WO2000069055A1 - Gleichspannungswandler - Google Patents

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WO2000069055A1
WO2000069055A1 PCT/AT2000/000124 AT0000124W WO0069055A1 WO 2000069055 A1 WO2000069055 A1 WO 2000069055A1 AT 0000124 W AT0000124 W AT 0000124W WO 0069055 A1 WO0069055 A1 WO 0069055A1
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Inventor
Thomas Rothmayer
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Siemens Ag Österreich
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Definitions

  • the invention relates to a DC / DC converter for converting a DC input voltage into an DC output voltage with at least one controlled switch, a memory inductor and a charging capacitor, and with a control circuit for the at least one controlled switch and with a voltage comparator for comparing the output voltage with a reference voltage, the output of which Drive circuit is supplied.
  • So-called step-down converters are used to convert a generally fluctuating, unregulated first DC voltage into a lower, regulated one. They essentially consist of a controlled switch that feeds the input voltage to a charging capacitor via a storage inductor. A reflux diode enables the energy stored in the storage inductance to be delivered to the charging capacitor during the switching pauses, and a control circuit determines the pulse duty factor as a function of the output voltage.
  • step-up converters have a similar structure, which are required if the output voltage is to be higher than the input voltage.
  • the input voltage is fed to a charging capacitor via a storage inductor and a blocking diode, with a controlled switch, the storage inductance being connected to ground in time with a control signal in accordance with the pulse duty factor.
  • a bidirectional step-up and step-down converter with two transistors and only one memory inductance has become known from GB 2 207 565 A, and the above-mentioned disadvantage of component expenditure has been eliminated.
  • this known converter circuit has a peculiarity that precludes its use in very many cases: when the ground connection is controlled, the polarity of the input voltage and output voltage is reversed. The circuit is not to be used wherever a continuous ground connection without polarity reversal is desired and required, for example in a motor vehicle for charging the battery.
  • the invention is therefore based on the object of providing a DC / DC converter which can operate as a step-up and step-down converter with minimal effort, without a polarity reversal occurring with a continuous ground connection between input and output.
  • this object is achieved according to the invention in that the DC input voltage can be conducted via a first controlled switch), the storage inductance and a first diode to the charging capacitor C, the connection between the first controlled switch and the storage inductance and Ground a second diode in the reverse direction, and a second controlled switch is located between the connection of the memory inductance with the first diode, and the control circuit is set up to drive the first controlled switch with pulses in a step-down mode and to keep the second controlled switch constantly open , if the input voltage is above the output voltage, and in a step-up mode keep the first controlled switch closed and control the second controlled switch with pulses if the input voltage is below the output ngs voltage is.
  • the invention offers the possibility of raising or lowering a DC voltage as required without reversing the polarity, but the effort remains minimal.
  • An advantageous embodiment is characterized in that the first controlled switch is controlled by a first comparator via a first driver stage and the second controlled switch is controlled by a second comparator via a second driver stage, one fixed-frequency AC signal per input of the first and second comparator and depending on the other inputs of the first or second comparator, a first control signal originating from the voltage comparator or a second control signal proportional to this control signal are supplied.
  • the driver stages and the second control signal there is a simple control option.
  • the alternating current signal is a triangular signal, which results in well-defined comparison values over the entire control range.
  • the transition between step-up and step-down operation can be determined in a simple manner via this DC voltage part.
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of a DC-DC converter according to the invention with a more detailed representation of the control circuit and the voltage comparator.
  • a DC-DC converter for converting a first DC input voltage U E into a second DC output voltage U A according to the invention.
  • a first controlled switch T1 here an FET transistor, from which the input DC voltage leads to a charging capacitor C via a storage inductance L and a first diode D1.
  • a second controlled switch T2 here also a FET transistor, lies between ground and the connection point of the memory inductance L. the first diode Dl, and a second diode D2 is in the reverse direction between ground and the connection point of the first controlled switch Tl with the memory inductance L.
  • a control circuit AS is also provided, which will be explained in more detail below in connection with FIG. 3, this control circuit AS supplying control pulses si for the first controlled switch Tl and s 2 for the second controlled switch T2.
  • a control is also provided, for which purpose the output voltage U A is compared with a reference voltage U R by means of a voltage comparator KV and the result of this comparison is fed to the control circuit AS. This is also described in more detail below in connection with FIG. 3.
  • the second controlled switch T2 is now opened and the pulse duty factor of the switching signals si supplied to the first controlled switch Tl determines the level of the output voltage, this via the voltage comparator KV and the control circuit AS is regulated by changing the duty cycle of the switching signal si. Since the output voltage UA is lower than the input voltage U E , there is a known step-down converter T1, in which the diode D2 serves as a reflux diode for the energy stored in the inductance L.
  • the circuit goes into step-up operation, with the controlled switch T1 remaining constantly closed in this operating mode, and the pulse duty factor of the switching pulses s 2 applied to the controlled switch T2 being high the output voltage, which can now be higher than the input voltage.
  • the diode Dl prevents the output voltage from flowing back to the input side, and the control is again carried out here via the voltage comparator KV and the control circuit AS by changing the duty cycle.
  • FIGS. 2a and 2b show the conditions in step-down mode (FIG. 2a) and in step-up mode (FIG. 2b).
  • a fixed-frequency AC signal Sf here a triangular signal
  • a control signal s r for which purpose a comparator is used, as shown later in FIG. 3, and the intersections of the triangular signal with the control signal determine the pulse duty factor of the control signal in the manner shown si for the first controlled switch Tl.
  • Fig. 3 shows the core of the circuit as in Fig. 1, but some details are explained here, which will be discussed.
  • the voltage comparator KV does not compare the full output voltage U A with the reference voltage U R , but only a part derived from the output voltage U A by a voltage divider R3 / R4.
  • the output of the voltage comparator KV is limited in terms of its height by a zener diode D z , which is dimensioned such that the short-circuit state of the controlled switch T2 explained above in connection with FIG. 2b cannot occur.
  • the second control signal s r 'thus safely remains below a maximum value U ma ⁇ (FIG. 2b).
  • the output of the voltage comparator KV is here fed to the positive input of a first comparator KT as a control signal u r , and a wide control signal u r 'derived from this control signal by means of a voltage divider R1 / R2 is fed - here likewise to the positive input - of a second comparator KH .
  • KH is the already mentioned fixed-frequency AC voltage signal Sf, which comes from a pulse generator IG and preferably has a triangular shape, as already stated above.
  • the outputs of the two comparators KT and KH control the first controlled switch T1 via a first driver stage TT and the second controlled switch T2 via a second driver stage TH.
  • the circuit according to FIG. 3 shows, in addition to the charging capacitor C, a smoothing capacitor CE for the input voltage U E , which of course is not an integral part of the circuit.
  • the AC signal S f here the triangular signal, has a DC voltage component in the present case, so that the desired comparison with the control signals s r 'and s r can take place.
  • the level of the DC potentials determines the function of the circuit as well as the amplitude of the AC voltage signal or the gain in the control loop.
  • a look at FIGS. 2a and 2b teaches the person skilled in the art that the voltage difference between the first and the second control signal s r or s r 'must be greater than the peak-to-peak amplitude of the AC voltage signal Sf in order to switch both controlled ones simultaneously Avoid switches T1 and T2.
  • the adjustable DC output voltage is, for example, 0 to 30 volts with a load capacity of up to 0.7 amperes, the input voltage being able to fluctuate between 18 and 36 volts, the storage inductance L a value of 400 ⁇ H and the charging capacitor C a capacity of 150 has ⁇ F.

Abstract

Ein Gleichspannungswandler zur Umsetzung einer Eingangsgleichspannung (UE) in eine Ausgangsgleichspannung (UA), bei welchem eine Eingangsgleichspannung (UE) über einen ersten gesteuerten Schalter (T1), eine Speicherinduktivität (L) und eine erste Diode (D1) zu einem Ladekondensator C führbar ist, zwischen der Verbindung des ersten gesteuerten Schalters (T1) mit der Speicherinduktivität (L) und Masse eine zweite Diode (D2) in Sperrrichtung, und zwischen der Verbindung der Speicherinduktivität (L) mit der ersten Diode (D1) ein zweiter gesteuerter Schalter (T2) gelegen ist, und eine Ansteuerschaltung (AS) dazu eingerichtet ist, in einem Tiefsetzbetrieb den ersten gesteuerten Schalter (T1) mit Impulsen anzusteuern und den zweiten gesteuerten Schalter (T2) ständig geöffnet zu halten, falls die Eingangsspannung (UE) über der Ausgangsspannung (UA) liegt, und in einem Hochsetzbetrieb den ersten gesteuerten Schalter (T1) ständig geschlossen zu halten und den zweiten gesteuerten Schalter (T2) mit Impulsen anzusteuern, falls die Eingangsspannung (UE) unter der Ausgangsspannung (UA) liegt.

Description

GLEICHSPANNUNGSWANDLER
Die Erfindung bezieht sich auf einen Gleichspannungswandler zur Umsetzung einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung mit mindestens einem gesteuerten Schalter, einer Speicherinduktivität und einem Ladekondensator sowie mit einer Ansteuerschaltung für den zumindest einen gesteuerten Schalter und mit einem Spannungskomparator zum Vergleich der Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung, dessen Ausgang der Ansteuerschaltung zugeführt ist.
Zur Umwandlung einer im allgemeinen schwankenden, ungeregelten ersten Gleichspannung in eine niedrigere, geregelte, werden sogenannte Tiefsetzsteller verwendet. Sie bestehen im wesentlichen aus einem gesteuerten Schalter, der die Eingangsspannung über eine Speicherinduktivität einem Ladekondensator zuführt. Eine Rückflussdiode ermöglicht in den Schaltpausen die Abgabe der in der Speicherinduktivität gespeicherten Energie an den Ladekondensator, und eine Ansteuerschaltung bestimmt das Tastverhältnis in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung.
Ähnlich aufgebaut sind sogenannte Hochsetzsteller, die dann erforderlich sind, wenn die Ausgangsspannung höher sein soll als die Eingangsspannung.
Dabei wird die Eingangsspannung über eine Speicherinduktivität und eine Sperrdiode einem Ladekondensator zugeführt, wobei ein gesteuerter Schalter die Speicherinduktivität im Takt eines Ansteuersignais dem Tastverhältnis entsprechend an Masse liegt.
In beiden Fällen wird lediglich eine einzige Speicherinduktivität verwendet; Übertrager mit zwei oder mehr Wicklungen sind nicht erforderlich, sodass sich beide Schaltungen durch besonders einfachen und kostengünstigen Aufbau auszeichnen.
Probleme ergeben sich, falls die Eingangsspannung z. B. ein ungeregeltes Gleichspannungsnetz oder die Klemmenspannung eines über einen größeren Drehkraftbereich arbeitenden Generators in solchen Grenzen schwankt, dass diese Spannung sowohl unterhalb als auch oberhalb der (Soll-)Ausgangsspannung liegen kann. In solchen Fällen kann man einen Hochsetzsteller sowie einen Tiefsetzsteller verwenden und je nach Höhe der Netzspannung entweder den Hoch- oder den Tiefsetzsteller an die Eingangsspannung legen. Dabei ist natürlich der Aufwand an Bauteilen der doppelte. An dieser Stelle ist anzumerken, dass Gleichspannungswandler mit zwei gesteuerten Schaltern im Zusammenhang mit anderen Problemen bekannt sind. Beispielsweise beschreibt die AT 390 856 B der Anmelderin einen Thyristorwandler, bei welchem zwei in Serie liegende Thyristoren genau gleichzeitig geschaltet werden. Bei einer bidirektionalen Wandlerschaltung nach der AT 399 625 B der Anmelderin werden zwei Transistoren verwendet, wobei die AnSteuerimpulse ein komplementäres Tastverhältnis besitzen.
Ein bidirektional arbeitender Hoch- und Tiefsetzsteller mit zwei Transistoren und nur einer Speicherinduktivität ist aus der GB 2 207 565 A bekannt geworden, und der oben erwähnte Nachteil des Bauteilaufwandes ist dabei beseitigt. Diese bekannte Wandlerschaltung besitzt jedoch eine Eigenheit, die ihre Anwendung in sehr vielen Fällen ausschließt: Bei durchgesteuerter Masseverbindung ist die Polarität von Eingangsspannung und Ausgangsspannung vertauscht. Überall dort, wo eine durchgehende Masseverbindung ohne Polaritätsumkehr gewünscht und erforderlich ist, beispielsweise in einem Kraftfahrzeug zum Laden der Batterie, ist die Schaltung nicht anzuwenden.
Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungswandler zu schaffen, der bei minimalem Aufwand als Hoch- und Tiefsetzsteller arbeiten kann, ohne dass es bei durchgehender Masseverbindung zwischen Eingang und Ausgang zu einer Polaritätsumkehr kommt.
Diese Aufgabe wird ausgehend von einem Gleichspannungswandler der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass die Eingangsgleichspannung über einen ersten gesteuerten Schalter), die Speicherinduktivität und eine erste Diode zu dem Ladekondensator C führbar ist, wobei zwischen der Verbindung des ersten gesteuerten Schalters mit der Speicherinduktivität und Masse eine zweite Diode in Sperrrichtung, und zwischen der Verbindung der Speicherinduktivität mit der ersten Diode ein zweiter gesteuerter Schalter gelegen ist, und die Ansteuerschaltung dazu eingerichtet ist, in einem Tiefsetzbetrieb den ersten gesteuerten Schalter mit Impulsen anzusteuern und den zweiten gesteuerten Schalter ständig geöffnet zu halten, falls die Eingangsspannung über der Ausgangsspannung liegt, und in einem Hochsetzbetrieb den ersten gesteuerten Schalter ständig geschlossen zu halten und den zweiten gesteuerten Schalter mit Impulsen anzusteuern, falls die Eingangsspannung unter der Ausgangs- spannung liegt.
Durch die Erfindung ergibt sich die Möglichkeit, eine Gleichspannung je nach Bedarf hoch- oder tiefzusetzen, ohne dass es zu einer Polaritätsumkehr kommt, wobei der Aufwand jedoch minimal bleibt. Eine vorteilhafte Ausfuhrungsform zeichnet sich dadurch aus, dass der erste gesteuerte Schalter über eine erste Treiberstufe von einem ersten Komparator und der zweite gesteuerte Schalter über eine zweite Treiberstufe von einem zweiten Komparator angesteuert ist, wobei je einem Eingang des ersten bzw. zweiten Komparators ein festfrequentes Wechselstromsignal und je den anderen Eingängen des ersten bzw. zweiten Komparators ein von dem Spannungskomparator stammendes erstes Regelsignal bzw. ein diesem Regelsignal proportionales zweites Regelsignal zugeführt sind. Durch die Verwendung der Treiberstufen und des zweiten Regelsignals ergibt sich eine einfache Ansteuerungs- bzw. Regelmöglichkeit.
Falls die Höhe des zweiten Regelsignals auf einen definierten Wert begrenzt ist, kann man auf einfache Weise unerwünschte Kurzschlusszustände, verursacht durch den zweiten gesteuerten Schalter, vermeiden. Dabei ist eine kostengünstige und einfache Lösung dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsspannung des Spannungskomparators durch eine Zenerdiode begrenzt ist.
Bei einer anderen vorteilhaften Variante ist das Wechselstromsignal ein Dreiecksignal, wodurch sich über den gesamten Regelbereich gut definierte Vergleichswerte ergeben.
Falls das Wechselstromsignal einen Gleichspannungsteil aufweist, lässt sich über diesen Gleichspannungsanteil in einfacher Weise der Übergang zwischen Hoch- und Tiefsetzbetrieb festlegen.
Die Erfindung samt weiterer Vorteile und Merkmale ist im folgenden anhand beispielsweise Ausfuhrungsformen unter Zuhilfenahme der Zeichnung veranschaulicht. In dieser zeigen
■ Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild eines Gleichspannungswandlers nach der Erfindung,
■ Fig. 2 den zeitlichen Verlauf der Ansteuersignale der beiden gesteuerten Schalter des Regelsignals sowie eines Taktsignals in einer Schaltung nach der Erfindung, und
■ Fig. 3 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers mit detaillierterer Darstellung der Ansteuerschaltung und des Spannungskomparators.
Wie aus Fig. 1 ersichtlich, besteht ein Gleichspannungswandler zur Umsetzung einer ersten, Eingangsgleichspannung UE in eine zweite, Ausgangsgleichspannung UA gemäß der Erfindung. Aus einem ersten gesteuerten Schalter Tl, hier einem FET-Transistor, von dem die Eingangsgleichspannung über eine Speicherinduktivität L und eine erste Diode Dl zu einem Ladekondensator C fuhrt. Ein zweiter gesteuerter Schalter T2, hier gleichfalls ein FET- Transistor, liegt zwischen Masse und dem Verbindungspunkt der Speicherinduktivität L mit der ersten Diode Dl, und eine zweite Diode D2 liegt in Sperrichtung zwischen Masse und dem Verbindungspunkt des ersten gesteuerten Schalters Tl mit der Speicherinduktivität L.
Es ist weiters eine Ansteuerschaltung AS vorgesehen, die weiter unten näher im Zusammenhang mit Fig. 3 erläutert wird, wobei diese Ansteuerschaltung AS AnSteuerimpulse si für den ersten gesteuerten Schalter Tl und s2 für den zweiten gesteuerten Schalter T2 liefert. Es ist weiters auch eine Regelung vorgesehen, wozu die Ausgangsspannung UA mittels eines Spannungskomparators KV mit einer Referenzspannung UR verglichen und das Ergebnis dieses Vergleiches der Ansteuerschaltung AS zugeführt wird. Auch dies ist detaillierter im Zusammenhang mit Fig.3 weiter unten beschrieben.
Sofern die Eingangsspannung UE höher ist als die gewünschte Ausgangsspannung UA, wird nun der zweite gesteuerte Schalter T2 geöffnet und das Tastverhältnis der dem ersten gesteuerten Schalter Tl zugeführten Schaltsignale si bestimmt die Höhe der Ausgangsspannung, wobei diese über den Spannungskomparator KV und die Ansteuerschaltung AS durch Änderung des Tastverhältnisses des Schaltsignals si geregelt wird. Da die Ausgangsspannung UA kleiner als die Eingangsspannung UE ist, liegt ein bekannter Tiefsetzsteller Tl vor, bei welchem die Diode D2 als Rückflussdiode für die in der Induktivität L gespeicherte Energie dient.
Falls die Eingangsspannung UE jedoch kleiner ist als die gewünschte Ausgangsspannung UA, geht die Schaltung in einen Hochsetzbetrieb über, wobei in dieser Betriebsart der gesteuerte Schalter Tl ständig geschlossen bleibt, und das Tastverhältnis der an den gesteuerten Schalter T2 angelegten Schaltimpulse s2 die Höhe der Ausgangsspannung bestimmt, die nun höher sein kann als die Eingangsspannung. Die Diode Dl verhindert einen Rückfluss der Ausgangsspannung zur Eingangsseite, und die Regelung erfolgt auch hier wieder über den Spannungskomparator KV und die Ansteuerschaltung AS durch Änderung des Tastverhältnisses.
Aus den Diagrammen nach Fig. 2a und 2b erkennt man die Verhältnisse im Tiefsetzbetrieb (Fig. 2a) und im Hochsetzbetrieb (Fig. 2b). Im Hochsetzbetrieb wird ein festfrequentes Wechselstromsignal Sf, hier ein Dreieckssignal, mit einem Regelsignal sr verglichen, wozu, wie später in Fig. 3 gezeigt, ein Komparator dient, und die Schnittpunkte des Dreieckssignals mit dem Regelsignal bestimmen in der gezeigten Weise das Tastverhältnis des Ansteuersignais si für den ersten gesteuerten Schalter Tl. Je kleiner das Tastverhältnis wird, um so geringer wird die Ausgangsspannung, wobei das Tastverhältnis prinzipiell so groß werden kann, dass der Schalter Tl ständig geschlossen bleibt und die Ausgangsspannung UA der Eingangsspannung UE entspricht. In Fig. 2a erkennt man auch ein abgeleitetes Regelsignal sr\ welches dem Signal sr proportional ist, hier kleiner als sr ist. Auch dieses Signal wird - in einem zweiten Komparator, siehe später Fig. 3 - mit dem Dreieckssignal Sf verglichen. Fig. 2b erläutert die Situation, in welcher die Eingangsspannung so weit abgesunken ist, dass das Regelsignal sr sowie das abgeleitete Regelsignal sr' so groß geworden sind, dass sr oberhalb des Dreieckssignals Sf liegt, und nun das abgeleitete Regelsignal sr' das Dreieckssignal Sf schneidet, wodurch aus einem zweiten Komparator das Schalt- bzw. Ansteuersignal s2 für den zweiten gesteuerten Schalter T2 erzeugt wird, wobei nun wieder das Tastverhältnis die Höhe der Ausgangsspannung bestimmt. Es liegt nun ein Hochsetzbetrieb vor, wobei allerdings zu vermeiden ist, dass das Tastverhält- nis der Ansteuersignale s den Grenzwert eines Gleichspannungssignals erreicht, bei welchem der gesteuerte Schalter T2 ständig geschlossen wäre und ein Kurzschluss über den gesteuerten Schalter T2 vorläge. Im Zusammenhang mit Fig. 3 wird eine Möglichkeit angegeben, um diesen Betriebszustand zu vermeiden.
Fig. 3 zeigt den Kern der Schaltung wie in Fig. 1 , doch sind hier einige Details näher erläutert, auf welche eingegangen wird. In dem Spannungskomparator KV wird - wie üblich - nicht die volle Ausgangsspannung UA mit der Referenzspannung UR verglichen, sondern nur ein durch einen Spannungsteiler R3/R4 aus der Ausgangsspannung UA abgeleiteter Teil. Der Ausgang des Spannungskomparators KV ist seiner Höhe nach durch eine Zenerdiode Dz begrenzt, die so bemessen ist, dass der vorhin im Zusammenhang mit Fig. 2b erläuterte Kurzschlusszustand des gesteuerten Schalters T2 nicht auftreten kann. Das zweite Regelsignal sr' bleibt dadurch sicher unterhalb eines Maximalwertes Umaχ (Fig. 2b).
Der Ausgang des Spannungskomparators KV wird hier dem positiven Eingang eines ersten Komparators KT als Regelsignal ur zugeführt, und ein aus diesem Regelsignal mittels eines Spannungsteilers R1/R2 abgeleitetes weites Regelsignal ur' wird - hier gleichfalls dem positiven Eingang - eines zweiten Komparators KH zugeführt. An den jeweils anderen Eingängen der beiden Komparatoren KT, KH liegt das bereits erwähnte festfrequente Wechselspannungssignal Sf, welches von einem Impulsgenerator IG stammt und vorzugsweise Dreiecksform besitzt, wie bereits oben angegeben. Die Ausgänge der beiden Komparatoren KT und KH steuern über eine erste Treiberstufe TT den ersten gesteuerten Schalter Tl und über eine zweite Treiberstufe TH den zweiten gesteuerten Schalter T2. Die Schaltung nach Fig. 3 zeigt außer dem Ladekondensator C noch einen Glättungskondensator CE für die Eingangsspannung UE, der natürlich kein zwingender Bestandteil der Schaltung ist.
Wieder auf Fig. 2a und 2b zurückkommend ist zu bemerken, dass das Wechselstromsignal Sf, hier das Dreieckssignal, im vorliegenden Fall einen Gleichspannungsanteil aufweist, damit der gewünschte Vergleich mit den Regelsignalen sr' und sr erfolgen kann. Überhaupt bestimmt die Höhe der Gleichspannungspotentiale die Funktion der Schaltung ebenso wie die Amplitude des Wechselspannungssignals bzw. die Verstärkung im Regelkreis. Ein Blick auf die Fig. 2a und 2b lehrt den Fachmann, dass die Spannungsdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Regelsignal sr bzw. sr' größer sein muss als die Spitze-Spitze-Amplitude des Wechselspannungssignals Sf, um ein gleichzeitiges Schalten beider gesteuerten Schalter Tl und T2 zu vermeiden.
Die Praxis hat gezeigt, dass ein Gleichspannungswandler nach der Erfindung äußerst zuverlässig arbeitet und tatsächlich mit nur sehr wenigen Schaltelementen das Auslangen findet. Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel beträgt beispielsweise die einstellbare Ausgangsgleichspannung 0 bis 30 Volt bei einer Belastbarkeit bis zu 0,7 Ampere, wobei die Eingangsspannung zwischen 18 und 36 Volt schwanken kann, die Speicherinduktivität L einen Wert von 400 μH und der Ladekondensator C eine Kapazität von 150 μF besitzt.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Gleichspannungswandler zur Umsetzung einer Eingangsgleichspannung (UE) in eine Ausgangsgleichspannung (UA), mit mindestens einem gesteuerten Schalter (Tl, T2), einer Speicherinduktivität (L) und einem Ladekondensator (C) sowie mit einer Ansteuerschaltung (AS) für den zumindest einen gesteuerten Schalter und mit einem Spannungskomparator (KV) zum Vergleich der Ausgangsspannung (UA) mit einer Referenzspannung (UR), dessen Ausgang der Ansteuerschaltung zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsgleichspannung (UE) über einen ersten gesteuerten Schalter (Tl), die Speicherinduktivität (L) und eine erste Diode (Dl) zu dem Ladekondensator C fuhrbar ist, wobei zwischen der Verbindung des ersten gesteuerten Schalters (Tl) mit der Speicherinduktivität (L) und Masse eine zweite Diode (D2) in Sperrrichtung, und zwischen der Verbindung der Speicherinduktivität (L) mit der ersten Diode (Dl) ein zweiter gesteuerter Schalter (T2) gelegen ist, und die Ansteuerschaltung (AS) dazu eingerichtet ist, in einem Tiefsetzbetrieb den ersten gesteuerten Schalter (Tl) mit Impulsen anzusteuern und den zweiten gesteuerten Schalter (T2) ständig geöffnet zu halten, falls die Eingangsspannung (UE) über der Ausgangsspannung (UA) liegt, und in einem Hochsetzbetrieb den ersten gesteuerten Schalter (Tl) ständig geschlossen zu halten und den zweiten gesteuerten Schalter (T2) mit Impulsen anzusteuern, falls die Eingangsspannung (UE) unter der Ausgangsspannung (UA) liegt.
2. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste gesteuerte Schalter (Tl) über eine erste Treiberstufe (TT) von einem ersten Komparator (KT) und der zweite gesteuerte Schalter (T2) über eine zweite Treiberstufe (TH) von einem zweiten Komparator (KH) angesteuert ist, wobei je einem Eingang des ersten bzw. zweiten Komparators (KT, KH) ein festfrequentes Wechselstromsignal (Sf) und je den anderen Eingängen des ersten bzw. zweiten Komparators (KT, KH) ein von dem Spannngskomparator (KV) stammendes erstes Regelsignal (sr) bzw. ein diesem Regelsignal proportionales zweites Regelsignal (s'r) zugeführt sind.
3. Gleichspannungswandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Höhe des ersten bzw. zweiten Regelsignals (sr, s'r) auf einen definierten Wert (Umax) begrenzt ist.
4. Gleichspannungswandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsspannung des Spannungskomparators (KV) durch eine Zenerdiode (Dz) begrenzt ist.
5. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Wechselstromsignal (sf) ein Dreiecksignal ist.
6. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Wechselstromsignal (sf) einen Gleichspannungsteil aufweist.
PCT/AT2000/000124 1999-05-05 2000-05-05 Gleichspannungswandler WO2000069055A1 (de)

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