WO2004036155A1 - Messeinrichtung zur bestimmung von schichtdicken - Google Patents

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WO2004036155A1
WO2004036155A1 PCT/AT2003/000310 AT0300310W WO2004036155A1 WO 2004036155 A1 WO2004036155 A1 WO 2004036155A1 AT 0300310 W AT0300310 W AT 0300310W WO 2004036155 A1 WO2004036155 A1 WO 2004036155A1
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WO
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signal
partial sequence
measuring device
correlation
received signal
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PCT/AT2003/000310
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English (en)
French (fr)
Inventor
Richard Gasteiger
Original Assignee
Di Roman Markowski & Partner Keg
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F23/00—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm
    • G01F23/22—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water
    • G01F23/28—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring the variations of parameters of electromagnetic or acoustic waves applied directly to the liquid or fluent solid material
    • G01F23/296—Acoustic waves
    • G01F23/2962—Measuring transit time of reflected waves

Definitions

  • the present invention relates to a measuring device for determining layer thicknesses, in particular snow depths, with a transmission signal modulator for generating a transmission signal by modulating a useful signal on a, in particular sinusoidal, carrier signal and with at least one transmitter for transmitting the transmission signal generated by the transmission signal modulator and with at least one receiver for receiving a received signal and with at least one demodulator for processing the received signal.
  • Generic measuring devices are known in the prior art. They are based on different types of wave propagation. Modulated transmission signals are used particularly frequently in sound or ultrasound measuring devices or in radar technology. With this form of distance measurement, it is a general problem that the received signal contains numerous interferences which hinder the extraction of the actually desired information. Examples of such interference are a more or less random noise as well as undesired edge reflections, multiple or the like. In addition, in the case of small layer thicknesses, reflections are also often superimposed at adjacent layer boundaries, such superimposed signals usually not being able to be evaluated or being difficult to evaluate without appropriate preparation.
  • the present invention is therefore to provide a generic measuring device in which the evaluation of the measured received signals is further improved.
  • the demodulator has an analysis device which, from the received signal, has a first partial sequence and a preferably generated orthogonal, second partial sequence, and has a correlator for separately calculating a first correlation function from the first partial sequence of the received signal and a predeterminable correlation signal and a second correlation function from the second partial sequence of the received signal and the predefinable correlation signal.
  • the received signal is therefore not itself correlated with a correlation function, however obtained, but is split up beforehand into two partial sequences, which are then correlated separately from one another with the predefinable correlation signal.
  • the folding integral known from the prior art or the discrete folding sum can be used to calculate the individual correlation functions.
  • the measuring device can be based on electromagnetic wave propagation, for example radar, but also preferably on the propagation of sound or ultrasonic waves.
  • the transmitter is a sound transmitter, preferably an ultrasound transmitter
  • the receiver is a sound receiver, preferably an ultrasound receiver, the frequency of the carrier signal preferably being between 10 and 150 kHz.
  • Such measuring devices are particularly favorable for measuring snow depths and for determining the layering of snow, the carrier signal, for example, having a frequency of approximately 21 kHz.
  • the received signal In principle, it is favorable to split the received signal into two partial sequences that are linearly independent of one another. However, it is preferred to split into a first and a second partial sequence with respect to an orthogonal basis.
  • An example of this provides that the first partial sequence is the cosine component of the received signal and the second partial sequence is the sine component of the received signal.
  • the analysis device sampling the first partial sequence of the received signal by synchronously sampling the carrier signal
  • the received signal and the second partial sequence of the received signal are determined by sampling the received signal that is phase-shifted by% period of the carrier signal and synchronized with the carrier signal. In order to improve noise signal suppression, it can make sense to increase the number of sampling points per partial sequence.
  • phase shift described should be retained during the scanning between the first and second partial sequences.
  • a first and a second partial sequence are generated by Fourier transformation or the like in the frequency domain.
  • the useful signal can be freely specified, the measuring device having an analog or digital useful signal generator for specifying or generating the useful signal.
  • the useful signal has a unique autocorrelation function, preferably a barker code or a random sequence.
  • a clear autocorrelation function of the useful signal results in a particularly good isolation of the individual reflections when calculating the two correlation functions, which significantly improves the evaluability of the received signal.
  • a further improvement in the evaluability of the first and second correlation functions can result by calculating a common amount or amount square function from these two correlation functions.
  • the measuring device has an amount formation device connected downstream of the demodulator, which device calculates a common amount or amount square function from the first and the second correlation function.
  • a favorable method provides that a first partial sequence and a second partial sequence are generated from the received signal, and a first correlation function from the first partial sequence and the predeterminable correlation signal and a second correlation function from the second Partial sequence and the predeterminable correlation signal is calculated. It is furthermore advantageous if the received signal is sampled to generate the first partial sequence with sampling clocks synchronous with the carrier signal and for generating the second partial sequence with sampling clocks phase-shifted by a ⁇ A carrier signal period and synchronous with the carrier signal.
  • Fig. 1 is a schematic measurement situation in which the invention
  • Measuring device is designed as an ultrasonic snow height measuring device
  • FIG. 3 shows a flow chart further broken down compared to FIG. 2 for processing the received signals
  • Fig. 1 shows schematically a simple measurement situation.
  • the aim of the measurement is to determine the spatial position of the layer boundary 5 and top edge 6 of the terrain hidden under the upper snow edge 4.
  • a measurement is carried out with the measuring device 1 according to the invention, which is designed as an ultrasonic measuring device.
  • the transmitter 2 emits the transmission signal 8 in the direction of the upper snow edge 4.
  • the receiver 3 records the sound inserts or echoes arriving at it after different running times, depending on the time elapsed since the transmission signal was transmitted.
  • the received signal or echo 9 registered in this way is the transmitted pulse or the transmitted signal 8 which is delayed and weakened in accordance with the distance.
  • the received signal 9 exposes itself, as is shown in simplified form on the basis of the different beam paths 7a to 7d a superimposition of several individual signals or reflections together, the phase positions of the individual echoes or reflections being unpredictable, since they depend, inter alia, on the distances of the reflectors 4, 5 and 6 and on the arrangement of the transmitter 2 of the receiver 3 are dependent.
  • the individual echoes and reflections in the received signal 9 are also superimposed on various interference signals and a mostly device-related noise.
  • transmitters 2 Various ultrasound transmitters known in the prior art or speakers operating in other frequency ranges can be considered as transmitters 2.
  • the prior art offers a similarly large selection option for the receiver 3, which is advantageously designed as an ultrasonic sensor.
  • the choice of the frequency range of the transmit and receive signal depends, among other things, on the physical properties of the object to be examined.
  • preferred frequencies of the carrier signal are between 10 and 150 kHz.
  • the method implemented in the form of the measuring device 1 is fundamentally based on the method of correlation reception known from radar technology.
  • the exemplary embodiment shown is an application of the invention in acoustics.
  • a special send pulse or ultrasound pulse is emitted in the form of the transmit signal 8 and its echoes or reflections at the layer boundaries to be explored are received.
  • the pulse consists of an acoustic carrier signal modulated with a special envelope or the useful signal 22.
  • the phase position of the carrier signal is usually not of interest, but only the special form of the pulse or useful signal 22, which forms the envelope of a high-frequency carrier signal.
  • the phase position is of crucial importance because, in the case of superimposed echoes or reflections, the random phase position of the carrier signal can amplify and cancel out, which can distort the pulse shape of the received signal and prevent the reflections or echoes from being filtered out .
  • the method implemented in the form of the measuring device according to the invention takes this difficulty into account. It is achieved that the unpredictable phase position when the individual echoes or reflections are superimposed no longer has a negative influence on the evaluability.
  • the method according to the invention uses the method of optimal filtering or that of the matched (adaptive) filter (matched filter). In addition, the influence of the random phase position of the echo pulses or reflections is largely eliminated by suitable further method steps.
  • a digital useful signal generator 29 first generates a preferably freely definable useful signal 22 which is transmitted from the digital transmit signal modulator 16 to a preferably sinusoidal carrier signal is modulated. This is followed by a digital-to-analog conversion in the D / A converter 13 and, if appropriate, an analog pulse shaping in the pulse shaper filter 12. The transmission signal thus generated is then amplified in the power amplifier 10 and emitted by the transmitter 2.
  • the arrangement of the components 29, 16, 13 and 12 shows only one possibility of transmitting signal generation. In a departure from this, both the useful signal generator 29 and the transmission signal modulator 16 can be designed in an analog manner.
  • the pulse shape filter 12 can also be digitally integrated into the useful signal generator 29 or can be omitted entirely.
  • the reception signal 9 composed of various individual reflections or echoes is registered by the receiver 3, it is fed to a preferably controllable reception amplifier 11 via an optionally available pulse shape filter 30.
  • the pulse shape filter 30 can be used to suppress interference signals by filtering out previously adjustable frequency bands from the signal and / or by using a frequency response. It can be arranged either in front of or behind the reception amplifier 11.
  • This amplifier 11 amplifies the received signal preferably with a time-variant amplification function, which serves to compensate for the decrease in the intensity of the echo pulses or reflections with increasing transit time and thus distance of the reflectors.
  • the received signal 9 is then processed in the demodulator 15.
  • first partial sequence 18 and a second partial sequence 19 from the received signal 9 serves. Following the formation of these two partial sequences, these are correlated separately from one another in the correlator device 17 with a predeterminable correlation signal. In the subsequent amount formation device 20, an amount or amount square function 21 is calculated from the first and second correlation functions generated in this way. The reception signal is then advantageously evaluated using the amount or amount square function 21 calculated in this way. In a simplified form the evaluation can also be based on the first and second
  • the analysis device 14 preferably consists of two separate analog-digital converters 14a and 14b. These serve to generate the first partial sequence 18 and the second partial sequence 19 separately.
  • the received signal 9 is sampled or demodulated with two sampling clocks 23 and 24 which are synchronous with the carrier signal, in order to be independent of the random phase position of the reflections become. In the exemplary embodiment shown in FIG. 3, this sampling takes place separately from one another in the two separate analog-digital converters 14a and 14b.
  • sampling clocks are phase-shifted from one another by V * carrier period, so that the sampling clock 24 scans or demodulates the first partial sequence 18, which corresponds to the cosine component of the received signal 9, and the sampling clock 23, the second partial sequence 19, which corresponds to the sine component of the received signal 9 becomes.
  • An improvement in the suppression of interference signals - as described further above - is achieved by multiple sampling per period of the carrier signal.
  • the described type of scanning in the analog-digital converters 14a and 14b generates two partial sequences which are orthogonal to one another and which are subsequently correlated separately from one another in the correlation devices 17a and 17b (shown in FIG. 2 as correlation device 17) with a predefinable correlation signal.
  • the correlation in the correlator 17a results in a first correlation function 27 based on the first partial sequence 18.
  • the correlator 17b calculates the second correlation function 28 from the second partial sequence 19 or the sine component of the received signal 9.
  • the calculation of the correlation functions 27 and 28 is preferably carried out with the folding integral known from the prior art.
  • the correlator devices 17a and 17b generate so-called peaks at the times at which the predefinable correlation signal occurs in the partial sequences of the received signal 9.
  • the cosine component as well as the sine component of the received signal are therefore searched separately for the occurrence of the predefinable correlation signal.
  • the first and second correlation functions are calculated using the following calculation rule (convolution integral).
  • this has the following form for each partial sequence:
  • x (t) is the input signal of the filter and thus the first or the second partial sequence.
  • y (t) is the output signal of the filter and thus the calculated first or second
  • h (t) is the impulse response of the correlation signal and is also time-limited.
  • the filter output signal y (t) results from the continuous convolution integral (convolution) of the input signal x (t) with the impulse response h (t). Because of the finite duration of h (t), the convolution integral only needs to be carried out between the limits t -T m and t.
  • the discrete-time representation per partial sequence is used in the digital calculation of the first and second correlation functions.
  • x t is the time-discrete input signal of the filter (first or second partial sequence) and y t is the time-discrete output signal of the filter (calculated first or second correlation function).
  • the time-discrete filter output signal y t results here from the discrete convolution sum (convolution) of the input signal x t with the impulse response h t. Because of the finite duration of h t , the convolution sum need only be carried out between the limits t-T m and t. In the discrete-time representation, the calculation rule is:
  • t, ⁇ , T m have the meaning of integer indices, which characterize discrete points in time.
  • the useful signal 22 or the transmission signal 8 is first considered.
  • the influences of the radiation or Reception characteristics of the transmitter and receiver, the dispersion and the attenuation which the transmission signal 8 experiences on its path from the transmitter 2 through the individual layer packets to the receiver 3 are not taken into account.
  • the influencing factors mentioned can result in a considerable deformation of the transmission signal 8 regardless of the reflections actually to be evaluated at the layer boundaries.
  • an optimal filtering or a filtering with an adapted (adaptive) filter (matched filter) is carried out by different influences to be taken into account on the transmission signal 8 already in the Predeterminable correlation signal are taken into account.
  • the measuring device having a, preferably adaptive, filter for calculating the predefinable correlation signal from the useful signal or the transmission signal and a calculated filter function or one determined by calibration measurement to take into account influencing factors such as signal attenuation, dispersion, radiation or reception characteristics of the transmitter or receiver or the like having. Which of the influencing variables mentioned must be taken into account when calculating the, preferably adaptive, filter depends on the particular medium to be examined.
  • the filter properties can be determined both by appropriate calibration measurement and by calculation based on known material parameters.
  • the amount-based filter response or the amount square 21 is formed in the amount-forming device 20. This is fed as a result of further processing.
  • the transmission signal 8 consists of a sinusoidal carrier signal (not explicitly shown) which is modulated with a predefinable useful signal 22.
  • This useful signal 22, which is present, for example, as a bark code, is particularly well suited for optimal filtering or for correlation reception and has a clear autocorrelation function.
  • An example of a useful signal and a transmission signal 8 obtained therefrom by modulation is shown in FIG. 4.
  • FIG. 6 shows a first partial sequence 18 obtained from an actually measured received signal 8 by the explained procedure. This is overlaid with strong noise and contains four superimposed echoes 25 and an isolated echo 26. For comparison, the useful signal 22 is also shown in FIG. 6 which was used for this measurement.
  • the result shown in FIG. 7 results.
  • the four superimposed echoes can be clearly determined separately from one another by the peaks 25a-d and the isolated echo 26 by the single peak 26a.
  • the temporal assignment of these individual peaks 25a to d and 26a results in the transit times of the signals, which can be converted into the layer thicknesses and thus the position of the reflectors, knowing the speed of propagation of the waves in the medium to be examined (eg snow).
  • the invention is not limited to the exemplary embodiment of a snow depth measuring device shown.
  • the method according to the invention can generally be used in acoustic or ultrasonic distance and echo strength measurement, especially when multiple reflectors occur in air, water (sonar), in biological tissues (sonography) or in other gaseous, liquid or solid materials be used.
  • an array of transmitters with appropriate phase control of the individual transmitters present in the array can be used to achieve bundled or directional radiation.

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Abstract

Messeinrichtung (1) zur Bestimmung von Schichtdicken, insbesondere von Schneehöhen, mit einem Sendesignalmodulator (16) zum Generieren eines Sendesignals (8) durch Modulation eines Nutzsignals (22) auf ein, insbesondere sinusförmiges, Trägersignal und mit mindestens einem Sender (2) zum Aussenden des vom Sendesignalmodulator (16) generierten Sendesignals (8) sowie mit mindestens einem Empfänger (3) zur Aufnahme eines Empfangssignals (9) und mit mindestens einem Demodulator (15) zur Verarbeitung des Empfangssignals, wobei der Demodulator (15) eine Analyseeinrichtung (14), welche aus dem Empfangssignal (9) eine erste Teilfolge (18) und eine, vorzugsweise hierzu orthogonale, zweite Teilfolge (19) erzeugt, sowie eine Korrelatoreinrichtung (17a, b) zur getrennten Berechnung einer ersten Korrelationsfunktion (27) aus der ersten Teilfolge (18) des Empfangssignals (9) und einem vorgebbaren Korrelationssignal sowie einer zweiten Korrelationsfunktion (28) aus der zweiten Teilfolge (19) des Empfangssignals (9) und dem vorgebbaren Korrelationssignal aufweist.

Description

Messeinrichtung zur Bestimmung von Schichtdicken
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Meßeinrichtung zur Bestimmung von Schichtdicken, insbesondere von Schneehöhen, mit einem Sendesignalmodulator zum Generieren eines Sendesignals durch Modulation eines Nutzsignals auf ein, insbesondere sinusförmiges, Trägersignal und mit mindestens einem Sender zum Aussenden des vom Sendesignalmodulator generierten Sendesignals sowie mit mindestens einem Empfänger zur Aufnahme eines Empfangssignals und mit mindestens einem Demodulator zur Verarbeitung des Empfangssignals.
Gattungsgemäße Meßeinrichtungen sind beim Stand der Technik bekannt. Sie basieren auf verschiedenen Arten der Wellenausbreitung. Besonders häufig werden modulierte Sendesignale bei Schall- oder Ultraschallmeßgeräten oder in der Radartechnik verwendet. Bei dieser Form der Abstandsmessung ist es ein generelles Problem, daß im Empfangssignal zahlreiche Störeinflüsse, welche die Extraktion der eigentlich gewünschten Information behindern, enthalten sind. Beispiele für solche Störeinflüsse sind ein mehr oder minder zufälliges Rauschen sowie ungewünschte Randreflektionen, Multiple oder dergleichen. Darüber hinaus kommt es bei geringen Schichtdicken auch häufig zu einer Überlagerung von Reflektionen an benachbarten Schichtgrenzen, wobei solch überlagerte Signale ohne entsprechende Aufbereitung meist nicht oder nur schwer auswertbar sind.
Beim Stand der Technik ist es bereits bekannt, das Empfangssignal zur Verbesserung seiner Auswertbarkeit mit einem wie auch immer gewonnenen bzw. abgeschätzten, vorgegebenen Signal zu korrelieren. Hierdurch wird im allgemeinen zwar eine Kompression (zeitliche Verkürzung) der einzelnen Reflektionseinsätze erreicht. Die so aufbereiteten Empfangssignale sind jedoch oft immer noch nicht in der gewünschten Weise auswertbar.
Aufgabe der . vorliegenden Erfindung ist es somit, eine gattungsgemäße Meßeinrichtung zu schaffen, bei der die Auswertung der gemessenen Empfangssignale noch weiter verbessert ist.
Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß der Demodulator eine Analyseeinrichtung, welche aus dem Empfangssignal eine erste Teilfolge und eine, vorzugsweise hierzu orthogonale, zweite Teilfolge erzeugt, sowie eine Korrelatoreinrichtung zur getrennten Berechnung einer ersten Korrelationsfunktion aus der ersten Teilfolge des Empfangssignals und einem vorgebbaren Korrelationssignal sowie einer zweiten Korrelationsfunktion aus der zweiten Teilfolge des Empfangssignals und dem vorgebbaren Korrelationssignal aufweist.
Erfindungsgemäß wird somit das Empfangssignal nicht selbst mit einer wie auch immer gewonnen Korrelationsfunktion korreliert sondern vorab in zwei Teilfolgen zerlegt, welche dann getrennt voneinander mit dem vorgebbaren Korrelationssignal korreliert werden. Zur Berechnung der einzelnen Korrelationsfunktionen kann hierbei zum Beispiel das beim Stand der Technik bekannte Faltungsintegral bzw. die diskrete Faltungssumme verwendet werden. Durch die Aufteilung des Empfangssignals in zwei Teilfolgen und die anschließend getrennte Berechnung der Korrelationsfunktionen können die an verschiedenen Schichtgrenzen entstandenen Reflektionen bzw. Echos so aus Umgebungsgeräuschen, Rauschen und sonstigen Störsignalen im Empfangssignal herausgefiltert werden, daß diese Störeinflüsse weitestgehend keinen Einfluß mehr haben und die genaue zeitliche Lage der Reflektionen bzw. Echoimpulse ermittelt werden kann. Zusätzlich können durch mehrfache Reflektionen an dünnen Schichten entstandene Überlagerungen im reflektierten Signal wieder getrennt und als Einzelechos identifiziert werden. Erfindungsgemäß kann die Meßeinrichtung sowohl auf elektromagnetischer Wellenausbreitung, zum Beispiel Radar, aber auch bevorzugterweise auf der Ausbreitung von Schall- oder Ultraschallwellen beruhen. Im zweiten Fall kann zum Beispiel vorgesehen sein, daß der Sender ein Schallsender, vorzugsweise ein Ultraschallsender, und der Empfänger ein Schallempfänger, vorzugsweise ein Ultraschallempfänger ist, wobei die Frequenz des Trägersignals vorzugsweise zwischen 10 und 150 kHz liegt. Solche Meßeinrichtungen sind besonders günstig zur Messung von Schneehöhen und zur Bestimmung der Schneeschichtung, wobei das Trägersignal zum Beispiel eine Frequenz von ca. 21 kHz haben kann.
Grundsätzlich ist es günstig, das Empfangssignal in zwei voneinander linear unabhängige Teilfolgen zu zerlegen. Bevorzugt ist es jedoch, die Zerlegung in eine erste und eine zweite Teilfolge bezüglich einer orthogonalen Basis vorzunehmen. Ein Beispiel hierfür sieht vor, daß die erste Teilfolge der Cosinusanteil des Empfangssignals und die zweite Teilfolge der Sinusanteil des Empfangssignals ist. Praktisch umgesetzt kann dies werden, indem die Analyseeinrichtung die erste Teilfolge des Empfangssignals durch zum Trägersignal synchrones Abtasten des Empfangssignals und die zweite Teilfolge des Empfangssignals durch hierzu um % Periode des Trägersignals phasenverschobenes, zum Trägersignal synchrones Abtasten des Empfangssignals bestimmt. Im Sinne einer verbesserten Rauschsignalunterdrückung kann es sinnvoll sein, die Anzahl der Abtastpunkte pro Teilfolge zu erhöhen. Dies wird günstigerweise erreicht indem beide Teilfolgen je mindestens zwei Mal pro Trägerperiode abgetastet werden, wobei jedoch die geschilderte Phasenverschiebung bei der Abtastung zwischen erster und zweiter Teilfolge erhalten bleiben soll. So ist es zum Beispiel möglich die erste Teilfolge bei 0° und 180° Phasenlage des Trägersignals und die zweite Teilfolge bei 90° und 270° Phasenlage des Trägersignals abzutasten. Neben dieser Zerlegung in Teilfolgen im Zeitbereich kann jedoch auch vorgesehen sein, daß eine erste und eine zweite Teilfolge durch Fouriertransformation oder dergleichen im Frequenzbereich erzeugt werden.
In einer bevorzugten Variante ist das Nutzsignal frei vorgebbar, wobei die Meßeinrichtung zur Vorgabe bzw. Erzeugung des Nutzsignals einen analogen oder digitalen Nutzsignalgenerator aufweist. Hierdurch können nahezu beliebige Nutzsignalformen erzeugt werden. Besonders günstig ist es jedoch, wenn das Nutzsignal eine eindeutige Autokorrelationsfunktion aufweist, vorzugsweise ein Barkercode oder eine Zufallsfolge ist. Durch eine eindeutige Autokorrelationsfunktion des Nutzsignals ergibt sich bei der Berechnung der beiden Korrelationsfunktionen eine besonders gute Isolierung der einzelnen Reflektionen, wodurch die Auswertbarkeit des Empfangssignals deutlich verbessert wird.
Eine weitere Verbesserung der Auswertbarkeit der ersten und zweiten Korrelationsfunktion kann sich ergeben, indem man aus diesen beiden Korrelationsfunktionen eine gemeinsame Betrags- oder Betragsquadratsfunktion berechnet. Hierzu ist günstigerweise vorgesehen, daß die Meßeinrichtung eine dem Demodulator nachgeschaltete Betragsbildungseinrichtung aufweist, die aus der ersten und der zweiten Korrelationsfunktion eine gemeinsame Betrags- oder Betragsquadratsfunktion berechnet.
Zum Betrieb einer erfindungsgemäßen Meßeinrichtung sieht ein günstiges Verfahren vor, daß eine erste Teilfolge und eine zweite Teilfolge aus dem Empfangssignal erzeugt sowie eine erste Korrelationsfunktion aus der ersten Teilfolge und dem vorgebbaren Korrelationssignal sowie eine zweite Korrelationsfunktion aus der zweiten Teilfolge und dem vorgebbaren Korrelationssignal berechnet wird. Hierbei ist es des weiteren günstig, wenn das Empfangssignal zur Erzeugung der ersten Teilfolge mit zum Trägersignal synchronen Abtasttakten sowie zur Erzeugung der zweiten Teilfolge mit hierzu um eine ΛA Trägersignalperiode phasenverschobenen und zum Trägersignal synchronen Abtasttakten abgetastet wird.
Weitere Merkmale und Einzelheiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Figurenbeschreibung. Dabei zeigt:
Fig. 1 eine schematisierte Meßsituation, bei dem die erfindungsgemäße
Meßeinrichtung als Ultraschallschneehöhenmeßgerät ausgeführt ist,
Fig. 2 ein schematisierter Ablaufplan zum Senden und Empfangen der Signale,
Fig. 3 einen gegenüber Fig. 2 weiter aufgeschlüsselten Ablaufplan zur Verarbeitung der empfangenen Signale,
Fig. 4 ein Beispiel für ein Nutzsignal und das hieraus erzeugte Sendesignal,
Fig. 5 eine schematisierte Darstellung zur Abtastung des Empfangssignals,
Fig. 6 ein Datenbeispiel für das Nutzsignal und das demodulierte Empfangssingal, und
Fig. 7 eine Betrags- oder Betragsquadratsfunktion.
Fig. 1 stellt schematisch eine einfache Meßsituation dar. Ziel der Messung ist es, die räumliche Lage der unter der Schneeoberkante 4 verborgenen Schichtgrenze 5 und Geländeoberkante 6 zu bestimmen. Hierzu erfolgt eine Messung mit der als Ultraschallmeßgerät ausgebildeten erfindungsgemäßen Meßeinrichtung 1. Diese weist einen Sender 2 und einen Empfänger 3 sowie eine nicht näher bezeichnete Steuereinheit, welche die in den Fig. 2 und 3 näher bezeichneten Komponenten enthält, auf. Der Sender 2 strahlt in Richtung der Schneeoberkante 4 das Sendesignal 8 ab. Der Empfänger 3 nimmt die bei ihm nach verschieden langen Laufzeiten eintreffenden Schalleinsätze bzw. Echos in Abhängigkeit der seit dem Aussenden des Sendesignales vergangenen Zeit auf. Das so registrierte Empfangssignal bzw. Echo 9 ist im einfachsten Fall der entsprechend der Entfernung zeitlich verzögerte und abgeschwächte Sendeimpuls bzw. das Sendesignal 8. Im Allgemeinen setzt sich das Empfangssignal 9 jedoch, wie dies anhand der verschiedenen Strahlenwege 7a bis 7d vereinfacht gezeigt ist, aus einer Überlagerung von mehreren Einzelsignalen bzw. Reflektionen zusammen, wobei die Phasenlagen der einzelnen Echos bzw. Reflektionen nicht vorhersehbar sind, da sie unter anderem von den Entfernungen der Reflektoren 4, 5 und 6 sowie von der Anordnung des Senders 2 des Empfängers 3 abhängig sind. Darüber hinaus sind den einzelnen Echos und Reflektionen im Empfangssignal 9 auch noch verschiedene Störsignale und ein meist gerätebedingtes Rauschen überlagert.
Als Sender 2 kommen verschiedene beim Stand der Technik bekannte Ultraschallsender oder auch in anderen Frenquenzbereichen arbeitende Lautsprecher in Frage. Eine ähnlich große Auswahlmöglichkeit bietet der Stand der Technik für den Empfänger 3 welcher günstigerweise als Ultraschallsensor ausgebildet ist. Die Wahl des Frequenzbereiches des Sende- und Empfangssignals hängt unter anderem von den physikalischen Eigenschaften des zu untersuchenden Objektes ab. Bei dem hier dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiel, bei dem die erfindungsgemäß Meßeinrichtung 1 als Ultraschallschneehöhenmeßgerät ausgebildet ist, liegen bevorzugte Frequenzen des Trägersignals zwischen 10 und 150 kHz.
Das in Form der Meßeinrichtung 1 realisierte Verfahren basiert grundsätzlich auf der aus der Radartechnik bekannten Methode des Korrelationsempfangs. Das gezeigte Ausführungsbeispiel ist eine Anwendung der Erfindung in der Akustik. Ein spezieller Schailimpuls oder Ultraschallimpuls wird in Form des Sendesignals 8 ausgesendet und dessen Echos bzw. Reflektionen an den zu erkundenden Schichtgrenzen werden empfangen. Der Impuls besteht aus einem mit einer speziellen Hüllkurve bzw. dem Nutzsignal 22 modulierten akustischen Trägersignal. In der Radartechnik ist die Phasenlage des Trägersignals meist nicht von Interesse, sondern nur die spezielle Form des Impulses bzw. Nutzsignales 22, welches die Hüllkurve eines hochfrequenten Trägersignals bildet. Bei der Anwendung in der Akustik ist aber die Phasenlage von entscheidender Bedeutung, weil sich bei überlagerten Echos bzw. Reflektionen Verstärkungen und Auslöschungen durch die zufällige Phasenlage des Trägersignals ergeben können, welche die Impulsform des Empfangssingals verfälschen und ein Herausfiltern der Reflektionen bzw. Echos verhindern können. Das in Form der erfindungsgemäßen Meßeinrichtung realisierte Verfahren nimmt auf diese Schwierigkeit Rücksicht. Es wird erreicht, daß die nicht vorhersehbare Phasenlage bei der Überlagerung der Einzelechos bzw. Reflektionen keinen negativen Einfluß auf die Auswertbarkeit mehr hat. Das erfindungsgemäße Verfahren verwendet die Methode der Optimalfilterung oder die der angepaßten (adaptiven) Filter (matched filter). Es wird darüber hinaus durch geeignete weitere Verfahrensschritte der Einfluß der zufälligen Phasenlage der Echoimpulse bzw. Reflektionen weitgehend eliminiert. Fig. 2 zeigt in einem grundsätzlichen Ablaufschema das Generieren und Abstrahlen des Sendesignals 8 und das Empfangen und Weiterverarbeiten bzw. Auswerten des Empfangssingals 9. Ein digitaler Nutzsignalgenerator 29 erzeugt zunächst ein vorzugsweise frei vorgebbares Nutzsignal 22, welches vom digitalen Sendesignalmodulator 16 auf ein vorzugsweise sinusförmiges Trägersignal moduliert wird. Anschließend erfolgt eine Digital-Analogwandlung im D/A-Wandler 13 und gegebenenfalls eine analoge Impulsformung im Impulsformerfilter 12. Daraufhin wird das so erzeugte Sendesignal noch im Leistungsverstärker 10 verstärkt und vom Sender 2 abgestrahlt. Die Anordnung der Bauteile 29, 16, 13 und 12 zeigt hierbei nur eine Möglichkeit der Sendesignalerzeugung. Abweichend hiervon können sowohl der Nutzsignalgenerator 29 als auch der Sendesignalmodulator 16 analog ausgeführt sein. In einer anderen Variante kann der Pulsformfilter 12 auch digital in den Nutzsignalgenerator 29 integriert werden oder aber auch vollständig entfallen.
Nachdem das aus verschiedenen Einzelreflektionen bzw. -echos sich zusammensetzende Empfangssignal 9 vom Empfänger 3 registriert ist, wird es einem vorzugsweise regelbaren Empfangsverstärker 11 über einen optional vorhandenen Pulsformfilter 30 zugeführt. Der Pulsformfilter 30 kann zur Störsignalunterdrückung dienen indem er vorab einstellbare Frequenzbänder aus dem Signal herausfiltert und/oder zur Eliminierung eines Frequenzganges verwendet werden. Er kann sowohl vor oder hinter dem Empfangsverstärker 11 angeordnet sein. Dieser Verstärker 11 , verstärkt das Empfangssignal bevorzugterweise mit einer zeitvarianten Verstärkungsfunktion, welche dazu dient, die Abnahme der Intensität der Echoimpulse bzw. Reflektionen mit zunehmender Laufzeit und damit Entfernung der Reflektoren auszugleichen. Anschließend erfolgt die Verarbeitung des Empfangssignals 9 im Demodulator 15. Dieser enthält zunächst eine als Analog-Digitalwandler ausgebildete Analyseeinrichtung 14, welche anhand von Fig. 3 näher erläutert wird und unter anderem der Erzeugung einer ersten Teilfolge 18 und einer zweiten Teilfolge 19 aus dem Empfangssignal 9 dient. Im Anschluß an die Bildung dieser beiden Teilfolgen werden diese getrennt von einander in der Korrelatoreinrichtung 17 mit einem vorgebbaren Korrelationssignal korreliert. In der darauffolgenden Betragsbildungseinrichtung 20 wird aus der so erzeugten ersten und zweiten Korrelationsfunktion eine Betrags- oder Betragsquadratsfunktion 21 berechnet. Die Auswertung des Empfangssignals erfolgt günstigerweise anschließend anhand der so berechneten Betrags- oder Betragsquadratsfunktion 21. Bei einer vereinfachten Form kann die Auswertung aber auch anhand der ersten und zweiten
Korrelationsfunktion 27, 28 vorgenommen werden.
Wie anhand von Fig. 3 gezeigt, besteht die Analyseeinrichtung 14 bevorzugterweise aus zwei getrennten Analog-Digitalwandlern 14a und 14b. Diese dienen der getrennten Erzeugung der ersten Teilfolge 18 und der zweiten Teilfolge 19. Wie in Fig. 5 detaillierter gezeigt, wird das Empfangssignal 9 mit zwei zum Trägersignal synchronen Abtasttakten 23 und 24 abgetastet bzw. demoduliert, um von der zufälligen Phasenlage der Reflektionen unabhängig zu werden. Diese Abtastung erfolgt im in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel getrennt von einander in den zwei separaten Analog-Digitalwandlern 14a und 14b. Die Abtasttakte sind um V* Trägerperiode gegeneinander phasenverschoben, sodaß mit dem Abtasttakt 24 die erste Teilfolge 18, welche dem Cosinusanteil des Empfangssignals 9 entspricht, und mit dem Abtasttakt 23 die zweite Teilfolge 19, welche dem Sinusanteil des Empfangssignals 9 entspricht, abgetastet bzw. demoduliert wird. Eine Verbesserung der Störsignalunterdrückung wird - wie weiter vorne geschildert - durch eine Mehrfachabtastung pro Periode des Trägersignals erreicht werden. Durch die geschilderte Art der Abtastung in den Analog- Digitalwandlern 14a und 14b werden zwei zueinander orthogonale Teilfolgen erzeugt, welche in den Korrelationseinrichtungen 17a und 17b (in Fig. 2 vereinfacht als Korrelationseinrichtung 17 dargestellt) anschließend getrennt voneinander mit einem vorgebbaren Korrelationsignal korreliert werden. Aus der Korrelation in der Korrelatoreinrichtung 17a ergibt sich hierbei eine erste Korrelationsfunktion 27 auf der Grundlage der ersten Teilfolge 18. Die Korrelatoreinrichtung 17b berechnet aus der zweiten Teilfolge 19 bzw. dem Sinusanteil des Empfangssignals 9 die zweite Korrelationsfunktion 28. Die Berechnung der Korrelationsfunktion 27 und 28 erfolgt bevorzugterweise mit dem beim Stand der Technik bekannten Faltungsintegral. Als Filterantwort erzeugen die Korrelatoreinrichtungen 17a und 17b sogenannte Peaks zu den Zeitpunkten, bei denen das vorgebbare Korrelationssignal in den Teilfolgen des Empfangssignals 9 vorkommt. Es wird somit im Cosinusanteil wie auch im Sinusanteil des Empfangssignals getrennt voneinander nach dem Vorkommen des vorgebbaren Korrelationssignals gesucht.
Die Berechnung der ersten und zweiten Korrelationsfuktion erfolgt im gezeigten Ausführungsbeispiel mittels der folgenden Berechnungsvorschrift (Faltungsintegral). Diese hat in einer zeitkontinuierliche Darstellung pro Teilfolge folgende Form:
■ y (t)
Figure imgf000010_0001
h(t - τ)dτ
x(t) ist das Eingangssignal des Filters und damit die erste oder die zweite Teilfolge. y(t) ist das Ausgangssignal des Filters und damit die berechnete erste oder zweite
Korrelationsfunktion . m(t) ist das zeitbegrenzte vorgebbare Korrelationssignal. Es gilt m(t) = 0 für t<0 und
Tm<t, wobei das vorgebbare Korrelationssignal bei t=0 beginnt und bei T=Tm endet. h(t) ist die Impulsantwort des Korrelationssignals und ebenfalls zeitbegrenzt.
Es gilt im Wesentlichen: h (t) — 'm(T — t)
Das Filterausgangssignal y(t) ergibt sich aus dem kontinuierlichen Faltungsintegral (Convolution) des Eingangssignals x(t) mit der Impulsantwort h(t). Wegen der endlichen Dauer von h(t) braucht das Faltungsintegral nur zwischen den Grenzen t -Tm und t ausgeführt zu werden.
Statt der zeitkontinuierlichen Rechenvorschrift wird bei der digitalen Berechnung der ersten und zweiten Korrelationsfunktion die zeitdiskrete Darstellung pro Teilfolge verwendet.
Hierbei ist xt das zeitdiskrete Eingangssignal des Filters (erste oder zweite Teilfolge) und yt das zeitdiskretes Ausgangssignal des Filters (errechnete erste oder zweite Korrelationsfunktion). mt ist das zeitbegrenzte, zeitdiskrete vorgebbare Korrelationssignal wobei wiederum mt=0 für t<0 und Tm<t gilt. ht ist die zeitdiskrete Impulsantwort des Korrelationssignals und ebenfalls zeitbegrenzt. Es gilt wiederum im Wesentlichen: ht = πιτ _t
Das zeitdiskrete Filterausgangssignal yt ergibt sich hierbei aus der diskreten Faltungssumme (Convolution) des Eingangssignals xt mit der Impulsantwort ht Wegen der endlichen Dauer von ht braucht die Faltungssumme nur zwischen den Grenzen t - Tm und t ausgeführt zu werden. Die Berechnungsvorschrift lautet in der zeitdiskreten Darstellung:
Figure imgf000011_0001
t, τ, Tm haben hier die Bedeutung von ganzzahligen Indizes, welchen diskrete Zeitpunkte kennzeichnen.
Ais vorgebbares Korrelationssignal kommt zunächst das Nutzsignal 22 oder das Sendesignal 8 in Frage. Hierbei sind jedoch unter anderem die Einflüsse der Abstrahlbzw. Empfangscharakteristik von Sender und Empfänger, der Dispersion wie auch der Dämpfung, welche das Sendesignal 8 auf seinem Laufweg vom Sender 2 durch die einzelnen Schichtpakete zum Empfänger 3 erfährt, nicht berücksichtigt. Durch die genannten Einflußfaktoren kann es zu einer erheblichen Deformation des Sendesignals 8 unabhängig von den eigentlich auszuwertenden Reflektionen an den Schichtgrenzen kommen. Um diese von den eigentlichen Reflektionen unabhängigen Einflüsse auf das Sendesignal 8 zu berücksichtigen, kann es vorgesehen sein, daß eine Optimalfilterung oder eine Filterung mit angepaßten (adaptiven) Filter (matched filter) vorgenommen wird, indem verschiedene zu berücksichtigende Einflüsse auf das Sendesignal 8 bereits im vorgebbaren Korrelationssignal berücksichtigt werden. Dies kann realisiert sein, indem die Meßeinrichtung einen, vorzugsweise adaptiven, Filter zur Berechnung des vorgebbaren Korrelationssignals aus dem Nutzsignal oder dem Sendesignal und einer berechneten oder durch Eichmessung bestimmten Filterfunktion zur Berücksichtigung von Einflußfaktoren wie Signaldämpfung, Dispersion, Abstrahloder Empfangscharakteristik von Sender oder Empfänger oder dergleichen aufweist. Welche der genannten Einflußgrößen bei der Berechnung des, vorzugsweise adaptiven, Filters berücksichtigt werden müssen, hängt vom jeweiligen zu untersuchenden Medium ab. Die Bestimmung der Filtereigenschaften kann hierbei sowohl durch entsprechende Eichmessung als auch durch Berechnung auf Grundlage von bekannten Materialparametern erfolgen.
Bei der Wahl der Länge des Nutzsignals 22 ist grundsätzlich eine Abwägung zwischen Störanteilunterdrückung und zeitlicher Auflösung zu treffen. So ermöglichen lange Nutzsignale eine bessere Störanteilunterdrückung, während kürzere Nutzsignale die zeitliche Auflösung von Reflektionen vereinfachen. Ein günstiger Kompromiß im Speziellen bei der Schneedeckenmessung mit einer erfindungsgemäßen Ultraschallmeßeinrichtung sieht vor, daß das Nutzsignal eine zeitliche Länge von 60 bis 80 Perioden des Trägersignals aufweist.
Anschließend an die Berechnung der Korrelationsfunktionen 27 und 28 wird in der Betragsbildungseinrichtung 20 die betragsmäßige Filterantwort oder das Betragsquadrat 21 gebildet. Dieses wird als Ergebnis der weiteren Verarbeitung zugeführt.
Das Sendesignal 8 besteht aus einen sinusförmigen Trägersignal (nicht explizit dargestellt), welches mit einem vorgebbaren Nutzsignal 22 moduliert wird. Dieses zum Beispiel als Barkercode vorliegende Nutzsignal 22 ist für eine Optimalfilterung bzw. für den Korrelationsempfang besonders gut geeignet und besitzt eine eindeutige Autokorrelationsfunktion. Ein Beispiel für ein Nutzsignal und ein daraus durch Modulation gewonnenes Sendesignal 8 ist in Fig. 4 gezeigt.
Fig. 6 zeigt eine aus einem tatsächlich gemessenen Empfangssignal 8 durch die erläuterte Vorgehensweise gewonnene erste Teilfolge 18. Diese ist von starkem Rauschen überlagert und beinhaltet vier einander überlagerte Echos 25 sowie ein isoliertes Echo 26. Zum Vergleich ist in Fig. 6 noch das Nutzsignal 22, welches für diese Messung verwendet wurde, dargestellt.
Im Anschluß an die Berechnungen der ersten und zweiten Korrelationsfunktion 27 und 28 sowie der hieraus zu berechnenden Betrags- oder Betragsquadratsfunktion 21 ergibt sich das in Fig. 7 dargestellte Ergebnis. In diesem können die vier überlagerten Echos getrennt voneinander durch die Peaks 25a - d und das isolierte Echo 26 durch den Einzelpeak 26a eindeutig bestimmt werden. Aus der zeitlichen Zuordnung dieser einzelnen Peaks 25a bis d und 26a ergeben sich wiederum die Laufzeiten der Signale, welche unter Kenntnis der Ausbreitungsgeschwindigkeit der Wellen im zu untersuchenden Medium (zB Schnee) in die Schichtdicken und damit die Lage der Reflektoren umgerechnet werden können.
Die Erfindung ist nicht auf das gezeigte Ausführungsbeispiel eines Schneehöhenmeßgerätes beschränkt. Das erfindungsgemäße Verfahren kann generell in der Akustik- oder Ultraschallentfernungs- und Echostärkenmessung vor allem beim Auftreten von Vielfachreflektoren in Luft, Wasser (Sonar), in Biogeweben (Sonographie) oder auch in anderen gasförmigen, flüssigen oder festen Materialien verwendet werden. Darüber hinaus ist es auch denkbar, das erfindungsgemäße Verfahren in seiner erweiterten Form im Radarbereich anzuwenden. In Erweiterung der hier dargestellten einkanaligen Ausführung mit nur einem Sender 2 und einem Empfänger 3 ist es darüber hinaus auch möglich, die erfindungsgemäße Meßeinrichtung mehrkanalig unter Verwendung von mehreren Demodulatoren und/oder mehreren Sendern und/oder mehreren Empfängern auszuführen. So kann zum Beispiel durch ein Array von Sendern mit entsprechender Phasensteuerung der einzelnen im Array vorhandenen Sender eine gebündelte oder auch gerichtete Abstrahlung erzielt werden.

Claims

P a t e n t a n s p r ü c h e :
1. Meßeinrichtung zur Bestimmung von Schichtdicken, insbesondere von Schneehöhen, mit einem Sendesignalmodulator zum Generieren eines Sendesignals durch Modulation eines Nutzsignals auf ein, insbesondere sinusförmiges, Trägersignal und mit mindestens einem Sender zum Aussenden des vom Sendesignalmodulator generierten Sendesignals sowie mit mindestens einem Empfänger zur Aufnahme eines Empfangssignals und mit mindestens einem Demodulator zur Verarbeitung des Empfangssignals, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator (15) eine Analyseeinrichtung (14), welche aus dem Empfangssignal (9) eine erste Teilfolge (18) und eine, vorzugsweise hierzu orthogonale, zweite Teilfolge (19) erzeugt, sowie eine Korrelatoreinrichtung (17a, b) zur getrennten Berechnung einer ersten Korrelationsfunktion (27) aus der ersten Teilfolge (18) des Empfangssignals (9) und einem vorgebbaren Korrelationssignal sowie einer zweiten Korrelationsfunktion (28) aus der zweiten Teilfolge (19) des Empfangssignals (9) und dem vorgebbaren Korrelationssignal aufweist.
2. Meßeinrichtung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß der Sender (2) ein Schallsender, vorzugsweise ein Ultraschallsender, und der Empfänger (3) ein Schallempfänger, vorzugsweise ein Ultraschallempfänger ist, wobei die Frequenz des Trägersignals vorzugsweise zwischen 10 und 150 kHz liegt.
3. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Teilfolge (19) der Cosinusanteil des Empfangssignals (9) und die zweite Teilfolge (19) der Sinusanteil des Empfangssignals (9) ist.
4. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Analyseeinrichtung (14) die erste Teilfolge (18) des Empfangssignals (9) durch zum Trägersignal synchrones Abtasten des Empfangssignals (9) und die zweite Teilfolge (19) des Empfangssignals (9) durch hierzu um % Periode des Trägersignals phasenverschobenes, zum Trägersignal synchrones Abtasten des Empfangssignals (9) bestimmt.
5. Meßeinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Analyseeinrichtung (14), die erste Teilfolge (18) und die zweite Teilfolge (19) jeweils mindestens zwei Mal pro Periode des Trägersignals abtastet.
6. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Nutzsignal (22) frei vorgebbar ist und die Meßeinrichtung (1) zur Vorgabe bzw. Erzeugung des Nutzsignals (22) einen analogen oder digitalen Nutzsignalgenerator (29) aufweist.
7. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das vorgebbare Korrelationssignal das Nutzsignal (22) oder das Sendesignal (8) ist.
8. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßeinrichtung einen, vorzugsweise adaptiven, Filter (12) zur Berechnung des vorgebbaren Korrelationssignals aus dem Nutzsignal (22) oder Sendesignal (8) und einer berechneten oder durch Eichmessung bestimmten Filterfunktion zur Berücksichtigung von Einflußfaktoren wie Signaldämpfung, Dispersion, Abstrahloder Empfangscharakteristik von Sender oder Empfänger oder dergleichen aufweist.
9. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Nutzsignal (22) eine eindeutige Autokorrelationsfunktion aufweist, vorzugsweise ein Barkercode oder eine Zufallsfolge ist.
10. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Nutzsignal (22) eine zeitliche Länge von 60 bis 80 Perioden des Trägersignals aufweist.
11. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßeinrichtung (1) eine dem Demodulator (15) nachgeschaltete Betragsbildungseinrichtung (20) aufweist, die aus der ersten (27) und der zweiten Korrelationsfunktion (28) eine gemeinsame Betrags- oder Betragsquadratsfunktion (21) berechnet.
12. Verfahren zum Betrieb einer Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Teilfolge (18) und eine zweite Teilfolge (19) aus dem Empfangssignal (9) erzeugt sowie eine erste
Korrelationsfunktion (27) aus der ersten Teilfolge (18) und dem vorgebbaren Korrelationssignal sowie eine zweite Korrelationsfunktion (28) aus der zweiten Teilfolge (19) und dem vorgebbaren Korrelationssignal berechnet wird.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfangssignal (9) zur Erzeugung der ersten Teilfolge (18) mit zum Trägersignal synchronen Abtasttakten (24) sowie zur Erzeugung der zweiten Teilfolge (19) mit hierzu um eine % Trägersignalperiode phasenverschobenen und zum Trägersignal synchronen Abtasttakten (23) abgetastet wird.
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