WO1999040681A1 - Schaltungsanordnung - Google Patents

Schaltungsanordnung

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WO1999040681A1
WO1999040681A1 PCT/EP1999/000831 EP9900831W WO9940681A1 WO 1999040681 A1 WO1999040681 A1 WO 1999040681A1 EP 9900831 W EP9900831 W EP 9900831W WO 9940681 A1 WO9940681 A1 WO 9940681A1
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capacitor
current
comparator
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Andrew Green
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Wampfler Aktiengesellschaft
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement according to the preamble of claim 1.
  • the resonance circuit consists of a coil and an adaptation capacitor, with which electrical energy is transmitted to the resonance circuit via the coil from a primary loop without contact.
  • the alternating current occurring in the resonant circuit is rectified and fed via a diode to a capacitor to be charged, which is connected in parallel to a consumer, in the present case a DC motor.
  • An electronic switch is connected in parallel to the capacitor and in the current flow in front of the diode.
  • a comparator is provided, at one input of which the capacitor voltage is present and at the other input of which there is a reference voltage; the output of the comparator is connected to the control electrode of the switch.
  • the switch When the switch is open, the capacitor is charged until its voltage has reached the reference voltage.
  • the output of the comparator assumes the switching state H, which closes the switch. Closing the switch causes the resonant circuit to discharge.
  • the switch is opened again when the output of the comparator assumes the value L.
  • the object is to create a circuit arrangement with which the current peaks are avoided when the switch is closed.
  • Fig. 1 shows a first embodiment of the circuit arrangement, particularly suitable for MOSFET and
  • Fig. 2 is a circuit diagram of a second embodiment, particularly suitable for IGBT.
  • a capacitor 8 is charged via a choke 6 and a diode 7, to which a load 9, for example a DC motor, is connected in parallel.
  • a switch 10 is connected in parallel with the capacitor 8, the diode 7 being connected between the switch 10 and the capacitor 8.
  • the voltage across capacitor 8 is fed to the input of a comparator 11, at the other input of which a reference voltage V ref .
  • the output of the comparator is connected to the control electrode of switch 10 via a resistor.
  • a low-resistance resistor 12 is connected between the switch 10 and ground. Furthermore, a current limiter switch in the form of a transistor 13 is provided. The switch 10 is located in the base-collector circuit of this transistor 13, the emitter-collector path of which is connected between the control electrode of the switch 10 and ground.
  • the comparator 11 assumes the switching state H, then the high voltage peaks are avoided by the current-limiting transistor 13, which is driven by the voltage drop across the resistor 12. If a current of, for example, 20 A flows through it in normal operation after the switch 10 is closed, then the switch can consist of a MOSFET that switches peak currents of 25 A. This circuit is sufficient for MOSFETs that have a linear switching behavior.
  • a low-resistance resistor 14 is connected between ground and switch 10.
  • the output of the comparator 11 is connected to an input of an AND gate 15.
  • the other input of the AND gate 15 is connected to the output of a further comparator 16.
  • One input of the further comparator 16 is connected between the resistor 14 and the switch 10, in this case an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) with a non-linear switching behavior, while the other input of the comparator 16 is connected to I raax . If the voltage across the capacitor 8 exceeds the voltage V ref , the output of the Comparator 11 to the switching state H.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the switching state of the comparator is also H, with the result that the output of the gate 15 also assumes the switching state H and thus the switch 10 is closed.
  • the occurrence of the high current peaks is avoided in that when the switch 10 is closed, the output of the comparator 16 briefly assumes the switching state L, which switches the switch 10 in the opening direction.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Umsetzen von Wechselstrom in Gleichstrom, mit einem eine Induktivität (2) und eine Anpassungskapazität (3) aufweisenden Resonanzkreis (1), dessen Induktivität (2) mit einer Primärschleife (4) gekoppelt ist, mit einer an den Resonanzkreis (1) angeschlossenen Gleichrichterschaltung (5), an welche eine aus einem elektronischen Schalter (10), einem Kondensator (8) und einem Verbraucher (9) bestehende Parallelschaltung angeschlossen ist, zwischen dem Schalter (10) und dem Kondensator (8) ein eine Entladung des Kondensators (8) über den Schalter (10) verhindernder Gleichrichter (7) geschaltet ist, wobei der Schalter (10) geschlossen wird und den Resonanzkreis (1) kurzschließt, wenn die Kondensatorspannung einen oberen Wert aufweist und der Schalter (10) geöffnet wird, wenn die Kondensatorspannung einen dazu niedrigeren Wert aufweist. Aufgrund der teueren Halbleiterbauelemente sind diese auf hohe Stromspitzen auszulegenden Schaltungsanordnungen in der Realisierung sehr teuer. Die Aufgabe, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, mit welcher die Stromspitzen beim Schließen des Schalters vermieden werden, wird dadurch gelöst, daß im Kurzschlußkreis ein den Stromfluß beim Entladen des Resonanzkreises (1) erfassendes Bauelement (12, 14) angeordnet ist, das ein Schaltelement (13, 16) ansteuert, welches den Stromfluß durch den Schalter (10) begrenzt.

Description

Schaltungsanordnung
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Eine solche Schaltungsanordnung ist beispielsweise Gegenstand der WO 92/17929 dortige Figur 14. Der Resonanzkreis besteht aus einer Spule und einem Anpassungskondensator, womit über die Spule von einer Primärschleife berührungslos elektrische Energie auf den Resonanzkreis übertragen wird. Der im Resonanzkreis auftretende Wechselstrom wird gleichgerichtet und über eine Diode einem zu ladenden Kondensator zugeführt, welcher parallel zu einem Verbraucher, im vorliegenden Fall einem Gleichstrommotor geschaltet ist. Parallel zum Kondensator und im Stromfluß vor der Diode ist ein elektronischer Schalter geschaltet. Weiterhin ist ein Komparator vorgesehen, an dessen einem Eingang die Kondensatorspannung und an dessen anderem Eingang eine Referenzspannung anliegt, der Ausgang des Komparators ist mit der Steuerelektrode des Schalters verbunden. Bei geöffnetem Schalter wird der Kondensator geladen, bis dessen Spannung die Referenzspannung erreicht hat. Hierbei nimmt der Ausgang des Komparators den Schaltzustand H an, womit der Schalter geschlossen wird. Durch das Schließen des Schalters wird bewirkt, daß der Resonanzkreis entladen wird. Ensprechend der Hysterese des Komparators, der Größe des Kondensators und der Leistungsaufnahme des Verbrauchers wird der Schalter wieder geöffnet, wenn der Ausg.ang des Komparators den Wert L annimmt.
Bei Systemen der in der WO 92/17929 beschriebenen Art treten Spannungen im Bereich von 600 V bei Strömen von 20 A auf. Die Taktfrequenz, mit welcher der Schalter öffnet und schließt liegt zwischen 1 und 10 Hz. Beim Schließen des Schalters treten jedoch sehr hohe Ströme auf, beispielsweise im Bereich von 90 A. Der Schalter und auch der Gleichrichter müssen daher auf weit höhere Spitzenströme ausgelegt sein als auf die Ströme, die bei Normalbetrieb auftreten. Die Schalter sind Festkörperschalter, beispielsweise MOSFET, IGBT oder GTO. Die Preise derartiger Festköφerschalter nimmt etwa proportional mit ihrer Stromspitzenfestigkeit zu. Beträgt der Stromfluß über dem Schalter im Normalbetrieb 20 A, so muß wegen der Stromspitzen ein Schalter verwendet werden, der für 140 A ausgelegt ist. Dessen Kosten liegen also siebenmal höher als für den Normalbetrieb erforderlich wäre.
Es besteht die Aufgabe, eine Schaltungsanorndung zu schaffen, mit welcher die Stromspitzen beim Schließen des Schalters vermieden werden.
Gelöst wird diese Aufgabe mit den Merkmalen des Anspruches 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.
Zwei Ausführungsbeispiele wird nachfolgend an Hand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine erste Ausführungsform der Schaltungsanordnung, insbesondere geeignet bei MOSFET und
Fig. 2 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform, insbesondere geeignet bei IGBT.
Ein Resonanzkreis 1 , bestehend aus einer Spule 2 und einem Anpassungskondensator 3 greift berührungslos von einer Primärschleife 4 Strom ab. Dieser Wechselstrom wird von einer aus vier Dioden bestehenden Gleichrichterschaltung 5 gleichgerichtet. Über eine Drossel 6 und eine Diode 7 wird ein Kondensator 8 geladen, zu dem ein Verbraucher 9, beispielsweise ein Gleichstrommotor parallel geschaltet ist. Parallel zum Kondensator 8 ist ein Schalter 10 geschaltet, wobei die Diode 7 zwischen dem Schalter 10 und dem Kondensator 8 geschaltet ist. Die am Kondensator 8 anliegende Spannung wird dem Eingang eines Komparators 11 zugeführt, an dessen anderem Eingang eine Referenzspannung Vref . Der Ausgang des Komparators ist über einen Widerstand mit der Steuerelektrode des Schalters 10 verbunden. Das Vorstehende entspricht dem Aufbau und der Arbeitsweise wie in WO 92/17929, Figur 14 beschrieben.
Zwischen dem Schalter 10 und Masse ist ein niederohmiger Widerstand 12 geschaltet. Desweiteren ist ein Strombegrenzerschalter in Form eines Transistors 13 vorgesehen. Der Schalter 10 liegt im Basis-Kollektorkreis dieses Transistors 13, dessen Emitter- Kollektorstrecke zwischen der Steuerelektrode des Schalters 10 und Masse geschaltet ist.
Nimmt der Komparator 11 den Schaltzustand H an, dann werden die hohen Spannungspitzen durch den strombegrenzenden Transistor 13 vermieden, der durch den Spannungsabfall über den Widerstand 12 angesteuert wird. Fließen im Normalbetrieb nach dem Schließen des Schalters 10 über diesen ein Strom von beispielsweise 20 A, dann kann der Schalter aus einem MOSFET bestehen, der Spitzenströme von 25 A schaltet. Diese Schaltung ist ausreichend bei MOSFET, die ein lineares Schaltverhalten aufweisen.
Bei der Schaltungsanordnung nach Figur 2 tragen die Bauteile, die gleich zu denjenigen der Figur 1 sind, die gleichen Bezugszahlen.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein niederohmiger Widerstand 14 zwischen Masse und Schalter 10 geschaltet. Der Ausgang des Komparators 11 ist mit einem Eingang eines Und-Gatters 15 verbunden. Der andere Eingang des Und-Gatters 15 ist mit dem Ausgang eines weiteren Komparators 16 verbunden. Der eine Eingang des weiteren Komparators 16 ist zwischen den Widerstand 14 und dem Schalter 10, in diesem Fall ein IGBT (Insulatet Gate Bipolar Transistor) mit einem nichtlinearen Schaltverhalten, geschaltet, während der andere Eingang des Komparatos 16 an Iraax anliegt. Übersteigt die Spannung am Kondensator 8 die Spannung Vref , nimmt der Ausgang der Komparators 11 den Schaltzustand H an. Im Normalbetrieb ist der Schaltzustand des Komparators ebenfalls H, womit der Ausgang des Gatters 15 ebenfalls den Schaltzustand H annimmt und somit der Schalter 10 geschlossen wird. Das Auftreten der hohen Stromspitzen wird vermieden, indem beim Schließen des Schalters 10 der Ausgang des Komparators 16 kurzzeitig den Schaltzustand L annimmt, womit der Schalter 10 in Richtung Öffnen geschaltet wird.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Umsetzen von Wechselstrom in Gleichstrom, mit einem eine Induktivität (2) und eine Anpassungskapazität (3) aufweisenden Resonanzkreis (1), dessen Induktivität (2) mit einer Primärschleife (4) gekoppelt ist, mit einer an den Resonanzkreis (1) angeschlossenen Gleichrichterschaltung (5), an welche eine aus einem elektronischen Schalter (10), einem Kondensator (8) und einem Verbraucher (9) bestehende Parallelschaltung angeschlossen ist, zwischen dem Schalter (10) und dem Kondensator (8) ein eine Entladung des Kondensators (8) über den Schalter (10) verhindernder Gleichrichter (7) geschaltet ist, wobei der Schalter (10) geschlossen wird und den Resonanzkreis (1) kurzschließt, wenn die Kondensatorspannung einen oberen Wert aufweist und der Schalter (10) geöffnet wird, wenn die Kondensatorspannung einen dazu niedrigeren Wert aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß im Kurzschlußkreis ein den Stromfluß beim Entladen des Resonanzkreises (1) erfassendes Bauelement (12, 14) angeordnet ist, das ein Schaltelement (13, 16) ansteuert, welches den Stromfluß durch den Schalter (10) begrenzt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Bauelement ein im Basis-Kollektorkreis eines Transistors (13) geschalteter Widerstand (12) ist und die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors (13) zwischen der Steuerelektrode des Schalters (10) und Masse geschaltet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Bauelement ein Widerstand (14) ist, der mit einem Eingang eines ersten Komparators (16) verbunden ist, an dessen anderem Eingang ein Referenzsignal (Imax) anliegt und dessen Ausgang die Steuerelektrode des Schalters (10) ansteuert.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des ersten Komparators (16) mit dem Eingang eines Und-Gatters (15) verbunden ist, dessen weiterer Eingang mit einem zweiten Komparator (11) verbunden ist, an dessen Eingängen die Kondensatorspannung und eine Referenzspannung (Vref) anliegt.
PCT/EP1999/000831 1998-02-09 1999-02-09 Schaltungsanordnung WO1999040681A1 (de)

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