WO2000039921A1

WO2000039921A1 - Unite de telecommunication mobile

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Publication number: WO2000039921A1
Application number: PCT/JP1998/005921
Authority: WO
Inventors: Yoshikuni Matsunaga; Isao Yoshida; Mineo Katsueda; Masatoshi Morikawa; Toru Fujioka
Original assignee: Hitachi, Ltd.
Priority date: 1998-12-25
Filing date: 1998-12-25
Publication date: 2000-07-06
Also published as: KR20010108018A; TW462147B

Description

明細書移動体通信装置技術分野

本発明は、 3 0 O M H z以上のマイクロ波帯を使用する移動体通信装置に係わリ、特に、高周波信号を電力増幅して出力する高周波電力増幅器に適用して有効な技術に関する。背景技術

近年、 G S M (Global System for Mobi le Communicat ions 万式、或レヽ ¾ P D C (Personal Digi tal Cel lular)方式の携帯電話等で代表される移動体通信装置が急速に普及している。これら移動体通信装置は一般に、電波の放射と受信をするアンテナと、電力変調された高周波信号を増幅してアンテナへ供給する高周波電力増幅器と、アンテナで受信した高周波信号を信号処理する受信部と、これらの制御を行う制御部と、これらに電源電圧を供給する電池で構成される。なお、このような移動体通信装置の構成については、例えば「日立評論」，vol. 78， No. 11 (1996-11)の第 2 1頁〜第 2 6頁に開示されている。

移動体通信装置が普及した原因は、その小型、軽量という特長を活かし、「何時でも、何処でも、誰とでも」情報の伝達が可能になったことにある。しかし、この移動体通信装置のより一層の普及を図るために、移動体通信装置の更なる小型軽量化と低消費電力化が要望されている。そのため、移動体通信装置を構成する各構成部品のよリー層の小型軽量化と低消費電力化を実現する必要がある。上記構成部品の一つとして、アンテナへ高周波信号を供給する高周波電力増幅器がある。一般に、移動体通信装置を構成する部品の中で、この高周波電力増幅器は最も消費電力が大きい。従って、移動体通信装置の更なる低消費電力化を図るためには、この高周波電力増幅器の消費電力を低減すること、すなわち、高周波電力増幅器の効率を向上することが有効である。なお、この種の移動体通信装置の高周波増幅器に関しては、例えば、特開平 5— 1 52976号公報、特開平 8-222973号公報などに開示されている。

図 1 3は、本発明に先立って検討した高周波電力増幅器の概略構成を示す図である。図 13において、参照符号 1は入力整合回路（IMC: Input matching circuit), 2は段間整合回路 (ISMC: Interstage matching circuit)、 3は出力整合回路、 4は駆動回路、 Pinは入力電力（端子）、 Vapc は出力電力制御電圧、 Vddは電源電圧、 Pout は出力電力（端子）をそれぞれ示している。ここで、増幅素子 T 1のゲー卜へのバイアス電圧は、出力電力制御電圧 Vapc を抵抗 R 1， R2で分圧して供給される。また、増幅素子 T 1のドレインへは、電源電圧 Vdd がストリップライン SL 1を通じて供給される。出力整合回路 3は、固定のキヤパシタ C l， C2， C3， C4と、ストリップライン SL 2で構成される。ここで、キャパシタ C 4は直流バイアス電流をカツトするための結合キャパシタである。キャパシタ C 1〜C 3の容量値とストリップライン S L 2の長さや幅は、増幅素子 T 1と出力端子間のインピーダンスとが整合するように調整されている。同様に、入力整合回路 1、段間整合回路 2も、複数個のキャパシタとストリップラインで構成されており、入力端子と駆動回路 4との間、駆動回路 4と増幅素子 T 1との間のそれぞれのインピーダンスを整合している。尚、以下では、使用周波数が 900 MHzで、固定のキャパシタ C 1〜C 4の値が、それぞれ C 1は 6 pFまたは 8 pF、 C2は 7 pF、 C 3は l p F、 C4は 1 8 p Fを、一例として用いた場合で説明する。

本発明に先立って検討した上記高周波電力増幅器の特性例を、図 14に示す。図 14の（A) は、電源電圧 Vddが通常の 3. 5 Vのときの出力電力 Pout と効率 7]の関係を示すグラフである。同図の（B) は電源電圧 Vddと出力電力 Pout の関係を示すグラフである。この高周波電力増幅器の出力整合回路は、電源電圧 Vddが電池の消耗により 3. 0Vに低下したときでも目標性能の出力電力 Pout (例えば、周波数が 90 OMHzにおいて、出力電力 Pout の目標性能を、電源電圧 Vddが 3. 0Vの時は 3. 0W、電源電圧 Vddが 3. 5 Vの時は 3. 6Wとする。）を得られるようにチューニング（整合）を行っている。すなわち、出力優先のチューニングを行っている。ここで、出力優先のチューニングとは、出力整合回路 3を構成するキャパシタの値を小さくして、出力電力 Pout を大きするチューニングのことである。キャパシタ C 1の値として 6 p Fと小さい方の値を用いた場合に得られる出力電力 Pout は、電源電圧 Vddが 3. 0Vで目標性能の 3W (点？ 1 1 ) である。

このような出力優先のチューニングを行うと、電源電圧 Vddが通常の 3. 5 V のときの出力電力 Poutは、同図 14の（B) に示したように 4W (点 P 1 ) となり、目標性能の 3. 6Wを超える。しかし、同図の（B) より、逆に効率 7?は 45% (点 P 1 ) と低めである。

図 1 3に示した構成で、高周波電力増幅器の効率を向上させるには、出力整合回路 3のチューニング状態を変更するしか手段がない。そこで、効率優先のチュ一二ングを行う。ここで、効率優先のチューニングとは、出力整合回路 3を構成するキャパシタの値を大きして効率?]を高くするチューニングのことである。そこで、コンデンサ C 1の値として 8 p Fと大きい方の値を用いて、図 14の（A) に示したように効率を 49% (点 P 2) と高くチューニングする。

このような効率優先のチューニングを行うと、電源電圧 Vddが 3. 5Vのときの出力電力 Pout は、目標性能の 3. 6W (点 P 2) となる。しかし、電源電圧 Vddが 3. 0 Vと低下したときの出力電力 Pout は、図 14の（B) に示したように 2. 7W (点 P 21 ) に低下し、目標性能に達しなくなってしまう。

上述のように、本発明に先立って検討した高周波電力増幅器の構成では、目標性能を達成するために、電源電圧が 3. 0Vと低い方での出力電力を優先した出力優先のチューニングとしなければならない。このために、電源電圧が 3. 5 V と高い方での出力電力はオーバースぺックとなり、効率が低下してしまうという問題があった。

また、効率の向上を図るために効率優先のチューニングを行うと、出力電力が低下してしまい、電源電圧が 3 . 0 Vと低い方での目標性能を達成できないという問題があった。

本発明はこのような問題を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、移動体通信装置において、高周波電力増幅器の低消費電力化、すなわち高効率化を達成することが可能となる技術を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、移動体通信装置において、更なる小型軽量化を図ることが可能となる技術を提供することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。発明の開示

上記目的を達成する本発明の移動体通信装置は、電波の放射と受信をするアンテナと、電力変調された高周波信号を増幅して前記アンテナへ供給する高周波電力増幅器と、前記アンテナで受信した高周波信号を信号処理する受信部と、これらの制御を行う制御部と、これらに電源電圧を供給する電池とを有し、前記高周波電力増幅器が高周波信号を増幅する複数段の増幅素子（駆動回路を含む）と、入力のインピーダンス整合を行う入力整合回路と、前記増幅素子間のインピーダンス整合を行う段間整合回路と、前記増幅素子に印加される電源電圧のレベルにより出力のインピーダンス整合の状態を変化させる手段を備える出力整合回路で構成されたものである。

この場合、前記増幅素子に印加される電源電圧のレベルにより出力のィンピーダンス整合の状態を変化させる手段を可変容量素子で構成すれば好適である。この可変容量素子は、 M O S型素子を用いることができる。ここで、 M O S型素子は反転層を有してもよい。

或いは、前記増幅素子に印加される電源電圧のレベルにより出力のインピーダンス整合の状態を変化させる手段を、電源電圧を入力とするインバータと、このインバータの出力が印加されるパリキヤップとから構成してもよい。

また、前記移動体通信装置において、前記増幅素子を絶縁ゲート型電界効果トランジスタとすれば好適である。

この場合、増幅素子として並列接続構成の絶縁ゲ一ト型電界効果トランジスタを用いることもできる。図面の簡単な説明

図 1は本発明の移動体通信装置の概略構成例（ブロック図）を示す図であり、図 2は本発明の第 1の実施例における高周波電力増幅器の回路構成例を示す図であり、図 3は第 1の実施例におけるインバータ素子の動作例を示す図であり、図 4は第 1の実施例におけるバリキャップの容量一電圧特性例を示す図であり、図 5は本発明の第 1の実施例における高周波電力増幅器の特性例を示す図であり、図 6は本発明の第 2の実施例における高周波電力増幅器の回路構成例を示す図であり、図 7は第 2の実施例における可変容量素子の構造例を示す図であり、図 8 は第 2の実施例における可変容量素子の容量一電圧特性例を示す図であり、図 9 は本発明の第 3の実施例における高周波電力増幅器の回路構成例を示す図であリ、図 1 0は本発明の第 4の実施例における高周波電力増幅器の回路構成例を示す図であり、図 1 1は本発明の第 4の実施例における増幅素子以降のレイアウト例を示す図であり、図 1 2は本発明の第 5の実施例における高周波電力増幅器の回路構成例を示す図であり、図 1 3は本発明に先立って検討した高周波電力増幅器の回路構成例を示す図であり、図 1 4は図 1 3に示した高周波電力増幅器の特性例を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有する構成部分には同一の参照符号を付け、その繰リ返しの詳細な説明は省略する。

<実施例 1 >

図 1は、本発明の移動体通信装置の概略構成を示すブロック図である。同図に示す移動体通信装置は、ゾーン選択方式（又はセル選択方式）の携帯電話器いわゆるセルラーとして構成されている。

本実施例の移動体通信装置は、電波の放射と受信をするアンテナ 5 1と、低周波信号を変調してマイクロ波帯の高周波信号に変換する送信部 2 0と、高周波信号を増幅してアンテナ 5 1へ供給する高周波電力増幅器 (RFPA: Radio frequency power ampl i fier) 2 4と、アンテナ 5 1で受信した高周波信号を信号処理する受信部 3 0と、これらの制御を行う制御部 4 0と、これらに電源電圧 Vddと基準電圧 G N Dを供給する電池 5 0などで構成される。

送信部 2 0は、マイクロホン 2 1、符号化及び変調などの機能を含むベ一スパンドユニット（BBU: Base band uni t) 2 2 , ミキサ 2 3などによって構成される。送信部 2 0は、マイクロホン 2 1やコンソール（CONS : Console) 4 4からの信号をデジタル符号化及び変調処理した後、所定のマイクロ波帯の高周波信号に変換する。この高周波信号は、高周波電力増幅器 2 4で増幅されて、アンテナ共用器 (DUP : Dup lexer) 5 2を介してアンテナ 5 1へ給電される。

受信部 3 0は、低雑音増幅器（LNA: Low no ise ampl ifier) 3 1、ミキサ 3 2、中間周波増幅器 ( IF: Intermedi ate frequency ampl ifier) 3 3、検波器 (DET: Detector) 3 4、復調器 (DEM: Demodulator) 3 5、 A変換器 3 6、低周波増幅器（LF: Low frequency Ampl i fier) 3 7及びスピーカ 3 8などによって構成される。受信部 3 0は、アンテナ 5 1からアンテナ共用器 5 2を介して受信される高周波信号を増幅した後、検波及び復調処理して信号の再生を行う。制御部 40は、局部発振器（OSC: Oscillator) 41、受信電界強度検出器（RS SI： Received signal strength indicator) 42 _% 制御ユニット (CNTU: Control Unit) 43, 表示及び操作の機能を含むコンソール 44、八/^/0変換器45及び 0/八変換器46， 47などによって構成される。制御部 40は、受信電界強度に基づく基地局の選択、高周波電力増幅器の出力電力の制御、受信信号のゲイン制御などの各種制御を行う。

図 2は、本実施例における高周波電力増幅器の回路構成例を示す図である。図 2に示すように、高周波電力増幅器は、入力整合回路 1と、段間整合回路 2と、出力整合回路 3と、駆動回路 4などで構成される。図 2において、 Pinは入力電力、 Vapc は出力電力制御電圧、 Vddは電源電圧、 Pout は出力電力をそれぞれ表している。ここで、増幅素子 T 1のゲートバイアス電圧は、出力電力制御電圧 Vapc を抵抗 R l， R 2で分圧して供給される。また、増幅素子 T 1のドレインへは、電源電圧 Vddがストリップライン S L 1を通じて供給される。

出力整合回路 3において、本発明に先立って検討した図 1 3の回路における構成素子と同じ構成素子には、同一参照符号を付してある。すなわち、出力整合回路 3は、マイクロストリップライン SL 2と、固定のキャパシタ C2 (例えば 7 p F) ， C 3 (例えば 1 P F ) ， C4 (例えば 18 p F ) ， C 10 (例えば 10 0 p F) と、バリキャップ Cdで構成される。この出力整合回路 3は、電源電圧 Vdd に依存して増幅素子 T 1と出力端子間の整合状態を調整する。詳細には、抵抗 R 10と、電源電圧 Vddを入力とするインバ一タ素子 T 10で構成するインバータ回路により、電源電圧 Vddの変化を逆に変換した電圧 Vd をバリキャップ Cd に印加し、バリキャップ Cd の容量値を調整する。

ここで、インバータ回路の動作とバリキャップ Cd の容量値の関係を図 3と図 4を用いて説明する。インバータ素子 T 10は、しきい値電圧が 3. 0Vより若干低い（例えば 2. 7V程度） Nチャネルの電界効果トランジスタ（FET) であり、ゲート電圧 Vgが 3. 0Vと 3. 5 Vのときのドレイン電流 I d —ドレイン電圧 Vd の直流特性は図 3に示すような特性を持つ。図 3において、点 Aを通る実線の直線は、電源電圧 Vddが 3. 5 Vのときの負荷線であり、点 Bを通る点線の直線は、電源電圧 Vddが 3. 0Vのときの負荷線である。負荷線の傾きは、負荷となる抵抗 R 10により決まる。本実施例での抵抗 R 10は一例として、 2 を用いている。図 3に示すようにインバータ素子 T 10のドレイン電圧 Vd は、電源電圧 Vddが 3. 5 Vのとき、すなわちゲート電圧 Vgが 3. 5Vのとき、およそ 0. 5Vとなり、電源電圧 Vddが 3. 0Vのとき、およそ 2 Vとなる。このように、電源電圧 Vddが 3. 5Vから 3. 0Vまの範囲で変化すると、ィンバータ素子 T 10のドレイン電圧 Vd は、 0. 5 Vから 2 Vの範囲で変化する。このとき、ノリキャップ Cd の容量値 Cx は、図 4に示すように、ドレイン電圧 Vd が 0. 5 Vから 2 Vの範囲で変化するので、およそ 9 p Fから 6 p Fの範囲で変化する。これにより、図 2の出力整合回路 3の整合（チューニング）状態が調整される。

このときの高周波電力増幅器の特性を、図 5に示す。同図の（A) は、電源電圧 Vddが通常の 3. 5 Vであるときの出力電力 Pout と効率 7 の関係を示すグラフである。図 5の（Β) は、電源電圧 Vddと出力電力 Pout の関係を示すグラフである。今、電源電圧 Vddが通常の 3. 5Vであるとき、インバータ素子 T 10 のゲート電圧 Vgは 3. 5Vであるから、ドレイン電圧 Vd は、図 3の特性より 0. 5Vである。従って、図 4よりバリキャップ Cd の容量値 Cx は、およそ 9 p Fである。このとき、本実施例の場合、直流バイアス電流カット用のキャパシタ C 10の容量値がおよそ 100 p Fであるから、キャパシタ C 1 0とバリキヤップ Cd の直列接続の容量値はおよそ 8 p Fとなり、大きい方の容量値である。従って、容量値を大きくしてチューニングする場合に相当するから、このときの出力整合回路 3のチューニング状態は効率優先のチューニングとなる。

高周波電力増幅器の特性は、図 5の（A) に示すように電源電圧 Vddが 3. 5 Vにおいて、出力電力 Pout 力 3. 6W (目標性能）、効率?]が 49% (点 P 2) となる。また、電源電圧 Vddが電池の消耗により 3. 0Vに低下すると、インバータ素子 T 1 0のゲート電圧 Vgも 3. 0Vとなるから、図 3よりバリキャップに印加されるインバ一タ素子 T 1 0のドレイン電圧 Vd は 2 Vとなる。従って、バリキャップ Cd の容量値 Cxは、図 4の特性よりおよそ 6 p Fに低下し、小さい方の容量値である。このとき出力整合回路 3のチューニング状態は出力優先のチューニングに変わり、図 14の（B) で示した点線の特性線における電源電圧 Vddが 3. 0 Vのときの特性に相当する出力電力（点 P I 1 ) となる。すなわち、高周波電力増幅器の出力電力 Pout は図 5の（B) 中に同様に点線で示したように、目標性能の 3 W (点 P 1 1 ) となる。

このように、図 5の（B) に点線で示した先立って検討した高周波電力増幅器の特性（図 14の（B) で点 P 1と点 P 1 1間を結ぶ点線で示した特性と同じ）と比べ、図 5の（B) に点 P 2と点 P I 1間を結ぶ実線で示した本実施例における高周波電力増幅器の特性は、電源電圧 Vddが 3. 0 Vのときの出力電力 Pout は同じ 3 Wでありながら、図 5の（A) から分かるように電源電圧 Vddが 3. 5 Vでの効率を 45% (点 P 1 ) から 49% (点 P2) と 4%程度向上させることができる。

<実施例 2 >

図 6は、本発明の第 2の実施例を示す高周波電力増幅器の回路構成図である。図 6に示すように、高周波電力増幅器は、実施例 1と同様に入力整合回路 1と、段間整合回路 2と、出力整合回路 3と、駆動回路 4などで構成される。本実施例は、図 2で示した出力整合回路 3のインバータ素子 T 10と抵抗 R 10、キャパシタ C 10、バリキャップ Cd の代わりに、可変容量素子 1 1を用いた構成としている点が、前記実施例 1と相違する。従って、本実施例の出力整合回路 3は、ストリップライン S L 2と、固定のキャパシタ C 2， C 3, C4と、可変容量素子 1 1で構成され、電源電圧 Vddに依存して可変容量素子 1 1の容量値が変化することにより増幅素子 T 1と出力端子 Pout 間の整合状態が調整される。なお、可変容量素子 1 1とキャパシタ C 2, C 3の位置が入れ替わっても整合状態の調整は可能である。

ここで、可変容量素子 1 1の構造例と容量—電圧特性例を図 7と図 8を用いて説明する。可変容量素子 1 1は、高周波電力増幅器の増幅素子 T 1と同様のプロセスを用いた場合、図 7に示すように、高濃度の p⁺⁺基板 70上に p型ェピタキシャル（p— ep i ) 層 7 1を形成し、 P_e p i層 7 1内に n層 72を形成し、更に高濃度の n⁺層 73で電極 74とのォ一ミック接触を行って形成した M〇 S 型素子で構成できる。可変容量素子 1 1は、この MO S型素子の入力容量を利用するものである。なお、 n⁺層 73を高濃度の p+層としてもよいカ、その場合には n層 72を、電源電圧 Vddが印加されたときに表面反転層が形成される不純物濃度に設定しておく必要がある。

MO S型素子の入力容量の大きさは、一般的に酸化膜（ S i 0₂) 75の厚さや n層 72のイオン打ち込み濃度などによってある程度調整可能である。具体的に必要な容量値 Cyの電圧依存性は、図 8に実線で示すように、電源（端子）電圧 Vddが 3 Vのとき約 6 p Fであり、端子電圧 Vddが 3. 5Vのとき約8 pFとなればよい。本実施例での可変容量素子 1 1の容量値 Cyは、端子電圧 Vddが 3 V以下になると約 5. 5 p Fで飽和し、端子電圧 Vddが 3. 5V以上になると約 8. 5 p Fで飽和している。しかし、可変容量素子 1 1の特性は端子電圧 Vddが 3. 0Vから 3. 5 Vの範囲において、図 8の点線に沿う特性であれば、変化量が増えても全く問題はない。

本実施例の高周波電力増幅器の特性は、上述の実施例 1の高周波電力増幅器の特性と同様であり、図 13に示した構成の高周波電力増幅器に比べて高効率化が可能である。また、本実施例 2の高周波電力増幅器では、電源電圧 Vddで直接可変容量素子 1 1を調整するため、回路の増大や電流消費などが発生せず、高周波電力増幅器の回路の変更を必要としない利点もある。 <実施例 3 >

図 9は、本発明の第 3の実施例を示す高周波電力増幅器の回路構成図である。本実施例の高周波電力増幅器が上述した実施例 2の高周波電力増幅器と異なる点は、出力整合回路 3を構成する可変容量素子 1 2と並列に固定のキャパシタ C 5 を設けたことである。このように構成することにより、可変容量素子 1 2の容量値の絶対値を小さくできるので、可変容量素子 1 2のサイズが小さくてよいという利点がある。また、プロセスバラツキにより可変容量素子 1 2の容量値の可変範囲の中心値が変動した場合でも、固定キャパシタ C 5で調整できる利点もある _c ぐ実施例 4 >

図 1 0は、本発明の第 4の実施例を示す高周波電力増幅器の回路構成図である _c 図 1 0に示すように、本実施例の高周波電力増幅器も前記実施例 1〜3と同様、入力整合回路（図では省略）と、段間整合回路 2と、出力整合回路 3と、駆動回路（図では省略）などで構成される。図 1 0において、増幅素子 T 2， T 3へのバイアス電圧は、出力電力制御電圧 Vapcを抵抗 R 1， R 2で分圧して供給される。また、増幅素子 T 2， T 3のドレインへは、電源電圧 Vddがストリップライン S L 1と S L 2を通じて供給される。出力整合回路 3は、ストリップライン S L 2と、固定のキャパシタ C 6， C 7 , C 4と、可変容量素子 1 3で構成される。このように構成することにより、電源電圧 Vddに依存して増幅素子 T 2， T 3と出力端子 Pout 間の整合状態が調整される。

本実施例の高周波電力増幅器が、上述した実施例 2の高周波電力増幅器と異なる点は、トランジスタサイズが実施例 2における増幅素子 T 1の 1 2、すなわちゲート幅 Wが 1 / 2の増幅素子 T 2， T 3を並列接続構成で用い、ストリップライン S L 1 1， S L 2 1と、キャパシタ C l l， C 1 2 , C 2 1 , C 2 2と、抵抗 R 3 , R 4によって各々の増幅素子 T 2， T 3の入出力のインピーダンス整合をしていることである。尚、可変容量素子 13は図 8のような容量一電圧特性を有するものであればよく、実施例 2の MO S型素子を用いてもよいし、実施例 3のように固定キャパシタ C 5と可変容量素子 1 1を並列接続した構成としてもよい。但し、可変容量素子 1 3の容量値は、増幅素子 T2, T 3の出力側に整合用のキャパシタ C 21， C 22が付加された分、実施例 2の可変容量素子 1 1とは絶対値が異なるが、可変範囲は同じである。同様に、固定のキャパシタ C 6， C 7の容量値も、キャパシタ C 2 1， C 22が付加されたことにより、実施例 2のキャパシタ C 2， C 3 と異なっている。

本実施例では、高周波電力増幅器の動作や特性に大きな変化はなく、出力電力 Pout は同じである力、 MO Sトランジスタのゲート幅 Wが短くなると効率が上がるという性質が生かされることにより、更なる高効率化を図ることができる。図 1 0に示した回路図の増幅素子 T 2， T 3以降の出力整合回路 3側のレイァゥトの一例を、図 1 1に示す。高周波電力増幅器は、銅などの導体からなるストリップライン SL 1， SL 2, S L 2 1を形成したセラミックなどの誘電体基板 10上に、キャパシタ C4， C 6 , C 7 , C 2 1 , C 22、抵抗 R 4のチップ部品と、半導体チップである増幅素子 T 2， T3と、可変容量素子 1 3が実装され、モジュール化されている。

<実施例 5 >

図 1 2は、本発明の第 5の実施例を示す高周波電力増幅器の回路構成図である。図 1 2に示すように、本実施例の高周波電力増幅器も前記実施例 4と同様、入力整合回路（図では省略）と、段間整合回路 2と、出力整合回路 3と、駆動回路

(図では省略）などで構成される。図 1 2において、増幅素子 T 2， T3の各ゲ一卜へのバイアス電圧は、出力電力制御電圧 Vapc を抵抗 R l , R 2で分圧して抵抗 R 5を介して供給される。また、増幅素子 T 2， T 3のドレインへは、電源電圧 Vddがストリップライン S L 3， S L4を通じて供給される。ここで、増幅素子 T 2， Τ 3のトランジスタサイズは、実施例 4と同様に、実施例 2における増幅素子 T 1の 1/2、すなわちゲート幅 Wが 1/2の増幅素子を並列接続構成で用いている。出力整合回路 3は、ストリップライン SL 2と、固定のキャパシタ C 16， C 17 , C4と、可変容量素子 14で構成され、電源電圧 Vddに依存して増幅素子 T 2， T 3と出力端子 Pout 間の整合状態が調整される。

本実施例の高周波電力増幅器が、上述した実施例 4の高周波電力増幅器と異なる点は、増幅素子 T 2， T 3の入力の信号の位相を、ストリップライン S L 12， SL 13と、キャパシタ C 13， C 14 , C 1 5によって 1 80° 異なるようにし、同時に、増幅素子 T 2， T 3の出力の信号の位相も、ストリップライン SL 22， S L 23と、キャパシタ C 23, C 24, C25によって 1 80° 異なるように構成している点である。尚、可変容量素子 14は図 8のような容量—電圧特性を有するものであればよく、実施例 2の MOS型素子を用いてもよいし、実施例 3のように固定キャパシタ C 5と可変容量素子 1 1を並列接続した構成としてもよい。但し、可変容量素子 14の容量値は、増幅素子 T2， Τ3の出力側に位相調整用および整合用のキャパシタ C 23， C 24, C 25が付加された分、実施例 2の可変容量素子 1 1とは絶対値が異なるが、可変範囲は同じである。同様に、固定のキャパシタ C 16， C 17の容量値も、キャパシタ C 23, C 24, C 25が付加されたことにより、実施例 2のキャパシタ C 2， C 3と異なっている。

このように構成することにより、増幅素子 Τ 2のゲートに入力信号が印加されるときには、増幅素子 Τ 3のゲートへは入力信号は 1 80° 位相が異なって印加されるので、増幅素子 Τ 2と Τ 3は交互にオンオフすることになる。一方、増幅素子 Τ 2と Τ 3の出力側では、増幅された出力信号の位相が再び 180° 異なるように調整されているので、結局合成された出力信号は同じ位相となり、出力電力は実施例 4における増幅素子 Τ 2， Τ 3が並列動作した場合と同じである。しかし、本実施例の場合は、増幅素子 Τ 2， Τ 3が同時にオンしないため発熱が 1 2となる。従って、 MO Sトランジスタのオン抵抗の上昇が抑えられるので、熱損失が少なくなリ、出力が増加する利点がある。また、本実施例の高周波電力増幅器で用いる増幅素子 T 2 , T 3は、実施例 4と同様にゲート幅 Wが小さいので、よリー層の高効率化が図れる。

以上、本発明の好適な実施例について説明したが、本発明は前記実施例に限定されることなく、本発明の精神を逸脱しない範囲内において種々の設計変更をなし得ることは勿論である。産業上の利用可能性

本発明によれば、電波の放射と受信をするアンテナと、電力変調された高周波信号を増幅してアンテナへ供給する高周波電力増幅器と、アンテナで受信した高周波信号を信号処理する受信部と、これらの制御を行う制御部と、これらに電源電圧を供給する電池とを有する移動体通信装置において、前記高周波電力増幅器が、高周波信号を増幅する複数段の増幅素子と、入力のインピーダンス整合を行う入力整合回路と、増幅素子間のインピーダンス整合を行う段間整合回路と、増幅素子に印加される電源電圧のレベルにより出力のィンピーダンス整合の状態を変化させる手段を備える出力整合回路とで構成したことにより、高周波電力増幅器の低消費電力化、すなわち高効率化を達成することが可能となる。従って、この高効率化技術により、移動体通信装置の更なる小型化を図ることができる。

Claims

請求の範囲

1 . 電波の放射と受信をするアンテナと、電力変調された高周波信号を増幅して前記アンテナへ供給する高周波電力増幅器と、前記アンテナで受信した高周波信号を信号処理する受信部と、これらの制御を行う制御部と、これらに電源電圧を供給する電池とを有する移動体通信装置において、前記高周波電力増幅器が、高周波信号を増幅する複数段の増幅素子と、入力のインピーダンス整合を行う入力整合回路と、前記増幅素子間のインピ一ダンス整合を行う段間整合回路と、前記増幅素子に印加される電源電圧のレベルにより出力のインピーダンス整合の状態を変化させる手段を備える出力整合回路と、で構成されたことを特徴とする移動体通信装置。

2 . 前記電源電圧のレベルにより出力のインピーダンス整合の状態を変化させる手段が可変容量素子であることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の移動体通信装置。

3 . 前記可変容量素子が M 0 S型素子であることを特徴とする請求の範囲第 2項に記載の移動体通信装置。

4 . 前記 M 0 S型素子が表面反転層を有していることを特徴とする請求の範囲第 3項に記載の移動体通信装置。

5 . 前記電源電圧のレベルにより出力のインピーダンス整合の状態を変化させる手段が、電源電圧を入力とするインバータと、該インバ一タの出力が印加されるバリキャップとから構成されることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の移動体通信装置。

6 . 前記増幅素子が絶縁ゲ一卜型電界効果トランジスタであることを特徴とする請求の範囲第 1項から第 5項のいずれかに記載の移動体通信装置。

7 . 前記増幅素子が並列接続構成の絶縁ゲート型電界効果トランジスタであることを特徴とする請求の範囲第 1項から第 5項のいずれかに記載の移動体通信装置 _c