WO2003088719A1 - Schaltungsanordnung zur speisung von leuchtdioden - Google Patents

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WO2003088719A1
WO2003088719A1 PCT/AT2003/000105 AT0300105W WO03088719A1 WO 2003088719 A1 WO2003088719 A1 WO 2003088719A1 AT 0300105 W AT0300105 W AT 0300105W WO 03088719 A1 WO03088719 A1 WO 03088719A1
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voltage source
voltage
circuit arrangement
bipolar
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PCT/AT2003/000105
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English (en)
French (fr)
Inventor
Johannes Huter
Original Assignee
Johannes Huter
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/39—Circuits containing inverter bridges

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for supplying at least one light-emitting diode, which is connected in series with at least one further diode with the presentation of an intermediate center tap.
  • LEDs Light-emitting diodes
  • groups of bright and efficient LEDs are formed.
  • LEDs are increasingly used in groups for illuminated signaling, e.g. in light boards or in light lines for the purpose of advertising or traffic management.
  • LEDs have a semiconductor-characteristic current-voltage behavior: Small voltage changes or fluctuations are associated with a large current change, a large change in the power consumption and the thermal LED load, and with a large change in the LED luminous flux emission.
  • An LED power setting with LED operating electronics is achieved by current limiting with the corresponding active regulation effort.
  • a conventional method for LED current limitation regulates the voltage drop of a component connected in series with the LEDs, eg the collector-emitter path of a transistor. This regulates the excess voltage of the control reserve and thus converts electrical energy into heat. If the control is in close proximity to the LEDs, these LEDs experience an additional heat load.
  • LED current limiting are not scalable for a variable and large number of LEDs: With increasing number of stromzuversorgenden LEDs in principle can not be the dimensioning of the electronically active construction ⁇ parts of a conventional LED driving electronics are performed stronger, but it has the number of electronic active components, and the number of associated cabling can be increased proportionally to the number of LEDs: It is only possible to a limited extent and makes little sense to operate any number of LEDs or LED groups with a single powerful conventional power supply by - in part - connecting the LEDs in parallel. LED component fluctuations lead to undesired different currents flowing through LEDs operated in parallel with the same applied voltage. This results in an excessive thermal load on individual LEDs above the nominal value, or with fail-safe dimensioning for all LEDs, most LEDs are operated significantly below, generally below 70% of the nominal value.
  • the number of light-emitting diodes that can be fed with the known design at a given supply voltage has its limits in the voltage increase that can be achieved by the resonant circuit resonance.
  • the present invention aims to overcome the disadvantages and limitations of the known solutions.
  • a combination of a charge-coupled voltage doubling circuit, formed by the diode network, the bipolar AC voltage supply and the resonant circuit capacitance, and a down-regulating switching regulator circuit, formed by the diode network, the AC voltage supply and the resonant circuit inductance, is created for the first time, at least one of these belonging to the circuit principle is the light-emitting diode itself and thus simultaneously forms the electrical load to be operated.
  • the circuit arrangement according to the invention can be used to supply a given supply voltage with twice the number of light-emitting diodes as with the known constructions. Another advantage is that with a driver stage designed to be half as powerful, it can be found to be sufficient since, despite the double number of light-emitting diodes, the switched current remains essentially the same.
  • the circuit arrangement proposed here can feed groups of several up to a few hundred or a thousand LEDs with the respective LED-specific operating current.
  • the circuit arrangement is particularly energy-efficient and subsequently enables energy-efficient dimming of all connected LEDs in a simple manner.
  • a particularly preferred embodiment of the invention is characterized in that the further diode is also a light-emitting diode. This means that the number of LEDs that can be fed can be doubled again.
  • third diode is located between the light emitting diode and the center tap, and that the light-emitting diode is connected in parallel a Kon ⁇ capacitor.
  • a further screening of the light-emitting diode current can be achieved if at least two bipolar AC voltage sources which are phase-shifted with respect to one another are provided, each of which feeds its own center tap via its own series resonant circuit, and if at least one in the same between the LED and the respective center tap Directed third diode is.
  • the bipolar AC voltage source can be formed from the bipolar DC voltage source in a particularly simple manner via a clocked changeover switch, or alternatively the bipolar DC voltage source can be formed from the bipolar AC voltage source via a rectifier.
  • bipolar does not necessarily require a negative and a positive voltage, since the zero point of the bipolarity can be set as desired, as is known in the art. However, it is particularly expedient if the bipolar DC voltage source and the bipolar AC voltage source are each symmetrical with respect to the zero potential, since this simplifies the circuit.
  • the circuit arrangement according to the invention is particularly well prepared for the option of dimming the LEDs. This can be achieved by preferably adjusting the voltage, frequency and / or pulse width of the bipolar AC voltage source, as is known per se in the art.
  • a sensor for the current and / or the light output of the light-emitting diode can preferably also be provided, the output of which controls the setting of the AC voltage source in a control circuit, which ensures stable operation.
  • first structural unit is characterized by low power loss and can be used in a high one Integration density are built.
  • this division enables modular and interchangeable manufacture of the individual structural units.
  • Figure 1 shows a first embodiment of the circuit arrangement of the invention with a sinusoidal AC voltage source.
  • FIG. 2 shows a further embodiment of the circuit arrangement of the invention with a square-wave AC voltage source
  • FIG. 3 shows a further embodiment of the circuit arrangement of the invention with a plurality of light-emitting diode series circuits fed in parallel;
  • FIG. 4a shows a further embodiment of the circuit arrangement of the invention with a double AC voltage source
  • FIG. 4b shows a possible circuit for the double AC voltage source from FIG. 4a
  • FIG. 5a shows a further embodiment of the circuit arrangement of the invention with a plurality of alternating voltage sources which are phase-shifted with respect to one another;
  • FIG. 5b shows a possible circuit for generating four mutually phase-shifted alternating voltage sources for the embodiment of FIG. 5a; 6a-h different possible embodiments for the light-emitting diode symbolized in the remaining figures by the switching symbol according to FIG. 6i; Figs. 7a-c show various embodiments of adjustment ⁇ cash AC voltage sources;
  • Fig. 8 units a further embodiment with a division of the circuitry into two mutually separate Bauein ⁇ ; . 9a-e show various variants for the series resonant circuit ⁇ Fig of the circuit arrangement of the invention;
  • 10 shows a further embodiment of the circuit arrangement of the invention with a current sensor
  • 11 shows a further embodiment of the circuit arrangement of the invention with a control loop
  • FIG. 12 shows a further embodiment of the circuit arrangement of the invention with a plurality of phase-shifted AC voltage sources
  • FIG. 13 shows a further embodiment of the circuit arrangement of the invention similar to that of FIG. 12, but with only one LED branch;
  • FIG. 14 shows a further embodiment of the circuit arrangement of the invention with two phase-shifted AC voltage sources
  • FIG. 16 shows a further embodiment of the circuit arrangement of the invention with a DC voltage source derived from the AC voltage source.
  • FIG. 1 and 2 show a circuit arrangement for supplying at least one light-emitting diode (LED) 11, which is connected in series with at least one further diode 12 with an intermediate center tap M between them.
  • the further diode 12 can be a simple blocking diode (as explained later with reference to FIG. 13, where it is embodied by the diodes 5b of the diode half-bridge 5), or preferably likewise a light-emitting diode as shown.
  • the center M of the series circuit 1 is fed via a series resonant circuit 2 from an AC voltage source 3 with egg ⁇ ner AC voltage VAC.
  • the total threshold voltage of all LEDs is greater than the potential difference V + minus V_.
  • the series resonant circuit 2 is thus flowed through by an alternating current J ⁇ .
  • the circuit arrangement supplies all LEDs with a pulsating direct current, a half-wave J ⁇ + and J ⁇ _ of J ⁇ flowing through a respective branch 11, 12 of the LED half-bridge 1.
  • the average current through each of the two LED branches 11 and 12 is exactly the same.
  • the series resonant circuit which advantageously does not itself consume any active electrical power, serves as the current limiting element for all LEDs.
  • a disturbance of the AC voltage source in such a way that the source becomes high-resistance or short-circuiting has the effect that no current flows through the LEDs of the half-bridge and is thus protected against propagation of disturbances.
  • FIG. 2 shows a preferred embodiment of the circuit arrangement in which the AC voltage V ⁇ has a rectangular signal shape, which preferably jumps between the electrical potentials V + and V_ of a DC voltage source 4.
  • Half bridges 1 which are fed in parallel from an AC voltage source.
  • the current of all LED half bridges can advantageously be set by dimensioning the associated series resonant circuit circuits 2.
  • a variable number of uniform LED half bridges with a uniform current can thus be fed from a voltage source, different LED types with different threshold voltage with a uniform current, and / or different LED types with different power with a different current from a voltage source.
  • FIG. 4a shows another circuit arrangement with a double AC voltage source 32, which feeds a plurality of LED half bridges 1
  • FIG. 4b shows a possible basic circuit of a double AC voltage source 32.
  • All LEDs of a half-bridge are supplied with a uniform average direct current, which is independent of the polarity of the alternating voltage.
  • a change in the pulse pattern of the signal generator 31 thus brings about an identically directed current setting of an LED half-bridge, regardless of whether the half-bridge is connected to the inverting or to the non-inverting output.
  • the basic circuit of FIG. 4b shows a particularly simple circuit arrangement for an electrical amplifier for rectangular pulses with two power outputs. It can be controlled with a signal source 31 with low power and with low AC voltage, for example 5V PP , and generates two square-wave signals which are phase-shifted by 180 ° and which are output as power pulses between V + and V_ of the DC voltage source 4.
  • a signal source 31 with low power and with low AC voltage, for example 5V PP , and generates two square-wave signals which are phase-shifted by 180 ° and which are output as power pulses between V + and V_ of the DC voltage source 4.
  • 5b shows a possible print zip circuit 31, 32, 33 for generating four AC voltages shifted by 90 °.
  • This circuit arrangement achieves a mutual reactive current compensation of the individual LED half-bridges in such a way that at least one further half-bridge is actively supplied with current when an LED bridge is periodically fed back with alternating voltage.
  • FIG. 6a-h show some variants for each branch 11 or 12 of an LED half bridge, which is symbolized by the symbol Fig. 6i, which is used in the other figures.
  • Figure 6a shows e.g. a single light emitting diode.
  • Figures 6b-d show e.g. Series and / or parallel connections of LEDs and / or diodes. According to FIG. 6e, one of the two branches of the LED half bridge can be formed exclusively by a single rectifier diode.
  • Figures 6f-h show e.g. a series connection of LEDs with a current sensor, e.g. an optocoupler Fig. 6f, a resistor Fig. 6g, or a current measuring circuit Fig. 6h.
  • a current sensor e.g. an optocoupler Fig. 6f, a resistor Fig. 6g, or a current measuring circuit Fig. 6h.
  • the designated herein as a "diode” element according to Fig. 6i thus includes all the known circuit elements, which have a total of diode-like current-voltage characteristic, that is, having in particular a so-called reverse direction, it ie virtually no current flows when voltage is applied negati ⁇ ver polarity, and have a so-called forward direction, ie there is a so-called threshold voltage of positive polarity, above which a substantial current flows, and this current increases disproportionately with the applied voltage.
  • An exact LED current setting can be carried out by a current sensor in feedback with the AC voltage source 3.
  • 7a-c show three options for current setting by means of an LED half bridge 1: a) changing the frequency of the AC voltage source 31, whereby the LED current-limiting reactance of the series resonant circuit is changed; b) changing the duty cycle of the rectangular waveform of the AC voltage source 31; this changes the composition of the fundamental and harmonics of the signal form of the AC voltage source, and thus the effective current through the series resonant circuit and the LED half-bridge is set; c) changing a pulse train of the AC voltage source 31; this can influence the composition of basic and
  • Harmonics of the current are taken through the series resonant circuit.
  • the effective reactance of the series resonant circuit can thus advantageously be set such that a particularly stable current limitation for the LEDs is achieved. Furthermore, this results in a reduced electromagnetic environmental load due to the AC voltage-carrying LED leads.
  • the LEDs can be dimensioned in a simple manner. All LEDs are switched off by reducing the frequency of the AC voltage source to 0 Hz, ie a DC voltage.
  • a "LED driving device” comprising at least one signal generator 31 and an amplifier 32 for AC voltage, the LED driving device optionally contains a sudkop ⁇ peleingang for detecting the current through an LED half-bridge; optionally an input for detecting the LED - Half-bridge DC voltage 4; and if necessary a control input for setting different dimming levels.
  • the setting can be done remotely, for example. If necessary, the LED control gear can supply several LED half bridges with AC voltage in different phase positions.
  • All intelligent control and regulation units of the operating device, as well as the signal generators 31 themselves, can be easily e.g. can be provided in a cost-effective manner by a programmable microcontroller.
  • a correspondingly dimensioned LED operating device can advantageously operate any number of LED modules and / or a variety of LED modules with different LED types, possibly simultaneously.
  • a correspondingly dimensioned LED operating device can also operate the LED modules without a current sensor input, provided that the DC voltage 4 is sufficiently stabilized, or provided that the DC voltage 4 is detected and flows into the control of the signal generator 31.
  • FIG. 9 shows an example of some series resonant circuit circuits, consisting of: a) choke, capacitor and possibly a resistor or choke resistor, or b) one choke per LED module and one capacitor per LED half-bridge, (alternatively one could also be a Capacitor per LED module and one choke per LED half-bridge can be provided), or c) consisting of an electrical current resonator of another type, or d) if necessary, an additional LED module fine adjustment component.
  • the exemplary LED modules are three-pole and can be connected in variable numbers to an LED control gear, for example by a simple parallel connection.
  • 9e shows that an additional voltage tap "V-LC-sense" between the inductor and the capacitor is seen in feedback with a suitable Neten LED control gear allows an exact LED current setting.
  • the average current through the LED half-bridge is, for example, directly proportional to the peak-to-peak voltage at the capacitor C, which can be detected in this way.
  • the uniform current through each LED is calculated as:
  • Frequency x peak voltage x capacitor value. 10 shows a circuit variant which allows a potential-free tapping of the capacitor peak-to-peak voltage, and thus detects an exceeding of the nominal LED current. Control of the LED current can thus be carried out particularly precisely in an advantageously simple manner.
  • FIG. 11 shows, by way of example and schematically, a further circuit arrangement in which at least one further electrical AC voltage potential of the resonant circuit is fed back to the AC voltage generator 3.
  • the current through the LED half bridge can be detected and set without loss.
  • the AC voltage 3 can be generated in this way by a combination of electrically phase-neutral elements in combination with the phase-shifting properties of at least parts of the resonant circuit.
  • the phase-neutral elements can, for example, be combined in a particularly simple manner together with the switching regulators in a single application-specific integrated circuit IC.
  • Bipolar LED modules optionally ⁇ union electrical components made with a third control input for electric dimming, which are fed in a simple manner with a simple DC or AC voltage "Supply” and which zusharm addition to the LEDs of only three: a simple four- to six-pole application-specific low-loss switching regulator 1er IC, a choke and a capacitor.
  • FIG. 12 shows an embodiment with at least one additional diode half-bridge 5. This enables smoothing capacitors C to be connected in parallel with the LEDs, as a result of which the LED current is made more uniform and the LEDs achieve a higher light output per LED output.
  • the so-called LED crest factor is defined as the peak current divided by the mean current and is an important description of an LED power supply.
  • the diode half bridge 5 is composed of a diode 5a and a diode 5b. In other words, it can be said that between each light-emitting diode 11 or 12 and the center tap M there is a further diode 5a or 5b, which blocks the capacitor C and prevents its discharge in the opposite half-wave.
  • the diode half-bridges 5 thus each create a separate center tap M for each feed, as it were.
  • each additional smoothing capacitor C produces a further improvement in the LED crest factor.
  • FIG. 13 shows a variant of FIG. 12, in which a branch of the diode half bridge (s) 5 is connected to one of the potentials V + or V_.
  • a branch of the diode half bridge (s) 5 is connected to one of the potentials V + or V_.
  • twice as many LEDs can be connected to one LED branch 11.
  • Fig. 14 shows a simple variant of a screening of the light-emitting diode current by feeding with two opposing AC voltage sources V ⁇ and V 2 ⁇ .
  • Each AC voltage source V 1 ⁇ and V 2 ⁇ feeds its own center tap M via its own series resonant circuit 2, which is formed by a diode 5a or 5b connected upstream of the light emitting diodes 11 or 12, ie in the middle of a diode half bridge 5 from 5a and 5b
  • 15 shows a simple case of a screening of the light-emitting diode current by means of a (buffer) capacitor C, which is blocked by a diode 5a or 5b in relation to the center tap M.
  • FIG. 16 shows a circuit design according to FIGS. 1 and 2, in which a DC voltage is obtained from the AC voltage source 3 by means of a rectifier circuit 41.
  • a resonance frequency f2 of the series resonant circuit is chosen not to be equal to the frequency f3 of an AC voltage source 3.
  • the current carrying capacity of the choke should be selected so that it is at least 3 times that of I LED.
  • the chip The dielectric strength of the capacitor should be selected to be approximately greater than U_T. Exemplary dimensioning
  • Frequency of the AC voltage source (3) greater than 7 kHz, preferably greater than 15 kHz, particularly preferably greater than 30 kHz, since the components L and C of the series resonant circuit are thus particularly small.
  • Frequency of the alternating voltage source (3) less than 300 kHz, preferably less than 150 kHz, particularly preferably less than 80 kHz, since an alternating voltage can be generated with a particularly high efficiency.
  • Circuits shown in FIGS. 1 to FIG. 3 and the following are be ⁇ Sonders for LEDs to 100mA rated current suitable, since these circuits are characterized by minimum component costs.
  • Circuits shown in FIGS. 12 to Fig. 16 are suitable, as these power LEDs significantly better LED crest factor and thus the better light output per watt due to the higher component cost ge ⁇ is quite customized for LEDs from 100mA rated current. All circuit arrangements according to the invention achieve the following further advantages in particular:

Abstract

Eine Schaltungsanordnung zur Speisung zumindest einer Leuchtdiode (11), die mit zumindest einer weiteren Diode (12) unter Darbietung eines zwischenliegenden Mittelabgriffes (M) in Serie geschaltet ist, zeichnet sich dadurch aus, dass die genannte Serienschaltung (1) an eine bipolare Gleichspannungsquelle (V+/V-, U=, 4) angeschlossen ist, und dass zumindest eine bipolare Wechselspannungsquelle (V∼, 3, 32) vorgesehen ist, die jeweils über einen Serienschwingkreis (2) den Mittelabgriff (M) speist.

Description

Schaltungsanordnung zur Speisung von Leuchtdioden
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Speisung zumindest einer Leuchtdiode, die mit zumin- dest einer weiteren Diode unter Darbietung eines zwischenliegenden Mittelabgriffes in Serie geschaltet ist.
Leuchtdioden (light emitting diodes, LEDs) finden zunehmend Verwendung für Beleuchtungszwecke. Um den für Beleuchtungszwecke notwendigen Lichtstrom bereitzustellen, werden Gruppen lichtstarker und effizienter LEDs gebildet. Weiters finden LEDs in Gruppen zunehmend Verwendung für leuchtende Signalbeschilderungen, z.B. in Leuchttafeln oder in Lichtschlangen, zum Zweck von Werbung oder Verkehrsleitung.
LEDs weisen ein halbleiterdiodencharakteristisches Strom- Spannungsverhalten auf: Kleine Spannungsänderungen oder -Schwankungen sind mit einer großen Stromänderung, einer großen Änderung der Leistungsaufnahme und der thermischen LED- Belastung, sowie mit einer großen Änderung der LED- Lichtstromemission verbunden. Eine LED-Leistungseinstellung mit einer LED-Betriebselektronik wird durch eine Strombegrenzung mit gegebenenfalls entsprechendem aktivem Regelungsaufwand erzielt .
Ein konventionelles Verfahren zur LED-Strombegrenzung regelt den Spannungsabfall eines in Serie mit den LEDs geschalte- ten Bauteils, z.B. die Kollektor-Emitterstrecke eines Transistors. Damit wird die überschüssige Spannung der Regelreserve abgeregelt und somit wird elektrische Energie in Wärme umgewandelt. Befindet sich die Regelung in räumlicher Nähe zu den LEDs, so erfahren diese LEDs eine zusätzliche Wärmebelastung. Konventionelle Verfahren zur LED-Strombegrenzung sind nicht skalierbar für eine variable und große Anzahl von LEDs: Bei zunehmender Anzahl der stromzuversorgenden LEDs kann prinzipiell nicht die Dimensionierung der elektronisch aktiven Bau¬ teile einer konventionellen LED-Betriebselektronik kräftiger ausgeführt werden, sondern es muß die Anzahl der elektronisch aktiven Bauteile, sowie die Anzahl der zugehörigen Verkabelung proportional zur Anzahl der LEDs erhöht werden: Es ist nur bedingt möglich und wenig sinnvoll, mit einer einzigen leistungsstarken konventionellen Stromversorgung beliebig viele LEDs oder LED-Gruppen durch - teilweise - Parallelschaltung der LEDs zu betreiben. Es führen LED-Bauteileschwankungen dazu, daß parallel betriebene LEDs bei gleicher anliegender Spannung von unerwünscht unterschiedlichen Strömen durchflössen werden. Daraus ergibt sich eine übermäßige thermische Belastung einzelner LEDs über dem Nominalwert, bzw. bei ausfallssicherer Dimensionierung für alle LEDs werden die meisten LEDs wesentlich unterhalb, i. a. unter 70% des Nominalwertes betrieben.
Damit ergibt sich weiters eine verminderte Gesamtbetriebszuverlässigkeit von LED plus Betriebselektronik, die sich mit zunehmender Anzahl der LEDs aufgrund der zunehmenden Anzahl der notwendigen elektronisch aktiven Bauteile für eine gesamte LED- Versorgungseinheit ergibt.
Die Modularisierbarkeit von LEDs und konventionellen Betriebsgeräten zur Abdeckung eines möglichst breiten Spektrums von Einsatzmöglichkeiten ist stark eingeschränkt, da sie sich praktisch nur auf Mini-Module, deren Anzahl beliebig zusammengestellt werden kann, beschränkt. Trotzdem sind dabei für verschiedene LED-Typen verschiedene LED-Betriebselektroniken notwendig, z.B. für LED-Typen verschiedener Stromstärke. Das gilt zum Teil auch für LED-Typen verschiedener Betriebsspannung, z.B. für LEDs mit verschiedenen Lichtfarben. Damit steigt der Installationsaufwand, um Verwechslungen beim Zusammenschluß von LEDs und Betriebselektronik bzw. vorgeschalteter Versorgungsspannung vorzubeugen, und es steigt gegebenenfalls der Aufwand bei der Bereitstellung entsprechend verwechslungsfrei codierter Verbindungen für LEDs und LED-Betriebselektroniken bzw. Versor- gungsspannungseinheiten .
Die damit verbundene Einschränkung der Modularisierbarkeit gilt in noch stärkerem Ausmaß für dimmbare LED- Betriebselektroniken. Der prinzipiell erhöhte elektronische Bauteilaufwand und Verkabelungsaufwand für fernwirkbar dimmbare LED-Stromversorgungseinheiten steigt ebenfalls proportional mit der Anzahl der betriebenen LEDs.
Eine weitere nachteilige Eigenschaft konventioneller Ver- fahren zur LED-Strombegrenzung ergibt sich bei Funktionsstörung: Wenn im Störungsfall das aktive elektronische Stellglied einer konventionellen Betriebselektronik in den Kurzschlußbetrieb übergeht, so werden die LEDs mit übermäßigem Strom gespeist und bei Andauer der Störung können in weiterer Folge die LEDs thermisch zerstört werden.
Aus der DE-A-100 13 207 ist es bereits bekannt, eine Gruppe antiparallel geschalteter Leuchtdioden über einen Serienschwingkreis aus einer Wechselspannungsguelle zu speisen. Durch Verändern der Frequenz der Wechselspannungsquelle kann aufgrund des im Lastkreis angeordneten Resonanzgliedes der durch die Leuchtdiodengruppe fließende Strom und damit deren Helligkeit verändert werden. Der Serienschwingkreis verbraucht keine Wirkleistung, so daß das Problem der Wärmeentwicklung beträchtlich reduziert ist. Durch die Ausnutzung der Resonanz und der damit einhergehenden Spannungsüberhöhung des Serienschwingkreises können mit kleinen Versorgungsspannungen Serienschaltungen von Leuchtdioden betrieben werden, deren Gesamtflußspannung über der Versorgungsspannung liegt. Die Anzahl von Leuchtdioden, die bei einer gegebenen Versorgungsspannung mit der bekannten Kon- struktion speisbar sind, findet jedoch ihre Grenzen in der durch die Schwingkreisresonanz erzielbaren Spannungsüberhöhung. Die vorliegende Erfindung setzt sich zum Ziel, die Nachteile und Grenzen der bekannten Lösungen zu überwinden.
Dieses Ziel wird mit Hilfe einer Schaltungsanordnung zur Speisung zumindest einer Leuchtdiode, die mit zumindest einer weiteren Diode unter Darbietung eines zwischenliegenden Mittelabgriffes in Serie geschaltet ist, erreicht, die sich gemäß der Erfindung dadurch auszeichnet, daß die genannte Serien¬ schaltung an eine bipolare Gleichspannungsquelle angeschlossen ist, und daß zumindest eine bipolare Wechselspannungsquelle vorgesehen ist, die jeweils über einen Serienschwingkreis den Mittelabgriff speist.
Auf diese Weise wird erstmals eine Kombination aus einer ladungsgekoppelten Spannungsverdopplungsschaltung, gebildet durch das Diodennetzwerk, die bipolare Wechselspannungsspeisung und die Schwingkreiskapazität, und einer abwärtsregelnden Schaltreglerschaltung, gebildet durch das Diodennetzwerk, die Wechselspannungsspeisung und die Schwingkreisinduktivität, geschaffen, wobei zumindest eine der diesen Schaltungsprinzipien angehörenden Dioden die Leuchtdiode selbst ist und damit gleichzeitig die zu betreibende elektrische Last bildet.
Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann mit einer gegebenen Versorgungsspannung eine doppelt so große Anzahl von Leuchtdioden gespeist werden wie mit den bekannten Kon- struktionen. Eine weiterer Vorteil besteht darin, daß mit einer halb so kräftig ausgelegten Treiberstufe das Auslangen gefunden werden kann, da trotz der doppelten Anzahl von Leuchtdioden der geschaltete Strom im wesentlichen gleich bleibt. Die hier vorgeschlagene Schaltungsanordnung kann Gruppen von mehreren bis zu einigen hundert oder tausend LEDs mit dem jeweiligen LED- spezifischen Betriebstrom speisen. Die Schaltungsanordnung ist besonders energieeffizient und ermöglicht in weiterer Folge auf einfache Weise eine energieeffiziente Dimmung aller angeschlossenen LEDs. Eine besonders bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß auch die weitere Diode eine Leuchtdiode ist. Damit kann die Anzahl speisbarer Leuchtdioden nochmals verdoppelt werden.
Bevorzugt wird vorgesehen, daß zwischen der Leuchtdiode und dem Mittelabgriff zumindest eine in gleicher Richtung geschaltete dritte Diode liegt, und daß der Leuchtdiode ein Kon¬ densator parallelgeschaltet ist. Mit Hilfe dieses - über die Diode abgeblockten - Kondensators kann eine Siebung bzw. Puffe¬ rung des Leuchtdiodenstromes und damit eine gleichmäßige, maxi- male Auslastung und Leuchtleistung erzielt werden. Alternativ oder zusätzlich kann eine weitere Siebung des Leuchtdiodenstromes erzielt werden, wenn zumindest zwei zueinander phasenversetzte bipolare Wechselspannungsquellen vorgesehen werden, welche jeweils einen eigenen Mittelabgriff über ei- nen eigenen Serienschwingkreis speisen, und wenn zwischen der Leuchtdiode und dem jeweils eigenen Mittelabgriff jeweils zumindest eine in gleicher Richtung geschaltete dritte Diode liegt .
Die bipolare Wechselspannungsquelle kann auf besonders einfache Weise über einen getakteten Umschalter aus der bipolaren Gleichspannungsquelle gebildet sein, oder alternativ die bipolare Gleichspannungsquelle über einen Gleichrichter aus der bipolaren Wechselspannungsquelle .
Es versteht sich, daß der hier verwendete Begriff „bipo- lar" nicht notwendigerweise eine negative und eine positive Spannung erfordert, da der Nullpunkt der Bipolarität beliebig festgesetzt werden kann, wie in der Technik bekannt. Besonders günstig ist es aber, wenn die bipolare Gleichspannungsquelle und die bipolare Wechselspannungsquelle jeweils bezüglich des Nullpotentials symmetrisch sind, da dies die Schaltung vereinfacht .
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist besonders gut für die Option einer Dimmung der LEDs vorbereitet. Dies kann erreicht werden, indem bevorzugt die Spannung, die Frequenz und/oder die Pulsbreite der bipolaren Wechselspannungsquelle einstellbar ist/sind, wie in der Technik an sich bekannt. Dabei kann bevorzugt auch ein Sensor für den Strom und/oder die Lichtleistung der Leuchtdiode vorgesehen sein, dessen Ausgang die Einstellung der Wechselspannungsquelle in einem Regelkreis steuert, was einen stabilen Betrieb gewährleistet.
In jedem Fall ist es besonders günstig, wenn alle Leuchtdioden und Serienschwingkreise zu einer ersten Baueinheit und alle Wechselspannungsquellen zu einer zweiten, davon gesonderten Baueinheit vereinigt sind. Die erste Baueinheit zeichnet sich durch geringe Verlustleistung aus und kann in einer hohen Integrationsdichte gebaut werden. Darüberhinaus ermöglicht diese Aufteilung eine modulare und austauschbare Fertigung der einzelnen Baueinheiten.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von in den Zeichnun- gen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Dabei zeigt :
Fig. 1 eine erste Ausführungsform der Schaltungsanordnung der Erfindung mit einer sinusförmigen Wechselspannungsquelle;
Fig. 2 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanord- nung der Erfindung mit einer Rechteck-Wechselspannungsquelle;
Fig. 3 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanordnung der Erfindung mit mehreren parallel gespeisten Leuchtdioden-Serienschaltungen;
Fig. 4a eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanord- nung der Erfindung mit einer Doppel-Wechselspannungsquelle;
Fig. 4b eine mögliche Schaltung für die Doppel- Wechselspannungsquelle von Fig. 4a;
Fig. 5a eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanordnung der Erfindung mit mehreren zueinander phasenversetzten Wechselspannungsquellen;
Fig. 5b eine mögliche Schaltung zur Erzeugung von vier zueinander phasenversetzten Wechselspannungsquellen für die Ausführungsform von Fig. 5a; die Fig. 6a-h verschiedene mögliche Ausführungsformen für die in den übrigen Figuren jeweils durch das Schaltsymbol gemäß Fig. 6i symbolisierte Leuchtdiode; die Fig. 7a-c verschiedene Ausführungsformen von einstell¬ baren Wechselspannungsquellen;
Fig. 8 eine weitere Ausführungsform mit einer Aufteilung der Schaltungsanordnung in zwei voneinander gesonderte Bauein¬ heiten; die Fig. 9a-e verschiedene Varianten für den Serien¬ schwingkreis der Schaltungsanordnung der Erfindung;
Fig. 10 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanord- nung der Erfindung mit einem Stromsensor; Fig. 11 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanordnung der Erfindung mit einem Regelkreis;
Fig. 12 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanordnung der Erfindung mit mehreren phasenversetzten Wechselspan- nungsquellen;
Fig. 13 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanordnung der Erfindung ähnlich der von Fig. 12, aber mit nur einem Leuchtdiodenzweig;
Fig. 14 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanord- nung der Erfindung mit zwei phasenversetzten Wechselspannungsquellen;
Fig. 15 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanordnung der Erfindung mit Siebkondensatoren; und
Fig. 16 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanord- nung der Erfindung mit einer aus der Wechselspannungsquelle abgeleiteten Gleichspannungsquelle .
Die Fig. 1 und Fig. 2 zeigen eine Schaltungsanordnung zur Speisung zumindest einer Leuchtdiode (light emitting diode, LED) 11, die mit zumindest einer weiteren Diode 12 unter Dar- bietung eines zwischenliegenden Mittelabgriffes M in Serie geschaltet ist. Die weitere Diode 12 kann eine einfache Sperrdiode sein (wie später unter Bezugnahme auf Fig. 13 erläutert, wo sie durch die Dioden 5b der Diodenhalbbrücke 5 verkörpert wird) , oder bevorzugt ebenfalls eine Leuchtdiode wie darge- stellt.
Die Leuchtdioden 11 und 12 bilden eine LED-Halbbrücke bzw. Serienschaltung 1, die an eine bipolare Gleichspannungsquelle V+/V- (U=, 4) angeschlossen ist, d.h. „Zweig" 11 der LED- Halbbrücke ist an das elektrische Potential V+ und der „Zweig" 12 an das Potential V_ der bipolaren Gleichspannungsquelle 4 angeschlossen.
Der Mittelabgriff M der Serienschaltung 1 wird über einen Serienschwingkreis 2 von einer Wechselspannungsquelle 3 mit ei¬ ner Wechselspannung V~ gespeist. Die gesamte Schwellspannung aller LEDs ist größer als der Potentialunterschied V+ minus V_. Der Serienschwingkreis 2 wird somit von einem Wechselstrom J~ durchflössen. Die Schaltungsanordnung versorgt alle LEDs mit einem pulsierenden Gleichstrom, wobei je eine Halbwelle J~+ und J~_ von J~ durch je einen Zweig 11, 12 der LED-Halbbrücke 1 fließt. Der mittlere Strom durch jeden der beiden LED-Zweige 11 und 12 ist exakt der gleiche.
Als Strombegrenzungselement für alle LEDs dient die Seri- enschwingkreisschaltung, welche in vorteilhafter Weise selber keine elektrische Wirkleistung verbraucht. Eine Störung der Wechselspannungsquelle derart, daß die Quelle hochohmig oder kurzschließend wird, bewirkt, daß die LEDs der Halbbrücke von keinem Strom mehr durchflössen werden und so vor einer Störungsfortpflanzung gesichert sind.
Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Schal- tungsanordnung, bei der die Wechselspannung V~ eine rechteckige Signalform aufweist, welche bevorzugt zwischen den elektrischen Potentialen V+ und V_ einer Gleichspannungsquelle 4 springt.
Diese Wechselspannung kann besonders einfach und mit einem hohem Wirkungsgrad aus einer Gleichspannung, bevorzugt aus U= der Gleichspannungsquelle 4, erzeugt werden. Bei Verwendung von z.B. komplementären MOSFET-Transistoren zur Wechselspannungserzeugung ist der Eigenenergieverbrauch des Wechselspannungsverstärkers 32 besonders niedrig. In den kritischen Zeitspannen der Umschaltvorgänge des Verstärkers 32 werden die LED- Halbbrücken über den Serienschwingkreis mit einem nur minimalen Strom gespeist, wodurch die elektrische und thermische Auslegung des Verstärkers 32 besonders einfach ausfallen kann.
Vorteilhafterweise werden mit dieser Schaltungsauslegung doppelt so viele LEDs mit einem einheitlichen Strom gespeist, im Vergleich zu einer einfachen konventionellen LED- Serienschaltung, welche mit Gleichstrom aus der Quelle 4 gespeist wird.
Fig. 3 zeigt eine einfache Erweiterungsmöglichkeit zur An- steuerung mehrerer, gegebenenfalls unterschiedlicher LED- Halbbrücken 1, welche parallel von einer Wechselspannungsquelle gespeist werden.
In vorteilhafter Weise kann der Strom aller LED- Halbbrücken durch die Dimensionierung der zugehörigen Serien- schwingkreisschaltungen 2 eingestellt werden.
Insbesondere können damit eine variable Anzahl einheitlicher LED-Halbbrücken mit einheitlichem Strom von einer Spannungsquelle, verschiedene LED-Typen unterschiedlicher Schwellspannung mit einheitlichem Strom, und/oder verschiedene LED- Typen unterschiedlicher Leistung mit unterschiedlichem Strom von einer Spannungsquelle gespeist werden.
Fig. 4a zeigt eine andere Schaltungsanordnung mit einer Doppel-Wechselspannungsquelle 32, welche mehrere LED- Halbbrücken 1 speist, und Fig. 4b zeigt eine mögliche Prinzip- Schaltung einer Doppel-Wechselspannungsquelle 32.
Alle LEDs einer Halbbrücke werden mit einem einheitlichen mittlerem Gleichstrom gespeist, der unabhängig von der Polarität der Wechselspannung ist. Somit bewirkt eine Veränderung des Impulsmusters des Signalgenerators 31 eine identisch gerichtete Stromeinstellung einer LED-Halbbrücke, unabhängig davon, ob die Halbbrücke am invertierenden oder am nichtinvertierenden Ausgang angeschlossen ist.
Die Prinzipschaltung von Fig. 4b zeigt eine besonders einfache Schaltungsanordnung für einen elektrischen Verstärker für Rechteckimpulse mit zwei Leistungsausgängen. Er kann mit einer Signalquelle 31 mit niedriger Leistung und mit niedriger Wechselspannung, z.B. 5VPP, gesteuert werden, und erzeugt zwei um 180° phasenverschobene Rechtecksignale, welche als Leistungsimpulse zwischen V+ und V_ der Gleichspannungsquelle 4 abgegeben werden.
Fig. 5a zeigt eine weitere Schaltungsanordnung zur Speisung mehrerer LED-Halbbrücken 1, welche mit zueinander phasenverschobenen Wechselspannungen gespeist werden, z.B. φι=0°, φ2=90°, φ3=180° und φ4 = 270°. Fig. 5b zeigt eine mögliche Prin- zipschaltung 31, 32, 33 zur Erzeugung von vier um 90° verschobenen Wechselspannungen.
Diese Schaltungsanordnung erzielt eine gegenseitige Blindstromkompensation der einzelnen LED-Halbbrücken derart, daß bei zwischenzeitlich wechselspannungs-periodischer Stromrückspeisung einer LED-Brücke mindestens eine weitere Halbbrük- ke aktiv mit Strom gespeist wird.
Die Fig. 6a-h zeigen einige Varianten für je einen Zweig 11 oder 12 einer LED-Halbbrücke, die durch das Symbol Fig. 6i symbolisiert ist, welches in den übrigen Figuren verwendet wird.
Fig. 6a zeigt z.B. eine einzelne Leuchtdiode.
Die Fig. 6b-d zeigen z.B. Serien- und/oder Parallelschaltungen von LEDs und/oder Dioden. Gemäß Fig. 6e kann einer der beiden Zweige der LED- Halbbrücke ausschließlich durch eine einzelne Gleichrichterdiode gebildet sein.
Die Fig. 6f-h zeigen z.B. eine Serienschaltung von LEDs mit einem Stromsensor, z.B. einem Optokoppler Fig. 6f, einem Widerstand Fig. 6g, oder einer Strommeßschaltung Fig. 6h.
Das hier als „Diode" bezeichnete Element gemäß Fig. 6i umfaßt somit alle bekannten Schaltungselemente, die eine gesamthaft diodenähnliche Strom-Spannungscharakteristik haben, d.h. welche insbesondere eine sogenannte Sperrichtung aufweist, d.h. es fließt praktisch kein Strom bei anliegender Spannung negati¬ ver Polarität, und eine sogenannte Durchlaßrichtung aufweisen, d.h. es gibt eine sogenannte Schwellspannung positiver Polarität, oberhalb der ein wesentlicher Strom fließt, und dieser Strom nimmt mit der anliegenden Spannung überproportional zu. Durch einen Stromsensor kann in Rückkopplung mit der Wechselspannungsquelle 3 eine exakte LED-Stromeinstellung erfolgen.
Die Fig. 7a-c zeigen drei Möglichkeiten zur Stromeinstellung durch eine LED-Halbbrücke 1: a) Änderung der Frequenz der Wechselspannungsquelle 31, wodurch der LED-strombegrenzende Blindwiderstand des Serienschwingkreises verändert wird; b) Änderung des Tastverhältnisses der Rechteck-Signalform der Wechselspannungsquelle 31; damit wird die Zusammensetzung von Grundwelle und Oberwellen der Signalform der Wechselspannungsquelle geändert, und somit der effektive Strom durch den Serienschwingkreis und der LED-Halbbrücke eingestellt; c) Änderung einer Impulsfolge der Wechselspannungsquelle 31; damit kann Einfluß auf die Zusammensetzung von Grund- und
Oberwellen des Stromes durch den Serienschwingkreis genommen werden. In vorteilhafter Weise kann damit der effektive Blind¬ widerstand des Serienschwingkreises so eingestellt werden, daß eine besonders stabile Strombegrenzung für die LEDs erzielt wird. Weiters ergibt sich damit eine reduzierte elektromagnetische Umgebungsbelastung durch die wechselspannungsführenden LED-Zuleitungen.
In einfacher Weise kann mit diesen Möglichkeiten eine Dim- mung der LEDs erfolgen. Eine Abschaltung aller LEDs wird er- zielt, indem die Frequenz der Wechselspannungsquelle auf 0 Hz, also eine Gleichspannung, heruntergesetzt wird.
Fig. 8 zeigt beispielhaft eine praktische Gruppierung der elektronischen Komponenten in:
1) ein sogenanntes „LED-Modul", beinhaltend eine oder meh- rere LED-Halbbrücken 1 und die dazugehörigen Serienschwingkreise; die strombegrenzenden Serienschwingkreise sind im LED-Modul integriert und mit den LED-Typen abgestimmt; sämtliche Wirkleistung im LED-Modul wird an den LEDs verbraucht, die LEDs erfah¬ ren keine zusätzliche thermische Belastung durch die strombe- grenzende Beschaltung; und
2) ein „LED-Betriebsgerät", beinhaltend mindestens einen Signalgenerator 31 und einen Verstärker 32 für Wechselspannung. Das LED-Betriebsgerät enthält gegebenenfalls einen Rückkop¬ peleingang zur Erfassung des Stromes durch eine LED-Halbbrücke; gegebenenfalls einen Eingang zur Erfassung der an den LED- Halbbrücken anliegenden Gleichspannung 4; und gegebenenfalls einen Steuereingang zur Einstellung verschiedener Dimmstufen. Die Einstellung kann z.B. ferngewirkt erfolgen. Das LED- Betriebsgerät kann gegebenenfalls mehrere LED-Halbbrücken mit Wechselspannung unterschiedlicher Phasenlage versorgen.
Alle intelligenten Steuerungs- und Regelungseinheiten des Betriebsgerätes, sowie die Signalgeneratoren 31 selbst, können auf einfache Weise z.B. durch einen programmierbaren Mikrocon- troller auf kostengünstige Weise bereitgestellt werden. Vorteilhafterweise kann ein entsprechend dimensioniertes LED-Betriebsgerät eine beliebige Anzahl von LED-Modulen und/oder eine Vielfalt von LED-Modulen mit unterschiedlichen LED-Typen, gegebenenfalls gleichzeitig, betreiben.
Ein entsprechend dimensioniertes LED-Betriebsgerät kann auch ohne einen Stromfühlereingang die LED-Module betreiben, sofern die Gleichspannung 4 ausreichend stabilisiert vorliegt, oder sofern die Gleichspannung 4 erfaßt wird und in die Steuerung des Signalgenerators 31 einfließt.
Fig. 9 zeigt beispielhaft einige Serienschwingkreisschal- tungen, bestehend aus: a) Drossel, Kondensator und gegebenenfalls ein Widerstand, bzw. Drosselwiderstand, oder b) einer Drossel pro LED-Modul und je einem Kondensator pro LED-Halbbrücke, (alternativ könnten auch ein Kondensator pro LED-Modul und je eine Drossel pro LED-Halbbrücke vorgesehen werden) , oder c) bestehend aus einem elektrischen Strom-Resonator anderer Bauart, oder d) gegebenenfalls einem zusätzlichen LED-Modul Feinab- gleichbauteil.
Die beispielhaft angeführten LED-Module sind dreipolig und können in variabler Anzahl an ein LED-Betriebsgerät z.B. durch eine einfache Parallelschaltung angeschlossen werden. Fig. 9e zeigt, daß ein zusätzlicher Spannungsabgriff "V-LC-sense" zwi- sehen Drossel und Kondensator in Rückkopplung mit einem geeig- neten LED-Betriebsgerät eine exakte LED-Stromeinstellung erlaubt. Der mittlere Strom durch die LED-Halbbrücke ist beispielsweise direkt proportional zur Spitzen-Spitzenspannung am Kondensator C, welche auf diese Weise erfaßt werden kann. Der einheitliche Strom durch jede LED errechnet sich zu:
Frequenz x Spitzenspitzenspannung x Kondensatorwert. Fig. 10 zeigt eine Schaltungsvariante, welche einen potentialfreien Abgriff der Kondensator-Spitzen-Spitzen-Spannung erlaubt, und somit eine LED-Nennstromüberschreitung detektiert. In vorteilhaft einfacher Weise kann damit eine Regelung des LED-Stromes besonders genau durchgeführt werden.
Fig. 11 zeigt beispielhaft und schematisch eine weitere Schaltungsanordnung, bei der ein zumindest ein weiteres elektrisches Wechselspannungspotential der Schwingkreisschaltung zum Wechselspannungsgenerator 3 rückkoppelnd zurückgeführt wird.
Wie obenstehend erwähnt, kann damit der Strom durch die LED-Halbbrücke verlustfrei erfaßt und eingestellt werden.
Weiters kann auf diese Weise die Wechselspannung 3 durch eine Kombination von elektrisch phasenneutralen Elementen in Kombination mit den phasenschiebenden Eigenschaften von zumindest Teilen der Schwingkreisschaltung erzeugt werden. Die phasenneutralen Elemente können beispielsweise auf besonders einfache Weise gemeinsam mit den Schaltstellreglern in einem ein- zigen anwendungsspezifischen Integrierten Schaltkreis IC zusammengefaßt werden.
Wie schematisch gezeigt, ergibt sich damit eine weitere praktische Gruppierung der elektrischen Komponenten:
Zweipolige LED-Module, gegebenenfalls mit einem dritten Steuereingang zur elektrischen Dimmung, welche auf einfache Weise mit einer einfachen Gleich- oder Wechselspannung „Supply" gespeist werden und welche neben den LEDs aus nur drei zusätz¬ lichen elektrischen Bauteilen bestehen: einem einfachen vier- bis sechspoligen anwendungsspezifischen verlustarmen Schaltreg- 1er IC, einer Drossel und einem Kondensator. Fig. 12 zeigt eine Ausführungsform mit zumindest einer zusätzlichen Diodenhalbbrücke 5. Damit können Glättungskondensa- toren C zu den LEDs parallel geschalten werden, wodurch der LED-Strom vergleichmäßigt wird und die LEDs eine höhere Licht- ausbeute pro LED-Leistung erzielen. Der sogenannte LED- Crestfaktor ist definiert als Spitzenstrom dividiert durch Strommittelwert, und stellt ein wichtiges Beschreibungsmerkmal einer LED-Stromversorgung dar.
Die Diodenhalbbrücke 5 setzt sich jeweils aus einer Diode 5a und einer Diode 5b zusammen. Mit anderen Worten kann gesagt werden, daß hier zwischen jeder Leuchtdiode 11 bzw. 12 und dem Mittelabgriff M eine weitere Diode 5a bzw. 5b liegt, welche den Kondensator C abblockt und seine Entladung in der entgegengesetzten Halbwelle verhindert. Damit erzeugen die Diodenhalb- brücken 5 gleichsam jeweils einen eigenen Mittelabgriff M für jede Einspeisung.
Bevorzugt sind mehrere, besonders bevorzugt zwei bis vier phasenverschobene Einspeisungen über je eine Diodenhalbbrücke 5 vorgesehen, weil hierbei der LED-Crestfaktor in der Form redu- ziert wird, daß die LEDs durchgehend aus je einer der Quellen 3 gespeist werden. Je ein zusätzlicher Glättungskondensator C erzeugt eine noch weitere Verbesserung des LED-Crestfaktors .
Fig. 13 zeigt eine Variante von Fig. 12, bei der ein Zweig der Diodenhalbbrücke (n) 5 gegen eines der Potentiale V+ oder V_ angeschlossen ist. Vorteilhafterweise können damit doppelt soviel LEDs an den einen LED-Zweig 11 angeschlossen werden.
Fig. 14 zeigt eine einfache Variante einer Siebung des Leuchtdiodenstromes durch Speisung mit zwei gegenläufigen Wechselspannungsquellen Vι~ und V2~. Jede Wechselspannungsquelle Vι~ und V2~ speist über jeweils einen eigenen Serienschwingkreis 2 einen eigenen Mittelabgriff M, der durch jeweils eine den Leuchtdioden 11 bzw. 12 vorgeschaltete Diode 5a bzw. 5b gebildet wird, d.h. in der Mitte einer Diodenhalbbrücke 5 aus 5a und 5b. Fig. 15 zeigt einen einfachen Fall einer Siebung des Leuchtdiodenstromes mittels eines (Puffer-) Kondensators C, welcher jeweils durch eine Diode 5a bzw. 5b gegenüber dem Mittelabgriff M abgeblockt ist. Durch entsprechendes Kombinieren bzw. Vervielfachen der Ausführungsformen der Fig. 14 und 15 können jene der Fig. 12 und 13 erhalten werden.
Fig. 16 zeigt eine Schaltungsauslegung gemäß den Fig. 1 und Fig. 2, bei der eine Gleichspannung aus der Wechselspannungsquelle 3 mittels einer Gleichrichterschaltung 41 gewonnen wird.
Diese Schaltungsanordnung benötigt keine externe Gleichspannungsquelle 4. Mit dieser Schaltungsauslegung können zweipolige LED-Module gebildet werden, welche einfach ausschließlich mit einer Wechselspannung zu speisen sind. Allgemeine Dirnensionierungsrichtlinien
Wechselspannungsquelle (3) : Die Spitzen-Spitzenspannung Upp wird ca. gleich groß oder größer der Gleichspannung U= der Quelle 4 gewählt.
LEDs mit einheitlichem Nennstrom I_LED werden in Serien- Schaltung zu einer LED-Halbbrücke zusammengefaßt, und zwar so, daß die Summe der Nennspannungen aller LEDs, genannt U_LED, ca. das 0,66- bis 0.75-fache von U_T, das ist die Summe von (3) Upp und (4) U=, beträgt.
Eine Resonanzfrequenz f2 des Serienschwingkreises wird un- gleich der Frequenz f3 einer Wechselspannungsquelle 3 gewählt .
Der Blindwiderstand Z_f3 des Serienschwingkreises bei der Frequenz f3 wird ca. Z_f3 = (U_T - U_LED) / (2 x I_LED) gewählt. - Aus dem Blindwiderstand Z_f3 bei f3 und aus der Resonanzfrequenz f2 errechnen sich der Induktivitätswert der Dros¬ sel und der Kapazitätswert des Kondensators. Die Strombelastbarkeit der Drossel ist so zu wählen, daß sie mindestens das 3 fache von I LED beträgt. Die Span- nungsfestigkeit des Kondensators ist ca. größer als U_T zu wählen. Beispielhafte Dimensionierung
Für LED-Typen mit Betriebsnennwerten von 2V / 30mA, mit einer Versorgung von 24V Gleichspannung (4) und 24Vpp Wechselspannung (3) , und bei Wahl einer Wechselspannungsfrequenz von 7kHz bzw. 15kHz ergeben sich ca. 18 LEDs pro LED-Halbbrücke, Wechselspannungseinspeisung in der Mitte und ein Serienschwingkreis mit L=2,2mH/90mA und C=100nF/36V, das sind übliche Minia- turbauteile.
Bevorzugte Dimensionierung
U= (4) mit 30V oder kleiner, da diese Spannungen von üblichen Standard-Gleichspannungsnetzgeräten zur Verfügung gestellt werden. - U= (4) mit 24V oder kleiner, da damit übliche Niederspannungsverordnungen eingehalten werden.
U= (4) mit 16V oder kleiner, da damit übliche CMOS (Treiberbausteine) eingesetzt werden können.
Frequenz der Wechselspannungsquelle (3) größer 7kHz, be- vorzugt größer 15kHz, besonders bevorzugt größer 30kHz, da damit die Komponenten L und C der Serienschwingkreisschal- tung besonders klein ausfallen.
Frequenz der Wechselspannungsquelle (3) kleiner 300kHz, bevorzugt kleiner 150kHz, besonders bevorzugt kleiner 80kHz, da damit eine Wechselspannungserzeugung mit besonders hohem Wirkungsgrad erfolgen kann. Schaltungen gemäß den Fig. 1 bis Fig. 3 und folgende sind be¬ sonders für LEDs bis 100mA Nennstrom geeignet, da sich diese Schaltungen durch minimalen Bauteilaufwand auszeichnen. Schaltungen gemäß den Fig. 12 bis Fig. 16 sind besonders für LEDs ab 100mA Nennstrom geeignet, da bei diesen Leistungs- LEDs der deutlich bessere LED-Crestfaktor und damit die bessere Lichtausbeute pro Watt durch den höheren Bauteilaufwand ge¬ rechtfertigt ist. Alle Schaltungsanordnungen gemäß der Erfindung erzielen insbesondere noch folgende weitere Vorteile:
Höherer Lichtstrom pro LED aufgrund thermisch reduzierter
LED-Belastung. - Höherer Lichtstrom pro elektrischer Gesamtleistung für
LEDs plus Betriebselektronik.
Voll dimmbare energieeffiziente LED-Betriebselektronik.
Universelle Betriebsgeräte für den Betrieb einer großen und einer variablen Anzahl von LEDs und zum Betrieb unter- schiedlicher LED-Tpen.
Reduzierter Aufwand für Installation und Verbindung von
Betriebselektronik und LEDs.
Wesentlich verbesserte Gesamtbetriebszuverlässigkeit für
Betriebselektronik und LEDs. Die Erfindung ist selbstverständlich nicht auf die dargestellten Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern umfaßt alle Varianten und Modifikationen, die in den Rahmen der angeschlossenen Ansprüche fallen.

Claims

Patentansprüche :
1. Schaltungsanordnung zur Speisung zumindest einer Leuchtdiode (11), die mit zumindest einer weiteren Diode (12) unter Darbietung eines zwischenliegenden Mittelabgriffes (M) in Serie geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Serienschaltung (1) an eine bipolare Gleichspannungsquelle (V+/V-, U=, 4) angeschlossen ist, und daß zumindest eine bipolare Wechselspannungsquelle (V~, 3, 32) vorgesehen ist, die je- weils über einen Serienschwingkreis (2) den Mittelabgriff (M) speist .
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auch die weitere Diode (12) eine Leuchtdiode ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Leuchtdiode (11, 12) und dem
Mittelabgriff (M) zumindest eine in gleicher Richtung geschaltete dritte Diode (5a, 5b) liegt, und daß der Leuchtdiode (11, 12) ein Kondensator (C) parallelgeschaltet ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest zwei zueinander phasenversetzte bipolare Wechselspannungsquellen (Vι~, V2~ ... Vn~, 32) vorgesehen sind, welche jeweils einen eigenen Mittelabgriff (M) über einen eigenen Serienschwingkreis (2) speisen, und daß zwischen der Leuchtdiode (11, 12) und dem jeweils eigenen Mit- telabgriff (M) jeweils zumindest eine in gleicher Richtung geschaltete dritte Diode (5a, 5b) liegt.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die bipolare Wechselspannungsquelle
(V~, 3, 32) über einen getakteten Umschalter (31, 32) aus der bipolaren Gleichspannungsquelle (V+/V-, U=, 4) gebildet ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die bipolare Gleichspannungsquelle
(V+/V-, U=, 4) über einen Gleichrichter (41) aus der bipolaren Wechselspannungsquelle (V~, 3, 32) gebildet ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die bipolare Gleichspannungsquelle (V+/V-, 4) und die bipolare Wechselspannungsquelle (V~, 3, 32) jeweils bezüglich des Nullpotentials symmetrisch sind.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung, die Frequenz und/oder die Pulsbreite der bipolaren Wechselspannungsquelle (V~, 3, 32) einstellbar ist/sind.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekenn- zeichnet, daß ein Sensor (sense) für den Strom und/oder die
Lichtleistung der Leuchtdiode (11, 12) vorgesehen ist, dessen Ausgang die Einstellung der Wechselspannungsquelle (V~, 3, 32) in einem Regelkreis steuert.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß alle Leuchtdioden (11, 12) und Serienschwingkreise (2) zu einer ersten Baueinheit und alle Wechselspannungsquellen (V~, 3, 32) zu einer zweiten, davon gesonderten Baueinheit vereinigt sind.
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