WO1998046048A1 - Steuervorrichtung zum steuern der helligkeit einer elektrolumineszenzbeleuchtung - Google Patents

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WO1998046048A1
WO1998046048A1 PCT/DE1998/000926 DE9800926W WO9846048A1 WO 1998046048 A1 WO1998046048 A1 WO 1998046048A1 DE 9800926 W DE9800926 W DE 9800926W WO 9846048 A1 WO9846048 A1 WO 9846048A1
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pulse
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control device
width
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PCT/DE1998/000926
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Roland Hettrich
Sven Hayn
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B44/00—Circuit arrangements for operating electroluminescent light sources
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • Control device for controlling the brightness of an electroluminescent lighting
  • the present invention relates to a control device for the brightness of a S Elektrolumineszenzbeleuchtung dear according to the preamble of claims 1 and 11.
  • the present invention relates to a control apparatus for controlling the brightness of a Elektrolumineszenzbeleuchtung of mobile phones, such as mobile car telephones.
  • FIG. 6 shows an example of a corresponding control circuit which is used to operate a light-emitting diode lighting device (LED). This control circuit is described in particular with reference to FIG. 6 using a lighting device for a mobile car telephone.
  • LED light-emitting diode lighting device
  • FIG. 6 a distinction is essentially made between an area I relating to car electronics and an area II relating to the electronics of the mobile hand-held device (cell phone).
  • a so-called VDA signal present in the motor vehicle is fed in as a brightness control signal and processed by a device 7 for the analog / digital converter 6.
  • the mobile telephone has an LED lighting device represented by a single light-emitting diode 4, the brightness of which is set in accordance with the VDA signal.
  • the VDA signal is generated in accordance with a standard drawn up by the Association of the German Automotive Industry (VDA), according to which a specific value of the VDA signal is assigned to the LED lighting device 4 for a specific lighting value.
  • VDA Association of the German Automotive Industry
  • This VDA signal is initially in analog form and is fed to the analog / digital converter 6, which converts the VDA signal into a corresponding bit sequence and supplies it to the mobile phone as a digital brightness control signal a.
  • This digital brightness control signal is converted in the mobile phone by a corresponding circuit 1 into a pulse-width-modulated digital intermediate signal b, the pulse width of which depends on the voltage level of the original analog VDA signal.
  • the circuit 1 can be implemented, for example, by a microcontroller.
  • a brightness 3 that is dependent on the pulse width modulated signal b is generated on the LED lighting device 4 via a transistor 3.
  • the LED lighting device 4 is connected in series with a series resistor 5 between ground and a supply voltage connection V DD . In this way, the LED lighting device 4 is conductively connected to ground by driving the transistor 3 with the higher-frequency voltage pulses.
  • the control circuit which controls the LED lighting device 4 and has the components 1, 2, 3 and 5 can in particular be in the form of an integrated circuit.
  • the LED lighting device of the mobile phone which is used, for example, to illuminate a keypad of the mobile phone, is operated by the VDA signal can be, if the mobile phone is in a corresponding recording or storage inside the car, so that there is a connection between the mobile phone and the car electronics to transmit the digital brightness control signal from the car electronics to the mobile phone.
  • the VDA signal changes to the extent that the motor vehicle user changes the brightness of the instrument panel lighting of the motor vehicle.
  • FIG. 6 shows a control circuit for operating the LED lighting device as a function of a fixed
  • VDA S igna l represents
  • Figure 7 shows a control circuit in which the mobile phone, the brightness of an LED B e l you processing device in dependence on the state of charge of a storage battery 8, and depending on the level of a supply voltage of a supply voltage source 8 is adjusted.
  • FIG. 6 shows a control circuit for operating the LED lighting device as a function of a fixed
  • VDA S igna l represents
  • Figure 7 shows a control circuit in which the mobile phone, the brightness of an LED B e l you processing device in dependence on the state of charge of a storage battery 8, and depending on the level of a supply voltage of a supply voltage source 8 is adjusted.
  • the accumulator 8 or the supply voltage source 8 is monitored by the circuit 1 via an analog / digital converter 9 which, depending on the actual value signal a, which indicates the state of charge of the accumulator 8 or the level of the corresponding supply voltage reproduces, generates a pulse-width modulated digital intermediate signal b and feeds it to an inverter 2, which in turn - as already explained with reference to FIG. 6 - applies a higher-frequency alternating voltage signal c to a bipolar transistor 3, via whose emitter-collector path an LED lighting device 4, which is connected to the supply voltage source 8 via a series resistor 5 and can be connected to ground. It can be seen from FIG.
  • the brightness of the LED lighting device 4 can be tracked as a function of the state of charge of the rechargeable battery 8 or generally as a function of the level of the supply voltage of the supply voltage source 8 in which the digital actual value signal a is included in an intermediate signal b a corresponding pulse width is converted in order to thus drive the transistor 3 more intensely.
  • a decrease in the supply voltage that occurs, for example, due to the state of charge of the rechargeable battery 8 can be compensated for by a correspondingly increased actuation of the transistor 3 or the LED lighting device 4, so that a constant brightness of the LED 8 also over a longer operating period of the rechargeable battery 8 Lighting device 4 can be achieved.
  • inverter For t he A n vomung are generally used inverter, which the pulse-width b of the profiled signal variable in FIGS. 6 and 7 illustrated in circuit 1, an AC signal frequency converted by Elektrolumineszenzbeleuchtungen.
  • the inverter essentially comprises an internal oscillator whose frequency can be varied externally, a bridge circuit and a coil which connects the inverter to a supply voltage.
  • the coil is alternately connected to ground or separated from ground, so that an electrical field alternately builds up or breaks down in the coil, the energy stored in the inductance being fed to the bridge circuit when the electrical field collapses, which thus controls the electroluminescent lighting .
  • the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter is variable.
  • dimming an electroluminescent lighting by changing the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter 2 is out of the question, since in principle, for example, an electroluminescent film can only be operated within a limited frequency range.
  • changing the frequency of the AC voltage would also change the properties of the entire control circuit with regard to electromagnetic compatibility (EMC), since these depend strongly on the frequency selected in each case. In contrast, a constant EMC behavior of the entire control circuit is desirable.
  • EMC electromagnetic compatibility
  • control circuits have been known for controlling the brightness of electroluminescent lighting, with the aid of which the brightness of the electroluminescent lighting can only be specified in an unchangeable manner by means of a fixed, external circuit.
  • a control circuit designed as an integrated circuit is actually manufactured by the company SIPEX under the Designation SP 4415, which can control electroluminescent lighting in four different brightness levels due to programming and serial control.
  • these roughly subdivided brightness levels are not sufficient for stepless brightness control of electroluminescent lighting.
  • the present invention is therefore based on the object of providing a control device for controlling the brightness of an electroluminescent lighting device, with the aid of which a stepless brightness adjustment of the electroluminescent lighting device is possible.
  • a control device for controlling the brightness of an electroluminescent lighting device is to be created, with the aid of which the brightness of the electroluminescent lighting device is dependent on both externally predeterminable brightness control signal and dependent on d em Al ter the electroluminescent lighting device b zw.
  • a voltage fluctuation of a supply voltage of the electroluminescent lighting device is adjustable continuously bar.
  • the control device comprises a converter device which converts the brightness control signal supplied to it into a pulse-width-modulated digital intermediate signal and feeds it to an inverter device which, depending on the pulse-width-modulated digital intermediate signal, applies an AC signal to the electroluminescent lighting device.
  • the inverter device is known per se and in particular has an enable connection via which the inverter device can be switched on and off. According to claim 1, this enable connection of the inverter device is controlled by the pulse-width-modulated digital intermediate signal, so that the inverter device is activated at a first level of the digital intermediate signal and deactivated at a second level of the digital intermediate signal.
  • the brightness of the electroluminescent lighting device controlled by the inverter device can be dimmed steplessly by switching the inverter device on and off in accordance with the pulse-width-modulated digital intermediate signal of the converter device, since the human eye of a viewer can be dimmed over the entire activation period the brightness of the electroluminescent lighting device is integrated into the lighting device.
  • the switching frequency of the inverter device only has to be selected so high that the switching on or off of the inverter device can no longer be perceived by the human eye.
  • the solution according to claim 1 has the particular advantage that no additional ones are required to control the electroluminescent lighting device Are S c h a l tung parts required, as a rule each be ⁇ k annte I nverter block with a corresponding Freigabean- circuit is equipped.
  • the pulse width modulated digital intermediate signal of the aforementioned converter device is supplied to the inverter device via controllable electrical resistance means.
  • This control device can also be implemented with minor circuitry measures.
  • the solutions according to the invention can be implemented independently of the type of the inverter device, whereby essentially the same control principle as the LED brightness control shown in FIGS. 6 and 7 can be used.
  • the solutions according to the invention enable the brightness of the electroluminescent lighting device to be steplessly adjusted, so that, in particular in the case of an interconnection according to FIG the brightness of the electroluminescent lighting device can be kept constant by compensating for the lower brightness of the electroluminescent lighting device that occurs at first by appropriately increasing the control of the inverter device to increase the brightness of the electroluminescent lighting device.
  • the increased control of the inverter device is ensured by the converter device, which generates a pulse-width-modulated intermediate signal with correspondingly extended pulse widths.
  • an electroluminescent lighting device is subject to a typical decrease in brightness over the service life. By capturing these values, the brightness control can compensate for the aging effect and thus the effective lifespan of the electroluminescent Lighting device can be increased. Generally, the lifespan is defined by the ratio of the minimum acceptable brightness to the initial brightness.
  • FIGS. 1 a and 1 b show voltage curves over time to explain the principle according to a first exemplary embodiment of the control device according to the invention
  • FIG. 2 shows the first exemplary embodiment of the control device according to the invention
  • FIG. 3 shows the target profile of the voltages occurring in the exemplary embodiment from FIG. 2 for the synchronization of these voltage signals
  • FIG. 4a shows the state table of the voltage signals shown in FIG. 3 in accordance with the voltage curve shown in FIG. 3,
  • FIG. 4b shows the switching behavior of a D flip-flop over time
  • FIG. 5 shows a second exemplary embodiment of the control device according to the present invention
  • Figure 6 shows the known brightness control of an LED lighting device using a VDA signal
  • FIG. 7 shows the known brightness control of an LED lighting device as a function of the supply voltage of a supply voltage source.
  • Figure 2 shows a first embodiment of the control device according to the invention for controlling the brightness of an electroluminescent lighting device.
  • FIG. 2 shows the inverter 2 (which is known to be constructed per se), which generates an AC voltage operating signal c at a relatively high frequency at its outputs and applies it to an electroluminescent film 12 as lighting means.
  • the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter 2 is variable in principle, but is kept constant during the operation of the inverter 2.
  • an enable connection ENA of the inverter 2 is driven by the pulse-width-modulated intermediate signal b, which (as shown in FIGS. 6 and 7) is known to be supplied by a converter device, which can be designed, for example, as a microcontroller, and as a pulse width modulated digital signal b is present. Since this pulse-width modulated digital signal of the converter device does not supply any analog values, but can only have two discrete states, this signal can be used to switch the inverter 2 on or off.
  • the ENA connection of the inverter 2 is high-resistance, so that in principle the pulse-width-modulated digital signal b can be applied directly to the enable connection ENA of the inverter 2.
  • FIG. 1 shows the voltage curves of the voltages U b of the pulse-width-modulated digital intermediate signal which is present at the enable terminal ENA of the inverter 2 and the higher-frequency output voltage U c of the inverter 2 which is applied to the electroluminescent film 12 is created.
  • FIG. 1 a shows the case that the duration T b of a pulse of the pulse-width-induced digital signal U b is greater than the period T c of the output voltage U c of the inverter 2, while FIG. 1 b shows the opposite case.
  • the frequency of the pulse width modulated digital signal U b used to control the inverter 2 must be kept as low as possible so that a pulse of this pulse width modulated signal U b comprises as many vibrations as possible of the output voltage U c applied to the film 12. Because of the sensitivity of the human eye, however, the frequency of the pulse-width modulated signal U b must be above 50 Hz, so that the human eye cannot perceive the switching on and off of the inverter 2 associated with the pulse width modulated signal U b .
  • pulse duration T b of the pulse-width-modulated signal U b does not correspond to a multiple of the period T c of the output voltage U c of the inverter 2 applied to the electroluminescent film 12, then - as is shown, for example, in FIG Pulse-width-modulated signal U b , which is present at its enable connection ENA, is switched off at a point in time at which the output voltage U c of the inverter 2 is not at the zero point.
  • the preferred exemplary embodiment shown in FIG uses a synchronizing device which ensures that the inverter 2 as a function of the pulse width modulated Si signal U b is only ever switched when the output voltage of inverter 2 is at the zero point.
  • FIG. 3 shows the desired course between the pulse-width-modulated digital signal U b , the output signal U c of the inverter 2, which is shown simply in the form of square-wave pulses, and the desired course of the voltage U d present at the enable terminal ENA of the inverter 2. It can be seen from FIG. 3 that, in accordance with the above statements, the aim is that a voltage change at the enable connection ENA of the inverter 2 only takes place when the output voltage U c of the inverter is at zero crossing.
  • the state curve shown in FIG. 4a can be directly assigned to the target curve of the individual signals shown in FIG. 3. It can be seen from FIG. 4a in conjunction with FIG. 3 that the synchronization of the switching of the enable connection ENA of the inverter 2 to the output signal U c of the inverter 2 desired according to FIG. 3 can be achieved by a clocked RS flip-flop, ie a D flip-flop , whose
  • Output signal Q corresponds to the signal U d applied to the enable terminal ENA of the inverter 2 and its input signal D corresponds to the pulse-width-modulated digital signal U b .
  • the clock signal of this D flip-flop is formed by the output signal U c of the inverter 2. It can be seen in particular from the state table in FIG. 4a that the state of the signal U d present at the enable terminal ENA of the inverter 2 only changes when there is a rising edge of the output signal U c of the inverter 2 serving as a clock signal and the state of the has changed pulse width modulated signal U b .
  • FIG. 4b generally shows the switching behavior of a D flip-flop with an input terminal D and an output terminal Q, which is clocked by a clock signal C. It can be seen from FIG. 4b that - as has already been mentioned above - after a change in input D, output Q is only switched at the next rising clock edge of the clock signal C with a delay time t D.
  • a D flip-flop 10 is thus provided as a synchronizing device, at whose data input D the pulse-width-modulated digital signal b is present and which, via the clock input C, of the higher-frequency output signal c of the inverter 2, which is also present the electroluminescent film 12 is applied - is clocked.
  • the pulse width modulated signal to be applied to the enable terminal ENA of the inverter 2 is finally output, which always switches in synchronism with the output signal c of the inverter 2.
  • an OR gate 11 is also provided according to FIG. 2, the input connections of which, on the one hand, are directly connected to the pulse width modulated digital signal b and on the other hand with the
  • Output signal d of the D flip-flop 10 are connected.
  • the output of the OR gate 11 is connected to the enable terminal ENA of the inverter 2. In this way it is ensured that when switching on the entire control device and a pulse width modulated digital signal b with the logical
  • Value "1" also has the enable terminal ENA of inverter 2 assigned the logical value "1", so that when the control device is switched on there is a clock signal for D-flip-flop 10 in the form of output signal c of inverter 2. Because of the OR gate 11, the inverter 2 is also only switched off via its enable connection ENA when both the pulse-width-modulated digital signal b and the output signal d of the D flip-flop 10 are at “0”, ie if this is the clock of the D -Flip flops 10 serving output signal c of the inverter 2 has the logical value "0" of the pulse width modulated signal b switched through the D flip flop 10.
  • the enable connection ENA of the inverter 2 is an activation connection, which activates the inverter 2 at a positive logic level and at a negative logic level, ie at the logic value “0” , the inverter 2 is deactivated.
  • a pulse generating device consisting of two comparators 13 and 16 and a high-pass circuit with a capacitor 14 and a resistor 15 arranged between them is also provided.
  • This pulse generating device is connected between the output of the inverter 2 and the clock input C of the D flip-flop 10.
  • the output voltage U c of the inverter 2 originally occurring as a sinusoidal AC voltage according to FIG. 1 is converted into a square-wave voltage, the high-pass filter with the capacitor 14 and the resistor 15 only filtering out the voltage peaks at the moment of a level change in this square-wave signal .
  • the high-pass filter has a cut-off frequency that is significantly below the output frequency of the inverter 2, which can be, for example, 200 Hz.
  • the second comparator 16 connected downstream of the high-pass filter finally serves to filter out the positive voltage peaks of the pulse signal obtained by the high-pass filter. In this way, the D flip-flop 10 can only be clocked by positive pulses, the frequency of which corresponds to the frequency of the output signal c of the inverter 2.
  • Figure 5 shows a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 analogously to FIG. 2, only the circuit part of the control device according to the actual control of the electroluminescent film 12 is shown, ie the converter device shown in FIGS. 6 and 7, for example, which modulates the pulse width modulation generated digital intermediate signal b is not shown for the sake of simplicity.
  • the inverter 2 which generates the alternating voltage signal c for the operation of the electroluminescent film 12, is controlled in a manner known per se by the pulse-width-modulated digital intermediate signal of the converter device 1 shown in FIGS. 6 and 7, i.e. the signal input of the inverter 2 is supplied with a signal dependent on the pulse width modulated digital intermediate signal b.
  • an electronically controllable resistor is connected into the current path of a coil 18 connected to the signal input of the inverter 2; in the preferred exemplary embodiment shown in FIG. 5, a p-channel MOS field effect transistor.
  • a p-channel MOS field effect transistor By changing the gate voltage, the resistance value of this component 17 and thus the quality of the coil can be changed and thus the output signal c of the inverter 2, which serves to operate the electroluminescent film 12, can be set continuously.
  • the source connection S of the MOS field-effect transistor 17 is connected to the supply voltage connection of the control device and thus has a fixed reference potential. The resistance of the MOS
  • Field effect transistor 17 is controlled according to the invention via the pulse-width modulated digital intermediate signal b, which is applied to the gate connection of the MOS field effect transistor 17.
  • This pulse-width-modulated digital intermediate signal b which has been generated by the converter device shown in FIG. 6 or 7, is supplied to the MOS field-effect transistor 17 via a low-pass filter with a resistor 19 and a capacitor 20 in accordance with the preferred exemplary embodiment shown in FIG Control DC voltage between 0 and 3 volts for the gate connection of the MOS field-effect transistor 17 can be obtained.
  • the p-channel MOS field effect transistor has a gate-source voltage a minimal channel resistance.
  • the MOS field-effect transistor 17 would block in this case. Accordingly, the low-pass filter or the gate connection of the MOS field-effect transistor 17 is supplied with the inverted version of the pulse-width-modulated digital intermediate signal b obtained with the aid of an inverter 22. In this way it is ensured that the MOS field-effect transistor 17 actually blocks when the pulse-width-modulated digital intermediate signal b assumes the logical value “0”.
  • a switch-off circuit is provided, which is formed in particular in the preferred exemplary embodiment shown in FIG. 5 by a further inverter 21 which connects the enable terminal ENA of the inverter 2 to the gate terminal G of the MOS - Field effect transistor 17 connects.
  • the inverter 21 has the effect that when a certain signal level of the signal present at the gate connection G is reached, the enable connection ENA of the inverter 2 is connected to ground and the inverter 2 is thus deactivated.

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Abstract

Steuervorrichtung zur Steuerung der Helligkeit einer Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung (12). Die Steuervorrichtung umfaßt eine Wandlereinrichtung (1), die ein Helligkeitssteuersignal (a) in ein pulsweitenmoduliertes digitales Zwischensignal (b) umwandelt, sowie eine Invertereinrichtung (2), die abhängig von dem pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignal (b) ein Wechselspannungssignal (c) für den Betrieb der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung (12) erzeugt. Gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird ein Freigabeanschluß (ENA) der Invertereinrichtung (2) von dem pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignal (b) angesteuert. Gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal (b) der Invertereinrichtung (2) über einen steuerbaren elektrischen Widerstand (17) zugeführt.

Description

Steuervorrichtung zum Steuern der Helligkeit einer Elektrolumineszenzbeleuchtung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung zum Steuern der Helligkeit einer Elektrolumineszenzbeleuchtung gemäß dem Oberbegriff der Ansprüche 1 und 11. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine Steuervorrichtung zum Steuern der Helligkeit einer Elektrolumineszenzbeleuchtung von Mobiltelefonen, z.B. mobilen Autotelefonen.
Es ist bekannt, beispielsweise Tastaturfelder oder Anzeigen der mobilen Handgeräte (sogenannte Handies) von Mobiltelefonstationen mit Beleuchtungsmitteln zu versehen. Dabei ist des weiteren bekannt, als Beleuchtungsmittel Leuchtdioden zu ver- wenden, die über ein Pulsweiten moduliertes digitales Signal mit Impulsen und auf diese Weise betrieben werden.
Figur 6 zeigt ein Beispiel einer entsprechenden Steuerschaltung, die zum Betreiben einer Leuchtdioden- Beleuchtungseinrichtung (LED) verwendet wird. Dabei wird insbesondere unter Bezugnahme auf Figur 6 diese Steuerschaltung anhand einer Beleuchtungsvorrichtung für ein mobiles Autotelefon beschrieben.
Gemäß Figur 6 wird im wesentlichen zwischen einen die Autoelektronik betreffenden Bereich I und einen die Elektronik des mobilen Handgeräts (Handy) betreffenden Bereich II unterschieden. Wie aus Figur 6 ersichtlich ist, wird ein im Kraftfahrzeug vorliegendes sogenanntes VDA-Signal als Helligkeitssteu- ersignal eingespeist und von einer Einrichtung 7 für die Analog/Digital-Wandler 6 aufbereitet. Das Mobiltelefon weist eine durch eine einzelne Leuchtdiode 4 dargestellte LED- Beleuchtungseinrichtung auf, deren Helligkeit in Übereinstimmung mit dem VDA-Signal eingestellt wird. Das VDA-Signal wird gemäß einer von dem Verband Deutscher Automobilindustrie (VDA) aufgestellten Norm erzeugt, wonach für einen bestimmten Beleuchtungswert der LED-Beleuchtungsvorrichtung 4 ein bestimmter Wert des VDA-Signals zugewiesen ist. Dieses VDA-Signal liegt zunächst in analoger Form vor und wird dem Analog/Digital-Wandler 6 zugeführt, der das VDA-Signal in eine entsprechende Bit-Folge umwandelt und als ein digitales Helligkeitssteuersignal a dem Mobiltelefon zuführt. Dieses digi- tale Helligkeitssteuersignal wird in dem Mobiltelefon von einer entsprechenden Schaltung 1 in ein pulsweitenmoduliertes digitales Zwischensignal b umgewandelt, dessen Pulsweite abhängig von der Spannungshöhe des ursprünglichen analogen VDA- Signals ist. Die Schaltung 1 kann beispielsweise durch einen Mikrokontroller realisiert sein. An der LED- Beleuchtungsvorrichtung 4 wird über einen Transistor 3 eine von dem pulsweitenmodulierten Signal b abhängige Helligkeit erzeugt. Zwischen Masse und einem Versorgungsspannungsanschluß VDD ist die LED-Beleuchtungsvorrichtung 4 in Serie mit einem Vorwiderstand 5 geschaltet. Auf diese Weise wird durch An- steuerung des Transistors 3 mit den höherfrequenten Spannungsimpulsen die LED-Beleuchtungsvorrichtung 4 leitend mit Masse verbunden. Die die LED-Beleuchtungsvorrichtung 4 ansteuernde Steuerschaltung mit den Bauteilen 1, 2, 3 und 5 kann insbesondere in Form einer integrierten Schaltung ausgebildet sein.
Aus Figur 6 ist ersichtlich, daß mit Hilfe der Übertragung des digitalen Helligkeitssteuersignals a zwischen der Autoelektro- nik I und der Elektronik des Mobiltelefons II die LED- Beleuchtungsvorrichtung des Mobiltelefons, die beispielsweise zum Beleuchten eines Tastaturfeldes des Mobiltelefons dient, durch das VDA-Signals betrieben werden kann, wenn sich das Mobiltelefon in einer entsprechenden Aufnahme bzw. Ablage inner- halb des Autos befindet, so daß eine Verbindung zwischen dem Mobiltelefon und der Autoelektronik vorhanden ist, um das digitale Helligkeitssteuersignal von der Autoelektronik auf das Mobiltelefon zu übertragen. Das VDA-Signal ändert sich dabei in dem Maße wie der Kraftfahrzeugbenutzer die Helligkeit der Instrumentenbeleuchtung des Kraftfahrzeuges verändert.
Während Figur 6 eine Steuerschaltung zum Betrieb der LED- Beleuchtungsvorrichtung in Abhängigkeit von einem festen, VDA- Signal darstellt, zeigt Figur 7 eine Steuerschaltung, bei der im Mobiltelefon die Helligkeit einer LED- Beleuchtungsvorrichtung in Abhängigkeit von dem Ladezustand eines Akkumulators 8 bzw. in Abhängigkeit von der Höhe einer VersorgungsSpannung einer Versorgungsspannungsquelle 8 eingestellt wird. Zu diesem Zweck wird gemäß Figur 7 der Akkumulator 8 bzw. die Versorgungsspannungsquelle 8 über einen Analog/Digital-Wandler 9 von der Schaltung l überwacht, die in Abhängigkeit von dem Istwertsignal a, welches den Ladezustand des Akkumulators 8 bzw. die Höhe der entsprechenden Versorgungsspannung wiedergibt, ein Pulsweiten moduliertes digitales Zwischensignal b erzeugt und einem Inverter 2 zuführt, der wiederum - wie bereits anhand Figur 6 erläutert - ein höher- frequentes Wechselspannungssignal c an einen Bipolartransistor 3 anlegt, über dessen Emitter-Kollektor-Strecke eine LED- Beleuchtungsvorrichtung 4, die über einen Vorwiderstand 5 mit der Versorgungsspannungsquelle 8 verbunden ist, an Masse anschließbar ist. Aus Figur 7 ist ersichtlich, daß die Helligkeit der LED-Beleuchtungsvorrichtung 4 in Abhängigkeit von dem Ladezustand des Akkumulators 8 bzw. allgemein in Abhängigkeit von der Höhe der VersorgungsSpannung der Versorgungsspannungsquelle 8 nachgeführt werden kann, in dem das digitale Istwertsignal a in ein Zwischensignal b mit einer entsprechenden Pulsweite umgewandelt wird, um somit den Transistor 3 ver- stärkt anzusteuern. Auf diese Weise kann eine beispielsweise aufgrund des Ladezustands des Akkumulators 8 auftretende Abnahme der VersorgungsSpannung durch eine entsprechend erhöhte Ansteuerung des Transistors 3 bzw. der LED- Beleuchtungsvorrichtung 4 kompensiert werden, so daß auch über eine längere Betriebsdauer des Akkumulators 8 eine konstante Helligkeit der LED-Beleuchtungsvorrichtung 4 erzielt werden kann.
Wie aus Figur 6 bzw. 7 hervorgeht, wurde bisher zur Beleuch- tung von Tastaturfeldern eines Mobiltelefons, insbesondere eines mobilen Autotelefones, vorwiegend Leuchtdioden eingesetzt. Es ist jedoch auch wünschenswert, insbesondere in Hinblick auf die Beleuchtung für Display-Felder, Elektrolumineszenzbeleuch- tungen einzusetzen. Eine derartige Elektrolumineszenzbeleuchtung kann beispielsweise durch eine Elektrolumineszenzfolie gebildet sein.
Für die Ansteuerung von Elektrolumineszenzbeleuchtungen werden im allgemeinen Inverter verwendet, welche das pulsweitenmodu- lierte Signal b der in Fig. 6 und 7 dargestellten Schaltung 1 in ein Wechselspannungssignal variabler Frequenz umwandelt. Der Inverter umfaßt im wesentlichen einen internen Oszillator, dessen Frequenz extern variierbar ist, eine Brückenschaltung sowie eine Spule, welche den Inverter mit einer Versorgungs- Spannung verbindet. Die Spule wird abwechselnd an Masse gelegt oder von Masse getrennt, so daß sich entsprechend in der Spule abwechselnd ein elektrisches Feld auf- oder abbaut, wobei beim Zusammenbrechen des elektrischen Feldes die in der Induktivität gespeicherte Energie der Brückenschaltung zugeführt wird, die die Elektrolumineszenzbeleuchtung somit ansteuert.
Wie bereits zuvor erwähnt worden ist, ist im Prinzip die Fre- quenz der von dem Inverter gelieferten Wechselspannung variabel . Ein Dimmen einer Elektrolumineszenzbeleuchtung durch Verändern der Frequenz der von dem Inverter 2 gelieferten Wechselspannung kommt jedoch nicht in Betracht, da prinzipiell beispielsweise eine Elektrolumineszenzfolie nur innerhalb ei- nes beschränkten Frequenzbereiches betrieben werden kann. Des weiteren würde sich mit Verändern der Frequenz der Wechselspannung auch die Eigenschaften der gesamten Steuerschaltung hinsichtlich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) verändern, da diese stark von der jeweils gewählten Frequenz abhängen. Im Gegensatz dazu ist jedoch ein konstantes EMV- Verhalten der gesamten Steuerschaltung wünschenswert.
Bisher sind zur Steuerung der Helligkeit von Elektrolumines- zenzbeleuchtungen lediglich Steuerschaltungen bekannt, mit de- ren Hilfe durch eine feste, äußere Beschaltung die Helligkeit der Elektrolumineszenzbeleuchtung lediglich unveränderbar vorgegeben werden kann. Von der Firma SIPEX wird zwar eine als integrierte Schaltung ausgebildete Steuerschaltung unter der Bezeichnung SP 4415 vertrieben, welche aufgrund einer Programmierung und einer seriellen Ansteuerung eine Elektrolumineszenzbeleuchtung in vier verschiedenen Helligkeitsstufen ansteuern kann. Diese grob unterteilten Helligkeitsstufen sind jedoch für eine stufenlose Helligkeitsregelung einer Elektrolumineszenzbeleuchtung nicht ausreichend.
Abgesehen von dem Bedürfnis nach einer stufenlosen Helligkeitsregelung einer Elektrolumineszenzbeleuchtung in Abhängig- keit von einem extern vorgebbaren Sollwertsignal besteht jedoch zudem das Bedürfnis nach einer stufenlosen Helligkeitsregelung einer Elektrolumineszenzbeleuchtung, um die bei Elek- trolumineszenzbeleuchtungen mit zunehmender Lebensdauer typischerweise auftretenden Helligkeitsänderungen auszugleichen. Diese mit der Lebensdauer auftretenden Helligkeitsänderungen weisen einen typischen Verlauf auf, so daß eine stufenlose Helligkeitssteuerung ein Nachführen der Helligkeit der Elektrolumineszenzbeleuchtung mit zunehmender Lebensdauer ermöglichen würde, um auf diese Weise die mit zunehmendem Alter der Elektrolumineszenzbeleuchtung abnehmende Helligkeit auszugleichen.
Wie bereits zuvor angedeutet worden ist, ist jedoch bisher keine Steuerschaltung zum Steuern der Helligkeit von Elektro- lumineszenzbeleuchtungen bekannt, die eine den oben genannten Bedürfnissen gerecht werdende Helligkeitseinstellung der Elek- trolumineszenzbeleuchtungen ermöglicht .
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Steuervorrichtung zum Steuern der Helligkeit einer Elek- trolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung zu schaffen, mit deren Hilfe eine stufenlose Helligkeitseinstellung der Elektrolumi- neszenz-Beleuchtungseinrichtung möglich ist.
Insbesondere soll eine Steuervorrichtung zum Steuern der Helligkeit einer Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung geschaffen werden, mit deren Hilfe die Helligkeit der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung sowohl abhängig von einem extern vorgebbaren Helligkeitssteuersignal als auch abhängig von dem Alter der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung bzw. einer SpannungsSchwankung einer Versorgungsspannung der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung stufenlos einstell- bar ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Steuervorrichtung mit den Merkmalen der Ansprüche 1 oder 11 gelöst.
Die erfindungsgemäße Steuervorrichtung umfaßt bekanntermaßen eine Wandlereinrichtung, die das ihr zugeführte Helligkeits- steuersignal in ein Pulsweiten moduliertes digitales Zwischensignal umwandelt und einer Invertereinrichtung zuführt, die abhängig von dem pulsweitenmoduliert digitalen Zwischensignal ein Wechselspannungssignal an die Elektrolumineszenz- Beleuchtungseinrichtung anlegt . Die Invertereinrichtung ist an sich bekannt ausgestaltet und weist insbesondere einen Freigabeanschluß auf, über den die Invertereinrichtung ein- bzw. ausschaltbar ist. Gemäß Anspruch 1 wird dieser Freigabeanschluß der Invertereinrichtung von dem pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignal angesteuert, so daß die Invertereinrichtung bei einem ersten Pegel des digitalen Zwischensignals aktiviert und bei einem zweiten Pegel des digitalen Zwischensignals deaktiviert ist. Auf diese Weise kann durch entsprechend schnel- les Ein- und Ausschalten der Invertereinrichtung in Übereinstimmung mit dem pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignal der Wandlereinrichtung die Helligkeit der von der Invertereinrichtung angesteuerten Elektrolumineszenz- Beleuchtungseinrichtung stufenlos gedimmt werden, da das menschliche Auge eines Betrachters über die gesamte Ansteue- rungsdauer der Beleuchtungseinrichtung die Helligkeit der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung integriert. Zu diesem Zweck muß die Schaltfrequenz der Invertereinrichtung lediglich so hoch gewählt werden, daß das Ein- bzw. das Aus- schalten der Invertereinrichtung nicht mehr von dem menschlichen Auge wahrgenommen werden kann. Die Lösung gemäß Anspruch 1 weist insbesondere den Vorteil auf, daß zur Ansteuerung der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung keine zusätzlichen Schaltungsteile erforderlich sind, da in der Regel jeder be¬ kannte Inverter-Baustein mit einem entsprechenden Freigabean- schluß ausgestattet ist.
Gemäß der Lösung nach Anspruch 11 wird das Pulsweiten modulierte digitale Zwischensignal der zuvor erwähnten Wandlereinrichtung über steuerbare elektrische Widerstandsmittel der Invertereinrichtung zugeführt. Diese Steuervorrichtung läßt sich ebenfalls mit geringen schaltungstechnischen Maßnahmen reali- sieren.
Allgemein können die erfindungsgemäßen Lösungen unabhängig vom Typ der Invertereinrichtung realisiert werden, wobei im wesentlichen dasselbe Ansteuerungsprinzip wie bei der in Figur 6 und 7 dargestellten LED-Helligkeitssteuerung verwendet werden kann. Die erfindungsgemäßen Lösungen ermöglichen eine stufenlose Helligkeitseinstellung der Elektrolumineszenz- Beleuchtungseinrichtung, so daß insbesondere bei einer Verschaltung gemäß Figur 7 die Helligkeit der Elektrolumineszenz- Beleuchtungseinrichtung trotz einer veränderten Versorgungs- Spannung, z.B. bei einer abgefallenen Akkuspannung abhängig vom Ladezustand des Akkus, oder trotz einer altersbedingten Verringerung der Helligkeit der Elektrolumineszenz- Beleuchtungseinrichtung konstant gehalten werden kann, indem die zunächst auftretende geringere Helligkeit der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung durch eine entsprechend verstärkte Ansteuerung der Invertereinrichtung zur Erhöhung der Helligkeit der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung kompensiert werden kann. Die verstärkte Ansteuerung der Inver- tereinrichtung wird dabei durch die Wandlereinrichtung gewährleistet, die ein pulsweitenmoduliertes Zwischensignal mit entsprechend verlängerten Impulsbreiten erzeugt. Eine Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung unterliegt abhängig von der Betriebsfrequenz, AnsteuerSpannung, Temperatur oder Feuchtig- keit etc. einer typischen Helligkeitsabnahme über die Lebensdauer. Durch Erfassen dieser Werte kann mittels der Helligkeitssteuerung der Alterungseffekt kompensiert und somit die effektive Lebensdauer der Elektrolumineszenz- Beleuchtungseinrichtung erhöht werden. Im allgemeinen ist die Lebensdauer durch das Verhältnis der minimal akzeptablen Helligkeit zu der Anfangshelligkeit definiert.
Die Unteransprüche beschreiben vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung.
Der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung anhand bevorzugter Auführungsbeispiele beschrieben.
Figur la und lb zeigen zeitliche Spannungsverläufe zur Erläuterung des Prinzips nach einem ersten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung,
Figur 2 zeigt das erste Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung,
Figur 3 zeigt den Soll-Verlauf der bei dem Ausführungsbeispiel von Figur 2 auftretenden Spannungen zur Synchronisation dieser SpannungsSignale,
Figur 4a zeigt die Zustandstabelle der in Figur 3 gezeigten SpannungsSignale in Übereinstimmung mit dem in Figur 3 gezeigten Spannungsverlauf ,
Figur 4b zeigt das zeitliche Schaltverhalten eines D-Flip Flops,
Figur 5 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Steuervor- richtung gemäß der vorliegenden Erfindung,
Figur 6 zeigt die bekannte Helligkeitssteuerung einer LED- Beleuchtungseinrichtung mit Hilfe eines VDA-Signals, und
Figur 7 zeigt die bekannte Helligkeitssteuerung einer LED- Beleuchtungseinrichtung in Abhängigkeit von der Versorgungs- Spannung einer Versorgungsspannungsquelle. Figur 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung zum Steuern der Helligkeit einer Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung. In Figur 2 ist der (an sich bekanntermaßen aufgebaute) Inverter 2 dargestellt, der an seinen Ausgängen ein Wechselspannung-Betriebssignal c mit einer relativ hohen Frequenz erzeugt und an eine Elektrolumines- zenz-Folie 12 als Beleuchtungsmittel anlegt. Die Frequenz der von dem Inverter 2 gelieferten Wechselspannung ist zwar im Prinzip variabel, wird jedoch während des Betriebs des Inver- ters 2 konstant gehalten.
Gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird ein Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 von dem pulsweitenmodulierten Zwischensignal b angesteuert, welches (wie in Figur 6 und 7 dargestellt) bekanntermaßen von einer Wandlereinrichtung, die beispielsweise als Mikrokontroller ausgebildet sein kann, geliefert wird und als ein Pulsweiten moduliertes digitales Signal b vorliegt. Da dieses Pulsweiten modulierte digitale Signal der Wandlereinrichtung keine analo- gen Werte liefert, sondern nur zwei diskrete Zustände aufweisen kann, kann dieses Signal benutzt werden, um den Inverter 2 ein- oder auszuschalten. Der ENA-Anschluß des Inverters 2 ist hochohmig, so daß im Prinzip das pulsweitenmodulierte digitale Signal b direkt an den Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 angelegt werden kann. Figur 1 zeigt die sich in diesem Fall ergebenden Spannungsverlaufe der Spannungen Ub des pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignals, welches an dem Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 anliegt, und der höherfrequen- ten AusgangsSpannung Uc des Inverters 2, welche an die Elek- trolumineszenz-Folie 12 angelegt wird. Figur la zeigt dabei den Fall, -daß die Dauer Tb eines Impulses des pulsweitenτnσdu- lierten digitalen Signals Ub größer als die Periodendauer Tc der AusgangsSpannung Uc des Inverters 2 ist, während Figur lb den umgekehrten Fall darstellt. Aus Figur l ist ersichtlich, daß die Frequenz des pulsweitenmodulierten digitalen Signals Ub deutlich geringer als die Frequenz der AusgangsSpannung Uc des Inverters 2 sein muß, damit nicht - wie in Figur lb dargestellt ist - der Gleichanteil der AusgangsSpannung Uc, welche an die Elektrolumineszenz-Folie 12 angelegt wird, erhöht wird, wodurch sich die Lebenserwartung der Folie 12 deutlich verringern würde .
Aus diesem Grund muß die zur Ansteuerung des Inverters 2 verwendete Frequenz des pulsweitenmodulierten digitalen Signals Ub möglichst gering gehalten werden, damit ein Impuls dieses pulsweitenmodulierten Signals Ub möglichst viele Schwingungen der an der Folie 12 anliegenden AusgangsSpannung Uc umfaßt. Wegen der Empfindlichkeit des menschlichen Auges muß hingegen die Frequenz des pulsweitenmodulierten Signals Ub oberhalb von 50 Hz liegen, damit das menschliche Auge das mit dem pulsweitenmodulierten Signal Ub verbundene Ein- und Ausschalten des Inverters 2 nicht wahrnehmen kann. Entspricht die Impulsdauer Tb des pulsweitenmodulierten Signals Ub nicht einem Vielfachen der Periode Tc der an der Elektrolumineszenz-Folie 12 anliegenden AusgangsSpannung Uc des Inverters 2, so wird - wie beispielsweise in Figur la dargestellt ist - der Inverter 2 in Übereinstimmung mit dem pulsweitenmodulierten Signal Ub, wel- ches an seinem Freigabeanschluß ENA anliegt, zu einem Zeitpunkt ausgeschaltet, an dem die AusgangsSpannung Uc des Inverters 2 sich nicht im Nullpunkt befindet . Das Schalten des Inverters 2 zu einem Zeitpunkt, bei dem sich die Ausgangsspannung Uc im Nullpunkt befindet, ist jedoch sowohl in Bezug auf den Gleichspannungsanteil des AusgangsSignals des Inverters 2 wünschenswert, als auch zur Vermeidung von EMV-Problemen sinnvoll, da ein plötzliches Abschalten des Inverters 2 außerhalb des Nulldurchgangs der AusgangsSpannung Uc ein verstärktes Auftreten von Oberschwingungen in dem Ausgangssignal des In- verters 2 hervorruft.
Da wegen der Toleranzen der einzelnen Bauteile der Steuervorrichtung die Ein- bzw. Ausschaltzeit des Inverters 2 nicht exakt im Hinblick auf die AusgangsSpannung Uc, welche an der Fo- lie 12 anliegt, synchronisiert werden kann, wird gemäß dem in Figur 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel eine Synchronisiereinrichtung verwendet, welche dafür sorgt, daß der Inverter 2 in Abhängigkeit von dem pulsweitenmodulierten Si- gnal Ub stets nur dann geschaltet wird, wenn sich die Ausgangsspannung des Inverters 2 im Nullpunkt befindet.
Figur 3 zeigt den angestrebten Soll-Verlauf zwischen dem puls- weitenmodulierten digitalen Signal Ub, dem vereinfacht lediglich in Form von Rechteckimpulsen dargestellten Ausgangssignal Uc des Inverters 2 und dem angestrebten Verlauf der an dem Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 anliegenden Spannung Ud. Aus Figur 3 ist ersichtlich, daß gemäß den obigen Ausführungen angestrebt wird, daß ein Spannungswechsel an dem Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 nur dann stattfindet, wenn sich die AusgangsSpannung Uc des Inverters im Nulldurchgang befindet.
Dem in Figur 3 gezeigten Soll-Verlauf der einzelnen Signale kann unmittelbar die in Figur 4a dargestellte Zustandstabelle zugewiesen werden. Aus Figur 4a in Verbindung mit Figur 3 ist ersichtlich, daß die gemäß Figur 3 angestrebte Synchronisation des Umschalten des Freigabeanschlußes ENA des Inverters 2 mit dem Ausgangssignal Uc des Inverters 2 durch ein getaktetes RS- Kippglied, d.h. ein D-Flip Flop erzielt werden kann, dessen
Ausgangssignal Q dem an dem Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 anliegenden Signal Ud und dessen Eingangssignal D dem pulsweitenmodulierten digitalen Signal Ub entspricht. Das Taktsignal dieses D-Flip Flops wird durch das Ausgangssignal Uc des Inverters 2 gebildet. Aus der Zustandstabelle der Figur 4a ist insbesondere ersichtlich, daß sich der Zustand des an dem Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 anliegenden Signals Ud nur verändert, wenn eine ansteigende Flanke des als Taktsignal dienenden AusgangsSignals Uc des Inverters 2 vorliegt und sich zudem der Zustand des pulsweitenmodulierten Signals Ub verändert hat .
Figur 4b zeigt allgemein das zeitliche Schaltverhalten eines D-Flip Flops mit einem Eingangsanschluß D und einem Ausgangs- anschluß Q, welches von einem Taktsignal C getaktet wird. Aus Figur 4b ist zu entnehmen, daß - wie bereits zuvor erwähnt worden ist - nach einer Änderung des Eingangs D der Ausgang Q erst bei der nächsten ansteigenden Taktflanke des Taktsignals C mit einer Verzögerungszeit tD umgeschaltet wird.
In Figur 2 ist somit in Übereinstimmung mit obigen Überlegun- gen ein D-Flip Flop 10 als Synchronisiereinrichtung vorgesehen, an dessen Dateneingang D das pulsweitenmodulierte digitale Signal b anliegt und welches über den Takteingang C von dem höherfrequenten Ausgangssignal c des Inverters 2, welches zugleich an der Elektrolumineszenz-Folie 12 anliegt - getaktet wird. An dem Ausgang Q des D-Flip Flops 10 wird schließlich das an dem Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 anzulegende Pulsweiten modulierte Signal ausgegeben, welches stets synchron mit dem Ausgangssignal c des Inverters 2 umschaltet.
Da ein erstes Taktsignal für das D-Flip Flop 10 in Form des Ausgangssignals c des Inverters 2 erst nach einem erstmaligen Aktivieren des Freigabeanschlusses ENA des Inverters 2 vorliegt, ist gemäß Figur 2 zudem ein ODER-Gatter 11 vorgesehen, dessen Eingangsanschlüsse einerseits direkt mit dem pulswei- tenmodulierten digitalen Signal b und andererseits mit dem
Ausgangssignal d des D-Flip Flops 10 verbunden sind. Der Ausgang des ODER-Gatters 11 ist an den Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 angeschlossen. Auf diese Weise ist sichergestellt, daß bei Einschalten der gesamten Steuervorrichtung und einem pulsweitenmodulierten digitalen Signal b mit dem logischen
Wert „l" auch der Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 mit dem logischen Wert „1" belegt ist, so daß mit Einschalten der Steuervorrichtung in Form des AusgangsSignals c des Inverters 2 ein Taktsignal für das D-Flip Flop 10 vorliegt. Aufgrund des ODER-Gatters 11 wird zudem der Inverter 2 über seinen Freigabeanschluß ENA erst dann ausgeschaltet, wenn sowohl das pulsweitenmodulierte digitale Signal b als auch das Ausgangssignal d des D-Flip Flops 10 auf „0" liegen, d.h. wenn das als Takt des D-Flip Flops 10 dienende Ausgangssignal c des Inverters 2 den logischen Wert „0" des pulsweitenmodulierten Signals b über das D-Flip Flop 10 durchgeschaltet hat. Wie bereits aus der vorhergehenden Beschreibung ersichtlich ist, handelt es sich bei dem Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 um einen Aktivierungsanschluß, der bei einem positiven logischen Pegel den Inverter 2 aktiviert und bei einem negati- ven logischen Pegel, d.h. bei dem logischen Wert „0", den Inverter 2 deaktiviert.
Bei dem in Figur 2 gezeigten Ausführungsbeispiel ist zudem eine Impulserzeugungseinrichtung, bestehend aus zwei Komparato- ren 13 und 16 sowie einer dazwischen angeordneten Hochpaßschaltung mit einem Kondensator 14 und einem Widerstand 15, vorgesehen. Diese Impulserzeugungseinrichtung ist zwischen den Ausgang des Inverters 2 und den Takteingang C des D-Flip Flops 10 geschaltet. Mit Hilfe des ersten Komparators 13 wird die ursprünglich gemäß Figur l als sinusförmige WechselSpannung auftretende AusgangsSpannung Uc des Inverters 2 in eine Recht- eckspannung umgewandelt, wobei das Hochpaßfilter mit dem Kondensator 14 und dem Widerstand 15 lediglich die Spannungsspitzen im Augenblick einer Pegeländerung dieses Rechtecksignals ausfiltert. Das Hochpaßfilter weist eine Grenzfrequenz auf, die deutlich unterhalb der Ausgangsfrequenz des Inverters 2 liegt, die beispielsweise 200 Hz betragen kann. Der dem Hochpaßfilter nachgeschaltete zweite Komparator 16 dient schließlich zum Ausfiltern der positiven Spannungsspitzen des durch das Hochpaßfilter erhaltenen Impulssignals . Auf diese Weise kann das D-Flip Flop 10 lediglich durch positive Impulse getaktet werden, deren Frequenz der Frequenz des AusgangsSignals c des Inverters 2 entspricht.
Figur 5 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Gemäß Figur 5 ist - analog zu Figur 2 - lediglich der die eigentliche Ansteuerung der Elektrolumineszenz-Folie 12 betref- fende Schaltungsteil der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung dargestellt, d.h. die beispielsweise in Figur 6 und 7 dargestellte Wandlereinrichtung, welche das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal b erzeugt, ist der Einfachheit halber nicht dargestellt.
Aus Figur 5 ist ersichtlich, daß der Inverter 2, der das Wechselspannungssignal c für den Betrieb der Elektrolumineszenz- Folie 12 erzeugt, in an sich bekannter Art und Weise von dem pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignal der in Figur 6 und 7 dargestellten Wandlereinrichtung 1 angesteuert wird, d.h. der Signaleingang des Inverters 2 wird ein von dem pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignal b abhängiges Signal zugeführt .
Gemäß dem in Figur 5 dargestellten Ausführungsbeispiel wird jedoch in den Strompfad einer mit dem Signaleingang des Inver- ters 2 verbundenen Spule 18 ein elektronisch steuerbarer Widerstand geschaltet, bei dem in Figur 5 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel ein p-Kanal MOS-Feldeffekttransistor. Durch Verändern der Gatespannung kann der Widerstandswert dieses Bauteils 17 und somit die Güte der Spule verändert und da- mit das Ausgangssignal c des Inverters 2, welches zum Betreiben der Elektrolumineszenz-Folie 12 dient, stufenlos eingestellt werden. Der Source-Anschluß S des MOS- Feldeffekttransistors 17 ist mit dem Versorgungsspannungsan- schluß der Steuervorrichtung verbunden und weist somit ein fe- stes Bezugspotential auf. Der Widerstand des MOS-
Feldeffekttransistors 17 wird erfindungsgemäß über das puls- weitenmodulierte digitale Zwischensignal b gesteuert, welches an den Gate-Anschluß des MOS-Feldeffekttransistors 17 angelegt ist. Dieses pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal b, welches von der in Figur 6 oder 7 dargestellten Wandlereinrichtung erzeugt worden ist, wird gemäß dem in Figur 5 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel über einen Tiefpaß mit einem Widerstand 19 und einem Kondensator 20 dem MOS- Feldeffekttransistor 17 zugeführt, so daß eine zwischen 0 und 3 Volt liegende Steuer-Gleichspannung für den Gate-Anschluß des MOS-Feldeffekttransistor 17 erhalten werden kann. Der p-Kanal MOS-Feldeffekttransistor weist bei einer Gate- Source-Spannung
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einen minimalen Kanalwiderstand auf. Da jedoch eine maximale Steuerspannung von 3V am Gate-Anschluß die Gate-Source-Spannung UGS auf 0V reduzieren würde, würde in diesem Fall der MOS-Feldeffekttransistor 17 sperren. Dementsprechend wird dem Tiefpaß bzw. dem Gate-Anschluß des MOS- Feldeffekttransistors 17 die mit Hilfe eines Invertierers 22 gewonnen invertierte Version des pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignals b zugeführt. Auf diese Weise ist gewähr- leistet, daß tatsächlich der MOS-Feldeffekttransistor 17 sperrt, wenn das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal b den logischen Wert „0" annimmt.
Selbstverständlich kann anstelle des MOS-Feldeffekttransistors 17 auch ein anderes elektronisch veränderbares Widerstandselement eingesetzt werden.
Um den Stromverbrauch des Inverters 2 zu minimieren, ist eine Abschaltschal ung vorgesehen, die insbesondere bei dem in Fi- gur 5 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel durch einen weiteren Invertierer 21 gebildet ist, der den Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 mit dem Gate-Anschluß G des MOS- Feldeffekttransistors 17 verbindet. Der Inverter 21 bewirkt, daß bei Erreichen eines bestimmten Signalpegels des an dem Ga- te-Anschluß G anliegenden Signals der Freigabeanschluß ENA des Inverters 2 auf Masse gelegt und somit der Inverter 2 deaktiviert wird. Durch die Invertierung des an dem Gate-Anschluß des MOS-Feldeffekttransistors 17 anliegenden Gleichspannungs- signals kann der Bauteileaufwand für die Abschaltschaltung des Inverters 2 so gering wie möglich gehalten werden.

Claims

Patentansprüche
1. Steuervorrichtung zum Steuern der Helligkeit einer Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung (12) , mit einer Wandlereinrichtung (1) , die ein Helligkeitssteuersignal (a) in ein pulsweitenmoduliertes digitales Zwischensignal ( ) umwände1t , und mit einer Invertereinrichtung (2) , die abhängig von dem pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignal (b) ein Wechsels- pannung-Betriebssignal (c) für den Betrieb der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung (12) erzeugt, dadurch gekennzeic--.net/ daß ein Freigabeanschluß (ENA) der Invertereinrichtung (2) über das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal (b) an- gesteuert ist, so daß die Invertereinrichtung (2) bei einem ersten Pegel des pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignals (b) aktiviert und bei einem zweiten Pegel deaktiviert wird.
2. Steuervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Pegel ein hoher Pegel und der zweite Pegel ein niedriger Pegel des pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignals (b) ist.
3. Steuervorrichtung nach Anspruch l oder 2 , dadurch gekennzeichnet/ daß die Frequenz des pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignals (b) geringer ist als die Frequenz des Wechselspannung- Betriebssignals (c) .
4. Steuervorrichtung nach Anspruch 3 , dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer des Auftretens des ersten Pegels (Tb) innerhalb des pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignals (b) mehrere Periodendauern (Tσ) des Wechselspannung-Betriebssignals (c) umfaßt .
5. Steuervorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des pulsweitenmodulierten digitalen Zwischen- signals (b) mindestens 50 Hz beträgt.
6. Steuervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine zwischen die Wandlereinrichtung (1) und die Invertereinrichtung (2) geschaltete Synchronisationseinrichtung (10) , welche das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal (b) empfängt und ein dem Freigabeanschluß (ENA) der Invertereinrichtung (2) zugeführtes digitales Ausgangssignal (d) erzeugt, wobei sich der Pegel des digitalen AusgangsSignals (d) abhängig von einer Pegeländerung des pulsweitenmodulierten digita- len Zwischensignals (b) nur in einem Nulldurchgang des von der Invertereinrichtung (2) gelieferten Wechselspannung- Betriebssignals (c) ändert.
7. Steuervorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Synchronisationseinrichtung durch ein taktflankengesteuertes D-Flip Flop (10) gebildet ist, an dessen Signaleingang (D) das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal (b) und an dessen Takteingang (C) ein sich mit der Frequenz des Wechselspannung-Betriebssignals (c) änderndes Taktsignal anliegt, wobei das Ausgangssignal des D-Flip Flops (10) den Freigabeanschluß (ENA) der Invertereinrichtung (2) zugeführt ist.
8. Steuervorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, gekennzeichnet durch ein ODER-Gatter (11) , dem das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal (b) und das Ausgangssignal (d) der Synchronisationseinrichtung (10) als EingangsSignale zugeführt sind und dessen Ausgang mit dem Freigabeanschluß (ENA) der Invertereinrichtung (2) verbunden ist.
9. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 6 - 8, gekennzeichnet durch eine Impulserzeugungseinrichtung (13 - 16) , die zwischen die Invertereinrichtung (2) und die Synchronisationseinrichtung (10) geschaltet ist und ein Impulssignal (e) mit einer der Frequenz des Wechsespannung-Betriebssignals (c) der Invertereinrichtung (2) entsprechenden Frequenz als Taktsignal der Synchronisationseinrichtung (10) zuführt.
10. Steuervorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulserzeugungseinrichtung eine Serienschaltung aus einem ersten Komparator (13) , einem Hochpaßfilter (14, 15) und einem zweiten Komparator (16) umfaßt.
11. Steuervorrichtung zur Steuerung der Helligkeit einer Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung (12) , mit einer Wandlereinrichtung (1) , die ein Helligkeitssteuersignal (a) in ein pulsweitenmoduliertes digitales Zwischensignal (b) umwandelt, und mit einer Invertereinrichtung (2) , die abhängig von dem pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignal (b) ein Wechselspannung-Betriebssignal (c) für den Betrieb der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung (12) erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal (c) der Invertereinrichtung (2) über steuerbare elektrische Widerstandsmittel (17) zugeführt ist.
12. Steuervorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbaren elektrischen Widerstandsmittel (17) in Serie mit einer Induktivität (18) an die Invertereinrichtung angeschlossen sind.
13. Steuervorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbaren elektrischen Widerstandsmittel einen MOS- Feldeffekttransistor (17) als steuerbares elektrisches Widerstandselement umfassen.
14. Steuervorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Gate-Anschluß (G) des MOS-Feldeffekttransistors (17) von dem pulsweitenmodulierten digitalen Zwischensignal (b) angesteuert wird, und daß die Sourc-Drain-Strecke des MOS-Feldeffekttransistors (17) zwischen eine Versorgungsspannungsanschluß und die Invertereinrichtung (2) geschaltet ist.
15. Steuervorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der MOS-Feldeffekttransistor ein p-Kanal MOS- Feldeffekttransistor ist, wobei das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal (b) dem Gate-Anschluß (G) des p-Kanal MOS- Feldeffekttransistors über ein Invertiereinrichtung (22) zuge- führt ist.
16. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 11 - 15, dadurch gekennzeichnet, daß eine Abschalteinrichtung (21) zum Deaktivieren der Inver- tereinrichtung (2) vorgesehen ist, welche die Invertereinrichtung (2) deaktiviert, falls das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal (b) einen bestimmten Schwellenwert überschritten oder unterschritten hat.
17. Steuervorrichtung nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschalteinrichtung (21) einen zwischen den Gate- Anschluß (G) des p-Kanal MOS-Feldeffekttransistors (17) und einen Freigabeanschluß (ENA) der Invertereinrichtung (2) ge- schalteten Invertierer (21) umfaßt, so daß die Invertereinrichtung (2) über den Invertierer (21) deaktiviert wird, falls das an dem Gate-Anschluß (G) des p-Kanal MOS- Feldeffekttransistors anliegende Signal einen hohen logischen Pegel annimmt .
18. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 11 - 17, dadurch gekennzeichnet, daß das pulsweitenmodulierte digitale Zwischensignal (b) den steuerbaren elektrischen Widerstandsmitteln (17) über eine Tiefpaßeinrichtung (19, 20) zugeführt ist.
19. Steuervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das der Wandlereinrichtung (1) zugeführte Signal (a) ein extern vorgegebenes Helligkeitssollwertsignal (a) ist.
20. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 - 18, dadurch gekennzeichnet, daß das der Wandlereinrichtung (1) zugeführte Signal (a) von der Höhe der von einer Versorgungsspannungsquelle (8) gelieferten Versorgungsspannung der Elektrolumineszenz- Beleuchtungseinrichtung (12) abhängt.
21. Steuervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet/ daß das Helligkeitssteuersignal (a) der Wandlereinrichtung (1) in digitaler Form zugeführt ist.
22. Verwendung einer Steuervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Steuerung der Helligkeit einer Elektro- lumineszenz-Beleuchtungseinrichtung (12) in einem Mobiltele- fon, insbesondere einem mobilen Autotelefon.
23. Verwendung einer Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 - 21 zur Steuerung der Helligkeit einer Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung (12) , wobei Umgebungsparameter erfaßt und abhängig von den erfaßten Umgebungsparametern eine sich daraus ergebende Helligkeitsabnahme der Elektrolumineszenz-Beleuchtungseinrichtung (12) mit Hilfe der Steuervorrichtung korrigiert wird.
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