FR2629213A1

FR2629213A1 - Radar a balayage de phase

Info

Publication number: FR2629213A1
Application number: FR8114644A
Authority: FR
Inventors: Jacques Dorey
Original assignee: Office National dEtudes et de Recherches Aerospatiales ONERA
Current assignee: Office National dEtudes et de Recherches Aerospatiales ONERA
Priority date: 1981-07-28
Filing date: 1981-07-28
Publication date: 1989-09-29
Anticipated expiration: 2001-07-28
Also published as: FR2629213B1

Abstract

Un radar à balayage de phase comprend un système d'antenne 200 entraîné en rotation autour d'un axe 206 qui émet des impulsions périodiques dont les échos sont captés. Le traitement linéaire des signaux permet d'obtenir simultanément et en temps réel, pour chaque cible détectée, sa distance, sa vitesse relative par rapport au radar et deux angles tels que site et gisement définissant sa direction. Dans un mode de réalisation, deux antennes, l'une émettrice-réceptrice 202, l'autre réceptrice seulement 204 diamétralement opposées sont entraînées en rotation autour d'un axe. Le traitement linéaire des signaux fournis par l'antenne réceptrice 204 permet d'obtenir des indications de distance et vitesse pour chaque cible utilisées dans la démodulation en site, gisement des signaux fournis par l'antenne émettrice-réceptrice 202. On peut combiner une fonction veille avec une fonction poursuite en faisant tourner l'axe 206 autour d'un axe vertical. On élimine également les signaux de brouillage qui peuvent affecter les signaux captés grâce à la structure dissymétrique des antennes 202 et 204.

Description

Radar à balayage de phase.

La présente invention a pour objet les radars à balayage de phase, connus également sous le nom de radars à scanning de phase.

Bien que le terme de radar se réfère en général à des dispositifs mettant en oeuvre des ondes électromagnétiques dans le domaine des hyperfréquences, on désignera, dans le présent texte, par ce terme, toute installation propre à émettre des signaux de nature ondulatoire dans un milieu dans lequel ils se propagent, afin de recueillir les échos de cibles éventuelles en vue de leur analyse.

Ces échos contiennent des informations sur plusieurs paramètres caractéristiques des cibles notamment la distance cible-radar qui correspond à l'intervalle de temps séparant l'instant de réception d'un écho et l'instant d'émission du signal correspondant.

Lorsque les signaux émis sont des impulsions périodiques, il est usuel de découper l'intervalle de temps séparant l'émission de deux impulsions successives en une suite d'intervalles de réception d'échos correspondants appelés fenêtres de réception temporelles, dont chacune correspond à une tranche de distance déterminée de la cible. Si la fréquence de récurrence des impulsions émises est suffisamment faible eu égard à la plage de distance de la cible, le rang de la fenêtre temporelle dans laquelle est reçu l'écho fournit une mesure non amgiguë de cette distance.

Bien entendu, la technique de détection de distance par tranche, ou par fenêtre temporelle, n'est pas limitée aux radars à impulsions. Elle peut être mise en oeuvre avec d'autres formes de modulation des signaux émis.

On sait également que lorsque la cible est animée d'une vitesse relative par rapport au radar, les échos sont, par effet Doppler, décalés en fréquence par rapport à la porteuse des signaux émis. La détermination de la fréquence
Doppler fournit donc une mesure de la vitesse relative cibleradar. Selon une technique usuelle, la fréquence Doppler peut être déterminée à l'aide d'un filtrage adapté des signaux reçus dans une fenêtre temporelle de rang déterminé pendant une succession d'intervalles de récurrence.

Les échos captés par un radar peuvent également contenir des informations sur la direction de la cible lorsqu'on a prévu d'animer le dispositif émetteur-récepteur du radar d'un mouvement alternatif propre à imprimer une modulation périodique à la phase des signaux reçus. On se réfère à ces radars sous le nom de radars à scanning ou à balayage de phase. Un tel mouvement peut consister en une rotation affectant soit l'émetteur, soit le récepteur du radar, soit les deux simultanément, notamment lorsque les fonctions d'émission et de réception sont accomplies par un même transducteur.

ta direction d'une cible par rapport à un radar à scanning de phase comprenant des antennes tournantes peut alors être définie par deux angles, l'un r caractérisant la direction de la cible par rapport à l'axe de rotation des antennes et l'autre e ou angle de gisement, défini par l'angle du plan de la cible et de l'axe de rotation des antennes avec une direction de référence, perpendiculairement à cet axe de rotation. L'angle de site est le complément à s/2 de l'angle 9
On a déjà proposé des radars à scanning de phase réalisant une modulation sinusoidale de la phase des signaux à traiter en fonction du site et du gisement de la cible par rotation d'une double source dans la zone focale d'un réflecteur.Pour un décentrage faible de la source mobile par rapport à l'axe du réflecteur, on peut considérer que la modulation d'amplitude est faible et que les signaux reçus sont seulement modulés en phase. L'émission est effectuée sur l'une des deux sources tandis qu'en réception, les échos recueillis par les deux sources sont additionnés en amplitude et en phase pour former un signal unique modulé en amplitude. Ce signal permet de mettre en évidence une modulation sinusoldale d'amplitude reproduisant la modulation sinusol- dale de phase, à partir d'un procédé de traitement non linéaire. L'analyse de la modulation d'amplitude permet d'obtenir l'écart en site (amplitude de la modulation) et l'écart en gisement (phase de la modulation) de la cible par rapport à l'axe de rotation des sources.

Cette technique présente l'avantage de la simplicité. Cependant, en raison du traitement non linéaire des signaux reçus, elle fonctionne de façon imparfaite lorsque le rapport signal sur bruit des échos est relativement faible. En outre, elle ne permet la détection que d'une seule source dans une tranche de distance déterminée, ce qui limite son efficacité en présence de cibles groupées, notamment dans le cas d'applications militaires en présence d'avions en formation de raid groupés. Enfin, la résolution angulaire en site et gisement est limitée.

Qn connait également des systèmes radar à antenne dite synthétique circulaire, c 'est-à-dire mettant en oeuvre la rotation de l'ensemble de l'antenne et non seulement celle de la source au voisinage d'un réflecteur.

Dans'ces systèmes, on utilise, en émission ou en réception, deux antennes omnidirectionnelles rotatives diamétralement opposées associées à des circuits de traitement non linéaire permettant d'effectuer le produit des signaux reçus ou émis par les deux antennes afin d'obtenir un signal différentiel de phase d'où la composante due à l'effet Doppler est absente. On effectue le traitement en site et gisement de ce signal à l'aide par exemple d'un corrélateur optique en lumière incohérente à masque tournant décrit dans la
Demande de Brevet français NO 2 261 664 déposée en 1974 par le Demandeur. Dans ce document, on montre comment on peut associer l'information de distance aux informations de site et de gisement obtenues.

Cependant, ces dispositifs ne permettent pas d'obtenir l'information Doppler directement à partir de l'analyse des signaux reçus. En outre, le rapport signal sur bruit du produit de la détection site gisement est parfois insuffisant.

Enfin, on connaît des radars dits à vision latérale comportant une antenne émettrice-réceptrice transmettant et recevant des signaux selon un code cohérent impulsionnel dans une direction approximativement perpendiculaire à la ligne de vol de l'avion. Les échos recueillis par cette antenne sont modulés en phase par le déplacement relatif de l'avion et de chaque diffuseur du terrain. Par un traitement linéaire, on effectue une corrélation pour chaque tranche de distance entre les signaux reçus et un histogramme de phase pour chaque position présumée d'un diffuseur sur la bande de terrain en cours d'analyse. On obtient ainsi des informations de distance et une information angulaire pour chaque portion sensiblement ponctuelle de la surface diffusante du terrain balayé per les signaux émis, par un traitement limité à deux dimensions seulement.

Au regard de ces différentes limitations de l'art antérieur, l'invention vise à améliorei les performances d'un dispositif de radar à balayage de phase.

Conformément à l'invention, on prévoit un radar à balayage de phase dans lequel un dispositif d'émission-réception de signaux ondulatoires comprend des moyens dont la position dans l'espace varie pour produire en sortie de ce dispositif des signaux d'échos modulés spatialement en phase selon une loi en fonction de deux paramètres angulaires tels que le site et le gisement caractérisant la direction d'une cible éventuelle par rapport à une référence, lesdits signaux étant décalés dans le temps et en fréquence par rapport aux signaux émis en fonction de la distance et de la vitesse relative de cette cible, ce radar étant caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de traitement linéaire des signaux reçus propres à déterminer simultanément en présence d'échos de cible au moins trois desdits'paramètres de distancie, vitesse, site et gisement.De préférence, lesdits moyens de traitement sont prévus pour fournir ces quatre paramètres à l'issue d'une procédure de traitement unique.

Selon l'invention, le traitement des signaux reçus par le radar est effectué par des-moyens de filtrage adapté permettant de corréler les signaux reçus avec une multiplicité de répliques fonctions de l'ensemble des valeurs possibles des quatre paramètres qui déterminent la structure de modulation des échos reçus de cette cible, dans un domaine présumé d'évolution de celle-ci.

Cette technique permet d'obtenir les paramètres recherchés avec une très bonne précision même en présence de signaux parasites et d'éviter la formation de faux échos.

Le traitement linéaire unique des signaux reçus permet la détermination de ces paramètres en temps réel. Cette déter- mination en temps réel peut être facilitée, par la mise en oeuvre d'un calculateur optique en lumière-incohérente à masque fixe pour la localisation site-gisement de la cible.

Conformément à un mode de réalisation préféré, le dispositif d'émission-réception comprend au moins une antenne animée d'un mouvement de rotation mécanique autour d'un axe qui imprime aux signaux à traiter une modulation sinusoldale de phase. Un tel dispositif permet d'obtenir, grace au traitement linéaire des signaux captés,une résolution en direction équivalente à celle qui pourrait être obtenue en pointant une antenne fixe d'ouverture beaucoup plus grande. Pour cette raison, on parlera à propos du dispositif d'émission-réception rotatif ci-dessus, d'antenne synthétique circulaire.

Selon un mode de réalisation, on utilise un seul dispositif d'émission-réception dont les signaux sont groupés en fonction de tranches de distance déterminées,par une technique de filtrage temporel. On traite,par filtrage adapté,pour en effectuer la démodulation Doppler par une pluralité de répliques distinctes, les signaux correspondant à chaque tranche de distance sur une série de périodes de récurrence des signaux émis. Ces périodes, par exemple, couvrent la totalité d'une période de modulation de phase des signaux traités, c'est-à-dire la durée d'une révolution du dispositif d'émission-réception dans le cas d'une antenne synthétique circulaire.Les signaux résultant de cette démodulation
Doppler, pour chaque tranche de distance et chaque valeur de réplique Doppler, sont appliqués à un calculateur de transformée de Fourier à deux dimensions pour la localisation en site et gisement.

Selon une forme d'exécution de ce mode de réalisation, on traite les signaux reçus à partir d'un nombre d'échantillons suffisant pour permettre d'en exploiter le contenu par un traitement linéaire discret sans perdre d'informations, en utilisant des techniques d'étalement dans le temps et de regroupement des échantillons traités. Ces techniques diminuent la vitesse et le nombre des opérations nécessaires au filtrage adapté tout en permettant la détermination en temps réel des quatre paramètres caractéristiques de la cible.

Selon un autre mode de réalisation, on prévoit un dispositif d'émission-réception qui fournit simultanément des premiers signaux modulés en phase en fonction de la direction d'une cible éventuelle et des seconds signaux non modulés.

Ces derniers signaux, qui ne dépendent donc que de la distance et de la vitesse d'une cible éventuelle, sont traités par un filtrage temporel par tranche de distance suivi d'une démodulation par une pluralité de répliques
Doppler pour déterminer une fenêtre temporelle et une valeur de décalage Doppler correspondant à cette cible. On démodule alors ceux des premiers signaux qui correspondent à la fenêtre temporelle précédemment déterminée, pendant une période de modulation spatiale de phase complète du dispositif d'émission-réception (et notamment pendant un tour d'antenne synthétique complet) par la fréquence Doppler respective et le résultat de cette démodulation est traité linéairement en site et en gisement par une opération de transformée de Fourier complexe à deux dimensions. Ainsi, on réalise un découplage du traitement Doppler-distance et du traitement site-gisement.On remarque toutefois que ces traitements ne sont pas obtenus de façon séparée mais en combinaison l'un avec l'autre.

On peut avantageusement utiliser, pour produire ces premier et second signaux, un dispositif d'émission-réception comportant une première antenne émettrice-réceptrice tournant autour d'un premier axe de rotation et une deuxième antenne fonctionnant en réception seulement et diamétralement opposée, de telle sorte que les échos reçus soient dépourvus de modulation spatiale de phase.

Selon une forme d'exécution de ce dernier dispositif, on prévoit d'animer le premier axe d'un mouvement de rotation autour d'un deuxième axe. Des moyens sont prévus pour effectuer une fonction veille à l'aide des seconds signaux qui ne dépendent que des paramètres distance et vitesse, au cours de chaque tour du premier axe autour du deuxième-axe grace à un repérage angulaire de la position de ce premier axer laquelle détermine l'orientation du lobe du dispositif d'émission-réception à chaque instant. Des moyens sont également prévus pour effectuer une fonction poursuite comportant une détection site-gisement de la cible au cours de chaque révolution du dispositif émetteur-récepteur autour du premier axe.

Ce mode de réalisation est particulièrement bien adapté à l'élimination des signaux parasites tels que des signaux de brouillage. On détermine la direction des sources para
sites en combinant les premier et second signaux captés par
le dispositif d'émission-réception. On utilise le résultat de cette détermination pour produire un signal synthétique
à l'aide duquel on traite les premiers signaux reçus pendant une révolution du dispositif d'émission-réception, le résultat de ce traitement étant ensuite linéairement combiné aux
seconds signaux reçus pendant cette révolution, et vice versa, pour obtenir des premiers et seconds signaux pratiquement débarrassés des effets perturbateurs des sources parasites en dehors d'un lobe étroit autour de la direction de chacune de ces sources.

L'invention prévoit également des moyens permettant d'améliorer la résolution de la localisation site-gisement par des techniques d'apodisation!
Ainsi, ce deuxième mode de réalisation de l'invention permet de détecter des cibles avec précision non seulement en-distance mais également en vitesse au cours d'une fonction veille. En outre, ce système permet,d'effectuer simultanément une fonction veille et une fonction poursuite en détectant, à l'intérieur de chaque tranche de distance, une pluralité de cibles en fonction de leur direction, et cela avec une excellente précision malgré la présence des signaux parasites et notamment de brouillage. En outre, ce système s'adapte tout à fait aux radars à impulsions cohérentes codées en phase.

Les explications complémentaires qui suivent, ainsi que la description ci-après d'exemples de réalisation non limitatifs font référence aux dessins annexés, dans lesquels la figure 1 illustre très schématiquement l'organisation d'un radar auquel est appliquée l'invention; la figure 2 est une représentation de principe d'un circuit propre à la mise en oeuvre de l'invention dans le radar de la figure 1; la figure 3 est un diagramme illustrant le processus de démodulation Doppler du dispositif de 'la figure 2; la figure 4 est un diagramme de signaux illustrant une technique de filtrage temporel; la figure 5 est un diagramme illustrant une technique de mise en mémoire et d'exploitation des signaux obtenus à l'issue du filtrage illustré à la figure 4; la figure 6 est un schéma de circuit d'un mode .de réalisation fonctionnant selon le principe de la figure 2; la figure 7 illustre un calculateur optique propre à être utilisé pour la mise en oeuvre de l'invention; la figure 8 représente un dispositif 'd1émission-réception d'un autre type de radar conforme à l'invention; la figure 9 est un schéma de principe équivalent au schéma de la figure 8; la figure 10 illustre une première partie des circuits de traitement du radar de la figure 8; la figure Il représente des systèmes d'axes pour le repérage d'une cible; la figure 12 represente une autre partie des circuits du radar de la figure 8; la figure 13 illustre un circuit d'apodisation utilisable à la sortie du circuit de la figure 12; la figure 14 illustre une forme de réalisation d'un des circuits de la figure 12; la figure 15 représente un système d'axes utilisé pour le repérage d'une cible et d'un brouilleur; la figure 16 représente schématiquement un circuit de localisation d'un brouilleur pour le radar de la figure 8; la figure 17 représente un circuit de traitement des signaux du radar de la figure 8 à partir des informations de localication du brouilleur issues du circuit de la figure 16; et la figure 18 représente un circuit d'apodisation applicable au mode de réalisation de la figure 1.

Un radar 10 (figure 1), à antenne synthétique circulaire omnidirectionnelle, destiné, par exemple, au contrôle de l'espace aérien au voisinage d'un aéroport, comprend une antenne radar 12 d'un type conventionnel, par exemple bicne à polarisation verticale, pour émettre et recevoir des signaux dans un lobe de forme désirée. Cette antenne est montée à rotation au bout d'un bras 14 autour d'un axe vertical 16 passant par le centre 0 du trajet circulaire de l'antenne. Dans cet exemple, l'antenne possède un gain de 6 db et son orientation et son lobe sont prévus de façon à couvrir un angle de O à 600 en site compté à partir du plan de rotation de l'antenne et de 3600 en gisement e autour de cet axe. La vitesse de rotation S de l'antenne est de 10 tours par seconde et la longueur R du bras 14 est de 0,80 mètre.

L'antenne 12 est alimentée à travers un joint tournant 18 et un circulateur 19 par un émetteur impulsionnel 20 transmettant une énergie hyperfréquence, par exemple de fréquence égale à 3 gigahertz pour une puissance de crête de 10 kilowatts. Les impulsions émises ont une largeur de 1 microseconde et une période de récurrence Tr = 66 microsecondes, ce qui correspond à l'émission de 1500 impulsions par tour d'antenne. Cette période permet, pour la fréquence de 3 GHz, de déterminer sans ambiguité, sur une distance de 10 kilomètres, la distance cible-radar par la mesure de l'intervalle de temps séparant une impulsion émise de l'écho reçu.

Les signaux d'échos issus d'une cible telle qu'un avion 24 sont captés par l'antenne 12 et transmis à travers le circulateur 19 à un étage hyperfréquence 25 bloqué en période d'émission et dont la sortie 26 délivre des signaux à deux changeurs de fréquence 28 et 29 attaqués respectivement par des signaux sinusoidaux délivrés par des oscillateurs locaux en quadrature sur leurs entrées 30 et 31. Les changeurs de fréquence 28 et 29 fournissent sur leurs sorties 32 et 33 des signaux sans porteuse et en quadrature, qualifiés de voies cosinus et sinus, dont le traitement permet de déterminer les différents paramètres caractéristiques de la cible 24.

On définit la position de la cible 24 par sa direction 35 qui forme un angle # avec la verticale 16, le plan défini par les droites 16 et 35 ayant une trace 36 dans le plan horizontal qui forme un angle e, dit de gisement,avec une direction de référence OX dans ce plan. L'angle de site est le complément à #/2 de l'angle f
Si l'on compte les impulsions émises par l'antenne à chaque tour à partir de l'instant où elle passe par l'axe OX, 1 'im- pulsion d'écho correspondant à la nième impulsion émise peut être représentée mathématiquement par les relations (1) C(tn) = a cos[ +#dtn - 4# R sinf cos ( Qtn-e)l (tn) = a sin[ # +#dtn - 4# R sin# cos ( #tn-#)] t n = n T xd = - 2( c
r c dans lesquelles C(tn) et S(tn) sont les signaux d'échos présents aux sorties 32 et 33, et représentent les composantes d'un signal complexe que l'on écrira par la suite selon une notation simplifiée suivante

la relation entre crochets étant la même pour les signaux
C et S.

Dans ces relations T r est la période de récurrence; wd la pulsation Dopplerdes échos reçus; est la pulsation de la porteuse des impulsions émises,
V la vitesse de l'avion en projection le long de la direction 35; c la vitesse des ondes émises; et
A leur longueur d'onde; est un terme de phase origine inconnu, mais fixe si l'on considère que la cible reste stationnaire sur la durée de la mesure; a est une fonction créneau, ou porte, de largeur d'une microseconde décalée de l'instant d'émission de l'impulsion correspondante d'une quantité 2r/c dans laquelle r est la distance entre le point O et la cible 24.

Ainsi, pour les échos captés par le radar, la position dans le temps de la fonction créneau a est porteuse d'une infor mation sur la distance radar-cible,la phase Doppler t tn porte une information sur la vitesse relative radar- cible V et la phase des signaux d'échos reçus porte une information relative à la direction radar-cible. Plus précisément, cette phase est modulée spatialement en fonction de la rotation de l'antenne à la vitesse angulaire çt par rapport à une origine de phase correspondant au gisement e de la cible. En outre, l'amplitude ou la profondeur de modulation de cette phase, soit (4 71R/X) sin , porte en elle une indication du site de la cible.Afin d'extraire un ou l'ensemble des différents paramètres de distance, vitesse gisement et site, on utilise un traitement de filtrage adapté.

Dans le dispositif dont la description suit, on traite en parallèle les signaux C (tn) et S (tn), puis on les combine en fin de traitement. En conséquence, on décrira seulement le traitement appliqué à l'une des voies.

Les signaux issus de chacune des voies cosinus et sinus sont échantillonnés à une cadence de N échantillons dans l'intervalle de temps séparant l'émission de deux impulsions successives. A cet effet, les signaux par exemple issus de la voie cosinus 32 sont appliqués à l'entrée 50 (figure 2) d'un convertisseur analogique-numérique 52 et les échantillons numérisés résultants enregistrés dans une mémoire 54 comprenant P lignes et N colonnes, chaque position de mémoire au croisement d'une ligne et d'une colonne-étant propre à enregistrer un mot de huit (8) bits représentatif d'un échantillon de signal. L'enregistrement est effectué à l'aide d'un multiplexeur 56 connecté à la sortie 53 du convertisseur 52 et dont les sorties sont connectées aux entrées respectives à à 56p des P lignes de la mémoire 54. Les entrées 571 à 57N des colonnes de cette mémoire sont contrlées par un circuit d'adressage 58, l'entrée 57. étant validée pendant la fenêtre temporelle d'indice i.

A la suite d'une première impulsion déterminée par le passage de l'antenne dansla direction de référence OX, le
N échantillons de signal qui correspondent à N fenêtres temporelles successives dans l'intervalle de temps séparant cette impulsion de la suivante, sont ainsi appliqués en série à l'entrée 561 de la mémoire 54 et enregistrés dans les positions respectives de la première ligne de cette mémoire. Le remplissage de la mémoire 54 se poursuit de la sorte ligne par ligne à la suite de chaque impulsion émise jusqu'à la ligne 56p lorsque l'antenne a parcouru un tour complet après l'émission de P impulsions (P = To (To = période de rotation de l'antenne).

Si le sens de la vitesse de la cible est connu, la plage de fréquence Doppler des échos s'étend d'un même côté de la valeur nulle. On suppose que cette plage de fréquence Doppler C F contient Q valeurs possibles, ou répliques, qui, compte tenu de la résolution cherchée pour la détermination de la vitesse, forment une suite croissante de fréquences successives dont le pas est To Z c'est-à-dire égal à la fréquence de rotation de l'antenne 12.

Par une technique de compression dans le temps, on lit le contenu de la mémoire 54 à une vitesse Q fois plus grande que la vitesse d'enregistrement. A cet effet, chaque colonne de sortie 611 à 61N est connectée, par exemple par un multiplexeur 63, à l'entrée 66 d'un démodulateur 64 une fois par tour d'antenne. Le contenu de chaque colonne 61. est alors lu successivement Q fois par adressage des lignes 65 à 65p à l'aide d'un dispositif 67.

Le démodulateur 64 reçoit sur son entrée 68 les signaux d'un oscillateur local 70 dont la fréquence est incrémentée par pas pendant chaque période comprimée de rotation de l'an - To 1 To 2 tenne, N N etc., selon un diagramme représenté par la figure 3.Si A F est la plage de fréquences Doppler possibles, la valeur d'incrémentation de fréquence entre cha que pas de fréquence est 8 F/Q = T1 ; la durée de chaque
To
To pas de fréquence étant A Ti = N x Q Pendant la durée du pas de fréquence i, l'oscillateur local 70 produit un signal numérique de la forme : sin X dj qui module les signaux issus de la lecture de la colonne 61i pour produire à la sortie 72 du modulateur 64 un signal correspondant à la démodulation par la réplique de la fréquence i du signal formé par les échantillons des signaux reçus pendant la fenêtre temporelle d'indice i.

Ainsi, pour chaque tranche de distance possible ri, les signaux correspondants sont successivement démodulés par les Q valeurs Doppler possibles et le résultat est transmis à une entrée 82 d'un transformateur de Fourier complexe à deux dimensions 80 qui reçoit sur son autre entrée 84 les signaux issus d'un traitement analogue de la voie sinus à la sortie 33.

Le transformateur de Fourier à deux dimensions 80 opère une corrélation de phase entre chaque signal démodulé de durée
A ti = To/NQ et une batterie de signaux répliques reproduisant toutes les configurations possibles de structure de phase dans la plage possible d'évolution des paramètres
O et . Elle se reproduit Q fois pour chacune des N fenêtres temporelles pendant un tour d'antenne.

Les signaux aux sorties 85 et 86 correspondent donc au produit des échantillons des signaux reçus sur un tour de l'antenne par l'ensemble des répliques de ces signaux pour des distances, des vitesses et des directions possibles du système radar-cible dans des plages prédéterminées avec une résolution donnée. La réplique de distance, vitesse et direction (site et gisement) dont les paramètres de défini tion sont égaux à ceux de la cible correspond à un maximum du module des signaux complexes aux sorties 85 et 86. En détectant cette valeur maximale, on peut déterminer les valeurs des paramètres recherchés. Cette détermination peut s'effectuer à l'aide de techniques d'écartométrie connues.

On peut donc obtenir par une procédure de traitement du signal entièrement linéaire quatre paramètres caractéristi ques d'une cible à l'aide d'un radar à une seule antenne.

La mise en oeuvre de la procédure décrite dépend de l'utilisation d'un nombre d'échantillons du signal suffisant pour chaque période de traitement, soit ici un tour de l'antenne. Elle dépend également du nombre de valeurs possibles de la distance (nombre de fenêtres temporelles), de la vitesse (nombre de valeurs Doppler essayées) et des paramètres de direction (nombre de combinaisons d'angles e , (p mis en oeuvre dans le calculateur 80), pour la formation de répliques utilisées dans le traitement.

Chaque valeur de la fonction d'ambiguité, c'est-à-dire du signal complexe obtenu aux sorties 85 et 86 du calculateur 80 résulte du produit des échantillons des signaux reçus sur un tour par une de ces répliques. Si le nombre de valeurs possibles de chacun de ces paramètres est grand, le nombre de répliques, qui est le produit de toutes les valeurs possibles des différents paramètres, peut êtreconsidérable. Lorsqu'on désire obtenir les valeurs des paramètres en temps réel, c'est-à-dire dans un temps qui est au plus égal à une période de rotation de l'antenne, on peut se heurter à une insuffisance de vitesse des calculateurs existants.

A titre d'exemple, on suppose que la vitesse maximum des avions pris en charge par le radar de la figure 1 est de 300 kilomètres par heure, son sens étant connu selon que les avions atterrissent ou décollent, et l'accélération relative inférieure ou égale à 1 g. En raison de la configuration de l'antenne 12, les valeurs de gisement des cibles varient de O à 3600 et les valeurs de dans une plage de 600. Le nombre de répliques nécessaires en 0, + pour couvrir les possibilités d'évolution angulaire de la cible, est de 2 000, compte tenu de la résolution angulaire de l'antenne. Pour la plage de vitesse considérée, la gamme de fréquence Doppler est de 3 000 hertz.La résolution Doppler étant au plus égale à la fréquence de rotation de l'antenne soit 10 Hz, le nombre de répliques Doppler à utiliser est de Q = 300. La distance parcourue par les signaux émis en une microseconde étant de 150 mètres, l'intervalle de réception entre deux impulsions permet de couvrir une distance de 10 kilomètres. On note que, en raison de la durée de chaque impulsion égale à une microseconde,cette distance de 150 mètres représente la plage d'incertitude affectant la distance de la cible. Pour couvrir complètement la plage de distance radar-cible avec la résolution maximale, le nombre de fenêtres temporelles doit donc être au minimum égal à 66. (T r = 66 microsecondes).Le nombre total de répliques nécessaires pour traiter les signaux reçus pendant une période est donc de' 2 000 x 300 x 66 soit environ 4.107 pour chaque tour d'antenne Si l'on désire réaliser le traitement décrit ci-dessus en temps réel, sachant qu'un tour d'antenne est effectué en 0,1 seconde, les vitesses de calcul à mettre en oeuvre nécessitent une bande passante de lecture des signaux en sortie du calculateur 80 voisine de 400 MHz.

On prévoit,dans l'exemple qui suit, diverses dispositions pour réduire le débit d'entrée des échantillons au cours de chaque phase du traitement sans perdre d'information et de façon à diminer le débit de sortie en lecture.On part de la constatation que, même à la vitesse la plus élevée, l'avion reste dans une porte de distance de 150 mètres pendant une durée de 1 seconde, soit pendant 10 tours d'antenne. On remarque en outre que, pendant un tour d'antenne, le récepteur reçoit 1500 impulsions en provenance d'une cible, impulsions dont le nombre de tours de phase ne peut excéder 300 en variation Doppler ou 200 en fonction de la modulation apportée par la rotation de l'antenne. Le nombre de tours total de phase résultant à la fois de la modulation du
Doppler et de la modulation de la rotation d'antenne est donc de 500 pour chaque tour d'antenne, soit 500 hertz. I1 suffit donc de 500 échantillons complexes en un tour (0,1 se conde) pour décrire convenablement la modulation Doppler et la modulation due à la rotation de l'antenne. Pour obtenir ces dernières à partir de 1 500 impulsions,on pourra sommer en amplitude et en phase (c'est-à-dire sur les voies sinus et cosinus) trois impulsions consécutives avant d'aborder le traitement Doppler, ce qui a pour effet d 'amé- liorer le gain en débit et en rapport signal sur bruit avant ce traitement.Enfin, on remarque que, pour obtenir le nombre d'échantillons minimum nécessaire à la localisation angulaire e et , , il suffit de 250 échantillons conformé- ment au critère de Shannon régissant les conditons opératoires d'un filtrage adapté. On pourra donc sommer, à l'issue du traitement Doppler, deux échantillons consécutifs en amplitude et en phase sans perdre d'information pour effectuer la corrélation spatiale site et gisement.

Mettant à profit ces observations, on définit pendant chaque tour d'antenne un groupe de sept fenêtres temporelles successives d'une microseconde chacune. Sur la figure 4A, on a représenté le diagramme des P impulsions A1 à Ap émises au cours de chaque tour successif de l'antenne; sur la figure 4B, on a représenté un groupe de sept fenêtres temporelles d'une microseconde chacune s'étalant sur une période de 7 microsecondes suivant immédiatement la fin de l'impulsion respec- tive A1 ... Ap émise au premier tour de l'antenne.

Sur la figure 4C, on a représenté des groupes de sept fenêtres successives d'une microseconde chacune occupant un intervalle de temps compris entre 7 microsecondes et 14 microsecondes suivant chaque impulsion A1 à Ap émise pendant le deuxième tour d'antenne.

Sur la figure 4D, on a représenté un nième groupe de sept fenêtres temporelles d'une microseconde chacune couvrant un nième intervalle de sept microsecondes entre 7i+l et
7(i+l) microsecondes suivant les impulsions A1 à Ap émises au ième tour d'antenne.

Les échantillons de signal successifs recueillis au cours du premier tour sont placés dans une mémoire 100 (figure 5) dont chaque ligne enregistre les sept échantillons dans les fenêtres temporelles suivant une impulsion respective (figure 4A), caractérisée par son rang de 1 à 1500 dans la période de rotation de l'antenne. Ainsi, dans les sept premières cases de la première ligne de la mémoire 100 sont enregistrés les sept échantillons (sept mots de huit bits) recueillis pendant le groupe de sept fenêtres B1 suivant l'impulsion A1 de la figure 4A.Dans les sept premières cases (colonnes) de la deuxième ligne de la mémoire sont inscrits les échantillons obtenus pendant le groupe de fenêtres temporelles B2 suivant l'impulsion A2 au cours du premier tour d'antenne, et ainsi de suite, jusqu'au groupe de fenêtres Bp correspondant à l'impulsion Ap, à la fin du premier tour d'antenne. Dans les cases 8 à 14 de la première ligne de la mémoire 100 sont inscrits les échantillons recueillis pendant le groupe de sept fenêtres temporelles C1 de la figure 4C au cours du deuxième tour d'antenne, et ainsi de suite pour les groupes de fenêtres
C2 à Cp de la deuxième à la Pième ligne de la mémoire 100.

Dans les colonnes 7i à 7(i+l) sont inscrits successivement les échantillons recueillis pendant les groupes de fenêtres temporelles I1, I2, etc., de la figure 4D suivant les impulsions émises A1, A2, etc., pendant le ième tour d'antenne.

Le nombre de groupes de fenêtres temporelles B, C, ..., I, etc. est égal à 10 de façon à couvrir la période de récurrence de 66 microsecondes au bout de 10 tours d'antenne.

La mémoire 100 est lue selon un processus de compression dans le temps. Toutefuis, la vitesse de lecture peut être pratiquement dix fois plus faible que dans la réalisation illustrée figure 2 puisque le nombre d'échantillons à lire pendant chaque tour d'antenne est environ 10 fois plus petit.

Au cours du premier tour d'antenne, on effectue une démodu lation Doppler sur les échantillons de chacune des sept premières colonnes de la mémoire (sous-groupe B); au deuxième tour, on effectue le même traitement pour les colonnes 8 à 14 (sous-groupe C), etc. En outre, les échantillons successifs de chaque colonne sont sommés trois par trois de façon à obtenir un signal de P/3 = 500 échantillons pour chaque séquence de démodulation par Q = 300 répliques Doppler. La vitesse de lecture de la mémoire est donc environ 30 fois plus faible que dans l'hypothèse de la figure 2.

On a représenté schématiquement sur la figure 6 un convertisseur analogique-numérique 112 qui reçoit sur son entrée 110 la voie cosinus du récepteur de la figure 1. Les signaux de sortie 114 sont transmis à un dispositif de sélecteur 116 propre à sélectionner sept fenêtres temporelles successives pour chaque tour d'antenne. Le sélecteur 116 est commandé,par des moyens non représentés, pour décaler le groupe de sept fenêtres à chaque passage de l'antenne 12 le long de la direction de référence OX (figure 1).Les signaux transmis par la porte-116 au cours du premier tour d'antenne sont envoyés à travers un multiplexeur 118 à sept sorties à un circuit de sommation trois par trois 120 qui transmet sur ses sept sorties parallèles 122 les échantillons correspondant au premier groupe de colonnes B de la figure 5 à une ligne respective d'une mémoire 125 qui comprend 7 lignes et 500 colonnes.

Les 500 mots de la première de ces sept lignes sont lus 300 fois en 1/70ème de seconde, soit à une vitesse environ dix fois plus grande que leur vitesse d'inscription, successivement, de façon à faire apparaitre 300 fois à l'entrée 127 d'un multiplieur rapide 128 un signal numérique corres ponant à une première porte de distance respective. Ce signal est modulé à chaque fois par une des 300 valeurs de fréquence Doppler possibles appliquées sur l'entrée 130 du multiplieur 128 par un oscillateur local 132 selon les principes exposés précédemment à propos des figures 2 et 3.

Chaque signal ainsi démodulé par une valeur respective de
Doppler comprend 500 échantillons qui sont additionnés deux à deux dans un additionneur série 134 avant d'être convertis en signaux analogiques par un convertisseur 135 dont la sortie 136 est reliée à une entrée cosinus 137 d'un calculateur optique 140 de traitement de localisation site-gisement possédant une entrée sinus 138. Ce traitement est répété 300 fois pour les échantillons de chaque tranche de distance lue dans la mémoire 125. On traite sept tranches de distance pour chaque tour d'antenne, l'ensemble-du traitement s'effectuant en une seconde sur 10 tours d'antenne
La durée du signal issu de chaque modulation élémentaire est de 170 x 300 , soit environ 50 microsecondes.La cadence
70 de ce signal qui comporte 500 échantillons est donc de 10 MHz et celle du signal à la sortie de l'additionneur 134 est d'environ 5 MHz.

Le calculateur 140 dispose donc de 50 microsecondes pour effectuer le traitement de chaque train de 250 échantillons analogiques en sortie du convertisseur 135.

Un tel traitement de localisation site gisement peut s'effectuer linéairement de façon quasi-instantanée, par la multiplication des 250 échantillons par 2 000 répliques de la loi de modulation de phase des signaux reçus en fonction des valeurs de site et de gisement possibles de la cible grâce à un calculateur optique décrit ci-après. Le résultat est obtenu sous forme d'une fonction d'éclairement intégrée par un écran pendant la durée de ce signal de 250 échantillons. On dispose de 50 microsecondes pour lire les éclairements des 2 000 points de cet écran, ce qui correspondrait à une cadence de lecture série de 40 MHz.

Un calculateur optique 140 permettant d'aboutir à ce résultat comprend (figure 7) deux entrées 137 (cosinus) et 138 (sinus) qui reçoivent 300 séries, ou trains, de 250 échantillons chacun, sept fois par tour d'antenne. Ces échantillons analogiques sont transmis aux entrées respectives 102 et 104 des multiplexeurs 105 et 106 possédant chacun
M = 250 conducteurs de sortie 107 et 108 pour attaquer un nombre M de sources lumineuses 1511 à 151M' d'une part, et 161 à 161M d'autre part, alignées pour former des rampes lumineuses rectilignes respectives parallèles 150 et 160.

Le dispositif de synchronisation des multiplexeurs 105 et 106 n'a pas été représenté. Les éléments émetteurs lumineux 151 peuvent être constitués par exemple par des diodes électroluminescentes possédant une grande dynamique d'intensité d'éclairement et une bande passante élevée.

Les sources 1511 à 151M, ainsi que les sources 1611 à 161M, sont-réparties de façon régulière le long des rampes respectives 150 et 160 de telle façon qu'elles soient successivement éclairées dans l'ordre des abscisses croissantes comptées à partir des diodes 151 et 161 en réponse aux échantillons successifs des trains de signaux reçus.

Si la fréquence de numérisation des signaux par le convertisseur analogique numérique 112 (figure 6) et son homologue de la voie sinus est, irrégulière, on agence les diodes électroluminescentes 151 et 161 selon des abscisses correspondant à la répartition dans le temps, au cours d'une période de rotation de l'antenne, des échantillons numérisés de façon à établir une correspondance entre la répartition le long des rampes des diodes excitées et la distribution dans le temps des échantillons correspondants.

Chacune des diodes 151 et 161 est excitée en permanence par un signal électrique continu produisant une intensité d'éclairement constante aO, à laquelle vient se superposer l'intensité correspondant à l'excitation électrique de ces diodes par les signaux transmis par les lignes 107 et 108.Ainsi, on peut exprimer l'éclairement produit par chaque diode électroluminescente 151n et 161n correspondant à un échantillon d'ordre n dans le train élémentaire de signaux traités en fonction de son abscisse xn dans la rampe respective 150, 160 par l'expression (23) il (xn) = aO + a cos # (xn)
i2 (xn) = aO + a sin # (xn)
ip (xn) = , + 4TrR sin # cos 2# (xn-x)
n # L n
Xn = 2 # # t n
' x # = #L
2#
#' = # + # .'dj tn
Les termes il et i2 désignent respectivement les intensités d'éclairement des diodes d'abscisse xn sur les rampes 150 et 160.L est la longueur commune de ces rampes. t n représente l'instant de réception de l'échantillon n au tour d'antenne considéré, en échelle de temps comprime. #'dj est le résidu Doppler du train élémentaire traité après démodulation par le nième échantillon de fréquence Doppler.

Le terme #'dj t n étant constant, l'ensemble # + #'dj tn correspond à une phase déterminée '. On constate que les signaux d'éclairement définis par les relations (23) sont distribués le long des rampes 150 et 160 conformément à la distribution dans le temps des 250 échantillons du signal complexe d'entrée défini sur une période de 1/70x 300)secondes par la relation

Face aux rampes 150 et 160 et perpendiculairement à leur direction sont alignés deux écrans 154 et 164 formés d'éléments photodétecteurs juxtaposés dans leur surface selon une matrice propre à intégrer les signaux d'éclairement pendant la durée d'application des 250 échantillons aux rampes 150 et 160.Les éclairements respectifs sont détectés par un dispositif de lecture 170.

Entre les écrans 154 et 164 et les sources 1511aM et 1611àM sont disposés, dans un même plan parallèle au plan des rampes 150 et 160, trois masques à transparence variable respectivement 181, 182 et 183. Ces masques sont allongés dans une direction parallèle aux sources 150 et 160 et alignés entre eux dans la direction perpendiculaire. Des dispositifs de diaphragmes sont prévus entre les sources et les masques de telle façon que seuls puissent atteindre l'écran 154 les rayons lumineux issus de la rampe 150 et transmis par le masque 181 et les rayons lumineux issus de la rampe 160 et transmis par le masque 182. De même, seuls peuvent atteindre les points de la surface de l'écran 164 les rayons issus de la rampe 150 à travers le masque 182 et de la rampe 160 à travers le masque 183.En outre, les dispositions relatives de ces rampes, masques et écrans sont telles que si l'on aperçoit à partir d'un point 155 de l'écran 154 la rampe 150 à travers un segment 184 du masque 181 et la rampe 160 à travers un segment 185 du masque 182, il existe un point 165 de l'écran de même abscisse que le point 155 parallèlement aux rampes 150 et 160, à partir duquel on aperçoit la rampe 150 à travers le même segment 185 du masque 182, la rampe 160 étant vue de ce point 165 à travers un segment 186 du masque 183.

Les segments 184, 185 et 186 ont une longueur L', le rapport des longueurs L' et L étant déterminé par le rapport des distances Xcrans-masques et écrans-rampes.

On définit les positions des points de chaque écran dans son plan à l'aide d'un système de coordonnées OX parallèlement aux rampes et OY dans ladite direction perpendiculaire. La transparence des masques 181 à 183 varie selon une loi modulée spatialement en phase périodique parallèlement à l'axe OX et dont la profondeur de modulation de phase varie en fonction de l'ordonnée Y du point considéré.

Les relations définissant la transparence en chaque point des masques 181, 182 et 183 en fonction de ses coordonnées
X , Y respectivement T1fX, Y), T2(X,Y) et T3(X,Y) sont définies par les relations suivantes (25) T1 (X,Y) = 1 + cos t(X,Y'
T2 (X,Y) = 1 + sin (X,Y) T3 (X,Y) = 1 - cos t(X,Y)
ç (X,YO)= cos (YO cos 2r LX, yO = 4rR sin # O
Dans ces relations, la valeur 1 représente une valeur de transparence moyenne autour de laquelle la transparence de ces masques est modulée par une fonction de t (X,YO).

On a représenté très schématiquement par des courbes 187 sur la figure 7 les lignes d'opacité maximale de ces masques
La longueur L' des segments 184, 185, 186 est égale å la période de modulation spatiale, parallèlement à l'axe OX, de la phase de la loi de transparence.

Aux écrans 154 et 164 sont affectés des systèmes d'axes cartésiens respectifs, l'axe parallèle aux rampes 150 et 160 étant repéré en valeur d'angle e de la cible et l'axe perpendiculaire en sinus de l'angle # . Les points homologues 155 et 165 définis précédemment en relation avec les segments 184, 185 et 186 ont les mêmes coordonnées dans leur système respectif.

A partir de chaque couple de points 155 et 165, de coordonnée e O et sin 0, les sources 151 et 161 des rampes 150 a 160 sont vues à travers des ensembles respectifs de points des segments 184, 185 et 186. A chacun de ces segments correspond un de ces ensembles de points dont les transparences définissent une réplique de la fonction d'éclairement des rampes 150 et 160.

Les valeurs des répliques de transparence associées aux segments 184, 185 et 186 sont définies par la position des points 155 et 165. On détermine la taille des écrans 154 et 164 de façon à obtenir un nombre de répliques de transparence des masques 181, 182 et 183 suffisant pour le traitement de la fonction d'éclairement des rampes 150 et 160.

I1 existe une correspondance entre l'ordonnée de chaque point des écrans 154 et 164 et l'ordonnée Y0 de la réplique correspondante. Cette dernière correspond à une profondeur de modulation de phase 4XR sin 0 de la loi de transparence dont la forme est analogue à celle de la fonction d'éclairement (relation 23) et par conséquent définit une valeur de sinus d'un angle estimé O. Chaque ordonnée d'un point 155 détermine donc une valeur sin 0 de la réplique.

De même, chaque abscisse, parallèlement aux rampes 150, 160 d'un point'l55, 165 correspond à une origine de phase d'abs- cisse XO de la réplique de transparence respective dans les masques 181, 182 et 183. Cette origine de phase correspond dans la réplique à une origine de phase x de la fonction d'éclairement des rampes (elle-même dépendante de e ). Ainsi, les points 155 et 165 définissent des valeurs estimées de gisement e0 et de l'angle 0 pour la formation d'une réplique respective o0, (pO de la fonction d'éclairement.

La longueur de chacun des masques 181, 182, 183, parallèle ment aux rampes 150 et 160 est égal au minimum à deux périodes de modulation L'. Cette disposition permet de s'assurer que, quelle que soit la position en e des points 155 et 165 dans une plage donnée d'angle de gisement, on obtient une réplique de transparence le long d'un segment 184, 185 ou 186 continu.

Ainsi, les fonctions d'éclairement des rampes 150 et 160 sont modulées par ces répliques de telle sorte qu'en chaque point 155 l'éclairement obtenu en réponse aux 250 signaux à traiter correspond à la somme de la corrélation de la fonction d'éclairement de la rampe 150 par la réplique correspondante du masque 181 et de la corrélation de la fonction d'éclairement de la rampe 160 par la réplique définie par le segment 185.

Plus précisément, l'intensité d'éclairement d'un point 155 de l'écran 154 pendant une période d'éclairement des rampes 150 et 160 peut s'exprimer sous la forme

Le développement de l'expression I fait apparaître quatre groupes de termes, respectivement 111 = 2N aO, terme d'éclairement constant; 12 NaO # 2 JO (4#R sin #) ou JO est la fonction de Bessel de première espèce.

Le terme I12 ne dépend que de l'ordonnée du point 155 sur l'écran et non des coordonnées O et # définissant la direction de la cible.

I13 = Na0 #2 JO (4#R sin #O)
# terme parasite qui correspond à la somme des éclairements issus des rampes 150 et 160 et qui est donc constant en chaque point de l'écran; et 114 = NaO JO (4#R d) cos #
# où d est proportionnel à l'écart angulaire entre la position vraie e, # et la position estimée e01 0.

Le terme I14 correspond à la composante cosinus de la transformée de Fourier de la fonction d'éclairement complexe des rampes 150 à 160.

De la même manière, l'éclairement du point 165 conjugué du point 155 sur l'écran 164 représente la somme de la corrélation de la fonction d'éclairement de la rampe 150 par une réplique respective du masque 182 et de la corrélation de la fonction d'éclairement de la rampe 160 par une réplique respective du masque 183. Cet éclairement est composé de trois termes parasites dont deux sont constants sur l'écran et un troisième est constant le long de chaque ligne de l'écran parallèle aux rampes.

Le terme utile de l'éclairement du point 165 correspond à la composante sinus de la transformée de Fourier de la distribution d'éclairement appliquée aux rampes 150 et 160 selon la relation
4#R
I24 = Na0 JO ( # d) sin #
Les écrans 154 et 164 sont composés par des bandes d'éléments photodétecteurs allongés parallèlement aux rampes 150, 160 de façon à définir pour l'écran 154 quatre bandes 1561, 1562, 1563 et 1564 et de même quatre bandes 1661 à 1664 pour l'écran 164. Chacune des bandes 1561 à 1564 de l'écran 154 est affectée d'un dispositif de lecture propre 1711 à 1714. Ces dispositifs opèrent en parallèle à la fin de chaque cycle d'application des signaux d'éclairement des rampes 150 et 160.Ils délivrent à leurs sorties 172 respectives des signaux série à un filtre passe-haut 173 qui élimine les trois composantes d'éclairement parasites. Celles-ci comprennent en effet deux composantes continues sur l'ensemble de l'écran pius une composante continue le long de chaque barrette individuelle lue par les dispositifs 1711 à 1714.11 subsiste donc à la sortie 1741 de chaque filtre 1731 un signal utile correspondant à la composante en cosinus de la transformée de Fourier de la fonction d'éclairement des rampes 150 et 160 pour la portion respective de l'écran 154.

L'écran 164 est équipé d'un dispositif de lecture analogue comprenant quatre circuits de lecture de bande 191 à 1914, suivis de filtres 1931 à 1934, qui délivrent à leurs sorties 1941 à 1944 des signaux utiles correspondant à la composante sinus de la transformée de Fourier de la fonction d'éclairement recherchée.

Les signaux aux sorties 1741 et 1941 sont élevés au carré dans des circuits à diodes respectifs 1751 et 1951 et sommés dans un circuit de sommation 1961 qui délivre à sa sortie 1971 un signal du carré du module de la transformée de Fourier pour une bande d'espace de 3600 en gisement, (rotation d'un tour de l'antenne) dans un angle d'ouverture en site égal au quart du champ d'observation surveillé par le radar.

Si l'on suppose que le champ d'observation en site est de 600, les signaux à la sortie 197 concernent donc une bande de 150 en . Ils sont analysés par un dispositif non représenté afin de détecter la position en et en e d'une cible éventuelle par la détection de coordonnées d'un maximum de la transformée de Fourier correspondante.

Le dispositif de lecture 170 comprend, pour chacun des écrans 154 et 164, une chaine de traitement analogue pour les autres bandes 1562 à 1564 et 1662 à 16647 dont les signaux sont combinés dans des circuits de sommation 19627 1963 et 1964 après élévation au carré pour fournir à leurs sorties respectives 1972, 1973 et 1974 les carrés'des modules de la transformée de Fourier pour la totalité de l'espace surveillé en gisement et des bandes respectives d'une ouverture de 150 en site.

Les signaux sur les sorties 197 à 1974 correspondent à la lecture de 2 000 points par interrogation simultanée de quatre bandes de 500 points chacune dans un temps de 50 microsecondes.

Ainsi, avec une cadence de lecture sur chacune des voies de sortie 197 à 1974 de 10 megahertz, on effectue l'analyse en site et en gisement du produit de 300 démodulations
Doppler tous les 70èmes de seconde , ce processus étant répété pendant dix tours d'antenne, soit une seconde pour le balayage de 66 tranches distance.

Le dispositif ainsi décrit permet la détection dans une fonction veille d'un grand nombre 'de cibles dans un angle de 600 en site et 3600 en gisement. Grâce au traitement linéaire ainsi réalisé, le rapport signal/bruit issu de l'analyse est excellent. Ce traitement ne donne naissance à aucun écho artificiel tel que l'on peut en rencontrer dans les techniques de traitement du type multiplicatif.

I1 est en outre possible d' obtenir, conformément à l'invention, une amélioration supplémentaire de la résolution en sortie d'un calculateur de transformée de Fourier complexe à deux dimensions tel que le calculateur 80 de la figure 2, ce calculateur pouvant être du type optique ou d'un autre type.

Les sorties cosinus 85 et sinus 86 (figure 18) du transformateur de Fourier à deux dimensions 80 sont élevées au carré dans des circuits 704 et 705 respectifs, et les signaux ainsi obtenus sont additionnés, mot à mot, dans un additionneur 706 dont la sortie 710 fournit des signaux représentatifs du module de la transformée de Fourier complexe à quatre dimensions (distance - vitesse- site et gisement) sous la forme d'échantillons successifs, pour chaque produit de la demodulation Doppler en sortie du démodulateur 64. La sortie 710 du dispositif 706 est connectée à un multiplexeur 712 à travers un extracteur de racine carrée 711 délivrant des signaux correspondant au module W. de la fonction d'ambiguité pour la valeur Doppler j/To essayée.

On applique les valeurs de fréquences de répliques Doppler successives à partir de l'oscillateur 70 sur l'entrée 68 du démodulateur 64 par intervalle de deux pas de fréquence
Doppler, c'est-à-dire 2/To. En outre, on prévoit d'appliquer les signaux de sortie W. du circuit 711 à travers un multi
3 plexeur 712 alternativement à une mémoire 714 pour la réplique Doppler j/To, dont la sortie 715 est connectée à l'entrée d'un circuit de soustraction 717 et directement pour le pas de fréquence suivant (j+2)/To à l'autre entrée 718 de ce circuit de soustraction 717 de façon à obtenir en sortie de ce circuit de sortie 720 un module différentiel wj,j+2 = wj - wj+2
La suite des fréquences ainsi appliquées par paires successives par l'oscillateur 70 peut prendre la forme suivante

(j entier)
Un dispositif de synchronisation 725 commande le multiplexeur 712 et l'oscillateur local 70 de façon à aiguiller le premier signal d'une paire de signaux successifs sur la mémoire 714 et le second directement sur l'entrée 718 pendant que le contenu de la mémoire 714 est lu et appliqué à l'entrée 719 du circuit de soustraction 717.

Pour la valeur Doppler jo/To qui correspond à la vitesse effective de la cible dans la tranche de distance de celle-ci, la fonction Wjo présente un maximum accusé pour les valeurs
e et de la cible. Conformément aux propriétés-des fonctions de Bessel, dans le signal différentiel Wj0,j0+2, le pic de la fonction Wj0 est pratiquement conservé, la fonction WjO+2 présentant une valeur très faible en ce point.En revanche, en raison de l'égalité approximative des valeurs des fonctions Wj0 et WjO+2 en dehors de la zone de ce pic, les lobes secondaires de la fonction Wj07 jO+2 ont une amplitude relative considérablement réduite par rapport à ceux de la fonction WjO seule. Cette amplitude relative atteint - 18 db pour le premier lobe latéral.

On obtient ainsi à la sortie 720 du dispositif soustracteur 717 une fonction Wj0,j0+2 qui améliore très sensiblement le taux de fausse alarme dans une fonction veille ou une fonction poursuite en écartométrie de type classique.

On peut également prévoir deremplacer l'émission d'impulsions par l'antenne par une émission d'un signal modulé linéairement en fréquence dans une bande d F = l/T pendant une durée C T où C est un taux de compression. Ainsi, le signal représentatif de la fréquence émise est un signal en dents de scie de période C T . On utilise alors à l'entrée du dispositif de réception de l'antenne un dispositif de compression inverse de celui de l'émission du type connu sous le nom abrégé de SAW (dispositif à onde acoustique de surface) et d'emploi répandu. Le dispositif de compression inverse permet d'obtenir en sortie un signal discontinu dont le rapport signal sur bruit est égal au facteur C pour une valeur d'amplitude crête déterminée de l'émetteur.

Un autre mode de réalisation de l'invention permet d'effectuer un découplage entre le traitement Doppler-distance des signaux d'échos reçus par un radar et le traitement en direction. Ce type de radar permet de cumuler avantageusement une fonction veille et une fonction poursuite après détection d'une cible et permet d'exercer une fonction de contre contremesure. Un système d'émission-réception 200 (figure 8) comprend alors deux dispositifs d'antennes 202 et 204 montés de façon symétrique et diamétralement opposés autour d'un axe de rotation 206 autour duquel ils sont animés d'un mouvement uniforme de rotation à une vitesse angulaire R. par un moteur non représenté. Chacun de ces dispositifs comprend une antenne proprement dite, respectivement 203 et 205 du type à polarisation circulaire bien connu. L'axe des lobes de chacune de ces antennes est dirigé au centre de miroirs paraboliques respectifs 207 et 209 dont les axes focaux sont alignés l'un avec l'autre et montés dos à dos de part et d'autre de l'axe 206. Les axes d'émission des antennes 203 et 205 sont également alignés avec les axes focaux des paraboles 207 et 209 perpendiculairement à l'axe 206. Devant la parabole 207 et incliné à 450 sur son axe focal, est disposé un miroir plan 211 réfléchissant lténer- gie reçue parallèlement à cet axe focal, dans une direction parallèle à l'axe 206. De même, un miroir plan 213 est disposé face à la parabole 209 et incliné sur l'axe focal de ce dernier selon un angle de 45 , les deux miroirs plans 211 et 213 étant symétriques par rapport à l'axe 206.

L'antenne 203 est destinée à fonctionner en émissionréception. Elle est reliée, par l'intermédiaire d'un joint tournant 215 et d'un circulateur 217, à un générateur hyperfréquence 220, d'une part, et d'autre part, à un récepteur 222 dont la sortie est couplée à une entrée 224 d'un calculateur 225.

Comme dans le mode de réalisation précédent, l'émetteur 220 émet des impulsions sur une porteuse de pulsation X avec une période de récurrence Tr. Bien entendu, un dispositif à compression d'impulsion est également utilisable.

L'antenne 205 fonctionne en réception seulement. Elle est couplée par un joint tournant 226 à un circuit récepteur 227 dont la sortie est connectée à une entrée 228 du calculateur 225.

L'ensemble formé par les deux dispositifs d'antennes 202 et 204 est protégé par un radôme cylindrique 230 à fond plat perpendiculaire à l'axe 206 et dont le bord cylindrique 232 enveloppe les dispositifs 202 et 204 pour les protéger des intempéries. I1 permet également de diminuer la résistance de l'air à la rotation des dispositifs 202 et 204 et le bruit engendré par le frottement de l'air lorsque le dispositif tourne à haute vitesse.

Sur le plan mécanique, cette structure présente l'avantage de concentrer l'inertie des antennes et des réflecteurs paraboliques 207 et 209 au voisinage de l'axe de rotation 206, les miroirs 211 et 213 pouvant être réalisés en une structure légère rigide telle qu'un nid d'abeille plastique métallisé par exemple.

Le dispositif de la figure 8 comprend également des moyens non représentés pour entrainer l'axe 206 en rotation autour d'un axe par exemple vertical, ce mouvement pouvant être relativement lent par rapport au mouvement de rotation autour de l'axe 206. Des joints tournants non représentés permettent la liaison entre l'équipage tournant associé avec l'axe 206 et les dispositifs d'émission et de réception.

Sur le plan radioélectrique, on peut considérer que le système de la figure 8 est équivalent à celui de la figure 9 dans lequel les deux antennes 203 et 205 sont remplacées par deux antennes 203' et 205' qui constituent leurs images dans les systèmes de miroirs, respectivement, 207 et 211 pour l'antenne 203 et 209, 213 pour l'antenne 205. Ces antennes 203' et 205' sont entraînées en rotation autour de l'axe 206 à l'extrémité de bras respectifs 236 et 238.

Elles intéressent, en émission, et/ou en réception, un angle solide respectif t d'axe parallèle à l'axe 206.

A partir d'une certaine distance du système d'antenne, les lobes des antennes 203' et 205' sont confondus de sorte que l'amplitude des ondes émises ou reçues est pratiquement constante au cours du temps. Une cible 240 frappée par des signaux émis par l'antenne 203' renvoie des échos aux deux antennes 203' et 205' d'amplitude sensiblement constante et qui, dans le cas de l'antenne 203', sont modulés spatialement en phase en fonction du mouvement de rotation de cette antenne, lorsque la direction 242 de la cible par rapport au centre O des bras d'antennes 236 et 238 est distincte de l'axe 206. Cette direction 242 est alors caractérisée par son angle avec l'axe 206 et par un angle e entre une direction de référence ON dans le plan balayé par les bras 236 et 238 et le plan défini par la cible et l'axe 206.Les signaux d'échos captés par les antennes 203' et 205' (dans ce qui suit on parlera indifféremment des antennes 203' et 205' ou des dispositifs d'antennes 202 et 204) sont décalés dans le temps par rapport aux signaux émis d'une valeur qui dépend de la distance r séparant la cible du point 0 et en fréquence d'une valeur qui dépend de la vitesse apparente de la cible le long de la direction 242, c'est-à-dire de la vitesse relative de la cible par rapport au point 0.

En outre, les signaux captés par le dispositif d'antenne émetteur-récepteur 202 sont modulés sinusoidalement en phase selon une loi périodique dont la structure dépend des angles e et en raison de la variation de longueur du trajet d'aller et retour des ondes entre ce dispositif d'antenne et la cible lorsque varie la position de l'antenne 202 le long de sa trajectoire circulaire. En revanche, on constate qu'il n'existe aucune différence de marche des ondes émises par le dispositif d'antenne 204 après rétrodiffusion par la cible, entre les positions angulaires successives de ces dispositifs d'antennes. I1 en résulte que les signaux captés par le dispositif d'antenne 204 sont indépendants de la direction 242 de la cible 240. Ils sont seulement influencés par la vitesse et la distance de celle-ci.On met à profit cette remarque, conformément à l'invention, pour obtenir à partir des signaux captés par le dispositif d'antenne 204 des informations de distance et de vitesse à l'aide desquelles on peut réduire ensuite le traitement des signaux issus du dispositif d'antenne 202 à la seule détermination des paramètres de position angulaire de la cible détectée, l'ensemble de ces opérations étant effectué de façon linéaire.

I1 est notamment possible, si l'on fait tourner les dispositifs 202 et 204 à une vitesse relativement élevée autour de l'axe 206 et si l'on fait tourner ce dernier à une vitesse relativement lente autour d'un axe par exemple vertical, d'effectuer une surveillance de l'espace. En effet, au cours de chaque révolution autour de l'axe 206, le radar baiaye un secteur angulaire déterminé en gisement autour de l'axe vertical. En traitant les signaux issus du dispositif d'antenne 204 pendant chaque tour d'antenne, on peut effectuer une première détection en distance et en vitesse d'une cible éventuelle à l'intérieur de ce secteur.

Les signaux reçus par le deuxième dispositif d'antenne 202 permettent de mener à bien quasi-simultanément une fonction poursuite en utilisant les résultats de la détection obtenue à partir du dispositif d'antenne 204 pour déterminer avec précision les paramètres angulaires définissant la direction de la cible. On obtient ainsi un dispositif de poursuite pendant la veille avec de très bonnes performances grâce en particulier au traitement linéaire des signaux reçus.

On peut utiliser en outre la présence de deux types de signaux reçus de structures différentes pour localiser des sources parasites afin d'en éliminer les effets perturbateurs sur les signaux traités en vue de la détermination des paramètres de cible. Cette procédure est particulièrement utile en présence de signaux de brouilleurs à l'égard desquels elle permet d'exercer des contre contre-mesures efficaces.

Soient Sî (tn) et s2ttn) des signaux issus respectivement des récepteurs 222 et 227 où t n est l'instant d'arrivée du nième écho reçu de la cible, instant compté à partir du moment de passage de l'antenne dans une direction de référence oN (figure 9).

tn peut s'exprimer sous la forme (3) t n = 2r + n Tr
c et le signal sl(tn) s'écrit

Dans cette relation,
Tr est la période de récurrence, r la distance radar-cible, c la vitesse de propagation des ondes émises, et X est leur longueur d'onde; a(tn) est l'amplitude de l'écho de largeur T à l'instant tn; est une phase origine inconnue n est une phase origine connue représentant la phase origine de la nièce impulsion de l'émetteur, laquelle peut éventuellement être variable en fonction de n dans le cas ou les signaux émis par celui-ci sont codés en phase selon un code prescrit; est est une phase de l'écho de cible qui peut varier en fonction du rang de l'impulsion de manière inconnue si la cible n'est pas stationnaire pendant la durée de la mesure.

Le signal diffusé par la cible a une phase pratiquement constante pendant un tour d'antenne si on choisit une vitesse de rotation suffisamment élevée. En conséquence,on admettra que < P Mn est une constante intégrée dans la phase origine inconnue # , ctest-a-dire que la cible n'est pas fluctuante pendant un tour d'antenne.

# x 2 V/C est la pulsation Doppler liée à la vitesse V; 4#R sin # cos (#tn-#) est la phase spatiale à l'instant tn, # si l'on suppose que la fréquence de récurrence est élevée par rapport à la fréquence de rotation du système d'antenne 200, ce qui est le cas dans la pratique.

Le signal reçu à partir du dispositif d'antenne 204.

(ré.cepteur seulement) a pour expression

t étant le temps.

On remarque que cette dernière expression ne dépend pas de.(p et de e
Les signaux (s2) issus du récepteur 227 (R2) sont appliqués (figure 10) à un démodulateur de phase 30Q qui reçoit de l'émetteur 220, sur une entrée 302, une indication de la phase origine mn associée à chaque impulsion dans le cas où cette phase est modifiée en fonction d'un code, par exemple aléatoire, d'une impulsion à l'autre.Le circuit 300 effectue une démodulation en phase des signaux reçus (s2) par le code inverse - çn. Le.s signaux de sortie 303 sont traités parallèlement dans deux dispositifs d'homodynage 304 et 306 alimentés respectivement par des signaux d"os- cillateurs locaux en quadrature sur leurs entrées 305 et 307. Ils produisent à leurs sorties 308 et 309 deux signaux en quadrature, représentant les composantes complexes des signaux appliqués à l'entrée. Ces signaux sont débarrassés de la porteuse de pulsation w de façon à ne comporter que, des variations linéaires de phase dues à la fréquence Doppler.

Le traitement aes voies complexes cosinus et sinus est identique.

Les signaux de la voie cosinus sont numérisés par un convertisseur analogique-numérique 310 commandé par un dispositif de-synchronisation 312 relié à son entrée 314. La cadence de numérisation est choisié pour que le nombre N d'échantillons recueillis pendant l'intervalle de temps Tr,séparaht deux impulsions d'émission successives, soit au moins égal au nombre de fenêtres temporelles désirées. Les échantillons sont enregistrés dans des lignes successives d'une mémoire vive 320 au moyen d'un dispositif d'adressage 322 commandé par le dispositif de synchronisation 312.L'adressage est réalisé de telle sorte que si l'on repère l'évolution des dispositifs d'antennes 202, 204 à partir de l'axe de référence ON, par exemple (figure 9), la première impulsion suivant le passage de l'antenne réceptrice le long de cet axe est suivie d'un échantillonnage des signaux produisant
N échantillons enregistrés dans la première ligne de la mémoire. Les échantillons suivant la deuxième impulsion sont enregistrés dans la deuxième ligne de cette mémoire et ainsi de suite. Chacune des N colonnes de la mémoire 320 correspond donc aux signaux recueillis pendant une même fenêtre temporelle suivant l'impulsion, c'est-à-dire à une tranche de distance déterminée.La mémoire 320 comporte P lignes qui sont remplies en une période d'émission de P impulsions que l'on appellera ci-après intervalle d'analyse et qui peut correspondre à une fraction ou à un nombre entier de révolutions du système d'antenne. Cet intervalle est choisi pour que la position de la cible puisse être considérée comme invariable pendant sa durée.

Lorsque la mémoire 320 est remplie, ses N colonnes sont lues successivement au moyen du dispositif d'adressage 322, à partir d'un ordre de lecture 313 délivré par le dispositif de synchronisation 312. Les trains successifs de P mots apparaissant à la lecture de chaque colonne sur la sortie 325 sont traités dans un calculateur de transformée de Fourier rapide (FFT, Fast FourierTransform) 326. Ce calculateur effectue pour chaque colonne l'analyse de spectre de fréquence du signal formé par ces P échantillons par un processus de filtrage adapté et délivre, à sa sortie 328, P valeurs de la transformée de Fourier. Ce processus se reproduit N fois dans l'intervalle d'analyse.Des signaux issus de la sortie 328 sont éleves au carré dans un circuit 330 et transmis à une entrée 331 d'un dispositif de sommation 332 qui reçoit sur son autre entrée 333 des signaux élevés au carré par un circuit 335, et provenant d'un calculateur de transformée de Fourier rapide 338 alimente à partir de la voie sinus 309 du démodulateur 306 . Les signaux à la sortie du sommateur 332 correspondent au carré du module de la transformée de Fourier en vitesse sur la période de l'intervalle d'analyse considéré. Un dispositif d'écartométrie 340 détecte l'indice ri de la colonne de la mémoire 320 du maximum et la valeur wdi de la pulsation correspondante.

Le nombre de lignes P de la mémoire, c'est-à-dire d'impulsions émises, est sélectionné en fonction de la précision recherchée sur l'indication de fréquence Doppler wdi.

On suppose que l'axe 206 du système d'antenne 200 (figure 8) est immobile. On détermine alors les coordonnées e et de la direction de la cible à l'aide des signaux (sol) recueillis par le récepteur 222 (R1) dont la sortie est démodulée en phase pour chaque impulsion d'indice n par l'inverse du code d'origine de phase - < P n transmis par l'émetteur 220 sur l'entrée 350 du démodulateur de phase 352 (figure 12).Les signaux de sortie du récepteur 222, qui proviennent du dispositif d'antenne émetteur-récepteur 202 et contiennent simultanément les informations Doppler distance, site et gisement de cibles éventuelles, sont homodynés par deux circuits 354 et 356 attaqués par les mêmes oscillateurs locaux en quadrature, non représentés, que les dispositifs ou circuits d'homodynage 304 et 306 (figure 10). Les signaux issus du dispositif d'antenne 202 sont ainsi traités de manière cohérente avec les signaux issus du dispositif 204. Aux sorties respectives 355 et 357 sont disponibles les voie sinus et voie cosinus des signaux complexes reçus. On décrira seulelement le traitement des signaux de la voie cosinus, le traitement de la voie sinus étant identique.

Les signaux de la voie cosinus sont numérisés par un convertisseur anaiogique-numérique 360 dont la commande est assurée sur l'entrée 362 par le dispositif de synchronisation 312 de la figure 10 à la même cadence que la commande du convertisseur 310. Les signaux numérisés sont enregistrés ligne par ligne dans une mémoire vive 370, comprenant le même nombre de lignes que la mémoire 320, au moyen d'un dispositif d'adressage 377 contrlé sur son entrée 378 par des signaux provenant du dispositif de synchronisation 312.

La mémoire 370 possède un nombre de lignes P' égal au nombre d'impulsions émises pendant une période de rotation du dispositif d'antenne 202 autour de l'axe 206. Elle comporte des sorties colonnes 379 connectées à un dispositif d'adressage 380 commandé, sur son entrée 381, par une information relative à la case distance ri déterminée par le dispositif 340 de la figure 10. Le contenu de la colonne de la mémoire 370 d'indice ri est ensuite lu en série sous l'action d'un signal de commande de lecture. Les P' échantillons numériques résultants sont appliqués à l'entrée d'un démodulateur Doppler 390 qui est attaqué sur son entrée 391 par un oscillateur local 392 fournissant un signal de fréquence numérique dont la pulsation a la valeur Xdi déterminée par le dispositif 340.Ainsi, le signal à la sortie 394 du démodulateur 390 comprend P' échantillons dont la modulation est seulement fonction des parametres fi et 6i définissant la direction de la cible i.

Ce train d'échantillons est appliqué à une entrée 395 d'un calculateur de transformée de Fourier complexe à deux dimensions 400 dont la deuxième entrée 396 reçoit un train d'échantillons analogue élaboré à partir de la voie sinus 357 par un traitement parallèle. Ces trains d'échantillons peuvent être représentés pour la cible i par la relation

Le calculateur 400 peut être du type optique tel que décrit en référence à la figure 7. I1 est alors précédé de deux convertisseurs numériques-analogiques respectifs qui transforment les deux séries d'échantillons numériques en signaux analogiques transmis aux entrées 137 et 138 du calculateur optique (figure 7).

Le calculateur 400 délivre sur ses sorties 402 et 404 des signaux représentatifs des composantes complexes de la transformée de Fourier en e et des signaux traités, qui sont élevés au carré dans des circuits 403 et 405, par exemple des diodes,si les signaux de sortie 402 et 404 du calculateur 400 sont analogiques, ou numériques dans le cas contraire. Les sorties des circuits 403 et 405 sont connectées à un dispositif de sommation 406 qui délivre des signaux série représentatifs des valeurs du carré du module de la transformée de Fourier des signaux admis sur les entrées 395 et 396.Un dispositif d'écartométrie 410 détermine les coordonnées t et + du maximum pour chaque train de P' échantillons issus de la mémoire 370 au cours de chaque révolution des dispositifs'd'antenne 202, 204 autour de l'axe 206.

Selon un mode de réalisation avantageux, on prévoit d'effectuer la détermination des coordonnées e et + en deux temps à partir des signaux issus de la mémoire 370. Dans un premier temps, on opère comme il vient d'être dit et on détermine le module des signaux de transformée de Fourier à la sortie du circuit 406 en les appliquant à un éxtracteur de racine carrée 411 (figure 13), puis en les mémorisant, par l'intermédiaire d'un multiplexeur 413 dans une mémoire 414 dont la sortie est appliquée à une entrée 417 d'un circuit soustracteur 418.

Dans un deuxième temps (figure 12), on produit à l'aide de l'oscillateur 392' un signal de fréquence correspondant à une pulsation wdi + 2 n, n étant la vitesse angulaire du système 200 autour de l'axe '206, Les signaux de sortie de l'extracteur de racine carrée 411 (figure 13) sont aiguillés par le multiplexeur 413 directement à une deuxième entrée 421 du dispositif de soustraction 418. En même temps, le contenu de la mémoire 414 est lu et les signaux présents sur les entrées 417 et 421 du dispositif soustracteur 418 sont soustraits, échantillon par échantillon,les signaux résultants étant appliqués en série au dispositif-d'écartométrie 410.On démontre que les signaux résultants présentent, pour les valeurs e et recherchées,un pic d'amplitude presque égal à celle du pic des signaux issus de la seule démodulation par ,,,di (premier temps). En revanche, les lobes secondaires sont très fortement atténués par rapport aux lobes secondaires du signal obtenu à l'issue du premier temps seulement. On parvient ainsi à obtenir7 par cette technique d'apodisation, des lobes latéraux à -18 db du pic central de la fonction d'ambiguité en sortie du dispositif de sommation 406.

On suppose maintenant que l'axe 206, incliné par rapport à un axe vertical Oz (figure 9), est monté sur un équipage, non représenté, animé d'un mouvement de rotation autour de cet axe Oz à une vitesse angulaire sensiblement plus faible que la vitesse de rotation du système 200 autour de l'axe 206. Ainsi, ce dernier système effectue plusieurs révolutions autour de l'axe 206 au cours d'une période de rotation de l'axe 206 autour de l'axe vertical Oz. En raison de ce dernier mouvement, les coordonnées e et < (ligure 9) de la cible telles que définies précédemment, varient au cours d'une révolution des systèmes d'antennes autour de l'axe 206. Il n'est donc plus possible dreffectuer une démodulation en , o à l'aide du dispositif de la figure 12 sans précaution particulière.

Conformément à un aspect de l'invention, on détermine pour chaque révolution du système 200 autour de l'axe 206, un terme de phase connu, fonction du mouvement de l'équipage solidaire de l'axe 206 autour de l'axe vertical, à l'aide duquel on peut démoduler les signaux reçus au cours de cette révolution pour éliminer les effets du déplacement de l'axe 206 sur ces signaux. On considère un trièdre Oxyz fixe dans l'espace, l'axe Oz coïncidant avec l'axe vertical autour duquel tourne l'axe 206. Celui-ci est confondu avec un axe OY (figure 11) qui constitue l'un des axes de coor données d'un trièdre mobile OXYZ associé à l'équipage non représenté solidaire de l'axe 206, les dispositifs d'antennes 202, 204 (antennes 203' et 205' de la figure 9) étant montés rotatifs sur cet équipage autour de l'axe Y.

On repère les coordonnées de la cible 240 non plus par rapport à un système d'axes lié à cet équipage, comme dans le cas de la figure 9, mais par rapport au trièdre fixe Oxyz. Ces nouvelles coordonnées sont représentées sur la figure 11 par les angles # entre l'axe Oy et la direction 242 de la cible 240 et, d'autre part, par un angle de gisement O entre l'axe Ox et le plan défini par la cible 240 et l'axe Oy (dont on a représenté la trace 243 dans le plan Oxz).

Lorsque l'équipage associé au trièdre OXYZ tourne autour de l'axe Oz, l'axe OX est choisi de manière à balayer le plan horizontal Oxy en formant avec l'axe Ox un angle # O = #O t où #O est la vitesse angulaire de l'axe Y autour de l'axe z. L'axe OZ décrit un cbne autour de l'axe Oz dont le demi-angle au sommet est constant et égal à
Avec les définitions ainsi adoptées, on peut écrire l'expression du signal Sî (tn) capté par le système d'antenne 202 (émetteur et récepteur) comme suit

avec (6,1) # (R , #O, #O)# ,# = 4# R (tn) . k #
Dans l'expression (6.1), R (tn) est le vecteur porté par le bras 236 (figure 9) définissant la position de l'antenne 203' (ce vecteur se trouve dans le plan OXZ) et k est le vecteur de module unitaire définissant la direction 242 (figure 11).

Le produit t (tn) . k représente le produit scalaire du vecteur de position instantanée R de l'antenne émettriceréceptrice à l'instant t n par le vecteur unitaire 2 carac téristique de la direction 242 de la cible.

Si l'on calcule le déphasage spatial Ç (R ,s0,sO) de l'expression (6.1), on constate que ce terme de phase comprend trois termes un terme classique de modulation de phase transposé dans le repère fixe Oxyz pendant une révolution autour de l'axe 206; ce terme contient l'information caractéristique de la direction % de la cible; un terme parasite qui ne dépend pas de cette direction, mais uniquement des paramètres du mouvement de l'axe 206 tels que définis par les angles #O et 0 par rapport au vecteur d'antenne enfin, un terme de modulation de phase dont l'amplitude 3 maximale est proportionnelle à a , où a est l'angle d ou- verture totale du lobe du dispositif d'antenne émetteurrécepteur 202 (antenne 203'). Ce terme peut être rendu négligeable par une construction appropriée de l'antenne lorsque la condition (7) R # 1
# 3
12 α est vérifiée.

On peut, conformément à un aspect de l'invention, choisir un trièdre Oxyz fixe au début de chaque révolution autour de l'axe 206, dans lequel l'axe Ox est alors colinéaire avec l'axe OX au début de cette révolution. Avec cette condition initiale, on détermine que la phase spatiale peut s'écrire (8) # (t) = -4#R sin# cos (# t -# ) - #on +#
# avec (8.1) # on = # cos #t sin #Ot - sin #t sin #O #
#
On reconnait dans cette expression un terme de modulation spatiale de phase fonction des angles # et O définissant la direction de la cible 240 par rapport au repère fixe
Oxyz pendant un tour d'antenne, et un terme çOn de phase parasite dont la forme est connue et représentée par l'expression (8.1).Un tel terme de phase peut être synthétisé en vue de démoduler les signaux reçus en fonction de ce terme pendant chaque révolution autour de l'axe 206.

Ainsi, conformément à un aspect important de l'invention, lorsque l'axe de rotation 206 est lui-même entrainé en rotation autour d'un axe vertical, on dérive l'information de direction de la cible à l'aide d'un dispositif analogue à celui de la figure 12. Dans ce dispositif, le démodulateur de phase 352 est remplacé par un démodulateur 352' représenté en tirets sur la figure 12, qui reçoit non seulement la phase origine #n codée avec chaque impulsion en provenance de l'émetteur 220, mais également un terme de phase #On, va- riable au cours d'une révolution autour de l'axe 206 selon la relation (8.l),sur une entrée 350'.Le démodulateur 352' effectue la démodulation des signaux issus du récepteur 222 par la phase - ( n + (p On' les signaux de sortie de ce démodulateur étant alors transmis aux dispositifs d'homodynage 354, 356 par une liaison 351 représentée en tirets.

A l'issue de chaque révolution autour de l'axe 206, on obtient7 sur les sorties 408 et 409 du détecteur 410 des valeurs O et b dépendant de la position de l'axe (OY) au début de chacune de ces révolutions.

En effet, l'expression (8.1) de la phase parasite repose sur l'adoption d'un repère fixe Ox, Y, z différent pour chaque révolution autour de l'axe 206. Ce repere est donc modifié lorequ'on traite les signaux reçus d'une révolution à la suivante par une rotation autour de l'axe Oz de la valeur noTo, T0 étant la période de révolution autour de l'axe 206. I1 est donc aisé de ramener à une référence fixe prédéterminée les valeurs de-gisement et de site de la cible obtenues par rapport au trièdre Oxyz pendant chaque révolution.

Les dispositifs d'antennes 202 et 204 effectuent M révolutions au cours d'un tour de l'axe 206 autour de l'axe vertical.

Si l'on détermine la position de l'axe 206, par exemple en mesurant son gisement dans un plan horizontal-au début de chaque révolution du système 200 autour de cet axe, on peut accomplir une fonction veille par la seule analyse
Doppler-distance des signaux issus du dispositif récepteur 227 (R2), la surveillance continue de l'espace s'effectuant dans un angle de 360 en gisement autour de l'axe vertical, pour une ouverture en site égale à l'ouverture du lobe du dispositif d'antenne réceptrice 204. Cette analyse peut être effectuée à l'aide d'un dispositif tel que représenté à la figure 10, pendant un intervalle d'analyse qui peut être inférieur, égal ou supérieur à la période de revolution du système 200 autour de l'axe 206.La résolution en gisement obtenue dépend du nombre d'intervalles d'analyse existant au cours d'une rotation complète autour de l'axe vertical Oz. L'analyse fournit, à l'intérieur de chaque tranche de gisement, une indication de distance et de vitesse d'une cible éventuelle.

L'analyse des signaux issus du dispositif d'antenne 202 au cours de chaque période de révolution pleine autour de l'axe 206 fournit, dans chaque secteur où la fonction veille a permis de détecter la présence d'une cible,de procéder à une évaluation fine des angles d e s i-t e et de gisement définissant'la direction de celle-ci dans un repère Oxnynzn attaché à ladite révolution. On complète ainsi la fonction veille par une fonction poursuite quasisimultanée à partir des signaux du dispositif d'émissionréception 202. Cette détermination site-gisement permet de détecter plusieurs cibles simultanément présentes dans le lobe du système d'antenne 200.

Dans un exemple de réalisation, un dispositif conforme aux figures 8 à 13 est appliqué à la construction d'un radar sol-air basse altitude ou un radar sol-sol, rustique, utilisable dans un système d'arme à courte ou moyenne portée cumulant les fonctions veille et conduite de tir dans un paramètre déterminé. Dans-un tel radar mobile, le générateur 220 (figure 8) émet des impulsions d'une durée d'une microseconde à une fréquence de récurrence de 10 000 hertz (T r = 100 microsecondes), d'une puissance de 1 kilowatt, à une fréquence porteuse de 10 gigahertz ( X = 3 cm).

L'onde émise par la parabole 207 associée à l'antenne émettrice-réceptrice 203 a un gain de 27 décibels, la longueur des bras 236 et 238 de rotation des antennes équivalentes 203' et 205' (figure 9) étant de R = 30 cen timètres. Les dispositifs d'antennes 202 et 204 sont entraI- nés autour de l'axe 206 à une vitesse de 33 tours par seconde (To = 30 ms) à l'intérieur d'un radôme cylindrique de 1 mètre de diamètre et dont les côtés 232 ont une hauteur de 40 centimètres. La position instantanée des antennes autour de l'axe 206 est repérée par un codeur optique non représenté qui fournit un signal de référence du mouvement.

La vitesse de rotation autour de l'axe 206 est suffisante pour que la variation de phase des échos reçus d'une cible pendant une révolution de l'antenne soit négligeable. Le lobe total d'acquisition des cibles en émission et réception constitué par l'ensemble rotatif équivalent représenté à la figure 9 est de 90.

L'axe 206 est incliné à environ 40 au-dessts du plan hori- zontal, l'équipage portant cet axe tournant environ en 2 secondes autour de l'axe vertical Oz. Ainsi, en un tour de l'axe 206, le radar balaye en gisement 40 secteurs élémentaires de 90, pour une valeur de site de 90 également.

Chaque secteur est analysé coup par coup en une période de 50 millisecondes, ce qui correspond à presque deux tours d'antenne. Les convertisseurs analogiques-numériques 310 et 360 (figures 10 et 12) délivrent 256 échantillons de 8 bits dans l'intervalle de temps T r de 100 microsecondes séparant l'émission de deux impulsions successives.

Les mémoires 320 et 370 sont des mémoires vives formées respectivement par une matrice de 256 x 256 mots de 8 bits et par une matrice de 256 colonnes et 300 lignes. Les vitesses d'écriture sont de 104 lignes par seconde. L'intervalle d'analyse pour la démodulation Doppler (figure 10) par les calculateurs de transformée de Fourier 326 et 328 correspond à 256 impulsions, soit 25,6 millisecondes, soit un peu moins d'une révolution autour de l'axe 206. Le contenu de chaque colonne de la mémoire 320 est lu en 100 microsecondes, les calculateurs de transformée de Fourier ou FFT 326 et 338 effectuant 2048 opérations de 50 nanosecondes chacune environ en 100 ps pour délivrer au dispositif de détection 340 un signal de sortie à la fréquence d'environ 20 MHz.Le sommateur 332 (figure 10) transmet 2048 x 256 échantillons de signaux pendant un intervalle d'analyse de 25,6 millisecondes. Pendant cet intervalle, le circuit 340 fournit un couple de valeurs ri, wdi Ce circuit fournit donc deux tels couples de valeurs pendant le temps mis par l'axe 206 pour balayer un secteur angulaire élémentaire de 90. Cette redondance permet d'obtenir une bonne sensibilité, même lorsqu'une cible est détectée en bord de lobe au début ou à la fin d'un.intervalle d'analyse.

On note que la dimension du lobe élémentaire de 90 est une valeur relativement élevée pour une antenne de radar de poursuite. Cette valeur permet d'employer un intervalle d'analyse de durée relatrvement grande qui contient un nombre élevé d'échantillons permettant l'obtention d'une bonne précision de vitesse, à la sortie des calculateurs 326 et 328. L'invention prévoit des moyens, pour fournir en poursuite, la détection des cibles en direction avec une excellente précision.

La localisation de distance est obtenue sans ambiguité
sur une distance de O à 15 kilomètres, pour une période
de récurrence de 100 microsecondes à la fréquence utilisée.

La résolution de distance obtenue avec des impulsions de 5 1 microseconde est de 150 mètres. Le nombre de cases de
distances discernables est donc de 100. En conséquence,
avec un échantillonnage de 256 valeurs en 100 microsecondes,
le dispositif de sortie 332 fournit 2,56 points par case
distance au détecteur 340.

La résolution Doppler est inversement proportionnelle à la
durée de l'intervalle d'analyse soit 1/0,025 = 39 hertz.

Cependant, la détermination wdi est ambiguë, la valeur
de l'ambiguité étant égale à la fréquence de répétition,
soit 10 kilohertz. On connaît donc la vitesse de la cible
avec une résolution de 0,60 mètre par seconde modulo 150
mètres par seconde. L'ambiguité éventuelle de vitesse peut
être 'levée lors du deuxième tour de l'axe 206 autour de
la verticale Oz. Pendant l'intervalle séparant les mesures
correspondant à chaque tour, la cible s'est en effet
déplacée d'une quantité liée à la vitesse mesurée modulo
300 mètres (150 mètres par seconde x 2 secondes de période
de rotation).

Ainsi, si l'on considère le déplacement de la cible
rm mesuré au bout d'une période de rotation de l'axe 206,
le calcul du rapport rm/300 permet de lever l'ambiguité
affectant la mesure de vitesse.

En conséquence, au bout de deux tours d'antenne (4 secondes),
on obtient en fonction veille le gisement d'une cible dans
une fourchette de 90 positionnée autour de l'axe vertical,
le site dans un intervalle de O à 90, la vitesse avec une
précision de 0,6 mètre par seconde, et la distance, avec
une précision de 150 mètres.

En fonction poursuite, le traitement des signaux reçus
par le dispositif d'antenne 202 (émetteur-récepteur) fournit sur les entrées 395 et 396 (figure 12) une séquence de 300 échantillons pendant un intervalle de temps de 30 millisecondes correspondant à un tour d'antenne autour de l'axe 206.

Ces signaux peuvent être appliqués à des rampes de 300 sources dans un calculateur tel que celui de la figure 7 comportant environ 150 éléments photosensibles sur chacun de ses écrans. Ceux-ci peuvent être lus en 30 ms afin de fournir un couple d'indications de site et de gisement pour chaque tour d'antenne.

Le dispositif de détection 410 à la sortie du calculateur de Fourier 400 fournit donc une valeur de gisement 6 et une valeur de site pour chaque révolution du système d'antenne autour de l'axe 206, soit tous les trentièmes de seconde.

Un radar à balayage de phase du type représenté à la figure 8 possède une excellente résolution angulaire. I1 est équivalent, à cet égard, à une antenne fixe dont le lobe principal aurait une ouverture de X /4R soit 1,5 . On appelle lobe synthétique du dispositif d'antenne tournante 200 le lobe équivalent d'une telle antenne fixe.

Dans l'exemple qui vient d'être décrit en référence aux figures 8 à 13, la fréquence d'entrée des signaux admis sur les entrées du calculateur de transformée de Fourier 400 est voisine de 10 kHz, le calculateur optique de la figure 7 étant surpuissant pour ce type de cadence. On peut donc utiliser un calculateur numérique décrit en référence à la figure 14. On décrira la constitution de la voie cosinus connectée à l'entrée 395, la voie sinus connectée à l'entrée 396 étant réalisée de façon identique.

L'entrée 395 est connectée à un dispositif d'adressage 420 d'un transformateur de Fourier numérique complexe à deux dimensions 422 d'un type disponible dans le commerce. I1 comprend par-exemple 1024 mots d'entrée répartis selon une matrice carrée adressable séquentiellement par un balayage séquentiel ligne par ligne à une cadence de 30 kHz. I1 délivre,à sa sortie 423,1024 signaux de valeurs de transformée de Fourier complexe à deux dimensions.

Les 300 échantillons admis sur l'entrée 395 en provenance des signaux recueillis par le dispositif d'antenne 202 sur une révolution autour de l'axe 206 correspondent à une distribution spatiale de phase fonction du mouvement circulaire de l'antenne. On prévoit donc, pour adresser la matrice d'entrée carrée du transformateur 422, un dispositif spécial d'adressage 420 qui permet d'adresser les entrées du calculateur 422 en correspondance de la distribution spatiale de ces échantillons. A cet effet, on utilise une mémoire morte qui commande le dispositif d'adressage 420 pour placer les 300 mots décrivant le mouvement de l'antenne selon un contour polygonal approchant une circonférence inscrite dans le carré de 1024 mots.

La durée d'une opération de transformée de Fourier par un tel calculateur 422 est d'environ 1 milliseconde. I1 est donc possible de poursuivre au minimum 15 cibles distinctes par tour d'antenne autour de l'axe 206, chaque cible nécessitant deux transformées de Fourier rapides (FFT) de 1 milliseconde pour un tour d'antenne en 30 millisecondes.

Avec ces calculateurs de transformée de Fourier, la capacité maximale d'un calculateur de la figure 12 est donc voisine de 1000 cibles indépendantes sur un tour d'antenne autour de l'axe Oz. Chacune de ces cibles est réactualisée toutes les deux secondes.

Le dispositif de radar décrit en référence aux figures 8 à 14 permet d'exercer de façon très efficace des fonctions de contre contre-mesures lorsqu'il est en présence de signaux de' brouillage. On met à profit à cet effet la structure dissymétrique des signaux issus de ces deux dispositifs d'antennes pour, d'une part, effectuer une localisation angulaire du brouilleur et, d'autre part, utiliser le résultat de cette localisation pour éliminer l'effet de ce dernier sur les signaux captés par les deux dispositifs d'antennes afin de pouvoir opérer leur traitement de la manière qui a été expliquée. On rappelle qu'un brouilleur est une source de signaux dont la fréquence est située dans la bande passante du radar selon un code de bruit aléatoire en amplitude et en phase.On suppose que le brouillage est permanent (brouillage de toutes les cases Doppler-distance) et très supérieur en amplitude au niveau des échos utiles, sans saturer les circuits, et que le brouilleur se trouve dans le lobe du dispositif d'antenne 200 (ouverture de 9 ). Sur la figure 15, un repere Oxyz fixe pour une révolution des dispositifs d'antennes 202 et 204 est représenté de façon analogue à la figure 11. La cible est repérée par ses angles
avec l'axe Oy et e avec l'axe Ox. De même, la direction 502 d'un brouilleur 500 est repérée par son angle oB avec l'axe Oy et par l'angle e B de l'axe Ox avec la trace 504 dans le plan Oxy du plan contenant le brouilleur et l'axe Oy.

Les signaux des sorties des récepteurs 222 et 227,respectivement issus des dispositifs d'antennes 202,émetteur-récepteur, et 204 récepteur seulement,(figure 8) sont démodulés en phase en fonction de l'inverse de la phase ç n du code de phase de chaque impulsion, par des démodulateurs respectifs 508 et 509 (figure 16). Les signaux de la sortie 510 du démodulateur 508 sont décomposés en voie cosinus et voie sinus par deux dispositifs d'homodynage 512 et 514 alimentés par un oscillateur local 515 dont la pulsation est choisie pour éliminer la porteuse des impulsions reçues.

Les signaux en sortie 520 du démodulateur de.phase 509 sont également transformés en voies cosinus et sinus par des démodulateurs 522 et 524 à l'aide de l'wscillateur local 515. Les signaux de sortie des dispositifs d'homodynage 512, 522, 514 et 524 sont échantillonnés et numérisés par des convertisseurs analogiques-numériques respectifs 525, 526, 527 et 528 fonctionnant comme dans l'exemple décrit à propos des figures 10 et 12 à une cadence de 256 échan tillons pour chaque intervalle de 100 microsecondes entre deux impulsions successives.

Les signaux C1 et S1 sont les composantes numérisées d'un signal sl(t) complexe présent à la sortie des circuits d'homodynage 512 et 514 qui peut s'exprimer sous la forme condensée

De même, les signaux C2 et S2 correspondent à un signal

Dans ces deux expressions, (9.1) et (9.2) ::
4#R (9.3) #(t) = # sin #cos ( #t -#)
Les signaux sl(t) et s2 (t) résultent de la superposition en réception,sur les dispositifs d'antennes 202 et 204, des échos de la cible 240 de paramètres ri, w i, cl et e #i étant la pulsation Doppler après homodynage, et des signaux émis par le brouilleur d'amplitude b(t) n Ces derniers signaux sont modulés en phase par la phase origine - #n (démodulateurs 508 et 509). < PB(t) + #B x t est un terme de phase du brouilleur qui dépend notamment de la fréquence des signaux émis par ce dernier.

Ces deux termes sont identiques pour les signaux s1 Sl(t) et s2(t). En outre, les signaux de brouilleurs issus des récepteurs 222 et 227 diffèrent par un terme de phase spatiale en opposition 1/2[ #O(t) + #B(t)] ; #O(t) étant un terme variant linéairement avec la rotation de l'axe 206 autour de l'axe vertical Oz. Le terme #B(t) z résulte du mouvement des antennes 202 et 204 autour de l'axe 206, et dépend de la direction du brouilleur.

Les signaux numérisés C1 et C2 des voies cosinus issus des deux récepteurs 222 et 227 sont multipliés entre eux dans un multiplicateur 530. De même, les signaux numérisés S1 et S2 voies sinus sont multipliés entre eux dans un multiplicateur 532. Les signaux de sortie des multiplicateurs 530 et 532 sont ajoutés mot à mot dans un additionneur 534 et intégrés sur une période de 100 microsecondes (256 mots) par un intégrateur 535. Les signaux à la sortie 536 de cet intégrateur correspondent à la voie cosinus d'un signal d'énergie du brouilleur moyenné sur une période de récurrence.

Comme le niveau des signaux du brouilleur est très supérieur à celui des échos utiles, l'opération : C1C2 * S1S2 réalisée par les circuits 530, 532 et 534 fait apparaitre un signal

dont l'intégration donne un signal d'énergie moyenne du brouilleur pendant la période de récurrence, suivant la nième impulsion de la forme
2 (11) 5nc b n cos < POn+ cos dans laquelle bn2 est l'énergie moyenne du brouilleur pen dant l'intervalle de 100 microsecondes, les phases 'FO et et étant pratiquement constantes pendant une récurrence du radar (100 microsecondes).

Dans les expressions (10) et (11), l'indice c désigne la composante cosinus des signaux respectifs S(t) et Sn.

Par une chaîne de multiplicateurs et d'additionneurs non représentés, les signaux C1, C2 S1, S2 à la sortie des convertisseurs sont combinés selon la relation C 1S2 -C 2l
pour obtenir à l'entrée d'un intégrateur 537 un signal
(12) Ss(t) = b (t) sin[#O(t) + #B(t)]
qui est intégré pendant la même période de récurrence
par cet intégrateur pour produire à sa sortie un signal sons.

A2 (13) Sns = bn sin < POn +
n in 4)Bn
Dans les relations (11) et (13), les échantillons de phase
# On sont connus par la relation (8.1).

I1 est donc possible de démoduler en phase les signaux
de sortie des intégrateurs 535 et 536 par des démodulateurs
respectifs 540 et 542 attaqués, air leurs entrées respectives
541 et 543, par une représentation de - < POn élaborée par
des circuits 571 et 572 à partir.des signaux représentatifs
du mouvement de l'antenne selon la relation (8.1).

Les signaux de sortie des démodulateurs de phase 540, 542
comprennent 300 échantillons par révolution autour de l'axe
206 de la forme

en notation condensée.

Ces échantillons successifs sont enregistrés dans des mémoires vives respectives 550 et 552 pour les voies cosinus et sinus. On effectue une transformée de.Fourier en zet # de chacune de ces séries d'échantillons à l'aide de deux transformateurs de Fourier 555 et 557 de type FFT comportant 1024 points d'entrée selon une matrice de 32 lignes par 32 colonnes. Les entrées de chacun de ces transformateurs sont alimentées à partir d'un dispositif d'adressage circulaire comprenant une mémoire morte 551 et un dispositif d'adressage 553 pour la voie cosinus et 554 pour la voie sinus selon la procédure déjà indiquée à propos de la figure 14.

Chacun des transformateurs 555 et 557 traite trois cents échantillons en une période d'analyse correspondant-à une révolution du système 200 autour de l'axe 206. Ils effectuent donc 2048 opérations en 30 millisecondes. Ils font apparaitre sur leurs sorties respectives 300 échantillons qui sont élevés au carré par les circuits 560 et 562 puis additionnés échantillon par échantillon dans un additionneur 565. Les signaux de sortie de cet additionneur correspondent au carré du module de la transformée de Fourier complexe en site et gisement du brouilleur, le maximum de cette fonction étant détecté par un détecteur de seuil 566 et sa direction étant repérée à l'aide d'un sélecteur 568 qui transfère dans une mémoire 569 les valeurs eB et zig B ainsi déterminées.

On produit ensuite un signal synthétique représentant celui du brouilleur,à l'aide duquel on démodule les signaux reçus à la sortie des récepteurs 222 et 227 des dispositifs d'antennes 202 et 204. On utilise pour mettre en oeuvre cette démodulation la structure anti-symétrique des signaux du brouilleur sur les voies issues de ces deux dispositifs d'antennes.

Le signal de brouillage reconstitué (signal synthétique) comprend 300 échantillons de signaux de la forme

On utilise à cet effet deux mémoires mortes (NOM) 580 et 582 (figure 17) pour l'élaboration sur leurs sorties respectives 581 et 583 de signaux séries correspondant en écriture composite à la fonction

la forme de la fonction v étant donnée par la relation (9.3).

La mémoire 580 comprend 30 lignes de 300 mots chacune correspondant à une valeur d'angle de site possible du brouilleur oBp variant de 0,3 en 0,30 pour couvrir sur 30 lignes une ouverture de site de 90.

Chaque ligne d'indice p comprend des signaux échantillonnés représentant la fonction

où n varie de 1, correspondant à la première impulsion au cours d'un tour d'antenne, à P, correspondant à la Pième ou 300 ième impulsion au cours de cette révolution autour de l'axe 206.

A partir d'un échantillon g sur la ligne p, la succession des 300 échantillons de la Pième ligne (on suppose que cette ligne est rebouclée) correspond, pour une révolution autour de l'axe 206, à l'expression:

avec Oq = q Q Tr
Ainsi, si l'on choisit p et q correspondant aux paramètres angulaires ç B et 0B du brouilleur, on peut obtenir, en balayant la mémoire morte 580 le long de la ligne d'indice correspondant à s B et en partant du point le long de cette ligne, correspondant à #B, un signal ayant la forme de la partie cosinus de l'expression

Ces signaux correspondent ainsi au signal de l'expression (15) sur une révolution du système 200 autour de l'axe 206.

A la sortie 583 de la mémoire morte 582 est produite de la même manière la partie sinus du signal de l'expression (18). Les signaux séries de la forme cosinus W Bn et sinus Bn respectivement issus des sorties 581 et 583 des mémoires mortes 580 et 582 sont modules en phase par les valeurs de de l'origine de phase tournante autour de l'axe Oztpar une multiplication en valeurs complexes à partir des signaux (cos On) et (sin 3n) n issus respectivement des sorties 573 et 574 des mémoires mortes 571 et 572 (figure 16)sous l'action de dispositifs d'adressage et de synchronisation non représentés,dans un modulateur de phase 584 de façon à faire apparaître sur ses sorties cosinus 585 et sinus 586 les signaux conformes à la relation (14.1) qui sont respectivement mis en mémoire dans des mémoires vives 587 et 588.

On remarque que l'élaboration des signaux synthétiques ainsi mis en mémoire peut s'effectuer pendant une durée négligeable devant la durée de localisation angulaire du brouilleur (cette dernière, d'environ 1 milliseconde, correspondant au temps de fonctionnement des calculateurs 555 et 557).

Les signaux ainsi mis en mémoire 587 et 588 correspondent aux fluctuations des signaux reçus en provenance du brouilleur par les dispositifs d'antennes 202 et 204. Ils sont utilisés pour éliminer l'influence du brouilleur sur les signaux reçus par les récepteurs 222 et 227 dans chaque fe nêtre de distance suivant les P impulsions émises au cours de chaque tour d'antenne.

Cette opération se déroule de la façon suivante
Les signaux C1 et C2, à la sortie des convertisseurs analogiques-numériques 525 et 526 (figure 16),sont chargés dans des mémoires respectives 600 et 602 comprenant 300 lignes correspondant aux 300 impulsions par révolution autour de l'axe 206, et 256 colonnes correspondant chacune à une fenêtre de distance.

De la même façon, les échantillons aux sorties des convertisseurs 527 et 528 (voie sinus S1 et S2) sont mémorisés dans des mémoires 601 et 603 identiques aux mémoires 600 et 602.

Les signaux C1, S1 et C2, S2 correspondent sous la forme numérique aux expressions (9.1) et (9.2).

Les mémoires 600 à 603 sont lues en colonnes par leurs sorties respectives 604 à 607 en un temps de 100 microsecondes par colonne.

Les signaux de sortie 604 et 605 correspondant à la lecture de la même colonne de distance des mémoires (C1, S1) 600 et 601 sont d'abord combinés (en complexe) avec les signaux des sorties 590 et 591 des mémoires 587 et 588 dans un circuit de combinaison 620 afin de faire apparaitre sur sa sortie complexe 611, voies cosinus et sinus, un signal échantillonné correspondant à l'expression

On rappelle que le terme t n représente l'instant de retour de la nième impulsion dans la révolution autour de l'axe 206.

On remarque que le deuxième terme de la relation (19) est identique au deuxième terme de la relation (9.1).

On met à profit cette égalité pour effectuer une soustraction complexe dans un circuit 625 qui reçoit,sur une de ses entrées complexes 623,les signaux de.sortie du circuit de combinaison 620 (relation 19) et,sur son autre entrée complexe 624, des signaux respectivement issus de la lecture simultanée des colonnes d'indice n aux sorties 606 et 607 des mémoires (C21 S2) 602 et 603 correspondant au dispositif d'antenne récepteur seulement 204 (relation 9.2). Le circuit 625 fait apparaître sur ses sorties cosinus et sinus 628 et 629 un signal de la forme

Le premier terme de ce signal contient l'information Dopplerdistance comme expliqué précédemment à propos de la figure 10.

Le deuxième terme est un terme parasite modulé sinusoldalement en phase qui annule le signal de l'expression (20) lorsque le terme de modulation sinusoidale de phase s i lié à la cible est égal à celui (pB du brouilleur, c'est-à-dire lorsque la cible se trouve dans la direction du brouilleur.

Au fur et à mesure que la direction de la cible s'écarte de celle du brouilleur, l'importance de ce terme tend à devenir rapidement négligeable.

Ainsi, lorsque les signaux, aux sorties 628 et 629 du circuit soustracteur 625 sont transmis aux calculateurs de transformée de Fourier 326 et 328 de la figure 10, ces derniers effectuent l'extraction des coordonnées Doppler-distance ri et #di de la cible selon les principes qui ont été exposés précédemment.Lorsque la cible s'écarte de la direction exacte du brouilleur, on constate que la perte de sensibilité Doppler résultant du second terme, parasite, de l'expression (20) du signal traité, diminue très rapidement au-delà d'un lobe synthétique d'ouverture réduite autour de la direction du brouilleur.Ce lobe est beaucoup plus étroit que celui del'antenne proprement dit et la procédure utilisée permet ainsi d'obtenir à la fois une bonne résolution Doppler par l'utilisation d'un lobe large et un moyen de lutte très efficace contre des signaux de brouillage dans un lobe très étroit autour de la direction du brouilleur.

Les signaux issus du dispositif d'antenne 202 (émetteurrécepteur) peuvent être également débarrassés de l'effet des signaux de brouillage par une procédure symétrique. A cet effet, les contenus des nièmes colonnes des mémoires 602 et 603 sont lus aux sorties 606 et 607 respectives pour être combinés dans un circuit de combinaison 610 avec les contenus des mémoires 587 et 588 présents sous forme de signaux échantillonnés aux sorties 591 et 592 respectives.

Les signaux présents sur la sortie complexe (cosinus et sinus) 611 du circuit 610 sont alors de la forme

Comme précédemment, on remarque que le deuxième terme du signal s"2(t) correspond au deuxième terme du signal capté par les dispositifs d'antenne 202 (émetteur-récepteur), comme le montre l'expression (9.1).

On met à profit cette remarque pour éliminer ce terme commun dans un circuit soustracteur 615 comportant une entrée complexe 613 à laquelle sont appliqués les signaux de sortie 611 du circuit de combinaison 610 et une deuxième entrée complexe 614 dont les voies cosinus et sinus sont respectivement reliées aux sorties 604 et 605 des mémoires 600 et 601 pour recevoir les signaux issus de la lecture de la nième colonne de ces dernières.

Les signaux issus de la sortie complexe 617 du circuit 615 sont démodulés en phase par un démodulateur 618 qui reçoit .sur son entrée 619 une indication.de phase < P On pour chaque impulsion au cours de la période de récurrence en provenance des mémoires 571 et 572 de la figure 16.

Aux sorties cosinus 631 et.sinus 632 du démodulateur 618 est alors présent un signal s'l de la forme

On reconnait que le premier terme de ce signal contient l'information Doppler-distance-site-gisement de la cible d'indice i,le deuxième terme étant un terme parasite.

Ce terme parasite, dont l'amplitude n'est significative qu'à proximité immédiate de la direction du brouilleur, annule le signal S'l(t) lorsque ç =
La voie cosinus 631 est transmise à l'entrée du dispositif d'adressage 380 de la figure 12 commandé à partir de l'indication de détection de distance ri détectée à partir des signaux s'2(t) présents aux sorties 628 et 629 du circuit 625 (figure 17).

De la même façon, la voie sinus 632 en sortie du démodula teur 618 est transmise à une porte analogue à la porte 380 pour effectuer la démodulation Doppler par wdi avant la localisation en site et en gisement effectuée par le calculateur 400 (figure 12).

On peut, en ce qui concerne l'exploitation des signaux en provenance du dispositif diantenne émetteur-récepteur 200, utiliser un dispositif d'adressage des mémoires 600 à 603 commandé par les signaux de-sortie ri (analogue au dispositif 380) de façon à ne lire que les échantillons contenus dans les colonnes de ces mémoires qui correspondent à des cibles détectées au cours de la phase d'exploitation des signaux s'2(t). Le volume du calcul du multiplicateur 610 et du soustracteur 615 et du démodulateur 618 se trouve alors réduit aux seuls signaux correspondant à des cibles déjà détectées. Les signaux correspondants aux sorties cosinus et sinus 631 et 632 de ce démodulateur de phase sont alors directement appliqués au calculateur 400 de la figure 12.

I1 faut noter, à propos de l'utilisation du circuit de la figure 12 avec un calculateur optique, qu'on peut détecter un nombre considérable de cibles par révolution d'antenne autour de l'axe 206.

Le procédé linéaire de contre contre-mesure (CCM) exposé annule l'effet du brouilleur en dehors d'un lobe qui correspond au lobe synthétique de l'antenne. I1 est donc avantageux de chercher à augmenter au maximum la finesse de ce lobe, ce qui peut être obtenu en augmentant le rayon R de rotation de l'antenne (longueur des bras 236, 238 sur la figure 9). Cette condition est compatible avec l'utilisation d'un lobe élémentaire a relativement important pour fournir une excellente résolution Doppler.

Claims

Revendications.

1. Radar à balayage de phase du type comportant un dispositif d'émission-réception (12; 200) propre à émettre des signaux ondulatoires dans un milieu de propagation et à capter les signaux d'échos en provenance d'une cible (24; 240) frappée par lesdits signaux, comprenant des moyens (14; 202, 204) dont la position dans l'espace varie pour produire en sortie de ce dispositif d'émission-réception des signaux d'échos modulés spatialement en phase en fonction de deux parametres (G,) caractéristiques de la direction de la cible par rapport à une direction de référence, lesdits signaux d'échos étant décalés dans le temps et en fréquence par rapport aux signaux émis respectivement en fonction des paramètres de distance (r) et de vitesse (V) relative de la cible (24; 240) par rapport au radar, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (54, 64, 80;225) de traitement linéaire des signaux à la sortie dudit dispositif d'émission-réception (12; 200), propres à déterminer simul tanément et en temps réel au moins trois desdits paramètres en présence de signaux d'échos de cible-.

2. Radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens sont propres à traiter lesdits signaux de sortie en fonction des quatre paramètres de distance, de vitesse, de site et de gisement qui déterminent la structure des échos de cible.

3. Radar selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens de traitement des signaux reçus comprennent des moyens de filtrage adapté en distance (56, 54), des moyens de filtrage adapté en vitesse (64) et des moyens (80) de filtrage adapté en site et en gisement de la direction de la cible connectés en série.

4. Radar selon la revendication 3,-caractérisé en ce que lesdits moyens de filtrage adapté en distance et vitesse sont placés en tête desdits moyens de filtrage adapté en gisement et site.

5. Radar selon l'une des revendications précédentes, carac térisé en ce que le dispositif d 'émission-réception comprend un générateur (20;220) de signaux d'impulsions cohérentes.

6. Radar selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens de traitement comprennent des moyens (54, 63, 67) de compression dans le temps des signaux reçus dans une multiplicité de fenêtres temporelles correspondant chacune à une tranche de distance, et des moyens pour effectuer un filtrage adapté des signaux comprimés en fonction des paramètres de vitesse, site et gisement pour les signaux comprimés correspondant à chaque fenêtre temporelle.

7. Radar selon la revendication 6i caractérisé en ce que ce filtrage adapté comprend une démodulation des signaux comprimés de chaque fenêtre temporelle par une multiplicité de répliques Doppler et des moyens (80) propres à effectuer une transformée de Fourier à deux dimensions du produit de chacune desdites démodulations Doppler.

8. Radar selon la revendication 7, comprenant des moyens pour déterminer à la suite de chaque impulsion émise une pluralité de fenêtres temporelles successives au cours desquelles les signaux reçus sont aiguillés vers des voies de traitement respectives, caractérisé en ce que les impulsions d'une même période de modulation des signaux reçus sont suivies chacune par un groupe de fenêtres temporelles successives de rang indentique qui ne couvre pas la totalité de l'intervalle de temps (Tr) séparant l'émission de deux impulsions successives, ces groupes de fenêtres étant décalés, d'une période de modulation à la suivante, pour couvrir la totalité de la durée de l'intervalle de réception séparant l'émission de deux impulsions successives au bout d'un nombre total de périodes de modulation (P), pendant lequel la distance de la cible peut être considère comme invariable.

9. Radar selon la revendication 8, caractérisé en ce que les signaux reçus sont échantillonnés et les échantillons obtenus dans chaque fenêtre de réception au cours d'une même période de modulation sont combinés par sous-groupes successifs pour diminuer le nombre d'échantillons de chaque suite d'échantillons transmis aux moyens de démodulation par les répliques Doppler.

10. Radar selon la revendication 9, caractérisé en ce que les échantillons issus de chaque démodulation par une réplique

Doppler sont également combinés par sous-groupes successifs pour diminuer le nombre d'échantillons de chaque signal auquel est appliquée l'opération de transformée de Fourier.

11. Radar selon l'une des revendications 7 à 10, caractérisé en ce que les moyens pour effectuer la transformation de

Fourier comprennent un calculateur en lumière incohérente à masque fixe.

12. Radar selon l'une quelconque des revendications 6 à 11, caractérisé en ce que le dispositif d'émission-réception comprend au moins une antenne émettrice-réceptrice (12) animée d'un mouvement de rotation autour d'un axe.

13. Radar selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que le dispositif d'émission-réception est propre à produire des premiers signaux d'échos (sol) dont la structure de la modulation est fonction des quatre paramètres de distance, vitesse, site, gisement et des deuxièmes signaux (s2) d'échos dépourvus de modulation de phase en fonction de la direction d'une cible éventuelle et les moyens de traitement (225) comprennent des moyens (326, 338) propres à déterminer par une procédure linéaire. à partir de ces deuxièmes signaux des valeurs représentatives des parametres de distance et de vitesse, des moyens (390) propres à démoduler lesdits premiers signaux reçus en fonction desdites valeurs de paramètres de distance et de vitesse, et des moyens (400) pour effectuer un filtrage adapté desdits signaux démodulés en fonction des paramètres de site et gisement de la direction d'une cible éventuelle.

14. Radar selon la revendication 13, caractérisé en ce que le dispositif émetteur-récepteur comprend un premier émetteur (202) associé à un premier récepteur tournant autour d'un premier axe (206) de sorte que les signaux issus du premier récepteur soient modulés périodiquement en phase en fonction de ce mouvement de rotation, un deuxième récepteur (204) diamétralement opposé à l'émetteur par rapport à l'axe de rotation de sorte que les signaux d'échos captés par ledit deuxième récepteur soient modulés seulement en fonction de la distance et de la vitesse de la cible d'où proviennent ces échos.

15. Radar selon la revendication 14, caractérisé en ce que le premier axe (206) est animé d'un mouvement de rotation autour d'un deuxième axe (Oz).

16. Radar selon la revendication 15, caractérisé en de que le premier axe est un axe incliné sur le plan horizontal et le deuxième axe est un axe vertical.

17. Radar selon l'une des revendications 14 ou 15, caractérisé en ce que le dispositif d'émission-réception formé par le premier émetteur et le deuxième récepteur présente.

un lobe d'ouverture relativement grande afin de procurer une bonne résolution Doppler.

18. Radar selon l'une des revendications 14 à 17, caractérisé en ce que le premier émetteur-récepteur (203, 207) et le deuxième récepteur (205,209) sont montés au voisinage du premier axe de rotation (206) et associé chacun à un dispositif réfléchissant (211, 213) respectif à une distance relativement plus grande de cet axe et orienté pour explorer un secteur de l'espace dans une direction sensiblement parallèle audit premier axe.

19. Radar selon l'une des revendications 15 à 18, caractérisé en ce que le dispositif d'émission-récepticn est au moins partiellement enveloppé par un radôme (230) transparent aux ondes transmises par ce dispositif.

20. Radar selon l'une des revendications 15 à 19, caractérisé en ce que les moyens d'entraînement du dispositif émetteur-récepteur sont propres à commander une rotation de plusieurs tours autour du premier axe pendant un tour autour du deuxième axe, et les moyens de démodulation Dopplerdistance des signaux issus de l'antenne réceptrice sont propres à opérer au moins une détection Doppler-distance pendant une révolution autour du premier axe, de façon à fournir une indication de présence d'une cible éventuelle dans un secteur angulaire autour du deuxième axe inférieur à l'angle d'ouverture du système formé par l'émetteur et le deuxième récepteur, pour effectuer une fonction veille-, le filtrage adapté en site et en gisement des signaux issus du premier récepteur après démodulation Doppler distance pour chaque révolution autour du premier axe fournissant les moyens d'une fonction de poursuite d'au moins une cible éventuelle à l'intérieur dudit secteur angulaire.

21. Radar selon la revendication 20, caractérisé en ce que les moyens de traitement des signaux modulés périodiquement en phase en fonction de la cible et reçus du premier récepteur comprennent des moyens (352') de démodulation en phase en fonction d'un code de phase prédéterminé connu durant chacune des révolutions dudit récepteur autour du premier axe.

22. Radar selon l'une des revendications 13 à 21, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens propres, en présence de sources (500) parasites extérieures au radar d'amplitude relativement forte et de longue durée par rapport aux signaux émis par le radar, à combiner les.signaux (C1, C2, S1, S2) issus desdits premier et deuxième récepteurs, afin de produire des signaux résultants indépendants de la fréquence desdites sources extérieures, et des moyens de traitement des signaux ainsi produits pour détecter la direction en site et en gisement (OB) de ladite source extérieure.

23. Radar selon la revendication 22, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (615, 625) propres à combiner les résultats de ladite détection de la direction des sources avec les signaux issus desdits premier et deuxième récepteurs pour produire des signaux résultants respectifs débarrassés de l'influence desdites sources extérieures en dehors d'un lobe synthétique de faible ouverture autour de la direction de cette ou de ces sources.

24. Radar selon la revendication 23, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (587, 588) propres à produire un signal synthétique fonction des paramètres de direction de ladite source détectée et du mouvement desdits premier ou second récepteurs, en ce que lesdits moyens de combinaison comprennent des moyens (610, 620) pour combiner ledit signal synthétique avec les signaux reçus de l'un desdits premier ou second récepteurs pour produire un signal dont une composante correspond aux signaux reçus de ladite source extérieure par l'autre desdits premier et deuxième récepteurs et des moyens (615, 625) pour combiner le signal ainsi produit et le signal issu dudit autre récepteur de façon linéaire afin de débarrasser les signaux dudit second récepteur de l'influence de ladite source extérieure en vue de leur traitement pour la détermination des paramètres d'échos de cibles éventuelles.

25. Radar selon l'une des revendications 3 à 24, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour soustraire point par point les signaux résultant du filtrage adapté en site gisement du produit d'une première démodulation Doppler et les signaux résultant du filtrage adapté en site gisement des mêmes signaux après une deuxième démodulation respective par une fréquence (di + 2 décalée de la première fréquence de démodulation Doppler d'une valeur double de la fréquence de modulation de phase des signaux reçus, pour produire une fonction d'ambiguité site-gisement apodisée à la sortie desdits moyens de filtrage adapte.

26. Radar à balayage de phase du type comportant un dispositif d'émission-réception comprenant des moyens (200) animés d'une rotation autour d'un premier axe (206 > de façon à produire, en réponse à un écho d'une cible éventuelle, des signaux modulés en phase en fonction de ce mouvement de rotation et dans lequel ce premier axe est animé d'un mouvement de rotation autour d'un deuxième axe (Oz), caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (352 de démodulation en phase desdits signaux reçus, à chaque tour desdits moyens autour du premier axe, en fonction d'un code de phase déterminé connu pour chacun desdits tours, et de traitement desdits signaux démodulés en phase en fonction de paramètres correspondants à la distance,à la vitesse au - site et au gisement d'une cible (240) afin de déterminer la direction de cette cible par rapport à un repère considéré comme fixe pendant la durée de chaque révolution desdits moyens autour dudit premier axe.

27. Radar selon la revendication 26, caractérisé en ce que lesdits moyens de traitement sont des moyens de traitement linéaire.

28. Radar à balayage de phase du type comportant au moins un dispositif émetteur-récepteur comprenant une antenne tournante autour d'un axe (206), caractérisé en ce que cete antenne (203) est montée au voisinage du foyer d'un réflecteur parabolique (207) d'axe focal perpendiculaire à cet axe dont le sommet est disposé au voisinage immédiat de cet axe, et en ce gu'il comprend en outre un miroir (211) disposé devant ce réflecteur parabolique et à distance de cet axe (206) pour réflé.chir les ondes émises ou reçues par ce dispositif d'antenne de manière à explorer un secteur de l'espace sensiblement dans la direction dudit premier axe.

29. Radar selon la revendication 28, caractérisé en ce qu'il comprend un deuxième dispositif d'antenne (204) pourvu d'un réflecteur parabolique et associé à un miroir disposé de façon symétrique de ce premier dispositif réflecteur par rapport audit axe de rotation.

30. Radar selon la revendication 29, caractérisé en ce que le premier dispositif d'antenne est associé à des moyens d'émission et de réception de signaux électromagnétiques, et le deuxième dispositif d'antenne est associé à des moyens de réception de tels signaux seulement.