WO1996005653A1 - Vorrichtung zur erzeugung von spannungs- oder strompulsen - Google Patents

Vorrichtung zur erzeugung von spannungs- oder strompulsen Download PDF

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WO1996005653A1
WO1996005653A1 PCT/DE1994/000925 DE9400925W WO9605653A1 WO 1996005653 A1 WO1996005653 A1 WO 1996005653A1 DE 9400925 W DE9400925 W DE 9400925W WO 9605653 A1 WO9605653 A1 WO 9605653A1
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Inventor
Jürgen Klein
Original Assignee
Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V.
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K12/00—Producing pulses by distorting or combining sinusoidal waveforms

Definitions

  • the invention relates to a device for generating voltage or current pulses according to the preamble of claim 1.
  • the coupled resonant circuits are each tuned to specific frequencies.
  • An inductance is common to all resonant circuits, to which the coupling circuit is connected.
  • the resonant circuits are connected in parallel, so that in total only a maximum of two switching elements can be used for all resonant circuits.
  • the pulse amplitude of the output signal must therefore not exceed the maximum reverse voltage of the directly coupled switching elements.
  • switching elements based on semiconductors only output signals with amplitudes below 1 kV can be represented.
  • the use of vacuum tubes also increases this limit to only a few 10 kV.
  • the amplitudes of the individual resonant circuits are set via lossy ohmic resistors.
  • a multiplier circuit is used for this purpose, which has an oscillator and downstream multiplier circuits. The signals are multiplied with this device.
  • the invention is based on the object of designing the device according to the genus in such a way that, with inexpensive training, almost any voltage waveforms with high efficiencies are possible.
  • an inductance is assigned to each resonant circuit.
  • An auxiliary inductor magnetically coupled to the inductor is provided for energy coupling into each of these resonant circuits.
  • a separate drive and energy coupling circuit with the switching elements is also provided for each resonant circuit. With them, energy can be injected into the individual resonant circuits in such a way that the amplitude of the voltage profiles at the resonant circuit capacitances or the current profiles through the resonant circuit inductances Fourier coefficients corresponds to a development of the required output sum signal according to the resonant frequencies of the resonant circuits.
  • the output signals of the individual resonant circuits are added to the output sum signal in the device according to the invention.
  • the voltage amplitude in each resonant circuit can be determined via the winding ratio between the respective auxiliary and the resonant circuit inductance can be set. Voltage amplitudes that are already above the maximum reverse voltage of the switching elements can thus be represented in each resonant circuit.
  • the total voltage across all resonant circuits can therefore be over 100 kV even when using semiconductor switching elements with maximum reverse voltages around 1 kV.
  • the switching losses are distributed over all switching elements.
  • the resonant circuit elements are each subjected to only a fraction of the output voltage or currents, so that inexpensive components can be used.
  • the device according to the invention can therefore be manufactured very inexpensively.
  • FIG. 1 shows a device according to the invention for generating voltage or current pulses
  • FIG. 3 shows the voltage curve at the load of the generator according to FIG. 2,
  • FIG. 5 shows the resulting output voltage of the device according to the invention shown in FIG. 1
  • 6 shows the output voltage of the device according to FIG. 1 with a gradual supply of energy by drivers
  • Fig. 8 shows the output signal of the invention
  • FIG. 9 shows a further embodiment of an arrangement according to the invention.
  • Fig. 2 shows a conventional generator for generating voltage pulses.
  • the rise times and the permissible pulse current are determined by the switching element S.
  • the switching element S can be used as a variable resistor with an almost un ⁇ finite maximum value R and a typical value Minimal ⁇ Ron in the region a he ohms be characterized agree
  • FIG. 3 shows the voltage curve at the load of the generator according to FIG. 2.
  • a buffer capacitor C is connected in parallel with the voltage source S.
  • t is the pulse width and T is the distance between the rising edges of successive pulses.
  • Spark switches or thyratrons are used as very low-resistance switching elements even in the high-voltage range.
  • the disadvantage is that in the limited repetition frequency and in the design effort of these switches.
  • Si * » represents an energy store made of passive, almost lossless components, in which energy is continuously introduced during the periods between the pulses with correspondingly reduced currents. This energy supply takes place via numerous switching elements, so that these only have to meet very low requirements regarding the current carrying capacity.
  • This arrangement also enables the representation of almost any voltage waveforms, for example pulses of alternating polarity, with high efficiencies. Very low internal resistances can be achieved even at the highest signal amplitudes.
  • the device according to FIG. 1 consists, for example, of six coupled resonant circuits 1 to 6. They are connected in series and each have an oscillating circuit capacitor and an oscillating circuit coil 13 to 18.
  • the oscillating circuits 1 to 6 are connected to the oscillating circuit inductors 13 to 18 magnetically coupled auxiliary windings 19 to 24 energy coupled.
  • the resonance frequencies of the resonant circuits 1 to 6 and the phase and amplitude of the vibrations are tuned according to a Fourier decomposition of the desired output signal 25 so that this is approximated by the sum signal of all resonant circuits 1 to 6.
  • the resonant circuits 1 to 6 are combined with the associated control and driver circuits to form identical, compact assemblies.
  • FIG. 4 shows an example of the time profile of the voltages at the resonant circuits 1 to 6 and in FIG. 5 the resultant Tative sum signal of a needle pulse generator from the six resonant circuits in the steady state.
  • the resonant circuits 1 to 6 are coordinated such that the resonant circuit 6 performs one, the resonant circuit 5 two, the resonant circuit 4 three, the resonant circuit 3 four, the resonant circuit 2 five and the resonant circuit 1 six times per time interval. This time interval corresponds to the distance T (FIG. 3) between two pulses.
  • a synchronizing device (not shown) adjusts the phase of the vibrations in such a way that a structural addition of the individual voltages of the same amplitude takes place precisely at the times provided.
  • 5 shows this constructive addition of the individual voltages according to FIG. 4.
  • the electrode structure of a gas discharge can be connected to the output of the circuit according to FIG. 1, the ignition voltage of which is advantageously selected close to the voltage maximum 32.
  • the electrical energy of each resonant circuit 1 to 6 is stored in the respective capacitor 7 to 12, so that a very low-resistance delivery of this energy is possible.
  • the slope of the discharge current is limited on the generator side only by the inductive portion of the capacitors 7 to 12 connected in series.
  • Fig. 6 shows the output voltage of the arrangement of FIG. 1 ei the described gradual energy supply by the drivers 26 to 31. It can be seen that the The amplitude of the oscillations gradually increases until the predetermined maximum value is reached.
  • the amplitude and slope of the pulses can be increased without changing the already existing resonant circuits 1 to 6.
  • the arrangement can thus be optimally adapted to the desired amplitude and / or slope by a corresponding number of resonant circuits.
  • FIG. 7 shows the output signal when the number of resonant circuits is increased to twenty. As FIG. 7 shows, the addition of further resonant circuits also increases the ratio between the pulse amplitudes and the amplitude of the sum signal between the pulses.
  • the energy output to the latter between the pulses can be reduced further.
  • a non-linear element for example a saturable inductor
  • FIG. 8 shows the output signal of a device which has twenty resonant circuits which each work with an odd number of vibrations in the time interval T. If such resonant circuits are coupled, high-voltage pulses with alternating polarity are produced, as shown in FIG. 8.
  • Fig. 9 shows a device in which the resonant circuits la to 3a are connected in parallel.
  • the resonant circuits also have capacitors 7a to 9a and inductors 13a to 15a, which are preferably coils.
  • Auxiliary windings 19a to 21a are in turn magnetically coupled to the resonant circuit inductors 13a to 15a.
  • Energy can be coupled into the oscillating circuits la to 3a via these auxiliary windings 19a to 21a.
  • the corresponding drivers are labeled 26a to 28a.
  • the resulting current resulting from the use of this device again shows the course corresponding to FIGS. 4 to 8.
  • a potential separation between the coupling windings 19a to 21a and the resonant circuits 1a to 3a can be dispensed with.
  • the resonant circuit elements of both circuit variants according to FIGS. 1 and 9 are each only subjected to a fraction of the output voltage or the currents of the arrangement, so that inexpensive components can be used. No high demands are placed on the strength of the coupling between the auxiliary and the resonant circuit winding, so that the requirement for high insulation and small coupling capacitances between these windings can be met without effort.
  • the resonant circuits 1 to 6, 1a to 3a can be combined with the associated control and driver circuits 26 to 31, 26a to 28a to form largely identical, compact assemblies and preferably to the required resonance frequencies via variable core inductances with the same number of turns and resonant circuit capacities be coordinated.
  • the control signals can be generated, for example, by programmable PLL circuits from a common synchronization signal.
  • the vibration amplitudes can be adjusted, for example, by varying the energy supply by the driver circuits 26 to 31, 26a to 28a in a suitable control loop.
  • the exemplary embodiments described enable the generation of almost any voltage and current profiles, in particular steep-edged pulses with high amplitudes.
  • the device is modularly composed of almost identical assemblies, on the elements of which only low demands are made. The manufacturing costs of these devices are therefore lower than those of conventional power pulse generators, on the switching elements of which high demands are made with regard to switching speed and pulse load capacity.

Landscapes

  • Generation Of Surge Voltage And Current (AREA)

Abstract

Die Vorrichtung dient zur Erzeugung von Spannungs- oder Strompulsen und hat Schwingkreise (1 bis 6), die jeweils eine Induktivität (13 bis 18) aufweisen. Zur Energieeinkopplung in jeden Schwingkreis (1 bis 6) sind magnetisch gekoppelte Hilfsinduktivitäten (19 bis 24) vorgesehen. Für jeden Schwingkreis (1 bis 6) ist eine eigene Ansteuer- und Energieeinkopplungsschaltung mit Schaltelementen (26 bis 31) vorgesehen. Mit ihnen kann Energie so in die Schwingkreise (1 bis 6) eingekoppelt werden, daß die Amplitude der Spannungsverläufe an den Schwingkreiskapazitäten (7 bis 12) bzw. der Stromverläufe durch die Schwingkreisinduktivitäten (13 bis 18) Fourierkoeffizienten einer Entwicklung des geforderten Ausgangssummensignals nach den Resonanzfrequenzen der Schwingkreise (1 bis 6) entspricht. Die Summenspannung über allen Schwingkreisen (1 bis 6) kann auch bei Verwendung von Halbleiter-Schaltelementen mit maximalen Sperrspannungen um 1 kV bei über 100 kV liegen. Darum lassen sich kostengünstige Bauteile verwenden.

Description

Vorrichtung zur Erzeugung von Spannungs- oder
Strompulsen
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Erzeugung von Spannungs- oder Strompulsen nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Bei dieser bekannten Vorrichtung (DE-Al-25 12 696) sind die gekoppelten Schwingkreise jeweils auf bestimmte Fre¬ quenzen abgestimmt. Sämtlichen Schwingkreisen ist eine Induktivität gemeinsam, an welche die Ankopplungsschal- tung angeschlossen ist. Die Schwingkreise sind parallel geschaltet, so daß insgesamt nur maximal zwei Schaltele¬ mente für alle Schwingkreise eingesetzt werden können. Die Pulsamplitude des Ausgangssignals darf daher die ma¬ ximale Sperrspannung der direkt angekoppelten Schaltele¬ mente nicht überschreiten. Mit Schaltelementen auf Hal¬ bleiterbasis sind damit nur Ausgangssignale mit Amplitu¬ den unterhalb von 1 kV darstellbar. Auch durch den Ein¬ satz der Vakuumröhren erhöht sich diese Grenze nur auf wenige 10 kV. Die Einstellung der Amplituden der einzel¬ nen Schwingkreise erfolgt über verlustbehaftete ohmsche Widerstände. Es ist auch bekannt (DE-Al-24 29 744), Schaltungen zu schaffen, mit den^n eine Synthese von Signalen bestimm¬ ter vorgegebener Bandbreite geschaffen werden kann. Hier¬ für wird eine Vervielfacherschaltung eingesetzt, die ei¬ nen Oszillator und nachgeschaltete Multiplizierschaltun¬ gen aufweist. Mit dieser Vorrichtung werden die Signale multipliziert.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die gattungs¬ gemäße Vorrichtung so auszubilden, daß bei kostengünsti¬ ger Ausbildung nahezu beliebige Spannungsverläufe bei hohen Wirkungsgraden möglich sind.
Diese Aufgabe wird bei der gattungsgemäßen Vorrichtung erfindungsgemäß mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches 1 gelöst.
Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist jedem Schwing¬ kreis eine Induktivität zugeordnet. Zur Energieeinkopp¬ lung in jeden dieser Schwingkreise ist jeweils eine mit der Induktivität magnetisch gekoppelte Hilfsinduktivi¬ tät vorgesehen. Für jeden Schwingkreis ist außerdem eine eigene Ansteuer- und Energieeinkopplungsschaltung mit den Schaltelementen vorgesehen. Mit ihnen kann Energie in die einzelnen Schwingkreise so eingekoppelt werden, daß die Amplitude der Spannungsverlaufe an den Schwing¬ kreiskapazitäten bzw. der Stromverläufe durch die Schwingkreisinduktivitäten Fourierkoeffizienten einer Entwicklung des geforderten Ausgangssummensignals nach den Resonanzfrequenzen der Schwingkreise entspricht. Die Ausgangssignale der einzelnen Schwingkreise werden bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Ausgangssum¬ mensignal addiert. Die Spannungsamplitude in jedem Schwingkreis kann über das Wiπdungsverhäitnis zwischen der jeweiligen Hilfs- und der Schwingkreisinduktivität eingestellt werden. In jedem Schwingkreis sind damit Spannungsamplituderi darstellbar, die schon über der ma¬ ximalen Sperrspannung der Schaltelemente liegen. Die Summenspannung über allen Schwingkreisen kann daher auch bei Verwendung von Halbleiter-Schaltelementen mit maxi¬ malen Sperrspannungen um 1 kV bei über 100 kV liegen. Die Schaltverluste verteilen sich auf alle Schaltelemen¬ te. Die Schwingkreiselemente werden jeweils nur mit ei¬ nem Bruchteil der Ausgangsspannung bzw. -ströme beauf¬ schlagt, so daß kostengünstige Bauteile verwendet werden können. Die erfindungsgemäße Vorrichtung läßt sich darum sehr preisgünstig fertigen.
Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den wei¬ teren Ansprüchen, der Beschreibung und den Zeichnungen.
Die Erfindung wird anhand mehrerer in den Zeichnungen dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1 eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Erzeu¬ gung von Spannungs- oder Strompulsen,
Fig. 2 einen bekannten Generator zur Erzeugung von Rechteckpulsen,
Fig. 3 den Spannungsverlauf an der Last des Genera¬ tors gemäß Fig. 2,
Fig. 4 die Spannungsverläufe an Schwingkreiskonden¬ satoren der Vorrichtung gemäß Fig. 1,
Fig. 5 die resultierende AusgangsSpannung der er¬ findungsgemäßen Verrichtung gemäß Fig. 1, Fig. 6 die AusgangsSpannung der Vorrichtung gemäß Fig. 1 bei allmählicher Energiezufuhr durch Treiber,
Fig. 7 das Ausgangssignal gemäß Fig. 6 bei einer Erhöhung der Anzahl der Schwingkreise,
Fig. 8 das Ausgangssignal der erfindungsgemäßen
Vorrichtung mit jeweils einer ungeradzahli¬ gen Anzahl von Schwingungen im Zeitinter¬ vall,
Fig. 9 eine weitere Ausführungsform einer erfin¬ dungsgemäßen Anordnung.
Fig. 2 zeigt einen herkömmlichen Generator zur Erzeugung von Spannungspulsen. Die Anstiegszeiten und der zulässi¬ ge Pulsstrom sind durch das Schaltelement S bestimmt.
Im Spannungsbereich bis zu einigen Hundert Volt stehen hier beispielsweise mit Metalloxid-Feldeffekttransisto¬ ren schnelle Halbleiter zur Verfügung. Das Schaltelement S kann als steuerbarer Widerstand mit einem nahezu un¬ endlichen Maximalwert R und einem typischen Minimal¬ wert Ron im Bereich einigaer Ohm charakterisiert werden,
Weitere wichtige Kenngrößen sind die maximale Sperrspan¬ nung3 Umax und der maximal zulässig3e Strom Imax. In Fig3.
3 ist der Spannungsverlauf an der Last des Generators gemäß Fig. 2 dargestellt. Parallel zur Spannungsquelle S ist ein Pufferkondensator C geschaltet. Außerdem ist dem Schaltelement S die Last R nachgeschaltet. Wegen der geringen Wärmekapazität der Schaltelemente S ist auch bei kleinsten Tastverhältnissen c = t/T nach Fig. 3 eine Auslegung für den vollen Pulsstrom
Figure imgf000007_0001
erforderlich, t ist hierbei die Pulsbreite und T der Ab¬ stand zwischen den Anstiegsflanken aufeinanderfolgender Pulse.
Bei Lasten mit kapazitivem Anteil und steilflankigen Pulsen ist bei den kleinsten Tastverhältnissen c = t/T eine Auslegung für den vollen Strom
Figure imgf000007_0002
erforderlich.
Da die ohmsche Verlustleistung des Schaltelementes S im
Pulsbetrieb gegenüber einem von dem gemittelten Strom clnP durchflossenen Widerstand Roπ um den Faktor 1/c überhöht ist, müssen die Schaltelemente für diese Ver¬ lustleistung ausgelegt werden. Mit zunehmender Strombe¬ lastbarkeit der Halbleiter vergrößern sich im allgemei¬ nen auch deren Schaltzeiten ton und tof.f. (vFig3. 3)', was neben einer Abflachung der Pulsflanken auch ein Anwach¬ sen der Schaltverluste nach der Beziehung
P = Un 02(vton + tof„f) '/(3TRon)' (3) '
bewirkt. Mit zunehmender Pulsamplitude, steigendem Puls¬ strom und anwachsender Pulswiederholfrequenz gestaltet sich der Aufbau derartiger Anordnungen darum immer schwieriger.
Übersteigt die geforderte Pulsamplitude die maximale Sperrspannung eines Einzelhalbleiters, so ist eine auf¬ wendige Kaskadierupg exakt synchronisierter Schaltele¬ mente mit der Folge eines entsprechenden anwachsenden Innenwiderstandes erforderlich.
Es ist zwar auch die Transformation eines Signals gerin¬ gerer Amplitude möglich, führt jedoch wegen der unver¬ meidlichen Streuinduktivität des Übertragers in Verbin¬ dung mit den kapazitiven Anteilen des Hochspannungskrei¬ ses zu einer Abflachung der Pulsflanken. Weiterhin ge¬ staltet sich die gleichzeitige Realisierung einer aus¬ reichenden Isolation zwischen Primär- und Hochspannungs- wicklung und einer starken magnetischen Koppelung der Wicklungen schwierig.
Als sehr niederohmige Schaltelemente auch im Hochspan¬ nungsbereich werden Funkenschalter bzw. Thyratrons ein¬ gesetzt. Ihr Nachteil besteht u.a. in der begrenzten Re- petitionsfrequenz und im konstruktiven Aufwand dieser Schalter.
In allen angeführten Konfigurationen ist die Erzeugung von Spannungspulsen alternierender Polarität nur mit deutlich erhöhtem Aufwand möglich. Wird eine von Recht¬ eckpulsen mit steilen Pulsflanken abweichende Pulsform gefordert, so tritt ein Spannungsabfall an den Schalt¬ elementen bei gleichzeitigem Stromfluß durch diese Schaltelemente mit der Folge hoher ohmscher Verluste auf.
Die Anforderungen an das Schaltelement S des Generators gemäß Fig. 2 sind deshalb so hoch, weil das Schaltele¬ ment S während des Pulses mit dem vollem, gegenüber dem gemittelten Strom stark überhöhten Pulsstrcm belastet wird. Diese Nachteile treten bei der Vorrichtung gemäß Fig. 1 nicht mehr auf. Si*» stellt einen Energiespeicher aus passiven, nahezu verlustlosen Bauelementen dar, in den kontinuierlich auch während der Zeiträume zwischen den Pulsen Energie bei entsprechend verminderten Strömen eingebracht wird. Diese Energiezufuhr erfolgt über zahl¬ reiche Schaltelemente, so daß diese nur sehr geringen Anforderungen bezüglich der Strombelastbarkeit genügen müssen. Diese Anordnung ermöglicht außerdem die Darstel¬ lung nahezu beliebiger Spannungsverläufe, beispielsweise von Pulsen alternierender Polarität, bei hohen Wirkungs¬ graden. Auch bei höchsten Signalamplituden sind sehr ge¬ ringe Innenwiderstände realisierbar.
Die Vorrichtung gemäß Fig. 1 besteht beispielhaft aus sechs gekoppelten Schwingkreisen 1 bis 6. Sie sind hin- tereinandergeschaltet und haben jeweils einen Schwing- kreiskondensator und eine Schwingkreisspule 13 bis 18. In die Schwingkreise 1 bis 6 wird über mit den Schwing¬ kreisinduktivitäten 13 bis 18 magnetisch gekoppelte Hilfswicklungen 19 bis 24 Energie eingekoppelt. Die Re¬ sonanzfrequenzen der Schwingkreise 1 bis 6 sowie die Phase und Amplitude der Schwingungen sind gemäß einer Fourierzerlegung des gewünschten Ausgangssignales 25 so abgestimmt, daß dieses durch das Summensignal aller Schwingkreise 1 bis 6 angenähert wird.
In Fig. 1 sind auch die den Schwingkreisen zugehörigen Treiber 26 bis 31 schematisch dargestellt. Die Schwing¬ kreise 1 bis 6 sind mit den jeweils zugehörigen Ansteu- er- und Treiberschaltungen zu identischen, kompakten Baugruppen zusammengefaßt.
Fig. 4 zeigt beispielhaft den Zeitverlauf der Spannungen an den Schwingkreisen 1 bis 6 sowie in Fig. 5 das resul- tierende Summensignal eines Nadelpulsgenerators aus den sechs Schwingkreisen im eingeschwungenen Zustand. Die Schwingkreise 1 bis 6 sind so abgestimmt, daß der Schwingkreis 6 eine, der Schwingkreis 5 zwei, der Schwingkreis 4 drei, der Schwingkreis 3 vier, der Schwingkreis 2 fünf und der Schwingkreis 1 sechs Schwin¬ gungen je Zeitintervall ausführen. Dieses Zeitintervall entspricht dem Abstand T (Fig. 3) zweier Pulse. Eine (nicht dargestellte) Synchronisiervorrichtung stellt die Phase der Schwingungen so ein, daß gerade zu den vorge¬ sehenen Zeitpunkten eine konstruktive Addition der Ein¬ zelspannungen gleicher Amplitude erfolgt. Fig. 5 zeigt diese konstruktive Addition der einzelnen Spannungen ge¬ mäß Fig. 4. An den Ausgang der Schaltung gemäß Fig. 1 kann beispielsweise die Elektrodenstruktur einer Gasent¬ ladung angeschlossen werden, deren Zündspannung vorteil¬ haft nahe des Spannungsmaximums 32 gewählt ist. Zu die¬ sem Zeitpunkt ist die elektrische Energie jedes Schwing¬ kreises 1 bis 6 im jeweiligen Kondensator 7 bis 12 ge¬ speichert, so daß eine sehr niederohmige Abgabe dieser Energie möglich ist. Die Flankensteilheit des Entla¬ dungsstroms wird generatorseitig nur durch den indukti¬ ven Anteil der hintereinander geschalteten Kondensatoren 7 bis 12 begrenzt.
Nach der Energieabgabe an die Last sind die Schwing¬ kreiskondensatoren 7 bis 12 entladen. Unmittelbar an¬ schließend oder nach Eingang eines Triggersignals wird den Schwingkreisen 1 bis 6 über die Einkoppelwicklungen 19 bis 24 wieder Energie zugeführt. Dadurch nimmt die Amplitude der Oszillationen stetig zu, bis zum Zeitpunkt des nächsten Pulses der vorbestimmte Wert erreicht ist. Fig. 6 zeigt die Ausgangsspannung der Anordnung gemäß Fig. 1 ei der beschriebenen allmählichen Energiezufuhr durch die Treiber 26 bis 31. Es ist erkennbar, daß die Amplitude der Oszillationen allmählich zunimmt, bis der vorbestimmte Höchstwert erreicht ist.
Durch die Hinzufügung weiterer Schwingkreise können die Amplitude und die Flankensteilheit der Pulse ohne eine Änderung der schon vorhandenen Schwingkreise 1 bis 6 er¬ höht werden. Somit läßt sich die Anordnung durch eine entsprechende Zahl von Schwingkreisen optimal an die ge¬ wünschte Amplitude und/oder Flankensteilheit anpassen.
Fig. 7 zeigt das Ausgangssignal bei einer Erhöhung der Anzahl der Schwingkreise auf zwanzig. Wie Fig. 7 zeigt, wird durch die Hinzufügung weiterer Schwingkreise auch das Verhältnis zwischen den Pulsamplituden und der Am¬ plitude des Summensignales zwischen den Pulsen erhöht.
Durch den Einsatz eines nichtlinearen Gliedes, bei¬ spielsweise einer sättigbaren Induktivität, zwischen der Pulsspannungsquelle und der Last kann die Energieabgabe an diese zwischen den Pulsen weiter verringert wird.
Fig. 8 zeigt das AusgangsSignal einer Vorrichtung, die zwanzig Schwingkreise aufweist, die mit jeweils ungerad¬ zahliger Anzahl von Schwingungen im Zeitintervall T ar¬ beiten. Werden solche Schwingkreise gekoppelt, so ent¬ stehen, wie Fig. 8 zeigt, Hochspannungspulse mit alter¬ nierender Polarität.
Fig. 9 zeigt eine Vorrichtung, bei der die Schwingkreise la bis 3a parallel geschaltet sind. Die Schwingkreise haben ebenfalls die Kondensatoren 7a bis 9a und die In¬ duktivitäten 13a bis 15a, die vorzugsweise Spulen sind. Mit den Schwingkreisinduktivitäten 13a bis 15a sind wie¬ derum Hilfswicklungen 19a bis 21a magnetisch gekoppelt. Über diese Hilfswicklungen 19a bis 21a kann in die Schwingkreise la bis 3a Energie eingekoppelt werden. Die entsprechenden Treiber sind mit 26a bis 28a bezeichnet.
Aufgrund der Parallelschaltung der Schwingkreise la bis 3a addieren sich die Ströme in der allen Schwingkreisen gemeinsamen Leitungsverbindung 33.
Der bei Einsatz dieser Vorrichtung sich ergebende resul¬ tierende Strom zeigt wieder den Verlauf entsprechend den Fig. 4 bis 8. Auf eine Potentialtrennung zwischen den Einkoppelwicklungen 19a bis 21a und den Schwingkreisen la bis 3a kann verzichtet werden.
Die Schwingkreiselemente beider Schaltungsvarianten nach den Fig. 1 und 9 werden jeweils nur mit einem Bruchteil der Ausgangsspannung bzw. der Ströme der Anordnung be¬ aufschlagt, so daß kostengünstige Bauteile eingesetzt werden können. An die Stärke der Kopplung zwischen der Hilfs- und der Schwingkreiswicklung werden keine hohen Anforderungen gestellt, so daß die Forderung nach einer hohen Isolation und kleinen Koppelkapazitäten zwischen diesen Wicklungen ohne Aufwand erfüllt werden kann.
Die Schwingkreise 1 bis 6, la bis 3a können mit den je¬ weils zugehörigen Ansteuer- und Treiberschaltungen 26 bis 31, 26a bis 28a zu weitgehend identischen, kompakten Baugruppen zusammengefaßt und vorzugsweise über variable Kerninduktivitäten bei gleichen Windungszahlen und Schwingkreiskapazitäten auf die geforderten Resonanzfre¬ quenzen abgestimmt werden. Die Generierung der Ansteuer- signale kann beispielsweise durch programmierbare PLL- Schaltungen aus einem gemeinsamen Synchronisationssignal erfolgen. Die Einstellung der Schwingungsamplituden kann beispielsweise über eine Variation der Energiezufuhr durch die Treiberschaltungen 26 bis 31, 26a bis 28a in einer geeigneten Regelschleife erfolgen.
Die beschriebenen Ausführungsbeispiele ermöglichen die Erzeugung nahezu beliebiger Spannungs- und Stromverläu¬ fe, insbesondere steilflankiger Pulse mit hoher Amplitu¬ de. Die Einrichtung ist modular aus nahezu identischen Baugruppen zusammengesetzt, an deren Elemente nur gerin¬ ge Anforderungen gestellt werden. Die Herstellkosten dieser Einrichtungen sind daher niedriger als diejenigen herkömmlicher Leistungs-Pulsgeneratoren, an deren Schaltelemente hohe Anforderungen bezüglich Schaltge¬ schwindigkeit und Pulsbelastbarkeit gestellt werden.

Claims

Patentansprüche
Vorrichtung zur Erzeugung von Spannungs- oder Strompulsen, mit einem durch gekoppelte Schwingkrei¬ se (1 bis 6, la bis 3a) gebildeten Energiespeicher, der Kapazitäten (7 bis 12, 7a bis 9a) und eine In¬ duktivität (13 bis 18, 13a bis 15a) aufweist, und mit einer AnsteuerSchaltung für die Schwingkreise (1 bis 6, la bis 3a), dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingkreise (1 bis 6, la bis 3a) jeweils eine Induktivität (13 bis 18, 13a bis 15a) aufweisen, daß zur Energieeinkopp¬ lung in jeden Schwingkreis (1 bis 6, la bis 3a) jeweils eine mit der jeweiligen Induktivität (13 bis 18, 13a bis 15a) magnetisch gekoppelte Hilfsin¬ duktivität (19 bis 24, 19a bis 21a) vorgesehen ist, und daß für jeden Schwingkreis (1 bis 6, la bis 3a) eine eigene Ansteuer- und Energieeinkopplungsschal- tung mit Schaltelementen (26 bis 31, 26a bis 28a) vorgesehen ist, mit denen in die Schwingkreise (1 bis 6, la bis 3a) Energie derart einkoppelbar ist, daß die Amplitude der Spannungsverläufe an den Schwingkreiskapazitäten (7 bis 12, 7a bis 9a) bzw. der Stromverläufe durch die Schwingkreisinduktivi¬ täten (13 bis 18, 13a bis 15a) Fourierkoeffizienten einer Entwicklung des geforderten Ausgangssu men- signals nach den Resonanzfrequenzen der Schwing¬ kreise (1 bis 6, la bis 3a) entsprechen.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingkreise (1 bis 6) in Serie geschaltet sind.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingkreise (la bis 3a) parallel geschaltet sind.
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingkreise (1 bis 6, la bis 3a) mit den zugehörigen Schaltelemen¬ ten (26 bis 31, 26a bis 28a) und Ansteuerschaltun¬ gen zu weitgehend identischen Baugruppen zusammen¬ gefaßt sind.
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DE (1) DE4311455C2 (de)
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Cited By (1)

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