WO2000070364A1 - Procede et dispositif de guidage electromagnetique, appliques notamment a la poursuite de cibles - Google Patents

Procede et dispositif de guidage electromagnetique, appliques notamment a la poursuite de cibles Download PDF

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WO2000070364A1
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Jacques Perrin
Sylvain Baudas
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Thales S.A.
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    • G01S1/02—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith using radio waves
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    • G01S1/14—Systems for determining direction or position line using amplitude comparison of signals transmitted simultaneously from antennas or antenna systems having differently oriented overlapping directivity-characteristics
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    • G01S13/72—Radar-tracking systems; Analogous systems for two-dimensional tracking, e.g. combination of angle and range tracking, track-while-scan radar
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    • G01S7/003—Transmission of data between radar, sonar or lidar systems and remote stations

Definitions

  • the present invention relates to a method and an electromagnetic guidance device, applied in particular to the tracking of targets. It applies in particular for guiding missiles or intelligent ammunition in any number, for example in the pursuit of targets.
  • the precision of guidance must allow this charge to fulfill its office; this precision can vary between 0.1 meter and five meters.
  • the highest precision applies to small missiles using the kinetic effect of an penetrator against very small targets (drones or tactical missiles), the least precision is applicable to missiles using a military flash charge weighing several kilograms associated with a proximity rocket against lightly or unarmoured objectives.
  • the system relies on one or more remote sensors, generally on the launch platform, which ensure the location of the target and of the missile (s) (or projectiles) launched against this target.
  • a tracking radar is equipped with several site and field measurement channels which provide time sharing position measurements of the target and of one and sometimes two missiles which are required to remain in the field of vision of the sensor generally of the order of magnitude of the degree of angle. For this reason, the missile or missiles remain substantially aligned on the moving line going from the radar sensor to the target, hence the name of guidance in alignment of this operating mode.
  • a transmission link (remote control) is necessary to communicate to the missile either its position or more generally trajectory correction orders.
  • a special receiver on board the missile decodes the beam modulation and determines its position relative to the theoretical guide axis and deduces any correction maneuvers from it.
  • the method used for coding the space is generally a two-dimensional scan of a light brush or a double scan in site and deposit of two brushes having a narrow shape in one plane and open in a fan in the other .
  • Both methods and their numerous variants have the common denominator of being limited in precision by the size of the diffraction spot and by the precision of the collimation of the beam projector and of the tracking sensor as well as the precision of mechanical tracking.
  • This accuracy can be slightly improved at the cost of greater complexity: If the conditions of stationary propagation allow it, one can refine the measurement accuracy by interpolating between several positions of the beam and bring the measurement accuracy down slightly below the diffraction spot without being able to expect much better than a quarter or half of it. For collimation errors, these can in principle be measured and compensated for at the cost of a complex system of collimation.
  • Tracking errors except when the tracking loop is closed manually by a human operator, are determined by means of an automatic tracking device; it is therefore theoretically possible to make the reverse correction in the coding of the beam so that the measurement made by the missile originates from the position of the target in the field of observation and not from a fixed mechanical reference.
  • the beating beam systems described above are not capable of being extended to the radar wave ranges, because for practicable antenna dimensions in the missiles at play, they do not allow the required precision.
  • the modulation is easily detected by a countermeasures receiver, and an interference emission modulated at the same frequency will inevitably lose tracking, which makes such a device very sensitive to interference by a jammer even if it is carried by the target.
  • the only modulation at reception is a little less fragile but cannot be used for beam guidance, since the emission is no longer modulated, the missile cannot locate itself.
  • the conical scanning technique has been abandoned for radars because of its sensitivity to interference, and also to other causes of fluctuation in amplitude of the received signal, such as the non-stationary nature of the propagation conditions with respect to the speeds. necessarily fairly slow mechanical scanning.
  • An object of the invention is to overcome the aforementioned drawbacks, in particular by allowing the guidance of vehicles with respect to a radar beam without risk of interference.
  • the subject of the invention is a method of electromagnetic guidance of at least one machine, characterized in that the guidance is carried out with respect to the axis of the beam of a monopulse antenna, by coding in the beam space.
  • the invention also relates to a device for implementing the above method.
  • the main advantages of the invention are that it allows guiding of machines with respect to the antenna beam while ensuring position measurements of a target, that it allows very simple realization of the receivers, that it allows the guidance of machines, very rustic or very small, that it can be easily combined with other means of guidance such as optical means or seeker to obtain multimode guidance and this without adding much to the complexity of the system, that it allows very good precision of the position measurements of the machines, that it makes it possible to send information simultaneously to the machines, and that it is economical.
  • - Figure 6 a possible embodiment of a receiver arranged in a machine guided by the above beam; - Figure 7, the position over time of correlation signals to reconstruct at a receiver, the position of the latter relative to the axis of the monopulse antenna, by knowing the signals produced by the channels sum and differences of this antenna.
  • the method according to the invention uses the same monopulse antenna to perform spatial coding capable of being used in a beam navigation system.
  • the monopulse antenna is for example arranged on a launching platform from which the devices are launched and then guided.
  • the antenna reception channel is split in each site and bearing plane into a sum channel and a difference channel.
  • the signal received on the difference channel is proportional in amplitude to the depointing of the target and in phase or in phase opposition with the sum signal received from the same target. It results that a coherent processing in phase of these two signals makes it possible to restore the depointing angle ⁇ with its sign, according to the following relation (1):
  • ⁇ 2 ⁇ and ⁇ being respectively the signals received on the difference and sum channels, expressed in vector form taking into account the amplitude and the phase.
  • Such processing can be done in a time equal to that of the coherent integration of the radar, for example a pulse, hence the name monopulse.
  • any conventional jammer carried by the target will only reinforce coherently the sum and difference signals and will facilitate the angular measurement instead of jamming it, hence the great difficulty in jamming the angular measurement of monopulse radars by self-protection jammers.
  • a monopulse measurement also provides high accuracy.
  • FIG. 1 illustrates the known diagrams of the sum ⁇ and difference ⁇ channels of a monopulse antenna in a system of axes, where the ordinate axis represents the gain G of the antenna as a function of the space angle ⁇ , represented by the abscissa axis, with respect to the antenna axis 1.
  • the sum diagram is maximum on this axis, and symmetrical with respect to the latter.
  • the signal received on the difference channel is proportional in amplitude to the depointing of the target, identified along the axis of the angles ⁇ , and in phase or in phase opposition with the signal received from the same target on the sum way. It follows that a coherent processing in phase of these two signals makes it possible to restore the depointing angle ⁇ with its sign as indicated by the preceding figure (1).
  • a monopulse antenna is therefore used to generate a coded beam in space, with a view to guiding one or more spacecraft, for example missiles or projectiles, which may be in any number.
  • This coding of the beam allows a machine, equipped with appropriate receiving means to be located relative to the axis of the beam. This coding is for example carried out by an appropriate modulation of the signals radiated by sum and difference diagrams.
  • a receiver then placed in a machine makes it possible to determine the position of the latter relative to the radiation patterns of the antenna, and therefore its position relative to the axis of the antenna. The determination of this position is carried out by decoding or demodulating the signals picked up by the receiver.
  • the method according to the invention must use a sum signal and a difference signal in amplitude and in phase. It is therefore necessary that from a simple receiver, a missile is for example able to determine the signals which come from the sum channel and those which come from the difference channel, that is to say that it can determine the amplitudes of sums signals and coherent differences in phase. In fact, it is necessary to mix two signals, one from the sum channel and the other from the difference channel, which are on the same carrier frequency but which must be able to be separated on reception.
  • energy is radiated on the sum ⁇ and difference ⁇ diagrams, and the energies thus radiated on the sum diagram and on the difference diagram are marked by means of a distinct modulation, from one diagram to another. , to be able to separate them at the reception.
  • the quantities to be determined being amplitudes, amplitude modulations are carried out in preference to phase or frequency modulations for which the amplitude of the carrier wave is not restored.
  • the invention advantageously uses the fact that the very structure of the spectrum of an amplitude modulated signal is the sum of the spectrum of the modulation transposed around the frequency of the carrier wave and of a line on the frequency of this carrier.
  • Ao [ ⁇ (f - Fo) + ⁇ (f + Fo)] represents the modulation of the carrier and the second term BA [2j ⁇ (f - F 0 )] represents the modulation of the lateral frequency bands.
  • Fo represents the frequency of the wave carrier and Ao is a scalar which characterizes the amplitude of this carrier.
  • B is another scalar, positive or negative, which characterizes what can be called the modulation depth.
  • the symbol ⁇ represents the Dirac function.
  • is a condition so that there is in particular no overmodulation of the carrier relative to the lateral bands.
  • a superposition for example, of a continuous pure wave, known as CW in the Anglo-Saxon literature, and of an amplitude modulated wave with carrier suppressed on the difference diagram, and this to allow reconstruction an amplitude modulated signal at the receiver of each of the guided vehicles.
  • the modulation rate of this signal and its phase are characteristic of the depointing of the machine, more precisely of its position relative to the axis of the monopulse antenna, which is in fact the axis of guidance of the machines.
  • the modulation rate which in fact corresponds to the aforementioned modulation depth, gives the depointing value, while the phase sign indicates which side of the antenna axis is located.
  • FIG. 2 illustrates, in a Fresnel diagram, this mixture of signals.
  • the signal S received by the receiver of a guided vehicle is the sum of the sum signal ⁇ and the difference signal ⁇ amplitude modulated.
  • the sum signal ⁇ is for example a continuous wave CW and the difference signal ⁇ a wave modulated according to the second term of the previous relation (2).
  • the amplitude demodulation therefore supplies the modulation signal with a sign and an amplitude characteristic of the depointing of the receiver with respect to the monopulse beam, more precisely with respect to the axis of the monopulse antenna.
  • One way according to the invention to find the signals from the sum and difference diagrams is for example to determine on reception the modulation depth for the amplitude and to determine the sign of the modulated signal by comparing the phase of the demodulated periodic signal to that of a clock reset by a synchronization signal transmitted on the sum channel. It remains to find waveforms for modulation, which are easy to implement and which make it easy to find the modulation depth.
  • FIG. 3 illustrates a form of modulation according to the invention which advantageously allows the modulation depth to be easily found.
  • This modulation is a square phase 0, ⁇ modulation.
  • the amplitude of the modulation is square, at zero mean value, and from one half-period to another the phase goes from 0 to ⁇ , then from ⁇ to 0, and so on.
  • FIG. 3 presents this modulation 31 in a system of axes, where the abscissas t represent time and the ordinates M the modulation. Below the representation of modulation 31, there is the corresponding modulation phase, 0 or ⁇ corresponding to the half-period T / 2.
  • FIG. 4 shows, in the same system of axes M, t, the shape of the modulated signal obtained at the level of a receiver.
  • the modulation of FIG. 3, exerted on the signal emitted by the difference channel ⁇ is then summed to the signal of the sum channel ⁇ , whose amplitude is Ao, the signal actually varying between + Ao and -Ao.
  • the modulation depth B is given by the difference between the amplitude Ao and the maximum amplitude of the modulation. This gap is very easy to obtain. It is proportional to the gain G ⁇ of the antenna on the difference channel, this gain defining the antenna diagram as illustrated in FIG. 1. Likewise, the amplitude Ao is proportional, in the same proportion ratio, to the antenna gain G ⁇ on the sum channel.
  • the ratio G ⁇ / G ⁇ gives the value of the depointing with respect to axis 1 of the antenna,
  • the synchronization signal can also be an amplitude modulated signal according to a predefined pseudo-random code, compressed by means of a correlator on reception.
  • the same transmission channel which makes it possible to send site and deposit synchronization words also makes it possible to send the target position error, object of the pursuit, in site or in deposit measured by the target, to the guided vehicle (s).
  • radar using site and field diagrams of the same monopulse antenna, that is to say with the same causes of error, which makes it possible by difference to determine a differential deviation value between the guided devices and the target which eliminates the main part of measurement errors due to imperfections in the monopulse diagram and tracking errors.
  • Another solution may consist, for example, in using a pseudo-random code of zero mean value and of finite length for the modulation.
  • a signal is obtained whose sign and amplitude represents the deviation from the center of the beam, the mean value of the received signal being the sum signal value.
  • the correlation of the signal coming from the demodulation of the envelope of the received signal, with the code used for the transmission in fact provides a pulse whose amplitude relative to the mean value of the amplitude of the received signal and the sign, are equivalent to the ratio G ⁇ / G ⁇ of a conventional monopulse receiver.
  • a difficulty can notably arise from the fact that when the depointing is weak, the demodulated signal can be drowned in the noise, and it is then not known at what instant to sample this noise as representing the measurement, unless there is a synchronization which makes it possible to know the instant which corresponds to the correlation peak of the difference channel ⁇ .
  • this synchronization it is possible to carry out a preliminary transmission on the advanced sum channel of an uncompressed pulse width, itself modulated in all or nothing amplitude by another pseudo-random code, called sigma code.
  • this sigma code is for example used by a correlator in order to determine exactly the correlation instant and synchronize the sampling instant of the difference channels transmitted sequentially a period T and two periods T after the synchronization code .
  • a variant of the method according to the invention may for example consist in transmitting on the two difference channels at the same time with two orthogonal codes between them.
  • Such a rallying antenna can itself be monopulse, and the initial rallying guidance can then be done on the same beam navigation process, or "beam riding", as that developed previously, but with the possible risk of seeing these measurements strongly disturbed in because of the proximity to the ground and the resulting known multi-path effect.
  • the tracking radar thus produced has only one reception channel, unlike the three channels of a conventional monopulse radar.
  • the target deviation measurements can of course be used in a tracking loop, but they can also be transmitted via the transmitter to the device or devices to be guided, with appropriate modulation, so that the device performs in particular the determining its position differently from the goal and eliminating most of the tracking errors.
  • This same transmission path to the vehicle can also be used to provide the vehicle with all the information it needs to optimize its guidance, such as for example the kinematics data corresponding to the angular speeds of the guide beam, to the distance and at the radial speed of the target.
  • the transmitter on the ground can use the antenna diagram to transmit information to the machines, in particular to communicate to them the position of a target being pursued with respect to the antenna beam, which makes it possible to determine their relative positions with respect to to the target, as well as any aforementioned information or other useful for optimizing their guidance.
  • the extreme simplicity of the reception channel on board the guided vehicle for example makes it possible to envisage combining it with other guidance means such as those necessary for navigation on an optical beam or even means of guidance such as an end-of-travel seeker to obtain multimode guidance without adding much to the complexity of these other guidance means.
  • this same simplicity makes it possible to envisage the method of guidance according to the invention for vehicles, for example missiles or projectiles, very rustic or of very small size.
  • FIG. 5 illustrates a possible exemplary embodiment for implementing the method according to the invention. More particularly, this figure shows a possible embodiment of the radar part which in particular emits the guide beam, this part being for example located on a platform.
  • FIG. 6 illustrates a possible embodiment of a receiver on board a machine.
  • the choice of the emission frequency bands can be made in particular between the Ku, Ka and W bands.
  • a selection criterion is linked to the requirements operational, for example in fog or rain.
  • the effects of these atmospheric phenomena include an exponential absorption compared to the propagation distance expressed in decibels per kilometer.
  • a second effect, in the case of rain, is a retro-reflection on the raindrops generating rain echoes whose behavior is that of mobile echoes with an average radial speed and a spectrum width depending on the length of wind wave and atmospheric turbulence. Measurements and experiments carried out by the applicant have shown that up to distances of the order of 10 km, absorption by water is not a real problem.
  • FIG. 5 therefore presents a possible embodiment of the radar part intended in particular for producing the navigation beam.
  • This part includes a monopulse antenna 51 consisting of a sum channel V ⁇ , a difference channel in heel V ⁇ S and a difference channel in deposit V ⁇ Q. Electromagnetic isolation, for example greater than 45 dB, is achieved between the sum path and the difference path.
  • each difference channel is connected to a modulator 52 which modulates the wave to be transmitted according to a phase modulation 0, ⁇ , as previously defined, and the sum channel is for example connected to a modulator 53 which modulates the amplitude of the wave to be emitted.
  • This modulator is for example used when a pseudo-random code of zero value is generated on the sum channel.
  • the inputs of the modulators of the difference channel are connected to a microwave switch 54 which switches the signals supplied by a first amplifier 55 to one or the other of these two channels.
  • the input of the sum channel modulator is connected to the output of a second amplifier 56.
  • the microwave signals supplied to the amplifiers 55, 56 come from the same microwave source 57 via a 3dB coupler 58.
  • An amplitude modulator 59 is for example arranged between the microwave source and the coupler. This modulator realizes a modulation with zero average value of the amplitude of the signal which it receives. To this end, it is controlled by an envelope generator 60 which also controls a code generator 61.
  • the envelope generator 60 produces the envelope of the aforementioned modulation.
  • the code generator 61 is used in particular to provide a preliminary synchronization signal on the sum channel and can therefore control the modulator 53 of the sum channel.
  • modulators 52 of the difference channels it is also used to control the modulators 52 of the difference channels to transmit on these channels a signal modulated according to a pseudo-random code with zero mean value, it can also be used to control, as a function of a signal, for example square, supplied by the envelope generator, the passage of the phases from 0 to ⁇ or ⁇ to 0 in the modulators 52 of the difference channels.
  • the radar system as described above makes it possible to produce a navigation beam emitted by a monopulse antenna, allowing vehicles to be guided to join this beam, in accordance with the method according to the invention.
  • it may also be necessary to use the radar functions at reception in particular to allow position measurements of a target to be tracked, and thus make it possible to control the antenna position, and therefore the direction of its beam, as a function of the position of the target.
  • only one reception channel can be used, the sum channel in particular.
  • a duplexer, or microwave circulator 62 is therefore placed on the sum channel between the antenna and the modulator 53 of this channel.
  • the reception output of this duplexer is for example connected to an input of a mixer 63, the other input of which receives as local oscillator signal, for example a signal from the frequency source.
  • the reception signal thus transposed in frequency is transmitted to conventional means 64 for receiving and processing the signal.
  • These means are for example synchronized with the emission signals by means of the code generator 61.
  • the latter also receives a code intended to provide information to guided vehicles as has been mentioned previously, this code being transmitted by the of the sum route.
  • FIG. 6 shows a possible embodiment of a receiver.
  • the latter comprises, for example at the input, a filter 71 followed by a direct detection device 72.
  • the signal thus filtered and detected is supplied to a linear video amplifier 73 with automatic gain control, the output of which is connected to an analog-digital converter. 74.
  • the signal thus digitized is processed by two correlators 75, 76.
  • a correlator 75 is assigned to the signal processing of the sum channel and a correlator 76 is assigned to the signal of the difference channel.
  • the two correlators nevertheless receive the same signal, which is the reception signal digitized at the output of the converter 74.
  • These correlators operate from shift registers with a sampling frequency higher than that of the pseudo code generation clock.
  • a correlation peak detector 77 is placed at the output of the correlator assigned to the processing of the sum channel.
  • a delay device 78 is connected at the output of the detector 77. From the detection of a correlation peak, this device successively creates a first delay of T and a second delay of 2T. At each delay, a signal is generated.
  • a first signal, generated according to the first delay T controls a first gate 79 whose input is connected to the output of the correlator 76 of the processing of the difference channel.
  • a second signal generated according to the second delay 2T, controls a second gate 80, the input of which is connected to the output of the correlator 76 of the processing of the difference channel.
  • FIG. 7 illustrates the position over time of the signals at the output of the first and of the second gate, of amplitudes ⁇ G and ⁇ S respectively.
  • These signals are the signals present at the output of the correlator 76 of the processing of the difference channel T and 2T respectively after the correlation peak 70 at the output of the correlator 75 of the processing of the sum channel.
  • the deposit deviation, giving the term B mentioned previously for decoding in deposit, is K. ⁇ G ⁇
  • the site difference, giving this term B for decoding in deposit is K. ⁇ S / ⁇
  • K is a scale factor
  • ⁇ is the amplitude of the signal corresponding to that emitted by the sum channel.
  • This amplitude ⁇ is for example the content of the correlator output of the sum channel or the average value of the signal from x to T for the difference channel in bearing 79 and between x + T and x + 2T for the difference channel in elevation, x being the instant of the correlation peak on the sum processing channel.
  • a demodulation device 81 connected at the output of the analog-digital converter 74 makes it possible, for example, to decode messages sent by the sum channel.

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Abstract

La présente invention concerne un procédé et un dispositif de guidage électromagnétique, appliqués notamment à la poursuite de cibles. Le guidage est réalisé par rapport à l'axe (1) du faisceau d'une antenne monopulse, par un codage dans l'espace du faisceau. Le codage est réalisé par une modulation appropriée des signaux rayonnés par les diagrammes somme (Σ) et différence (Δ), des moyens de réception disposés dans l'engin permettant de déterminer la position de ce dernier par rapport aux diagrammes de rayonnement de l'antenne, et donc sa position par rapport à l'axe de l'antenne, la détermination de cette position étant effectuée par démodulation des signaux captés par le récepteur. L'invention s'applique notamment pour le guidage de missiles ou de munitions intelligentes en nombre quelconque, par exemple dans la poursuite de cibles.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE GUIDAGE ELECTROMAGNETIQUE, APPLIQUES NOTAMMENT A LA POURSUITE DE CIBLES
La présente invention concerne un procédé et un dispositif de guidage électromagnétique, appliqués notamment à la poursuite de cibles. Elle s'applique notamment pour le guidage de missiles ou de munitions intelligentes en nombre quelconque, par exemple dans la poursuite de cibles.
Le guidage de missiles et de munitions intelligentes requiert une précision qui dépend de la nature de la cible, ainsi que de la taille et du principe de fonctionnement de la charge militaire associée.
Dans le cas de missiles tactiques à courte et très courte portée (entre 5 et 12 km de portée) seuls susceptibles d'être téléguidés, les plus longues portées nécessitant des modes d'autoguidage, la précision requise du guidage peut être résumée par les lignes suivantes.
Suivant le type de charge militaire la précision de guidage doit permettre à cette charge de remplir son office ; cette précision peut varier entre 0.1 mètre et cinq mètres. La plus grande précision s'applique à des petits missiles utilisant l'effet cinétique d'un pénétrateur contre des cibles de très petite dimension (drones ou missiles tactiques), la précision la moins grande est applicable à des missiles utilisant une charge militaire à éclat de plusieurs kilogrammes associée à une fusée de proximité contre des objectifs peu ou non blindés. En téléguidage, le système repose sur un ou plusieurs capteurs déportés, en général sur la plate-forme de lancement, qui assurent la localisation de la cible et du ou des missiles (ou projectiles) lancés contre cette cible.
Compte tenu des impératifs de précision cités ci-dessus, il en résulte que la précision angulaire de ces capteurs ne devra pas être inférieure à celle-ci.
Ces capteurs utilisant un moyen électromagnétique (radar ou optique) ont un pouvoir de résolution limité par la diffraction. Si on s'impose un ordre de grandeur raisonnable pour le diamètre de l'ouverture de ces capteurs, à savoir 1 mètre pour les antennes radar et 0.1 mètre pour les optiques visibles ou infrarouges, on constate que dès la bande IV infrarouge (8-12 microns de longueur d'onde) la précision de localisation doit être meilleure que la tache de diffraction. Si le gain de précision par rapport à la tâche de diffraction est modeste en infrarouge, il est considérable pour les bandes radars.
En général, un tel bilan de précision n'est pas compatible avec la précision de pointage mécanique d'un capteur installé sur une plate-forme militaire, et le système nécessitera au minimum une stabilisation de la ligne de visée. De plus, lorsque le capteur servant à la poursuite de la cible n'est pas confondu avec le capteur servant à localiser le ou les missiles, se pose un problème sérieux de collimation de ces capteurs quasiment irréalisable pour les plus grandes exigences de précisions.
Une façon élégante de résoudre ce problème est d'utiliser un capteur unique pour localiser cible et missile et d'effectuer la différence des mesures suivant le principe de la "double pesée" bien connu des physiciens. Ce principe a reçu le nom "d'écartométrie différentielle", il a le mérite de faire disparaître l'essentiel des erreurs instrumentales telles que décalage du zéro et de la totalité des erreurs de pointage dans le bilan de précision de localisation du missile par rapport à la cible.
Certaines erreurs instrumentales telles que les erreurs de gain ou de pente des mesures angulaires qui peuvent ne pas être identiques pour la mesure cible et missile sont déterministes et peuvent être compensées dans la mesure où elles peuvent être connues. II reste alors dans le bilan des erreurs que les termes non absolument déterministes comme les erreurs liées aux bruits du système qui incluent parmi d'autres des bruits d'origine thermique et des bruits liés à l'environnement de propagation des ondes électromagnétiques employées.
Lorsque l'on désire fonctionner de façon relativement indépendante des conditions d'eclairement et de visibilité, on est conduit à choisir un capteur de type radar.
La solution connue de ce type est largement appliquée à des systèmes de missiles tactiques notamment antiaériens.
Dans ces systèmes, un radar de poursuite est muni de plusieurs voies de mesure en site et gisement qui assurent en temps partagé les mesures de position de la cible et de un et quelquefois deux missiles qui sont astreints à demeurer dans le champ de vision du capteur généralement de l'ordre de grandeur du degré d'angle. Pour cette raison, le ou les missiles restent sensiblement alignés sur la droite mobile allant du capteur radar à la cible d'où le nom de guidage en alignement de ce mode de fonctionnement. Dans la mesure où la position du missile est déportée par rapport à la plateforme de guidage, une liaison de transmission (télécommande) est nécessaire pour communiquer au missile soit sa position soit plus généralement des ordres de correction de trajectoire. La localisation d'un missile et à fortiori de munitions intelligentes de dimension plus modeste, nécessite que la signature radar de ce missile ou de ces munitions soit renforcée au moyen d'un "répondeur" radar qui vient s'ajouter au nécessaire récepteur de télécommande. On conçoit qu'un tel ensemble soit d'une complexité de nature à grever le bilan de masse et de coût des missiles auxquels ils s'appliquent.
Une solution plus simple a été appliquée, surtout en optique, dans laquelle le ou les missiles se localisent eux-mêmes par rapport à un axe théorique de guidage associé à un faisceau directeur.
D'où le nom de navigation sur faisceau de ce type de guidage, connu sous le nom de "Beam Rider" dans la littérature anglo-saxonne. Pour cela, un projecteur de faisceau spatialement modulé est calé mécaniquement sur l'axe de détection d'un capteur de poursuite.
Un récepteur spécial à bord du missile décode la modulation du faisceau et détermine sa position par rapport à l'axe théorique de guidage et en déduit les manœuvres de correction éventuelles.
La méthode employée de codage de l'espace est en général un balayage bi-dimensionnel d'un pinceau lumineux ou d'un double balayage en site et gisement de deux pinceaux ayant une forme étroite dans un plan et ouverts en éventail dans l'autre. L'une et l'autre des méthodes ainsi que leurs nombreuses variantes ont pour dénominateur commun d'être limité en précision par la dimension de la tache de diffraction et par la précision de la collimation du projecteur de faisceau et du capteur de poursuite ainsi que de la précision de la poursuite mécanique.
Il est possible d'améliorer légèrement cette précision au prix d'une plus grande complexité : Si les conditions de stationnante de la propagation le permettent, on peut affiner la précision de mesure en interpolant entre plusieurs positions du faisceau et faire descendre la précision de mesure légèrement au- dessous de la tache de diffraction sans pouvoir espérer beaucoup mieux que le quart ou la moitié de celle-ci. Pour les erreurs de collimation, celles-ci peuvent en principe être mesurées et compensées au prix d'un système complexe d'autocollimation.
Les erreurs de poursuite, sauf lorsque la boucle de poursuite est refermée manuellement à travers un opérateur humain, sont déterminées au moyen d'un dispositif de poursuite automatique ; il est donc en théorie possible de faire la correction inverse dans le codage du faisceau pour que la mesure faite par le missile ait pour origine la position de la cible dans le champ d'observation et non une référence mécanique fixe.
Toutefois du fait de leur prix et de leur complexité, ces raffinements sont rarement rencontrés dans la pratique, ce qui limite l'emploi connu de la navigation sur faisceau à des systèmes de portée très courte (au plus 5 à 6 km) et utilisant des longueurs d'onde optiques, en général celle d'un laser fonctionnant dans le visible ou le proche infrarouge (au voisinage de 1 micron de longueur d'onde). Par ailleurs, les performances sont dépendantes des conditions d'eclairement et de visibilité, de façon inhérente à tout système optique.
Les systèmes à faisceau battant ci-dessus décrits ne sont pas susceptibles d'être étendus aux gammes d'onde radar, car pour des dimensions praticables d'antenne dans les missiles en jeu, ils ne permettent pas la précision requise.
Pour faire fonctionner le guidage sur faisceau dans le domaine du radar, il a été imaginé d'utiliser le principe connu sous le nom de balayage conique ou scanning, il s'agit en fait d'une variante des principes ci-dessus, le balayage mécanique étant obtenu en faisant tourner le diagramme de rayonnement d'une antenne autour d'un axe dépointé par rapport à son axe de révolution.
Il en résulte que le gain dans toute direction non confondue avec l'axe de rotation se trouve modulé de façon périodique du temps avec une phase et une amplitude directement liées aux coordonnées polaires de cette direction dans le champ d'observation. Pour un radar, on peut ainsi moduler à la fois le gain à l'émission et à la réception, ce qui est la solution la plus simple, bien qu'en principe la modulation d'une seule voie soit suffisante.
Si la voie de l'émission est modulée, la modulation est facilement détectée par un récepteur de contre-mesures, et une émission de brouillage modulée à la même fréquence fera immanquablement perdre la poursuite, ce qui rend un tel dispositif très sensible au brouillage par un brouilleur même si ce dernier est porté par la cible. La seule modulation à la réception est un peu moins fragile mais n'est pas utilisable pour un guidage sur faisceau, car l'émission n'étant plus modulée, le missile ne peut se localiser seul.
La technique du balayage conique a été abandonnée pour les radars en raison de sa sensibilité au brouillage, et également aux autres causes de fluctuation d'amplitude du signal reçu, telles que le caractère non stationnaire des conditions de propagation vis-à-vis des vitesses de balayage mécanique nécessairement assez lentes.
Un but de l'invention est de pallier les inconvénients précités, en permettant notamment le guidage d'engins par rapport à un faisceau radar sans risques de brouillage. A cet effet, l'invention a pour objet un procédé de guidage électromagnétique d'au moins un engin, caractérisé en ce que le guidage est réalisé par rapport à l'axe du faisceau d'une antenne monopulse, par un codage dans l'espace du faisceau.
L'invention a également pour objet un dispositif pour la mise en œuvre du procédé ci-dessus.
L'invention a pour principaux avantages qu'elle permet un guidage d'engins par rapport au faisceau d'antenne tout en assurant des mesures de position d'une cible, qu'elle permet une réalisation très simple des récepteurs, qu'elle permet le guidage d'engins, très rustiques ou de très petite dimension, qu'elle peut se combiner facilement à d'autres moyens de guidage tels que des moyens optiques ou d'autodirecteurs pour obtenir un guidage multimode et cela sans ajouter beaucoup à la complexité du système, qu'elle permet une très bonne précision des mesures de position des engins, qu'elle permet d'envoyer simultanément des informations vers les engins, et qu'elle est économique. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent :
- la figure 1, une représentation des diagramme somme et différence d'une antenne monopulse ;
- la figure 2, une représentation dans un diagramme de Fresnel d'un signal obtenu au niveau du récepteur d'un engin guidé, par la combinaison d'un signal produit par la voie somme et d'un signal produit par la voie différence d'une antenne monopulse ;
- la figure 3, un exemple de mise en œuvre possible du procédé selon l'invention par un exemple de modulation du signal produit par une voie différence d'une antenne monopulse ;
- la figure 4, la modulation globale du signal obtenu au niveau du récepteur d'un engin guidé ;
- la figure 5, un exemple de réalisation possible de moyens de réalisation d'un faisceau de guidage d'engin, selon l'invention ;
- la figure 6, un exemple de réalisation possible d'un récepteur disposé dans un engin guidé par le faisceau précité ; - la figure 7, la position dans le temps de signaux de corrélation permettant de reconstituer au niveau d'un récepteur, la position de ce dernier par rapport à l'axe de l'antenne monopulse, par la connaissance des signaux produit par les voies somme et différences de cette antenne.
Le procédé selon l'invention utilise une même antenne monopulse pour réaliser un codage spatial susceptible d'être employé dans un système de navigation sur faisceau. L'antenne monopulse est par exemple disposée sur une plate-forme de lancement à partir de laquelle sont lancés puis guidés les engins.
Dans un système de mesure dite « monopulse », la voie de réception de l'antenne est dédoublée dans chaque plan site et gisement en une voie somme et une voie différence. Le signal reçu sur la voie différence est proportionnel en amplitude au dépointage de la cible et en phase ou en opposition de phase avec le signal somme reçu de la même cible. Il en résulte qu'un traitement cohérent en phase de ces deux signaux permet de restituer l'angle de dépointage ε avec son signe, selon la relation (1) suivante :
→ → ε ≈ - (1 )
∑ 2 Δ et Σ étant respectivement les signaux reçus sur les voies différence et somme, exprimés sous forme vectorielle prenant en compte l'amplitude et la phase.
Un tel traitement peut se faire en un temps égal à celui de l'intégration cohérente du radar, par exemple une impulsion d'où le nom de monopulse.
Dans un tel système tout brouilleur conventionnel porté par la cible ne fera que renforcer de façon cohérente les signaux somme et différence et facilitera la mesure angulaire au lieu de la brouiller, d'où la grande difficulté à brouiller la mesure angulaire des radars monopulse par des brouilleurs d'autoprotection. Une mesure monopulse permet par ailleurs d'obtenir une grande précision.
La figure 1 illustre les diagrammes connus des voies somme Σ et différence Δ d'une antenne monopulse dans un système d'axes, où l'axe des ordonnées représente le gain G d'antenne en fonction de l'angle d'espace θ, représenté par l'axe des abscisses, par rapport à l'axe de l'antenne 1. Le diagramme somme est maximum sur cet axe, et symétrique par rapport à ce dernier. Dans un radar à antenne monopulse, le signal reçu sur la voie différence est proportionnel en amplitude au dépointage de la cible, repéré selon l'axe des angle θ, et en phase ou en opposition de phase avec le signal reçu de la même cible sur la voie somme. Il en résulte qu'un traitement cohérent en phase de ces deux signaux permet de restituer l'angle de dépointage ε avec son signe comme indiqué par la figure (1 ) précédente.
Selon l'invention, une antenne monopulse est donc utilisée pour générer un faisceau codé dans l'espace, en vue de guider un ou plusieurs engins, par exemple des missiles ou projectiles, qui peuvent être en nombre indéterminé. Ce codage du faisceau permet à un engin, équipé de moyens de réceptions appropriés de se situer par rapport à l'axe du faisceau. Ce codage est par exemple réalisé par une modulation appropriée des signaux rayonnes par les diagrammes somme et différence. Un récepteur disposé alors dans un engin permet de déterminer la position de ce dernier par rapport aux diagrammes de rayonnement de l'antenne, et donc sa position par rapport à l'axe de l'antenne. La détermination de cette position est effectuée par décodage ou démodulation des signaux captés par le récepteur.
Pour conserver la qualité intrinsèque du traitement monopulse, le procédé selon l'invention doit exploiter un signal somme et un signal différence en amplitude et en phase. Il faut donc qu'à partir d'un simple récepteur, un missile soit par exemple en mesure de déterminer les signaux qui viennent de la voie somme et ceux qui viennent de la voie différence, c'est-à-dire qu'il puisse déterminer les amplitudes de signaux sommes et différences cohérents en phase. En fait, il faut parvenir à mélanger deux signaux, l'un issu de la voie somme et l'autre issu de la voie différence, qui sont sur la même fréquence porteuse mais qui doivent pouvoir être séparés à la réception. Pour cela, de l'énergie est rayonnée sur les diagrammes somme Σ et différence Δ, et les énergies ainsi rayonnées sur le diagramme somme et sur le diagramme différence sont marquées au moyen d'une modulation distincte, d'un diagramme à l'autre, pour pouvoir les séparer à la réception. Les grandeurs à déterminer étant des amplitudes, on effectue des modulations d'amplitudes de préférence à des modulations de phases ou de fréquences pour lesquelles l'amplitude de l'onde porteuse n'est pas restituée.
L'invention utilise avantageusement le fait que la structure même du spectre d'un signal modulé en amplitude est la somme du spectre de la modulation transposé autour de la fréquence de l'onde porteuse et d'une raie sur la fréquence de cette porteuse. En notant A(2jπf) la transformée de Fourier de la modulation, la transformée de Fourier de l'onde modulée, notée M(2jπf) est donnée par la relation suivante :
M(2jπf) = Ao [δ(f - F0) + δ(f + F0)] + B.A[2jπ(f - F0)] (2)
pour une fréquence f comprise entre -∞ et +∞. Le premier terme Ao [δ(f - Fo) + δ(f + Fo)] représente la modulation de la porteuse et le deuxième terme B.A[2jπ(f - F0)] représente la modulation des bandes de fréquences latérales. Fo représente la fréquence de l'onde porteuse et Ao est un scalaire qui caractérise l'amplitude de cette porteuse. B est un autre scalaire, positif ou négatif, qui caractérise ce que l'on peut appeler la profondeur de modulation. Le symbole δ représente la fonction de Dirac. |4)| ≥ |^| est une condition pour qu'il n'y ait pas notamment de surmodulation de la porteuse par rapport aux bandes latérales.
Si on supprime le premier terme, on obtient le spectre d'un signal dit à porteuse supprimée. Si on rajoute à un signal modulé en amplitude à porteuse supprimée un signal sinusoïdal synchrone en amplitude et en phase avec la porteuse, on retrouve un signal modulé en amplitude dont la profondeur de modulation est fonction de l'amplitude comparée du signal initial et de la porteuse ainsi rajoutée. Selon l'invention, on transmet cette porteuse rajoutée sur le diagramme somme et une modulation d'amplitude à porteuse supprimée sur le diagramme différence. En d'autres termes, il y a superposition par exemple d'une onde pure continue, dite CW dans la littérature anglo-saxonne, et d'une onde modulée en amplitude à porteuse supprimée sur le diagramme différence, et cela pour permettre de reconstituer au niveau du récepteur de chacun des engins guidés un signal modulé en amplitude. Le taux de modulation de ce signal et sa phase sont caractéristiques du dépointage de l'engin, plus précisément de sa position par rapport à l'axe de l'antenne monopulse, qui est en fait l'axe de guidage des engins. Le taux de modulation, qui correspond en fait à la profondeur de modulation précitée, donne la valeur du dépointage, alors que le signe de la phase indique de quel côté de l'axe de l'antenne se situe l'engin.
La figure 2 illustre, dans un diagramme de Fresnel, ce mélange de signaux. Le signal S reçu par le récepteur d'un engin guidé, est la somme du signal somme Σ et du signal différence Δ modulé en amplitude. Le signal somme Σ est par exemple une onde continue CW et le signal différence Δ une onde modulée selon le deuxième terme de la relation (2) précédente.
A la réception, la démodulation d'amplitude fournit donc le signal de modulation avec un signe et une amplitude caractéristiques du dépointage du récepteur par rapport au faisceau monopulse, plus précisément par rapport à l'axe de l'antenne monopulse. Pour retrouver le rapport de phase et d'amplitude des signaux somme et différence qui donne le dépointage selon la relation (1), il faut pouvoir reconstituer Ao et B. Une façon selon l'invention de retrouver les signaux issus des diagrammes somme et différence est par exemple de déterminer à la réception la profondeur de modulation pour l'amplitude et de déterminer le signe du signal modulé en comparant la phase du signal périodique démodulé à celle d'une horloge recalée par un signal de synchronisation transmis sur le canal somme. Il reste à trouver des formes d'onde pour la modulation, qui sont faciles à mettre en œuvre et qui permettent facilement de retrouver la profondeur de modulation.
La figure 3 illustre une forme de modulation selon l'invention qui permet avantageusement de retrouver facilement la profondeur de modulation. Cette modulation est une modulation carrée de phase 0, π. Dans ce cas, l'amplitude de la modulation est carrée, à valeur moyenne nulle, et d'une demi-période à l'autre la phase passe de 0 à π, puis de π à 0, et ainsi de suite. La figure 3 présente cette modulation 31 dans un système d'axes, où les abscisses t représentent le temps et les ordonnées M la modulation. En dessous de la représentation de la modulation 31 , figure la phase de la modulation correspondant, 0 ou π correspondant à la demi-période T/2. Le passage de la phase de 0 à π, revient à décaler de la demi-période T/2 la modulation, d'où la forme résultante telle que représentée par la figure 3. Cette modulation n'est autre que le résultat d'une modulation carrée à porteuse supprimée, en raison de la valeur moyenne nulle de la modulation.
La figure 4 présente, dans le même système d'axes M, t, la forme du signal modulé obtenu au niveau d'un récepteur. La modulation de la figure 3, exercée sur le signal émis par la voie différence Δ est alors sommée au signal de la voie somme Σ, dont l'amplitude est Ao, le signal variant en fait entre +Ao et -Ao. La profondeur de modulation B est donnée par l'écart entre l'amplitude Ao et l'amplitude maximum de la modulation. Cet écart est très facile à obtenir. Il est proportionnel au gain GΔ de l'antenne sur la voie différence, ce gain définissant le diagramme d'antenne comme l'illustre la figure 1. De même, l'amplitude Ao est proportionnelle, dans le même rapport de proportion, au gain d'antenne G∑ sur la voie somme. Le rapport GΛ/G∑ donne la valeur du dépointage par rapport à l'axe 1 de l'antenne,
→ - conformément à la relation (1 ), où les signaux Δ et Σ sont respectivement proportionnels aux gains GΔ et GΣ. Il reste à définir de quel côté de cet axe se situe le récepteur. Cette situation est définie par le signe de la phase. Pour exploiter ce signe, il est cependant nécessaire de connaître la phase à l'origine, c'est-à-dire la référence la phase de référence du signal différence démodulé. Pour déterminer ainsi la phase de la modulation, il est alors par exemple possible d'utiliser un signal de synchronisation préliminaire transmis immédiatement avant une mesure de position. A cet effet, ce signal comporte par exemple un signal d'horloge dont le front montant est par exemple calé sur le passage de la phase 0 à la phase π, ce front étant pris en compte par un récepteur. Ce signal de synchronisation préliminaire peut par ailleurs servir à marquer la mesure comme étant une mesure en site ou en gisement, ce qui évite notamment de transmettre simultanément sur les voies différence Δ en site et différence Δ en gisement.
Le signal de synchronisation peut aussi être un signal modulé en amplitude suivant un code pseudoaléatoire prédéfini, comprimé au moyen d'un corrélateur à la réception.
Le même canal de transmission qui permet d'envoyer des mots de synchronisation site et gisement permet aussi d'envoyer vers le ou les engins guidés l'erreur de position de la cible, objet de la poursuite, en site ou en gisement mesurée par le radar, au moyen des diagrammes site et gisement de la même antenne monopulse, c'est-à-dire avec les mêmes causes d'erreur, ce qui permet par différence de déterminer une valeur d'écartométrie différentielle entre les engins guidés et la cible qui élimine la partie principale des erreurs de mesure dues aux imperfections du diagramme monopulse et aux erreurs de poursuite.
Il est possible d'utiliser d'autres formes de modulations que celle illustrée relativement à la figure 3, pourvu qu'elles soient par exemple périodiques et de valeur moyenne nulle. Il est ainsi possible d'utiliser une succession d'impulsions de signes alternés, dont la modulation à porteuse supprimée est une succession d'impulsions modulées en phase 0, π.
Une autre solution peut consister par exemple à utiliser pour la modulation un code pseudoaléatoire de valeur moyenne nulle et de longueur finie. En effectuant la corrélation du signal démodulé à la réception avec ce code, on obtient un signal dont le signe et l'amplitude représente l'écart par rapport au centre du faisceau, la valeur moyenne du signal reçu étant la valeur du signal somme. La corrélation du signal provenant de la démodulation de l'enveloppe du signal reçu, avec le code utilisé à l'émission fournit en fait une impulsion dont l'amplitude rapportée à la valeur moyenne de l'amplitude du signal reçu et le signe, sont équivalent au rapport GΛ/G∑ d'un récepteur monopulse classique. Une difficulté peut notamment provenir du fait que lorsque le dépointage est faible, le signal démodulé peut être noyé dans le bruit, et l'on ne sait pas alors à quel instant échantillonner ce bruit comme représentant la mesure, à moins de disposer d'une synchronisation qui permet de connaître l'instant qui correspond au pic de corrélation de la voie différence Δ.
Pour obtenir cette synchronisation, il est possible d'effectuer une transmission préliminaire sur la voie somme avancée d'une largeur d'impulsion non comprimée, elle-même modulée en amplitude tout ou rien par un autre code pseudoaléatoire, appelé code sigma. A la réception, ce code sigma est par exemple utilisé par un corrélateur afin de déterminer de façon exacte l'instant de corrélation et synchroniser l'instant d'échantillonnage des voies différence transmises séquentiellement une période T et deux périodes T après le code de synchronisation. Une variante du procédé selon l'invention peut par exemple consister à émettre sur les deux voies différence en même temps avec deux codes orthogonaux entre eux.
Il convient par ailleurs de noter qu'il existe en début de guidage une phase dite de ralliement, pendant laquelle l'engin guidé initialement et placé à une certaine distance angulaire du faisceau de guidage, doit rallier ce dernier. Cette distance initiale n'est en général pas compatible de l'ouverture du faisceau de guidage trop étroit à proximité d'une antenne monopulse. Il est alors préférable de prévoir un système annexe pour déterminer la position de l'engin par rapport au faisceau de guidage pendant cette phase relativement courte, où l'engin est à courte distance. Cela peut par exemple être réalisé avec un écartomètre optique de ralliement, les mesures pouvant être envoyées à l'engin via l'émetteur du radar. En général, la proximité de l'engin permet cette liaison même si ce dernier est hors du diagramme principal de l'antenne du radar. On peut néanmoins recourir à une antenne d'émission plus ouverte pour cette phase si l'on désire un maximum de sécurité pour cette liaison. Si une telle antenne de ralliement est envisagée, elle peut elle-même être monopulse, et le guidage initial de ralliement peut alors se faire sur le même procédé de navigation sur faisceau, ou « beam riding », que celui développé précédemment, mais avec le risque éventuel de voir ces mesures fortement perturbées en raison de la proximité du sol et de l'effet connu de multi-trajet qui en résulte.
En phase de guidage, et plus particulièrement à longue distance, on n'a guère besoin de la dynamique de mesure d'une antenne monopulse classique, alors qu'au contraire en fin de ralliement, on peut chercher le maximum de dynamique de la mesure d'angle. En jouant sur la puissance du signal émis sur la voie différence par rapport à la puissance de celui émis sur la voie somme, on peut par exemple réaliser dans des limites liées à la forme des diagrammes et des rapports signal à bruit une sorte de zoom électronique qui permet d'optimiser à la fois le domaine de capture de l'engin pour le ralliement et sa précision de localisation à grande distance. II est encore possible, pour localiser la cible, d'utiliser la mesure se faisant au sol à partir de l'énergie rétro-réfléchie par la cible et reçue sur le diagramme somme après le retard de propagation.
Il est à noter que le radar de poursuite ainsi réalisé ne possède qu'une seule voie de réception, contrairement aux trois voies d'un radar monopulse classique. Les mesures d'écartométrie de la cible peuvent bien sûr être utilisées dans une boucle de poursuite, mais elles peuvent également être transmises via l'émetteur vers le ou les engins à guider, avec une modulation appropriée, pour que l'engin effectue notamment la détermination de sa position de façon différentielle par rapport au but et élimine la plus grande partie des erreurs de poursuite. Cette même voie de transmission vers l'engin peut aussi être utilisée pour fournir à l'engin toute information dont il a besoin pour optimiser son guidage, telles que par exemple les données de cinématique correspondant aux vitesses angulaires du faisceau de guidage, à la distance et à la vitesse radiale de la cible. Ainsi, l'émetteur au sol peut utiliser le diagramme d'antenne pour transmettre des informations aux engins, notamment pour leur communiquer la position d'une cible poursuivie par rapport au faisceau d'antenne, ce qui permet de déterminer leurs positions relatives par rapport à la cible, ainsi que toutes informations précitées ou autres utiles à l'optimisation de leur guidage. L'extrême simplicité de la voie de réception à bord de l'engin guidé, permet par exemple d'envisager de combiner celle-ci avec d'autres moyens de guidage tels que ceux nécessaires à une navigation sur faisceau optique ou encore des moyens de guidage tel qu'un autodirecteur de fin de course pour obtenir un guidage multimode sans pour autant ajouter beaucoup à la complexité de ces autres moyens de guidage. Enfin, cette même simplicité permet d'envisager le mode de guidage selon l'invention à des engins, par exemple des missiles ou des projectiles, très rustiques ou de très petite dimension. La figure 5 illustre un exemple de réalisation possible pour la mise en œuvre du procédé selon l'invention. Plus particulièrement, cette figure présente un mode de réalisation possible de la partie radar qui émet notamment le faisceau de guidage, cette partie étant par exemple située sur une plate forme. La figure 6 illustre un mode de réalisation possible d'un récepteur embarqué dans un engin.
Si on se limite par exemple à un ordre de grandeur du mètre pour le diamètre d'antenne, le choix des bandes de fréquences d'émission peut se faire notamment entre les bandes Ku, Ka et W. Un critère de choix est lié aux exigences opérationnelles de fonctionnement, par exemple par temps de brouillard ou de pluie. Les effets de ces phénomènes atmosphériques sont notamment une absorption exponentielle par rapport à la distance de propagation exprimée en décibels par kilomètre. Un second effet, dans le cas de la pluie, est une rétroréflexion sur les gouttes de pluie génératrice d'échos de pluie dont le comportement est celui d'échos mobiles avec une vitesse radiale moyenne et une largeur de spectre dépendant de la longueur d'onde du vent et de la turbulence atmosphérique. Des mesures et des expériences effectuées par la déposante ont montré que jusqu'à des distances de l'ordre de 10 km, l'absorption par l'eau n'est pas un vrai problème. Par contre, les échos de pluie peuvent être inacceptables au-delà de la bande Ku en raison de la quasi-impossibilité de les éliminer par filtrage Doppler dans la voie de poursuite de la cible. Il semble donc avantageux de choisir la bande Ku, la bande Ka pouvant par exemple aussi être utilisée si le fonctionnement par temps de pluie n'est pas exigé. Dans ce dernier cas, la bande W peut aussi par exemple être utilisée pour des applications à très courte portée. La figure 5 présente donc un mode de réalisation possible de la partie radar destinée notamment à produire le faisceau de navigation. Cette partie comporte une antenne monopulse 51 constituée d'une voie somme V∑, d'une voie différence en gîte VΔS et d'une voie différence en gisement VΔQ. Un isolement électromagnétique, par exemple supérieur à 45dB, est réalisé entre la voie somme et les voies différence. Pour l'émission, chaque voie différence est reliée à un modulateur 52 qui module l'onde à émettre selon une modulation de phase 0, π, comme précédemment défini, et la voie somme est par exemple reliée à un modulateur 53 qui module l'amplitude de l'onde à émettre. Ce modulateur est par exemple utilisé lorsqu'un code pseudoaléatoire de valeur nulle est généré sur la voie somme. Les entrées des modulateurs de la voie différence sont reliées à un commutateur hyperfréquence 54 qui commute les signaux fournis par un premier amplificateur 55 vers l'une ou l'autre de ces deux voies. L'entrée du modulateur de la voie somme est reliée à la sortie d'un deuxième amplificateur 56. Les signaux hyperfréquence fournis aux amplificateurs 55, 56 sont issus d'une même source hyperfréquence 57 via un coupleur 3dB 58. Un modulateur d'amplitude 59 est par exemple disposé entre la source hyperfréquence et le coupleur. Ce modulateur réalise une modulation à valeur moyenne nulle de l'amplitude du signal qu'il reçoit. Il est à cet effet commandé par un générateur d'enveloppe 60 qui commande par ailleurs un générateur de codes 61. Le générateur d'enveloppe 60 réalise l'enveloppe de la modulation précitée. Le générateur de code 61 sert notamment à fournir un signal de synchronisation préliminaire sur la voie somme et peut commander à cet effet le modulateur 53 de la voie somme. Il sert aussi à commander les modulateurs 52 des voies différence pour émettre sur ces voies un signal modulé selon un code pseudoaléatoire à valeur moyenne nulle, il peut par ailleurs servir à commander, en fonction d'un signal, par exemple carré, fourni par le générateur d'enveloppe, le passage des phases de 0 à π ou π à 0 dans les modulateurs 52 des voies différence.
Le système radar tel que décrit précédemment permet de réaliser un faisceau de navigation émis par une antenne monopulse, permettant à des engins à guider à se rallier à ce faisceau, conformément au procédé selon l'invention. Comme il a été indiqué précédemment, il peut être par ailleurs nécessaire d'utiliser les fonctions radar à la réception, notamment pour permettre des mesures de position d'une cible à poursuivre, et permettre ainsi de commander la position d'antenne, et donc la direction de son faisceau, en fonction de la position de la cible. A cet effet, une seule voie de réception peut être utilisée, la voie somme notamment. Un duplexeur, ou circulateur hyperfréquence 62, est donc disposé sur la voie somme entre l'antenne et le modulateur 53 de cette voie. La sortie de réception de ce duplexeur est par exemple reliée à une entrée d'un mélangeur 63 dont l'autre entrée reçoit comme signal d'oscillateur local, par exemple un signal issu de la source de fréquence. Le signal de réception ainsi transposé en fréquence est transmis à des moyens 64 de réception et de traitement du signal classiques. Ces moyens sont par exemple synchronisés avec les signaux d'émission par l'intermédiaire du générateur de codes 61. Ce dernier reçoit par ailleurs un code destiné à fournir des informations aux engins guidés comme cela a été évoqué précédemment, ce code étant transmis par l'intermédiaire de la voie somme.
La figure 6 présente un mode de réalisation possible d'un récepteur. Ce dernier comporte par exemple en entrée un filtre 71 suivi d'un dispositif de détection directe 72. Le signal ainsi filtré et détecté est fourni à un amplificateur vidéo linéaire 73 à commande automatique de gain dont la sortie est reliée à un convertisseur analogique-numérique 74. Le signal ainsi numérisé est traité par deux correlateurs 75, 76. Un corrélateur 75 est affecté au traitement du signal de la voie somme et un corrélateur 76 est affecté au signal de la voie différence. Les deux correlateurs reçoivent néanmoins le même signal, qui est le signal de réception numérisé en sortie du convertisseur 74. Ces correlateurs fonctionnent à partir de registres à décalage avec une fréquence d'échantillonnage plus élevée que celle de l'horloge de génération de code pseudo aléatoire, dans le cas où la modulation est réalisée par tel code. Cela permet notamment un fonctionnement asynchrone des correlateurs, en particulier de celui destiné à extraire le signal de modulation de la voie différence. Un détecteur de pic de corrélation 77 est placé en sortie du corrélateur affecté au traitement de la voie somme. Un dispositif de retard 78 est connecté en sortie du détecteur 77. A partir de la détection d'un pic de corrélation, ce dispositif crée successivement un premier retard de T et un deuxième retard de 2T. A chaque retard est généré un signal. Un premier signal, généré selon le premier retard T, commande une première porte 79 dont l'entrée est reliée à la sortie du corrélateur 76 du traitement de la voie différence. De même, un deuxième signal, généré selon le deuxième retard 2T, commande une deuxième porte 80, dont l'entrée est reliée à la sortie du corrélateur 76 du traitement de la voie différence.
La figure 7 illustre la position dans le temps des signaux en sortie de la première et de la deuxième porte, respectivement d'amplitudes ΔG et ΔS. Ces signaux sont les signaux présents en sortie du corrélateur 76 du traitement de la voie différence respectivement T et 2T après le pic de corrélation 70 à la sortie du corrélateur 75 du traitement de la voie somme. L'écart de gisement, donnant le terme B évoqué précédemment pour le décodage en gisement, est K. ΔG Σ, et l'écart de site, donnant ce terme B pour le décodage en site, est K. ΔS/Σ, K est un facteur d'échelle et Σ est l'amplitude du signal correspondant à celui émis par la voie somme. Cette amplitude Σ est par exemple le contenu la sortie du corrélateur de la voie somme ou encore la valeur moyenne du signal de x à T pour la voie différence en gisement 79 et entre x + T et x + 2T pour la voie différence en site, x étant l'instant du pic de corrélation sur la voie de traitement somme.
Un dispositif de démodulation 81 , connecté en sortie du convertisseur analogique-numérique 74 permet par exemple de décoder des messages envoyés par la voie somme.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de guidage électromagnétique d'au moins un engin, caractérisé en ce que le guidage est réalisé par rapport à l'axe (1 ) du faisceau d'une antenne monopulse (51), par un codage dans l'espace du faisceau.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le codage est réalisé par une modulation appropriée des signaux rayonnes par les diagrammes somme (Σ) et différence (Δ), des moyens de réception disposés dans l'engin permettant de déterminer la position de ce dernier par rapport aux diagrammes de rayonnement de l'antenne, et donc sa position par rapport à l'axe de l'antenne, la détermination de cette position étant effectuée par démodulation des signaux captés par les moyens de réception.
3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le codage est réalisé par la superposition d'une onde pure sur le diagramme somme et d'une onde modulée en amplitude à porteuse supprimée (31) sur le diagramme différence, pour reconstituer un signal (S) modulé en amplitude, le taux de modulation et la phase de ce dernier étant caractéristiques du dépointage de l'antenne.
4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que le signal modulé en amplitude à porteuse supprimée est un train d'impulsions à valeur moyenne nulle, modulées en phase 0, π.
5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'amplitude est une amplitude carrée, modulée en phase 0, π.
6. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que la modulation est un code pseudoaléatoire de valeur moyenne nulle.
7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 3 à 6, caractérisé en ce que la phase de référence du signal différence modulé (31 ) est définie par un signal de synchronisation préliminaire transmis sur la voie somme avant une mesure de position aux moyens de réception de l'engin.
8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que le signal de synchronisation est un signal modulé en amplitude suivant un code pseudoaléatoire prédéfini, comprimé au moyen d'un corrélateur à la réception.
9. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le même signal émis et réfléchi par une cible est utilisé pour poursuivre ladite cible, le signal réfléchi étant capté sur le diagramme somme de l'antenne.
10. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce des informations sont transmises aux engins par le faisceau.
11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que les informations communiquent la position de la cible par rapport au faisceau pour permettre la détermination de la position relative des engins à la cible.
12. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'émission hyperfréquence se fait dans la bande Ku.
13. Dispositif pour la mise en œuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte au moins une partie radar produisant un faisceau codé dans l'espace, cette partie comprenant : - une antenne monopulse (51) constituée d'une voie somme
(V∑), d'une voie différence en gîte (VΔs) et d'une voie différence en gisement (VΔG), pour l'émission, chaque voie différence étant reliée à un modulateur (52) qui module l'onde à émettre ;
- un commutateur hyperfréquence (54) qui commute les signaux vers l'une ou l'autre des deux voies différence - un amplicateur (55) des signaux des voies différence et un amplificateur des signaux de la voie somme ;
- une source hyperfréquence (57) qui fournit les signaux hyperfréquence aux amplificateurs (55, 56) via un coupleur 3dB (58) ;
- un modulateur d'amplitude (59) disposé entre la source hyperfréquence et le coupleur, Ce modulateur réalisant une modulation à valeur moyenne nulle de l'amplitude du signal qu'il reçoit.
14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'un modulateur d'amplitude (53) est connecté en sortie de l'amplificateur (56) de la voie somme, le modulateur étant commandé par un générateur de code (61) pour moduler l'onde émise selon ce code.
15. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 13 ou 14, caractérisé en ce qu'un duplexeur (62) est disposé sur la voie somme, la sortie de réception de ce duplexeur étant reliée à une entrée d'un mélangeur (63) dont l'autre entrée reçoit comme signal d'oscillateur local, le signal de réception ainsi transposé en fréquence est transmis à des moyens (64) de réception et de traitement du signal.
16. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 13 à 15, caractérisé en ce que le récepteur comporte au moins deux correlateurs (75,
76) traitant un signal de réception numérisé, un corrélateur (75) étant affecté au traitement du signal de la voie somme et un corrélateur (76) étant affecté au signal de la voie différence, un détecteur de pic de corrélation (77) étant placé en sortie du corrélateur affecté au traitement de la voie somme, un dispositif de retard (78) étant connecté en sortie du détecteur (77), à partir de la détection d'un pic de corrélation, ce dispositif créant successivement un premier retard de T et un deuxième retard de 2T pour échantillonner les signaux à ces instants les signaux en sortie du corrélateur (76) de la voie différence, le taux de modulation en gisement et en site étant fonction des rapports (K. ΔG/Σ, K. ΔS/Σ) des signaux ainsi échantillonnés sur le signal de la voie somme.
17. Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce que les correlateurs (75, 76) fonctionnent à partir de registres à décalage avec une fréquence d'échantillonnage plus élevée que celle de l'horloge de génération de code pseudo aléatoire de modulation
18. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 16 ou 17, caractérisé en ce le récepteur comporte en entrée un filtre (71 ) et dispositif de détection directe (72) connecté en sortie du filtre (17), le signal ainsi filtré et détecté étant fourni à un amplificateur vidéo linéaire (73) à commande automatique de gain dont la sortie est reliée à un convertisseur analogique- numérique (74), le signal ainsi numérisé étant traité par les deux correlateurs (75, 76).
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