coupled to the first connection of the ohmic resistor 203 of the second resonator circuit 702 connected downstream of the first resonator circuit 701. According to this configuration, the output voltage of the upstream resonator circuit 701 Uci 204 is equal to the input voltage of the second resonator circuit 702 downstream of the first resonator circuit 701.
  • the output current of a respective resonator circuit is zero.
  • the input current of the second resonator circuit 702 connected downstream of the first resonator circuit 701 is based solely on the impedance of the second resonator circuit 702 connected downstream. As shown in FIG. 7A, these circumstances can be realized in analog technology by means of an impedance converter which can Output voltage of the upstream resonator circuit 701 impresses the input of the downstream resonator circuit 702.
  • a wave digital filter 750 as a realization of the circuit arrangement 700 from FIG. 7A is described below with reference to FIG. 7B.
  • the wave digital filter 750 is divided into a first component 751 and a second component 752, the first component 751 representing the first resonator circuit 701 and the second component 752 representing the second resonator circuit 702. Due to the functionality of the operational amplifier 703, the two components 751, 752 are clearly coupled to one another.
  • the internal structure of each of the components 751, 752 essentially corresponds to the configuration shown in FIG.
  • the input signal of the first component 751 is U
  • the input signal of the second component 752 is Uci.
  • the combination of the linear filter bank 808 with the non-linear compression stages 101 forms the non-linear vibration behavior of the inner ear of the
  • FIG. 10 shows in a diagram 1000, in which the cochlea position is shown along an abscissa 1001 and along the ordinate 1002 the deflection of the basilar membrane occurring at the respective cochlea position.
  • Diagram 1000 thus clearly shows an excitation pattern (RMS value) of the nonlinear basilar membrane model for a 1 KHz tone. The curves shown
  • 1003, 1004, 1005, 1006, 1007, 1008, 1009, are at position 1010 with the greatest sensitivity (shown in FIG. 10 as a dashed line) in the usually at the position of 21 mm in relation to the zero position of the cochlea, very strongly compressed. 10 also shows an excitation threshold 1011, above which the hearing of the human hearing system perceives a signal deflection.
  • Basilar membrane signal X ß M l is supplied to a respective filter output circuit 1100 shown in FIG.
  • Each filter output circuit 1100 has a high-pass filter 1101, a rectifier circuit 1102 subsequently coupled on the output side, a low-pass filter 1103 subsequently coupled in the signal flow direction, an activation circuit 1104 subsequently coupled in the signal flow direction, and a vesicle pool circuit 1105 and a neurotransmitter circuit 1106 on.
  • the respective basilar membrane signal XBMI * X ß Mi '••• > x BM n is high-pass filtered and scaled by means of the high-pass filter 1101 having a capacitance 1107 and an ohmic resistor 1108, so that only the speech-relevant dynamic range is used by means of a second-order Boltzmann function is extracted.
  • the still relatively flat flank of the filter curves of the inner ear, as shown in FIG. 10, is tightened somewhat by means of the first-order high-pass filter 1101.
  • the cut-off frequency of the high-pass filter 1101 corresponds to the frequency of the maximum sensitivity of the basilar membrane oscillation.
  • the asymmetry of the Boltzmann function used in accordance with the invention causes the signal to be rectified (implemented according to this exemplary embodiment by means of the rectifier circuit 1102, which is low-pass filtered in the next stage by means of the low-pass filter 1103, so that a receptor potential signal UM is provided at the output of the low-pass filter 1103 becomes.
  • the activation of the respective cell, simulated according to the invention by the vesicle pool circuit 1105 and the neurotransmitter circuit 1106, is calculated from the receptor potential U] ⁇ using a first-order Boltzmann function.
  • Low pass filtering and rectification as described above have several effects: a) At low signal frequencies, there is exactly a maximum excitation of the sensory cells per cycle of acoustic excitation,
  • the receptor potential signal UM is further processed in this way, in other words, the vesicle pool circuit 1105 and the neurotransmitter circuit 1106 are set up in such a way that changes in time of the sound signal (that is to say the input signal) are emphasized and constant, essentially temporal constant signal components of the input signal are neglected (adapted).
  • the adaptation is modeled by means of the vesicle pool circuit 1105, the replicated vesicle pool being continuously (but slowly) filled up to its desired value.
  • a neurotransmitter current (according to this exemplary embodiment of the invention at a rate of) takes place from the vesicle pool circuit 1105, relative to the current vesicle pool size and a probability that is derived from the membrane potential of the inner hair cell with a Boltzmann function 28,000 / s).
  • a large part of the vesicle pool is broken down, so later signal components only generate a small signal, that is to say a signal with a small amplitude.
  • the vesicle pool regenerates itself in phases with an input signal of low amplitude.
  • the two neurotransmitter currents allow adequate coding of stationary and transient sound signals, i.e. an adequate coding of nerve action potentials.
  • the vesicle pool 1105 can be modeled both continuously and consisting of discrete vesicles. With discrete modeling, the neurotransmitter current results as a stochastic process. This procedure is chosen to encode the switching signal in discrete nerve action potentials.
  • a nerve action potential is shown in FIG. 12 in a nerve action potential diagram 1200 and is triggered when the concentration of the respective neurotransmitter in the synaptic cleft exceeds a predetermined threshold value, according to this exemplary embodiment 1.0 vesicle.
  • Excitation occurs at both formant frequencies of the vowel “e”. Furthermore, the temporal structure (in particular with the second formant) that is modulated with the basic speech frequency (100 Hz corresponds to 10 ms) is achieved.
  • a very advantageous property of the feature extraction unit 801 according to the invention is that it uses the achievable recognition performance in the context of a speech recognition method of an automatic
  • Speech recognition system can be evaluated and optimized.
  • FIG. 13 the speech recognition performance of a conventional Fast Fourier Transformation-based speech recognition method (word error rate curve 1301) with different processing stages according to the invention (inner ear model component only), word error rate curve 1302) and sensor cell word error rate curve 1303 is shown in a diagram 1300 different noise levels (plotted along the abscissa).
  • the ordinate 1305 shows the word error rate achieved in each case in FIG. 13.
  • the detection performance is the usual fast without the existence of noise Fourier transformation-based methods of higher quality, which can be attributed in particular to the degree of maturity of the algorithms that have been developed for years, but the robustness of the features provided according to the invention is evident with increasing noise.

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Abstract

Die Schaltkreis-Anordnung weist eine Mehrzahl von Filterstufen einer Filterbank auf sowie eine Mehrzahl von Resonator-Schaltkreisen. Ferner enthält die Schaltkreis-Anordnung einen Resonator-Steuer-Schaltkreis zum Steuern oder Regeln der Güte der Resonator-Schaltkreise, wobei der Resonator-Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte mindestens eines Resonator-Schaltkreises abhängig von der Amplitude des Eingabesignals und/oder des Ausgabesignals des Resonator-Schaltkreises steuert oder regelt.

Description

Beschreibung
Schaltkreis-Anordnung und Signalverarbeitungs-Vorrichtung
Die Erfindung betrifft eine Schaltkreis-Anordnung sowie eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung.
Im Rahmen einer automatischen Spracherkennung ist es bekannt, auf ein digitalisiertes Eingangs-Sprachsignal eine Fast Fourier Transformation (FFT) zur spektralen Analyse des Eingangs-Sprachsignals anzuwenden. Im Rahmen der automatischen Spracherkennung verwendete Merkmale werden aus dem mittels der Fast Fourier Transformation gebildeten Leistungsspektrum abgeleitet (vgl. [1]).
Bei einer solchen Fast Fourier Transformation wird üblicherweise ein Zeitfenster einer vorgegebenen Länge verwendet, wobei jeweils ein Teil-Signal, welches durch das jeweilige Zeitfenster repräsentiert wird, einer Fast Fourier Transformation unterzogen wird. Dies führt zu einer beschränkten Frequenzauflösung und Zeitauflösung.
Wird, wie in der Spracherkennung üblich, nur das Leistungsspektrum und damit das Betragsspektrum des jeweiligen Teil -Signals verwendet, so ist die Zeitauflösung durch die Länge des verwendeten Zeitfensters limitiert. Diese Limitation der Zeitauflösung ist ein Faktor der zu einer Begrenzung der Leistungsfähigkeit bisher bekannter SpracherkennungsSysteme führt. Problematisch bei Schallverarbeitungssystemen und der Verwendung eines solchen
Zeitfensters fest vorgegebener Größe ist, dass bei einer Veränderung des LeistungsSpektrums nach einer Rücktransformation in eine Zeitdarstellung ein Fehler gebildet wird, der auf der Endlichkeit des Zeitfensters beruht. Gemäß alternativen Ansätzen zur automatischen Spracherkennung werden, wie in [2] , [3] und [4] beschrieben, Filterbanken verwendet . Diese Filterbanken sollen Eigenschaften des Innenohres eines Menschen nachbilden.
Ferner ist in [5] ein Modell von inneren Haarzellen (IHZ) und dem auditorischen Nerven beschrieben, wobei die Basilarmembran nachgebildet wird unter Verwendung von unterschiedlichen Filtern und einer Kompressionseinheit sowie einer Verstärkungseinheit. Weiterhin ist in [5] ein Modell eines Vesikel-Pools beschrieben.
Ferner ist in [6] ein Modell der Signalverarbeitung im menschlichen Gehör beschrieben, wobei gemäß diesem Modell ein akustisches Schallsignal als Eingangssignal verwendet wird. Das Eingangssignal wird analog zur Frequenz-Ort-Transformation im Innenohr in mehrere Frequenzkanäle verlegt, wobei für jeden Kanal eine Halbwellen-Gleichrichtung sowie eine Tiefpassfilterung und eine Adaption zur Verstärkung plötzlicher Änderungen im Eingangssignal und zur Dämpfung zeitlich im Wesentlichen konstanter Komponenten des Eingangssignals vorgesehen sind.
In [7] ist das als „Recruitment" bezeichnete Phänomen beschrieben sowie die sogenannte Dynamikkompression zum Ausgleich des Recruit ent-Phänomens . Gemäß der
Dynamikkompression wird ein großer Schallpegel-Wertebereich, der in der akustischen Umwelt auftritt, auf einen für den Menschen wahrnehmbaren Bereich „zusammengedrückt".
In [8] ist eine digitale Simulation eines eindimensionalen Langwellenmodells der Basilarmembran eines Menschen beschrieben unter Verwendung einer Wellendigitalfilter- Struktur . [9] beschreibt eine Wachstumsfunktion, in dem die Schwingung der Basilarmembran bezogen auf den Schalldruck, gemessen vor dem Trommelfell eines Versuchstieres, dargestellt ist. Ferner ist in [10] der biologische Aufbau der inneren Haarzellen beschrieben. [11] beschreibt Verstärkerschaltungen, bei denen die Verstärker eingesetzt werden zur
Verständlichkeitsverbesserung für eine Beschallungsanlage. Die in [11] beschriebenen spannungsgesteuerten Verstärker werden gesteuert von einem mittels eines Pufferverstärkers bereitgestellten Verstärkungs-Steuerungssignals, welches aus den mittels einer Filterbank gelieferten Teilsignalen unterschiedlicher Frequenzkanäle von einem Kombinations- Netzwerk gebildet wird. Die in [11] beschriebenen spannungsgesteuerten Verstärker verarbeiten vier unterschiedliche Signale in vier unterschiedlichen Frequenzkanälen. Ziel der dort beschriebenen Schaltungsanordnung ist, dass das von den jeweiligen spannungsgesteuerten Verstärkern bereitgestellte Ausgangssignal auf den Pegel der Amplitude des Signals in dem Basisbandkanal gebracht wird.
Der Erfindung liegt das Problem zugrunde, eine Schaltkreis- Anordnung sowie eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung anzugeben zum Bereitstellen von Merkmalen zur Beschreibung eines der Schaltkreis-Anordnung bzw. der Signalverarbeitungs-
Vorrichtung zugeführten Signals, wobei die Merkmale robuster sind gegen auftretende Störgeräusche.
Das Problem wird durch eine Schaltkreis-Anordnung sowie durch eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung mit den Merkmalen gemäß den unabhängigen Patentansprüchen gelöst .
Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Eine Schaltkreis-Anordnung weist eine Filterbank mit einer Mehrzahl von Filterstufen und einem Filterbank-Eingang, welchem ein Eingabesignal zuführbar ist, auf. Ferner weist die Schaltkreis-Anordnung eine Mehrzahl von Resonator- Schaltkreisen zum Generieren jeweils eines Teil- AusgabeSignals aus dem Eingabesignal auf, wobei jeder Resonator-Schaltkreis jeweils mindestens einer Filterstufe der Mehrzahl von Filterstufen zugeordnet und mit einem Ausgang der jeweiligen Filterstufe gekoppelt ist. Jeder Resonator-Schaltkreis weist auf eine Kapazität, eine Induktivität und einen Resonator-Ausgang, an dem das jeweilige Teil-Ausgabesignal bereitstellbar ist. Außerdem ist in der Schaltkreis-Anordnung mindestens ein Resonator-Steuer- Schaltkreis zum Steuern oder Regeln der Güte mindestens eines Resonator-Schaltkreises vorgesehen, wobei der Resonator- Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des mindestens einen Resonator-Schaltkreises abhängig von dem Zeitverlauf der Signalamplitude des Eingabesignals und/oder des Teil-Ausgabesignals des mindestens einen Resonator- Schaltkreises steuert oder regelt.
Eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung weist eine oben beschriebene Schaltkreis-Anordnung auf sowie eine Weiterverarbeitungs-Einheit zum Weiterverarbeiten des von der Schaltkreis-Anordnung bereitgestellten Signals.
Die Kombination einer Filterbank, vorzugsweise einer linearen Filterbank mit den Resonator-Schaltkreisen, welche anschaulich nichtlineare Kompressionsstufen bilden, bildet erfindungsgemäß das nichtlineare Schwingungsverhalten des Innenohres von Säugetieren sehr gut nach.
Anschaulich werden als Ausgabesignal jedes Resonator- Schaltkreises Merkmale im Rahmen einer Merkmalsextraktion eines eingegebenen Sprachsignals bereitgestellt, welche robuster sind gegen Störgeräusche und insbesondere im Rahmen eines SpracherkennungsSystems zu einer verbesserten Wortfehlerrate eines mittels eines erfindungsgemäß bereitgestellten Merkmalsextraktions-Systems (gebildet von der Schaltkreis-Anordnung) erreicht .
Insbesondere nimmt bei zunehmenden Störgeräuschen die Wortfehlerrate langsamer zu als im Rahmen der klassischen Vorverarbeitung unter Verwendung einer Fast Fourier Transformation, angewendet auf Zeitfenster-aufgeteilten Leistungsspektren .
Ein weiterer Vorteil, welcher durch die Erfindung erreicht wird, ist in der weitgehenden Erhaltung der feinen Zeitstruktur des eingesprochenen Sprachsignals, allgemein des der Schaltkreis-Anordnung zugeführten analogen Eingabesignals, zu sehen, während bei dem Leistungsspektrum unter Verwendung einer Fast Fourier Transformation nur eine Zeitauflδsung der Merkmale im Bereich der Fensterlänge des verwendeten Fensters erreicht wird.
Damit werden anschaulich erfindungsgemäß im Rahmen der Merkmalsextraktion von Merkmalen in einem akustischen Signal der biologische Aufbau und insbesondere die essentiellen Eigenschaften des menschlichen Hδrsystems gegenüber dem Stand der Technik verbessert nachgebildet . Dies führt zu einem robusteren SpracherkennungsSystem.
Somit kann die Erfindung anschaulich in der Extraktion von Merkmalen für beispielsweise eine automatische Spracherkennung, das heißt für ein automatisches Spracherkennungssystem, gesehen werden. Insbesondere werden Merkmale bereitgestellt aus einem der Schaltkreis-Anordnung zugeführten Eingabesignal, welche eine höhere Robustheit gegen Störgeräusche ermöglichen als dies gemäß dem Stand der Technik erreichbar ist .
Alternativ kann die Erfindung für eine Hörhilfe, beispielsweise für ein Cochlea- Implantat , insbesondere
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Patienten mit Innenohr-bedingter Schwerhörigkeit sehr vorteilhaft eingesetzt werden.
Erfindungsgemäß wird die Güte des jeweiligen Resonator- Schaltkreises basierend auf der Amplitude des Eingabe- oder Teil-Ausgabesignals eingestellt. Weist eines dieser Signale' eine sehr hohe Amplitude auf, so kann mittels des Resonator- Steuer-Schaltkreises die Güte des mindestens einen Resonator- Schaltkreises derart stark verringert werden, dass das Signal stark gedämpft wird. Dagegen kann bei einem Signal einer geringen Amplitude die Güte derart erhöht werden, dass die Amplitude des Signals an dem Ausgang des jeweiligen Resonator-Schaltkreises verstärkt wird.
Anschaulich wird erfindungsgemäß zum Durchführen einer Dynamikkompression die Tatsache verwendet, dass ein Resonator-Schaltkreis nahe seiner Resonanzfrequenz als stabiler Verstärker wirkt (Resonanzüberhöhung) .
Unter der Güte des hier verwendeten Resonator-Schaltkreises wird das Verhältnis der Amplitude des Ausgabesignals bei der Resonanzfrequenz des Resonator-Schaltkreises zu der entsprechenden Amplitude des Eingangssignals verstanden. Die Güte eines Resonator-Schaltkreises hängt von dessen ohmschen Widerstand ab, so dass die Güte beispielsweise mittels
Steuerns oder Regeins des ohmschen Widerstands des Resonator- Schaltkreises einstellbar ist.
In einem Szenario, in dem die Güte des Resonator- Schaltkreises basierend auf der Amplitude des in den
Resonator-Schaltkreis eingeführten Eingabesignals eingestellt wird, kann die Funktionalität des Steuer-Schaltkreises als ein "Steuern" bezeichnet werden. Wird dagegen die Güte des Resonator-Schaltkreises basierend auf der Amplitude des AusgabeSignals eingestellt, so erfüllt der Resonator-Steuer- Schaltkreis eine "Regelungs" -Funktionalität , da er ein rückgekoppeltes Anpassen der Güte durchführt. Mit der erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung ist eine sichere und effektive Dynamikkompression eines Eingabesignals im Zeitbereich ermöglicht, ohne dass die Nachteile einer Fourier Transformation auftreten. Insbesondere entfallen die bei einer Fourier Transformation gemäß dem Stand der Technik auftretenden Probleme mit einem endlichen Zeitfenster. Darüber hinaus wird erfindungsgemäß ein dynamik-komprimiertes Ausgangssignal generiert, das z.B. im Vergleich zu der Rücktransformation des logarithmierten Fourierspektrums deutlich geringere störende Signalverzerrung aufweist.
Gemäß der Erfindung ist eine ausreichend starke und intensitätsselektive (z.B. nichtlineare) Dämpfung eines Eingabesignals mittels selektiven Verringerns der Güte des Resonator-Schaltkreises ermöglicht .
Anschaulich weist die Schaltkreis-Anordnung einen Filter- Schaltkreis auf, wobei basierend auf dem Wert der Induktivität L und der Kapazität C des Resonator-
Schaltkreises der Frequenzbereich festgelegt ist, für welchen der Resonator-Schaltkreis durchlässig ist. Somit ist mittels Einsteilens der Werte L, C eine einfache Möglichkeit geschaffen, den Frequenz-Schwerpunkt des transmittierbaren Intervalls des Resonator-Schaltkreises einzustellen. Die Breite der Resonanzkurve des Resonator-Schaltkreises ist insbesondere mittels Einsteilens seiner Güte justierbar. Der Resonator-Schaltkreis kann als Filter mit nichtlinearer Dämpfung angesehen werden, mit dem eine im Prinzip beliebig hohe Dynamikkompression erreicht werden kann. Aufgrund einer ausreichend schmalbandigen Verarbeitung können auch Verzerrungen, die durch eine zu starke Nichtlinearität entstehen können, ausreichend gering gehalten werden.
Die Schaltkreis-Anordnung kann einen Resonator-Schaltkreis zweiter Ordnung enthalten, wobei die Dämpfung nichtlinear mit steigendem Schallpegel ansteigt. Bei einer passiven Realisierung der Schaltkreis-Anordnung, das heißt bei einer Verwendung passiver Bauelemente (Spule L, Kondensator C, ohmscher Widerstand R) kann eine stabile Schaltung erhalten werden (im Gegensatz zu Systemen, die einen aktiven, rückgekoppelten Verstärker benötigen) .
Die Resonator-Schaltkreise können einen mittels des Resonator-Steuer-Schaltkreises steuerbaren (bzw. regelbaren) ohmschen Widerstand aufweisen. Ein solcher steuerbarer oder regelbarer ohmscher Widerstand ist eine einfache Schaltkreis- Komponente, mittels welcher die Funktionalität des Regeins der Güte des Resonator-Schaltkreises mit geringem Aufwand und genau und stabil erfüllt werden kann.
Es ist anzumerken, dass der Resonator-Steuer-Schaltkreis gebildet werden kann aus einer Mehrzahl von Teil-Resonator- Steuer-Schaltkreisen, wobei jeweils ein Teil-Resonator- Steuer-Schaltkreis jeweils die Güte eines ihm zugeordneten Resonator-Schaltkreises steuert oder regelt.
Das Eingabesignal kann zwischen einem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands und einem ersten Anschluss der Kapazität bereitgestellt sein. Das Ausgabesignal kann zwischen dem ersten Anschluss der Kapazität und einem zweiten Anschluss der Kapazität bereitgestellt sein. Ein zweiter Anschluss des ohmschen Widerstands kann mit einem ersten Anschluss der Induktivität und ein zweiter Anschluss der Induktivität kann mit einem zweiten Anschluss der Kapazität gekoppelt sein.
Der Resonator-Steuer-Schaltkreis kann derart eingerichtet sein, dass er die Güte des mindestens einen Resonator- Schaltkreises basierend auf einer Boltzmann-Funktion steuert, in welcher die Amplitude des Ausgabesignals als Parameter enthalten ist. Eine Boltzmann-Funktion ist bei geeigneter Wahl der darin enthaltenen Parameter gut geeignet, die Empfindlichkeitskurve der äußeren Haarsinneszellen im menschlichen Innenohr anzunähern. Eine besonders gute Beschreibung dieser biologischen Abhängigkeit kann durch eine Boltzmann-Funktion zweiter Ordnung beschrieben werden. Dadurch ist es möglich, die Empfindlichkeitskurve im menschlichen Ohr anzunähern, was für Anwendungen der Schaltkreis-Anordnung im medizinischen Bereich (beispielsweise für ein Hörgerät) vorteilhaft ist.
Der Resonator-Steuer-Schaltkreis kann derart eingerichtet sein, dass er die Güte des mindestens einen Resonator- Schaltkreises in Abhängigkeit von der Amplitude des
Ausgabesignals basierend auf einer für ein Ohr eines Menschen ermittelten Empfindlichkeitscharakteristik einstellt. Um die Empfindlichkeitscharakteristik im Innenohr eines Menschen besonders gut mittels einer erfindungsgemäßen Schaltkreis- Anordnung nachzubilden, kann eine beispielsweise experimentell oder theoretisch ermittelte
Empfindlichkeitscharakteristik des menschlichen Ohrs in der Form einer Datei oder Tabelle für den Steuer-Schaltkreis zugänglich abgelegt sein. In diesem Fall kann der Resonator- Steuer-Schaltkreis die Güte des mindestens einen Resonator- Schaltkreises derart steuern oder regeln, dass die darin abgelegte biologische Empfindlichkeitscharakteristik angenähert wird.
Der Resonator-Steuer-Schaltkreis kann derart eingerichtet sein, dass er die Güte des mindestens einen Resonator- Schaltkreises umso geringer einstellt, je höher die Amplitude des jeweiligen Teil-Ausgabesignals des jeweiligen Resonator- Schaltkreises ist.
Der Resonator-Steuer-Schaltkreis kann ferner derart eingerichtet sein, dass er die Güte des mindestens einen Resonator-Schaltkreises in einer nichtlinearen Abhängigkeit von der Amplitude des jeweiligen Teil-Ausgabesignals einstellt. D.h., dass Signalbereiche großer Amplitude überproportional stark gegenüber Signalbereichen kleiner Amplitude gedämpft werden. Somit kann auch bei einem extrem hohen Bereich von Schallpegeln in einem Eingabesignal eine Komprimierung auf einen ausreichend schmalen Bereich bei dem Ausgabesignal erreicht werden.
Der Resonator-Steuer-Schaltkreis kann derart eingerichtet sein, dass er die Güte des mindestens einen Resonator- Schaltkreises derart einstellt, dass die Amplitude des jeweiligen Teil-Ausgabesignals innerhalb eines vorbestimmten Intervalls ist. Für bestimmte Anwendungen kann es vorteilhaft sein, die Amplitude eines Teil-Ausgabesignals auf jeden Fall innerhalb eines vorbestimmten Intervalls zu halten. Dies kann beispielsweise im Rahmen der Datenkomprimierung wichtig sein, wenn ein Signal mit einer hohen IntensitätsSchwankung mit möglichst wenig Quantisierungsstufen erfasst werden soll. In diesem Fall kann der Resonator-Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet sein, dass er die Güte des Resonator- Schaltkreises derart steuert oder regelt, dass das jeweilige Teil-Ausgabesignal innerhalb des vorbestimmten Intervalls liegt .
Die Schaltkreis-Anordnung kann eine Mehrzahl von in Serie geschalteten Resonator-Schaltkreisen aufweisen, wobei ein Ausgabesignal eines jeweils vorgeschalteten Resonator- Schaltkreises den ihm jeweils nachgeschalteten Resonator- Schaltkreis als Eingabesignal bereitstellbar ist.
Gemäß dieser besonders vorteilhaften Ausgestaltung ist anschaulich eine Filterbank mit einer Hintereinanderschaltung aus mehreren Resonator-Schaltkreisen geschaffen, wodurch die Dynamikkompression auf einen noch größeren
Dynamikbereich ausgeweitet werden kann. Im Prinzip kann eine ausreichend starke Dynamikkompression (z.B. 60 dB) bereits mit einer Filterstufe (d.h. mit einem Resonator-Schaltkreis) mit einer sehr hohen Güte Q (z.B. Q = 1000, die bei hohen Pegeln auf eine Güte von Q = 1 reduziert wird) erfolgen. Eine solche Schaltkreis-Anordnung ist allerdings sehr schmalbandig (beispielsweise 0.1% der Resonanzfrequenz des Resonator- Schaltkreises) . Mittels Kaskadierens mehrerer Filterstufen
(z.B. drei hintereinander geschaltete Filterstufen) mit einer 3 relativ geringen Güte Q (z.B. Q = 10, so dass Q = 1000) lässt sich gemäß der Erfindung ebenfalls eine ausreichend starke Dynamikkompression (z.B. von 60 dB) realisieren. Die nicht zu hohe Einzel-Güte von jedem dieser Filter bringt den vorteilhaften Effekt mit sich, dass aufgrund der aus der geringeren Güte resultierenden erhöhten Bandbreite der einzelnen Filter ein größerer Frequenzbereich der Filter abgedeckt wird und gleichzeitig das Impulsverhalten der
Filter verbessert wird, d.h. die Ein- und Ausschwingzeit des Systems ist wesentlich geringer.
Die hintereinander geschalteten Resonator-Schaltkreise können anschaulich miteinander direkt gekoppelt sein derart, dass die AusgabeSpannung eines vorgeschalteten Resonator- Schaltkreises gleich der Eingabespannung des ihm nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises ist und dass der (im Betrieb in der Regel von Null verschiedene) Ausgabestrom eines vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises gleich dem
Eingabestrom des ihm nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises ist. Hierfür ist die Schaltkreis-Anordnung in der Regel von einem Zwischenelement zwischen vor- und nachgeschaltetem Resonator-Schaltkreisen frei. Dies ist mittels einer Schaltkreis-Anordnung realisierbar, bei welcher der zweite Anschluss der Spule eines vorgeschalteten Resonator- Schaltkreises mit dem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands des dem vorgeschalteten Resonator-Schaltkreis nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises gekoppelt ist.
Alternativ können die hintereinander geschalteten Resonator- Schaltkreise anschaulich von einer unmittelbaren Kopplung frei sein, d.h. voneinander in gewisser Weise entkoppelt sein, insbesondere unter Zwischenschalten eines Zwischenelements zwischen Ausgabe eines vorgeschalteten und
Eingabe eines nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises. Dies ist vorzugsweise derart realisiert, dass die AusgäbeSpannung eines vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises gleich der Eingabespannung des ihm nachgeschalteten Resonator- Schaltkreises ist und dass der Ausgabestrom eines vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises gleich Null ist. Der Eingabestrom des nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises ergibt sich im Wesentlichen nur aus der Impedanz dieses Resonator-Schaltkreises. Bei einer derartigen Schaltkreis- Anordnung ist als Zwischenelement vorzugsweise ein Operationsverstärker (als Impedanzwandler) zwischen einem vorgeschalteten Resonator-Schaltkreis und dem ihm nachgeschalteten Resonator-Schaltkreis vorgesehen. Ein erster Eingang des Operationsverstärkers ist mit dem zweiten Anschluss der Spule des vorgeschalteten Resonator- Schaltkreises gekoppelt. Ein zweiter Eingang des Operationsverstärkers ist mit einem Ausgang des
Operationsverstärkers rückgekoppelt und ist mit dem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands des dem vorgeschalteten Resonator-Schaltkreis nachgeschalteten Resonator- Schaltkreises gekoppelt.
Zur Reduktion der Rechenleistung kann die Güte aller in Serie geschalteter Resonator-Schaltkreise identisch eingestellt sein. In diesem Fall ist die von dem Resonator-Steuer- Schaltkreis beanspruchte Rechenleistung besonders gering gehalten, da für alle Resonator-Schaltkreise eine gemeinsame Güte ermittelt und eingestellt wird, d.h. alle Filterparameter identisch sind. Wird eine Schaltkreis- Anordnung mit einer besonders hohen Qualitätsanforderung benötigt, so kann alternativ die Güte von unterschiedlichen in Serie geschalteten Resonator-Schaltkreisen zum Zwecke einer Optimierung unterschiedlich eingestellt werden. Bei einer solchen Schaltkreis-Anordnung ist somit die Güte von jedem der in Serie geschalteten Resonator-Schaltkreise individuell eingestellt.
Die Schaltkreis-Anordnung weist vorzugsweise eine Mehrzahl von parallel geschalteten Zweigen auf, wobei jeder Zweig einen Resonator-Schaltkreis oder mehrere in Serie geschaltete Resonator-Schaltkreise aufweist. In diesem Fall ist die Güte eines jeweiligen Resonator-Schaltkreises mittels des jeweiligen Resonator-Steuer-Schaltkreises steuerbar bzw. regelbar.
Gemäß dieser besonders vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung sind anschaulich mehrere parallel geschaltete Zweige von Resonator-Schaltkreisen vorgesehen, wobei in jedem Zweig eine Mehrzahl von Resonator-Schaltkreisen hintereinandergeschaltet sein kann.
Vorzugsweise ist der mindestens eine Resonator-Schaltkreis eines jeweiligen Zweigs derart eingerichtet, dass er für einen jeweiligen Frequenzbereich des Eingabesignals durchlässig ist derart, dass die Zweige gemeinsam für ein zusammenhängendes Frequenzintervall durchlässig sind. Der Frequenzbereich, für den das menschliche Gehör sensitiv ist, liegt ungefähr zwischen 20Hz und 20kHz. Um diesen Hδrfrequenzbereich abzudecken, sind in der parallelen
Anordnung von Resonator-Schaltkreisen in unterschiedlichen Kanälen die Frequenzbereiche transmittierbarer Signale in der Regel unterschiedlich. Der Frequenzbereich transmittierbarer Signale in einem Resonator-Schaltkreis ist eine Verteilungskurve um die Resonanzfrequenz herum mit einer gewissen Halbwertsbreite. Die Resonanzfrequenz ist anschaulich mittels Einsteilens der Werte L, C des Resonator- Schaltkreises möglich, die Halbwertsbreite ist mittels . Einsteilens der jeweiligen Güte justierbar. Setzt man die unterschiedlichen Frequenz-Durchlassbereiche der unterschiedlichen Zweige von Resonator-Schaltkreisen zusammen, so ergibt sich ein vorzugsweise zusammenhängendes Frequenzintervall, mittels welchem der Sensitivitätsbereich des menschlichen Gehörs oder ein sonstiger Frequenzbereich von Interesse erfassbar ist. Vorzugsweise sind die Frequenzbereiche, für die unterschiedliche Zweige durchlässig sind, zumindest teilweise einander überlappend. In diesem Fall ist sichergestellt, dass alle Frequenzen erfasst werden, und es ist ein Zusammensetzen der Signalkomponenten einzelner Zweige möglich.
Vorzugsweise ist der Frequenzbereich, für den ein jeweiliger Zweig durchlässig ist, mittels Einstellens des Werts der Kapazität und/oder der Induktivität des mindestens einen Resonator-Schaltkreises des Zweigs vorgebbar. Dies beruht darauf, dass die Resonanzf equenz eines Resonator- Schaltkreises von den Werten der Induktivität und der Kapazität abhängt .
Vorzugsweise ist die Schaltkreis-Anordnung der Erfindung zum Verarbeiten eines akustischen Signals als Eingabesignal eingerichtet. In diesem Fall eignet sich die Schaltkreis- Anordnung der Erfindung für einen Einsatz in einem Sprachverarbeitungs-System. Ein solches kann beispielsweise auf pulsenden neuronalen Netzwerken beruhen, welche auf eine Reduktion des Dynamikbereichs angewiesen sind. Weitere Anwendungsgebiete sind Systeme zur Schallverarbeitung und (Audio-) Datenkomprimierung, wenn Signale mit hohen Amplituden mit möglichst wenig Quantisierungsstufen erfasst werden sollen. Darüber hinaus gibt es Anwendungen im medizinischen
Bereich, insbesondere als Hörhilfe bei Patienten mit Lärm- Schwerhörigkeit .
Die erfindungsgemäße Schaltkreis-Anordnung kann in digitaler oder analoger Schaltungstechnik realisiert sein.
Zumindest ein Teil der Schaltkreis-Anordnung, insbesondere die Filter, die Steuer- oder Regelungs-Funktionalität des Resonator-Steuer-Schaltkreises, kann als Computerprogramm realisiert sein. Die Erfindung kann sowohl mittels eines Computerprogramms, d.h. einer Software, als auch mittels einer oder mehrerer spezieller elektrischer Schaltungen, d.h. in Hardware oder in beliebig hybrider Form, d.h. mittels Software-Komponenten und Hardware-Komponenten, realisiert werden .
Eine Software-Realisierung insbesondere des Steuer- Schaltkreises kann beispielsweise in "C++" erfolgen. Eine Realisierung kann auf einem beliebigen Prozessor oder DSP (digitaler Signalprozessor) erfolgen, ebenso auf einem FPGA- Baustein. Ein FPGA ("Field Programmable Gate Array") ist ein integrierter programmierbarer Schaltkreis, der in der Regel eine Vielzahl programmierbarer Zellen auf einem Chip aufweist .
Gemäß einer anderen Ausgestaltung der Erfindung ist es vorgesehen, dass die, vorzugsweise lineare, Filterbank als lineares Willendigitalfilter ausgestaltet ist.
Ferner kann eine Mehrzahl von Hochpassfiltern vorgesehen sein, wobei jeder Filterstufe mindestens ein Hochpassfilter zugeordnet ist, wobei jeweils ein Hochpassfilter an den
Ausgang eines jeweiligen Resonator-Schaltkreises gekoppelt ist. Diese Hochpassfilter bilden die Flüssigkeitsankopplung der Haarbündel der sensorischen Zellen im Innenohr an die Schwingung der Basilarmembran nach.
Mit mindestens einem Hochpassfilter pro Filterstufe, gekoppelt an den Ausgang des jeweiligen Resonator- Schaltkreises wird, wird erreicht, die ansonsten relativ flache hochfrequente Filterflanke der Filterbank verschärft wird. Vorzugsweise ist zumindest ein Teil der Hochpassfilter, vorzugsweise alle Hochpassfilter, als Hochpassfilter erster Ordnung ausgestaltet . Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ist die Eckfrequenz zumindest eines Teils der Hochpassfilter erster Ordnung derart gewählt, dass sie der Frequenz der maximalen Empfindlichkeit einer Basilarmembranschwingung eines Innenohrs eines Säugetiers entspricht. Gemäß einer anderen Ausgestaltung der Erfindung ist eine Mehrzahl von Gleichrichter-Schaltungen, wobei jeweils eine Gleichrichter-Schaltung einer der Filterstufen und einem Hochpassfilter zugeordnet ist und mit einem Ausgang eines jeweiligen Hochpassfilters gekoppelt ist, sowie vorzugsweise eine Mehrzahl von Tief assfiltern, wobei jeweils ein Tiefpassfilter einer Gleichrichter-Schaltung zugeordnet und mit einem Ausgang einer jeweiligen Gleichrichter-Schaltung gekoppelt ist. Gemäß diesen Ausgestaltungen wird eine sehr gute Annäherung der Bildung des Rezeptorpotentials U. im menschlichen Hörsystem erreicht.
Weiterhin kann eine Mehrzahl von Aktivierungs-Schaltungen vorgesehen sein, wobei jeweils eine Aktivierungs-Schaltung einer der Filterstufen zugeordnet ist, wobei jede
Aktivierungs-Schaltung eingerichtet ist zum Verstärken einer zeitlichen Veränderung eines der Aktivierungs-Schaltung zugeführten Signals und zum Dämpfen von zeitlich im Wesentlichen konstanten Komponenten des der Aktivierungs- Schaltung zugeführten Signals.
Weiterhin weist jede Aktivierungs-Schaltung bevorzugt eine Vesikel-Pool-Schaltung auf mit einer Vielzahl von Vesikel- Schaltungen.
Im Weiteren wird die erfindungsgemäße Signalverarbeitungs- Vorrichtung, die eine erfindungsgemäße Schaltkreis-Anordnung aufweist, näher beschrieben. Ausgestaltungen der Signalverarbeitungs-Vorrichtung gelten auch für die Schaltkreis-Anordnung und umgekehrt.
Bei der Signalverarbeitungs-Vorrichtung kann die Weiterverarbeitungs-Einheit eine Spracherkennungs-Einrichtung oder ein Hörgerät sein.
Bei einer Realisierung der Weiterverarbeitungs-Einheit als Hörgerät kommt insbesondere eine Anwendung in Frage, bei der eine Dynamikkompression zum Ausgleich von Störungen der Lautstärke-Wahrnehmung von Schwerhörigen durchgeführt wird. Im gestörten Gehör können die äußeren Haarzellen in Mitleidenscha t gezogen sein, wodurch die Erhöhung der Empfindlichkeit bei niedrigen Schallpegeln ausfällt. Das Gehör arbeitet dann anschaulich stets mit der für hohe Schallpegel vorgesehenen Empfindlichkeit. Dieses führt dazu, dass der nutzbare Bereich an Schallpegeln zwischen der Hörschwelle (sehr leise) und der Unannehmlichkeits-Schwelle (sehr laut) kleiner wird (Recruitment) . Zum Ausgleich dieses Phänomens kann mittels der erfindungsgemäßen Schaltkreis- Anordnung der Signalverarbeitungs-Vorrichtung eine Dynamikkompression durchgeführt werden, die den großen Schallpegelbereich der akustischen Umwelt auf den wahrzunehmenden Bereich des Patienten anschaulich zusammendrückt .
Die Signalverarbeitungs-Vorrichtung kann auch den Eingang für ein Spracherkennungssystem bilden, insbesondere in pulsender neuronaler Netzwerk Architektur.
Die Signalverarbeitungs-Vorrichtung kann als analoge- oder digitale Filterbank eingerichtet sein.
Anschaulich sind folgende Prinzipien im Rahmen der Erfindung herauszustellen :
a) Es erfolgt eine Frequenzanalyse des der Schaltkreis- Anordnung bereitgestellten Eingabesignals mit nichtlinearer Dynamikkompression;
b) es wird eine Informationsreduktion bereitgestellt durch „weiche" Einweggleichrichtung der gebildeten Frequenzkanäle mit Schwellwert und Sättigung;
c) es wird eine Betonung sprachrelevanter Modulationsfrequenzen durch die Nachbildung der neuronalen Adaption in dem Hörsystem eines Säugetiers, insbesondere eines Menschen, erreicht.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Figuren dargestellt und werden im Folgenden näher erläutert.
Es zeigen
Figur 1 eine Schaltkreis-Anordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 2 einen Resonator-Schaltkreis gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 3 eine Realisierung des in Figur 2 gezeigten Resonator- Schaltkreises als Wellendigitalfilter,
Figuren 4 und 5 Diagramme zum Veranschaulichen der Funktionalität der Schaltkreisanordnung gemäß Figur 1,
Figur 6a eine Teil -Schaltkreis-Anordnung gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 6b eine Realisierung der in Figur 6a gezeigten Resonator-Schaltkreise als Wellendigitalfilter,
Figur 7a eine Teil -Schaltkreis-Anordnung gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 7b eine Realisierung der in Figur 7a gezeigten Resonator-Schaltkreise als Wellendigitalfilter,
Figur 8 ein Blockdiagramm eines Spracherkennungssystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung, Figur 9 ein Schaltungsdiagramm einer linearen Filterbank und einer Mehrzahl einzelnen Filterstufen der Filterbank zugeordneter Resonator-Schaltkreise gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 10 ein Diagramm, in dem ein Erregungsmuster eines nichtlinearen Basilarmembranmodells für einen 1 KHz- Ton dargestellt ist,
Figur 11 ein Schaltungsdiagramm eines Teil-Schaltkreises, welcher jeweils in Serie geschaltet ist mit einem jeweiligen Resonator-Schaltkreis zum Ausbilden der Schaltkreis-Anordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 12 eine Darstellung modellierter Nerven- Aktionspotentiale, und
Figur 13 ein Diagramm, in dem unterschiedliche Spracherkennungsraten für ein Spracherkennungssystem gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung verglichen mit einem Spracherkennungssystem gemäß dem Stand der Technik dargestellt sind.
Fig.8 zeigt ein Spracherkennungssystem 800 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Im Rahmen des Spracherkennungssystems wird ein
Merkmalsextraktions-System 801 verwendet, welche die im Rahmen der eigentlichen automatischen Spracherkennung (in
Fig.8 dargestellt durch einen Spracherkennungs-Block 802) verwendeten Merkmale aus einem zugeführten analogen Sprachsignal extrahiert.
Das Merkmalsextraktions-System 801 weist insbesondere
Komponenten zur Vorfilterung, eine Filterbank und Komponenten zur nichtlinearen Merkmalsextraktion auf. Anschaulich bildet das Merkmalsextraktions-System 801 die Signalverarbeitungs-Strategie und den Signalverarbeitungs- Aufbau des menschlichen Hörsystems nach. Es ist analog zu dem Signalverarbeitungs-System des menschlichen Hörsystems in physikalische Einheiten skaliert.
Dem Merkmalsextraktions-System 801 wird ein Eingabesignal 803 (Eingangssignal) in analoger Form als Schalldrucksignal (gemessen In Pascal) zugeführt.
Eine erste Komponente 804 des Mermkalsextraktions-Systems 801 bildet ein Modell des Gehörgangs, welches jedoch optional ist und in der bevorzugten Realisierung vernachlässigt wird.
Das von dem Modell des Gehörgangs 804 aus dem Eingabesignal 803 gebildete Signal 805 wird einer Mittelohrmodell- Komponente 806 zugeführt.
Die Mittelohrmodell-Komponente 806 weist, wie in Fig.9 dargestellt, eine Parallelschaltung einer idealen Federkomponente 901 und einer idealen Dämpfungskomponente 902 (realisiert in Form einer elektrischen Spule, das heißt Induktivität, für die ideale Feder bzw. in Form eines ohmschen Widerstands als Dämpfungskomponente) . Die
Mittelohrmodell-Komponente 906 ist derart eingerichtet, dass der sprachrelevante Bereich des Spektrums des Eingabesignals betont, das heißt verstärkt wird. In Analogie zu dem menschlichen Hörsystem wird das von der Mittelohrmodell- Komponente 806 bereitgestellte Signal 807 einer Innenohrmodell -Komponente 808 zugeführt.
Die von der Innenohrmodell-Komponente 808 gebildeten Signale 809 können optional unmittelbar zur Spracherkennung als extrahierte Spracherkennungs-Merkmale verwendet werden oder einer Sensorzellenmodell-Komponente 810 zugeführt werden, die im Weiteren noch näher beschrieben wird. Die von der Sensorzellenmodell-Komponente 810 erzeugten Signale 811 können ebenfalls direkt als Merkmalskomponenten im Rahmen der automatischen Spracherkennung verwendet werden oder weiterverarbeitet werden und im Rahmen dieser Weiterverarbeitung einer Synaptisehe-Modell-Komponente 812, welche den synaptischen Mechanismus des Hδrsystems des Menschen nachbildet, zugeführt werden. Die von der Synaptische-Modell-Komponente 812 gebildeten Signale 813 werden erfindungsgemäß ebenfalls als Merkmale im Rahmen der automatischen Spracherkennung eingesetzt.
Es ist in diesem Zusammenhang anzumerken, dass gemäß alternativen Ausgestaltungen der Erfindung eine, zwei alle oder drei der oben beschriebenen Merkmalssignale 809, 811, 813 im Rahmen der Spracherkennung optional eingesetzt werden können .
Im Rahmen des menschlichen Hörsystems wird der am Trommelfell auftreffende Schalldruck (das Trommelfell hat eine Oberfläche -6 2 Aecj = 55x10 m ) in eine mechanische Auslenkung der
Mittelohrknochen (angegeben in m) umgesetzt.
Die Mittelohrmodell-Komponente 806 weist, wie oben beschrieben wurde, einen Tiefpassfilter auf, gemäß diesem Ausführungsbeispiel ein Tiefpassfilter erster Ordnung, vorzugsweise mit einer Tiefpassfilter-Eckfrequenz von 1 KHz.
Die mittels der Induktivität 901 nachgebildete Federkonstante beträgt etwa 1500 N/m und die mittels des ohmschen Widerstandes 902 dargestellte Dampfungs-Komponente ist zu
0,25 Ns/m dimensioniert.
Das von der Mittelohrmodell -Komponente 806 erzeugte Signal 807 wird in die Innenohrmodell-Komponente 808 eingekoppelt, welche in Fig .9 im Detail dargestellt ist. Die
Innenohrmodell-Komponente 808 ist als eine Filterbank 903 ausgebildet, gemäß diesem Ausführungsbeispiel in Form eines linearen Wellendigitalfilter-Modells .
Die Filterbank 903 weist eine Vielzahl von Filterstufen 904, 905, 906 auf, sowie einen ohmschen Abschlusswiderstand 907.
Jede Filterstufe 904, 905, 906 wird gebildet von einer Reihenschaltung einer Induktivität 904a, 905a, 906a, einem ohmschen Widerstand 904b, 905b, 906b und einer Kapazität 904c, 905c, 906c.
Die Geschwindigkeit der Basilarmembranschwingung im Innenohr eines Menschen entspricht jeweils der Strom in einer Filterstufe 904, 905, 906. Die Auslenkung der Basilarmembran kann also durch eine Integration der Geschwindigkeit berechnet werden. Um numerische Probleme bei der Integration zu umgehen, wird die Auslenkung jedoch sinnvollerweise auf eine andere Art berechnet :
Bei einer Feder, die durch die Kapazitäten 904c, 905c, 906c repräsentiert sind, kann die instantane Auslenkung x berechnet werden als das Produkt der Federkraft und der Federkonstante. Diese Auslenkung x bildet den Eingang, d.h. das Eingangssignal für die Dynamikkompressionsstufen 101, gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung jeweils eine
Serienschaltung zweier Resonator-Schaltkreise 101, wie sie im Folgenden noch näher erläutert werden.
Die Resonator-Schaltkreise 101 bilden anschaulich, wie im Folgenden näher erläutert werden, Kompressionsstufen unter
Verwendung von Resonatoren zweiter Ordnung.
In einer alternativen bevorzugten Ausführungsform sind vier Resonator-Schaltkreise 101 für jede Filterstufe 904, 905, 906 in einer Serienschaltung vorgesehen. Wie im Folgenden ebenfalls näher erläutert wird, wird die Güte der Resonator-Schaltkreise 101 jeweils in einem Bereich von 1 bis zu einem maximalen Gütewert Q ax (abhängig von der Position im Innenohr des Menschen) instantan als Funktion' des AusgangsSignals jeder Filterstufe 904, 905, 906 moduliert.
Im Folgenden wird bezugnehmend auf Fig.l der Aufbau der Resonator-Schaltkreise 101 näher erläutert.
Die Schaltkreis-Anordnung 100 enthält eine Vielzahl von
Resonator-Schaltkreisen 101, von denen jeder eine Kapazität und eine Induktivität aufweist (nicht gezeigt in Fig.l), sowie einen Eingang, an dem ein Eingabesignal bereitstellbar ist und einen Ausgang, an dem ein Ausgabesignal bereitstellbar ist. Jeweils drei der Resonator-Schaltkreise 101 sind entlang einer jeweiligen Zeile der matrixförmigen Anordnung hintereinander geschaltet, so dass ein jeweiliger Ausgang eines vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises 101 mit einem jeweiligen Eingang eines ihm nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises 101 gekoppelt ist. Die Werte der
Induktivität und der Kapazität der Resonator-Schaltkreise 101 einer Zeile sind jeweils derart gewählt, dass die jeweilige Zeile ein Signal eines entsprechenden Frequenzintervalls in einem Umgebungsbereich der Resonanzfrequenz der Resonator- Schaltkreise 101 der Zeile transmittieren kann. Die
Resonator-Schaltkreise 101 unterschiedlicher Zeilen weisen jeweils unterschiedliche Werte für L, C auf, sodass zusammengenommen die einzelnen Zeilen oder Zweige von Resonator-Schaltkreisen 101 ein zusammenhängendes Frequenz- Intervall abdecken, welches dem Empfindlichkeitsbereich des menschlichen Gehörs entspricht (ungefähr 20Hz bis 20kHz) .
Ein Resonator-Steuer-Schaltkreis 111 steht mit allen Resonator-Schaltkreisen 101 in einer Kommunikationsverbindung, d.h. der Steuer-Schaltkreis 111 ist mit allen Resonator-Schaltkreisen gekoppelt. Die Güte von jedem einzelnen der Resonator-Schaltkreise 101 ist mittels des Steuer-Schaltkreises 111 zum Steuern oder Regeln der Güte der Resonator-Schaltkreise 101 einstellbar, wobei der Steuer- Schaltkreis 111 derart eingerichtet ist, dass er die Güte der Resonator-Schaltkreise 101 abhängig von der Amplitude eines Ausgabesignals des letzten Resonator-Schaltkreises 101 einer jeweiligen Zeile einstellt. Beispielsweise wird die Güte der Resonator-Schaltkreise R , R12. R-13 mittels des Resonator- Steuer-Schaltkreises 111 basierend auf der Amplitude eines Signals am Ausgang des Resonator-Schaltkreises R eingestellt.
In Fig.l ist ferner eine Schallquelle 103 gezeigt, welche ein akustisches Signal als globales Eingabesignal 102 emittiert. Dieses wird den Eingängen der Resonator-Schaltkreise 101 (R-n. R-21/ • • • 1 Rkl/ • • ■ / Rnl) der ersten Spalte von Resonator-Schaltkreisen 101 bereitgestellt.
Im Weiteren wird der in der ersten Zeile und der ersten Spalte von Resonator-Schaltkreisen angeordnete Resonator- Schaltkreis 101 Rn betrachtet. Diesem wird an einem Eingang das globale Eingabesignal 102 der Schallquelle 103 bereitgestellt. Der Resonator-Schaltkreis 101 Rn lässt eine von den ihm zugeordneten Werten L und C abhängige Frequenzkomponente des globalen Eingabesignals 102 hindurch, welche an einem Ausgang des Resonator-Schaltkreises Rn als erstes lokales Ausgabesignal 104 bereitgestellt ist. Ferner wird aufgrund der Funktionalität des Resonator-Schaltkreises 101 Rn abhängig von seiner (gegenwärtigen) Güte Q das globale Eingabesignal 102 in seiner Amplitude verändert. Die Güte Q des Resonator-Schaltkreises 101 Rn wird mittels eines ohmschen Widerstands (nicht gezeigt in Fig.l) des Resonator- Schaltkreises 101 Rn geregelt, wobei der Steuer-Schaltkreis 111 diesem regelbaren ohmschen Widerstand ein entsprechendes Steuersignal bereitstellt, wodurch der Widerstand auf einen vorbestimmten Wert eingestellt wird. Dadurch wird die Güte des Resonator-Schaltkreises 101 eingestellt, so dass in einem nachfolgenden Verarbeitungs-Zyklus gemäß diesem Wert der Güte ein Eingabesignal stärker oder schwächer gedämpft wird. Da die Schaltkreis-Anordnung 100 zur Dynamikkompression des globalen Eingabesignals 102 eingerichtet ist, werden anschaulich Signalbereiche hoher Amplitude stärker geschwächt als Signalbereiche geringer Amplitude.
Das erste lokale Ausgabesignal 104 wird dem dem Resonator- Schaltkreis 101 Rn nachgeschalteten Resonator-Schaltkreis 101 R12 als erstes lokales Eingabesignal 105 bereitgestellt. Das erste lokale Eingabesignal 105 durchläuft den Resonator- Schaltkreis 101 Ri2 wobei an einem Ausgang das zweite lokale Ausgabesignal 106 bereitgestellt wird. Das zweite lokale Ausgabesignal 106 dient als zweites lokales Eingabesignal 107 des dem Resonator-Schaltkreis 101 Rn nachgeschalteten
Resonator-Schaltkreises 101 R13. An dessen Ausgang 108- ist ein drittes lokales Ausgabesignal 108 bereitgestellt. Dieses wird gemeinsam mit den jeweils auf ein separates FrequenzIntervall bezogenen AusgabeSignalen der jeweils letzten in einer Zeile angeordneten Resonator-Schaltkreisen
101 (R13, R-23 r •••/ Rk3 / •••/ Rn3) zu einem globalen Ausgabesignal 109 zusammengesetzt (addiert) .
Bei jedem der Resonator-Schaltkreise 101 einer jeweiligen Zeile von Resonator-Schaltkreisen (R]ci, 2 Rk3) wird die
Güte aller Resonator-Schaltkreise 101 der Zeile basierend auf der Amplitude des Ausgabesignals an dem Ausgang des jeweils letzten Resonator-Schaltkreises (in der k-ten Zeile Resonator-Schaltkreis R]3) mittels des Resonator-Steuer- Schaltkreises 111 geregelt.
Das zusammengesetzte globale Ausgabesignal 109 ist somit gegenüber dem globalen Eingabesignal 102 einer Dynamikkompression unterzogen. Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.2 der Resonator- Schaltkreis 101 aus Fig.l beschrieben.
In Fig.2 ist ein Eingabesignal 200 als Spannungsquelle U symbolisiert. Ferner ist ein Ausgabesignal 204 als Spannung U symbolisiert. Das Eingabesignal 200 ist zwischen einem ersten Anschluss eines ohmschen Widerstands 203 und einem ersten Anschluss einer Kapazität 201 bereitgestellt. Das Ausgabesignal 204 ist zwischen dem ersten Anschluss der Kapazität 201 und einem zweiten Anschluss der Kapazität 201 bereitgestellt. Ferner ist ein zweiter Anschluss des regelbaren ohmschen Widerstands 203 mit einem ersten Anschluss einer Induktivität 202 gekoppelt, und ein zweiter Anschluss der Induktivität 202 ist mit dem zweiten Anschluss der Kapazität 201 gekoppelt.
Der Wert des ohmschen Widerstands R 203 ist mittels des Steuer-Schaltkreises 111 einstellbar. Der Resonator- Schaltkreis 101 aus Fig.2 stellt somit anschaulich einen Filter mit regelbarer Dämpfung dar.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung 100 sind in jeder Zeile drei (oder allgemein N) Resonator-Schaltkreise 101 als Filterelemente rückkopplungsfrei hintereinander geschaltet. Das zeitabhängige Ausgabesignal Uc(t), wobei t die Zeit ist, eines vorgeschalteten Filters definiert jeweils das Eingabesignal U 200 des dem vorgeschalteten Filter nachgeschalteten Filters.
Der Widerstand R 203 kann in nichtlinearer Abhängigkeit von der AusgangsSpannung Uc(t) verändert werden (Regelung), in Abhängigkeit von Uc(t) des jeweils vorangeschalteten Filters (Steuerung) , oder auch in für alle Filter gleichzeitig in Abhängigkeit von Uc(t) der letzten Filterstufe einer Reihe.
Im Weiteren wird beschrieben, auf Basis welcher Rechenvorschrift gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel der Wert R eines jeweiligen ohmschen Widerstands R 203 eingestellt wird.
Hierfür wird zunächst eine einzustellende Güte Q berechnet.
Gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird die Güte Q des Filters gemäß einer Boltzmann-Funktion gedämpft:
Q(t) = (Qo - Qmi„Xi -[ i ) l + exp{-SAT | Uc(t) |} -i-D + Q. (
In Gleichung (1) ist Q(t) die Abhängigkeit der Güte Q von der Zeit t. QQ ist eine vorgebbare Maximalgüte des Resonator- Schaltkreises 101 (z.B. QQ = 10). Qmin ist eine vorgebbare minimale Güte des Resonator-Schaltkreises (z.B. Q in = 1) • SAT ist eine vorgebbare Sättigungsschwelle, das heißt ein
Parameter, mit dem anschaulich die Zeitabhängigkeit der Güte eingestellt werden kann (z.B. SAT = 1) .
Die Boltzmann-Funktion (1) nähert die Empfindlichkeitskurve der äußeren Haarsinneszellen im Innenohr an. Die Funktion kann bei Bedarf durch eine Boltzmann-Funktion zweiter Ordnung ersetzt werden, die unter Einführung eines weiteren Parameters eine noch genauere Anpassung ermöglicht. In Gleichung (1) ist eine einfache Boltzmann-Funktion erster Ordnung verwendet, da sie nur einen freien Parameter (nämlich SAT) aufweist und somit mit geringem numerischen Aufwand verarbeitet werden kann.
Aus der Güte Q des Filters berechnet sich der einzustellende Wert des nichtlinearen Widerstands R zu:
Figure imgf000029_0001
Somit hängt der zeitabhängige Wert des ohmschen Widerstands R(t) von dem Wert der Induktivität L und der Kapazität C sowie der zeitabhängigen Güte Q(t) ab.
Anschaulich bilden Gleichungen (1) und (2) die
Regelungsvorschrift für das Einstellen des Werts R des ohmschen Widerstands 203 mittels des Steuer-Schaltkreises 111.
Der von dem in Fig.2 gezeigten Resonator-Schaltkreis 101 gebildete Filter ist bei sehr geringen Amplituden Uc(t) linear (mit Q → QQ für Uc(t) → 0) . Ebenso ist er bei sehr großen Amplituden Uc(t) näherungsweise linear (Q → Qmin fü_r Uc (t) → ∞) . Die Dynamikkompression K erfolgt im Bereich der Sättigungsschwelle (SAT) und beträgt K = Qo/Qmin- Im Falle von N = 4 hintereinander geschalteten Filterstufen (in Fig.l sind allerdings nur drei Filterstufen mittels dreier Resonator-Schaltkreise in einer Zeile vorgesehen) und den
Werten QQ = 10 und Qmin = 1 ist eine starke Kompression um N 80dB (KN = (Qo/Qmin) ) realisierbar.
Um den gesamten Hörbereich des Menschen abzudecken, wird eine Filterbank mit Resonanzfrequenzen im Bereich von ungefähr 20 Hz bis ungefähr 20 kHz realisiert, was durch typischerweise fünfzig bis hundert Zeilen von Resonator- Schaltkreisen 101 (d.h. n = 50 bis n = 100) realisiert wird. Gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird der Wert der Induktivität auf L = 1 H festgelegt. Der jeweilige Wert C wird dann für jede Zeile von Resonator-Schaltkreisen 101 gemäß der von dieser Zeile abgedeckten Filterfrequenz fg aus der Resonanzfrequenz des entsprechenden LC-Glieds berechnet:
C = (4π2f2L)-1 (3)
Es ist anzumerken, dass die nichtlineare Güte Q für jede Filterfrequenz fg, d.h. für jede Zeile von Resonator- Schaltkreisen 101, unabhängig berechnet wird. Bezugnehmend auf Fig.l bedeutet dies, dass jeder Zeile von Oszillator- Schaltkreisen 101 eine entsprechende Filterfrequenz fg zugeordnet ist, für welche der Wert der Güte Q(t) berechnet wird.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.3 ein Wellendigitalfilter 300 als Realisierung der in Fig.2 gezeigten Resonatorstufe 101 beschrieben.
Ein Wellendigitalfilter stellt eine Klasse von Digitalfiltern mit besonders günstigen Eigenschaften dar. Sie sind traditionellen Filtern aus den klassischen Bauelementen der Nachrichtentechnik nachgebildet und werden mit Hilfe moderner integrierter Digitalschaltungen betrieben. Gemäß der
Technologie eines Wellendigitalfilters kann anschaulich ein analoges Modell digital realisiert werden (beispielsweise unter Verwendung eines Computers) .
Im Weiteren werden anschaulich die Komponenten des
Wellendigitalfilters 300 aus Fig.3 den Komponenten des Resonator-Schaltkreises 101 aus Fig.2 anschaulich zugeordnet und die entsprechenden Größen definiert .
Ein erster Block 301 des Wellendigitalfilters 300 enthält einen reflexionsfreien seriellen Koppler mit den Impedanzen Rll und R13. Anschaulich repräsentiert Rll den regelbaren ohmschen Widerstand R 203, bezogen auf einen Referenzwiderstand. R12 repräsentiert einen korrigierten Widerstand (Impedanz) der Spule L 202 bezogen auf eine
Basisfrequenz. Ein zweiter Block 302 enthält einen parallelen Koppler, der die parallele Verschaltung der Kapazität 201 wiedergibt, wobei in dem zweiten Block die Leitwerte G21, G22, G23 dargestellt sind. G21 ist ein Eingangs-Leitwert des zweiten Blocks (G12=l/R13) 302, G23 ist ein Ausgangs-Leitwert des zweiten Blocks 302. Mittels des Leitwerts G22 wird der Widerstand der Kapazität C 201 modelliert. Ein dritter Block 303 repräsentiert einen Speicher bzw. ein Filterregister für die Kapazität 201 und ein vierter Block 304 repräsentiert einen Speicher bzw. ein Filterregister für die Spule 202.
Im Weiteren werden die in Fig.3 gezeigten Variablen definiert . Es ergeben sich die Parameter für ein Wellendigitalfilter jede Filterfrequenz zu:
R11=R/R_B (4)
R12 =2 ιτ F_B L/ (R_B tan [7T F_B/f_s] ) ( 5 )
R13 =R11+R12 ( 6 ) G21=R13"1 ( 7 )
G22=2τr F_B C R_B/tan ("/r F_B/f_s ) ( 8 )
G23=G21+G22 (9)
Hierbei ist R der ohmsche Widerstand 203 und R_B ein vorgebbarer Bezugswiderstand. F_B ist eine vorgebbare Bezugsfrequenz. Die Werte R_B und F_B dienen zum Skalieren. Da die Realisation gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel mit Double Precision Float-Variablen realisiert ist, ist diese Normierung nicht relevant, wohl aber, wenn Integer-Arithmetik verwendet wird. L ist die Induktivität der Spule 202. Der Wert f_s ist eine Sampling- Frequenz des abgetasteten Zeitsignals. Die Größen Rll, R12, R13 sind ohmsche Widerstände, wohingegen die Größen G21, G22 und G23 Leitwerte, das heißt inverse ohmsche Widerstände sind.
Filter-Koeffizienten gl, g2 ergeben sich zu:
Figure imgf000032_0001
g2=G2l/G23 (11)
Die Anfangswerte der Filterregister ZI (vierter Block 304) und Z2 (dritter Block 303) werden zu Null initialisiert.
Die Signale an den einzelnen Ports lassen sich sukzessive berechnen. Für die "Vorwärtswelle" des Signals, das heißt anschaulich die Koeffizienten an den gemäß Fig.3 nach rechts orientierten Pfeile, ergibt sich: bl3=- (U+Zl) (12) b20=-g2 (Z2-bl3) (13) b23=b20+Z2 (14)
Die Größe U in Gleichung (12) ist das Eingabesignal 200.
Für die "Rückwärtswelle" , das heißt anschaulich die gemäß Fig.3 nach links orientierten Pfeile, ergeben sich die Koeffizienten: b22=b20+b23 (15) b21=b22+Z2-bl3 (16) a0=b21 -bl3 ( 17 ) bll=U-gl aO ( 18 ) bl2=- (bll+b21) ( 19 )
Das Ausgabesignal Uc 204 berechnet sich dann zu : Uc= (b22+Z2 [sec] ) /2 (20 ) Die Filterregister (Blöcke 303, 304) werden wie folgt aktualisiert :
Zl=-bl2 (21)
Z2=b22 (22)
Das Ausgabesignal Uc 204 wird als Eingabesignal U 200 an die der betrachteten Filterstufe 101 nachgeschaltete Filterstufe 101 übergeben. Basierend auf dem Ausgabesignal Uc 204 der letzten Filterstufe 101 einer Zeile von Filterstufen 101 wird die einzustellende Güte der hintereinander geschalteten Filter 101 gemäß Gleichung (1) neu ermittelt. Aus dem so ermittelten Wert für die Güte Q wird der Wert des die Dämpfung bestimmenden Widerstands R gemäß Gleichung (2) berechnet . Mit dem veränderten Wert des ohmschen Widerstands R 203 werden die Filterwiderstände (Rll, R12 , R13 , G21, G22, G23) und Filterkoeffizienten (gl, g2) gemäß Gleichungen (4) bis (11) neu berechnet. Nach diesem Schritt wird das Ausgabesignal für eine nächste ZeitScheibe berechnet. Mit anderen Worten kann das Zeitspektrum in mehrere Zeitscheiben zergliedert werden, die sukzessive numerisch berechnet werden .
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.4 ein Diagramm 400 erläutert, in dem die Funktionalität der erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt ist. Diagramm 400 bezieht sich auf eine Schaltkreis-Anordnung mit N=4 hintereinander geschalteten Resonator-Schaltkreisen. Als maximaler Q-Wert ist Qo=10 angenommen, als minimaler Q-Wert ist Qmin=l angenommen.
Entlang einer Abszisse 401 des Diagramms 400 ist in einer logarithmischen Darstellung die auf eine Referenzfrequenz fo normierte Frequenz eines Signals aufgetragen. Entlang einer Ordinate 402 ist in einer logarithmischen Darstellung die Reaktion des Systems auf ein Eingabesignal einer bestimmten Intensität gezeigt. Erste bis achte Kurven 403 bis 410 stellen die Frequenzgang (d.h. hier den jeweiligen Wert der Maximalamplitude des Filterausgangs) der erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung für unterschiedliche Signal-Amplituden (bezogen auf eine Referenzamplitude) dar. Die erste Kurve 403 entspricht einer Amplitude von IxlO"9, die zweite Kurve 404 entspricht einer Amplitude von IxlO"4, die dritte Kurve 405 entspricht einer Amplitude von IxlO"3, die vierte Kurve 406 entspricht einer Amplitude von IxlO"2, die fünfte Kurve 407 entspricht einer Amplitude von IxlO"1, die sechste Kurve 408 entspricht einer Amplitude von 1x10°, die siebte Kurve 409 entspricht einer Amplitude von IxlO1 und die achte Kurve 410 entspricht einer Amplitude von lxl0e. Ferner ist als Eingabesignal eine Sinusschwingung angenommen, die mit einem cos2-Fenster gefenstert ist. Kurven 403 bis 410 ergeben sich für eine gesamte Filterbank aus N=4 rückkopplungsfrei hintereinander geschalteten Resonator-Schaltkreisen.
Zunächst ist aus dem Diagramm 400 ersichtlich, dass die
Dämpfung des Eingabesignals umso stärker ist, je höher die Signalintensität bzw. Signalamplitude ist. Bei sehr kleinen Amplituden sind die Filter linear und die Resonanzüberhöhung beträgt ungefähr 80dB. Die Antwort der Filterbank nimmt zu hohen tiefen Frequenzen sehr steil ab, da die Filter als Tiefpass realisiert sind (vgl. Fig. 2) . Die hochfrequente Antwort der Filter fällt mit ungefähr 6dB pro Oktave ab, bedingt durch die Skalierung der Filterparameter mit f0. Die Kurven in Fig.4 bilden die stark asymmetrische Frequenz- Selektivität des menschlichen Gehörs in guter Näherung nach.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.5 die Beziehung zwischen Amplituden des Eingabesignals und des Ausgabesignals einer erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung beschrieben.
In dem Diagramm 500 ist entlang einer Abszisse in logarithmischer Darstellung ein Schalldruckpegel Aιn in dB aufgetragen, bezogen auf einen Schalldruck der Bezugsgröße 20μPa. Entlang einer Ordinate 502 ist in willkürlichen Einheiten die Stärke eines Ausgabesignals A0uτ in dB aufgetragen. Kurven 503 bis 507 zeigen für unterschiedliche Szenarien die Wachstumsfunktion einer Filterkaskade aus vier Resonator-Schaltkreisen (Hintereinanderschaltung von N = 4 Filtern) bei der Resonanzfrequenz f0. Als minimale Güte ist Qmin - angenommen.
Eine erste Kurve 503 zeigt eine lineare Wachstumsfunktion. Eine zweite Kurve 504 zeigt eine Wachstumsfunktion des Innenohrs, d.h. die Geschwindigkeit der Basilarmembran bezogen auf den Schalldruck gemessen vor dem Trommelfell. Die Daten der zweiten Kurve 504 sind aus [2] entnommen. Eine dritte Kurve 505 zeigt den Kurvenverlauf für eine Güte Q = 2 , eine vierte Kurve 506 zeigt den Verlauf für Q = 4 und eine fünfte Kurve 507 zeigt den Verlauf für Q = 10.
Anschaulich ist in Fig.5 somit die Wachstumsfunktion eines Filterausgangs für f = fg mit der Filtergüte Q als Parameter gezeigt. Bei sehr großen und sehr kleinen Amplituden sind die Wachstumsfunktionen näherungsweise linear. Auffällig ist der große Kompressionsbereich (insbesondere bei großem Q) , der sich über mehr als vier Dekaden erstreckt. Der große Dynamikbereich des Eingabesignals (100 dB) wird auf 40 dB- (für Q = 10) komprimiert. Aufgrund der Resonanzüberhöhung werden leise Signale frequenzspezifisch "verstärkt". Die Wachstumsfunktion bildet am lebenden Hörsystem gemessene Schwingungsantworten sehr gut nach (vgl. mit Kurve 504) . Daher ist mit der erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung eine näherungsweise technische Nachbildung der nichtlinearen Vorverarbeitung im Innenohr realisiert.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.βA eine Schaltkreis- Anordnung 600 gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Die Schaltkreis-Anordnung 600 ist gebildet aus einem ersten Resonator-Schaltkreis 601 und einem zweiten Resonator- Schaltkreis 602, von denen jeder aufgebaut ist wie der in Fig.2 gezeigte Resonator-Schaltkreis 101. Der zweite Resonator-Schaltkreis 602 ist dem ersten Resonator- Schaltkreis 601 nachgeschaltet.
Anschaulich kann die Schaltkreis-Anordnung 600 als direkt gekoppelte Realisierung von zwei (N = 2) hintereinander geschalteten Resonator-Schaltkreisen 601, 602 angesehen werden .
Wie in Fig. 6A gezeigt ist der zweite Anschluss der Spule 202 des vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises 601 mit dem ersten Anschluss des ohmschen Widerstandes 203 des nachgeschalteten zweiten Resonator-Schaltkreises 602 gekoppelt .
Gemäß dem in Fig. 6A gezeigten Ausführungsbeispiel miteinander unmittelbar verkoppelter Resonator-Schaltkreise
601, 602 ist die AusgabeSpannung Uci des vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises 601 gleich der Eingabespannung des folgenden Resonator-Schaltkreises 602. Ferner ist der Ausgabestrom des ersten Resonator-Schaltkreises 601 gleich dem Eingabestrom des zweiten Resonator-Schaltkreises 602.
Es ist anzumerken, dass die Werte der Widerstände Rl bzw. R2, der Induktivitäten Ll bzw. L2 sowie der Kapazitäten Cl bzw. C2 der Resonator-Schaltkreise 601, 602 voneinander unterschiedlich sein können bzw. unterschiedlich eingestellt/geregelt werden können.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.βB eine Realisierung der in Fig.6A gezeigten Resonator-Schaltkreise 601, 602 als Wellendigitalfilter 650 beschrieben. Anschaulich ist das Wellendigitalfilter 650 gebildet aus einer ersten Komponente 651, welche den ersten Resonator- Schaltkreis 601 repräsentiert, und aus einer zweiten Komponente 652, welche den zweiten Resonator-Schaltkreis 602 repräsentiert . Entsprechend der verkoppelten Konfiguration der Resonator-Schaltkreise 601, 602 gemäß Fig.6A sind die beiden Komponenten 651, 652 in der Fig.6B gezeigten Weise direkt miteinander gekoppelt. Der interne Aufbau jeder der Komponenten 651, 652 entspricht im Wesentlichen jener des Wellendigitalfilters 300 aus Fig.3.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.7A eine Schaltkreis- Anordnung 700 gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Die Schaltkreis-Anordnung 700 ist gebildet aus einem ersten Resonator-Schaltkreis 701 und einem zweiten Resonator- Schaltkreis 702, welche in Serie geschaltet sind. Anschaulich sind die Resonator-Schaltkreise 701, 702 in einer voneinander entkoppelten Konfiguration hintereinander geschaltet, d.h., dass zwischen die Resonator-Schaltkreise 701 und 702 ein Zwischenelement geschaltet ist.
Jeder der Resonator-Schaltkreise 701, 702 ist im Wesentlichen aufgebaut wie der in Fig.2 gezeigte Resonator-Schaltkreis
101. Ferner ist zwischen dem ersten Resonator-Schaltkreis 701 und dem zweiten Resonator-Schaltkreis 702 ein Operationsverstärker 703 vorgesehen, wobei ein nichtinvertierender Eingang 703a des Operationsverstärkers 703 mit dem zweiten Anschluss der Spule 202 des vorgeschalteten ersten Resonator-Schaltkreises 701 gekoppelt ist. Ferner ist ein invertierender Eingang 703b des Operationsverstärkers 703 mit dessen Ausgang 703c rückgekoppelt und mit dem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands 203 des dem ersten Resonator-Schaltkreis 701 nachgeschalteten zweiten Resonator-Schaltkreises 702 gekoppelt . Gemäß dieser Konfiguration ist die AusgabeSpannung des vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises 701 Uci 204 gleich der Eingabespannung des dem ersten Resonator-Schaltkreis 701 nachgeschalteten zweiten Resonator-Schaltkreises 702. Der Ausgabestrom eines jeweiligen Resonator-Schaltkreises ist Null . Der Eingabestrom des dem vorgeschalteten ersten Resonator-Schaltkreis 701 nachgeschalteten zweiten Resonator- Schaltkreises 702 beruht lediglich auf der Impedanz des nachgeschalteten zweiten Resonator-Schaltkreises 702. Wie in Fig.7A gezeigt, ist in Analogtechnik eine Realisation dieser Umstände mittels eines Impedanzwandlers realisierbar, der die AusgabeSpannung des vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises 701 dem Eingang des nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises 702 einprägt.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.7B ein Wellendigitalfilter 750 als Realisierung der Schaltkreis- Anordnung 700 aus Fig.7A beschrieben.
Das Wellendigitalfilter 750 ist in eine erste Komponente 751 und in eine zweite Komponente 752 aufgeteilt, wobei die erste Komponente 751 den ersten Resonator-Schaltkreis 701 repräsentiert, und wobei die zweite Komponente 752 den zweiten Resonator-Schaltkreis 702 repräsentiert. Aufgrund der Funktionalität des Operationsverstärkers 703 sind die beiden Komponenten 751, 752 voneinander anschaulich gekoppelt. Der interne Aufbau jeder der Komponenten 751, 752 entspricht im Wesentlichen der in Fig.3 gezeigten Konfiguration. Das Eingabesignal der ersten Komponente 751 ist U, das Eingabesignal der zweiten Komponente 752 ist Uci .
Die Kombination der linearen Filterbank 808 mit den nichtlinearen Kompressionsstufen 101 bildet erfindungsgemäß das nichtlineare Schwingungsverhalten des Innenohrs der
Säugetiere sehr gut nach, wie in Zusammenhang mit Fig.5 oben erläutert wurde. Insbesondere wird eine große Dynamikkompression von Schallpegeln im Bereich von 0 dBgp bis 120 dBgpL auf einen Bereich von 1 nm bis 100 nm (dies entspricht ungefähr 40 dB) erreicht (vgl. Fig.10), was für die Weiterverarbeitung im Rahmen der Merkmalsextraktion und der Spracherkennung von sehr großer Bedeutung ist.
Fig.10 zeigt in einem Diagramm 1000, in welchen entlang einer Abszisse 1001 die Cochlea-Position dargestellt ist und entlang der Ordinate 1002 die an der jeweiligen Cochlea- Position auftretende Auslenkung der Basilarmembran. Anschaulich stellt somit das Diagramm 1000 ein Erregungsmuster (RMS-Wert) des nichtlinearen Basilarmembran- Modells für einen 1 KHz-Ton dar. Die dargestellten Kurven
1003, 1004, 1005, 1006, 1007, 1008, 1009, sind an der Stelle 1010 mit der größten Empfindlichkeit (dargestellt in Figur 10 als gestrichelte Linie) in der üblicherweise an der Position von 21 mm bezogen auf die Null-Position der Cochlea, sehr stark komprimiert. Ferner zeigt Fig.10 eine Erregungsschwelle 1011, oberhalb der das Gehör des menschlichen Hδrsystems eine Signalauslenkung wahrnimmt.
Das von den jeweiligen Resonator-Schaltkreisen 101 am Ende einer jeweiligen Serienschaltung bereitgestellte
Basilarmembran-Signal XßMl wird jeweils einer in Fig.11 dargestellten jeweiligen Filterausgangs-Schaltung 1100 zugeführt .
Jede Filterausgangs-Schaltung 1100 weist einen Hochpassfilter 1101, eine dazu ausgangsseitig nachfolgend gekoppelte Gleichrichter-Schaltung 1102, einen in Signalflussrichtung nachfolgend gekoppelten Tiefpassfilter 1103, eine in Signalflussrichtung nachfolgend gekoppelte Aktivierungs- Schaltung 1104 sowie eine Vesikel-Pool-Schaltung 1105 und einer Neurotransmitter-Schaltung 1106 auf. Das jeweilige Basilarmembran-Signal XBMI* XßMi' •••> x BMn wird mittels des eine Kapazität 1107 und einen ohmschen Widerstand 1108 aufweisenden Hochpassfilters 1101 hochpassgefiltert und skaliert, so dass mittels einer Boltzmann-Funktion zweiter Ordnung nur der sprachrelevante jeweilige Dynamikbereich extrahiert wird. Mittels des Hochpassfilters 1101 erster Ordnung wird die noch relativ flache Flanke der Filterkurven des Innenohres, wie sie in Fig.10 dargestellt ist, etwas verschärft .
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung entspricht die Eckfrequenz des Hochpassfilters 1101 der Frequenz der maximalen Empfindlichkeit der Basilarmembran-Schwingung.
Die Asymmetrie der erfindungsgemäß verwendeten Boltzmann- Funktion bewirkt eine Gleichrichtung des Signals (realisiert gemäß diese Ausführungsbeispiel mittels der Gleichrichter- Schaltung 1102, das in der nächsten Stufe mittels des Tiefpassfilters 1103 tiefpassgefiltert wird, so dass am Ausgang des Tiefpassfilters 1103 ein Rezeptorpotential-Signal UM bereitgestellt wird.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung weist der ohmsche Widerstand 1109 des Tiefpassfilters 1103 in Analogie zu der Zellmembran einen Leitwert g^ = 60 nS auf und die Kapazität 1110 des Tiefpassfilters 1103 weist eine die Zellmembran nachbildende Kapazität von CM. = 12 pF auf.
Die Aktivierung der jeweiligen Zelle, erfindungsgemäß nachgebildet durch die Vesikel-Pool-Schaltung 1105 und der Neurotransmitter-Schaltung 1106 wird aus dem Rezeptorpotential U]ι mit einer Boltzmann-Funktion erster Ordnung berechnet .
Die Tiefpassfilterung und die Gleichrichtung, wie oben beschrieben, haben mehrere Effekte: a) Bei niedrigen Signalfrequenzen erfolgt pro Zyklus der akustischen Anregung genau eine maximale Erregung der sensorischen Zellen,
b) akustische Signale im Frequenzbereich oberhalb der Grenzfrequenz der inneren Haarzellen führen zu einer Aktivierung entsprechend ihrer Hüllkurve, und
c) die Sensitivität und Sättigung der Boltzmann-Funktion bewirken eine Fokussierung der Schallverarbeitung auf sprachrelevante Information.
Die Weiterverarbeitung des Rezeptorpotential-Signals UM erfolgt derart, anders ausgedrückt, die Vesikel-Pool- Schaltung 1105 und die Neurotransmitter-Schaltung 1106 sind derart eingerichtet, dass zeitliche Veränderungen des Schallsignals (das heißt des Eingabesignals) betont werden und gleich bleibende, im Wesentliche zeitlich konstante Signalanteile des Eingabesignals werden vernachlässigt (adaptiert) .
Auf diese Weise werden stationäre Signale (beispielsweise Störgeräusche) wirkungsvoll unterdrückt.
Die Adaption wird gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung modelliert mittels der Vesikel-Pool-Schaltung 1105, wobei der nachgebildete Vesikel-Pool stetig (aber langsam) auf seinen Sollwert aufgefüllt wird. Von der Vesikel-Pool- Schaltung 1105 erfolgt, relativ zur aktuellen Vesikel-Pool- Größe und einer Wahrscheinlichkeit, die mit einer Boltzmann- Funktion vom Membranpotential der inneren Haarzelle abgeleitet wird, ein Neurotransmitter-Strom (gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einer Rate von 28.000/s) . Bei SchallSignalen mit großer Amplitude wird ein Großteil des Vesikel-Pools abgebaut, spätere Signalanteile generieren daher nur ein kleines Signal, das heißt ein Signal mit kleiner Amplitude.
In Phasen mit anliegendem Eingabesignal geringer Amplitude regeneriert sich der Vesikel-Pool wieder. Anders ausgedrückt bedeutet dies, dass die Vesikel-Pool-Schaltung 1105 die oben beschriebene Funktionalität nachbildet, wobei diese derart eingerichtet ist, dass zwei Zeitkonstanten realisiert sind, nämlich eine erste Zeitkonstante von τi = 140 ms und einer zweiten Zeitkonstanten %2 = 3 ms) .
Der Neurotransmitter-Strom fließt in den „synaptischen Spalt", wo er mit in der von dem Neurotransmitter, erfindungsgemäß nachgebildet mittels der Neurotransmitter- Schaltung 1106, mit einer Zeitkonstanten T3 = 1 ras abgebaut wird.
Neben der Vesikel-Funktion aus dem Vesikel-Pool entsteht ein weiterer Neurotransmitter-Strom, der nur von dem Membranpotential der inneren Haarzelle abhängt, weshalb in dem gewählten Modell von einer unendlichen Vesikel-Pool-Größe ausgegangen wird und von einer Rate von 9.000/s.
Die beiden Neurotransmitter-Strδme erlauben eine adäquate Codierung von stationären und transienten Schallsignalen, d.h. eine adäquate Codierung von Nervenaktions-Potentialen.
Der Vesikel-Pool 1105 kann sowohl kontinuierlich als auch aus diskreten Vesikeln bestehend modelliert werden. Bei einer diskreten Modellierung ergibt sich der Neurotransmitter-Strom als stochastischer Prozess. Dieses Vorgehen wird gewählt, um das Schaltsignal in diskrete Nervenaktions-Potentiale zu codieren. Ein Nervenaktions-Potential ist in Fig.12 in einem Nervenaktions-Potential-Diagramm 1200 dargestellt und wird ausgelöst, wenn die Konzentration des jeweiligen Neurotransmitters in dem synaptischen Spalt einen vorgegebenen Schwellwert, gemäß diesem Ausführungsbeispiel 1,0 Vesikel, übersteigt.
Fig.12 zeigt die erzeugte modellierten Nervenaktions- Potentiale bei Anregung mit einem künstlichen Vokal „e".
Es ergeben sich bei beiden Formantfrequenzen des Vokals „e" Erregungen. Ferner ist auf die zeitliche Struktur (insbesondere beim zweiten Formanten) die mit der Sprach- Grundfrequenz (100 Hz entsprechen 10 ms) moduliert ist, erreicht.
Eine sehr vorteilhafte Eigenschaft der erfindungsgemäßen Merkmalsextraktions-Einheit 801 ist, dass sie anhand der erreichbaren Erkennungsleistung im Rahmen eines Spracherkennungsverfahrens eines automatischen
Spracherkennungssystems evaluiert und optimiert werden kann.
In Fig.13 ist in einem Diagramm 1300 die Spracherkennungsleistung eines üblichen Fast Fourier Transformations-basierten Spracherkennungsverfahren (Wortfehlerrate-Kurve 1301) mit unterschiedlichen erfindungsgemäßen Verarbeitungsstufen (nur Innenohrmodell- Komponente) , Wortfehlerrate-Kurve 1302) bzw. Sensorenzellen- Wortfehlerrate-Kurve 1303 bei unterschiedlichen Störgeräuschen (aufgetragen entlang der Abszisse) dargestellt .
Entlang der Ordinate 1305 ist in Fig.13 die jeweils erreichte Wortfehler-Rate dargestellt.
Wie in Fig.13 gezeigt ist, ist ohne Existenz von Störgeräuschen die Erkennungsleistung der üblichen Fast Fourier Transformation-basierten Verfahren qualitativ hoherwertiger, was insbesondere auf den Reifegrad der schon seit Jahren entwickelten Algorithmen zurückzuführen ist, jedoch ist bei wachsenden Störgeräuschen die Robustheit der erfindungsgemäß bereitgestellten Merkmale offensichtlich.
In diesem Dokument ist folgende Veröffentlichung zitiert:
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[11] DE 691 31 095 T2.
Bezugszeichenliste
100 Schaltkreis-Anordnung
101 Resonator-Schaltkreise
102 globales Eingabesignal
103 (Schall-) Signalquelle
104 erstes lokales Ausgabesignal
105 erstes lokales Eingabesignal
106 zweites lokales Ausgabesignal
107 zweites lokales Eingabesignal
108 drittes lokales Ausgabesignal
109 globales Ausgabesignal 111 Steuer-Schaltkreis
200 Eingabesignal
201 Kapazität
202 Induktivität
203 regelbarer ohmscher Widerstand
204" Ausgabesignal
300 Wellendigitalfilter
301 erster Block (serieller Koppler)
302 zweiter Block (paralleler Koppler)
303 dritter Block (Speicherelement für Kapazität)
304 vierter Block (Speicherelement für Induktivität)
400 Diagramm
401 Abszisse
402 Ordinate
403 erste Kurve
404 zweite Kurve
405 dritte Kurve
406 vierte Kurve
407 fünfte Kurve 408 sechste Kurve 409 siebte Kurve
410 achte Kurve
500 Diagramm
501 Abszisse
502 Ordinate
503 erste Kurve
504 zweite Kurve
505 dritte Kurve 506 vierte Kurve 507 fünfte Kurve
600 Schaltkreis-Anordnung
601 erster Resonator-Schaltkreis
602 zweiter Resonator-Schaltkreis
650 Wellendigitalfilter
651 erste Komponente
652 zweite Komponente
700 Schaltkreis-Anordnung
701 erster Resonator-Schaltkreis
702 zweiter Resonator-Schaltkreis
703 Operationsverstärker
703a nichtinvertierender Eingang 703b invertierender Eingang 703c Ausgang
750 Wellendigitalfilter
751 erste Komponente
752 zweite Komponente
800 Spracherkennungs-System
801 Merkmalsextraktions-System
802 Spracherkennungs -Einrichtung 803 Eingabesignal
804 Gehörgangsmodell -Komponente 805 Signal
806 Mittelohrmodell -Komponente 807 Signal
808 Innenohrmodell -Komponente
809 Signal
810 Sensorzellenmodell-Komponente
811 Signal
812 Synaptisehe-Modell-Komponente
813 Signal
901 Induktivität
902 Ohmscher Widerstand 903 Filterbank
904a Induktivität Filterstufe
904b Ohmscher Widerstand Filterstufe
904c Kapazität Filterstufe
905 Filterstufe
905a Induktivität Filterstufe
905b Ohmscher Widerstand Filterstufe
905c Kapazität Filterstufe
906 Filterstufe
906a Induktivität Filterstufe
906b Ohmscher Widerstand Filterstufe
906c Kapazität Filterstufe
907 Ohmscher Abschluss-Widerstand
XBM Basilarmembran-Signal
1000 Diagramm
1001 Abszisse
1002 Ordinate
1003 Erregungskurve
1004 Erregungskurve
1005 Erregungskurve
1006 Erregungskurve
1007 Erregungskurve 1008 Erregungskurve 1009 Erregungskurve 1010 Stelle mit der größten Empfindlichkeit
1011 Erregungsschwelle
1100 Filterausgangs-Verarbeitungs-Schaltung
1101 Hochpass
1102 Gleichrichter-Schaltung
1103 Tiefpass-Filter
1104 Aktivierungs-Schaltung
1105 Vesikel -Schaltung
1106 Neurotransmitter-Schaltung
1107 Kapazität Hochpassfilter
1108 Ohmscher Widerstand Hochpassfilter
1109 Ohmscher Widerstand Tiefpassfilter
1110 Kapazität Tiefpassfilter
1200 Diagramm
1300 Diagramm
1301 Wortfehlerraten-Kurve
1302 Wortfehlerraten-Kurve
1303 Wortfehlerraten-Kurve
1304 Abszisse
1305 Ordinate

Claims

Patentansprüche
1. Schaltkreis-Anordnung • mit einer Filterbank mit einer Mehrzahl von Filterstufen und einem Filterbank-Eingang, welchem- ein Eingabesignal zuführbar ist, • mit einer Mehrzahl von Resonator-Schaltkreisen zum Generieren jeweils eines Teil-Ausgabesignals aus dem Eingabesignal, wobei jeder Resonator-Schaltkreis jeweils einer Filterstufe der Mehrzahl von Filterstufen zugeordnet und mit einem Ausgang der jeweiligen Filterstufe gekoppelt ist, • wobei jeder Resonator-Schaltkreis aufweist: - eine Kapazität, - eine Induktivität, - einen Resonator-Ausgang, an dem das jeweilige Teil- Ausgabesignal bereitstellbar ist; • mindestens einen Resonator-Steuer-Schaltkreis zum Steuern oder Regeln der Güte mindestens eines Resonator-Schaltkreises, wobei der mindestens eine Resonator-Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises abhängig von dem Zeitverlauf der Signalamplitude des Eingabesignals und/oder des Teil -Ausgabesignals des Resonator-Schaltkreises steuert oder regelt.
2. Schaltkreis-Anordnung gemäß Anspruch 1, • bei der jeder Resonator-Schaltkreis eine Mehrzahl von in Serie miteinander gekoppelten Teil-Resonator- Schaltkreisen aufweist, und • wobei zumindest einer der Teil-Resonator-Schaltkreise mit einem Ausgang des Resonator-Schaltkreises gekoppelt ist.
3. Schaltkreis-Anordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die Filterbank als lineares Willendigitalfilter ausgestaltet ist.
4. Schaltkreis-Anordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem zumindest einer der Resonator-Schaltkreise einen mittels des Resonator-Steuer-Schaltkreises steuerbaren ohmschen Widerstand aufweist.
5. Schaltkreis-Anordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, mit einer Mehrzahl von Hochpassfiltern, wobei jeder Filterstufe mindestens ein Hochpassfilter zugeordnet ist, wobei jeweils ein Hochpassfilter an den Ausgang eines jeweiligen Resonator-Schaltkreises gekoppelt ist.
6. Schaltkreis-Anordnung gemäß Anspruch 5, bei dem zumindest ein Teil der Hochpassfilter als Hochpassfilter erster Ordnung ausgestaltet sind.
7. Schaltkreis-Anordnung gemäß Anspruch 6, bei dem die Eckfrequenz zumindest eines Teils der Hochpassfilter erster Ordnung derart gewählt ist, dass sie der Frequenz der maximalen Empfindlichkeit einer Basilarmembranschwingung eines Innenohrs eines Säugetiers entspricht .
8. Schaltkreis-Anordnung gemäß einem der Ansprüche 5 bis 7, mit einer Mehrzahl von Gleichrichter-Schaltungen, wobei jeweils eine Gleichrichter-Schaltung einer der Filterstufen und einem Hochpassfilter zugeordnet ist und mit einem Ausgang eines jeweiligen Hochpassfilters gekoppelt ist .
9. Schaltkreis-Anordnung gemäß Anspruch 8, mit einer Mehrzahl von Tiefpassfiltern, wobei jeweils ein Tiefpassfilter einer Gleichrichter-Schaltung zugeordnet und mit einem Ausgang einer jeweiligen Gleichrichter- Schaltung gekoppelt ist.
10. Schaltkreis-Anordnung gemäß Anspruch 9, mit einer Mehrzahl von Aktivierungs-Schaltungen, wobei jeweils eine Aktivierungs-Schaltung einer der Filterstufen zugeordnet ist, wobei jede Aktivierungs-Schaltung eingerichtet ist zum Verstärken einer zeitlichen Veränderung eines der Aktivierungs-Schaltung zugeführten Signals und zum Dämpfen von zeitlich im Wesentlichen konstanten Komponenten des der Aktivierungs-Schaltung zugeführten Signals.
11. Schaltkreis-Anordnung gemäß Anspruch 10, bei der jede Aktivierungs-Schaltung eine Vesikel-Pool- Schaltung aufweist mit einer Vielzahl von Vesikel- Schaltungen.
12. Schaltkreis-Anordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, bei der der Resonator-Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des mindestens einen Resonator-Schaltkreises basierend auf einer Boltzmann- Funktion und/oder deren Ableitung steuert, wobei die Boltzmann-Funktion die Amplitude des jeweiligen Teil- Ausgabesignals als Parameter enthält.
13. Schaltkreis-Anordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, bei der der Resonator-Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des mindestens einen Resonator-Schaltkreises in Abhängigkeit von der Amplitude des jeweiligen Teil -Ausgabesignals basierend auf einer für ein Ohr eines Menschen ermittelten Empfindlichkeitscharakteristik einstellt .
14. Schaltkreis-Anordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, bei der der Resonator-Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des mindestens einen Resonator-Schaltkreises um so geringer einstellt, je höher die Amplitude des jeweiligen Teil-Ausgabesignals ist.
15. Schaltkreis-Anordnung gemäß Anspruch 14, bei der der Resonator-Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des mindestens einen Resonator-Schaltkreises in einer nichtlinearen Abhängigkeit von der Amplitude des jeweiligen Teil- Ausgabesignals einstellt.
16. Schaltkreis-Anordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 15, bei der der Resonator-Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des mindestens einen Resonator-Schaltkreises derart einstellt, dass die Amplitude des jeweiligen Teil-Ausgabesignals innerhalb eines vorbestimmten Intervalls ist.
17. Schaltkreis-Anordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 16, eingerichtet zum Verarbeiten eines akustischen Signals als Eingabesignal der Filterbank.
18. Signalverarbeitungs-Vorrichtung • mit einer Schaltkreis-Anordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 17, und • mit einer Weiterverarbeitungs-Einheit zum Weiterverarbeiten des von der Schaltkreis-Anordnung bereitgestellten Signals.
19. Signalverarbeitungs-Vorrichtung gemäß Anspruch 18, bei der die Weiterverarbeitungs-Einheit eine Spracherkennungs-Einrichtung oder ein Hörgerät ist.
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