WO2003105525A1 - Procede de sonorisation - Google Patents

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WO2003105525A1
WO2003105525A1 PCT/FR2003/001694 FR0301694W WO03105525A1 WO 2003105525 A1 WO2003105525 A1 WO 2003105525A1 FR 0301694 W FR0301694 W FR 0301694W WO 03105525 A1 WO03105525 A1 WO 03105525A1
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sfmoy
response
enclosure
impulse response
product
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Application number
PCT/FR2003/001694
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Inventor
Jacques Lewiner
Sylvain Javelot
Damien Lebrun
Stéphane DEBUSNE
Original Assignee
Cynove
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Publication date
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Priority to AU2003258785A priority patent/AU2003258785A1/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R27/00—Public address systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H04R3/04—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for correcting frequency response

Definitions

  • the present invention relates to sound systems, comprising a correction of the response of loudspeakers.
  • the amplitude can be corrected at an amplifier which powers one or more speakers, by using a gain gauge of the amplifier as a function of the frequency.
  • a gain gauge of the amplifier as a function of the frequency.
  • a second approach widely used to correct the • response of a speaker, consists of. group together in one enclosure several speakers each having good characteristics in a given spectral band and to interpose between the input of the speaker and the speakers, filters which will selectively send to each speaker the spectral components of the electrical signal best suited to this speaker.
  • This method which makes it possible to improve the overall amplitude response of the enclosure, has the serious drawback of introducing phase shifts on several levels in the system and thus of not allowing faithful reproduction as regards the phase of the signals. to reproduce.
  • Another known technique uses, from the initial impulse response of the acoustic enclosure, a series of operations based on the Fourier transformation to first obtain the response of the speaker in the frequency domain, in amplitude and in phase and secondly, the template of a corrective filter, which, used to power the speaker, is supposed to correct phase faults while respecting in theory the amplitude of the signals.
  • the practical implementation of such a solution from signal processing processors has serious drawbacks.
  • the object of the present invention is in particular to propose a method for correcting the response of an acoustic enclosure which makes it possible to conserve the phase of the signals to be reproduced in a wide frequency band, while requiring reduced computing power compatible with the dimensions and the costs of sound reproduction devices for the general public.
  • ® is the mathematical operator convolution product
  • the method according to the invention requires only a relatively low computing capacity, compatible with the moderate costs required for devices intended for the general public.
  • the inventors have observed that the clipping of the signal S (f) does not harm the quality of listening, thanks to a so-called "mask effect", which makes the human ear discern with reduced sensitivity the sounds of frequency close to a given frequency where a signal is clearly audible.
  • the listening quality obtained thanks to the present invention is therefore excellent, at a moderate cost.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a device that can implement the method according to the invention, in normal operation, that is to say during the aforementioned sound reinforcement phase
  • FIG. 2 is a diagram similar to FIG. 1, showing the device during the initial learning phase.
  • the method according to the invention makes it possible to add sound to a space 100 while ensuring optimal listening to a listener 102 in a target area 101 of the space 100.
  • the sound space 100 may for example be a listening room equipped with at least one acoustic enclosure 2, comprising a number n of speakers 22, 24, n being a natural number at least equal to 1, for example equal to 2 or higher.
  • the loudspeakers 22, 24 of the enclosure 2 can for example be supplied by a common input 25 through passive filters, respectively 21, 23.
  • the input 25 receives an electrical signal P (t) coming from a computer 5 and amplified by an amplifier 6 (the amplifier 6 and the computer 5 can of course be included in the same housing).
  • the computer 5 can include, for example: - a calculation unit 51 which receives an electrical signal X (t) to be reproduced in sound form in space 100 (t represents time), a correction filter 54 of template W (t) receiving the signals from the calculation unit 51, - and a digital-analog converter 52 which receives the digital signals from the filter 52 and sends corresponding analog signals to the amplifier 6.
  • the above-mentioned filter 54 may simply be a software module loaded in the computer 5 and that the digital-analog converter could be eliminated by using digital speakers.
  • the method according to the invention makes it possible in particular to avoid the phase shifts that the sound waves usually undergo when they arrive at the listener 102, with the systems of the prior art.
  • These phase shifts have several origins, in particular: the passive filters 21 and 23 present in the enclosure 2 are different and therefore they introduce different phase shifts, - in the same way, the n speakers 22, 24 are different and introduce different phase shifts, etc.
  • the electrical signal X (t) is processed by the correction filter 54 of the computer 5 during the sound phases, that is to say during normal operation of the public address system.
  • the calibration point 103 may for example be located between 50 cm and 1 m 50 above the ground.
  • the impulse response S (t) corresponds to the acoustic signal received at point 103 when the acoustic enclosure emits an acoustic impulse of short duration.
  • This impulse response can preferably be measured at a time when the space 100 is not polluted by other acoustic signals than those emitted by the enclosure 2, for example by having the emitter by the enclosure 2 a short acoustic pulse. and by measuring the acoustic signals received following this pulse at the calibration point 103, by means of a microphone 11 previously disposed at point 103.
  • the acoustic enclosure 2 receives from the computer 5 the impulse signal to be transmitted.
  • the microphone 11 located at the calibration point 103 is connected to an amplifier 12 itself connected to an analog-digital converter 3, this converter being able for example to be connected to the computer 5, so that the signals picked up by the microphone 11 can be memorized by the computer 5 for the calibration point 103.
  • the microphone 11 is dismantled with its amplifier 12 and its converter 3.
  • the computer 5 determines by a fast Fourier transform technique the frequency response S (f) of the impulse response S (t ). Recall that for an input vector S (t) comprising 2 K samples, S (f) is a vector of 2 K samples with:
  • the computer 5 performs the following sequence of operations: it determines and stores the module of S (f), namely
  • the filter template (t) is then obtained by the computer 5 by carrying out the convolution product S (-t) with I (t), which makes it possible to set up the filter software module 54 in the computer 5 and closes the learning stage.
  • the impulse response S (t) is determined otherwise than by causing acoustic impulse signals to be emitted, for example by causing white noise to emit or sequences of predetermined signals whose can extract the answer S (t) by known calculation methods per se, explained for example in document FR-A-2,747,863 for the calculation of impulse responses in the field of radio waves.
  • the space to be sounded would be other than a listening room, for example an anechoid room, the objective being in this case for example to produce a set of processing unit and acoustic enclosure such as the phase of the acoustic waves emitted by the 'acoustic enclosure respects the phase of the electrical signals sent to the input of said assembly.

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Abstract

Procédé pour afin de transmettre dans un espace (100) des informations sous forme d’ondes acoustiques représentatives d’un signal X(t), par une enceinte acoustique (2), ce procédé comprenant une étape de sonorisation au cours de laquelle on applique à l’entrée de l’enceinte acoustique (2) un signal électrique P(t)=W(t)⊗X(t), où ⊗ est le produit de convolution et W(t)=S(-t)⊗I(t), où S(-t) est la retournée temporelle de la réponse impulsionnelle S(t) entre l’enceinte et une zone cible (101) appartenant à l’espace à sonoriser (100), t représentant le temps, et I(t) est la réponse temporelle du produit e -2inft0 .Sc(f), où f représente la fréquence, t0 est une constante Sc(f)=1/(S1(f))α, α étant un nombre positif non nul et S1(f) étant une fonction réelle obtenue par écrêtage du module |S(f)| de la réponse en fréquence S(f) de S(t).

Description

Procédé de sonorisation.
La présente invention est relative aux procédés de sonorisation, comprenant une correction de la réponse d'enceintes acoustiques.
Il existe un besoin en outils de correction de la réponse des enceintes acoustiques car si les supports analogiques ou numériques de représentation des données acoustiques permettent de stocker et de restituer ces grandeurs avec une dynamique élevée (par exemple 96 dB ou plus) et un bon respect de la phase, sur toute la bande acoustique audible, les haut-parleurs constituent l'élément le plus faible dans une chaîne de restitution du son. De nombreuses techniques ont été proposées dans le passé pour tenter de résoudre ce problème.
Ainsi, on peut corriger l'amplitude au niveau d'un amplificateur qui alimente un ou plusieurs haut-parleurs, en utilisant un gabarit de gain de l'amplificateur en fonction de la fréquence. De cette manière, pour un haut- parleur ayant une réponse en amplitude inférieure à la moyenne dans une bande spectrale donnée, on accentue l'amplification dans ladite bande afin que le son émis soit sensiblement constant dans toute la bande audible. Pour cela, il a été proposé dans le document US-A-4 458 362, d'élaborer le gabarit de gain en question à partir de signaux de tests émis par le haut-parleur. La technique utilisée dans ce document soulève de nombreux problèmes de mise en œuvre en situation réelle et en particulier en milieu réverbérant. Surtout, cette technique ne conserve pas la phase des signaux électriques à transformer en signaux acoustiques.
Une deuxième approche, très utilisée pour corriger la • réponse d'une enceinte, consiste à . regrouper dans une enceinte plusieurs haut-parleurs ayant chacun de bonnes caractéristiques dans une bande spectrale donnée et d'interposer entre l'entrée de l'enceinte et les haut- parleurs, des filtres qui vont sélectivement envoyer vers chaque haut-parleur les composantes spectrales du signal électrique les mieux adaptées à ce haut-parleur. Ce procédé, qui permet d'améliorer la réponse en amplitude globale de l'enceinte, présente le grave inconvénient d'introduire des déphasages à plusieurs niveaux dans le système et ainsi de ne pas permettre une reproduction fidèle en ce qui concerne la phase des signaux à reproduire.
Or, dans beaucoup de cas, pour assurer une bonne qualité d'écoute, il est plus important de respecter la phase que l'amplitude.
Il a été également proposé, dans le document US-A-5 815 580, d'utiliser un filtre correcteur ayant un gabarit apte à corriger les seuls déphasages introduits par les filtres passifs présents dans l'enceinte acoustique. Une telle solution présente de graves inconvénients ; en particulier, elle ne compense pas les déphasages introduits par les haut-parleurs eux-mêmes et elle ne prend pas en compte l'environnement de l'enceinte, de sorte que la correction de phase effectuée par le filtre correcteur proposé dans ce document est inefficace. De plus, elle nécessite : - soit l'accès aux filtres passifs par l'utilisateur, ce qui requiert un démontage de l'enceinte qui n'est évidemment pas souhaitable, soit la mise en place dans l'enceinte, lors de sa fabrication, de moyens de déconnexion des haut-parleurs des filtres et d'accès électriques à la sortie desdits filtres, ce qui introduit des surcoûts et entraîne des risques de parasites électriques.
Une autre technique connue, divulguée notamment dans le document US-A-4 888 808, utilise, à partir de la réponse impulsionnelle initiale de l'enceinte acoustique, une suite d'opérations fondées sur la transformation de Fourier pour obtenir dans un premier temps, la réponse de l'enceinte dans le domaine fréquentiel, en amplitude et en phase et dans un second temps, le gabarit d'un filtre correcteur, qui, utilisé pour alimenter l'enceinte acoustique, est censé corriger les défauts de phase tout en respectant en théorie l'amplitude des signaux. La mise en œuvre pratique d'une telle solution à partir de processeurs de traitement du signal présente de graves inconvénients. En effet, la réponse impulsionnelle d'enceintes acoustiques dans le domaine fréquentiel, particulièrement en milieu réverbérant, présente des écarts considérables dans l'amplitude des signaux en fonction de la fréquence : il est fréquent que la réponse en amplitude d'une enceinte présente des pics vers le haut et vers le bas qui peuvent atteindre 50 dB et dont la largeur en fréquence est souvent faible. Par conséquent, avec la technique proposée dans le document US-A-4 888 808, la construction du gabarit d'un filtre correcteur efficace pour obtenir une correction satisfaisante implique des puissances de calcul considérables, ce qui entraîne l'utilisation de processeurs coûteux. De plus même ces processeurs coûteux n'ont bien évidemment pas une dynamique infinie, ce qui conduit à des améliorations insuffisantes. La présente invention a notamment pour but de proposer un procédé de correction de la réponse d'une enceinte acoustique qui permette de conserver la phase des signaux à reproduire dans une large bande de fréquences, tout en nécessitant une puissance de calcul réduite compatible avec les dimensions et les coûts d'appareils de reproduction des sons destinés au grand public.
A cet effet, la présente invention propose un procédé de sonorisation d'un espace afin de transmettre dans cet espace des informations sous forme d'ondes acoustiques représentatives d'un signal X(t), au moyen d'au moins une enceinte acoustique comportant une entrée commandant un nombre n de haut-parleurs, n étant un entier naturel au moins égal à 1, ce procédé comprenant au moins une étape de sonorisation au cours de laquelle on applique à l'entrée de l'enceinte acoustique un signal électrique P(t) = W(t) ® X(t) , où :
® est l'opérateur mathématique produit de convolution et
W(t) représente un gabarit de filtre préalablement déterminé et mémorisé, ledit procédé comprenant une étape d'apprentissage au cours de laquelle on détermine le gabarit de filtre W(t) comme suit : W(t) = S(-t)®I(t) , où : - S(-t) est la retournée temporelle de la réponse impulsionnelle S(t) entre l'enceinte et une zone cible appartenant à l'espace à sonoriser, t représentant le temps , et I(t) est la réponse temporelle du produit e'2'^'0.Sc(f) , où f représente la fréquence, tO est un coefficient de décalage temporel et Se (f) =1/ (SI (f) )α, α étant un nombre positif non nul et Sl(f) étant une fonction réelle obtenue par écrêtage du module |S(f) | de la réponse en fréquence S(f) de la réponse impulsionnelle S(t). Grâce à ces dispositions, qui permettent une compensation des déphasages introduits par l'enceinte acoustique, les informations transmises sous forme d'ondes acoustiques sont reçues parfaitement en phase dans la zone cible. De plus, grâce à 1 ' écrêtage du signal S(f), le procédé selon l'invention ne nécessite qu'une capacité de calcul relativement faible, compatible avec les coûts modérés exigés pour des appareils destinés au grand public.
Enfin, les inventeurs ont pu constater que 1 ' écrêtage du signal S(f) ne nuit pas à la qualité de l'écoute, grâce à un effet dit "effet de masque", qui fait que l'oreille humaine discerne avec une sensibilité diminuée les sons de fréquence voisine d'une fréquence donnée où un signal est bien audible. La qualité d'écoute obtenue grâce à la présente invention est donc excellente, pour un coût modéré.
Dans des modes de réalisation préférés de l'invention, on peut éventuellement avoir recours en outre à l'une et/ou l'autre des dispositions suivantes : - au cours de l'étape d'apprentissage, on détermine la fonction Sc(f) comme suit : pour Sfmoy.R2<|S(f) |<Sfmoy.Rl, Sc(f) = l/|S(f)|α, RI et R2 étant deux nombres positifs, RI étant supérieur à R2 et Sfmoy étant la valeur moyenne de |S(f) |, . pour |S(f)| < Sfmoy.R2, Sc(f) = 1/ (Sfmoy. R2) α, pour |S(f)| > Sfmoy.RI, Sc(f) = 1/ (Sfmoy.RI) α ; le coefficient de décalage temporel tO est compris entre 0 et Tmax, Tmax étant la durée d'enregistrement de la réponse S(t) ; - I(t) est obtenu en utilisant la partie réelle de la transformée de Fourier inverse du produit e'2" ' .Sc(f) , - la réponse impulsionnelle S(t) est mémorisée sur un nombre 2K d'échantillons et S(f) est calculée à partir de S(t), en utilisant une technique de transformée de Fourier rapide de S(t) , - la réponse impulsionnelle S(t) est mémorisée sur un nombre 2K d'échantillons et I(t) est calculée à partir du produit e~2,φ(i .Sc(f) en utilisant une technique de transformée de Fourier rapide inverse ; - α vaut 1 ; les coefficients RI et R2 sont choisis de façon à obtenir une excursion d'amplitude d'environ 24 dB (notamment lorsque le procédé est mis en œuvre par des processeurs traitant des données sur 16 bits) ; - les coefficients RI et R2 sont choisis de façon à obtenir une excursion d'amplitude d'environ 12 dB (notamment lorsque le procédé est mis en œuvre par des processeurs traitant des données sur 16 bits) ; les coefficients RI et R2 sont choisis de façon à obtenir une excursion d'amplitude d'environ 36 dB (notamment lorsque le procédé est mis en œuvre par des processeurs traitant des données sur plus de 16 bits) ; les coefficients RI et R2 sont choisis de façon à obtenir une excursion d'amplitude d'environ 48 dB (notamment lorsque le procédé est mis en œuvre par des processeurs traitant des données sur plus de 16 bits) ; la valeur Sfmoy est calculée pour une bande de fréquences fb ne représentant qu'une partie des fréquences audibles . D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description détaillée suivante d'une de ses formes de réalisation, donnée à titre d'exemple non limitatif, en regard des dessins joints. Sur les dessins : la figure 1 est un schéma de principe montrant un exemple de dispositif pouvant mettre en œuvre le procédé selon l'invention, en fonctionnement normal, c'est à dire pendant la phase de sonorisation susmentionnée, - et la figure 2 est un schéma similaire à la figure 1, montrant le dispositif pendant la phase initiale d' apprentissage .
Comme représenté sur la figure 1, le procédé selon l'invention permet de sonoriser un espace 100 en assurant une écoute optimale à un auditeur 102 dans une zone cible 101 de l'espace 100.
L'espace à sonoriser 100 peut être par exemple une salle d'écoute équipée d'au moins une enceinte acoustique 2, comprenant un nombre n de haut-parleurs 22, 24, n étant un entier naturel au moins égal à 1, par exemple égal à 2 ou supérieur.
Les hauts-parleurs 22, 24 de l'enceinte 2 peuvent par exemple être alimentés par une entrée commune 25 à travers des filtres passifs, respectivement 21, 23. L'entrée 25 reçoit un signal électrique P(t) issu d'un calculateur 5 et amplifié par un amplificateur 6 (l'amplificateur 6 et le calculateur 5 peuvent bien entendu être compris dans un même boîtier) .
Le calculateur 5 peut comporter par exemple : - une unité de calcul 51 qui reçoit un signal électrique X(t) à reproduire sous forme sonore dans l'espace 100 (t représente le temps), un filtre correcteur 54 de gabarit W(t) recevant les signaux issus de l'unité de calcul 51, - et un convertisseur numérique-analogique 52 qui reçoit les signaux numériques issus du filtre 52 et envoie des signaux analogiques correspondants à l'amplificateur 6.
On notera que le filtre 54 susmentionné peut être simplement un module logiciel chargé dans le calculateur 5 et que le convertisseur numérique-analogique pourrait être supprimé en utilisant des haut-parleurs numériques.
Le procédé selon l'invention permet notamment d'éviter les déphasages que subissaient habituellement les ondes sonores à leur arrivée au niveau de l'auditeur 102, avec les systèmes de l'art antérieur. Ces déphasages ont plusieurs origines, en particulier : les filtres passifs 21 et 23 présents dans l'enceinte 2 sont différents et par conséquent ils introduisent des déphasages différents, - de la même façon, les n haut-parleurs 22, 24 sont différents et introduisent des déphasages différents, etc.
A cet effet, selon l'invention, le signal électrique X(t) est traité par le filtre correcteur 54 di calculateur 5 lors des phases de sonorisation, c'est à dire pendant le fonctionnement normal du dispositif de sonorisation. Lors de ce traitement, le filtre 54 calcule P(t) en effectuant le produit de convolution suivant : P(t) = W(t) ®X(t) . Pour déterminer le gabarit (t) au cours d'une étape initiale d'apprentissage, comme représenté sur la figure 2, on procède tout d'abord à une opération de calibration acoustique de l'espace 100 en déterminant la réponse impulsionnelle S(t) entre l'enceinte acoustique 2 et un point de calibration 103 de la zone cible 101.
Le point de calibration 103 peut être par exemple situé entre 50 cm et 1 m 50 au-dessus du sol.
La réponse impulsionnelle S(t) correspond au signal acoustique reçu au point 103 lorsque l'enceinte acoustique émet une impulsion acoustique de courte durée.
Cette réponse impulsionnelle peut être mesurée de préférence à un moment où l'espace 100 n'est pas pollué par d'autres signaux acoustiques que ceux émis par l'enceinte 2, par exemple en faisant émettre par l'enceinte 2 une courte impulsion acoustique et en mesurant les signaux acoustiques reçus à la suite de cette impulsion au niveau du point de calibration 103, au moyen d'un microphone 11 préalablement disposé au point 103.
Dans l'exemple particulier représenté sur la figure 2, l'enceinte acoustique 2 reçoit du calculateur 5 le signal impulsionnel à émettre.
Par ailleurs, le microphone 11 situé au point de calibration 103 est relié à un amplificateur 12 lui-même relié à un convertisseur analogique-numérique 3, ce convertisseur pouvant par exemple être relié au calculateur 5, de façon que les signaux captés par le microphone 11 puissent être mémorisés par le calculateur 5 pour le point de calibration 103.
La réponse impulsionnelle S(t) ainsi mémorisée pai le calculateur 5 est ensuite inversée temporellement par ce calculateur 5, qui mémorise finalement l'inversée temporelle de la réponse impulsionnelle, S(-t).
Une fois l'opération de calibration terminée, on démonte le microphone 11 avec son amplificateur 12 et son convertisseur 3.
Par la suite, si l'on a enregistré S(t) sur un nombre 2K d'échantillons, le calculateur 5 détermine par une technique de transformée de Fourier rapide la réponse en fréquence S(f) de la réponse impulsionnelle S(t). On rappelle que pour un vecteur d'entrée S(t) comportant 2K, échantillons, S(f) est un vecteur de 2K échantillons avec :
S(f) = ∑S(m).e-2iπ{f- m-χ),2K , pour 1 < f < 2K.
Par la suite, le calculateur 5 effectue la séquence d'opérations suivantes : il détermine et mémorise le module de S(f), à savoir | S (f) | , il détermine et mémorise la valeur moyenne atteinte par |S(f)|, notée Sfmoy (moyenne arithmétique, logarithmique ou autre) , pour toutes les fréquences f, telles que Sfmoy.R2 < |S(f)| < Sfmoy. RI, il construit et mémorise Sc(f) comme l/|S(f) |α, pour toutes les fréquences f, telles que S(f) | < Sfmoy. R2, il construit et mémorise Sc(f) comme 1/ (Sfmoy.R2) , pour toutes les fréquences f, telles que | S ( fs) | > Sfmoy.RI, il construit et mémorise Sc(f) comme 1/ (Sfmoy. RI) α, α étant un nombre réel positif non nul, avantageusement égal à 1, il effectue la multiplication de Sc(f), par une fonction y(f) = e~2,:φ0 , où tO est un décalage temporel compris entre 0 et Tmax [Tmax est la durée d'enregistrement de la réponse impulsionnelle S(t)] choisi pour respecter la chronologie des événements (principe de causalité) : tO peut avantageusement être choisi égal à Tmax/2, ou égal à une valeur inférieure, et finalement détermine et mémorise le résultat I(f) = y(f) .Sc(f) .
On notera que la fonction Sc(f) pourrait plus généralement être calculée sous la forme Sc(f) l/[Si(f)]α, où Sl(f) est une fonction obtenue par écrêtage du module de S(f) . Le calculateur (5) calcule alors la transformée de
Fourier inverse de I(f), à savoir I(t).
On rappelle que la transformée de Fourier rapide inverse de I(f), I (t) est un vecteur de 2K échantillons avec : /(t) = (l/2'r). ;/(m).e2"r('"-1)'('-1)/2'r , 1 < t < 2K. m=\
Le gabarit de filtre (t) est alors obtenu par le calculateur 5 en effectuant le produit de convolution S(-t) avec I(t), ce qui permet de mettre en place le module logiciel de filtre 54 dans le calculateur 5 et clôt l'étape d'apprentissage.
On rappelle que le produit de convolution d'une fonction f (t) par une fonction g(t) vaut :
Figure imgf000012_0001
Comme il va de soi, et comme il résulte d'ailleurs de ce qui précède, l'invention n'est pas limitée à l'exemple de réalisation particulier qui vient d'être décrit ; elle en embrasse au contraire toutes les variantes, notamment celles dans lesquelles : la réponse impulsionnelle S(t) est déterminée autrement qu'en faisant émettre des signaux acoustiques impulsionnels, par exemple en faisant émettre un bruit blanc ou des suites de signaux prédéterminés dont on peut extraire la réponse S(t) par des méthodes de calcul connues en soi, explicitées par exemple dans le document FR- A-2 747 863 pour le calcul des réponses impulsionnelles dans le domaine des ondes radio-électriques. l'espace à sonoriser serait autre qu'une salle d'écoute, par exemple une salle anéchoïde, l'objectif étant dans ce cas par exemple de réaliser un ensemble unité de traitement et enceinte acoustique tel que la phase des ondes acoustiques émises par l'enceinte acoustique respecte la phase des signaux électriques envoyés à l'entrée dudit ensemble.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de sonorisation d'un espace (100) afin de transmettre dans cet espace des informations sous forme d'ondes acoustiques représentatives d'un signal X(t), au moyen d'au moins une enceinte acoustique (2) comportant une entrée (25) commandant un nombre n de haut-parleurs (22, 24) , n étant un entier naturel au moins égal à 1, ce procédé comprenant au moins une étape de sonorisation au cours de laquelle on applique à l'entrée de l'enceinte acoustique (2) un signal électrique R(t)= W(t)® X(t) , où :
® est l'opérateur mathématique produit de convolution et (t) représente un gabarit de filtre préalablement déterminé et mémorisé, ledit procédé comprenant une étape d'apprentissage au cours de laquelle on détermine le gabarit de filtre (t) comme suit : W(t) = S(-t) ®I(t) , où : - S(-t) est la retournée temporelle de la réponse impulsionnelle S(t) entre l'enceinte et une zone cible (101) appartenant à l'espace à sonoriser (100), t représentant le temps, et I(t) est la réponse temporelle du produit e~2iηf'° .Sc(f) , où f représente la fréquence, tO est un coefficient de décalage temporel et Se ( ) =1/ (SI (f) )α, α étant un nombre positif non nul et Sl(f) étant une fonction réelle obtenue par écrêtage du module |S(f) | de la réponse en fréquence S(f) de la réponse impulsionnelle S(t).
2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel, au cours de l'étape d'apprentissage, on détermine la fonction Sc(f) comme suit : pour Sfmoy. R2<|S(f) |<Sfmoy.Rl, Sc(f) = l/|S(f)| , RI et R2 étant deux nombres positifs, RI étant supérieur à R2 et Sfmoy étant la valeur moyenne de |S(f) |, pour |S(f)| < Sfmoy.R2, Sc(f) 1/ (Sfmoy. R2)α, pour |S(f)| > Sfmoy.RI, Sc(f) = 1/ (Sfmoy.RI) α.
3. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le coefficient de décalage temporel tO est compris entre 0 et Tmax, Tmax étant la durée d'enregistrement de la réponse S(t).
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel I(t) est obtenu en ' utilisant la partie réelle de la transformée de Fourier inverse du produit e~2,≠0.Sc(f) .
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la réponse impulsionnelle S(t) est mémorisée sur un nombre 2K d'échantillons et S(f) est calculée à partir de S(t), en utilisant une technique de transformée de Fourier rapide de S(t) .
6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la réponse impulsionnelle S(t) est mémorisée sur un nombre 2* d'échantillons et I(t) est calculée à partir du produit e-2i≠o Sc f) en utilisant une technique de transformée de
Fourier rapide inverse .
7. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel α vaut 1.
8. Procédé selon 1 ' une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les coefficients RI et R2 sont choisis de façon à obtenir une excursior d'amplitude choisie parmi une excursion d'environ 12 dB, une excursion d'environ 24 dB, une excursion d'environ 36 dB, et une excursion d'environ 48 dB .
9. Procédé selon l'une quelconque deε revendications précédentes, dans lequel la valeur Sfmoy est calculée pour une bande de fréquences fb ne représentant qu'une partie des fréquences audibles.
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