WO1998005168A1

WO1998005168A1 - Synchronisierungsverfahren

Info

Publication number: WO1998005168A1
Application number: PCT/DE1997/001566
Authority: WO
Inventors: Soeren Hein
Original assignee: Siemens Aktiengesellschaft
Priority date: 1996-07-26
Filing date: 1997-07-24
Publication date: 1998-02-05
Also published as: US6148049A; DE19630398C1

Abstract

Es wird ein Verfahren zum Synchronisieren eines in einer Datenempfangsstation zu generierenden Taktsignals mit einem in einer Datensendestation verwendeten Taktsignal beschrieben, wobei die Synchronisierung jeweils unter Auswertung des Wertes und des Zeitpunktes des Empfangs von Taktsignal-frequenzabhängige Zählstände repräsentierende Zeitmarken-Daten erfolgt, welche der Datenempfangsstation von der Datensendestation übermittelt werden. Das beschriebene Verfahren zeichnet sich dadurch aus, daß in der Datenempfangsstation unter zumindest teilweiser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten eine die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierende Größe geschätzt wird, und daß ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator basierend auf dem dabei erhaltenen Schätzwert angesteuert wird.

Description

Beschreibung

SYNCHRONISIERUNGSVERFAHREN

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, d.h. ein Verfahren zum Synchronisieren eines in einer Datenempfangsstation zu gene- rierenden Taktsignals mit einem in einer Datensendestation verwendeten Taktsignal, wobei die Synchronisierung jeweils unter Auswertung des Wertes und des Zeitpunktes des Empfangs von taktsignalfreguenzabhängige Zählstände repräsentierenden Zeitmarken-Daten erfolgt, welche der Datenempfangsstation von der Datensendestation übermittelt werden.

Verfahren dieser Art werden hauptsächlich in digitalen Ober- tragungsSystemen eingesetzt. Ein praktisches Beispiel soll nachfolgend anhand eines nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden Systems erläutert werden.

Der MPEG-2-Standard ist ein insbesondere für digitale Videodaten ausgelegter Komprimierungε- und Obertragungsstandard, von dem erwartet wird, daß er in den kommenden Jahren der be- deutendste Standard seiner Art sein bzw. werden wird. Er wird bereits jetzt in erheblichem Umfang in digitalen Fernsehgeräten, Videorecordern etc. eingesetzt.

Sollen in einem nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden System von einer Datensendestation Daten zu einer Datenempfangsstation übertragen und dort weiterverarbeitet werden, so muß in der Datenempfangsstation ein Taktsignal generiert werden, das mit einem in einer Datensendestation verwendeten Takt- signal synchronisiert ist.

Im Gegensatz zu analogen Videosystemen, wo die Synchronisierung von Datenempfangsstation und Datensendestation unter Verwendung von zusammen mit den Videodaten übertragenen TV- Synchronisationssignalen durchgeführt werden konnte, erfordern digitale Systeme mangels Notwendigkeit der Übertragung der bekannten TV-Synchronisationssignale eine veränderte Vor- gehensweise.

Diese veränderte Vorgehensweise besteht bei den vorliegend betrachteten, d.h. bei den nach dem MPEG-2 -Standard arbeitenden Systemen darin, daß die Datensendestation von Zeit zu Zeit bestimmte Zeitmarken-Daten bzw. sogenannte Timestamps an die Datenempfangsstation übermittelt.

Der zur Synchronisierung unter Verwendung von Timestamps vorzusehende Aufbau von Datensendestation und Datenempfangs- Station sowie die Generierung und die Auswertung der besagten Timestamps in der Datensendestation bzw. der Dateneϊmpfangs- station werden nachfolgend anhand eines praktischen Beispiels beschrieben.

Das Taktsignal, auf welches synchronisiert werden εsoll, d.h. das von der Datensendestation (z.B. einem Codierer) verwendete Taktsignal sei ein Taktsignal, dessen Frequenz 27 MHz betragen möge. Die zulässige Abweichung von der genannten Sollfrequenz belaufe sich auf ±810 Hz, wobei der maximal zulässige Drift auf 0,075 Hz/s festgelegt sei. Die genannten Werte erfüllen damit exakt die durch den MPEG-2 -Standard gemachten Vorgaben .

Durch das besagte Taktsignal der Datensendestation wird ein dort vorgesehener Zähler (hier ein 42-Bit-Zähler) angesteuert, wobei dessen Zählstand pro Taktzyklus um :. erhöht wird. Der jeweils aktuelle Zählstand des Zählers w:.rd in gewissen zeitlichen Abständen zur Datenempfangsstation (beispielsweise einem Decodierer) übertragen. Diese, den taktsignalfrequenzabhängigen Zählstand repräsentierenden

Daten sind die vorstehend bereits erwähnten Zeitmarken-Daten bzw. Timestamps. Die zeitlichen Abstände, in denen solche Timestamps übertragen werden, sind unterschiedlich; sie betragen beim MPEG-2- Standard maximal 100 ms (beim sogenannten Transport Stream) bzw. maximal 700 ms (beim sogenannten Program Stream) .

Die Datenempfangsstation empfängt die Timestamps, wobei als Empfangszeitpunkt jeweils derjenige Zeitpunkt zählt, zu dem das letzte Bit des jeweils übertragenen Timestamps empfangen wird.

In der Datenempfangsstation wird der durch einen jeweiligen Timestamp repräsentierte Zählstand des Zählers der Datensendestation mit dem zum Empfangszeitpunkt des Timestamps erreichten Zählstand eines in der Datenempfangsstation vorgesehenen Zählers verglichen.

Der Zähler der Datenempfangsstation zählt in Abhängigkeit von dem dort generierten (zu synchronisierenden) Taktsignal. Ge- nauer gesagt wird dessen Zählstand pro Taktzyklus des in der Datenempfangsstation generierten Taktsignals um 1 erhöht.

Wenn und so lange sich bei der Gegenüberstellung der genannten Zählstände ergibt, daß diese gleich sind oder eine gleichbleibende Differenz aufweisen, kann davon ausgegangen werden, daß das Taktsignal der Datenempfangsstation und das Taktsignal der Datensendestation gleichfrequent bzw. synchron sind. Andernfalls, also wenn die Zählstandsdifferenz variiert und damit auf eine ungenaue oder fehlerhafte Synchronisierung hindeutet, wird ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator der Datenempfangsstation nachgeregelt, um die Synchronisation möglichst schnell wiederherzustellen.

Die Kenntnis bzw. Verfolgung der besagten Differenz zwischen den genannten Zählständen ist im übrigen nicht nur für die Taktsignal -Synchronisierung von Bedeutung, denn der Zählstand des Zählers der Datenemp angsstation kann unter anderem auch zur Festlegung von definierten Bezugszeitpunkten bzw. zur Ermittlung von durch die Datensendestation vorgeschriebenen, auf die Bezugszeitpunkte bezogenen Ausgabe- bzw. Weitergabe - Zeitpunkten dienen, zu welchen der Datenempfangsstation übermittelte Nutzdaten (Video- und/oder Audiodaten) aus- bzw. weiterzugeben sind.

Treten bei den wiederholten Gegenüberstellungen der einander gegenüberzustellenden Zählstände Differenzen auf, die häufig und/oder erheblich schwanken, so kann zur Erzielung einer genaueren Synchronisierung vorgesehen werden, die zeitlichen Abstände zwischen den Taktsignalgenerator-Nachregelungen durch eine häufigere Timestamp-Ausgabe und -Auswertung zu verkürzen; die maximal möglichen Synchronisationsfehler lassen sich dadurch erheblich reduzieren.

Bekanntermaßen wird die Synchronisation aber auch durch LaufzeitSchwankungen bzw. die sogenannten Jitter-Phänomene bei der Datenübertragung von der Datensendestation zur Datenempfangsstation beeinflußt, und zwar insbesondere dann, wenn die Timestamp-Übertragung davon betroffen ist.

Die besagten LaufZeitschwankungen bzw. Jitter-Phänomene sind zufällig variierende Schwankungen der Signallaufzeit. Ihr Ausmaß hängt unter anderem von der Übertragungsstrecke (Satellit, Kabel, ATM-Netzwerk etc.) ab und kann zwischen wenigen Nanosekunden bis hin zu einigen Millisekunden variieren.

Die beim Auftreten von Jitter-Phänomenen primär beobachtbaren Unregelmäßigkeiten sind in Figur 7 veranschaulicht.

Die Figur 7 zeigt die Sendezeitpunkt-Empfangszeitpunkt-Zuord- nung von von der Datensendestation zur Datenempfangsstation versandten Timestamps. Im Idealfall, d.h. wenn die die Laufzeit der Timestamps betreffenden Eigenschaften der Übertragungsstrecke zeitlich konstant wären, ergäbe sich ein linearer Zusammenhang zwischen den jeweiligen Sendezeiten und den zugeordneten Empfangszeiten der Timestamps. Dieser Idealfall ist in der Figur 7 durch eine mit I bezeichnete Gerade veranschaulicht .

Bedingt durch das Nicht -Vorliegen idealer Verhältnisse ergeben sich jedoch Abweichungen von dem durch die Gerade I re- präsentierten linearen Zusammenhang. Genauer gesagt werden die jeweiligen (in der Figur 7 durch Punkte dargestellten) Timestamps von der Datenempfangseinrichtung zu Zeitpunkten empfangen, die von den (in der Figur 7 durch die Gerade I vorgegebenen) erwarteten Empfangszeitpunkten bzw. Soll- Empfangszeitpunkten abweichen; die tatsächlichen Empfangszeitpunkte liegen in den meisten Fällen vor oder nach den jeweiligen Soll-Empfangszeitpunkten, wobei die jeweiligen Abstände zwischen den tatsächlichen Empfangszeitpunkten und den Soll -Empfangszeitpunkten nach Vorzeichen und Betrag be- liebig variieren können.

Diese Jitter-Phänomene beeinflussen die angestrebte Synchronisation, und zwar aufgrund der dadurch veränderten Auswahl der einander gegenüberzustellenden Zählstandswerte . Der dem durch den empfangenen Timestamp repräsentierten Zählstand gegenüberzustellende Zählstand ist nämlich gerade derjenige Zählstand des Zählers der Datenempfangsstation, den dieser zum Zeitpunkt des Empfangs des Timestamps innehatte . Mit der Schwankung der Übertragungszeit der Timestamps von der Daten- sendestation zur Datenempfangsstation schwankt also nicht nur der Empfangszeitpunkt der jeweiligen Timestamps, sondern auch der diesen gegenüberzustellende Zählstand.

Im Ergebnis kann dies dazu führen, daß die Jitter-Phänomene eine eine Fehlsynchronisation bewirkende Nachregelung des das zu synchronisierende Taktsignal generierenden Taktsignal - generators auslösen oder zumindest einen eine exakte Synchro- nisation verhindernden Einfluß auf die Nachregelung nehmen. Dies und ferner die Tatsache, daß sich dadurch Sprungartige Änderungen in der Frequenz des in der Empfangsstation generierten Taktsignals ergeben können, ist verständlicherweise ein Mangel, den es zu beseitigen gilt.

Dies kann beispielsweise durch Vorsehen eines Tiefpaßfilters bewerkstelligt werden, welcher die zur Ansteuerung des Takt- signalgenerators der Datenempfangsstation bestimmten Steuer- Signale vor deren Anlegen an den besagten Taktsignalgenerator einer Tiefpaßfilterung unterzieht .

Der Aufbau einer derartigen Taktsignalgeneratoransteuerung ist in Figur 8 veranschaulicht.

Der zu regelnde Taktsignalgenerator, d.h. der in der Datenempfangsstation untergebrachte Taktsignalgenerator, der das zu synchronisierende Taktsignal erzeugt, ist in einem in der Figur 8 mit dem Bezugszeichen 30 bezeichneten Block unter- gebracht. Der Taktsignalgenerator sei in diesem Fall ein spannungsgesteuerter Kristalloszillator (VCXO) , dessen Ausgangssignal A eine Frequenz aufweist, welche von einer eingegebenen Steuerspannung CV abhängt .

Im Block 30 ist ferner ein Zähler CNT untergebracht, welcher in Abhängigkeit vom durch den Kristalloszillator VCXO generierten Taktsignal zählt. Der Zählstand des Zählers CNT wird dabei pro Taktsyklus des generierten Taktsignals urr, 1 erhöht.

Der Zählstand des Zählers CNT wird einem Differenzbildungsglied 10 zugeführt, welchem auch die durch die jeweiligen Timestamps repräsentierten Zählstände (Eingangssignal E) zugeführt werden, und in welchem jeweils nach dem Empfang eines Timestamps die Differenz zwischen den einander definitions- gemäß zugeordneten Zählständen gebildet wird. Das Ausgangssignal des Differenzbildungsgliedes 10 wird in einem Tiefpaßfilter 20 einer Tiefpaßfilterung unterzogen und von dort als die Steuerspannung CV an den Taktsignalgenerator ausgegeben. Die Tiefpaßfilterung dient dazu, sprunghaft ver- änderte Ansteuerungen des Kristalloszillators VCXO, die insbesondere beim Auftreten von Jitter-Phänomenen vorkommen können, zu verhindern; der Tiefpaßfilter 20 glättet das aus der Differenzbildungseinheit 10 erhaltene Differenzsignal, genauer gesagt den zeitlichen Verlauf desselben und sorgt auf diese Weise dafür, daß der störende Einfluß der Jitter- Phäno ene in Grenzen gehalten wird.

Das Vorsehen des besagten Tiefpaßfilters hat andererseits jedoch den Nachteil, daß Änderungen der Frequenz des Takt- Signals der Datensendestation sich unter Umständen nur allmählich oder überhaupt nicht auf die Frequenz des zu synchronisierenden TaktSignals der Datenempfangsstation auswirken. Darüber hinaus dauert es nach dem Einschalten oder Rücksetzen der Datenempfangsstation relativ lange, bis diese synchron mit der Datensendestation läuft.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, das Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 derart weiterzubilden, daß einerseits eine Reduzierung von durch das Auftreten von Jitter-Phänomenen verursachten

Synchronisationsstörungen, andererseits aber gleichzeitig eine exakte und schnelle Synchronisierung des Taktsignals der Datenempfangsstation auf das Taktsignal der Datensendestation ermöglicht werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 beanspruchten Merkmale gelöst .

Demnach ist vorgesehen, daß in der Datenempfangsstation unter zumindest teilweiser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten eine die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierende

ERSATZBLATT (REGEL 2Θ) Größe geschätzt wird, und daß ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator basierend auf dem dabei erhaltenen Schätzwert angesteuert wird.

Anders als bei herkömmlichen Synchronisierungsverfahren wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren also nicht unmittelbar der (gegebenenfalls geglättete) Differenzverlauf zwischen den jeweils aktuellen Zählständen der in der Datensendestation und in der Datenempfangsstation vorgesehenen Zähler, sondern ein eine Frequenz charakterisierender Schätzwert zur An- steuerung des Taktsignalgenerators verwendet, der das zu synchronisierende Taktsignal erzeugt.

Indem bei der besagten Schätzung nicht nur die jeweils ak- tuellen, sondern auch die zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten bzw. Timestamps berücksichtigt werden, können abrupte Sprünge in der Ansteuerung des Taktsignalgenerators bei Bedarf leicht verhindert werden. Der Einfluß des Auftretens von Jitter- Phänomenen auf die Synchronisierung ist dadurch erheblich reduzierbar, und zwar ohne Einbußen in der Fähigkeit der

Anpaßbarkeit des zu synchronisierenden Signals an Veränderungen des Taktsignals, auf welches zu synchronisieren ist; das Taktsignal, auf das zu synchronisieren ist, d.h. das Taktsignal der Datensendestation verändert sich nämlich während des normalen Betriebes allenfalls sehr allmählich, so daß das zu synchronisierende Taktsignal zur Aufrechterhaltung der Synchronisation keiner sprungartigen Änderung bedarf .

Andererseits kann jedoch das betrachtete System nach dem Ein- schalten oder einem Rücksetzen entgegen dessen sonstigem Verhalten sehr schnell (sprungartig) in einen Synchronisationszustand gelangen. Anfangs, d.h. unmittelbar nach dem Einschalten oder Rücksetzen des Systems stehen nämlich zunächst überhaupt keine, und dann erst nur wenige zuvor erhaltene Zeitmarken-Daten zur Schätzwertermittlung zur Verfügung, so daß die im "normalen" Betrieb angestrebte und insbesondere auf der Berücksichtigung der zurückliegenden Verhältnisse be- ruhende träge Reaktion des Systems noch nicht oder nur eingeschränkt vorhanden ist .

Es wurde mithin ein Verfahren gefunden, welches es ermόg- licht, daß einerseits eine Reduzierung von durch das Auftreten von Jitter-Phänomenen verursachten Sychronisations- störungen, andererseits aber gleichzeitig eine exakte und schnelle Synchronisierung des Taktsignals der Datenempfangsstation auf das Taktsignal der Datensendestation erzielbar sind.

Darüber hinaus kann die Reaktionszeit des Systems auf Veränderungen des Taktsignals, auf welches synchronisiert werden soll, mittels einer unterschiedlich starken Berücksichtigung von jüngeren und älteren Zeitmarken-Daten auf äußerst einfache Art und Weise eingestellt bzw. verändert werden. Berücksichtigt man z.B. jüngere Zeitmarken-Daten stärker als ältere Zeitmarken-Daten, so reagiert das System schneller (weniger träge) als wenn alle Zeitmarken-Daten beispielsweise in dem gleichen Umfang berücksichtigt würden.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert . Es zeigen

Figur 1 Blockschaltbilder von Schaltungen zur Berechnung von in die Schaltung gemäß Figur 3 eingegebenen Hilfsvariablen,

Figur 2 ein Blockschaltbild einer in der Schaltung gemäß Figur 3 mehrfach verwendeten Hilfsschaltung,

Figur 3 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Schätzung einer die Frequenz des Taktsignals der Datensende- Station charakterisierenden Größe gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Figur 4 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Synchronisierung eines zu synchronisierenden Taktsignals der Datenempfangsstation unter Schätzung einer die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierenden Größe gemäß einem zweiten Ausführungs- beispiel der Erfindung,

Figur 5 ein Blockschaltbild, das den inneren Aufbau eines in der Schaltung gemäß Figur 4 verwendeten Blocks 550 zeigt,

Figur 6 ein Blockschaltbild, das den inneren Aufbau von in der Schaltung gemäß Figur 4 verwendeten Blöcken 510 und 560 zeigt,

Figur 7 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der Auswirkung von Jitter-Phänomenen auf die Timestamp-

Übertragung(en) , und

Figur 8 ein Blockschaltbild zur Erläuterung einer bekannten Timestamp-Verarbeitung in der Datenempfangsstation.

Die Erfindung wird nachfolgend an einem nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden System beschrieben. Allerdings möge dies nicht als Einschränkung des Einsatzes der Erfindung in nach diesem Standard arbeitenden Systemen verstanden werden. Die Erfindung ist vielmehr ganz allgemein überall dort einsetzbar, wo es gilt, ein Taktsignal mit einem anderen Taktsignal zu synchronisieren.

Das Taktsignal, auf welches synchronisiert werden soll, sei wiederum das von einer Datensendestation verwendete Takt- signal; das auf dieses Taktsignal zu synchronisierende Takt- signal sei das in einer Datenempfangsstation generierte Takt- signal .

Die Synchronisierung des zu synchronisierenden Taktsignals erfolgt unter Verwendung von Zeitmarken-Daten bzw. Timestamps, die wie bisher in gewissen zeitlichen Abständen, die gleichbleibend oder variierend groß sein können, zwischen die zu übertragenden Nutzdaten eingestreut von der Datensendestation zur Datenempfangsstation übertragen werden. Insoweit besteht zwischen den bekannten Synchronisierungsverfahren und dem vorliegend beschriebenen erfindungsgemäßen Synchronisierungsverfahren kein Unterschied. Bezüglich weiterer Einzelheiten, insbesondere Einzelheiten zur Timestamp-Generierung und zur Timestamp-Übertragung kann daher auf die einleitend gemachten Ausführungen und die Definition des MPEG-2-Stan- dards (beispielsweise in den ISO/IEC-Normen) verwiesen werden.

Anders als bei der in der Figur 8 gezeigten bekannten Takt- signalgeneratoransteuerung wird der das zu synchronisierende Taktsignal generierende Taktsignalgenarator jedoch unter Verwendung eines eine Frequenz charakterisierenden Schätzwertes angesteuert .

Ein geeigneter Schätzwert ist hierbei ein die Frequenz des

Taktsignals der Datensendestation charakterisierender Schätzwert.

In den beschriebenen Ausführungsbeispielen repräsentiert die- ser Schätzwert die (geschätzte) Frequenz des Taktsignals der Datensendestation selbst oder - insbesondere sofern die Soll- frequenz dieses Taktsignals bekannt ist - die (geschätzte) Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von dessen bekannter Sollfrequenz.

Der besagte Schätzwert kann - gegebenenfalls nach Umsetzung desselben in ein geeignetes Steuersignal (SteuerSpannung, Steuerstrom etc.) - mittelbar oder unmittelbar zur Ansteue- rung des das zu synchronisierende Taktsignal generierenden Taktsignalgeneratorε verwendet werden. Ob und inwieweit es hierzu einer weiteren Verarbeitung des Schätzwertes bedarf, richtet sich in erster Linie nach dem vom Taktsignalgenerator erwarteten Steuersignal. Unabhängig davon kann der Schätzwert jedoch selbstverständlich beliebigen Modifikationen und/oder Weiterverarbeitungen vor dessen Verwendung zur Taktsignal- generator-Ansteuerung unterworfen werden.

Die Bildung des besagten Schätzwertes erfolgt in der Datenempfangsstation unter zumindest teilweiser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken- Daten bzw. Timestamps. Wie und unter welchen Überlegungen hierbei im einzelnen vorgegangen werden kann, wird nachfolgend anhand zweier Ausführungsbeispiele detailliert beschrieben.

Es wird nun zunächst unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 3 ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens beschrieben .

Ausgangspunkt der nachfolgenden Ausführungen ist ein Zeitpunkt t'o = 0, zu dem der Zähler der Datensendestation einen Anfangszählstand c₀ aufweisen möge und ab dem von der Datensendestation in regelmäßigen oder variierenden zeitlichen Abständen fortlaufend die bereits erwähnten Timestamps ausgegeben werden, wobei sich der Zählstand c_n, der durch einen n- ten Timestamp repräsentiert wird, als

Cn = C0 + (fc + Δf)-t^,n , "≥l (la)

ausdrücken läßt, wobei

Co der bereits erwähnte Anfangs-Zählstand, f_c die Sollfrequenz (im betrachteten Ausführungsbeispiel 27 MHz) des Taktsignals der Datensendestation,

Δf eine Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von dessen Sollfreguenz, und

t'_n der auf t'₀ bezogene Zeitpunkt, zu dem der Zähler der

Datensendestation den als Timestamp versandten Zählwert c_n aufweist,

sind.

Die von der Datensendestation zu den Zeitpunkten t'_n ausgegebenen Timestamps, genauer gesagt das jeweils letzte Bit des- selben, werden in der Datenempfangsstation zu Zeitpunkten t„ empfangen, welche auf einen dem Zeitpunkt t'₀ entsprechenden Zeitpunkt t₀ bezogen sind.

Die auf t₀ bezogenen Zeitpunkte t_n entsprechen im Idealfall den auf t'₀ bezogenen Zeitpunkten t'_n. Dieser Idealfall liegt jedoch, wie eingangs bereits erläutert wurde, aufgrund des Auftretens von Jitter-Phänomenen häufig (meistens) nicht vor. In der Praxis gilt daher der Zusammenhang

trj = t'n + tjitter,n (lb)

wobei tjitβr.n das durch das Jitter-Phänomen verursachte Ausmaß der LaufzeitSchwankung des jeweils n-ten Timestamps auf dessen Weg von der Datensendestation zur Datenempfangsstation repräsentiert.

Die Gleichung da) läßt sich demnach also auch wie folgt schreiben :

Cn = CO + (f c + Δf)- (tn ~ t jitter j)) , n ≥ l ( lc ) Für große Werte von n ist der mit wachsenden Werten für n wachsende Wert für t_n sehr viel größer als der zwar ebenfalls von n abhängige, aber nicht mit n wachsende Wert von t_31tter.n; für sehr große n kann daher j tβr.n vernachlässigt werden, so daß die Gleichung (lc) mit hinreichender Genauigkeit als

Cn=C0+(fc + Δf)-t_n , ü » 1 (ld)

schreibbar ist.

Durch das Weglassen von t_jltcer in Gleichung (ld) ergibt sich trotz allem eine Differenz zwischen den durch die jeweiligen Timstamps repräsentierten Zählständen c_n und den nach Gleichung (ld) berechneten Zählständen. Diese Differenzen sind jedoch wie jitter selbst dem Vorzeichen und dem Betrag nach schwankend, so daß die über einen längeren Zeitraum gebildete Summe der jeweiligen Differenzen gegen 0 geht; dieser Effekt wird insbesondere in der später erläuterten Gleichung (2) ausgenutzt .

Von den in der Gleichung (ld) verwendeten Größen sind in der Datenempfangsstation c_n und t_n bekannt, da sie dem jeweiligen Inhalt und dem jeweiligen EmpfangsZeitpunkt des n-ten Timestamps entsprechen; die Sollfrequenz f_c sei im vorliegenden Ausführungsbeispiel in der Datenempfangsstation (z.B. aufgrund einer entsprechenden Voreinstellung) ebenfalls bekannt. Die Werte für c₀ und Δf sind in der Datenempfangsstation unbekannt und werden daher, wie noch im einzelnen beschrieben werden wird, durch eine Schätzung in der Datenempfangsstation ermittelt.

Der Schätzwert für Δf ist bei bekannter Sollfrequenz f_c des Taktsignals, auf welches zu synchronisieren ist, eine die Frequenz dieses Taktsignals charakterisierende Größe und kann, wie vorstehend bereits angedeutet wurde, aus diesem Grund mittelbar oder unmittelbar zur Ansteuerung des Takt- signalgenerators der Datenempfangsstation (zur Regelung der Frequenz des zu synchronisierenden Taktsignals) herangezogen werden. Alternativ kann hierfür jedoch auch die Summe aus der bekannten Frequenz f_c und der geschätzten Frequenz Δf zur An- steuerung des Taktsignalgenerators verwendet werden.

Der Schätzwert für co wird einerseits benötigt, um ermitteln zu können, ob und gegebenenfalls um wieviel die durch die Timestamps repräsentierten Zählstände c_n von den Zählständen abweichen, die unter Verwendung der besagten Schätzwerte für c₀ und Δf nach Gleichung (ld) berechnet werden können. Dies wird später noch ausführlicher erläutert werden.

Die Schätzwerte für c₀ ermöglichen aber andererseits auch direkt oder indirekt (über die dadurch geschaffene Möglich- keit der Berechnung von korrigierten, d.h. von Jitter-Phäno- men-Einflüssen befreiten Zählständen c_n) die exakte Festlegung (Korrektur) der vorstehend bereits erwähnten Bezugszeitpunkte in der Datenempfangsstation und/oder die genaue Bestimmung der seit einem Bezugszeitpunkt verstrichenen Zeit. Dies ist von hohem Interesse, weil durch die Datensendestation bestimmt werden kann, daß bestimmte Daten von der Datenempfangsstation exakt eine vorbestimmte Zeit nach dem besagten Bezugszeitpunkt auszugeben bzw. weiterzuverarbeiten sind.

Die unbekannten Werte für c₀ und Δf werden im vorliegenden Ausführungsbeispiel allgemein gesprochen unter Minimierung einer Summe von Quadraten von Werten (Fehlern) geschätzt, welche die Unterschiede zwischen den durch Zeitmarken-Daten repräsentierten Verhältnissen und den unter Verwendung der Schätzwerte errechneten Verhältnissen in der Datensendestation charakterisieren.

Die die besagten Unterschiede charakterisierenden Werte sind hier Zählstandsdifferenzen, die sich aus einer Gegenüberstellung der durch die Zeitmarken-Daten repräsentierten Zähl- stände und der unter Verwendung der Schätzwerte nach Gleichung (ld) errechneten Zählstände ergeben.

Es wird jedoch bereits an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß dies nicht die einzige Möglichkeit ist, zu den besagten Schätzwerten zu gelangen.

Als zu minimierende Summe hat sich die Verwendung von

N ∑γ^N"n-(c_n-(fc + Δf_N) tn-Cθ^) (2) n=l

als besonders vorteilhaft erwiesen, wobei

Cr, der durch den n-ten Timestamp repräsentierte Zählstand,

Δf_N der zum Zeitpunkt des N-ten Timestamps geschätzte Wert für Δf,

_CO,_N der zum Zeitpunkt des N-ten Timestamps geschätzte Wert für Co. und

γ ein Wichtungsfaktor zur individuellen Wichtung der einzelnen Summenelemente

sind.

Die geschätzten Werte Δ _N und C_O,_N hängen von N, also der Anzahl der bei der Schätzung berücksichtigten bzw. berücksichtigbaren Timestamps ab. Je größer N ist, desto genauer ist in der Regel die Übereinstimmung der Schätzwerte mit den tatsächlichen Werten.

Eine besondere Beachtung verdient die Einführung des exponen- tiellen Wichtungsfaktors γ in Gleichung (2) . Der Wichtungs- faktor γ bestimmt, mit welcher Wichtung die jeweiligen qua- drierten Fehler in die zu minimierende Summe der Fehlerquadrate eingehen.

je kleiner der Wert für γ gewählt wird, desto (relativ) schwächer werden weiter zurückliegende (ältere) Verhältnisse gegenüber kürzer zurückliegenden (jüngeren und aktuellen) Verhältnissen berücksichtigt. Der Wert für γ bestimmt damit indirekt, wie schnell sich das System auf aktuelle (tatsächliche oder scheinbare) Veränderungen der Verhältnisse einstellt. Will man den Einfluß des Jitter-Phänomens auf die Synchronisierung ausschalten, verleiht man dem System vorzugsweise eine träge Reaktion auf aktuelle Veränderungen der Verhältnisse. Eine derartige träge Reaktion, die sich durch Festlegung von γ auf 1 oder etwas kleiner als 1 einstellen läßt, eliminiert den Sprungartige Veränderungen des Takt- signals, auf das synchronisiert werden soll, vortäuschenden Einfluß der Jitter-Phänomene; sie beeinträchtigt andererseits aber nicht die Qualität der Synchronisation, denn das Taktsignal, auf welches synchronisiert werden soll, genauer ge- sagt die in erster Linie interessierende Frequenz desselben ändert sich im "normalen" Betrieb entweder überhaupt nicht oder allenfalls äußerst langsam (maximal mit 0,075 Hz/s beim MPEG-2-Standard) , so daß keine sprungartigen Anpassungen in der Synchronisation erforderlich sind. Die durch γ einge- stellte Trägheit wirkt sich jedoch nicht oder jedenfalls in erheblich verringertem Umfang auf die Synchronisierung nach dem Einschalten oder dem Rücksetzen des Systems aus, denn zu diesen Zeiten liegen naturgemäß noch keine älteren Verhältnisse vor, so daß die Synchronisation anfangs unter aus- schließlicher Berücksichtigung von aktuellen und nur wenigen jüngeren Verhältnissen erfolgt, was zumindest zu Beginn ein sprungartiges und damit sehr schnelles Einsynchronisieren zuläßt. Ein gezieltes Rücksetzen des Systems während des "normalen" Betriebs oder vergleichbare andere in etwa gleich- wirkende Maßnahmen ermöglichen es, daß die besagten sprungartigen Anpassungen bei Bedarf auch während des "normalen" Betriebs zugelassen werden. Wählt man γ kleiner als 1, so kann dadurch der unt€jr Umständen positive Effekt erzielt werden, daß die aktuellen und jüngeren Verhältnisse stärker berücksichtigt werden als die weiter zurückliegenden (älteren) Verhältnisse. In diesem Fall kann es sich eventuell auch als vorteilhaft erweisen, wenn ' ^'n zusätzlich so festgelegt wird, daß ein unterer Grenzwert nicht unterschritten wird.

Die Festlegung von γ auf Werte kleiner als 1 wirkt sich auch insofern vorteilhaft aus, als insbesondere das Ergebnis der Summenbildung nach Gleichung (2) ein vergleichsweise kleiner Wert bleibt, der erkennbar einen relativ geringen Aufwand für dessen Speicherung und Handhabung erfordert.

Die Heranziehung der unter Verwendung der Gleichung (2) als Ausgangspunkt ermittelten Schätzwerte für die Synchronisation ist also in idealer Weise dazu geeignet, eine schnelle und exakte Synchronisierung unter Elimination von durch Jitter- Phänomene hervorgerufene Einflüssen zu erzielen.

Für die Durchführung der Minimierung der durch die Gleichung (2) repräsentierten Summe der gewichteten Fehlerquadrate ist es hilfreich, einige Hilfsvariablen einzuführen.

Zunächst werden ein auf einer Summe von exponentiell gewichteten Zählstanden (Timestamp-Inhalten) basierender (gewichteter) Durchschnitts-Zählwert ^"c_N und eine auf einer

Summe von exponentiell gewichteten Timestamp-Empfangszeiten basierende (gewichtete) Durchschnitts-Timestamp-E pfangszeit ^"tf_N eingeführt und als

i / N i .. N

CN= N ^'2-Υ ^'Cn bzw. t_N= _N < 'tn (3) ^{1 —} Υ n=l ^l 7 n=l

definiert. Setzt man den Wichtungsfaktor γ in Gleichung (3) auf 1, so erhält man

Als weitere Hilfsvariablen werden die Differenz

d_n = t_n-t_n (5!

und der laufende quadratische Zeitterm

eingeführt , wobei sich letzterer für γ=l vereinfacht

schreiben läßt .

Die Berechnung der in den Gleichungen (3) bis (7) definierten Hilfsvariablen gestaltet sich unter Umständen relativ aufwendig, weil hierzu für jeden der N zu berücksichtigenden Timestamps dessen jeweiliger Inhalt c_n und dessen Empfangszeitpunkt t_n abrufbar sein müssen. Dies kann insbesondere dann, wenn N sehr groß gewählt wird, aufgrund des entsprechend hohen Speicherbedarfs eine relativ umfangreiche Hardware erfordern, weshalb es in gewissen Fällen vorzuziehen sein kann, die Hilfsvariablen gemäß den Gleichungen (3) bis (7) so zu definieren, daß die Werte für den Zeitpunkt N+l allein basie- rend auf den entsprechenden Werten zum Zeitpunkt N und N+l, also rekursiv berechnet werden können. Die Größe des bereitzustellenden Speicherplatzes wird dadurch unabhängig von N und kann auf ein Minimum reduziert werden. Darüber hinaus lassen sich die Hilfsvariablen infolge der erheblichen Verringerung der jeweils zu verrechnenden Datenmenge wesentlich schneller berechnen.

Die gefundene Umformulierung der in den Gleichungen (3) bis (7) definierten Hilfsvariablen in durch eine rekursive Berechnung ermittelbare Hilfsvariablen führt zu dem Ergebnis, daß sich die in den Gleichungen (3) und (4) definierten gewichteten Durchschnitts-Timestamp-Empfangszeiten und Durch- schnitts-Timestamp-Inhalte auch

- i-γ l-γ^N . ^lN+l - j _ N+l ^{' l}N+l + 7 ^* j _ N+l ^" *N (8)

oder (für γ=l)

N N+i - ^• N+l +

N + l N + l t_N (9)

bzw.

,N

- ^CN+1 - ^{- "} *- NY+T ^* CN+1 + ,_r 7 ^* ~ i-γ js¹üT ^* - CN (io;

1-γ l-γ^r

oder (für γ=l)

schreiben lassen, und daß sich die in den Gleichungen (6) und (7) definierten quadratischen Zeitterme auch

T_N+ι = 7 _N +γ d_N +1² (12)

oder (für γ=l) N + l _, ,

TN+1 = T_N + — 7T^{- •} ÖN+l ( 13 )

N

schreiben lassen.

Verwendet man die zuvor definierten Hilfsvariablen, so lassen sich Δ f_N und 6_O,N unter Minimierung (Nullsetzen) der Summe nach Gleichung (2) näherungsweise als

77^N"n--(t_nB--tt„o)M(cCnn--tcc--tt_nn) 14)

oder - nach der rekursiven Methode - als

A_fN+, tN+ι)^~ (CN ~ fc ^* IN)) (15)

bzw.

C0.N = CN-(fc + Δf_N)-tN (16)

berechnen bzw. abschätzen.

Eine Möglichkeit der schaltungstechnischen Realisierung zur Berechnung der Schätzwerte nach den Gleichungen (15) und (16) ist in den Figuren 1 bis 3 veranschaulicht .

Die Figur 1 betrifft die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (5), (8) bzw. (9), (10) bzw. (11) sowie (12) bzw. (13) .

Die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (5) und (8) bzw. (9) kann durch eine Schaltung erfolgen, deren Blockschaltbild in Figur 1A gezeigt ist. Gemäß der Darstellung in der Figur 1A werden hierfür eine je nach dem gewählten Wert für γ die Gleichung (8) oder (9) ausführende Signalverarbeitungsschaltung 110, ein Verzögerungs- glied 120 und ein Addierer 130 benötigt, die wie gezeigt verschaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.

Die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (10) bzw. (11) kann durch eine Schaltung erfolgen, deren Blockschaltbild in Figur IB gezeigt ist.

Gemäß der Darstellung in der Figur IB werden hierfür eine je nach dem gewählten Wert für γ die Gleichung (10) oder (11) ausführende Signalverarbeitungsschaltung 210 und ein Verzögerungsglied 220 benötigt, die wie gezeigt verschaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.

Die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (12) bzw. (13) kann durch eine Schaltung erfolgen, deren Blockschaltbild in Figur IC gezeigt ist.

Gemäß der Darstellung in der Figur IC werden hierfür eine je nach dem gewählten Wert für γ die Gleichung (12) oder (13) ausführende Signalverarbeitungsschaltung 310 und ein Verzögerungsglied 320 benötigt, die wie gezeigt verschaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.

In der Figur 2 ist eine dort und in der Figur 3 mit CFT bezeichnete Hilfsschaltung gezeigt, die aus drei Eingangssignalen c, f und t das Ausgangssignal o=c-f-t berechnet.

Die beispielsweise nach der Figur 1 berechneten Hilfsvariablen und weitere Eingangsgrößen lassen sich unter Verwendung der in Figur 2 gezeigten Hilfsschaltung und zusätzlichen Standard-Schaltungen derart miteinander verrechnen, daß im Ergebnis die nach den Gleichungen (15) und (16) berechneten Schätzwerte Δ f_N und C_O,N erhalten werden. Dies ist in Figur 3 veranschaulicht. Gemäß der Darstellung in der Figur 3 erfolgt die Schätzwertberechnung unter Verwendung von in der Figur 2 gezeigten Hilfsschaltungen 410, 420 und 490, einem Subtrahierer 430, Addierern 450 und 480, Multipli- zierern 440 und 460 und einem Verzögerungsglied 470, die wie in der Figur gezeigt verschaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.

Die auf die beschriebene Art und Weise erhaltenen Schätzwerte eignen sich, wie vorstehend bereits erläutert wurde, hervorragend für eine qualitativ äußerst hochwertige (bei Bedarf besonders schnelle und ansonsten sehr genaue bzw. störungs- unanfällige) Synchronisation eines Taktsignals auf ein anderes Taktsignal und lassen dadurch relativ einfach eine Besei- tigung der den bekannten Synchronisationsverfahren anhaftenden Nachteile zu.

Es folgt nun unter Bezugnahme auf die Figuren 4 bis 6 die Beschreibung eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfin- dungsgemäßen Verfahrens.

Der die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierende Schätzwert wird bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel in zwei Schritten ermittelt, nämlich einem Berechnungsschritt und einem sich daran anschließenden Filterschritt .

Im Berechnungsschritt wird unter Verwendung der Differenz (Δets) von durch zwei Timestamps repräsentierten zahlständen und der Zeit (Δt) , die vom Empfang des einen Timestamps bis zum Empfang des anderen Timestamps vergangen ist, die (scheinbare) Frequenz (f_raw) des Taktsignals der Datensendestation berechnet. Berücksichtigt man dabei, daß sich die besagte Zeit Δt aus der Differenz (Δdts) der Zählstände des Datenempfangsstations-Zählers, welche dieser beim Empfang der zur Ermittlung von Δets herangezogenen Timestamps innehatte, und unter Verwendung der Frequenz (fvcxo) des in der Daten- empfangsstation erzeugten, zu synchronisierenden Taktsignals ausdrücken läßt (Δt = Δdts/fvcxo) , so läßt sich die im Berechnungsschritt ausgeführte Berechnung der scheinbaren Frequenz f_raw des Taktsignals, auf welches synchronisiert werden soll, durch

_ Δets _ Δets

^ - —r — -rr^~ ' f vcxo Δt Δdts :ιoι :

ausdrücken, wobei

f_raw die scheinbare Frequenz des Taktsignals der Datensendestation,

Δets die Differenz von durch zwei Timestamps repräsentierten Zählständen,

Δt die zwischen den EmpfangsZeitpunkten der zur Berechnung von Δets herangezogenen Timestamps verstrichene Zeit,

Δdts die Differenz zwischen den zu den besagten Empfangszeitpunkten der besagten Timestamps erreichten zahlstände des Zählers der Datenempfangsstation, und

f_vcx_o die Frequenz des in der Datenempfangsstation generierten, zu synchronisierenden Taktsignals (und vorzugsweise zugleich der Wert, durch den der das Taktsignal generierende Taktsignalgenerator angesteuert wird)

sind.

Beispielsweise aus Gründen der Genauigkeit kann es sich (wie auch schon beim ersten Ausführungsbeispiel) als vorteilhaft erweisen, nicht mit den Frequenzen f_raw und f_VCχo der Takt- signale der Datensendestation und der Datenempfangsstation selbst, sondern mit Abweichungen Δf_raw und Δfvcxo derselben von deren bekannter Sollfrequenz zu arbeiten, welche im vorliegenden Ausführungsbeispiel wiederum 27 MHz betragen möge. Der Zusammenhang zwischen den Frequenzen f_raw und fvcxo der Taktsignale selbst und den Abweichungen Δf_raw und Δfvcxo derselben von deren bekannter Sollfrequenz läßt sich durch

f_raw = 27 MHz + Δf_raw , fvcxo = 27 MHz + Δfvcxo ( 102 )

ausdrücken .

Setzt man Gleichung (102) in Gleichung (101) ein, so erhält man als Ergebnis

Δets . Δets + Δdts -- . „,

Δfra = -ΓΓ~ Δfvcxo + — 27 MHz _{{ 10}3 )

Δdts Δdts

Sowohl f_ra„ nach Gleichung (101) als auch Δf_raw nach Gleichung (103) sind grundsätzlich dazu geeignet, als Grundlage zur An- steuerung eines das zu synchronisierende Taktsignal erzeugenden Taktsignalgenerators zu dienen. Allerdings sind diese Größen noch vom Jitter-Phänomen beeinflußt, was durch den sich an den Berechnungsschritt anschließenden Filterschritt bereinigt wird.

Die im Filterschritt erfolgende Filterung der im Berechnungs- schritt berechneten Signale f_raw bzw. Δf_raw bezweckt eine nachträgliche Korrektur derselben. Genauer gesagt sollen durch den Filterschritt (Fehl-) Berechnungen korrigiert werden, die insbesondere darauf beruhen, daß die empfangenen Timestamps dem Einfluß von Jitter-Phänomenen ausgesetzt sind.

Bei den weiteren Erläuterungen wird nun davon ausgegangen, daß mit den Abweichungen von den bekannten Sollfrequenzen gearbeitet wird, daß also Δf_raw der Wert ist, der der Filterung zu unterwerfen ist. Es wird jedoch nochmals darauf hingewie- sen, daß die Berechnung und Weiterverarbeitung der Takt- signalfrequenz f_raw ebenso möglich ist. Aus Δf_raw wird im Filterschritt eine von Störeinflüssen befreite Größe Δf_füte_r erzeugt. Waren die Timestamps bei deren Übertragung von der Datensendestation zur Datenempfangs- Station keinen Störungen durch Jitter-Phänomene etc. ausgesetzt, so ist - jedenfalls im stationären Zustand - Δf_raw = Af_fine_r; andernfalls unterscheiden sich die genannten Größen.

Erreichbar ist dies, und hierin liegt eine der wesentlichen Besonderheiten des beschriebenen Schätzwertermittlungsverfah- renε, durch den Einsatz eines adaptiven Filters, dessen Aus- gangssignal Δf.nter für den n-ten Timestamp sich nach der Formel

Δf Filter ,n = Δf fllιer.n-1 + Otn (Δfraw .n - Δf filter.n-l) ( 104 )

berechnen läßt, wobei

Δf_fiiβ_r.n das einen n-ten Timestamp betreffende Ausgangs- signal Δff er des adaptiven Filters,

Δf_fntβ_r.n-i das einen (n-l)-ten Timestamp betreffende Ausgangssignal Δffiiter des adaptiven Filters,

Δf_raw,_n das einen n-ten Timestamp betreffende Eingangssignal Δfra in das adaptive Filter, und

(X_n ein den n-ten Timestamp betreffender Filterkoeffizient bzw. Wichtungsfaktor des adaptiven Filters

sind.

Das adaptive Filter wird für n=0 mit dem Wert Affiner.n = 0 initialisiert.

Wenn der Filterkoeffizient α gleich 1 ist, sind das Eingangs- signal und das Ausgangssignal identisch, erfolgt also keine Filterung. Wenn der Filterkoeffizient α gleich 0 ist, ist das Ausgangssignal unabhängig vom Eingangssignal eine Konstante (Δf_fiitβ_r._n-i) • Der im vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendete Filterkoeffizient ist zeitlich veränderlich (kontinuierlich abnehmend) festgelegt. Eine gute Wahl des Filterkoeffizienten α besteht in dessen Festlegung auf

Ctr

Otn+l ~ GCl = l ( 105 )

Otn + l

Für den ersten, zweiten, dritten ... Timestamp werden dadurch kontinuierlich abnehmende Filterkoeffizienten (Xi, α₂, α₃, ... von 1, 1/2, 1/3 ... erhalten.

So lange n klein ist, also nach dem Einschalten oder Rück- setzen des Systems, werden demnach große Filterkoeffizienten verwendet, wodurch der Einfluß des in das adaptive Filter eingegebene Signal (Δf_raw) auf das Ausgangssignal (Δfπ er) relativ groß ist, so daß die Synchronisation, zumindest die anfängliche Grob-Synchronisation des zu synchronisierenden Taktsignals sehr schnell vonstatten gehen kann. Mit zunehmenden Werten für n, also mit dem Obergang des Systems zum "normalen" Betrieb, werden die Filterkoeffizienten immer kleiner und die Reaktion des Systems auf tatsächlich oder scheinbar veränderte Verhältnisse in der Datensendestation immer schwächer und träger.

Um zu verhindern, daß das System überhaupt nicht mehr auf Veränderungen reagiert (für sehr große n geht α gegen 0) , kann vorgesehen werden, einen unteren Grenzwert für den Filterkoeffizienten α festzulegen, der nicht unterschritten werden darf. Die Veränderung des Filterkoeffizienten ist dadurch derart begrenzbar, daß der Einfluß der im Berechnungsschritt berechneten Größe (Δf_raw) auf das Ausgangssignal (Δffüter) des adaptiven Filters ein gewisses Mindestmaß nicht unterschreitet. Das im Filterschritt generierte Ausgangssignal Δfmter eignet sich, wie vorstehend bereits erwähnt wurde zur Ansteuerung eines das zu synchronisierende Taktsignal erzeugenden Takt- signalgenerators .

Es kann aber auch, wie nachfolgend noch unter Bezugnahme auf Figur 4 erläutert werden wird, einer nochmaligen Modifikation oder Filterung unterworfen werden, bevor es als Steuersignal zur Steuerung des Taktsignalgenerators verwendet wird.

Eine mögliche praktische Realisierung der beschriebenen Abschätzung der in der Datensendestation herrschenden Verhältnisse und der darauf basierenden Synchronisierung des zu synchronisierenden Taktsignals ist in Figur 4 veranschau- licht.

Der Taktsignalgenerator, der das zu synchronisierende Taktsignal erzeugt, ist in einem mit dem Bezugszeichen 550 bezeichneten Taktsignalgeneratorblock untergebracht. Der innere Aufbau dieses Blocks ist in Figur 5 veranschaulicht.

Gemäß Figur 5 besteht der Taktsignalgeneratorblock 550 aus einem Digital-.Analog-Wandler 551, dem Taktsignalgenerator in Form eines spannungsgesteuerten Kristalloszillators (VCXO) 552 und einem Zähler 553.

Der Digital/Analog-Wandler 551 erzeugt aus dem digitalen Eingangssignal Δfvcxo die zur Ansteuerung des Kristalloszillators erforderliche analoge Größe (Spannung, Strom etc.). Der Digi- tal/Analog-Wandler 551 ist so skaliert oder skalierbar, daß die durch das Eingangssignal Δfvcxo repräsentierbaren Frequenzwerte (bzw. die dadurch repräsentierten Abweichungen von einer Sollfrequenz) , in diejenigen analogen Größen umgesetzt werden, die den Taktsignalgenerator zur Generierung der ge- wünschten Frequenz veranlassen. Der Kristalloszillator 552 reagiert auf die eingegebene Spannung in der Weise, daß die Frequenz des von diesem generierten Taktsignals von dieser abhängt.

Der Zähler 552 ist der bereits mehrfach erwähnte Zähler der Datenempfangsstation. Er wird von dem vom Kristalloszillator generierten, zu synchronisierenden Taktsignal in der Weise angesteuert, daß dessen Zählstand pro Taktzyklus des besagten Taktsignals um 1 erhöht wird. Das Ausgangssignal des Zählers ist das den jeweiligen Zählstand desselben repräsentierende Signal dts (decoder time stamp) , welches vorstehend bereits mehrfach erwähnt wurde.

Das Signal dts wird in einer Differenziereinheit 560 nach der Zeit differenziert. Ein möglicher innerer Aufbau der Differenziereinheit ist in Figur 6 dargestellt. Demnach besteht die Differenziereinheit 560 aus einem Differenzbildungsglied 561 und einem Verzögerungsglied 562. Das Ausgangssignal des Differenzbildungsgliedes 561, welches zugleich das Ausgangs- signal der Differenziereinheit 560 ist, ist die Differenz zwischen dem aktuellen dts-Wert und einem vorhergehenden (durch das Verzögerungsglied 562 verzögerten) dts-Wert. Genauer gesagt handelt es sich dabei um das vorstehend ebenfalls bereits mehrfach erwähnte Signal Δdts. Das Ausmaß der durch das Verzögerungsglied 562 bewirkten Verzόgerungszeit ist variabel; sie beginnt und endet jeweils mit dem Empfang eines Datensendestations-Timestamps ets (encoder time stamp) .

Das von der Differenziereinheit 560 erzeugte Signal Δdts wird in eine Frequenzberechnungseinheit 520 eingegeben^'.

Ebenfalls in die Frequenzberechnungseinheit 520 wird das von der vorhergehenden Beschreibung schon bekannte Signal Δets . Dieses Signal Δets ist das Ausgangssignal einer wie in Figur 6 gezeigt aufgebauten Differenzierschaltung 510, in welcher die Differenz zwischen den Zählständen des Zählers der Daten- sendestation gebildet wird, welche durch den aktuellen Timestamp und dem vorhergehenden Timestamp repräsentiert werden.

Schließlich wird in die Frequenzberechnungseinheit 520 auch noch das in den den Taktsignalgeneratorblock 550 eingegebene Steuersignal Δfvcxo eingegeben. Hier macht es sich positiv bemerkbar, daß die .Ansteuerung des Taktsignalgenerators über den Umweg der Ermittlung von Δfvcxo, also der Abweichung erfolgt, die das zu generierende Taktsignal von der bekannten Sollfrequenz des Taktsignals der Datensendestation haben soll . Der Wert von Δfvcxo ist nämlich einerseits im Rahmen der durchzuführenden Ansteuerung des Taktsignalgenerators relativ einfach zu ermitteln und weiterzuverarbeiten, andererseits aber aufgrund dessen für die Synchronisierung sehr bedeut- samen Inhalts wie beispielsweise in der in der Figur 4 gezeigten Schaltung mehrfach verwendbar.

Die Frequenzberechnungseinheit 520 ist diejenige Einheit, in welcher der zuvor beschriebene Berechnungεschritt durchge- führt wird. D.h., sie berechnet unter Verwendung der eingegebenen Signale Δdtε, Δets, Δfvcxo und der ihr bekannten oder ebenfalls eingegebenen Sollfrequenz des Taktsignals der Datensendestation (27 MHz) nach Gleichung (103) die Frequenz Δf_raw.

Die besagte Frequenz Δf_raw wird in ein adaptives Filter 530 eingegeben, welches das zuvor bereits mehrfach erwähnte adaptive Filter zur Durchführung des Filterschrittes ist.

Das in das adaptive Filter 530 eingegebene Signal Δf_raw wird dort unter Verwendung der Gleichungen (104) und (105) zu Δf_füβ_r weiterverarbeitet. Dieses Signal Δffii_cβr, das von dem zuvor berechneten, aber unter Umständen von Störungen beeinflußten Signal Δfαiter abweichen kann, beruht auf einer in der Regel sehr guten Schätzung der in der Datensendestation herrschenden Verhältnisse. Es ist genauer gesagt eine die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisie- rende Größe und eignet sich als daher sehr gut als Grundlage zur .Ansteuerung des Taktεignalgenerators . D.h., Δf_£iir._er könnte bereits anstelle von Δfvcxo in den den Taktsignalgenerator enthaltenden Block 550 eingegeben werden.

Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird Δffüter aber zunächst in eine Zählstandsanpassungseinheit 540 eingegeben, in welcher dieses Signal in das letztlich der Taktsignalgenerator- ansteuerung zugrundegelegte Signal Δfvcxo umgesetzt wird.

Durch die besagte Umsetzung soll erreicht werden, daß die Zählstände ets und dts der Zähler des Datensendestation und der Datenempfangsstation identisch sind oder zumindest ein gleichbleibende Differenz aufweisen. Dies kann insbesondere deshalb von nicht unerheblicher Bedeutung sein, weil der Zählstand des Zählers der Datenempfangsstation dazu herangezogen werden kann, um definierte Bezugszeitpunkte festzulegen und/oder eine ab dem Bezugszeitpunkt verstrichene Zeit zu bestimmen.

Eine gleichbleibende Differenz zwischen den genannten Zählständen ist durch die Synchronisierung des Taktsignals der Datenempfangsstation allein nicht zuverlässig erzielbar, denn jede auch noch so kurze Fehlsynchronisation führt zu einer Veränderung der Zählstandsdifferenz, die durch Angleichung der Frequenz des zu synchronisierenden Taktsignals an die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation nicht mehr rückgängig machbar ist .

Noch schwieriger ist es, eine Identität der Zählstände zu erreichen und aufrechtzuerhalten. Aufgrund unterschiedlicher Phasenlagen der zu synchronisierenden Taktsignale kann es nämlich selbst bei vollkommen gleichfrequenten Taktsignalen vorkommen, daß die Zählstände eine zwar gleichbleibende, aber nichtsdestotrotz störende Differenz aufweisen. Die Zählstandsanpassungseinheit 540 modifiziert das in sie eingegebene, auf die Taktsignalsynchronisierung hin optimierte oder jedenfalls geeignete Signal Δf_£lι_ter bei Bedarf und erzeugt basierend darauf das in den Taktsignalgeneratorblock 550 eingegebene Signal Δfvcxo- welches, wie vorstehend bereits erwähnt wurde, ein Maß für die gewünschte Abweichung der Frequenz des durch den Taktsignalgenerator 552 erzeugten Taktsignals von der bekannten Sollfrequenz des Taktsignals der Datensendestation repräsentiert. Genauer gesagt wird durch die Zählstandsanpassungseinheit ein Signal Δfvcxo erzeugt, durch welches dann, wenn die Zählstände eine von der Solldifferenz abweichende Differenz aufweisen, der Taktsignalgenerator derart angesteuert wird, daß das durch diesen erzeugte Taktsignal so lange eine von der Frequenz des ersten Taktsignals abweichende Frequenz aufweist, bis die Zählstände die gewünschte Solldifferenz aufweisen.

Das durch die Zählstandsanpassungseinheit 540 erzeugte, bei Zählstandsdifferenzen (ets - dts ≠ 0) gegenüber Δf_£1te_r odi- fizierte Signal Δfvcxo berechnet sich nach

wobei

F wenn x > F sat(x) = x wenn |x| < F ( 107 )

-F wenn x < -F

worin

etS_n- tS_n die einen n-ten Timestamp betref fende Differenz ets-dts , T eine obere Grenze des zeitlichen Intervalls zwischen den Empfangszeitpunkten zweier aufeinanderfolgender ets-Werte, und

F eine Konstante wie die maximal mögliche (zulässige) Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von deren Sollfrequenz

sind.

Die auf diese Weise durchgeführte Zählstandsanpassung ist insofern vorteilhaft, als anders als beispielsweise bei einem Überschreiben des Zählstandes, bei einem zwischenzeitlichen Anhalten oder einem vorübergehenden Zählen in veränderten Schritten, kein Zählstand ausgelassen wird oder mehrfach auftauchen kann. Gleichzeitig wird durch das Festsetzen der Konstanten auf die genannten oder ähnliche Werte erreicht, daß einerseits keine ungedämpften Schwingungen in der Zählstandsdifferenz auftreten können, und daß andererseits keine nennenswerte Störung der Taktsignalsynchronisierung verursacht wird.

Zusammenfassend zum zweiten Ausführungsbeispiel kann resümiert werden, daß auch auf diese Art und Weise ermittelte (geschätzte) Steuergrößen hervorragend für eine qualitativ äußerst hochwertige (bei Bedarf besonders schnelle und ansonsten sehr genaue bzw. störungsunanfällige) Synchronisation eines Taktsignals auf ein anderes Taktsignal geeignet sind und dadurch relativ einfach eine Beseitigung der den bekann- ten Synchronisationsverfahren anhaftenden Nachteile zulassen.

Claims

Patentansprüche

1. Verfahren zum Synchronisieren eines in einer Datenempfangsstation zu generierenden Taktsignals mit einem in einer Datensendestation verwendeten Taktsignal, wobei die

Synchronisierung jeweils unter Auswertung des Wertes und des Zeitpunktes des Empfangs von taktsignalfrequenzabhängige Zählstände repräsentierenden Zeitmarken-Daten erfolgt, welche der Datenempfangsstation von der Datensendestation über- mittelt werden, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß in der Datenempfangsstation unter zumindest teilweiser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten eine die Frequenz des Takt- Signals der Datensendestation charakterisierende Größe geschätzt wird, und daß ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator basierend auf dem dabei erhaltenen Schätzwert angesteuert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e , daß die die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierende Größe die Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von deren Sollfrequenz ist.

3. Verf hren nach Anspruch 1 oder 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Bildung des Schätzwertes unter Minimierung einer Summe von Quadraten von Werten erfolgt, welche die Unterschiede zwischen den durch Zeitmarken-Daten repräsentierten Verhältnissen und den unter Verwendung der Schätzwerte errechneten Verhältnissen in der Datensendestation charakterisieren.

4. Verf hren nach Anspruch 3 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Quadrate der die Unterschiede charakterisierenden Werte mit unterschiedlicher Wichtung in die Summenbildung eingehen .

5. Verfahren nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Wichtung um so schwächer wird, je weiter die durch die jeweiligen Werte charakterisierten Unterschiede in der

Vergangenheit liegen.

6. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Bildung des Schatzwertes durch eine auf den aktuellen Zeitmarken-Daten basierende Berechnung der die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierenden Größe und Filtern der berechneten Größe unter Verwendung eines adaptiven Filters bewerkstelligt wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Ausgangssignal des adaptiven Filters zumindest von der im Berechnungsschritt berechneten Größe und dem jeweils vorhergehenden Ausgangssignal des adaptiven Filters abhängt.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Ausgangssignal des adaptiven Filters von einem Wichtungsfaktor abhängt, dessen Größe zeitlich derart verändert wird, daß der Einfluß der im Berechnungsschritt berechneten Größe auf das Ausgangssignal des adaptiven Filters nach dem Einschalten oder Rücksetzen des Systems zunächst relativ groß ist, mit fortschreitender Zeit aber immer weiter abnimmt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die zeitabhängig veränderte Größe des Wichtungsfaktors derart begrenzt ist, daß der Einfluß der im Berechnungs- schritt berechneten Größe auf das Ausgangssignal des adaptiven Filters größer oder gleich einem bestimmten Mindestmaß ist .

10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Ermittlung der Schätzwerte zumindest teilweise nach einem eine rekursive Schätzwertermittlung gestattenden Algorithmus erfolgt.