WO2005031743A1

WO2005031743A1 - 評価装置および評価方法

Info

Publication number: WO2005031743A1
Application number: PCT/JP2004/014711
Authority: WO
Inventors: Yasumori Hino; Takeo Kanamori
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2003-09-30
Filing date: 2004-09-29
Publication date: 2005-04-07
Also published as: CN1886794A; JPWO2005031743A1; US20070140088A1

Abstract

　本発明の評価装置は、デジタルフィルタを備えた評価装置であって、前記デジタルフィルタは、前記デジタルフィルタのタップ係数に応じて信号をフィルタリングし、前記評価装置は、前記フィルタリングされた信号に基づいて、前記信号の品質を評価するための指標を検出する検出手段と、前記検出された指標の値が前記指標の最適値を含むように、予め決められた範囲内で前記デジタルフィルタの前記タップ係数を制御する制御手段とをさらに備える。

Description

評価装置および評価方法

技術分野

本発明は、記録媒体に記録されている原デジタル情報を最尤復号方法によって復号する信号処理に関し、特に、信号の品質評価に基づいて、最適に信号を復調明

する装置および方法に関する。書

背景技術

従来は、再生信号の品質を評価する指標値としてジッ夕が用いられていた。しかし、パーシャレレスポンスを前提とした近年の信号処理方式では、ジッ夕にはエラ一との相関^^あまりない。一方、最尤復号を用いることが一般的となっている近年の信号処理方式では、指標値 DMSAM (d— Mi n imum S eue ne e d Amp l i t ud e M a r g i n : DMS AMの詳細は、後述される）には、エラーとの相関が非常にあり、信頼できる指標値である。

図 11は、従来の再生信号品質評価装置 400の構成を示す。再生信号品質評価装置 400は、特許文献 1 (特開平 10— 21651号公報（6頁、図 6) ) に開示されている。

再生信号品質評価装置 400は、再生信号の品質を評価するための指標として、

DMSAMを用いる。

再生信号品質評価装置 400は、データを生成するデータ生成器 1101と、データを記録再生する記録再生装置 1102と、再生されたデ一タを最尤復号し、データ系列を復調する最尤復号器 1 103と、復調されたデータ系列からシンクパターンを検出するシンクパターン検出器 1104と、検出されたデータパ夕一ンからュ一クリド距離が最小なパスの存在するデータ系列を検出する記録状態検出器 1105と、標準偏差計算器 1 106と、最小値判定器 1 107とを備える。標準偏差計算器 1 106は、ユークリッド距離が最小なパスの存在するデータ系列が最尤復号器 1 1 03で復調された際に、選択されたパスと選択されな；^つたパスとの差の標準偏差（σ— Am) と、選択されたパスと選択されなかったパスとの差の平均（ — Δπι) とに基づいて、（σ— Am) / ( _Απί) を計算する。最小値判定器 1 107は、（σ— Am) / (^_Am) の最小値を判定する。（σ— Δπι) / ( _ΔΠΙ) は、再生信号の品質を表す。

最尤復号器 1 103は、適応型等化フィル夕を含む。適応型等化フィル夕【ま、再生された信号に含まれる線形な歪みを取り除くために、通常 F I Rフィルタで構成される。適応型等化フィル夕は、記録再生装置の再生状態が変化しても再生信号の歪みが最小となるように信号をフィルタリングする。

適応型等化フィル夕の適応方法は、例えば、 LMS法（L e a s t Me a n S qua r e法）である。 LMS法は、適応型等化フィルタの出力と目標値との誤差量に基づいて、フィル夕係数を更新する。 LMS法は、アルゴリズムが簡単で収束特性が良いため、広く用いられている。

しかし、信号の欠落等に起因する異常な信号が再生信号品質評価装置 400に入力された場合に、適応型等化フィル夕の出力が発散する。

さらに、 F I Rフィルタは、 F I Rフィルタの係数を変化させると非常に広い範囲で F I Rフィル夕の特性が変化する。したがって、再生信号品質評価装置 4 00の適応型等化フィル夕は、記録媒体の個体差が大きい塲合でも、適応型等化フィル夕の出力を補正する。このため、記録媒体の信号品質を評価するための指標としては、 DMS AMを用いることができない。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、デジタルフィルタのフィリレ夕特性（タップ係数）の制御範囲を限定することによって安定な復調系を構築する評価装置および評価方法、並びに、記録媒体の特性を保証するために、信号の品質を評価するための指標を用いることができる評価装置および評価方法を提供することを目的とする。

発明の開示

本発明の評価装置は、デジタルフィル夕を備えた評価装置であって、前記デジタルフィルタは、前記デジタルフィル夕のタップ係数に応じて信号をフィルタリングし、前記評価装置は、前記フィル夕リングされた信号に基づいて、前記信号の品質を評価するための指標を検出する検出手段と、前記検出された指標の値が前記指標の最適値を含むように、予め決められた範囲内で前記デジタルフィルタの前記タップ係数を制御する制御手段とをさらに備え、これにより、上記目的が達成される。

前記デジタルフィルタは、複数のタップを含み、前記制御手段は、前記複数の夕ップが有する複数の夕ップ係数が対称性を有するように、前記複数の夕ップ係数を制御してもよい。

前記評価装置は、前記フィルタリングされた信号を最尤復号し、前記最尤復号の結果を示す 2値化信号を生成する最尤復号手段をさらに備え、前記検出手段は、前記フィルタリングされた信号と前記 2値化信号とに基づいて、前記指標を検出し、前記デジタルフィルタは、第 1タップと第 2タップと第 3タップと第 4タツプと第 5タップとを含み、前記制御手段は、

(式 1 ) ~ ⁼

6+2T- +r)+r² +—

r r

(式 2 )

2( r)

^ = ^₃ =

6 + 2(— + r) + r² +—

r r" (式 3)

4 + r² +—

6 + 2(- + r) + r² +—

r r

に従って、前記第 1タップのタップ係数 k。と、前記第 2タップのタップ係数 1^と、前記第 3タップのタップ係数 k₂と、前記第 4タップのタップ係数 k₃と、前記第 5タップのタップ係数 k₄とを制御してもよい。ここで、 rは、前記デジタルフィルタの周波数特性を示す。

0. 21≤ r≤0. 27でよい。

本発明の評価方法は、信号をデジタルフィル夕のタップ係数に応じてフィル夕リングするステップと、前記フィル夕リングされた信号に基づいて、前記信号の品質を評価するための指標を検出するステップと、前記検出された指標が前記指標の最適値を含むように、予め決められた範囲内で前記デジタルフィルタの前記タップ係数を制御するステップとを包含し、これにより、上記目的が達成される。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の実施の形態 1における再生装置 100の構成を示す図である。図 2は、変調符号 RLL (Ί， 7) 、 PR (1, 2, 2, 1) の系の状態遷移を示す図である。

図 3は、ビ夕ビ復号器 110の構成を示す図である。

図 4は、 DMSAM検出器 111の構成を示す図である。

図 5は、 F I Rフィルタ 108の構成を示す図である。

図 6は、 F I Rフィルタ 108の z平面上のフィルタ特性を示す図である。図 7は、 F I Rフィルタ 108のフィルタ特性と DMSAMの値との関係を示す図である。

図 8は、 F I Rフィルタ 108の周波数特性を示す図である。図 9は、本発明の実施の形態 2の再生装置 200の構成を示す図である図 10は、 F I Rフィルタ 901の構成を示す図である。

図 11は、従来の再生信号品質評価装置 400の構成を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、図を参照して、本発明の実施の形態を説明する。

(実施の形態 1 )

図 1は、本発明の実施の形態 1における再生装置 100の構成を示す。再生装置 100は、光ディスク 101を揷入可能に構成されている。

再生装置 100は、光ディスク 101で反射した反射光を 4分割して検出する

P I Nダイオード 102と、 4分割して検出された反射光を加算するプリアンプ 103と、カットオフ周波数 10 kHzのハイパスフィルタ 104と、カットすフ周波数 30 MHzのバタワースローパスフィルタ 105と、評価装置 150とを含む。

評価装置 150は、アナログ信号の振幅を調整する可変ゲインアンプ 106と、アナログ信号をデジタル化する AZDコンパ一夕 107と、デジタル信号の歪みを補正するために、タップ係数に応じてデジタル信号をフィルタリングする F I Rフィルタ 108と、デジタル信号をチャンネルクロックに同期させる PLL 1 09と、フィルタリングされた信号を最尤復号し、最尤復号の結果を示す 2値化信号を生成するビタビ復号器 110と、フィル夕リングされた信号と 2値化信号とに基づいて、 DMSAMの値を検出する DMSAM検出器 111と、 DMSA Mの値が DM SAMの最適値を含むように、予め決められた範囲内で F I Rフィル夕 108のタップ係数を制御する係数制御器 112とを含む。

例えば、 DMSAM検出器 11 1は、複数の特定パスのメトリック差に基づいて DMSAMを検出する。係数制御器 112は、 DMS AMの値が最小になるように、 F I Rフィル夕 108の係数を制御する以下、図 1を参照して、本発明の実施の形態 1 (記録の変調方式として RLL (1， 7) 変調を用い、再生の伝送路を PR (1, 2, 2， 1) に等化する PR +ビタビ復号を行う形態）の再生装置 100の動作を説明する。

光ディスク 101で反射した反射光は、 P I Nダイオード 102で検出される。反射光は、フォーカス制御およびトラッキング制御のために 4分割して検出され (フォーカス . トラッキングの制御系については図示せず）、 P INダイオード 102は、 4種類の信号を生成する。 4種類の信号はプリアンプ 103によって加算されて、所望のレベルに増幅される。ハイパスフィルタ 104は、プリアンプ 103の出力から低域のノイズを除去し、ローパスフィルタ 105は、ブリアンプ 103の出力から高域のノイズを除去する。

ゲイン可変アンプ 106は、ノイズ除去された信号を適切なレベルに制御し、八/0変換器107は、ゲイン可変アンプ 106の出力（アナログ信号）をデジタル信号に変換する。デジタル信号はデジタル値（サンプリング値 y;) を有する。 F I Rフィルタ 108は、デジタル信号を等化する。なお、 F I Rフィルタ 108の詳細は、後述される。

PLL 109は、等化されたデジタル信号のゼロクロス点を検出して、チャンネルクロックに同期したクロックを生成する。ビタビ復号器 110は、等化されたデジタル信号を復調する。

図 2は、変調符号 RLL (1, 7) 、 PR (1， 2， 2, 1) の系の状態遷移を示す。

Sn (a, b， c) は、 n番目のステートを表し、引数 a、引数 bおよび引数 cは、 nステート以前の 3ビットの入力復調デ一夕値である。 d/I jにおいて、目標値 I jは、サンプリング値 y_kが nから n + 1に状態遷移する時に取りうる値であり、値 dはサンプリング値によって判定される復調データ値である。

図 3は、ビタビ復号器 1 10の構成を示す。

ビタビ復号器 1 10は、ブランチメトリック計算器 201と、 ACSブロック (Add C omp a r e S e l e c tブロック） 202と、パスメトリックメモリ 203と、パスメモリ 204とを含む。

図 2と図 3とを参照して、ビタビ復号器 110の動作を説明する。

ブランチメトリック計算器 201は、式 4に従って、ブランチメトリックを算出する。

(式 4)

BM_k (j) = (y_k - I』） ²

ここで、 BM_k ( j ) は k番目のブランチメトリックを示す。

ACSブロック 202は、式 5に従って、最尤のパスを選択する。

(式 5)

PM_k(S0) =min[PM_k., (SO) + BM_k(0) ， PM^ (S5) I BM_k(l)]

PM_k_, (SO) + BM_k(0) ≥？ M^iS^) + BM_k(l) ： PSS0=，1，

PM_k_! (SO) + BM_k(0) く PM_k_! (S5) + BM_k(l) ： PSS0="0'

PM_k(Sl) =min[PM_k— SO) + BM_k(l) , PM_k_, (S5) + BM_k(2)]

PM_k_, (SO) + BM_k(l) ≥ PM_k_, (S5) + BM_k(2) ： PSS1=，1，

PM_k.,(S0) + BM_k(l) < PM_k.,(S5) + BM_k(2) ： PSS1='0'

PM_k(S2) =PM_k_! (SI) + BM_k(3)

PM_k(S3) =min[PM_k., (S3) + BM_k(6) , PM_k_, (S2) + BM_k(5)]

PM_k_, (S3) + BM_k(6) ≥ PM_k., (S2) + BM_k(5) ： PSS2=，1，

PM_k_, (S3) + BM_k(6) < PM_k_, (S2) + BM_k(5) ： PSS2='0'

PM_k(S4) =min[PM_k_, (S3) + BM_k(5) , PM_k— !(S2) + BM_k(4)]

PM_k_, (S3) + BM_k(5) ≥ PM_k_, (S2) + BM_k(4) ： PSS3=，1， PM_k_, (S3) + BM_k(5) く PM_k_, (S2) + BM_k(4) PSS3=，0，

PM_k(S5) =PM_k_, (S4) + BM_k(3) ACSブロック 202によって選択されたパス PS S 0〜PSS 3の値に基づいて、パスメモリ 204の値が更新される。パスメモリ 204で生き残ったパスが、最尤パスとして復調される。

図 4は、 DM SAM検出器 111の構成を示す。

DM SAM検出器 111は、パスメトリックの差を検出するためにサンプリングされた信号 y iを一定量遅延する遅延器 401と、ュ一クリッド距離が最小となるパターンについて選択パスのメトリックと非選択パスのメトリックとのメトリック差を検出するメトリック差検出器 402と、ュ一クリッド距離が最小となるパターンを検出するパターン検出器 403と、メトリック差検出器 402によつて検出されたメトリック差の分散を算出する分散演算器 404と、メトリック差の平均値と目標値との差を算出する平均値目標差検出器 405とを含む。

D M S A Mは、フィルタリングされた信号と 2値化信号とに基づく指標である。 DMSAM検出器 111は、最尤復号におけるユークリッド距離が最小なパスの存在する記録系列を検出し、検出した再生信号系列を最尤復号器で復調する際に選択されたパスのメトリックと選択されなかったパスのメトリックとの差（メトリック差）を求め、メトリック差の分散を算出することによって、 DMSAMを求める。

本発明の実施の形態 1の再生装置 100の復調系では、ユークリッド距離が最小となるパターンは 8通りであり、（式 6) で定義される。

(式 6)

·Ρ& εΓη1:"0，1,1,Χ,0，0,0，" X don' t care

State transition (PA, PB) = (S_₄ [S2]→S_₃ [S4]→S一 ₂ [S5] -S., [SO]→S。 [SO] , S_-4 [S2]→S_-3 [S3]→S-₂ [S4]→S_-I [S5]→S₀ [SO] )

• Pat tern2 :" 1， 1， 1， X， 0， 0, 0, " X don t care

State transition (PA, PB)

= (S_₄ [S3]→S-₃ [S4]→S_₂ [S5]→S_, [SO]→S。 [SO] , S— ₄ [S3]→S_₃ [S3]→S_₂ [S4]→S., [S5]→S₀ [SO] ) •Pattern3:"0, 1,Ι,Χ, 0,0,1," X don' t care

State transition (PA, PB)

= (S-4 [S2]→S— ₃ [S4]→S_₂ [S5]→S., [SO]→S。 [SI] , S_₄ [S2]→S— ₃ [S3]→S— ₂ [S4]→S_, [S5]→S。 [SI] ) •Pattern4:"l,l,l,X, 0,0,1," X don' t care

State transition (PA, PB)

= (S.₄ [S3]→S.₃ [S4] -S_₂ [S5]→S., [SO]→S₀ [SI] S_-4 [S3]→S一 ₃ [S3]→S一 ₂ [S4]→S., [S5]→S。 [SI] ) •Pattern5:"0,0,0,X,l,l，0," X don' t care

State transition (PA, PB)

= (S— ₄ [SO]→S— ₃ [SO]→S— ₂ [SI]→S_! [S2]→S。 [S4]， S一 ₄ [SO]→S— ₃ [SI]→S_-2 [S2]→S., [S3]→S。 [S4] ) •Pattern6:"l，0,0,X,l,l,0," X don' t care

State transition (PA, PB)

= (S— ₄ [S5]→S_3 [SO]→S_₂ [SI]→S_! [S2]→S。 [S4]， S一 ₄ [S5]→S— ₃ [SI]→S_-2 [S2]→S., [S3]→S„ [S4] ) •Pattern7:"0,0,0,X, 1,1,1," X don' t care

State transition (PA, PB)

= (S_₄ [SO]→S_₃ [SO]→S_-2 [SI]→S_！ [S2]→S。 [S3] , S一 ₄ [SO]→S_₃ [SI]→S_-2 [S2]→S_, [S3]→S₀ [S3] )

• Pattern8:"l，0,0，X, 1,1,1," X don' t care

State transition (PA, PB)

= (S— ₄ [S5]→S_-3 [SO]→S_-2 [SI]→S_, [S2]→S。 [S3] , S_₄ [S5]→S_₃ [SI]→S— ₂ [S2]→S_, [S3]→S₀ [S3] ) 図 4を参照して、 DMSAM検出器 111の動作を説明する。

状態検出器 404は、ビタビ復号器 110で復号され 2値化信号となった信号に基づいて、ユークリッド距離が最小となるパターンを検出する（式 9参照）。メトリック差検出器 402は、検出されたパターンに基づいて、ユークリッド距離が最小となるパターンの選択パスのメトリックと非選択パスのメトリックとのメトリック差を検出する。このとき、ビタビ復号器 1 10で復調に一定時間の遅延が生じるために、遅延器 401は、サンプリングされた信号 yiを一定時間遅延する。

メトリツク差検出器 402は、選択パスのメトリックと非選択パスのメトリックとのメトリック差 DSAMVを式 7に従って算出する。

(式 7)

DSAM )

ここで、（y i— I A;) は、パス Aのブランチメトリックを示し、（Yi— I B i) は、パス Bのブランチメトリックを示す。

パス Aのュ一クリット距離とパス Bのユークリット距離との差は、式 8に従つて定義される。

(式 8)

分散演算器 404は、メトリック差検出器 402の出力（DSAMV) と最小 —クリツド距離 d_{mi n}とに基づいて、式 12に従って、 DMSAMを算出する。 (式 9)

DMSAM

2

D M S A M Vの平均値が d _m； _nに一致した場合に、 D M S A Mの値が最小になる（式 9参照）。

以上、図 4を参照して、 DM S AM検出器 1 1 1の動作を説明した。

D M S AMの値は、 F I Rフィル夕の係数の影響を大きく受ける。従って、 F I Rフィルタが L M Sアルゴリズムに従う適応型フィルタで構成されている実施の形態では、異常な信号が F I Rフィルタに入力した場合に、適応型フィルタの出力が発散してしまうという課題があった。また、適応型フィル夕で構成されている F I Rフィル夕のフィルタ特性は、フィル夕係数の変化に伴って非常に広い範囲で変化する。従って、従来の再生品質評価装置 4 0 0では、光ディスクの個体差が大きい場合でも適応型等化フィルタの出力を補正しえる。その結果、一定した特性が求められる光ディスクの信号品質を評価するための指標として DM S AMを用いることができないという課題を有していた。

本発明の実施の形態 1の再生装置 1 0 0によれば、 F I Rフィルタ 1 0 8のフィルタ特性（タップ係数）の可変範囲が制限されており、 DM S AMの値を最小とする等化を行うことができる。

図 5は、 F I Rフィル夕 1 0 8の構成を示す。

図 6は、 F I Rフィルタ 1 0 8の z平面上のフィル夕特性を示す。

図 5および図 6を参照して、 F I Rフィルタ 1 0 8の動作を詳細に説明する。 F I Rフィルタ 1 0 8は、 5個のタップを有する。通常の F I Rフィルタでは、 5個のタップが有する 5個のタップ係数を自由に設定できるため、様々な特性を有するフィルタを構成できる。タップ係数の自由度を制限することができれば、一定の範囲内で動作する F I Rフィルタが実現でき安定性が増加すると共に、 F I Rフィルタの特性が予測可能となるので光ディスクの特性を規定する指標として D M S AMを用いることが可能となる。

F I Rフィル夕 1 0 8では、フィルタ特性（タップ係数）の自由度が制限されており、 F I Rフィルタ 1 0 8は、 DM S AMが適応型 F I Rフィル夕と同等の値となる特性を満足する。再生信号を歪みなく処理するためには F I Rフィルタ 1 0 8の群遅延はフラットであることが望ましく、また記録条件によって発生する光ビーム走行方向の非線形な歪みに影響されないために、 F I Rフィルタ 1 0 8は、対称なタップ係数を有することが望ましい。拘束条件（対称なタップ係数）に起因して、 F I Rフィルタ 1 0 8の 5つのタップ係数（k_G、 kい k₂、 k₃、 k₄) は 3つのタップ係数（k₀、 k₂) になる。

タップ係数の自由度を 5個から 3個にして、拘束条件を満たす F I Rフィルタ 1 0 8のフィルタ特性を Z平面上に展開すると、半径が rと 1/rの位置に角度 Sで複素共役解が配置される（図 6参照）。 Z平面上での解をひ、 οΤ 、 β、 β，とすると、 α、ひ ' 、 β、 β, は、式 1 0で表される。

(式 1 0) a,a'= r(cos0 ± jsmd)

β,β'=-( ο^θ±； βΐηθ )

r

F I Rフィルタ 1 08の機能は、式 1 1で定義される。

(式 1 1)

Z⁴ (1 - αζ— ¹ ) (1 - βζ— ¹ ) (1 - α' ζ— ¹ )(1-β' ζ— ¹ )

式 1 0および式 1 1に基づいて、 F I Rフィル夕 1 08のタップ係数が算出される（式 1 2参照）。

(式 12)

2(- + r)cos6

= k₃ = ^r- ^

2 + 2(- + r)cos6 + 4cos²6 + r²+"^

4cos²6 + r² +—

レ r

²一 1 1

2 + 2(- + r)cos6 + 4cos² θ + r² +— ここで、周波数 OH zのゲインは 1である。なお、再生装置 100のゲインは可変ゲインアンプ 106によって補正されるので、周波数 0 Hzのゲインを 1にしても問題はない。

上記の拘束条件によって F I Rフィルタ 108のタップ係数は、 2つの変数 (r、 Θ) で表すことができ、自由度を 2に減らすことが可能となる。

図 7は、 F I Rフィルタ 108のフィルタ特性と DMS AMの値との関係を示す。横軸は値 rを示し、縦軸は、値 0を示す。再生装置 100の NAは 0. 85、光ビームの波長は 405 nmである。

0と rとの対応に所定の関係が成立する領域で DMS AMの値が最小となっており、 DMSAMの値が最小である場合に、再生の条件として最適な F I Rフィル夕が構成されている。この時の DM SAMの値は 7. 9%であり、従来の LM S法に従った F I Rフィルタでは 8. 2%となった。

すなわち、本発明の実施の形態 1の F I Rフィルタ 108は、従来の F I Rフィル夕よりもフィル夕特性は良好である。このことは、従来の F I Rフィル夕が全てのパターンで再生レベルを所望の値にするように適応処理するのに対し、 F I Rフィルタ 108は DMS AMの値が最小となるようにフィルタの特性を変化させていることに起因する。従来、全ての再生レベルが所望の値になるように再生時の F I Rフィル夕の特性を設定するのに対して、本発明の実施の形態 1では、ユークリツド £巨離が最も短いパターン（すなわち最もエラーを起こしやすいパ夕ーン）だけを検出して、このパターンの再生信号が所望の値になるように F I R フィル夕 108の特性を調整する。すなわち、本発明の実施の形態 1では、エラ一を起こしやすいパターンのみに F I Rフィルタ 108の特性を最適化するので、よりエラーの少ない再生系を実現することができる。

0 = 0の場合でも、値 rを最適に制御すれば、 DMSAMが最小となる。従つて、 0 = 0として値 rのみを制御することによって、 F I Rフィルタの特性を十分な再生特性に設定できる（図 7参照）。 6> = 0としたときのタップ係数は、 (式 13) によって表される。

(式 13)

4 + 1r² +4

以上のように、本発明の実施の形態 1の再生装置 100では、値 rのみ制御することによって、 F I Rフィルタ 108の特性を決定できる。また、 F I Rフィルタ 108の自由度を大きく制限しているにも関わらず、十分に低い DMSAM が実現できる。なお、値 rは、 DMSAMの値が 9%以下となる 0. 21≤r≤ 0. 27の範囲とすることが、より望ましい（図 7参照）。

図 8は、 F I Rフィルタ 108の周波数特性を示す。

横軸は、 F I Rフィルタ 108の規格化周波数を示す。 F I Rフィル夕のクロック周波数の 1 2を 1で表している。縦軸は、振幅 [ d B ] を示す。

値 rを制限することで F I Rフィルタの特性の変化範囲を狭い範囲に抑えることができる。再生装置 1 0 0によれば、 0 . 2 1≤r≤0 . 2 7を満たすように係数制御器 1 1 2がタップ係数を制御することによって、 DM S AMの値が最小となる。

上述したように、値 rの制御範囲が制限されているために F I Rフィルタ 1 0 8の特性も大きく変化しない。従って、欠陥などに対して安定な動作が可能となる。 F I Rフィルタ 1 0 8の特性可変範囲を狭い領域に制限しながら、従来の F I Rフィル夕よりも良好な特性の DM S AM値が得られる。これにより、本発明の実施の形態 1の再生装置 1 0 0によれば、一定の特性が求められる記録媒体の信号品質の評価も可能となる。

なお、本発明の実施の形態 1では、 0 = 0、 0 . 2 1≤ r≤0 . 2 7の範囲で係数制御器 1 1 2が夕ップ係数を制御し、 D M S AMの値が最小値を含む範囲に F I Rフィルタ 1 0 8の特性を制限する例を説明したが、 0 = 0に限定されない。値 rを変化させ、値 rが変化された範囲内に DM S AMの最小値が含まれるのであれば任意の値の Θに対して、 DM S AMの最小値を含む値 rを選択可能である。この範囲で係数制御器 1 1 2が rの値を制限することによって、 F I Rフィルタの特性可変範囲を狭い領域に制限しながら最小の DM S AM値が得られ、最適にデータを再生できる。

以上、図 1〜図 8を参照して、本発明の実施の形態 1の再生装置 1 0 0を説明した。

(実施の形態 2 )

本発明の実施の形態 1では、群遅延が一定でかつ対象なフィルタ係数を有する F I Rフィルタ 1 0 8において、 DM S AMの値が DM S AMの最適値を含むように、予め決められた範囲内で F I Rフィルタ 1 0 8のフィルタ係数を制御した。一方、本発明の実施の形態 2では、 F I Rフィル夕のフィルタ係数の制御範囲を従来の LMS法によって制御すると共にフィル夕係数の制御範囲を事前に決められた範囲に制限する。

図 9は、本発明の実施の形態 2の再生装置 200の構成を示す。図 9において、図 1に示される再生装置 100と同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その説明を省略する。

再生装置 200は、光ディスク 101を揷入可能に構成されている。再生装置 200は、 P I Nダイオード 102と、プリアンプ 103と、ハイパスフィルタ 104と、バタヮ一ス口一パスフィルタ 105と、評価装置 250とを含む。評価装置 250は、可変ゲインアンプ 106と、 A/Dコンバータ 107と、 F I Rフィルタ 901と、 PLL 109と、ビタビ復号器 110と、 DMSAM 検出器 111と、 LMS制御器 902と、タップ係数制限器 903とを含む。図 10は、 F I Rフィルタ 901の構成を示す。

F I Rフィル夕 901は、 5個のタップを有する。 F I Rフィルタ 901の 5 つのタップは、タップ係数（k。、 k_x, k₂、 k₃、 k₄) を有する。

図 9および図 10を参照して、 F I Rフィルタ 901の動作を詳細に説明する。

LMS制御器 902は、 DM SAM検出器 111が検出する DM S AM値を最小にするように、 LMS法によって、 F I Rフィルタ 901のタップ係数（k₀、 k _x k₂、 k₃、 k₄) を制御する。つまり、 LMS制御器 902は、 F I Rフィル夕 901のタップ係数（k。、 k₂、 k₃、 k₄) を逐次更新する。

LMS制御器 902は、適切に F I Rフィルタ 901のタツプ係数を制御し、

DMS AM値が最小となるように夕ップ係数を決定する。予め適切な状態で信号の再生を行うことによって、 F I Rフィルタ 901の出力が適切に収束するように、タップ係数（k。、 kい k₂、 k₃、 k₄) を決定できる。

本発明の実施の形態 2では、ドライブの動作時に想定されるストレス状態で再生された信号を F I Rフィルタ 901に予め与えてタップ係数（ko、 kい k₂、 k₃、 k₄) の範囲を求める。例えば、ストレスは、ドライブの動作時に発生するデフォーカスおよびディスクの傾き球面収差の変動である。さらに、記録時のパワー変化およびストラテジの変動もストレスである。

ストレス状態で再生された信号に対して、予め L M S制御器 9 0 2を動作させタップ係数（k。、 k ₂、 k ₃、 k ₄) の制御範囲を求めておく。ドライブの設計時の事前実験によって、タップ係数の制御範囲を簡単に決定できる。タップ係数制限器 9 0 3は、事前実験によって決定されたタップ係数の制御範囲でタツプ係数（k。、 kい k ₂、 k ₃、 k ₄) を制限する。したがって、 F I Rフィル夕 9 0 1のフィル夕特性は予め設計段階で想定した変動範囲から大きく変化しない。その結果、再生装置 2 0 0は、欠陥などに対して安定に動作できる。

本発明の実施の形態 2の再生装置 2 0 0は、再生装置 1 0 0と同様に、 F I R フィルタ 9 0 1のフィル夕特性可変範囲を所定の範囲に制限しながら、 DM S A Mの最適値を得ることができる。従って、本発明の実施の形態 2の再生装置 2 0 0は、信号品質の評価できる。

以上、図 1〜図 1 0を参照して、本発明の実施の形態 1および実施の形態 2を説明した。

例えば、図 1および図 9を参照して説明した例では、評価装置 1 5 0または評価装置 2 5 0が「デジタルフィルタを備えた評価装置」に対応し、 F I Rフィル夕 1 0 8または F I Rフィルタ 9 0 1が「タップ係数に応じて信号をフィルタリングするフィルタ」に対応し、 DM S AM検出器 1 1 1が「フィル夕リングされた信号に基づいて、信号の品質を評価するための指標を検出する検出手段」に対応し、係数制御器 1 1 2または L M S制御器 9 0 2およびタップ係数制限器 9 0 3が「検出された指標の値が指標の最適値を含むように、予め決められた範囲内でデジタルフィル夕のタップ係数を制御する制御手段」に対応する。

しかし、本発明の光ディスク装置が図 1に示されるものに限定されるわけではない。上述した各手段の機能が達成される限りは、任意の構成を有する光ディスク装置が本発明の範囲内に含まれ得る。例えば、信号の品質を評価するための指標は、 DMSAMに限らない。指標によって、信号の品質を評価しえる限りは、他の指標でよい。他の指標は、例えば、 SAM (S euenc e d Amp l i t ud e Ma r g i n) および S AM E R (S eu enc e d Am p l i t ud e Ma r g i n E r r o r) である。

SAMは、ビタビ復号器中の選択パスのメトリックと非選択/ スのメトリックとの差（メトリック差）を表す。 SAMの値が大きければ大きいほど、再生信号は良質である。

SAMERは、ビタビ復号器中の選択パスのメトリックと非還択パスのメトリックとの差（メトリック差）が予め設定した閾値以下となるメ卜リック差の個数を表す。 SAMERの値が小さければ小さいほど、再生信号が良質である。

指標が SAMである場合には、例えば、再生装置 100は、 DMSAM検出器 111に加えて、または DM SAM検出器 111に替えて、 S ^M検出器を備える。 SAM検出器は、ビタビ復号器中の選択パスのメトリックと非選択パスのメトリックとの差を検出する。

指標が SAMERである場合には、例えば、再生装置 100ま、 DMSAM検出器 11 1に加えて、または DMS AM検出器 1 11に替えて、 SAMER検出器を備える。 SAMER検出器は、ビタビ復号器中の選択パスのメトリックと非選択パスのメトリックとの差を検出し、検出結果が予め設定した閾値以下になる差の個数をカウントする。

なお、従来の再生信号品質評価装置 400は、再生信号の振幅が予め決められた一定のレベルになるように、再生信号の振幅を制御する。しかし、この制御は、必ずしも、 DMSAMを最小にするための振幅の制御ではな。

本発明の実施の形態 1の再生装置 100は、例えば、 DMSAM値が DMSA Mの最適値に近づくように再生信号の振幅を制御してもよい。

以下、図 1、図 4および図 9を参照して、本発明の実施の形態の再生装置 10 0および再生装置 200が、 DMSAM値が最小となるように再生信号の振幅を制御する例を説明する。

DMSAM検出器 111は、 DMSAMVの分散である DMSAMを演算する分散演算器と、 D M S AM Vの平均値と d _m； _nとの差を演算する平均値の目標誤差演算器 405とを含む。

平均値の目標差演算器 405は、 DMSAMVの平均値と d_minとの差を検出する。平均値の目標差演算器 405は、検出された差（誤差）を示す誤差信号を可変ゲインアンプ 106に出力する。可変ゲインアンプ 106は、 DM SAM値が DMSAMの最適値に近づくように再生信号の振幅を制御する。例えば、可変ゲインアンプ 106は、 DMSAMVの平均値が d_{mi n}に近づくように、再生信号の振幅を制御する。従って、 DM SAM Vの平均値は d_minに一致するようになるために、従来の振幅制御よりも、 DMSAMが最 ]、になるように振幅制御できる。本発明の振幅制御は、従来の振幅制御よりも 1 %程度 DM SAM値を改善する。

図 1および図 4を参照して説明したように、本発明の実施の形態 1の再生装置 100が、 DMSAM値が最小となるように再生信号の振幅を制御する例では、 DMSAM検出器のからの平均値の差に基づいて、再生信号の振幅を制御しているが, 再生信号の振幅の制御例は、これに限定されない。再生信号の振幅の制御は、再生信号自身による AGC処理、または A/D変換後のサンプリング点にデジタル的に係数を掛けて振幅を揃えることによって実現可能である。

さらに、図 1および図 9に示される実施の形態で説明した各手段は、ハードウエアによって実現されてもよいし、ソフトウエアによって実現されてもよいし、ハードウェアとソフトウエアとによって実現されてもよい。ハードウェアによつて実現される場合でも、ソフトウェアによって実現される場合でも、ハードゥエァとソフトウェアとによって実現される場合でも、本発明の評価処理が実行され得る。本発明の評価処理は、「信号をデジタルフィルタのタップ係数に応じてフィル夕リングするステップ」と、「フィルタリングされた信号に基づいて、信号の品質を評価するための指標を検出するステップ」と、「検出された指標が指標の最適値を含むように、予め決められた範囲内でデジタルフィル夕の夕ップ係数を制御するステップ」とを含む。本発明の評価処理は、上述した各ステップを実行し得る限り、任意の手順を有し得る。

本発明の評価装置には、評価装置の機能を実行させるための評価処理プロダラムが格納されていてもよい。

評価処理プログラムは、コンピュータの出荷時に、評価装置に含まれる格納手段に予め格納されていてもよい。あるい tま、コンピュータの出荷後に、アクセス処理を格納手段に格納するようにしてもよい。例えば、ユーザがインターネット上の特定のウェブサイトから評価処理を有料または無料でダウンロードし、そのダウンロードされたプログラムをコンピュータにインス] ルするようにしてもよい。評価処理がフレキシブルディスク、 C D— R OM、 D V D— R OMなどのコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されている場合には、入力装置を用いて評価処理をコンピュータにインス 1 ルするようにしてもよい。インストールされた評価処理は、格納手段に格納される。

なお、以下の項目 1および項目 2も、本発明の範囲である。

項目 1 . 信号の品質を評価する評価装置であって、

前記信号を最尤復号し、前記最尤復号の結果を示す 2値化信号を生成する最尤復号手段と、

前記信号と前記 2値化信号とに基づいて、前記信号の品質を評価するための指標を検出する検出手段と、

前記検出された指標の値が前記指標の最適値に近づくように、前記信号の振幅を制御する振幅制御手段と

を備えた評価装置。

20 項目 2 . 信号の品質を評価する評価方法であって、

前記信号を最尤復号し、前記最尤復号の結果を示す 2値化信号を生成するステップと、

前記信号と前記 2値化信号とに基づいて、前記信号の品質を評価するための指標を検出するステップと、

前記検出された指標の値が前記旨標の最適値に近づくように、前記信号の振幅を制御するステップと I

を包含する評価方法。

以上のように、本発明の好ましい実施形態を用いて本発明を例示してきたが、本発明は、この実施形態に限定して解釈されるべきものではない。本発明は、特許請求の範囲によってのみその範困が解釈されるべきであることが理解される。当業者は、本発明の具体的な好ましい実施形態の記載から、本発明の記載おょぴ技術常識に基づいて等価な範囲を実施することができることが理解される。本明細書において引用した特許、特許願および文献は、その内容自体が具体的に本明細書に記載されているのと同様にその内容が本明細書に対する参考として援用されるべきであることが理解される。産業上の利用可能性

本発明の評価装置および評価方 ¾によれば、 F I Rフィル夕の特性を大きく変化させずに、従来の L M Sを用いた適応等ィヒフィルタによって復号された場合と同程度まで、 D M S AM値を最小ィ匕することができる。

本発明によれば、ビタビ復号を佇う前処理である信号等化器の特性を決められた一定の範囲で制限をすることが可能となり、従来用いることができなかった記録媒体の信号評価に D M S AMを用いることができる。また、本発明の再生装置では、信号等化器の適応の範囲を一定に制限することが可能となるので、記録媒体の欠陥等で信号が欠落した場合でも安定な復調系を構成することができる。

Claims

請求の範囲

1 . デジタルフィレタを備えた評価装置であって、

前記デジタルフィル夕は、前記デジタルフィル夕のタップ係数に応じて信号をフィルタリングし、

前記評価装置は、

前記フィルタリングされた信号に基づいて、前記信号の品質を評価するための指標を検出する検出手段と、

前記検出された指標の値が前記指標の最適値を含むように、予め決められた範囲内で前記デジタ^)レフィル夕の前記夕ップ係数を制御する制御手段と

をさらに備えた評価装置。

2 . 前記デジタルフィル夕は、複数のタップを含み、

前記制御手段は、前記複数の夕ップが有する複数の夕ップ係数が対称性を有するように、前記複数のタップ係数を制御する、請求項 1に記載の評価装置。

3 . 前記評価装置は、前記フィルタリングされた信号を最尤復号し、前記最尤復号の結果を示す 2値ィ匕信号を生成する最尤復号手段をさらに備え、

前記検出手段は、前記フィルタリングされた信号と前記 2値化信号とに基づいて、前記指標を検出し、

前記デジタルフィル夕は、第 1夕ップと第 2夕ップと第 3夕ップと第 4夕ップと第 5タップとを含み、

前記制御手段は、 (式 14)

(式 15)

(式 16)

に従って、前記第 1タップのタップ係数 k。と、前記第 2タップのタツプ係数と、前記第 3タップのタップ係数 k₂と、前記第 4タップのタップ係数 k₃と、前記第 5タツプのタップ係数 k ₄とを制御し、

ここで、 rは、前記デジタルフィルタの周波数特性を示す、請求項 1に記載の評価装置。

4. 0. 2 1≤ r≤0. 2 7である、請求項 1に記載の評価装置。

5. 信号をデジタルフィルタのタップ係数に応じてフィルタリングするステップと、

前記フィルタリングされた信号に基づいて、前記信号の品質を評価するための指標を検出するステップと、

前記検出された指標が前記指標の最適値を含むように、予め決められた範囲内で前記デ、ジタルフィル夕の前記夕ップ係数を制御するステツプとを包含する評価方法。