AT413450B

AT413450B - Distanzmessgerät

Info

Publication number: AT413450B
Application number: AT15572002A
Authority: AT
Inventors: Richard Dipl Ing Gasteiger
Original assignee: Roman Markowski & Partner Keg
Priority date: 2002-10-15
Filing date: 2002-10-15
Publication date: 2006-03-15
Also published as: ATA15572002A

Description

2

AT 413 450 B

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Meßeinrichtung zur Bestimmung von Schichtdicken, insbesondere von Schneehöhen, mit einem Sendesignalmodulator zum Generieren eines Sendesignals durch Modulation eines Nutzsignals auf ein, insbesondere sinusförmiges, Trägersignal und mit mindestens einem Sender zum Aussenden des vom Sendesignalmodulator gene-5 rierten Sendesignals sowie mit mindestens einem Empfänger zur Aufnahme eines Empfangssignals und mit mindestens einem Demodulator zur Verarbeitung des Empfangssignals.

Gattungsgemäße Meßeinrichtungen sind beim Stand der Technik bekannt. Sie basieren auf verschiedenen Arten der Wellenausbreitung. Besonders häufig werden modulierte Sendesigna-io le bei Schall- oder Ultraschallmeßgeräten oder in der Radartechnik verwendet. Aus der JP 06-317677 A ist eine gattungsgemäße Meßeinrichtung mit Signalmodulation und -de-modulation basierend auf der Ausbreitung von Ultraschallwellen bekannt. Das dort gezeigte Meßgerät ist speziell für die Messung von Schneemächtigkeiten vorgesehen. 15 Bei den bekannten gattungsgemäßen Formen der Abstandsmessung ist es ein generelles Problem, daß im Empfangssignal zahlreiche Störeinflüsse, welche die Extraktion der eigentlich gewünschten Information behindern, enthalten sind. Beispiele für solche Störeinflüsse sind ein mehr oder minder zufälliges Rauschen sowie ungewünschte Randreflektionen, Multiple oder dergleichen. Darüber hinaus kommt es bei geringen Schichtdicken auch häufig zu einer Überla-20 gerung von Reflektionen an benachbarten Schichtgrenzen, wobei solch überlagerte Signale ohne entsprechende Aufbereitung meist nicht oder nur schwer auswertbar sind.

Beim Stand der Technik ist es bereits bekannt, das Empfangssignal zur Verbesserung seiner Auswertbarkeit mit einem wie auch immer gewonnenen bzw. abgeschätzten, vorgegebenen 25 Signal zu korrelieren. Hierdurch wird im allgemeinen zwar eine Kompression (zeitliche Verkürzung) der einzelnen Reflektionseinsätze erreicht. Die so aufbereiteten Empfangssignale sind jedoch oft immer noch nicht in der gewünschten Weise auswertbar.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es somit, eine gattungsgemäße Meßeinrichtung zu 30 schaffen, bei der die Auswertung der gemessenen Empfangssignale noch weiter verbessert ist.

Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß der Demodulator eine Analyseeinrichtung, welche aus dem Empfangssignal eine erste Teilfolge und eine, vorzugsweise hierzu orthogonale, zweite Teilfolge erzeugt, sowie eine Korrelatoreinrichtung zur getrennten Berechnung einer 35 ersten Korrelationsfunktion aus der ersten Teilfolge des Empfangssignals und einem vorgebba-ren Korrelationssignal sowie einer zweiten Korrelationsfunktion aus der zweiten Teilfolge des Empfangssignals und dem vorgebbaren Korrelationssignal aufweist.

Erfindungsgemäß wird somit das Empfangssignal nicht selbst mit einer wie auch immer gewon-40 nen Korrelationsfunktion korreliert sondern vorab in zwei Teilfolgen zerlegt, welche dann getrennt voneinander mit dem vorgebbaren Korrelationssignal korreliert werden. Zur Berechnung der einzelnen Korrelationsfunktionen kann hierbei zum Beispiel das beim Stand der Technik bekannte Faltungsintegral bzw. die diskrete Faltungssumme verwendet werden. Durch die Aufteilung des Empfangssignals in zwei Teilfolgen und die anschließend getrennte Berechnung 45 der Korrelationsfunktionen können die an verschiedenen Schichtgrenzen entstandenen Reflektionen bzw. Echos so aus Umgebungsgeräuschen, Rauschen und sonstigen Störsignalen im Empfangssignal herausgefiltert werden, daß diese Störeinflüsse weitestgehend keinen Einfluß mehr haben und die genaue zeitliche Lage der Reflektionen bzw. Echoimpulse ermittelt werden kann. Zusätzlich können durch mehrfache Reflektionen an dünnen Schichten entstandene so Überlagerungen im reflektierten Signal wieder getrennt und als Einzelechos identifiziert werden. Erfindungsgemäß kann die Meßeinrichtung sowohl auf elektromagnetischer Wellenausbreitung, zum Beispiel Radar, aber auch bevorzugterweise auf der Ausbreitung von Schall- oder Ultraschallwellen beruhen. Im zweiten Fall kann zum Beispiel vorgesehen sein, daß der Sender ein Schallsender, vorzugsweise ein Ultraschallsender, und der Empfänger ein Schallempfänger, 55 vorzugsweise ein Ultraschallempfänger ist, wobei die Frequenz des Trägersignals vorzugsweise 3

AT 413 450 B zwischen 10 und 150 kHz liegt. Solche Meßeinrichtungen sind besonders günstig zur Messung von Schneehöhen und zur Bestimmung der Schneeschichtung, wobei das Trägersignal zum Beispiel eine Frequenz von ca. 21 kHz haben kann. 5 Grundsätzlich ist es günstig, das Empfangssignal in zwei voneinander linear unabhängige Teilfolgen zu zerlegen. Bevorzugt ist es jedoch, die Zerlegung in eine erste und eine zweite Teilfolge bezüglich einer orthogonalen Basis vorzunehmen. Ein Beispiel hierfür sieht vor, daß die erste Teilfolge der Cosinusanteil des Empfangssignals und die zweite Teilfolge der Sinusanteil des Empfangssignals ist. Praktisch umgesetzt kann dies werden, indem die Analyseeinrich-io tung die erste Teilfolge des Empfangssignals durch zum Trägersignal synchrones Abtasten des Empfangssignals und die zweite Teilfolge des Empfangssignals durch hierzu um % Periode des Trägersignals phasenverschobenes, zum Trägersignal synchrones Abtasten des Empfangssignals bestimmt. Im Sinne einer verbesserten Rauschsignalunterdrückung kann es sinnvoll sein, die Anzahl der Abtastpunkte pro Teilfolge zu erhöhen. Dies wird günstigerweise erreicht indem 15 beide Teilfolgen je mindestens zwei Mal pro Trägerperiode abgetastet werden, wobei jedoch die geschilderte Phasenverschiebung bei der Abtastung zwischen erster und zweiter Teilfolge erhalten bleiben soll. So ist es zum Beispiel möglich die erste Teilfolge bei 0° und 180° Phasenlage des Trägersignals und die zweite Teilfolge bei 90° und 270° Phasenlage des Trägersignals abzutasten. Neben dieser Zerlegung in Teilfolgen im Zeitbereich kann jedoch auch vorgesehen 20 sein, daß eine erste und eine zweite Teilfolge durch Fouriertransformation oder dergleichen im Frequenzbereich erzeugt werden.

In einer bevorzugten Variante ist das Nutzsignal frei vorgebbar, wobei die Meßeinrichtung zur Vorgabe bzw. Erzeugung des Nutzsignals einen analogen oder digitalen Nutzsignalgenerator 25 aufweist. Hierdurch können nahezu beliebige Nutzsignalformen erzeugt werden. Besonders günstig ist es jedoch, wenn das Nutzsignal eine eindeutige Autokorrelationsfunktion aufweist, vorzugsweise ein Barkercode oder eine Zufallsfolge ist. Durch eine eindeutige Autokorrelationsfunktion des Nutzsignals ergibt sich bei der Berechnung der beiden Korrelationsfunktionen eine besonders gute Isolierung der einzelnen Reflektionen, wodurch die Auswertbarkeit des Emp-30 fangssignals deutlich verbessert wird.

Eine weitere Verbesserung der Auswertbarkeit der ersten und zweiten Korrelationsfunktion kann sich ergeben, indem man aus diesen beiden Korrelationsfunktionen eine gemeinsame Betrags- oder Betragsquadratsfunktion berechnet. Hierzu ist günstigerweise vorgesehen, daß 35 die Meßeinrichtung eine dem Demodulator nachgeschaltete Betragsbildungseinrichtung aufweist, die aus der ersten und der zweiten Korrelationsfunktion eine gemeinsame Betrags- oder Betragsquadratsfunktion berechnet.

Zum Betrieb einer erfindungsgemäßen Meßeinrichtung sieht ein günstiges Verfahren vor, daß 40 eine erste Teilfolge und eine zweite Teilfolge aus dem Empfangssignal erzeugt sowie eine erste Korrelationsfunktion aus der ersten Teilfolge und dem vorgebbaren Korrelationssignal sowie eine zweite Korrelationsfunktion aus der zweiten Teilfolge und dem vorgebbaren Korrelationssignal berechnet wird. Hierbei ist es des weiteren günstig, wenn das Empfangssignal zur Erzeugung der ersten Teilfolge mit zum Trägersignal synchronen Abtasttakten sowie zur Erzeu-45 gung der zweiten Teilfolge mit hierzu um eine % Trägersignalperiode phasenverschobenen und zum Trägersignal synchronen Abtasttakten abgetastet wird.

Weitere Merkmale und Einzelheiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Figurenbeschreibung. Dabei zeigt: 50

Fig. 1 eine schematisierte Meßsituation, bei dem die erfindungsgemäße Meßeinrichtung als Ultraschallschneehöhenmeßgerät ausgeführt ist,

Fig. 2 ein schematisierter Ablaufplan zum Senden und Empfangen der Signale,

Fig. 3 einen gegenüber Fig. 2 weiter aufgeschlüsselten Ablaufplan zur Verarbeitung der emp-55 fangenen Signale, 4

AT 413 450 B

Fig. 4 ein Beispiel für ein Nutzsignal und das hieraus erzeugte Sendesignal,

Fig. 5 eine schematisierte Darstellung zur Abtastung des Empfangssignals,

Fig. 6 ein Datenbeispiel für das Nutzsignal und das demodulierte Empfangssingal, und Fig. 7 eine Betrags- oder Betragsquadratsfunktion. 5

Fig. 1 stellt schematisch eine einfache Meßsituation dar. Ziel der Messung ist es, die räumliche Lage der unter der Schneeoberkante 4 verborgenen Schichtgrenze 5 und Geländeoberkante 6 zu bestimmen. Hierzu erfolgt eine Messung mit der als Ultraschallmeßgerät ausgebildeten erfindungsgemäßen Meßeinrichtung 1. Diese weist einen Sender 2 und einen Empfänger 3 io sowie eine nicht näher bezeichnete Steuereinheit, welche die in den Fig. 2 und 3 näher be-zeichneten Komponenten enthält, auf. Der Sender 2 strahlt in Richtung der Schneeoberkante 4 das Sendesignal 8 ab. Der Empfänger 3 nimmt die bei ihm nach verschieden langen Laufzeiten eintreffenden Schalleinsätze bzw. Echos in Abhängigkeit der seit dem Aussenden des Sende-signales vergangenen Zeit auf. Das so registrierte Empfangssignal bzw. Echo 9 ist im einfachs-15 ten Fall der entsprechend der Entfernung zeitlich verzögerte und abgeschwächte Sendeimpuls bzw. das Sendesignal 8. Im Allgemeinen setzt sich das Empfangssignal 9 jedoch, wie dies anhand der verschiedenen Strahlenwege 7a bis 7d vereinfacht gezeigt ist, aus einer Überlagerung von mehreren Einzelsignalen bzw. Reflektionen zusammen, wobei die Phasenlagen der einzelnen Echos bzw. Reflektionen nicht vorhersehbar sind, da sie unter anderem von den 20 Entfernungen der Reflektoren 4, 5 und 6 sowie von der Anordnung des Senders 2 des Empfängers 3 abhängig sind. Darüber hinaus sind den einzelnen Echos und Reflektionen im Empfangssignal 9 auch noch verschiedene Störsignale und ein meist gerätebedingtes Rauschen überlagert. 25 Als Sender 2 kommen verschiedene beim Stand der Technik bekannte Ultraschallsender oder auch in anderen Frenquenzbereichen arbeitende Lautsprecher in Frage. Eine ähnlich große Auswahlmöglichkeit bietet der Stand der Technik für den Empfänger 3 welcher günstigerweise als Ultraschallsensor ausgebildet ist. Die Wahl des Frequenzbereiches des Sende- und Empfangssignals hängt unter anderem von den physikalischen Eigenschaften des zu untersuchen-30 den Objektes ab. Bei dem hier dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiel, bei dem die erfindungsgemäß Meßeinrichtung 1 als Ultraschallschneehöhenmeßgerät ausgebildet ist, liegen bevorzugte Frequenzen des Trägersignals zwischen 10 und 150 kHz.

Das in Form der Meßeinrichtung 1 realisierte Verfahren basiert grundsätzlich auf der aus der 35 Radartechnik bekannten Methode des Korrelationsempfangs. Das gezeigte Ausführungsbeispiel ist eine Anwendung der Erfindung in der Akustik. Ein spezieller Schallimpuls oder Ultraschallimpuls wird in Form des Sendesignals 8 ausgesendet und dessen Echos bzw. Reflektionen an den zu erkundenden Schichtgrenzen werden empfangen. Der Impuls besteht aus einem mit einer speziellen Hüllkurve bzw. dem Nutzsignal 22 modulierten akustischen Trägersignal. In 40 der Radartechnik ist die Phasenlage des Trägersignals meist nicht von Interesse, sondern nur die spezielle Form des Impulses bzw. Nutzsignales 22, welches die Hüllkurve eines hochfrequenten Trägersignals bildet. Bei der Anwendung in der Akustik ist aber die Phasenlage von entscheidender Bedeutung, weil sich bei überlagerten Echos bzw. Reflektionen Verstärkungen und Auslöschungen durch die zufällige Phasenlage des Trägersignals ergeben können, welche 45 die Impulsform des Empfangssingais verfälschen und ein Herausfiltern der Reflektionen bzw. Echos verhindern können. Das in Form der erfindungsgemäßen Meßeinrichtung realisierte Verfahren nimmt auf diese Schwierigkeit Rücksicht. Es wird erreicht, daß die nicht vorhersehbare Phasenlage bei der Überlagerung der Einzelechos bzw. Reflektionen keinen negativen Einfluß auf die Auswertbarkeit mehr hat. Das erfindungsgemäße Verfahren verwendet die Meso thode der Optimalfilterung oder die der angepaßten (adaptiven) Filter (matched filter). Es wird darüber hinaus durch geeignete weitere Verfahrensschritte der Einfluß der zufälligen Phasenlage der Echoimpulse bzw. Reflektionen weitgehend eliminiert.

Fig. 2 zeigt in einem grundsätzlichen Ablaufschema das Generieren und Abstrahlen des Sen-55 designals 8 und das Empfangen und Weiterverarbeiten bzw. Auswerten des Empfangssingais 5

AT 413 450 B 9. Ein digitaler Nutzsignalgenerator 29 erzeugt zunächst ein vorzugsweise frei vorgebbares Nutzsignal 22, welches vom digitalen Sendesignalmodulator 16 auf ein vorzugsweise sinusförmiges Trägersignal moduliert wird. Anschließend erfolgt eine Digital-Analogwandlung im D/A-Wandler 13 und gegebenenfalls eine analoge Impulsformung im Impulsformerfilter 12. 5 Daraufhin wird das so erzeugte Sendesignal noch im Leistungsverstärker 10 verstärkt und vom Sender 2 abgestrahlt. Die Anordnung der Bauteile 29, 16, 13 und 12 zeigt hierbei nur eine Möglichkeit der Sendesignalerzeugung. Abweichend hiervon können sowohl der Nutzsignalgenerator 29 als auch der Sendesignalmodulator 16 analog ausgeführt sein. In einer anderen Variante kann der Pulsformfilter 12 auch digital in den Nutzsignalgenerator 29 integriert werden io oder aber auch vollständig entfallen.

Nachdem das aus verschiedenen Einzelreflektionen bzw. -echos sich zusammensetzende Empfangssignal 9 vom Empfänger 3 registriert ist, wird es einem vorzugsweise regelbaren Empfangsverstärker 11 über einen optional vorhandenen Pulsformfilter 30 zugeführt. Der Puls-15 formfilter 30 kann zur Störsignalunterdrückung dienen indem er vorab einstellbare Frequenzbänder aus dem Signal herausfiltert und/oder zur Eliminierung eines Frequenzganges verwendet werden. Er kann sowohl vor oder hinter dem Empfangsverstärker 11 angeordnet sein. Dieser Verstärker 11, verstärkt das Empfangssignal bevorzugterweise mit einer Zeitvarianten Verstärkungsfunktion, welche dazu dient, die Abnahme der Intensität der Echoimpulse bzw. Reflek-20 tionen mit zunehmender Laufzeit und damit Entfernung der Reflektoren auszugleichen. Anschließend erfolgt die Verarbeitung des Empfangssignals 9 im Demodulator 15. Dieser enthält zunächst eine als Analog-Digitalwandler ausgebildete Analyseeinrichtung 14, welche anhand von Fig. 3 näher erläutert wird und unter anderem der Erzeugung einer ersten Teilfolge 18 und einer zweiten Teilfolge 19 aus dem Empfangssignal 9 dient. Im Anschluß an die Bildung dieser 25 beiden Teilfolgen werden diese getrennt von einander in der Korrelatoreinrichtung 17 mit einem vorgebbaren Korrelationssignal korreliert. In der darauffolgenden Betragsbildungseinrichtung 20 wird aus der so erzeugten ersten und zweiten Korrelationsfunktion eine Betrags- oder Betragsquadratsfunktion 21 berechnet. Die Auswertung des Empfangssignals erfolgt günstigerweise anschließend anhand der so berechneten Betrags- oder Betragsquadratsfunktion 21. Bei einer 30 vereinfachten Form kann die Auswertung aber auch anhand der ersten und zweiten Korrelationsfunktion 27, 28 vorgenommen werden.

Wie anhand von Fig. 3 gezeigt, besteht die Analyseeinrichtung 14 bevorzugterweise aus zwei getrennten Analog-Digitalwandlern 14a und 14b. Diese dienen der getrennten Erzeugung der 35 ersten Teilfolge 18 und der zweiten Teilfolge 19. Wie in Fig. 5 detaillierter gezeigt, wird das Empfangssignal 9 mit zwei zum Trägersignal synchronen Abtasttakten 23 und 24 abgetastet bzw. demoduliert, um von der zufälligen Phasenlage der Reflektionen unabhängig zu werden. Diese Abtastung erfolgt im in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel getrennt von einander in den zwei separaten Analog-Digitalwandlern 14a und 14b. Die Abtasttakte sind um !4 Trägerpe-40 riode gegeneinander phasenverschoben, sodaß mit dem Abtasttakt 24 die erste Teilfolge 18, welche dem Cosinusanteil des Empfangssignals 9 entspricht, und mit dem Abtasttakt 23 die zweite Teilfolge 19, welche dem Sinusanteil des Empfangssignals 9 entspricht, abgetastet bzw. demoduliert wird. Eine Verbesserung der Störsignalunterdrückung wird - wie weiter vorne geschildert - durch eine Mehrfachabtastung pro Periode des Trägersignals erreicht werden. Durch 45 die geschilderte Art der Abtastung in den Analog-Digitalwandlern 14a und 14b werden zwei zueinander orthogonale Teilfolgen erzeugt, welche in den Korrelationseinrichtungen 17a und 17b (in Fig. 2 vereinfacht als Korrelationseinrichtung 17 dargestellt) anschließend getrennt voneinander mit einem vorgebbaren Korrelationsignal korreliert werden. Aus der Korrelation in der Korrelatoreinrichtung 17a ergibt sich hierbei eine erste Korrelationsfunktion 27 auf der so Grundlage der ersten Teilfolge 18. Die Korrelatoreinrichtung 17b berechnet aus der zweiten Teilfolge 19 bzw. dem Sinusanteil des Empfangssignals 9 die zweite Korrelationsfunktion 28. Die Berechnung der Korrelationsfunktion 27 und 28 erfolgt bevorzugterweise mit dem beim Stand der Technik bekannten Faltungsintegral. Als Filterantwort erzeugen die Korrelatoreinrichtungen 17a und 17b sogenannte Peaks zu den Zeitpunkten, bei denen das vorgebbare Korrela-55 tionssignal in den Teilfolgen des Empfangssignals 9 vorkommt. Es wird somit im Cosinusanteil 6

AT 413 450 B wie auch im Sinusanteil des Empfangssignals getrennt voneinander nach dem Vorkommen des vorgebbaren Korrelationssignals gesucht.

Die Berechnung der ersten und zweiten Korrelationsfuktion erfolgt im gezeigten Ausführungs-5 beispiel mittels der folgenden Berechnungsvorschrift (Faltungsintegral). Diese hat in einer zeitkontinuierliche Darstellung pro Teilfolge folgende Form: y(t) = x(t) * h(t) = / x(r)h(t - r)dr = J x(r)h(f - r)cfr t-Tm 10 x(t) ist das Eingangssignal des Filters und damit die erste oder die zweite Teilfolge. y(t) ist das Ausgangssignal des Filters und damit die berechnete erste oder zweite Korrelationsfunktion. m(t) ist das zeitbegrenzte vorgebbare Korrelationssignal. Es gilt m(t) = 0 für t<0 und Tm<t, wobei 15 das vorgebbare Korrelationssignal bei t=0 beginnt und bei T=Tm endet. h(t) ist die Impulsantwort des Korrelationssignals und ebenfalls zeitbegrenzt.

Es gilt im Wesentlichen: h(t) = m(Tm -1) 20 Das Filterausgangssignal y(t) ergibt sich aus dem kontinuierlichen Faltungsintegral (Convoluti-on) des Eingangssignals x(t) mit der Impulsantwort h(t). Wegen der endlichen Dauer von h(t) braucht das Faltungsintegral nur zwischen den Grenzen t - Tm und t ausgeführt zu werden.

Statt der zeitkontinuierlichen Rechenvorschrift wird bei der digitalen Berechnung der ersten und 25 zweiten Korrelationsfunktion die zeitdiskrete Darstellung pro Teilfolge verwendet.

Hierbei ist xt das zeitdiskrete Eingangssignal des Filters (erste oder zweite Teilfolge) und yt das zeitdiskretes Ausgangssignal des Filters (errechnete erste oder zweite Korrelationsfunktion). mt ist das zeitbegrenzte, zeitdiskrete vorgebbare Korrelationssignal wobei wiederum mt=0 für t<0 30 und Tm<t gilt. ht ist die zeitdiskrete Impulsantwort des Korrelationssignals und ebenfalls zeitbegrenzt. Es gilt wiederum im Wesentlichen:

h, = mT 35 Das zeitdiskrete Filterausgangssignal yt ergibt sich hierbei aus der diskreten Faltungssumme (Convolution) des Eingangssignals xt mit der Impulsantwort ht. Wegen der endlichen Dauer von ht braucht die Faltungssumme nur zwischen den Grenzen t-Tm und t ausgeführt zu werden.

Die Berechnungsvorschrift lautet in derzeitdiskreten Darstellung: 40 yt=Xt*ht= Σ xA-r = i*A-r r=-oo r=t—Tm 45 t, t, Tm haben hier die Bedeutung von ganzzahligen Indizes, welchen diskrete Zeitpunkte kennzeichnen.

Als vorgebbares Korrelationssignal kommt zunächst das Nutzsignal 22 oder das Sendesignal 8 in Frage. Hierbei sind jedoch unter anderem die Einflüsse der Abstrahl- bzw. Empfangscharak-50 teristik von Sender und Empfänger, der Dispersion wie auch der Dämpfung, welche das Sendesignal 8 auf seinem Laufweg vom Sender 2 durch die einzelnen Schichtpakete zum Empfänger 3 erfährt, nicht berücksichtigt. Durch die genannten Einflußfaktoren kann es zu einer erheblichen Deformation des Sendesignals 8 unabhängig von den eigentlich auszuwertenden Reflek-tionen an den Schichtgrenzen kommen. Um diese von den eigentlichen Reflektionen unabhän-55 gigen Einflüsse auf das Sendesignal 8 zu berücksichtigen, kann es vorgesehen sein, daß eine 7

AT 413 450 B

Optimalfilterung oder eine Filterung mit angepaßten (adaptiven) Filter (matched filter) vorgenommen wird, indem verschiedene zu berücksichtigende Einflüsse auf das Sendesignal 8 bereits im vorgebbaren Korrelationssignal berücksichtigt werden. Dies kann realisiert sein, indem die Meßeinrichtung einen, vorzugsweise adaptiven, Filter zur Berechnung des vorgebba-5 ren Korrelationssignals aus dem Nutzsignal oder dem Sendesignal und einer berechneten oder durch Eichmessung bestimmten Filterfunktion zur Berücksichtigung von Einflußfaktoren wie Signaldämpfung, Dispersion, Abstrahl- oder Empfangscharakteristik von Sender oder Empfänger oder dergleichen aufweist. Welche der genannten Einflußgrößen bei der Berechnung des, vorzugsweise adaptiven, Filters berücksichtigt werden müssen, hängt vom jeweiligen zu unter-io suchenden Medium ab. Die Bestimmung der Filtereigenschaften kann hierbei sowohl durch entsprechende Eichmessung als auch durch Berechnung auf Grundlage von bekannten Materialparametern erfolgen.

Bei der Wahl der Länge des Nutzsignals 22 ist grundsätzlich eine Abwägung zwischen Störan-15 teilunterdrückung und zeitlicher Auflösung zu treffen. So ermöglichen lange Nutzsignale eine bessere Störanteilunterdrückung, während kürzere Nutzsignale die zeitliche Auflösung von Reflektionen vereinfachen. Ein günstiger Kompromiß im Speziellen bei der Schneedeckenmessung mit einer erfindungsgemäßen Ultraschallmeßeinrichtung sieht vor, daß das Nutzsignal eine zeitliche Länge von 60 bis 80 Perioden des Trägersignals aufweist. 20

Anschließend an die Berechnung der Korrelationsfunktionen 27 und 28 wird in der Betragsbildungseinrichtung 20 die betragsmäßige Filterantwort oder das Betragsquadrat 21 gebildet. Dieses wird als Ergebnis der weiteren Verarbeitung zugeführt. 25 Das Sendesignal 8 besteht aus einen sinusförmigen Trägersignal (nicht explizit dargestellt), welches mit einem vorgebbaren Nutzsignal 22 moduliert wird. Dieses zum Beispiel als Barker-code vorliegende Nutzsignal 22 ist für eine Optimalfilterung bzw. für den Korrelationsempfang besonders gut geeignet und besitzt eine eindeutige Autokorrelationsfunktion. Ein Beispiel für ein Nutzsignal und ein daraus durch Modulation gewonnenes Sendesignal 8 ist in Fig. 4 gezeigt. 30

Fig. 6 zeigt eine aus einem tatsächlich gemessenen Empfangssignal 8 durch die erläuterte Vorgehensweise gewonnene erste Teilfolge 18. Diese ist von starkem Rauschen überlagert und beinhaltet vier einander überlagerte Echos 25 sowie ein isoliertes Echo 26. Zum Vergleich ist in Fig. 6 noch das Nutzsignal 22, welches für diese Messung verwendet wurde, dargestellt. 35

Im Anschluß an die Berechnungen der ersten und zweiten Korrelationsfunktion 27 und 28 sowie der hieraus zu berechnenden Betrags- oder Betragsquadratsfunktion 21 ergibt sich das in Fig. 7 dargestellte Ergebnis. In diesem können die vier überlagerten Echos getrennt voneinander durch die Peaks 25a - d und das isolierte Echo 26 durch den Einzelpeak 26a eindeutig be-40 stimmt werden. Aus der zeitlichen Zuordnung dieser einzelnen Peaks 25a bis d und 26a ergeben sich wiederum die Laufzeiten der Signale, welche unter Kenntnis der Ausbreitungsgeschwindigkeit der Wellen im zu untersuchenden Medium (zB Schnee) in die Schichtdicken und damit die Lage der Reflektoren umgerechnet werden können. 45 Die Erfindung ist nicht auf das gezeigte Ausführungsbeispiel eines Schneehöhenmeßgerätes beschränkt. Das erfindungsgemäße Verfahren kann generell in der Akustik- oder Ultraschallent-fernungs- und Echostärkenmessung vor allem beim Auftreten von Vielfachreflektoren in Luft, Wasser (Sonar), in Biogeweben (Sonographie) oder auch in anderen gasförmigen, flüssigen oder festen Materialien verwendet werden. Darüber hinaus ist es auch denkbar, das erfin-50 dungsgemäße Verfahren in seiner erweiterten Form im Radarbereich anzuwenden. In Erweiterung der hier dargestellten einkanaligen Ausführung mit nur einem Sender 2 und einem Empfänger 3 ist es darüber hinaus auch möglich, die erfindungsgemäße Meßeinrichtung mehrkana-lig unter Verwendung von mehreren Demodulatoren und/oder mehreren Sendern und/oder mehreren Empfängern auszuführen. So kann zum Beispiel durch ein Array von Sendern mit 55 entsprechender Phasensteuerung der einzelnen im Array vorhandenen Sender eine gebündelte

Claims

8 AT 413 450 B oder auch gerichtete Abstrahlung erzielt werden. Patentansprüche: 5 1. Meßeinrichtung zur Bestimmung von Schichtdicken, insbesondere von Schneehöhen, mit einem Sendesignalmodulator zum Generieren eines Sendesignals durch Modulation eines Nutzsignals auf ein, insbesondere sinusförmiges, Trägersignal und mit mindestens einem Sender zum Aussenden des vom Sendesignalmodulator generierten Sendesignals sowie io mit mindestens einem Empfänger zur Aufnahme eines Empfangssignals und mit mindes tens einem Demodulator zur Verarbeitung des Empfangssignals, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator (15) eine Analyseeinrichtung (14), welche aus dem Empfangssignal (9) eine erste Teilfolge (18) und eine, vorzugsweise hierzu orthogonale, zweite Teilfolge (19) erzeugt, sowie eine Korrelatoreinrichtung (17a, b) zur getrennten Berechnung einer 15 ersten Korrelationsfunktion (27) aus der ersten Teilfolge (18) des Empfangssignals (9) und einem vorgebbaren Korrelationssignal sowie einer zweiten Korrelationsfunktion (28) aus der zweiten Teilfolge (19) des Empfangssignals (9) und dem vorgebbaren Korrelationssignal aufweist.
2. Meßeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender (2) ein Schall sender, vorzugsweise ein Ultraschallsender, und der Empfänger (3) ein Schallempfänger, vorzugsweise ein Ultraschallempfänger ist, wobei die Frequenz des Trägersignals vorzugsweise zwischen 10 und 150 kHz liegt.
3. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Teilfolge (19) der Cosinusanteil des Empfangssignals (9) und die zweite Teilfolge (19) der Sinusanteil des Empfangssignals (9) ist.
4. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die 30 Analyseeinrichtung (14) die erste Teilfolge (18) des Empfangssignals (9) durch zum Trä gersignal synchrones Abtasten des Empfangssignals (9) und die zweite Teilfolge (19) des Empfangssignals (9) durch hierzu um V* Periode des Trägersignals phasenverschobenes, zum Trägersignal synchrones Abtasten des Empfangssignals (9) bestimmt.
5. Meßeinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Analyseeinrichtung (14), die erste Teilfolge (18) und die zweite Teilfolge (19) jeweils mindestens zwei Mal pro Periode des Trägersignals abtastet.
6. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das 40 Nutzsignal (22) frei vorgebbar ist und die Meßeinrichtung (1) zur Vorgabe bzw. Erzeugung des Nutzsignals (22) einen analogen oder digitalen Nutzsignalgenerator (29) aufweist.
7. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das vorgebbare Korrelationssignal das Nutzsignal (22) oder das Sendesignal (8) ist. 45
8. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßeinrichtung einen, vorzugsweise adaptiven, Filter (12) zur Berechnung des vorgebbaren Korrelationssignals aus dem Nutzsignal (22) oder Sendesignal (8) und einer berechneten oder durch Eichmessung bestimmten Filterfunktion zur Berücksichtigung von Einfluß- 50 faktoren wie Signaldämpfung, Dispersion, Abstrahl- oder Empfangscharakteristik von Sen der oder Empfänger oder dergleichen aufweist.
9. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Nutzsignal (22) eine eindeutige Autokorrelationsfunktion aufweist, vorzugsweise ein Bar- 55 kercode oder eine Zufallsfolge ist. 9 AT 413 450 B
10. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Nutzsignal (22) eine zeitliche Länge von 60 bis 80 Perioden des Trägersignals aulweist.
11. Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die 5 Meßeinrichtung (1) eine dem Demodulator (15) nachgeschaltete Betragsbildungseinrich tung (20) aufweist, die aus der ersten (27) und der zweiten Korrelationsfunktion (28) eine gemeinsame Betrags- oder Betragsquadratsfunktion (21) berechnet.
12. Verfahren zum Betrieb einer Meßeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch io gekennzeichnet, daß eine erste Teilfolge (18) und eine zweite Teilfolge (19) aus dem Emp fangssignal (9) erzeugt sowie eine erste Korrelationsfunktion (27) aus der ersten Teilfolge (18) und dem vorgebbaren Korrelationssignal sowie eine zweite Korrelationsfunktion (28) aus der zweiten Teilfolge (19) und dem vorgebbaren Korrelationssignal berechnet wird.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfangssignal (9) zur Erzeugung der ersten Teilfolge (18) mit zum Trägersignal synchronen Abtasttakten (24) sowie zur Erzeugung der zweiten Teilfolge (19) mit hierzu um eine !4 Trägersignalperiode phasenverschobenen und zum Trägersignal synchronen Abtasttakten (23) abgetastet wird. 20 Hiezu 3 Blatt Zeichnungen 25 30 35 40 45 50 55