WO2001099302A1 - Schaltungsanordnung zur analogen echounterdrückung - Google Patents

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WO2001099302A1
WO2001099302A1 PCT/EP2001/001742 EP0101742W WO0199302A1 WO 2001099302 A1 WO2001099302 A1 WO 2001099302A1 EP 0101742 W EP0101742 W EP 0101742W WO 0199302 A1 WO0199302 A1 WO 0199302A1
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WO
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circuit
circuit means
signal
arrangement according
circuit arrangement
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Application number
PCT/EP2001/001742
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English (en)
French (fr)
Inventor
Thomas Blon
Thomas Eichler
Martin GRÖPL
Peter Laaser
Original Assignee
Infineon Technologies Ag
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement which is provided for analog echo suppression for the received signal of a communication device connected to a transmission link via a transmitter.
  • the data is transmitted between the exchange and the subscriber via a twisted pair of wires, with each of the two wires simultaneously for both directions of transmission, i.e. is provided for the direction of transmission from the exchange to the subscriber and for the direction of transmission from the subscriber to the exchange.
  • the signal present on the line wires is thus composed of a received signal component and a transmitted signal component.
  • the transmitted or echo signal also referred to as the “near end echo"
  • echo canceling a digitally implemented adaptive echo attenuation
  • Hybrid circuit which simultaneously carries out a two-wire / four-wire conversion in order to separate the transmit and receive signals.
  • Hybrid circuits are used for example in telecommunication terminals. Possible structures of known hybrid circuits are described, for example, in "Telephone Voice Transmission", inston D. Gayler, Prentice Hall, 1989.
  • Echo cancellation by a hybrid circuit has two major advantages.
  • the degree of Echo cancellation typically raised by approximately 20 dB.
  • less stringent requirements are placed on the signal-to-noise ratio of the analog / digital converter provided for the further processing of the received signal.
  • a digital linear echo canceller is connected downstream of the analog part of the received signal path. This digital linear echo canceller is not able to compensate for nonlinear distortions in the transmission signal path that are found in the echo.
  • the ratio between the nonlinear distortions and the actual signal component in the received signal path must therefore be kept very low.
  • the echo cancellation of a hybrid circuit can support this, since the proportion of the transmission signal in the
  • Another system-related requirement for the hybrid circuit in an SDSL transmission system is a signal-to-noise ratio of at least 90 dB. Furthermore, the power loss of the hybrid circuit should be as low as possible.
  • Echo cancellation for the received signal can be achieved.
  • a 25kft 768Kb / s CMOS Transceiver for Multiple Bit-Rate DSL M. Moyal et al. , 1999 IEEE International Solid-State Circuits Conference, ISSCC 99, Session 14, Paper TP 14.4 a generic circuit arrangement for analog echo cancellation is known.
  • a hybrid circuit is proposed, in which the transmission link is simulated by a scaled impedance model, a so-called replica. Parts of this replica are built outside the chip.
  • it is proposed in this document to emulate the main and leakage inductance of the transformer inside the chip by means of scaled inductors, these inductors being realized by so-called gyrators.
  • Gyrators are generally understood to mean active circuits with, for example, operational amplifiers and capacitors, which simulate them without using an inductor.
  • Bridge taps are simulated by an on-chip RLC network ("replica"), in which case the inductance is also realized by a gyrator circuit.
  • the present invention is therefore based on the object of proposing a circuit arrangement for analog echo cancellation, in particular for combination with a hybrid circuit, in which the disadvantages described above do not occur and satisfactory analog echo cancellation can be achieved with little effort.
  • the circuit arrangement according to the invention comprises first circuit means for emulating the behavior of the transmission link, wherein these first circuit means can be implemented in particular by a passive RC network. Furthermore, the invention includes
  • Circuit arrangement second circuit means for emulating the behavior of the transmitter, these second circuit means comprising one or more low-pass filters of any order, to which the transmission signal transmitted by the communication device, ie the output signal of the corresponding line driver, or a corresponding signal of the first circuit means are fed as an input signal.
  • the circuit arrangement according to the invention detects third circuit means, which can be configured in particular in the form of an adder, in order to transmit a signal (overall signal) tapped at the transmitter, which is composed of a received signal component and a transmitted signal component, by a signal from the first circuit means and a signal correct second circuit means and thus to receive the received signal with suppressed echo.
  • any bridge taps provided on the transmission link can be simulated by a bandpass or a plurality of bandpasses connected in parallel, to which the transmission signal or a corresponding signal of the first circuit means is fed as the input signal.
  • the bandpasses are connected to the adder on the output side.
  • two low-pass filters connected in parallel are used to simulate the behavior of the transmitter, one low-pass filter being a first-order low-pass filter and the other low-pass filter being a second-order low-pass filter.
  • the optimal parameters of the low and bandpass are determined adaptively by the digital part of the chip used in each case.
  • An advantageous realization of the circuit is to implement the adjustable low and bandpass as well as the adder within an integrated circuit to set up the first circuit means, ie the replica, externally to simulate the behavior of the transmission link.
  • the low and band passes can be adjusted adaptively to the transmission path by means of an integrated digital part, without the need for pins for the control signals.
  • the low and bandpasses as well as the adder can be easily implemented using integrated operational amplifier circuits.
  • the resistances of the replica of the transmission link must be chosen to be as low as possible in order to minimize the noise.
  • An important advantage of the present invention is that the replication of the echo is carried out with passive elements as far as possible with respect to that point in the transmission system at which the subtraction from the overall signal is to be carried out. These are highly linear and low in noise. The low and band passes are only effective in a small frequency range and therefore only have a minimal influence on linearity and noise.
  • the circuit arrangement according to the invention has a significantly lower circuit complexity, since it is not necessary to implement the entire transmission signal path a second time.
  • the replica of the echo signal is derived from the actual transmission signal, so that a mismatch between the two types of transmission signal would not play a role. Since the low and bandpasses provided according to the invention each only are effective in a small frequency range, a significantly lower power consumption can be achieved compared to the previously described second and third known solutions of the prior art.
  • a replica of the line driver is advantageously used according to the invention, the output signal of this replica of the line driver or one between the replica of the line driver and the Replica of the tapped signal to which at least one low-pass filter is fed as an input signal.
  • an improved echo attenuation can be achieved by the hybrid circuit, so that the requirements on the subsequent analog / digital converter are reduced.
  • the present invention is particularly suitable for analog echo cancellation in combination with a hybrid circuit such as is used in communication devices for ISDN and xDSL transmission systems, in particular SDSL transmission systems, or Gigabit Ethernet transmission systems etc.
  • FIG. 1 shows the structure of a circuit arrangement for analog echo cancellation according to a first exemplary embodiment of the present invention
  • FIG. 2 shows the structure of a circuit arrangement for analog echo cancellation according to a second exemplary embodiment of the present invention
  • Figure 3 shows the structure of a circuit arrangement for analog echo cancellation according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 shows a hybrid circuit of a communication device connected to a transmission link 17, for example an SDSL transmission link.
  • the communication device has one
  • Line driver 1 which is connected to a transformer 13 via series resistors R1 and R2.
  • the transmitter 13 represents the start of the transmission link 17.
  • Branch lines or bridge taps 14 are connected to the transmission link 17.
  • a transmitter 15 is also provided on the receiver side, which is connected on the input side to the transmission link 17 and is terminated on the output side with a terminating resistor 16.
  • the output voltage of the line driver 1, which corresponds to the pure transmission signal, is present at the circuit point A shown in FIG. 1, while the sum of the received signal received via the transmission path 17 and the over the transmission path 17 to be transmitted is present.
  • the transmitted signal component ie the echo
  • the transmitted signal component must therefore be subtracted from the voltage present at the switching point B or the overall signal.
  • a voltage is generated in the manner described below which corresponds as closely as possible to the echo voltage at point B.
  • a circuit of the transmission signal path is connected, which simulates the behavior of the transmission signal path.
  • This replica comprises resistors R3 and R4, which represent a replica of the resistors R1 and R2, and an RC network 8, which is a replica of the Transmission line 17 represents.
  • the RC network is dimensioned so that the input impedance at point B corresponds to the input impedance of a typical long transmission path without bridge taps.
  • the voltage occurring at point D corresponds in a first approximation to the echo voltage present at point B.
  • the voltage present at point B is fed to an adder 2, which subtracts the voltage present at point D, both voltages by means 7 and 18 with factors d and a can be weighted. With this procedure, however, the behavior of the transformer 13 and the bridge taps 14 has not yet been taken into account.
  • the transmitter 13 with its main and leakage inductance represents a bandpass, the zero of which is determined by the main inductance and the pole of which is determined by the leakage inductance.
  • a low-pass filter 3 (LP1) is provided, to which the voltage present at point D is supplied as the input voltage, the output signal of the low-pass filter 3 being supplied to the adder 2.
  • the adder 2 subtracts the output voltage of the low-pass filter 3 from the voltage at point D, so that only the resulting differential voltage is subtracted from the voltage present at point B.
  • the circuit can be further improved by connecting at least one further low-pass filter 4 (LPn) in parallel with the low-pass filter 3, the output voltage of which is also subtracted from the voltage at point D by the adder 2.
  • the outputs of the low-pass filters 3-4 are preferably weighted with factors cl-cn using devices 5-6. Likewise are the limit or kink frequencies of the low-pass filters 3, 4 are preferably adjustable, so that the circuit can be adapted to different types of transmitters.
  • the bridge taps 14 can thus be simulated by the additive superimposition of the frequency responses of bandpass filters with the signal at point D. In the circuit arrangement shown in FIG. 1, bandpasses 9, 10 are therefore provided, to which the voltage present at point D is supplied as the input voltage.
  • Output voltages of the band-pass filters 9, 10 are in turn fed to the adder 2, which subtracts these output voltages from the voltage tapped at point B.
  • the circuit arrangement can be further improved if the output voltages of the bandpass filters 9-10 are replaced by appropriate ones
  • Devices 11-12 are weighted with factors bl-bn.
  • the bandpasses 9, 10 can preferably be adjusted in terms of their quality, cut-off or kink frequency and amplification in order to be able to adapt them to the respective lines.
  • the input voltage of the low and bandpass filters corresponds in each case to the voltage tapped at point D, which corresponds to the transmission voltage of the line driver 1, i.e. the voltage present at point A is simulated.
  • FIG. 2 shows a hybrid circuit according to a second exemplary embodiment of the present invention, the components corresponding to the components shown in FIG. 1 being provided with the same reference symbols.
  • the transmission signal is tapped not only at point A, but also at point B.
  • Replica 8 of the transmission link is thus connected to both point A and point B via resistors R3 and R4 or R5 and R6.
  • This circuit arrangement is particularly suitable for the use of a so-called "synthesized impedance" in order to feed the pure transmission signal into the replica.
  • the input impedance is defined by the series connection of the series resistors R1 and R2 multiplied by the transmission ratio of the transformer 13.
  • a reduction in the resistances R1 and R2 can be actively simulated by the line driver 1 by continuously measuring its output voltage in order to impress a corresponding current. This procedure is known as "synthesized impedance" and results in an improved efficiency.
  • the influence of the leakage inductance of the transformer 13 can be achieved by connecting capacitors in parallel to the resistors which simulate the series resistors R1 and R2 and / or by a corresponding one
  • the parallel connection of two low-pass filters is preferably used to simulate the main inductance of the transformer 13, one low-pass filter being a first-order low-pass filter and the other low-pass filter being a second-order low-pass filter.
  • the weighting devices 5-7, 11, 12 and 18 shown in FIG. 1 are implemented by corresponding resistance circuits.
  • the adder 2 is implemented in the form of an amplifier circuit with variable feedback resistors.
  • the circuit is simplified when using a transformer 13 with a so-called “sense winding”. This is an additional turn which the transformer 13 has on the side facing the line driver 1. In this case, the leakage inductance of the transformer 13 need not be taken into account, the
  • Total signal is tapped not at point B, but directly at the "sense winding" of the transmitter 13.
  • a so-called "current mode" line driver i.e. a line driver operating as a current source.
  • a so-called "current mode” line driver i.e. a line driver operating as a current source.
  • FIGS. 1 and 2 it is advisable to modify the exemplary embodiments shown in FIGS. 1 and 2 as shown in FIG. 3.
  • Line driver 1 is connected to the transformer 13, which is the start of the transmission link
  • Line termination resistance R7 can possibly also be actively simulated by line driver 1 and is then no longer required as a component.
  • the resistor R8 can also be integrated into the replica 8 of the transmission link 17 and is then no longer available as a separate component.
  • the replica 19 of the line driver 1 reproduces the behavior of the line driver 1 as exactly as possible, a scaled replication possibly being also received and receives the same transmission data as the line driver 1.
  • the replica 19 of the line driver 1 becomes a signal in parallel connection from the resistor R8 and the replica 8 of the transmission link 17, which is identical to the transmission signal of the line driver 1.
  • at least one low-pass filter 3, 4 and at least one band-pass filter 9, 10 are provided to take account of the behavior of the transformer 13, and at least one band-pass filter 9, 10, each of which has the voltage applied at point D. is supplied as an input signal.
  • FIG. 3 The components of the circuit arrangement shown in FIG. 3, which are already shown in FIG. 1 or FIG. 2, correspond to the components shown in FIGS. 1 and 2, so that in this regard and with regard to the functioning of the circuit arrangement shown in FIG. 3 reference can be made to the above explanations relating to FIGS. 1 and 2.

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Abstract

Eine Schaltungsanordnung zur analogen Echounterdrückung, wie sie insbesondere in einer Hybrid-Schaltung für DSL-Übertragungssysteme eingesetzt werden kann, umfasst eine Replika (8) zur Nachbildung des Verhaltens der Übertragungsstrecke (17). Des weiteren ist eine Schaltung (3, 4) zur Nachbildung des Verhaltens des Übertragers (13) vorgesehen, welche mindestens einen Tiefpass (3, 4) umfasst. Darüber hinaus kann auch eine Replika (9, 10) zur Nachbildung des Verhaltens von Bridge Taps (14) vorgesehen sein, die mindestens einen Bandpass (9, 10) umfasst. Zudem kann eine Replika (19) zur Nachbildung des Verhaltens des Leitungstreibers (1) vorhanden sein.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur analogen Echounterdrückung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltunganordnung, welche zur analogen Echounterdrückung für das Empfangssignal einer über einen Übertrager an eine Übertragungsstrecke angeschlossene Kommunikationsvorrichtung vorgesehen ist.
Bei ISDN- und xDSL-Übertragungssystemen werden die Daten zwischen der Vermittlungsstelle und dem Teilnehmer über ein verdrilltes Leitungsadernpaar übertragen, wobei jede der beiden Leitungsadern gleichzeitig für beide Übertragungsrichtungen, d.h. für die Übertragungsrichtung von der Vermittlungsstelle zu dem Teilnehmer und für die Übertragungsrichtung von dem Teilnehmer zu der Vermittlungsstelle, vorgesehen ist. Das an den Leitungsadern anliegende Signal setzt sich somit aus einem Empfangssignalanteil und einem Sendesignalanteil zusammen. Um das auch als "Far End Signal" bezeichnete Empfangssignal auf der Teilnehmerseite zu gewinnen, muß das auch als "Near End Echo" bezeichnete Sende- oder Echosignal von dem Gesamtsignal subtrahiert werden. Dies kann zum einen durch eine digital realisierte adaptive Echodämpfung ("Echo Cancelling") geschehen. Zum anderen kann dies durch eine sogenannte Hybrid-Schaltung erfolgen, die gleichzeitig eine Zweidraht/Vierdraht-Umsetzung durchführt, um das Sende- und Empfangssignal zu trennen. Hybrid-Schaltungen werden beispielsweise in Telekommunikationsendgeräten verwendet. Mögliche Strukturen von bekannten Hybrid-Schaltungen sind beispielsweise in "Telephone Voice Transmission", inston D. Gayler, Prentice Hall, 1989, beschrieben.
Die Echounterdrückung durch eine Hybrid-Schaltung besitzt zwei wesentliche Vorteile. Zum einen wird das Verhältnis zwischen dem Empfangssignal ("Far End Signal") zum Sendeoder Echosignal ("Near End Echo") um den Grad der Echounterdrückung, typischerweise um ca. 20 dB, angehoben. Dadurch sind weniger strenge Anforderungen an den Signal- Rausch-Abstand des für die Weiterverarbeitung des Empfangssignals vorgesehenen Analog/Digital-Wandlers erforderlich. Zum anderen ist in herkömmlichen ISDN- oder xDSL-Übertragungssystemen ein digitaler linearer Echokompensator dem Analogteil des Empfangssignalpfads nachgeschaltet. Dieser digitale lineare Echokompensator ist nicht in der Lage, nichtlineare Verzerrungen des Sendesignalpfades, die sich im Echo' wiederfinden, zu kompensieren. Daher muß das Verhältnis zwischen den nichtlinearen Verzerrungen zum eigentlichen Signalanteil im E pfangssignalpfad sehr niedrig gehalten werden. Die Echounterdrückung einer Hybrid-Schaltung kann dies unterstützen, da der Anteil des Sendesignals im
Empfangssignal und somit die nichtlinearen Verzerrungen reduziert werden.
Das hauptsächliche technische Problem, welches sich bei Hybrid-Schaltungen stellt, ist die genaue Nachbildung des Sendesignals bezogen auf diejenige Stelle im
Übertragungssystem, an der die Subtraktion des nachgebildeten Sendesignals vom Gesamtsignal durchgeführt werden soll. Die an einem bestimmten Punkt des Übertragungssystems auftretende Sendespannung hängt wesentlich von der an diesem Punkt gültigen Impedanz der Übertragungsleitung sowie des zur Übertragung vorgesehenen Übertragers ab. Diese Impedanz ist stark veränderlich, da in der Anwendung Leitungen unterschiedlichen Materials, unterschiedlicher Länge und mit oder ohne sogenannte Bridge Taps verwendet werden. Mit dem Begriff "Bridge Tap" werden an die Leitungsadern der Übertragungsleitung angeschlossene Stichleitungen bezeichnet, die für den Anschluß weiterer Teilnehmer vorgesehen sind, jedoch nicht mit einem passenden Wellenwiderstand abgeschlossen sind und daher Reflexionen hervorrufen können. Es stellt sich also das Problem, die Impedanz der Übertragungsleitung und des Übertragers für alle Anwendungsfälle möglichst gut nachzubilden. Für den Fall eines SDSL-Übertragungssystems ("Symmetrie Digital Subscriber Line") muß diese Impedanznachbildung in dem Frequenzbereich von 0 bis 400 kHz optimiert sein.
Eine weitere systembedingte Anforderung an die Hybrid- Schaltung in einem SDSL-Übertragungssyste ist ein Signal- Rausch-Abstand von mindestens 90 dB. Des weiteren soll die Verlustleistung der Hybrid-Schaltung möglichst gering sein.
Aus dem Stand der Technik sind verschiedene Schaltungsanordnungen zur analogen Echounterdrückung bekannt.
So wird beispielsweise in "A CMOS Analog Front-End IC for DMT ADSL", C. Conroy et al., 1999 IEEE International Solid-State Circuits Conference, ISSCC 99, Session 14, Paper TP 14.2, vorgeschlagen, zwei identische Sendesignalpfade zu implementieren, wobei der erste Sendesignalpfad für das primäre Sendesignal und der zweite Sendesignalpfad zur Nachbildung der Echospannung verwendet wird, um diese anschließend Systemen mit analoger Echounterdrückung zuführen zu können.
In "An Integrated Adaptive Analog Balancing Hybrid for Use in (A) DSL Modems", F. Pecourt et al . , 1999 IEEE International
Solid-State Circuits Conference, ISSCC 99, Session 14, Paper TP 14.8, wird vorgeschlagen, das am jeweils interessierenden Punkt der Übertragungsleitung auftretende Sendesignal dadurch nachzubilden, daß das von dem Leitungstreiber der jeweiligen Kommunikationsvorrichtung erzeugte Sendesignal mit Hilfe eines integrierten aktiven Filters gefiltert wird. Das Filter erzeugt eine Nachbildung des im Empfangssignalpfad auftretenden Echos, so daß durch eine anschließende Subtraktion des Ausgangssignals des Filters von dem Empfangssignal der entsprechenden Hybrid-Schaltung eine
Echounterdrückung für das Empfangssignal erzielt werden kann. Schließlich ist aus "A 25kft 768Kb/s CMOS Transceiver for Multiple Bit-Rate DSL", M. Moyal et al . , 1999 IEEE International Solid-State Circuits Conference, ISSCC 99, Session 14, Paper TP 14.4 eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung zur analogen Echounterdrückung bekannt. In dieser Druckschrift wird eine Hybrid-Schaltung vorgeschlagen, bei der die Übertragungsstrecke durch ein skaliertes Impedanzmodell, eine sogenannte Replika, nachgebildet wird. Teile dieser Replika sind chipextern aufgebaut. Des weiteren wird in dieser Druckschrift vorgeschlagen, die Haupt- und Streuinduktivität des Übertragers chipintern durch skalierte Induktivitäten nachzubilden, wobei diese Induktivitäten durch sogenannte Gyratoren realisiert sind. Unter Gyratoren werden allgemein aktive Schaltungen mit beispielsweise Operationsverstärkern und Kondensatoren verstanden, die ohne Verwendung einer Induktivität diese simulieren. Bridge Taps werden durch ein chipinternes RLC-Netzwerk ("Replika") nachgebildet, wobei auch in diesem Fall die Induktivität durch eine Gyrator- Schaltung realisiert ist.
Die zuvor beschriebenen Lösungen zur Nachbildung des Sendesignals, bezogen auf diejenige Stelle des Übertragungssystems, an der die Subtraktion vom Empfangssignal durchgeführt werden soll, weisen verschiedene Nachteile auf. Bei der oben beschriebenen ersten Lösung ist ein erheblicher schaltungstechnischer Aufwand erforderlich, da der gesamte Sendesignalpfad zweimal realisiert werden muß. Eine Fehlanpassung ("Mismatch") zwischen den beiden Sendesignalpfaden hat eine unzureichende Echounterdrückung zur Folge. Bei der zuvor beschriebenen zweiten Lösung ist das zur Filterung des Sendesignals vorgesehene aktive Filter über den gesamten Frequenzbereich aktiv. Es ist ein erheblicher Stromverbrauch erforderlich, um das Rauschen in einem vertretbaren Rahmen zu halten. Bei der zuvor beschriebenen dritten Lösung sind hingegen die Gyratoren über den gesamten Frequenzbereich aktiv. Auch hier ist ein sehr hoher Stromverbrauch erforderlich, um das Rauschen in einem vertretbaren Rahmen zu halten.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur analogen Echounterdrückung, insbesondere zur Kombination mit einer Hybrid-Schaltung, vorzuschlagen, bei der die zuvor beschriebenen Nachteile nicht auftreten und eine zufriedenstellende analoge Echounterdrückung mit geringem Aufwand erzielt werden kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelöst. Die Unteransprüche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung umfaßt erste Schaltungsmittel zur Nachbildung des Verhaltens der Übertragungsstrecke, wobei diese ersten Schaltungsmittel insbesondere durch ein passives RC-Netzwerk realisiert sein können. Des weiteren umfaßt die erfindungsgemäße
Schaltungsanordnung zweite Schaltungsmittel zur Nachbildung des Verhaltens des Übertragers, wobei diese zweiten Schaltungsmittel einen oder mehrere Tiefpässe beliebiger Ordnung umfassen, denen als Eingangssignal direkt das von der Kommunikationsvorrichtung übertragene Sendesignal, d.h. das Ausgangssignal des entsprechenden Leitungstreibers, oder ein entsprechendes Signal der ersten Schaltungsmittel zugeführt sind. Darüber hinaus erfaßt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung dritte Schaltungsmittel, die insbesondere in Form eines Addierers ausgestaltet sein können, um ein an dem Übertrager abgegriffenes Signal (Gesamtsignal) , welches sich aus einem Empfangssignalanteil und einem Sendesignalanteil zusammensetzt, durch ein Signal der ersten Schaltungsmittel und ein Signal der zweiten Schaltungsmittel zu korrigieren und somit das Empfangssignal mit unterdrücktem Echo zu erhalten. Das Verhalten von eventuell vorgesehenen Bridge Taps der Ubertragungsstrecke kann durch einen Bandpaß oder mehrere parallel geschaltete Bandpasse nachgebildet werden, denen als Eingangssignal entweder direkt das Sendesignal oder ein entsprechendes Signal der ersten Schaltungsmittel zugeführt wird. Die Bandpässe sind wie die Tiefpasse ausgangsseitig mit dem Addierer verbunden.
Besonders vorteilhaft ist, wenn zur Nachbildung des Verhaltens des Übertragers zwei parallel geschaltete Tiefpasse verwendet werden, wobei der eine Tiefpaß ein Tiefpaß erster Ordnung und der andere Tiefpaß ein Tiefpaß zweiter Ordnung ist. Alle dem Addierer zugefuhrten Spannungen oder Signale, d.h. insbesondere die Ausgangssignale der Tief- und Bandpässe, können mit entsprechenden Faktoren, d.h. mit entsprechenden positiven oder negativen reellen Zahlen, gewichtet werden, wobei insbesondere bei Verwendung von zwei parallel geschalteten Tiefpassen die Nachbildung des Verhaltens des Übertragers vorteilhaft ist, wenn für die Gewichtungsfaktoren cl und c2 der beiden Tiefpasse die folgende Beziehung gilt: c2 = 1 - cl .
Um die erfindungsgemaße Schaltungsanordnung jeweils adaptiv an die jeweils verwendete Ubertragungsstrecke anzupassen, sind nicht nur die Gewichtungsfaktoren vorteilhafterweise variabel ausgestaltet, sondern es können unmittelbar Betriebsparameter der Tief- und Bandpasse, wie beispielsweise die Grenzfrequenzen der Tief- und Bandpasse und die Gute der Bandpasse, adaptiv an die Ubertragungsstrecke angepaßt werden.
Beim Aufbau der Kommunikation über die Ubertragungsstrecke werden die optimalen Parameter der Tief- und Bandpasse adaptiv durch den Digitalteil des jeweils verwendeten Chips bestimmt. Eine vorteilhafte Realisierung der Schaltung ist, die einstellbaren Tief- und Bandpasse sowie den Addierer innerhalb einer integrierten Schaltung zu realisieren, jedoch die ersten Schaltungsmittel, d.h. die Replika, zur Nachbildung des Verhaltens der Ubertragungsstrecke, extern aufzubauen. Dies hat verschiedene Vorteile. Zum einen können die Tief- und Bandpässe durch einen ebenfalls integrierten Digitalteil adaptiv auf die Ubertragungsstrecke eingestellt werden, ohne daß Pins für die Steuersignale benötigt werden. Zum anderen lassen sich die Tief- und Bandpässe sowie der Addierer gut durch integrierte Operationsverstärkerschaltungen realisieren. Des weiteren müssen die Widerstände der Replika der Ubertragungsstrecke möglichst gering gewählt werden, um das Rauschen zu minimieren. Dies macht relativ große Kapazitäten erforderlich, deren Integration unwirtschaftlich wäre. Ein weiterer Grund für eine relativ niederohmige Replika der Ubertragungsstrecke ist die Tatsache, daß diese Replika durch die Eingänge der Tief- und Bandpässe belastet wird. Schließlich würde eine extern aufgebaute Replika der Ubertragungsstrecke auch dem Kunden ermöglichen, die für seinen Anwendungsfall jeweils optimale Beschaltung zu wählen.
Ein wesentlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Nachbildung des Echos bezogen auf diejenige Stelle im Übertragungssystem, an der die Subtraktion vom Gesamtsignal durchgeführt werden soll, soweit wie möglich mit passiven Elementen durchgeführt wird. Diese sind hochlinear und rauscharm. Die Tief- und Bandpässe sind jeweils nur in einem kleinen Frequenzbereich wirksam und beeinflussen die Linearität und das Rauschen somit nur minimal. Gegenüber der eingangs beschriebenen ersten bekannten Lösung gemäß dem Stand der Technik weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung einen deutlich geringeren schaltungstechnischen Aufwand auf, da nicht der gesamte Sendesignalpfad ein zweites Mal realisiert werden muß. Die Nachbildung des Echosignals wird aus dem wirklichen Sendesignal abgeleitet, so daß eine Fehlanpassung zwischen den zwei Sendesignalarten keine Rolle spielen würde. Da die erfindungsgemäß vorgesehenen Tief- und Bandpässe jeweils nur in einem kleinen Frequenzbereich wirksam sind, kann gegenüber den zuvor beschriebenen zweiten und dritten bekannten Lösungen des Stands der Technik ein deutlich geringerer Stromverbrauch erzielt werden.
Insbesondere bei der Verwendung von Leitungstreibern, welche auf dem Prinzip einer Stromquelle basieren, sogenannte "Current-Mode"-Leitungstreiber, wird erfindungsgemäß vorteilhafterweise eine Replika des Leitungstreibers eingesetzt, wobei das Ausgangssignal dieser Replika des Leitungstreibers bzw. ein zwischen der Replika des Leitungstreibers und der Replika der Ubertragungsstrecke abgegriffenes Signal dem mindestens einen Tiefpaß als Eingangssignal zugeführt wird. Auf diese Weise kann auch bei Verwendung eines "Current-Mode"-Leitungstreibers eine verbesserte Echodämpfung durch die Hybrid-Schaltung erzielt werden, so dass sich die Anforderungen an den nachfolgenden Analog/Digital-Wandler verringern.
Die vorliegende Erfindung eignet sich insbesondere zur analogen Echounterdrückung in Kombination mit einer Hybrid- Schaltung, wie sie in Kommunikationsvorrichtungen für ISDN- und xDSL-Übertragungssystemen, insbesondere SDSL- ÜbertragungsSystemen, oder Gigabit Ethernet- Übertragungssystemen etc., eingesetzt wird.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher erläutert.
Figur 1 zeigt den Aufbau einer Schaltungsanordnung zur analogen Echounterdrückung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Figur 2 zeigt den Aufbau einer Schaltungsanordnung zur analogen Echounterdrückung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, und Figur 3 zeigt den Aufbau einer Schaltungsanordnung zur analogen Echounterdrückung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
In Figur 1 ist eine Hybrid-Schaltung einer an eine Ubertragungsstrecke 17, beispielsweise eine SDSL- Übertragungsstrecke, angeschlossenen Kommunikationsvorrichtung dargestellt. Wie an sich üblich ist, weist die Kommunikationsvorrichtung einen
Leitungstreiber 1 auf, der über Vorwiderstände Rl und R2 mit einem Übertrager 13 verbunden ist. Der Übertrager 13 stellt den Beginn der Ubertragungsstrecke 17 dar. An die Ubertragungsstrecke 17 sind Stichleitungen bzw. Bridge Taps 14 angeschlossen. Auf der Empfängerseite ist ebenfalls ein Übertrager 15 vorgesehen, der eingangsseitig an die Ubertragungsstrecke 17 angeschlossen ist und ausgangsseitig mit einem Abschlußwiderstand 16 abgeschlossen ist.
Wie aus Figur 1 ersichtlich ist, liegt an dem in Figur 1 gezeigten Schaltungspunkt A die dem reinen Sendesignal entsprechende Ausgangsspannung des Leitungstreibers 1 an, während an dem ebenfalls in Figur 1 gezeigten Leitungspunkt B die Summe aus dem über die Ubertragungsstrecke 17 empfangenen Empfangssignal und dem über die Ubertragungsstrecke 17 zu sendenden Sendesignal anliegt. Um das reine Empfangssignal zu gewinnen, muß somit der Sendesignalanteil, d.h. das Echo, von der am Schaltungspunkt B anliegenden Spannung bzw. dem Gesamtsignal subtrahiert werden. Zu .diesem Zweck wird auf nachfolgend beschriebene Art und Weise eine Spannung erzeugt, die möglichst genau der Echospannung am Punkt B entspricht.
An den Punkt A ist eine Schaltung ("Replika") des Sendesignalpfads angeschlossen, welche das Verhalten des Sendesignalpfads nachbildet. Diese Replika umfaßt Widerstände R3 und R4, welche eine Replika der Widerstände Rl und R2 darstellen, sowie ein RC-Netzwerk 8, welches eine Replika der Ubertragungsstrecke 17 darstellt. Das RC-Netzwerk wird so dimensioniert, daß die Eingangsimpedanz am Punkt B der Eingangsimpedanz einer typischen langen Ubertragungsstrecke ohne Bridge Taps entspricht. Die am Punkt D auftretende Spannung entspricht in erster Näherung der am Punkt B anliegenden Echospannung.
Um an einem Schaltungspunkt C das Empfangssignal mit einem stark reduzierten Echoanteil zu halten, wird die am Punkt B anliegende Spannung einem Addierer 2 zugeführt, welcher davon die am Punkt D anliegende Spannung subtrahiert, wobei beide Spannungen durch Einrichtungen 7 bzw. 18 mit Faktoren d bzw. a gewichtet werden können. Bei dieser Vorgehensweise ist jedoch das Verhalten des Übertragers 13 und der Bridge Taps 14 noch nicht berücksichtigt.
Der Übertrager 13 stellt mit seiner Haupt- und Streuinduktivität einen Bandpaß dar, dessen Nullstelle durch die Hauptinduktivität und dessen Polstelle durch die Streuinduktivität bestimmt wird. Die Nachbildung der
Hauptinduktivität ist somit durch einen Hochpaß möglich, wobei das Verhalten eines Hochpasses demjenigen eines invertierten Tiefpasses entspricht. Um bei der in Figur 1 gezeigten Schaltungsanordnung das Verhalten des Übertragers 13 zu berücksichtigen, ist ein Tiefpaß 3 (LPl) vorgesehen, dem als Eingangsspannung die am Punkt D anliegende Spannung zugeführt ist, wobei das Ausgangssignal des Tiefpasses 3 dem Addierer 2 zugeführt ist. Der Addierer 2 subtrahiert von der Spannung am Punkt D die Ausgangsspannung des Tiefpasses 3, so daß nur die daraus resultierende Differenzspannung von der am Punkt B anliegenden Spannung subtrahiert wird. Die Schaltung kann weiter dadurch verbessert werden, daß zu dem Tiefpaß 3 mindestens ein weiterer Tiefpaß 4 (LPn) parallel geschaltet wird, dessen Ausgangsspannung ebenfalls von dem Addierer 2 von der Spannung am Punkt D subtrahiert wird. Die Ausgänge der Tiefpässe 3-4 sind vorzugsweise mit Hilfe von Einrichtungen 5-6 mit Faktoren cl-cn gewichtet. Ebenso sind die Grenz- oder Knickfrequenzen der Tiefpässe 3, 4 vorzugsweise einstellbar, so daß die Schaltung an verschiedene Übertragertypen angepaßt werden kann.
An die Ubertragungsstrecke 17 angeschlossene Bridge Taps 14 bewirken im Impedanzverlauf über die Frequenz am Punkt B lokale Minima und Maxi a, die davon abhängen, wie weit das offene Leitungsende vom Eingang in der Relation zur Wellenlänge entfernt ist ([2-n + l]-λ/4 = Minima, [n + l]-λ/2 = Maxima, n = 0...∞). Die Bridge Taps 14 können somit durch die additive Überlagerung der Frequenzgänge von Bandpaßfiltern mit dem Signal am Punkt D nachgebildet werden. Bei der in Figur 1 gezeigten Schaltungsanordnung sind daher Bandpässe 9, 10 vorgesehen, denen als Eingangsspannung die am Punkt D anliegende Spannung zugeführt wird. Die
Ausgangsspannungen der Bandpässe 9, 10 sind wiederum dem Addierer 2 zugeführt, der diese Ausgangsspannungen von der am Punkt B abgegriffenen Spannung subtrahiert. Die Schaltungsanordnung kann weiter verbessert werden, wenn die Ausgangsspannungen der Bandpässe 9-10 durch entsprechende
Einrichtungen 11-12 mit Faktoren bl-bn gewichtet werden. Die Bandpässe 9, 10 sind vorzugsweise in ihrer Güte, Grenz- bzw. Knickfrequenz und Verstärkung einstellbar, um sie an die jeweiligen Leitungen anpassen zu können.
Bei der in Figur 1 gezeigten Schaltungsanordnung entspricht die Eingangsspannung der Tief- und Bandpässe jeweils der am Punkt D abgegriffenen Spannung, welche der Sendespannung des Leitungstreibers 1, d.h. der am Punkt A anliegenden Spannung, nachgebildet ist. Selbstverständlich kann den Tief- und
Bandpässen als Eingangsspannung auch direkt die Sendespannung des Leitungstreibers 1, d.h. die am Punkt A anliegende Spannung, zugeführt sein, wobei die Tief- und Bandpässe nicht das gleiche Eingangssignal haben müssen.
In Figur 2 ist eine Hybrid-Schaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt, wobei die den in Figur 1 gezeigten Komponenten entsprechenden Bauteile mit denselben Bezugszeichen versehen sind.
Wie aus Figur 2 ersichtlich ist, wird das Sendesignal nicht nur am Punkt A, sondern auch am Punkt B abgegriffen. Die
Replika 8 der Ubertragungsstrecke ist somit über Widerstände R3 und R4 bzw. R5 und R6 sowohl an den Punkt A als auch an den Punkt B angeschlossen. Diese Schaltungsanordnung eignet sich insbesondere für die Verwendung einer sogenannten "Synthesized Impedance", um das reine Sendesignal in die Replika einzuspeisen. Vom Übertrager 13 aus zu dem Leitungstreiber 1 betrachtet, ist die Eingangsimpedanz durch die Serienschaltung der Vorwiderstände Rl und R2 multipliziert mit dem Übertragungsverhältnis des Übertragers 13 definiert. Eine Verkleinerung der Widerstände Rl und R2 kann aktiv durch den Leitungstreiber 1 nachgebildet werden, indem seine Ausgangsspannung kontinuierlich gemessen wird, um einen entsprechenden Strom einzuprägen. Diese Vorgehensweise wird als "Synthesized Impedance" bezeichnet und hat einen verbesserten Wirkungsgrad zur Folge.
Allgemein kann der Einfluß der Streuinduktivität des Übertragers 13 durch eine Parallelschaltung von Kapazitäten zu denjenigen Widerständen, welche die Vorwiderstände Rl und R2 nachbilden, und/oder durch eine entsprechende
Dimensionierung der Replika 8 der Ubertragungsstrecke nachgebildet werden. Bei der in Figur 2 gezeigten Schaltungsanordnung sind aus diesem Grund Kapazitäten C3-C6 parallel zu den Widerständen R3-R6 geschaltet, um den Einfluß der Streuinduktivität des Übertragers 13 nachzubilden.
Vorzugsweise wird zur Nachbildung der Hauptinduktivität des Übertragers 13 die Parallelschaltung von zwei Tiefpässen verwendet, wobei der eine Tiefpaß ein Tiefpaß erster Ordnung und der andere Tiefpaß ein Tiefpaß zweiter Ordnung ist. Die Ausgangsspannungen der beiden Tiefpässe werden mit Faktoren cl bzw. c2 gewichtet, wobei vorzugsweise das Verhältnis gilt: c2 = 1 - cl.
Bei der in Figur 2 gezeigten Schaltung sind die in Figur 1 dargestellten Gewichtungseinrichtungen 5-7, 11, 12 und 18 durch entsprechende Widerstandsschaltungen realisiert. Der Addierer 2 ist in Form einer Verstärkerschaltung mit variablen Rückkopplungswiderständen realisiert.
Eine Vereinfachung der Schaltung ergibt sich bei Verwendung eines Übertragers 13 mit einer sogenannten "Sense Winding" . Dabei handelt es sich um eine zusätzliche Windung, weJche der Übertrager 13 auf der dem Leitungstreiber 1 zugewandten Seite aufweist. In diesem Fall muß die Streuinduktivität des Übertragers 13 nicht berücksichtigt werden, wobei das
Gesamtsignal nicht am Punkt B, sondern direkt an der "Sense Winding" des Übertragers 13 abgegriffen wird.
Bei drahtgebundenen Kommunikationssystemen hoher Datenrate, z.B. dem Kommunikationssystem Gigabit Ethernet lOOOBase-T, wird anstelle eines als Spannungsquelle arbeitenden Leitungstreibers häufig ein sogenannter "Current-Mode"- Leitungstreiber, d.h. ein als Stromquelle arbeitender Leitungstreiber, eingesetzt. In diesem Fall empfiehlt es sich, die in Fig. 1 und Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispiele wie in Fig. 3 gezeigt abzuwandeln.
Wie in Fig. 3 gezeigt ist, wird eine Replika 19 des "Current-
Mode"-Leitungstreibers 1 verwendet. Der Leitungstreiber 1 ist mit dem Übertrager 13, der den Beginn der Ubertragungsstrecke
17 darstellt, verbunden. Parallel zu dem Übertrager 13 ist ein Widerstand R7 geschaltet, der als
Leitungsabschlusswiderstand wirkt. Dieser
Leitungsabschlusswiederstand R7 kann eventuell auch aktiv durch den Leitungstreiber 1 nachgebildet werden und entfällt dann als Bauteil. Zur Nachbildung des Leitungsabschlusswiderstands R7 (soweit vorhanden) ist ein Widerstand R8 vorgesehen, welcher parallel zu der Replika 8 der Ubertragungsstrecke 17 und der Replika 19 des Leitungstreibers 1 geschaltet ist. Der Widerstand R8 kann auch in die Replika 8 der Ubertragungsstrecke 17 integriert werden und ist dann nicht mehr als separates Bauteil vorhanden.
Die Replika 19 des Leitungstreibers 1 bildet das Verhalten des Leitungstreibers 1 möglichst exakt nach, wobei gegebenenfalls auch eine skalierte Nachbildung möglich ist, und empfängt dieselben Sendedaten wie der Leitungstreiber 1. Auf diese Weise wird von der Replika 19 des Leitungstreibers 1 ein Signal in die Parallelschaltung aus dem Widerstand R8 und der Replika 8 der Ubertragungsstrecke 17 eingespeist, welches identisch zu dem Sendesignal des Leitungstreibers 1 ist. Die Spannung am Punkt D entspricht in erster Näherung der Echospannung am Punkt A (= Punkt B) , wobei das Verhalten des Übertragers 13 sowie der Bridge Taps 14 noch nicht berücksichtigt ist. Wie bei den in Fig. 1 und Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispielen ist zur Berücksichtigung des Verhaltens des Übertragers 13 mindestens ein Tiefpaß 3,4 und zur Berücksichtigung der Bridge Taps 14 mindestens ein Bandpaß 9, 10 vorgesehen, denen jeweils die am Punkt D anliegende Spannung als Eingangssignal zugeführt ist.
Die Komponenten der in Fig. 3 gezeigten Schaltungsanordnung, welche bereits in Fig. 1 oder Fig. 2 gezeigt sind, entsprechen den in Fig. 1 und Fig. 2 gezeigten Komponenten, so daß diesbezüglich sowie bezüglich der Funktionsweise der in Fig. 3 gezeigten Schaltungsanordnung auf die obigen Erläuterungen zu Fig. 1 und Fig. 2 verwiesen werden kann.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur analogen Echounterdrückung für das Empfangssignal einer über einen Übertrager an eine Ubertragungsstrecke angeschlossenen Kommunikationsvorrichtung, mit ersten Schaltungsmitteln (8) zur Nachbildung des Verhaltens der Ubertragungsstrecke (17), mit zweiten Schaltungsmitteln (3, 4) zur Nachbildung des Verhaltens des Übertragers (13), und mit dritten Schaltungsmitteln (2) zur Korrektur eines an dem Übertrager (13) abgegriffenen Signals, welches einen Empfangssignalanteil und einen Sendesignalanteil der Kommunikationsvorrichtung umfaßt, durch ein Signal der ersten Schaltungsmittel (8) und ein Signal der zweiten
Schaltungsmittel (3, 4), um den Empfangssignalanteil mit unterdrücktem Sendesignalanteil zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltungsmittel mindestens einen Tiefpaß (3, 4) umfassen, dem als Eingangssignal ein Signal zugeführt ist, welches dem von der Kommunikationsvorrichtung über die Ubertragungsstrecke (17) zu übertragenden Sendesignal entspricht .
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kommunikationsvorrichtung einen Leitungstreiber (1) und zwischen den Leitungstreiber (1) und den Übertrager (13) geschaltete passive Bauelemente (Rl, R2) umfaßt, wobei die ersten Schaltungsmittel (8) zwischen dem
Leitungstreiber (1) und den passiven Bauelementen (Rl, R2 ) angeschlossen sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zu korrigierende Signal, welches den Empfangssignalanteil und den Sendesignalanteil umfaßt, zwischen den passiven Bauelementen (Rl, R2) und dem Übertrager (13) abgegriffen und den dritten Schaltungsmitteln (2) zugeführt ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Übertrager (13) eine zusätzliche Windung aufweist, wobei das zu korrigierende Signal, welches den Empfangssignalanteil und den Sendesignalanteil umfaßt, an dieser zusätzlichen Windung abgegriffen und den dritten Schaltungsmitteln (2) zugeführt ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2-4, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Schaltungsmittel einen ersten
Schaltungsabschnitt (R3, R4 ) zur Nachbildung des Verhaltens der passiven Bauelemente (Rl, R2) und einen zweiten Schaltungsabschnitt (8) zur Nachbildung des Verhaltens der Ubertragungsstrecke (17) umfassen.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schaltungsabschnitt Widerstände (R3, R4) zur Nachbildung des Verhaltens der als Vorwiderstände (Rl, R2 ) ausgestalteten passiven Bauelemente umfaßt.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schaltungsabschnitt (8) ein passives Netzwerk zur Nachbildung des Verhaltens der Ubertragungsstrecke (17) umfaßt .
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schaltungsabschnitt (8) ein passives RC- Netzwerk zur Nachbildung des Verhaltens der Ubertragungsstrecke (17) umfaßt.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5-8, dadurch gekennzeichnet, daß dem mindestens einen Tiefpaß (3, 4) der zweiten Schaltungsmittel als Eingangssignal das Sendesignal des Leitungstreibers (1) oder ein zwischen dem ersten Schaltungsabschnitt (R3, R4) und dem zweiten Schaltungsabschnitt (8) der ersten Schaltungsmittel abgegriffenes Signal zugeführt ist.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5-9, dadurch gekennzeichnet, daß den dritten Schaltungsmitteln (2) das zu korrigierende Signal, welches den Empfangssignalanteil' und den Sendesignalanteil umfaßt, das Ausgangssignal des mindestens einen Tiefpasses (3, 4) der zweiten Schaltungsmittel und das zwischen dem ersten Schaltungsabschnitt (R3, R4) und dem zweiten Schaltungsabschnitt (8) der zweiten Schaltungsmittel abgegriffene Signal zugeführt ist, wobei die dritten Schaltungsmittel (2) derart ausgestaltet sind, daß sie zu dem zu korrigierenden Signal, welches den Empfangssignalanteil und den Sendesignalanteil umfaßt, das Ausgangssignal des mindestens einen Tiefpasses (3, 4) der zweiten Schaltungsmittel hinzuaddieren und davon das zwischen dem ersten Schaltungsabschnitt (R3, R4 ) und dem zweiten Schaltungsabschnitt (8) der ersten Schaltungsmittel abgegriffenes Signal subtrahieren, um den
Empfangssignalanteil mit unterdrücktem Sendesignalanteil zu erhalten.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 und einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß den Widerständen (R3, R4) des ersten Schaltungsabschnitts der ersten Schaltungsmittel jeweils ein Kondensator (C3, C4) parallel geschaltet ist.
12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5-11, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schaltungsabschnitt (R3-R6, C3-C6) sowohl zwischen dem Leitungstreiber (1) und den passiven Bauelementen (Rl, R2) als auch zwischen den passiven
Bauelementen (Rl, R2) und dem Übertrager (13) angeschlossen ist .
13. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zu korrigierende Signal, welches den Empfangssignalanteil und den Sendesignalanteil umfaßt, den dritten Schaltungsmitteln (2) über eine Gewichtungseinrichtung (18) mit einem variablen Gewichtungsfaktor (a) zugeführt ist.
14. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das von den ersten Schaltungsmitteln (8) den dritten Schaltungsmitteln (2) zugeführte Signal über eine Gewichtungseinrichtung (7) mit einem variablen Gewichtungsfaktor (7) zugeführt ist.
15. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das mindestens eine Ausgangssignal des mindestens einen Tiefpasses (3, 4) der zweiten Schaltungsmittel über eine Gewichtungseinrichtung (5, 6) mit einem variablen Gewichtungsfaktor (cl, cn) den dritten Schaltungsmitteln (2) zugeführt ist.
16. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltungsmittel mindestens zwei parallel geschaltete Tiefpässe (3, 4) umfassen, deren Ausgangssignale jeweils den dritten Schaltungsmitteln (2) zur Addition zu dem zu korrigierenden Signal, welches den Empfangssignalanteil und den Sendesignalanteil umfaßt, zugeführt sind, und daß der eine Tiefpaß (3) ein Tiefpaß erster Ordnung und der andere Tiefpaß (4) ein Tiefpaß zweiter Ordnung ist.
17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15 und Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß für die Gewichtungsfaktoren der den beiden Tiefpässen (3, 4) zugewiesenen Gewichtungseinrichtungen (5, 6) die Beziehung c2 = 1 - cl gilt, wobei cl der dem einen Tiefpaß (3) zugeordnete Gewichtungsfaktor und c2 der dem anderen Tiefpaß (4) zugeordnete Gewichtungsfaktor ist.
18. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Parameter, insbesondere die Grenzfrequenz, des mindestens einen Tiefpasses (3, 4) der zweiten Schaltungsmittel variabel einstellbar ist.
19. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß vierte Schaltungsmittel (9, 10) zur Nachbildung des Verhaltens von an die Ubertragungsstrecke (17) angeschlossenen Stichleitungen (14) vorgesehen sind, wobei ein Signal der vierten Schaltungsmittel (9, 10) den dritten Schaltungsmitteln (2) zur Korrektur des Signals, welches den Empfangssignalanteil und den Sendesignalanteil umfaßt, zugeführt ist.
20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 und Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die vierten Schaltungsmittel mindestens einen Bandpaßfilter (9, 10) umfassen, dem als Eingangssignal das Sendesignal des Leitungstreibers (1) oder ein zwischen dem ersten Schaltungsabschnitt (R3, R4 ) und dem zweiten Schaltungsabschnitt (8) der ersten Schaltungsmittel abgegriffenes Signal zugeführt ist.
21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die vierten Schaltungsmittel mehrere parallel geschaltete Bandpaßfilter (9, 10) umfassen.
22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des mindestens einen Bandpaßfilters (9, 10) über eine Gewichtungseinrichtung (11, 12) mit einem variablen Gewichtungsfaktor (bl, bn) den dritten Schaltungsmitteln (2) zugeführt ist.
23. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 20-22, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des mindestens einen Bandpaßfilters
(9, 10) den dritten Schaltungsmitteln (2) zur Subtraktion von dem zu korrigierenden Signal, welches den Empfangssignalanteil und den Sendesignalanteil umfaßt, zugeführt ist.
24. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 20-23, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Parameter, insbesondere die Güte, die
Grenzfrequenz und/oder die Verstärkung, des mindestens einen Bandpaßfilters (9, 10) der vierten Schaltungsmittel variabel einstellbar ist.
25. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 19-24, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltungsmittel (3, 4), die dritten Schaltungsmittel (2) und die vierten Schaltungsmittel (9, 10) auf einem gemeinsamen Chip vorgesehen sind, während die ersten Schaltungsmittel (8) extern von dem Chip vorgesehen sind.
26. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 13- 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Kommunikationsvorrichtung einen Leitungstreiber (1) zur Erzeugung des Sendesignals umfaßt, und daß vierte Schaltungsmittel (19) zur Nachbildung des Verhaltens des Leitungstreibers (1) vorgesehen sind, wobei dem mindestens einen Tiefpaß (3, 4) der zweiten Schaltungsmittel als Eingangssignal ein von den vierten Schaltungsmitteln (19) erzeugtes und dem Sendesignal des Leitungstreibers (1) entsprechendes Signals zugeführt ist.
27. Schaltungsanordnung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß der Leitungstreiber (1) ein nach dem Prinzip einer Stromquelle arbeitender Leitungstreiber (1) ist.
28. Schaltungsanordnung nach Anspruch 26 oder 27, dadurch gekennzeichnet, daß die vierten Schaltungsmittel (19) zur Nachbildung des Verhaltens des Leitungstreibers (1) mit den ersten Schaltungsmitteln (8) zur Nachbildung des Verhaltens der Ubertragungsstrecke (17) gekoppelt sind, und daß dem mindestens einen Tiefpaß (3, 4) der zweiten
Schaltungsmittel als Eingangssignal ein zwischen den vierten Schaltungsmitteln (19) und den ersten Schaltungsmitteln (8) abgegriffenes Signal zugeführt ist.
29. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 26-28, dadurch gekennzeichnet, daß die Kommunikationsvorrichtung ein zwischen den Leitungstreiber (1) und den Übertrager (13) geschaltetes passive Bauelement (R7) umfaßt, wobei das zu korrigierende Signal, welches den Empfangssignalanteil und den Sendesignalanteil umfaßt, zwischen dem Leitungstreiber (1) und dem passiven Bauelement (R7) abgegriffen und den dritten Schaltungsmitteln (2) zugeführt ist.
30. Schaltungsanordnung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Schaltungsmittel einen ersten Schaltungsabschnitt (R8) zur Nachbildung des Verhaltens des passiven Bauelements (R7) und einen mit dem ersten Schaltungsabschnitt (R8) gekoppelten zweiten
Schaltungsabschnitt (8) zur Nachbildung des Verhaltens der Ubertragungsstrecke (17) umfassen, und daß dem mindestens einen Tiefpaß (3, 4) der zweiten Schaltungsmittel ein zwischen den vierten Schaltungsmitteln (19) und dem ersten Schaltungsabschnitt (R8) der ersten Schaltungsmittel abgegriffenes Signal zugeführt ist.
31. Schaltungsanordnung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß den dritten Schaltungsmitteln (2) das zu korrigierende Signal, welches den Empfangssignalanteil und den Sendesignalanteil umfaßt, das Ausgangssignal des mindestens einen Tiefpasses (3, 4) der zweiten Schaltungsmittel und das zwischen den vierten Schaltungsmitteln (19) und dem ersten Schaltungsabschnitt (R8) der ersten Schaltungsmittel abgegriffene Signal zugeführt ist, wobei die dritten Schaltungsmittel (2) derart ausgestaltet sind, daß sie zu dem zu korrigierenden Signal, welches den Empfangssignalanteil und den Sendesignalanteil umfaßt, das Ausgangssignal des mindestens einen Tiefpasses (3, 4) der zweiten Schaltungsmittel hinzuaddieren und davon das zwischen den vierten Schaltungsmitteln (19) und dem ersten Schaltungsabschnitt (R8) der ersten Schaltungsmittel abgegriffenes Signal subtrahieren, um den
Empfangssignalanteil mit unterdrücktem Sendesignalanteil zu erhalten .
32. Schaltungsanordnung nach Anspruch 30 oder 31, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schaltungsabschnitt (8) der ersten Schaltungsmittel ein passives Netzwerk zur Nachbildung des Verhaltens der Ubertragungsstrecke (17) umfaßt.
33. Schaltungsanordnung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schaltungsabschnitt (8) der ersten Schaltungsmittel ein passives RC-Netzwerk zur Nachbildung des Verhaltens der Ubertragungsstrecke (17) umfaßt.
34. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 30-33, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schaltungsabschnitt der ersten Schaltungsmittel einen Widerstand (R8) zur Nachbildung des Verhaltens des als Widerstand (R7) ausgestalteten passiven Bauelements umfaßt.
35. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 30-34, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schaltungsab'schnitt (R8) zur Nachbildung des Verhaltens des passiven Bauelements (R7) in den zweiten Schaltungsabschnitt (8) zur Nachbildung des Verhaltens der Ubertragungsstrecke (17) integriert ist.
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