WO2001073966A1 - Recepteur sans fil et procede de reception sans fil - Google Patents

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WO2001073966A1
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Inventor
Takashi Toda
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H04B1/712—Weighting of fingers for combining, e.g. amplitude control or phase rotation using an inner loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/336—Signal-to-interference ratio [SIR] or carrier-to-interference ratio [CIR]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/318—Received signal strength

Definitions

  • the present invention relates to a wireless receiving device and a wireless receiving method.
  • the CDMA system has attracted attention as one of the multiple access systems for effective use of frequency.
  • the CDMA system is a multiple access system that uses spread spectrum technology, and is characterized by being less susceptible to multipath distortion.
  • the CDMA communication has the characteristic that a diversity effect can be expected by performing RAKE reception.
  • the transmission power control includes a desired signal power to interference wave power ratio (SIR), a desired signal power (Received Signal Strength Indicator; RSSI), an interference signal power (Interference Signal Strength Indicator; This is referred to as “ISSI” below. Therefore, it is very important to accurately measure SIR, RSS I, and I SSI on the receiving side.
  • SIR signal power to interference wave power ratio
  • RSSI Receiveived Signal Strength Indicator
  • ISSI Interference Signal Strength Indicator
  • FIG. 1 is a main block diagram showing a schematic configuration of a conventional radio receiving apparatus.
  • fingers 1 to n are composed of a despreading unit 11, a phase estimating unit 12, and a phase compensating unit 13.
  • the despreading unit 11 performs a despreading process on the received signal to obtain a signal d c shown in equation (1).
  • d corr (l, m, n) S (l, m, n) + l (l, m, n) (
  • Equation (1) shows the despread signal of the mth slot and the nth symbol of the first finger.
  • S is the amplitude of the desired signal
  • I is the amplitude of the noise
  • ⁇ (m, n) is the modulation phase
  • 0 (1, m, n) is the sum of the phase variation due to the propagation path and the phase difference between transmission and reception.
  • So (1, m, n) indicate the phase of the noise.
  • the phase estimating unit 12 obtains the phase estimation value shown in Expression (2). ).
  • N P represents the number of symbols of the pilot symbol.
  • the phase estimation value can be obtained by correcting the modulation phase of the received pilot symbol.
  • phase estimating section 12 assigns the phase estimation value obtained using equation (2) to a in a plurality of slots (2K slots in equation (3)). Weighted and averaged to obtain the phase estimate. ... (3)
  • the phase compensator 1 despread signal d e shown in Equation (1). Phase compensation is performed by complex multiplication of rr with the complex conjugate of the phase estimation value shown in equation (2) or (3). Therefore, each finger 1 ⁇ ! ! The signal d c output from. he becomes as shown in equation (4).
  • d coAe (/, w, n) d corr (/, m, n) e (l, m)
  • the combining unit 14 outputs the fingers 1 to: Q output signal d c represented by Expression (4). add he .
  • the added signal d rake is as shown in equation (5).
  • d disturb te ,”!, ") ⁇ cohe (l, m, n)
  • N L is the number of Fi Nga fingers 1 to:
  • the RS SI measuring unit 16 measures the RS SI by the equation (6) using the RAKE-combined signal d rake .
  • Equation (6) indicates the RSSI of the m th slot.
  • the square root calculation unit 17 obtains the square root of the R SSI measured by the R SSI measurement unit 16. As a result, the RSS I value is obtained.
  • the ISSI measuring unit 18 measures the ISSI according to the equation (7) using the RAKE-combined signal d rake . ... (7)
  • Equation (7) shows the ISS I of the m th slot.
  • the SIR measuring unit 19 measures the SIR by calculating the ratio between the RSSI measured by the RSSI measuring unit 16 and the ISSI measured by the ISSI measuring unit 18 and outputs the SIR value.
  • the division unit 20 obtains an I SSI value by dividing the output of the square root operation unit 17 by the output of the SIR measurement unit 19, and outputs the I SSI value.
  • the RSSI is measured by the equation (6) using the signal d rake obtained by the equation (5), and the SSI is measured by the equation (7). Is done. Also, the SIR is measured using the RSSI measured by equation (6) and the ISSI measured by equation (7).
  • the RAKE-combined signal d rake is a signal weighted by the average received amplitude, so that the dimension of d rake becomes the second-order dimension. ing. Therefore, according to Equations (6) and (7), when RSSI and DSI are measured using d rake obtained by Equation (5), the dimensions of RSSI and ISSI become the fourth-order dimensions. Become.
  • the dimensions of RSSI and ISSI must be essentially the dimensions of power (ie, second-order dimensions). Therefore, in the conventional radio receiving apparatus, the dimensions of RS S I and I S S I are adjusted to the second-order dimension by obtaining the square root of the measured R SSI.
  • the output signals d c of the fingers l to n are generated. he is usually a signal weighted with different values for each finger.
  • An object of the present invention is to provide a radio receiving apparatus and a radio receiving method capable of accurately measuring reception quality even when R AKE combining is performed on a received signal.
  • the phase compensation and the weighting of the Rake synthesis are performed using the normalized phase estimation value.
  • FIG. 1 is a main part block diagram showing a schematic configuration of a conventional radio receiving apparatus.
  • FIG. 2 is a main block diagram showing a schematic configuration of the wireless receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a main block diagram showing a schematic configuration of the wireless receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 4 is a main block diagram showing a schematic configuration of the wireless receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 2 is a main block diagram showing a schematic configuration of the wireless reception device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the fingers l to n include a despreading unit 101, a phase estimating unit 102, and a phase compensating unit 103.
  • Despreading section 101 performs a despreading process on the received signal.
  • Phase estimator 1 0 2 finds the phase estimate.
  • Phase compensating section 103 performs phase compensation on the despread signal.
  • the normalization unit 104 normalizes the phase estimation value obtained for each finger.
  • the synthesizing unit 105 adds the output signals of the fingers 1 to n.
  • the multiplication unit 106 multiplies the RAKE-combined signal by a predetermined value obtained during the normalization processing.
  • Error correction section 107 performs error correction on the signal output from multiplication section 106.
  • RSSI measurement section 108 measures RSSI.
  • ISSI measurement section 109 measures ISSI.
  • the SIR measuring section 110 measures SIR.
  • Equation (8) shows the despread signal of the m-th slot of the first finger and the n-th symbol.
  • S is the amplitude of the desired signal
  • I is the amplitude of the noise
  • ⁇ (m, n) is the modulation phase
  • 0 (1, m, n) is the sum of the phase variation due to the propagation path and the phase difference between transmission and reception.
  • So (1, m, n) indicate the phase of the noise, respectively.
  • the phase estimation unit 102 obtains the phase estimation value shown in Expression (9), and outputs it to the normalization unit 104. ) H 1 " 1
  • N P represents the number of symbols of the pilot symbol.
  • the phase estimation value ⁇ can be obtained by correcting the modulation phase of the received pilot symbol.
  • phase estimation section 102 as shown in equation (10), equation (9) (In the formula (10), a total of 2 K Ro Uz g) a plurality of slots the phase estimation value obtained using the average was weighted by ⁇ in, optionally as a phase estimate (
  • the normalizing unit 104 normalizes the phase estimation value of each finger.
  • the normalization unit 104 normalizes the values by using Expression 11, so that the sum of the magnitudes of the phase estimation values of each finger becomes 1.
  • the normalized phase estimation value 3 is output to the phase compensation unit 103.
  • the normalization unit 104 outputs the value 5 (m) shown in Equation 12 obtained in the course of the normalization process to the multiplication unit 106.
  • the phase compensation unit 103 converts the despread signal d c .
  • Phase compensation is performed by complex multiplication of rr and the complex conjugate d of the normalized phase estimate '. Therefore, the signal d c outputted from the Fi Nga 1 to n. he becomes as shown in equation (13).
  • d cofte ⁇ , ") d corr (l, m, n ⁇ r (l, m) + / (Z, / n,") e (' ⁇ >>'") ⁇ ... (13)
  • the synthesizing unit 105 selects the fingers 1 to! !
  • the output signal d c He is added and RAKE synthesis is performed as shown in equation (14).
  • NL indicates the number of fingers.
  • RAKE-combined signal d rake is output to multiplication section 106, RSSI measurement section 108 and ISSI measurement section 109.
  • each symbol of the signal output from the synthesis section 105 is multiplied by the value output from the normalization section 104; 5 (m), and output to the error correction section 107.
  • the signal input to error correction section 107 has the same value as the signal input to error correction section 15 in the conventional radio receiving apparatus.
  • error correction section 107 performs error correction on the signal output from multiplication section 106. As a result, an overnight reception is obtained.
  • the RSSI measuring unit 108 measures the RSSI according to the equation (15) using the signal d rake combined with the rake .
  • Equation (15) indicates the RSSI of the m-th slot.
  • the measured RSSI is output to a component at the subsequent stage for performing transmission power control and the like and to the SIR measuring unit 110.
  • ISSI measuring section 109 measures ISSI by using equation (16) using RAKE-combined signal d rake . Equation (16) shows the ISSI at the m-th slot. ISSJ (m)... (16)
  • the measured I SSI is output to the subsequent components that perform transmission power control and the like and to the SIR measurement unit 110.
  • the SIR measurement section 110 obtains the ratio between the RSSI measured by the RSSI measurement section 108 and the IOSI measured by the IOSI measurement section 109, so that the SIR is measured.
  • the measured SIR is output to a subsequent component that performs transmission power control and the like.
  • weighting of phase compensation and RAKE combining is performed using the normalized phase estimation value.
  • the synthesized signal can be obtained in the dimension of amplitude. Therefore, according to the radio receiving apparatus according to the present embodiment, it is possible to measure RS SI, ISSI, and SIR in the power dimension, so that even when RAKE combining is performed on a received signal, RSSI, , ISSI and SIR can be accurately measured.
  • the RAKE-combined signal obtained in the dimension of the amplitude is multiplied by the divisor /? (M) used in obtaining the phase estimation value.
  • the signal input to the error correction unit can have the same value as the signal input to the error correction unit in the above-described conventional radio receiving apparatus. Therefore, according to the radio receiving apparatus according to the present embodiment, error correction processing in which complicated processing is performed can be performed by a conventional method, so that the time and cost required for device development can be reduced. Can be.
  • normalization section 104 normalizes the phase estimation value at each finger using Equation 17, and the sum of the magnitudes of the phase estimation values at each finger is May be used. (17)
  • the multiplication unit 106 multiplies each symbol of the RAKE-combined signal by a value? (M) shown in Expression 18 obtained in the process of the normalization processing.
  • the radio receiving apparatus has substantially the same configuration as Embodiment 1, and differs in that the RAKE-combined signal is divided by the sum of the phase estimation values before normalization.
  • FIG. 3 is a main part block diagram showing a schematic configuration of a radio receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the same components as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the detailed description is omitted.
  • the adding unit 201 calculates the sum of the estimated phase values of each finger.
  • Dividing section 202 divides the RAKE-combined signal by the sum of the phase estimation values.
  • the phase compensation unit 103 the despread signal d c output from the despreading unit 101. ⁇ and the complex conjugate * of the phase estimation value £ output from the phase estimating unit 102 are subjected to complex multiplication to perform phase compensation, so that the signals d c output from the respective fingers 1 to Q He becomes as shown in equation (19).
  • d (l, m, n) d corr (l, m, n) ⁇ '(l, m)
  • the RAKE-combined signal d rake is divided by the sum ⁇ (m) of the phase estimation values. However, division is performed only on the symbols for which RSS I, ISS I and S IR are measured.
  • the RAKE-combined signal becomes a signal equivalent to the RAKE-combined signal in the first embodiment. That is, the signal output from the division unit 202 is a signal equivalent to a signal that is RAKE-combined after performing phase compensation using the normalized phase estimation value.
  • the radio receiving apparatus instead of performing RAKE synthesis on a signal whose phase has been compensated using the normalized phase estimation value, the RAKE-combined signal is subjected to a phase estimation value before normalization. Therefore, it is possible to obtain a RAKE-combined signal in the dimension of amplitude while keeping the configuration of each finger the same as that of the conventional radio receiving apparatus. Therefore, according to the radio receiving apparatus according to the present embodiment, RS SI, I SSI and S IR can be accurately measured without changing the configuration of each finger from the above-described conventional radio receiving apparatus. Therefore, according to the radio receiving apparatus according to the present embodiment, the time and cost required for device development can be reduced.
  • the radio receiving apparatus may determine the sum /? (M) of the phase estimation values as shown in Expression 21.
  • Equation 21 As described above, by calculating the sum ⁇ (m) of the phase estimation values using Equation 21, RS S I and I S S I reflecting the number of signals to be combined can be measured.
  • the radio receiving apparatus has substantially the same configuration as that of the second embodiment, and uses a RAKE-combined signal to perform a division process after measuring RSSI and ISSI. different.
  • FIG. 4 is a main part block diagram showing a schematic configuration of a radio receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the same components as those of the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and the detailed description is omitted.
  • the square calculator 301 obtains the square of the sum of the phase estimation values.
  • the divider 302 divides the measured R SSI by the square of the sum of the phase estimation values.
  • the division unit 303 divides the measured I SSI by the square of the sum of the phase estimation values.
  • the sum /? (M) of the phase estimation values obtained by the adding section 201 is output to the square calculating section 301.
  • the square of ⁇ (m) is obtained and output to the dividing section 302 and the dividing section 303.
  • the RSSI measured by the RSSI measurement unit 108 is divided by the square of /? (M).
  • the ISSI measured by the ISSI measurement unit 109 is divided by the square of? (M). This allows RS SI and Issue are compensated.
  • the radio reception apparatus instead of performing RAKE combining on a signal that has been phase compensated using the normalized phase estimation value, RSSI and I SS Since the division processing is performed after measuring I, it can be equivalent to obtaining a RAKE-combined signal in the amplitude dimension while keeping the configuration of each finger the same as that of the above-described conventional radio receiving apparatus. Therefore, according to the radio receiving apparatus according to the present embodiment, RS SI, I SSI and S IR can be accurately measured without changing the configuration of each finger from the above-described conventional radio receiving apparatus. Therefore, according to the radio receiving apparatus according to the present embodiment, the time and cost required for device development can be reduced.
  • the present invention can be applied to a base station device used in a wireless communication system and a communication terminal device such as a mobile station device that performs wireless communication with the base station device.
  • the reception quality can be measured in the power dimension at the communication terminal device and the base station device, so that the reception quality can be accurately measured even when RAKE combining is performed on the received signal. .

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Description

明 細 書 無線受信装置および無線受信方法 技術分野
本発明は、 無線受信装置および無線受信方法に関する。 背景技術
近年、 携帯電話等の陸上移動通信に対する需要が著しく増加しており、 限 られた周波数帯域でより多くの加入者容量を確保するために、 周波数を有効 に利用するための技術が重要となっている。
周波数を有効に利用するための多元接続方式の 1つとして CDMA方式が 注目されている。 CDMA方式とは、 スペクトル拡散技術を利用した多元接 続方式で、 マルチパス歪みの影響を受けにくいという特徴を有する。
CDMA方式による通信では、 RAKE受信を行うことにより、 ダイバー シチ効果も期待できるといった特徴を有する。
また、 CDMA方式による通信では、 いわゆる遠近問題を解決するために、 送信電力制御が行われる。 送信電力制御は、 希望波電力対干渉波電力比 ( Signal to Interference Ratio； 以下、 S I Rという）、 希望波電力 (Received Signal Strength Indicator；以下、 R S S Iという）、 干渉波電 力 （Interference Signal Strength Indicator；以下、 I S S Iという） 等に 基づいて行われる。 よって、 受信側で S IR、 R S S I, I SS Iを精度良 く測定することが非常に重要となる。
以下、 RAKE受信を行う従来の無線受信装置について説明する。 図 1は、 従来の無線受信装置の概略構成を示す要部ブロック図である。 図 1において、 フィンガ l〜nは、 逆拡散部 11と位相推定部 12と位相補償部 13とから 構成される。 逆拡散部 1 1は、 受信信号に対して逆拡散処理を行い、 式 （ 1) に示す信 号 dc。rr ( 1、 m、 n) を出力する。
dcorr(l,m,n) = S(l,m,n) + l(l,m,n) (
= S ,",") e ((J(m>n) ( 1")) +I(l,m,n)eMl^n)
式 （ 1) は、 第 1番目フィンガの第 mスロッ ト、 第 n番目シンボルの逆拡 散信号を示している。 なお、 Sは希望波の振幅、 Iは雑音の振幅、 Θ (m、 n) は変調位相、 0 ( 1、 m、 n) は伝播路による位相変動と送受信間にお ける位相差との和、 ソ （1、 m、 n) は雑音の位相をそれそれ示している。 位相推定部 12は、 式 （2) に示す位相推定値 を求める。 … ）
Figure imgf000004_0001
なお、 NP はパイロットシンボルのシンボル数を示している。 位相推定値 は、 受信したパイ口ットシンボルの変調位相分を補正することにより求め ることができる。
または、 位相推定部 12は、 式 （3) に示すように、 式 （2) を用いて求 めた位相推定値を複数スロッ ト （式 （3) では、 合計 2 Kスロット） におい て aにて重み付けした後平均して、 位相推定値 とすることもある。 … （3)
Figure imgf000004_0002
位相補償部 1 3は、 式 （ 1) に示す逆拡散信号 de。rr と、 式 （2) また は式 （3) に示す位相推定値 の複素共役 とを複素乗算することにより、 位相補償を行う。 よって、 各フィンガ 1〜！！から出力される信号 dc。he は、 式 （4) に示すようになる。
dcoAe(/,w,n) = dcorr(/,m,n)e (l,m)
= I ξ* ，/ )|S ,/ "'1^) - ('·"■» … (4)
Figure imgf000004_0003
なお、 式 （4) により、 位相補償が行われると同時に、 平均受信振幅で重 み付けが行われたことになる。
合成部 14は、 式 （4) で示されるフィンガ 1〜： Qの出力信号 dc。he を 足し合わせる。 足し合わされた信号 drakeは、 式 （5) に示すようになる。 d„te ," !，"）= ^cohe(l,m,n)
= ^ \5 l,m)\S(l,m,n)e →+ l'M-n)-vM) … (5)
NL-1
+ | *(/,m)|/(/,/«,n)e;(v(i',n'n)-v'('*m¾ なお、 NL はフィ ンガの数を示す。 フィンガ 1〜： Qの出力信号 dc。he は、 既に平均受信振幅で重み付けが行われているため、 足し合わされた信号 d rake は RAKE合成された信号となる。 この R AK E合成された信号 d rake に対して、 誤り訂正部 15で誤り訂正が行われることにより、 受信デ 一夕が得られる。
また、 RS S I測定部 16は、 RAKE合成された信号 drake を用いて、 式 （6) によって RS S Iを測定する。
Figure imgf000005_0001
一 i (6)
le -ゾ θ( 式 （6) は、 第 mスロヅト目の RS S Iを示す。
平方根演算部 17は、 R S S I測定部 16で測定された R S S Iの平方根 を求める。 これにより、 RSS I値が求められる。
また、 I S S I測定部 18は、 RAKE合成された信号 drake を用いて、 式 （7) によって I S S Iを測定する。 … （7)
Figure imgf000005_0002
式 （7) は、 第 mスロヅト目の I SS Iを示す。 S I R測定部 19は、 R S S I測定部 16で測定された R S S Iと I S S I測定部 1 8で測定された I S S Iとの比を求めることにより S I Rを測定 し、 S I R値を出力する。
除算部 20は、 平方根演算部 17の出力を S I R測定部 19の出力で除す ることにより I S S I値を求め、 出力する。
このように、 従来の無線受信装置では、 式 （5) を用いて求められた信号 drake を用いて、 式 （ 6 ) によって R S S Iが測定され、 式 （7 ) によつ てェ S S Iが測定される。 また、 式 （6) によって測定された RS S Iと式 (7) によって測定された I S S Iとを用いて S I Rが測定される。
ここで、 従来の無線受信装置では、 式 （5) に示すように、 RAKE合成 された信号 drake が平均受信振幅で重み付けされた信号となるため、 d rake の次元が 2次の次元となっている。 従って、 式 （6) および式 （7) によって、 式 （ 5) によって求められた drake を用いて R S S Iおよびェ S S Iの測定が行われると、 R S S Iの次元および I S S Iの次元が 4次の 次元となる。
しかしながら、 ； RS S Iおよび I S S Iの次元は、 本来電力の次元 （すな わち、 2次の次元） でなければならない。 そこで、 従来の無線受信装置では、 測定された R S S Iの平方根を求めることにより、 RS S Iおよび I S S I の次元を 2次の次元に合わせている。
しかしながら、 上記従来の無線受信装置では、 各フィンガ l〜nの出力信 号 dc。he は、 通常、 各フィ ンガにおいてそれぞれ異なる値で重み付けが行 われた信号となる。
このため、 上記従来の無線受信装置では、 平方根演算により RS S Iおよ び I S S Iの次元を電力の次元に合わせても、 RS S Iおよび I S S Iを正 確に測定することができない。 また、 式 （6) によって測定された RS S I と式 （7) によって測定された I S S Iとを用いて S I Rが測定されるため、 S も正確に測定することができない。 従って、 上記従来の無線受信装置 では、 送信電力制御の精度が悪くなる。 発明の開示
本発明の目的は、 受信信号に対して R A K E合成が行われる場合において も受信品質を精度良く測定することができる無線受信装置および無線受信方 法を提供することである。
上記目的を達成するために、 本発明では、 正規化した位相推定値を用いて 位相補償および R A K E合成の重み付けを行うようにした。 図面の簡単な説明
図 1は、 従来の無線受信装置の概略構成を示す要部プロヅク図である。 図 2は、 本発明の実施の形態 1に係る無線受信装置の概略構成を示す要部 ブロック図である。
図 3は、 本発明の実施の形態 2に係る無線受信装置の概略構成を示す要部 プロック図である。
図 4は、 本発明の実施の形態 3に係る無線受信装置の概略構成を示す要部 ブロヅク図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について、 図面を参照して詳細に説明する。 (実施の形態 1 )
図 2を用いて、 本発明の実施の形態 1に係る無線受信装置について説明す る。 図 2は、 本発明の実施の形態 1に係る無線受信装置の概略構成を示す要 部ブロック図である。
図 2において、 フィ ンガ l〜nは、 逆拡散部 1 0 1と位相推定部 1 0 2と 位相補償部 1 0 3とから構成される。
逆拡散部 1 0 1は、 受信信号に対して逆拡散処理を行う。 位相推定部 1 0 2は、 位相推定値を求める。 位相補償部 103は、 逆拡散された信号に対し て位相補償を行う。
正規化部 104は、 各フィンガにおいて求められた位相推定値を正規化す る。 合成部 105は、 フィンガ 1〜； nの出力信号を足し合わせる。
乗算部 106は、 RAKE合成された信号と正規化処理の途中で求められ る所定の値とを乗算する。 誤り訂正部 107は、 乗算部 106から出力され る信号に対して誤り訂正を行う。
RSS I測定部 108は、 R S S Iを測定する。 I S S I測定部 109は、 I S S Iを測定する。 また、 S I R測定部 1 10は、 S I Rを測定する。 次いで、 上記構成を有する無線受信装置の動作について説明する。 まず、 逆拡散部 101で、 受信信号に対して逆拡散処理が行われ、 式 （8) に示す 信号 de。rr (1、 m、 n) が位相推定部 102および位相補償部 103へ出 力される。 dcorr(l,m,n) = S(l,m,n) + l(l,m,n)
= S(l,n,n)emm'n)+ ''m^ +I(l,m,n)eMl'n",)
式 （8) は、 第 1番目フィンガの第 mスロヅト、 第 n番目シンボルの逆拡 散信号を示している。 なお、 Sは希望波の振幅、 Iは雑音の振幅、 Θ (m、 n) は変調位相、 0 (1、 m、 n) は伝播路による位相変動と送受信間にお ける位相差との和、 ソ （1、 m、 n) は雑音の位相をそれぞれ示している。 次いで、 位相推定部 102によって、 式 （9) に示す位相推定値 が求め られ、 正規化部 104へ出力される。 )H 1 "1
dc - ） … （9)
P
なお、 NP はパイロットシンボルのシンボル数を示している。 位相推定値 ξは、 受信したパイロットシンボルの変調位相分を補正することにより求め ることができる。
なお、 位相推定部 102においては、 式 （10) に示すように、 式 （9) を用いて求めた位相推定値を複数スロット （式 （10) では、 合計 2 Kスロ ヅト） において αにて重み付けした後平均して、 位相推定値 としてもよい (
1 m+K
,m) =— a{m'm,m') … （10)
m'^m-K+l
次いで、 正規化部 104によって、 各フィンガの位相推定値が正規化され る。 正規化部 104は、 式 11を用いてを正規化を行い、 各フィ ンガの位相 推定値の大きさの和が 1になるようにする。
Figure imgf000009_0001
正規化された位相推定値 3 は、 位相補償部 103へ出力される。
また、 正規化部 104は、 正規化処理の過程において求められる式 12に 示す値 5 (m) を乗算部 106へ出力する。
Figure imgf000009_0002
次いで、 位相補償部 103によって、 逆拡散信号 dc。rr と、 正規化され た位相推定値 'の複素共役 dが複素乗算されることにより、 位相補償 が行われる。 よって、 各フィ ンガ 1〜nから出力される信号 dc。he は、 式 (13) に示すようになる。 dcofte Μ,") = dcorr(l,m,n^r (l,m) +/(Z，/n，")e ('·">'")} …（13)
Figure imgf000009_0003
. 次いで、 合成部 105によって、 式 （ 13 ) で示されるフィンガ 1〜！！の 出力信号 dc。he が足し合わされて、 式 （14) に示すように RAKE合成 される。 なお、 NLはフィ ンガの数を示す。 d
Figure imgf000010_0001
RAKE合成された信号 drake は、 乗算部 106、 RS S I測定部 10 8および I S S I測定部 109へ出力される。
乗算部 106では、 合成部 105から出力された信号の各シンボルに正規 化部 104から出力された値；5 (m) が乗算され、 誤り訂正部 107へ出力 される。 この乗算が行われることにより、 誤り訂正部 107へ入力される信 号は、 上記従来の無線受信装置において誤り訂正部 15へ入力される信号と 同じ値となる。
そして、 誤り訂正部 107によって、 乗算部 106から出力された信号に 対して誤り訂正が行われる。 これにより、 受信デ一夕が得られる。
また、 R S S I測定部 108では、 R AKE合成された信号 drake を用 いて、 式 （ 15 ) によって R S S Iが測定される。 式 （ 15 ) は、 第 mスロ ット目の R S S Iを示す。
RSSI(m) d (m
(15)
Figure imgf000010_0002
測定された R S S Iは、 送信電力制御等を行う後段の構成部および S I R 測定部 110へ出力される。
一方、 I S S I測定部 109では、 RAKE合成された信号 drake を用 いて、 式 （ 16 ) によって I S S Iが測定される。 式 （ 16) は、 第 mスロ ット目の I S S Iを示す。 ISSJ(m) … （ 16 )
Figure imgf000011_0001
測定された I S S Iは、 送信電力制御等を行う後段の構成部および S I R 測定部 1 10へ出力される。
そして、 S I R測定部 1 10によって、 RS S I測定部 108で測定され た R S S Iと I S S I測定部 109で測定された I S S Iとの比が求められ ることにより、 S IRが測定される。 測定された S IRは、 送信電力制御等 を行う後段の構成部へ出力される。
このように本実施の形態に係る無線受信装置によれば、 正規化した位相推 定値を用いて位相補償および R A K E合成の重み付けを行うため、 受信信号 に対して RAKE合成を行う場合においても、 RAKE合成した信号を振幅 の次元で得ることができる。 よって、 本実施の形態に係る無線受信装置によ れば、 RS S I、 I S S Iおよび S I Rを電力の次元で測定することができ るため、 受信信号に対して RAKE合成を行う場合においても、 RSS I、 I S S Iおよび S IRを精度良く測定することができる。
また、 本実施の形態に係る無線受信装置によれば、 振幅の次元で得られる RAKE合成された信号に対して、 位相推定値を求める際に使用した除数/? (m) を乗算するため、 誤り訂正部へ入力される信号を、 上記従来の無線受 信装置において誤り訂正部へ入力される信号と同じ値とすることができる。 よって、 本実施の形態に係る無線受信装置によれば、 複雑な処理が行われる 誤り訂正処理を従来のままの方法で行うことができるため、 装置開発に要す る時間およびコストを削減することができる。
なお、 本実施の形態においては、 正規化部 104が、 各フィンガでの位相 推定値に対して式 17を用いて正規化を行い、 各フィ ンガの位相推定値の大 きさの和が
Figure imgf000011_0002
になるようにしてもよい。 (17)
1 ¾
N' この場合、 乗算部 106は、 RAKE合成された信号の各シンボルに、 正 規化処理の過程において求められる式 18に示す値 ? (m) を乗算する。
1 NL-一1 l
β(ηι) (18) このように、 式 17を用いて正規化を行うことにより、 合成する信号の数 を反映した RSS Iおよび I SS Iを測定することができる。
(実施の形態 2)
本発明の実施の形態 2に係る無線受信装置は、 実施の形態 1と略同一の構 成を有し、 RAKE合成した信号を正規化前の位相推定値の和で除算する点 において異なる。
以下、 図 3を用いて、 本発明の実施の形態 2に係る無線受信装置について 説明する。 図 3は、 本発明の実施の形態 2に係る無線受信装置の概略構成を 示す要部ブロック図である。 但し、 実施の形態 1と同一の構成となるものに ついては同一番号を付し、 詳しい説明を省略する。
加算部 201は、 各フィンガの位相推定値の和を求める。 除算部 202は、 RAKE合成された信号を位相推定値の和で除算する。
次いで、 上記構成を有する無線受信装置の動作について説明する。 位相補 償部 103では、 逆拡散部 101から出力される逆拡散信号 dc。„ と、 位 相推定部 102から出力される位相推定値 £の複素共役 *とが複素乗算さ れることにより、 位相補償が行われる。 よって、 各フィンガ 1〜： Qから出力 される信号 dc。he は、 式 （ 19) に示すようになる。 d (l,m,n) = dcorr (l,m, n) ξ' (l,m)
= |r(/5m)|S(,m,n)e (fl(m'n)+*(''m,n)-*('m)) ." (19)
+ 11* ( )|/(Z，/n，" - " °)
加算部 201では、 式 （20) に示すように、 位相推定部 102から出力 される位相推定値 の和^ (m) が求められ、 除算部 202へ出力される。
Figure imgf000013_0001
除算部 202では、 RAKE合成された信号 drake が位相推定値 の和 β (m) で除算される。 但し、 除算は、 RSS I、 I SS Iおよび S IRの 測定対象となるシンボルに対してのみ行われる。
これにより、 RAKE合成された信号は、 実施の形態 1において RAKE 合成された信号と等価な信号となる。 つまり、 除算部 202から出力される 信号は、 正規化された位相推定値を用いて位相補償が行われた後に RAKE 合成された信号と等価な信号となる。
このように本実施の形態に係る無線受信装置によれば、 正規化した位相推 定値を用いて位相補償した信号を RAKE合成するのではなく、 RAKE合 成した信号を正規化前の位相推定値の和で除算するため、 各フィンガの構成 を上記従来の無線受信装置と同じにしたまま、 R A K E合成した信号を振幅 の次元で得ることができる。 よって、 本実施の形態に係る無線受信装置によ れば、 各フィンガの構成を上記従来の無線受信装置と変えることなく、 RS S I、 I S S Iおよび S I Rを精度良く測定することができる。 よって、 本 実施の形態に係る無線受信装置によれば、 装置開発に要する時間およびコス トを削減することができる。
また、 本実施の形態に係る無線受信装置によれば、 RSS I、 I SS Iお よび S I Rの測定対象となるシンボルに対してのみ除算を行うため、 実施の 形態 1に比べ演算量を削減することができる。 なお、 本実施の形態においては、 加算部 2 0 1が、 式 2 1に示すようにし て位相推定値 の和/? (m) を求めるようにしてもよい。
(21) このように、 式 2 1を用いて位相推定値 の和^ (m) を求めることによ り、 合成する信号の数を反映した RS S Iおよび I S S Iを測定することが できる。
(実施の形態 3)
本発明の実施の形態 3に係る無線受信装置は、 実施の形態 2と略同一の構 成を有し、 RAKE合成した信号を用いて： R S S Iおよび I S S Iを測定し た後除算処理を行う点において異なる。
以下、 図 4を用いて、 本発明の実施の形態 3に係る無線受信装置について 説明する。 図 4は、 本発明の実施の形態 3に係る無線受信装置の概略構成を 示す要部ブロック図である。 但し、 実施の形態 2と同一の構成となるものに ついては同一番号を付し、 詳しい説明を省略する。
2乗計算部 30 1は、 位相推定値の和の 2乗を求める。 除算部 30 2は、 測定された R S S Iを位相推定値の和の 2乗で除算する。 除算部 303は、 測定された I S S Iを位相推定値の和の 2乗で除算する。
次いで、 上記構成を有する無線受信雄値の動作について説明する。 加算部 2 0 1によって求められた位相推定値 の和/? (m) は、 2乗計算部 3 0 1 へ出力される。
2乗計算部 3 0 1では、 β (m) の 2乗が求められ、 除算部 302および 除算部 3 03へ出力される。
除算部 3 0 2では、 R S S I測定部 1 0 8で測定された R S S Iが/? (m) の 2乗で除算される。 また、 除算部 3 0 3では、 I S S I測定部 1 0 9で測定された I S S Iが ? (m) の 2乗で除算される。 これにより、 R S S Iおよび I s sェが補償される。
このように本実施の形態に係る無線受信装置によれば、 正規化した位相推 定値を用いて位相補償した信号を： RAKE合成するのではなく、 RAKE合 成した信号を用いて R S S Iおよび I SS Iを測定した後除算処理を行うた め、 各フィンガの構成を上記従来の無線受信装置と同じにしたまま、 RAK E合成した信号を振幅の次元で得ることと等価にすることができる。 よって、 本実施の形態に係る無線受信装置によれば、 各フィンガの構成を上記従来の 無線受信装置と変えることなく、 RS S I、 I S S Iおよび S I Rを精度良 く測定することができる。 よって、 本実施の形態に係る無線受信装置によれ ば、 装置開発に要する時間およびコストを削減することができる。
以上説明したように、 本発明によれば、 受信信号に対して RAKE合成が 行われる場合においても受信品質を精度良く測定することができる。
本明細書は、 2000年 3月 28日出願の特願 2000— 8936 1に基 づくものである。 この内容はすべてここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 無線通信システムにおいて使用される基地局装置や、 この基地 局装置と無線通信を行う移動局装置のような通信端末装置に適用することが 可能である。 適用した場合、 通信端末装置および基地局装置において、 受信 品質を電力の次元で測定することができるため、 受信信号に対して RAKE 合成を行う場合においても、 受信品質を精度良く測定することができる。

Claims

, 請求の範囲
1 . 受信信号の位相推定値を求める推定器と、 前記位相推定値を正規化す る正規化器と、 正規化された位相推定値を用いて前記受信信号の位相を補償 する補償器と、 位相を補償された各信号を合成する合成器と、 合成された信 号を用いて受信品質を測定する測定器と、 を具備する無線受信装置。
2 . 位相推定値の和を求める演算器と、 合成された信号に前記和を乗算す る乗算器と、 を具備し、 正規化器は、 前記位相推定値の大きさの和が 1とな るように前記位相推定値を正規化する請求項 1記載の無線受信装置。
3 . 位相推定値の和を合成される信号の数で除算した値を求める演算器と、 合成された信号に前記値を乗算する乗算器と、 を具備し、 正規化器は、 前記 位相推定値の大きさの和が前記合成される信号の数となるように前記位相推 定値を正規化する請求項 1記載の無線受信装置。
4 . 受信信号の位相推定値を求める推定器と、 前記位相推定値を用いて前 記受信信号の位相を補償する補償器と、 位相を補償された信号を合成する合 成器と、 所定の値を求める演算器と、 合成された信号を前記所定の値で除算 する除算器と、 除算された信号を用いて受信品質を測定する測定器と、 を具 備する無線受信装置。
5 . 演算器は、 位相推定値の和を所定の値とする請求項 4記載の無線受信
6 . 演算器は、 位相推定値の和を合成される信号の数で除算した値を所定 の値とする請求項 4記載の無線受信装置。
7 . 受信信号の位相推定値を求める推定器と、 前記位相推定値を用いて前 記受信信号の位相を補償する補償器と、 位相を補償された信号を合成する合 成器と、 所定の値を求める演算器と、 合成された信号を用いて受信品質を測 定する測定器と、 前記受信品質を示す値を前記所定の値で除算する除算器と、 を具備する無線受信装置。
8 . 演算器は、 位相推定値の和を 2乗した値を所定の値とする請求項 7記
9 . 演算器は、 位相推定値の和を合成される信号の数で除算した後 2乗し た値を所定の値とする請求項 7記載の無線受信装置。
1 0 . 無線受信装置を搭載する通信端末装置であって、 前記無線受信装置 は、 受信信号の位相推定値を求める推定器と、 前記位相推定値を正規化する 正規化器と、 正規化された位相推定値を用いて前記受信信号の位相を補償す る補償器と、 位相を補償された各信号を合成する合成器と、 合成された信号 を用いて受信品質を測定する測定器と、 を具備する。
1 1 . 無線受信装置を搭載する通信端末装置であって、 前記無線受信装置 は、 受信信号の位相推定値を求める推定器と、 前記位相推定値を用いて前記 受信信号の位相を補償する補償器と、 位相を補償された信号を合成する合成 器と、 所定の値を求める演算器と、 合成された信号を前記所定の値で除算す る除算器と、 除算された信号を用いて受信品質を測定する測定器と、 を具備 する。
1 2 . 無線受信装置を搭載する通信端末装置であって、 前記無線受信装脣 は、 受信信号の位相推定値を求める推定器と、 前記位相推定値を用いて前記 受信信号の位相を補償する補償器と、 位相を補償された信号を合成する合成 器と、 所定の値を求める演算器と、 合成された信号を用いて受信品質を測定 する測定器と、 前記受信品質を示す値を前記所定の値で除算する除算器と、 を具備する。
1 3 . 無線受信装置を搭載する基地局装置であって、 前記無線受信装置は、 受信信号の位相推定値を求める推定器と、 前記位相推定値を正規化する正規 化器と、 正規化された位相推定値を用いて前記受信信号の位相を補償する補 償器と、 位相を補償された各信号を合成する合成器と、 合成された信号を用 いて受信品質を測定する測定器と、 を具備する。
1 4 . 無線受信装置を搭載する基地局装置であって、 前記無線受信装置は、 受信信号の位相推定値を求める推定器と、 前記位相推定値を用いて前記受信 信号の位相を補償する補償器と、 位相を補償された信号を合成する合成器と、 所定の値を求める演算器と、 合成された信号を前記所定の値で除算する除算 器と、 除算された信号を用いて受信品質を測定する測定器と、 を具備する。
1 5 . 無線受信装置を搭載する基地局装置であって、 前記無線受信装置は、 受信信号の位相推定値を求める推定器と、 前記位相推定値を用いて前記受信 信号の位相を補償する補償器と、 位相を補償された信号を合成する合成器と、 所定の値を求める演算器と、 合成された信号を用いて受信品質を測定する測 定器と、 前記受信品質を示す値を前記所定の値で除算する除算器と、 を具備 する。
1 6 . 受信信号の位相推定値を求める推定工程と、 前記位相推定値を正規 化する正規化工程と、 正規化された位相推定値を用いて前記受信信号の位相 を補償する補償工程と、 位相を補償された信号を合成する合成工程と、 合成 された信号を用いて受信品質を測定する測定工程と、 を具備する無線受信方 法。
1 7 . 受信信号の位相推定値を求める推定工程と、 前記位相推定値を用い て前記受信信号の位相を補償する補償工程と、 位相を補償された信号を合成 する合成工程と、 所定の値を求める演算工程と、 合成された信号を前記所定 の値で除算する除算工程と、 除算された信号を用いて受信品質を測定する測 定工程と、 を具備する無線受信方法。
1 8 . 受信信号の位相推定値を求める推定工程と、 前記位相推定値を用い て前記受信信号の位相を補償する補償工程と、 位相を補償された信号を合成 する合成工程と、 所定の値を求める演算工程と、 合成された信号を用いて受 信品質を測定する測定工程と、 前記受信品質を示す値を前記所定の値で除算 する除算工程と、 を具備する無線受信方法。
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