WO1991005222A1 - Anordnung zur verarbeitung von sensorsignalen - Google Patents

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WO1991005222A1
WO1991005222A1 PCT/EP1990/001528 EP9001528W WO9105222A1 WO 1991005222 A1 WO1991005222 A1 WO 1991005222A1 EP 9001528 W EP9001528 W EP 9001528W WO 9105222 A1 WO9105222 A1 WO 9105222A1
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WO
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charge
switch
capacitor
voltage
signal
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PCT/EP1990/001528
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English (en)
French (fr)
Inventor
Georg Schneider
Richard Wagner
Original Assignee
Endress U. Hauser Gmbh U. Co.
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Priority claimed from DE3940537A external-priority patent/DE3940537A1/de
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Priority to CA002042396A priority Critical patent/CA2042396C/en
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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D3/00—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups
    • G01D3/02—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups with provision for altering or correcting the law of variation

Definitions

  • the invention according to claim 1 consists in an arrangement for processing sensor signals by a measuring sensor, which in response to the physical action of a
  • detecting physical measured variable and one or more physical disturbance variables produces a measurement effect M, which depends on the physical measured variable to be recorded and on the
  • Sensor signals provides an output variable S, the ratio of which to a reference variable S ref depending on the
  • Relationship between the measured variable and the measuring effect is non-linear, and on the other hand the measuring effect is not only of the physical measured variable to be detected but also of physical disturbance variables dependent .
  • Measurement effect which can be a capacity ratio, for example, not only from the physical quantity to be measured, e.g. Pressure, humidity and the like, but also depends on the temperature.
  • Charging resistors are built into measuring integrators and fed by an amplitude-controlled sine oscillator with a specified frequency. Parallel to the measuring integrators, a
  • Reference integrator operated with a fixed time constant.
  • Sinusoidal oscillator in such a way that it is equal to a fixed one
  • Switch-capacitor structures (“switched-capacitor charge-balancing").
  • Differential pressure sensor can be processed according to this principle, and in US-A 48 16 745, which is DE-A 36 33 791
  • Resistance sensor in the form of a half bridge with oppositely variable resistors according to the same principle
  • the specified type generates, enables and which is also particularly suitable for signal processing by means of guaranteed charge transfer with charge balance by means of switch-capacitor structures.
  • Embodiment of the invention is designed with weighting circuits for weighting the measurement effects, the
  • Embodiment of the invention realized by generating additional correction charge packets that are included in the charge balance.
  • the coefficients of the transfer function can be set to the required values by setting the capacitances, resistances and / or voltages that determine the correction charge packets.
  • the signal processing circuit can be constructed so that it outputs both an analog and various types of digital output signals.
  • the invention is applicable to all types of measuring sensors that produce measuring effects of the specified type; the usual use of the measuring sensors is in no way impaired by the application of the invention.
  • Fig. 1 shows a schematic diagram for explaining the
  • Fig. 2 shows a sectional view of a capacitive sensor
  • Fig. 3 shows a schematic representation of a
  • Fig. 4 shows the resistance sensor of Fig. 3 in loaded
  • FIG. 5 shows the block diagram of an embodiment of the arrangement according to the invention, in which the signal processing circuit with
  • Fig. 6 shows the circuit diagram of an embodiment of the
  • Fig. 7 shows a modified embodiment of the arrangement of
  • Fig. 8 shows the circuit diagram of a with guaranteed
  • Fig. 9 shows timing diagrams of signals in the
  • Fig. 10 shows a modified embodiment of the in the
  • Fig. 11 shows the circuit diagram of one with guaranteed
  • Fig. 12 shows timing diagrams of signals in the
  • FIG. 13 shows part of a modified embodiment of FIG.
  • Fig. 14 shows the circuit diagram of one with guaranteed
  • Signal processing circuit for processing the sensor signals supplied by a capacitive measuring sensor which generates an analog output signal which is fed back to the measuring sensor
  • FIG. 15 shows timing diagrams of signals used in the
  • FIG. 16 shows time diagrams corresponding to those of FIG. 14 in the event that the measurement effect corresponds to - (C ⁇ -C ref ) / C ref and C ⁇ ⁇ C ref ,
  • FIG. 17 shows time diagrams corresponding to those of FIG. 14 for the measurement effect (C ⁇ -C ref ) / C horizoni , where C ⁇ > C ref ,
  • FIG. 18 shows time diagrams corresponding to those of FIG. 14 in the event that the measurement effect corresponds to C x / C ref and can be C ⁇ > C ref or C ⁇ ⁇ C ref ,
  • Fig. 19 shows the circuit diagram of one with guaranteed
  • Signal processing circuit for processing the sensor signal supplied by a resistance half-bridge, wherein an analog output signal is generated which is fed back to the measuring sensor
  • Fig. 20 shows timing diagrams of signals in the
  • FIG. 21 shows part of a modified embodiment of FIG.
  • FIG. 1 shows a measuring sensor 1, with the aid of which a physical quantity is to be measured.
  • the measuring sensor 1 is designed in such a way that it has an electrical characteristic which is changed as a function of the physical variable to be measured.
  • the Measuring sensor 1 has a signal processing circuit 2
  • Output signal S converts, which thus also depends on the physical quantity to be measured.
  • the variable electrical characteristic of the measuring sensor 1 can be a capacitance or a resistance, for example.
  • the output signal S can be, for example, an analog signal, a digital signal or a frequency.
  • a supply voltage source 3 supplies the measuring sensor 1 with a supply signal V, which makes it possible to convert the change in capacitance, resistance or other electrical parameter into an electrical signal which is fed to the signal processing circuit 2.
  • Supply signal source 3 is shown separately in FIG. 1 for clarification; in practice it is mostly in the
  • Contain signal processing circuit 2 which supplies the required supply signal to the measuring sensor 1. 1 shows a further sensor 4, the purpose of which will be explained later.
  • a capacitive pressure sensor can be used for the measuring sensor 1, in which the electrical parameter dependent on the pressure is a capacitance or a capacitance ratio.
  • 2 shows a sectional view of a capacitive pressure sensor 10 which is suitable for this purpose.
  • the pressure sensor 10 has a base body 11 and a membrane 12, which are connected to one another on the circumference by a spacer ring 13.
  • the surface of the membrane 12 facing the base body 11 is provided with a metallization 14, which is covered by a spacer ring 13 and connected through the base body 11 lead 15 is connected.
  • the surface of the base body 11 facing the membrane 12 carries a central circular metallization 16, which is connected to a connecting conductor 17 passed through the basic body 11, and an annular metallization 18 surrounding the metallization 16, which is connected to a connecting conductor 19 passed through the basic body 11 is.
  • the membrane When a pressure P acts on the outer surface of the membrane 12, the membrane is deformed so that the distance between the central region of the metallization 14 and the opposite central metallization 16 changes depending on this pressure.
  • the two metallizations 14 and 16 therefore form the electrodes of a measuring capacitor, the capacitance C x of which depends on the pressure P and can be measured between the connecting conductors 15 and 17.
  • the distance between the edge region of the metallization 14 and the opposite annular electrode 18 remains essentially unchanged in the case of the pressure-dependent deformation of the membrane 12, since this distance is defined by the spacer ring 13.
  • the two metallizations 14 and 18 therefore form the electrodes of a reference capacitor, the capacitance C ref of which is independent of the pressure P and between the connections
  • the measurement effect which is dependent on the pressure, is the change in the measurement capacitance C X relative to the reference capacitance C ref .
  • the measuring effect can be displayed differently depending on the application.
  • the capacitance ratio (C x - C ref ) / C ref is preferably used, because larger relative changes are obtained by forming the difference.
  • the capacity ratio (C x - C ref ) / C x would be an option.
  • the pressure-dependent measuring capacity C x can be used as a measurement effect alone, but the quotient gives the advantage that the measurement effect of disturbing
  • the force sensor 20 has an elastic carrier 21 which is clamped firmly at one end and can be deformed by a force F acting on its free end.
  • two strain gauges 22 and 23 are fastened so that they are deformed in opposite directions when the carrier 21 is deformed.
  • the strain gauge 22 is stretched and the strain gauge 23 is shortened.
  • the ohmic resistance of strain gauges depends on the change in length. In the undeformed state (FIG. 3), the two strain gauges 22 and 23 have the same ear resistance R.
  • the strain gauge 22 has the ohmic resistance R + dR and the strain gauge 23 has the ohmic resistance R-dR .
  • the force sensor 20 of FIGS. 3 and 4 is thus an example of a sensor in which the electrical parameter, which depends on the physical quantity to be measured, is a resistance.
  • the measurement effect used to measure the force F is preferably the resistance ratio dR / R.
  • Strain gauge sensors are also known, in which there are two pairs of oppositely deformable strain gauges, which are interconnected to form a full-resistance resistor. numerous other sensors are known which, depending on the type of physical quantity to be measured, can be used for the measuring sensor 1 of FIG. 1.
  • the measuring effect M 1 supplied by the measuring sensor 1 which is used in the signal processing circuit 2 for generating the output signal S / S ref , would be the desired one
  • Measuring effect correspond, for example, the measuring effect (C ⁇ - C ref ) / C ref in the case of the capacitive pressure sensor of Fig. 1 or the ratio dR / R in the case of the force sensor of Fig. 3 and 4. This is the ideal case with the usual sensors out
  • the measuring capacitance C x is not the pressure P acting on the membrane 12
  • Zero offset i.e. the zero value of the measuring effect does not correspond to the zero value of the pressure to be measured.
  • the measuring effect M 1 provided by the measuring sensor 1 is other than that to be measured
  • the measuring capacitance C ⁇ is dependent not only on the pressure P acting on the membrane 12, but also on the temperature. Accordingly, the measurement effect M 1 supplied by the pressure sensor 10 is dependent not only on the required capacity ratio (C x - C ref ) / C ref but also on the temperature T, which in this case represents a disturbance variable.
  • the sensor 4 can, for example, have a temperature-dependent resistance included, which is connected in series with a temperature-independent resistor, so that a voltage divider is formed, the voltage divider ratio of which is temperature-dependent.
  • the measuring effect M » is then the temperature-dependent voltage divider ratio. It can be used in the signal processing circuit 2 to correct the temperature dependence of the measuring effect M 1 .
  • Corresponding further sensors, which deliver measuring effects M 3 , M 4 ... M n can be provided to correct the effect of other disturbance variables, as indicated in FIG. 1 by further inputs of the signal processing circuit 2.
  • the influence of the disturbance variables on the measuring effect M 1 can then be expressed by the measuring effects M 2 'M 3 ... M n of the further sensors, so that the faulty measuring effect M 1 can be approximately represented in the following form:
  • M 1 f (E 1 , E 1 2 ' M 2 ... M n )
  • E 1 stands for the fault-free action sought, that is, for the sensor of FIG. 2, for example for a linear one
  • S ref C 11 + C 12 . M 2 + ... + C 1n . M n + (c 21 + C 22. M 2 + ... + C 2n . M n ).
  • M 1 f (E 1 , E 1 2 , M 2 )
  • Fig. 5 shows very schematically the basic structure of a signal processing circuit 2 designed according to this principle, whereby it is assumed as an example that the output signal is a digital signal formed by a multi-digit digital word D, which by analog-digital conversion from the analog output signals of the sensors 1 and 4 is formed.
  • 5 is the supply signal source again 3, which supplies the supply signal V to the sensors 1 and 4.
  • the physical quantity to be measured is a pressure P and that the temperature T represents a disturbance quantity.
  • the sensor 1 can thus correspond, for example, to the sensor 10 from FIG. 2 and have the structure shown there. Its output signal is described by the measuring effect M 1 ', which results from the product of the supply signal V and the function M 1 (P, T), which is dependent on the physical effects:
  • the supply signal V is also supplied to the second sensor 4, which only responds to the disturbance variable, that is to say the temperature T in the present case. Its output signal is described by the measuring effect M 2 ', which results from the product of the supply signal V and the function M 2 (T) which is dependent on the action of the temperature T.
  • the supply signal V is weighted in a symbolically represented weighting circuit 30 with a coefficient b 11 and in a weighting circuit 31 with a coefficient c 11 .
  • the weighting circuits can be formed in a manner known per se by analog multipliers, for example by operational amplifiers with the amplification factor b 11 or c 11 .
  • the output signal M 1 'of the sensor 1 is weighted in a weighting circuit 32, with a coefficient b 21 and in a weighting circuit 33 with a coefficient c 21
  • the output signal M 2 ' of the sensor 4 is weighted in a weighting circuit 34 with the Coefficients c 12 and weighted in a weighting circuit 35 with the coefficient b 12 .
  • the weighted output signals of the weighting circuits 30, 32 and 35 are summed in a summing circuit 36, and the weighted output signals of the weighting circuits 31, 34 and 33 are summed in a summing circuit 37.
  • the output voltage U sig of the summing circuit 36 is fed to the signal input 38a of an analog-digital converter 38, and the output voltage U ref of the summing circuit 37 is fed to the reference input 38b of the analog-digital converter 38.
  • the analog-digital converter 38 provides the digital word at its output 38c
  • FIG. 6 An embodiment of the analog-to-digital converter 38 which is known per se and operates on the principle of current balance is shown in FIG. 6.
  • the signal input 38a is connected via a resistor 39 of the value 2R to the summation node 40 at the non-inverting input of an operational amplifier 41, the inverting input of which is connected to ground e.
  • the op eration amplifier 41 is connected as a threshold comparator that its feedback circuit is open.
  • the output voltage of the operational amplifier 41 has a low value when the voltage at the non-inverting input is above the ground potential present at the inverting input, and it jumps to the high signal value as soon as the voltage at the non-inverting input falls below the ground potential.
  • the output of the operational amplifier 41 is connected to a control input of a successive approximation register 42.
  • the reference input 38b is connected to the input of a resistor network 43 designed in the manner of a branch circuit, the longitudinal branches of which each have a resistor of the value R, while there is a resistance of the value 2R in each shunt arm.
  • Each shunt arm resistor can be connected to summation node 43 or to ground by an assigned switch SW 1 ... SW N.
  • the switches are controlled by binary signals which are output at assigned outputs D 1 ... D N of the approximation register 42.
  • SW N connects the associated resistor in the position shown to the summing node 40 if the binary signal at the associated output of the approximation register 42 has the signal value 0; if this signal has the signal value 1, the switch in question goes into the other position, in which it connects the associated resistor to ground.
  • the approximation register 42 sets the binary signals at the outputs D 1 ... D N such that, ideally, the voltage difference between the two inputs of the operational amplifier 41 becomes zero.
  • an integrating analog-digital converter e.g. a dual slope converter can be used, in which the current balance takes place in the integration capacitor. This is known to the person skilled in the art and is not shown separately.
  • Equation (11) represents the transfer function of the signal processing circuit of FIG. 5, with which the most important characteristic data of a sensor of the type according to equation (1) can be corrected with the following correction coefficients:
  • Equations (10) and (11) show why in the signal processing circuit 2 of FIG. 5 the supply gation signal V is weighted with the coefficients b 11 and c 11 : In this way, the supply signal is shortened from all terms of the transfer function, so that it is not included in the output signal.
  • Circuit differs from that of FIG. 5 in that the supply signal V is weighted in a weighting circuit 44 by a factor d for supplying the sensor 4 and in that the output signal M 1 of the measuring sensor 1 is added to the signal weighted in this way in a summing circuit 45 .
  • the output variable of the digital converter 38 results from the following transfer functions:
  • FIG. 8 shows an exemplary embodiment of the signal processing circuit 2 from FIG. 1 for signal conditioning with error correction of the sensor signal supplied by a capacitive sensor 50.
  • the sensor 50 contains a measuring capacitor 51 of the capacitance C and a reference capacitor 52 of the capacitance C ref ; he can, for example, the in Fiq. 2 have structure shown.
  • M 1 is the capacity ratio (C x - C ref ) / C ref .
  • the senor 50 in FIG. 8 is inserted between two circuit blocks of the signal processing circuit, but in reality it is spatially separated from the signal processing circuit, which can be embodied as an integrated circuit, and connected to it via shielded lines.
  • the signal processing circuit works on the principle of charge balance with switch-capacitor combinations and converts the analog sensor signal into a digital output signal, the frequency of which represents the corrected measured value.
  • the sensor 50 is connected on the one hand to a function block 53, which contains an ohmic voltage divider 54 and a switch group 55.
  • the ohmic voltage divider 54 consists of three resistors 56, 57, 58 connected in series and is connected between an input terminal 60 and a reference conductor 61 carrying the reference potential of the entire circuit.
  • the voltage divider 54 has a first tap 62 between the resistors 56 and 57 and a second tap 63 between the resistors 57 and 58.
  • the sensor 50 is connected to a buffer memory 65, which has an operational amplifier A 1 , a storage capacitor 66 of capacitance C and two switches S 1 and S 2 contains.
  • switch S 1 When switch S 1 is closed, it connects the output of operational amplifier A. to its inverting input.
  • switch S 2 When the switch S 2 is closed, it connects the output of the operational amplifier A 1 to one electrode of the storage capacitor 66, the other electrode of which is connected to the inverting input of the operational amplifier A 1 , so that the storage capacitor 66 in the feedback circuit of the operational amplifier A 1 lies.
  • the output voltage of the operational amplifier A 1 based on the reference potential at the reference conductor 61, is denoted by U A1 .
  • the switch group 55 contains four switches S 3 , S 4 , S 5 , S 6 .
  • the switch S 3 When the switch S 3 is closed, it connects the one electrode of the measuring capacitor 51 to the tap 63 of the voltage divider 54, and when the switch S 4 is closed, it connects the same electrode of the measuring capacitor 51 to the tap 62.
  • the switch S 5 When the switch S 5 is closed, it connects the one electrode of the reference capacitor 52 to the tap 62, and when the switch S 6 is closed, it connects the same terminal of the reference capacitor 52 to the tap 63.
  • the other electrodes of the capacitors 51 and 52 are connected to the inverting input of the operational amplifier A 1 connected, the non-inverting input of which is at a fixed potential which differs by a voltage U B from the reference potential at the reference conductor 61.
  • Switches S 1 to S 6 are actuated by control signals which are supplied by a control circuit 67 which is synchronized by a clock signal supplied by a clock generator 68.
  • the control signals are denoted by the same reference symbols S 1 , S 2 , S 3 ... as the switches which they control.
  • the time course of the control signals is shown in the diagrams in FIG. poses. Each switch S 1 , S 2 ... is open when the signal controlling it has the low signal value, and it is closed when the signal controlling it has the high signal value.
  • the switches S 1 , S 2 ... are symbolically represented as mechanical switch contacts, but they are, of course, formed by fast electronic switches, for example field effect transistors, in real time.
  • the buffer 65 is followed by an integrator 70, which is followed by a comparator 71.
  • the integrator 70 contains an operational amplifier A 2 , an integration capacitor 72 of the capacitance C located in the feedback circuit of the operational amplifier A 2 and two switches S 7 , S 8 .
  • the switch S 7 When the switch S 7 is closed, it connects the inverting input of the operational amplifier A 2 to the storage capacitor 66 in the buffer memory 65.
  • the switch S 8 When the switch S 8 is closed, it connects the inverting input of the operational amplifier A 2 to the output of a correction circuit 73 non-inverting input of operational amplifier A 2 is at the same fixed potential as the non-inverting input of operational amplifier A 1 .
  • the potential at the inverting input differs from this fixed potential only by the offset voltage U 02 of the operational amplifier A 2
  • the comparator 71 contains an operational amplifier A 3 , which is connected in a known manner as a threshold comparator in that its feedback circuit is open.
  • the inverting input of the operational amplifier A 3 is connected to the output of the operational amplifier A 2 in the integrator 70, and to the noninverting input of the operational amplifier A 3, a threshold voltage U S is applied.
  • the offset voltage U 03 exists between the two inputs of the operational amplifier A 3 .
  • the output voltage U A3 of the operational amplifier A 3 has a low value when the voltage U A2 is above the threshold voltage U S , and it assumes a high value when the voltage U A2 falls below the threshold value U S.
  • the output of the comparator 71 is connected to an input of the control circuit 67.
  • the correction circuit 73 contains an input block 74, a switch capacitor group 75 and a correction memory 76.
  • the input block 74 contains a resistor 77, one terminal of which is connected to the output of the operational amplifier A 1 in the buffer memory 65, so that at the circuit point 78 the output voltage U A1 of the operational amplifier A 1 .
  • the other terminal of the resistor 77 is connected to a temperature sensor 80, which corresponds to the second sensor 4 of FIG. 1 and is used to generate a second measuring effect M 2 , which is dependent on the temperature T a.
  • the temperature sensor 80 is of course, like the capacitive sensor 50, spatially separated from the signal processing circuit.
  • the temperature sensor 80 contains a temperature-dependent resistor 81 with the resistance value R T.
  • the temperature-dependent resistor 81 is in series with the resistor 77 between the output of the operational amplifier A 1 and the reference conductor 61, so that the resistors 77 and 81 form a voltage divider 82 on which the voltage U A1 is applied.
  • the resistance value of the resistor 77 is independent of the temperature and is denoted by R V.
  • the voltage divider 82 has a temperature-dependent voltage divider ratio V T of the value
  • V T RV + R T (14) and at the tap 83 of the voltage divider 82 there is the temperature-dependent voltage
  • the temperature-dependent voltage divider ratio forms the measuring effect M 2 .
  • the correction memory 76 has the same structure as the buffer memory 65 with an operational amplifier A 4 , two switches S 9 , S 10 and a storage capacitor 84 of capacitance C.
  • the switch S 9 When the switch S 9 is closed, it connects the output of the operational amplifier A 4 to the latter inverting input to which the first electrode of the storage capacitor 84 is also connected.
  • the switch S 10 When the switch S 10 is closed, it connects the second electrode of the storage capacitor 84 to the output of the operational amplifier A 4 , so that the storage capacitor 84 is then in the feedback circuit of the operational amplifier A 4 .
  • This second electrode of the storage capacitor 84 also forms the output of the correction circuit, which is connected to the input n of the operational amplifier A 2 in the integrator 70 when the switch S 8 is closed.
  • the switch capacitor group 75 contains eight switches S 11 '
  • the switches S 6 , S 7 , S 8 when closed, connect the first electrodes of the capacitors 96, 97, 98 with the tap 83.
  • the second electrodes of the capacitors 91 to 98 are connected to the inverting input of the operational amplifier A 4 , the non-inverting input of which is at the same fixed postential as the non-inverting inputs of the operational amplifiers A 1 and A 2 .
  • the potential at the inverting input differs from this fixed potential only by the offset span U 04 of the operational amplifier A 4 .
  • the control circuit 67 has an output to which a cycle counter 100 is connected and a further output to which a compensation cycle counter 101 is connected.
  • the circuit works on the principle of charge balance.
  • the voltage divider 54 has the purpose of determining the maximum size of the charge packets within the circuit for given capacitance values of the sensor 50.
  • the charge packets are temporarily stored in the storage capacitor 66 and transferred to the integration capacitor 72 by closing the switch S 7 , in which they are added up. With the aid of the correction circuit 73, additional charge packets are generated, which are temporarily stored in the storage capacitor 84 and, at the end of each cycle, are likewise transferred to the integration capacitor 72 by closing the switch S 8 .
  • the voltage U A2 corresponds to the voltage at the integration capacitor 72, which in turn depends on the charge integrated on the integration capacitor.
  • Voltage U A2 is progressively smaller. If the voltage U A2 falls below the predetermined threshold voltage U S of the comparator 71, its output voltage U A3 tilts to its maximum value, as a result of which the control circuit 67 is caused to carry out a compensation cycle.
  • the correction circuit 73 is controlled in such a way that the next time the switch S 8 is closed on the integration capacitor 72, it transfers a charge packet which is essentially proportional to the capacitance C ref of the reference capacitor 52 with such a sign that the voltage U A2 is again above the threshold voltage U S is raised.
  • a charge balance takes place in the integration capacitor 72, because on average over time the sum of all integrated charge packets is zero. This balance is always present at the times when the tension U A2 falls below the switching threshold of the comparator 71.
  • the sequence of the function generally described above will now be explained in detail with reference to the diagrams in FIG. 9.
  • the diagrams of FIG. 9 show, in addition to the time profile of the switch control signals S 1 to S 18 already mentioned, the time profile of the voltages U A1 , U A2 and U A3 in several cycles, one of which is a compensation cycle K.
  • the other cycles, which are not compensation cycles, are referred to as measuring cycles M.
  • Each cycle consists of twelve phases, numbered 1 to 12.
  • the switches S 1 and S 2 are controlled by a periodic square wave signal in push-pull, so that the switch S 1 is open when the switch S 2 is closed, and vice versa.
  • the capacitors 51 and 52 located in the input circuit of the operational amplifier A 1 can be connected to the voltages U 2 or U 3 by the switches S 3 to S 6 and charged accordingly, without that this affects the charge in the storage capacitor 66. This condition is called the "conditioning phase”.
  • switches S 9 and S 10 are controlled by a periodic square wave signal of double frequency in push-pull, so that switch S 9 is open when switch S 10 is closed, and vice versa. If the switch S 9 is closed and the switch S 10 is open, those in the input circuit of the operational amplifier A 4 can
  • Capacitors 91 to 98 are connected to the voltage U A1 or U T by the switches S 11 to S 18 and are charged accordingly without the charge in the storage capacitor 84 being influenced thereby. This condition is again referred to as the "conditioning phase”.
  • Switch S 1 is closed and switch S 2 is open for the duration of phases 1 and 2.
  • switch S 4 is closed, so that the measuring capacitor 51 is connected to the tap 62 for conditioning and by the voltage on the charge there
  • the switch S 1 is open and the switch S 2 is closed, so that the buffer store 65 is ready to take charge on the storage capacitor 66.
  • the switch S 3 is closed, whereby the measuring capacitor 51 is connected to the tap 63. Due to the voltage U 3 present there , the measuring capacitor 51 is charged
  • the voltage U A1 has the value during phases 3 and 4
  • the phases 5 to 8 correspond to the phases 1 to 4 with the difference that instead of the measuring capacitor 51 of the capacitance C x , the reference capacitor 52 of the capacitance C ref is now used.
  • the reference capacitor 52 is conditioned, which is connected to the tap 63 by the switch S 6 and therefore by the voltage U 3 to the charge
  • the intermediate store 65 is ready for charge acceptance and the reference capacitor 52 is connected to the tap 62 by the switch S 5 , so that it is connected to the charge by the voltage U 2
  • phase 9 the switch S 2 is open, so that the storage capacitor 66 is separated from the output of the operational amplifier A 1 .
  • the switch S 7 is closed, so that the two electrodes of the storage capacitor 66 are connected to the inverting inputs of the two operational amplifiers A 1 and A 2, which are practically at the same potential which can only be found by the offset voltage U 01 or U 02 differs from the reference potential. Therefore, the storage capacitor 66 except for the remaining charge
  • a measurement charge packet dQ M is also transferred to the integration capacitor 72 in the compensation cycle K. If the correction additionally effected by the correction circuit 73 is initially not taken into account, the described mode of operation results in a charge balance in the integration capacitor 72 by forcing k compensation cycles in the course of n successive cycles in such a way that the sum of the n measurement charge packets supplied in these n cycles is equal to the sum of the k compensation charge packets supplied in the n cycles.
  • the control circuit 67 sends a counting pulse to the cycle counter 100 for each triggering p 88nes cycle and a counting pulse to the compensation cycle counter 101 for each triggering of a compensation cycle K. Therefore, starting from the same initial counter reading zero, the cycle counter 100 shows the total number n of the cycles carried out and the compensation cycle counter 101 the number k of compensation cycles. The quotient of the two counter readings corresponds directly to the measurement result sought, but without correction of interference effects.
  • the correction circuit 73 operates on the same principle as the previously described circuit blocks 53 and 65.
  • the capacitors 91 to 98 can selectively switch to those available in the input block 74 by closing the associated switches S11 to S18 Voltages UA1 or UT are conditioned, and when the switch S9 is open and the switch S10 is closed and one or more of the capacitors 91 to 98 are reloaded by closing the associated switch S11 to S18, the entire reloading amount is integrated in the storage capacitor 84.
  • the values of the charge packets that can be realized in this way depend on the one hand on the capacitance values of the capacitors 91 to 98 and on the other hand on the available voltage values at the switching point 78 and Tap 83 from. It should be noted here that the voltage U A1 at node 78 assumes different values in the course of each cycle and that the voltage U T at tap 83 depends both on the voltage U A1 and on the temperature T. By suitable selection of the phases in which the switches S 11 to S 18 are closed, different voltages can therefore be applied to the capacitors 91 to 98. Furthermore, through a suitable choice of the switch phases, either positive or negative charge packets can be generated.
  • the amount of charge integrated on the storage capacitor 84 is transferred to the integration capacitor 72 when the switch S 9 is closed and the switch S 10 is open by closing the switch S 8 .
  • the charge packets transmitted from the correction circuit 73 to the integrator 70 in the course of the measuring cycles M form correction charge packets which serve to correct the interference effects.
  • the charge packets transmitted in the course of the compensation cycles K form the previously explained compensation charge packets dQ K and additional correction charge packets.
  • FIG. 9. 9 shows two different control signals for each of the switches S 11 to S 18 , which are distinguished from one another by the added characters “+” and “-”.
  • the control signals marked "+” serve to generate positive charge packets
  • the control signals marked "-” serve to generate negative charge packets with the aid of the same switches and capacitors.
  • the signs of these charge packets generated relate to the charge Q 8 4 of the storage capacitor 84. It should be noted that the charge pack is inverted during the transfer from the storage capacitor 84 to the integration capacitor 72.
  • the capacitor 91 With the aid of the capacitor 91, it becomes a positive charge packet testifies when the associated switch S 11 is controlled by the control signal S 11 , and a negative charge packet when the switch S 11 is controlled by the control signal S 11 .
  • a compensation charge packet is understood to mean a charge packet that corresponds to equation (32). All other charge packets generated during the compensation cycles K and all charge packets generated during the measurement cycles M are correction charge packets.
  • switches S 11 to S 18 With regard to the selection of the phases for the actuation of switches S 11 to S 18 , the following should be noted: If one of switches S 11 to S 18 is closed in a phase in which switch S 9 is closed and switch S 10 is open, the circuit is in the "conditioning phase" and the associated capacitor is charged by the voltage just present, without the charge on the storage capacitor 84 being influenced thereby. If, on the other hand, one of the switches S 11 to S 18 is closed in a phase in which the switch S 9 is open and the switch S 10 is closed, the associated capacitor is recharged by the voltage just present, and the amount of recharging is transferred to the storage capacitor 84 transfer.
  • capacitor 91 generates a positive charge packet shall be.
  • the sent from the control circuit 67 to the switch S 11 control signal S 11 then has the time course, which is indicated in Fig. 9 with 11 + S.
  • switch S 11 is closed in phase 7 for the first time.
  • the signal S 9 has the high value, so that the switch S 9 is closed and the switch S 10 is open.
  • the arrangement is therefore in the conditioning phase for the capacitor 91.
  • This means that a charge Q 91 (7) is applied to the capacitor 91, which charge is determined by the voltage U A1 (7 , 8) at the circuit point 78:
  • U A1 (7,8) (U 2 - U 3 ). (C x -C ref ) / C + U 01 + U B (37)
  • phase 10 the switch S 9 is open and the switch S 10 is closed, and thus the correction memory 76 is ready for the transfer of charges to the storage capacitor 84. Since in this phase the voltage U A1 at node 78 has the value
  • the switch S 11 is controlled by the control signal S 11 from FIG. 9.
  • the first closing then takes place in phase 5 of the measuring cycle M.
  • the switch S 9 is closed and the switch S 10 is open, so that the capacitor 91 is conditioned by the voltage U A1 at the circuit point 78, which in the Phase 5 the value
  • U A1 (7,8) (U 2 -U 3 ) .C x -C ref ) / C + U 01 + U B (44), so that capacitor 91 is on charge
  • the charge packets dQ 91+ and dQ 91- have the same amount; they differ only in the sign.
  • the following charge packets can thus be generated by these control signals in each compensation cycle:
  • the switch S 13 is controlled by the control signal S 13+ from FIG. 9. This control signal makes the switch S 13 the first in each measuring cycle M. Closed in phase 3. In this phase, the switch S 9 is closed and the switch S 10 is open, so that the capacitor 93 is conditioned by the voltage U A1 at the circuit point 78, which has the following value in phase 3 according to equation (23):
  • U A1 (7,8) (U 2 -U 3. (C ⁇ -C ref ) / C + U 01 + U B (56)
  • the switch S 13 is controlled by the control signal S 13 _.
  • This control signal closes switch S 13 in phase 4 for the first time in each measuring cycle M.
  • switch S 9 is open and switch S 10 is closed; it is therefore not a conditioning phase, but rather a recharging phase in which the capacitor 93 is recharged compared to the conditioning that took place in the previous measuring cycle and the recharging packet is transferred to the storage capacitor 84.
  • the capacitor 93 is then conditioned in phase 7, in which the switch S 13 is closed again and in which the switch S 9 is closed and the switch S 10 is open.
  • the voltage U A1 at node 78 has the value
  • U A1 (7,8) (U 2 -U 3 ). (C ⁇ -C ref ) / C + U 01 + U B (59) so that the capacitor 93 on the charge
  • Q 93 (4) [U 04 -U 01 - (U 2 -U 3 ) . C ⁇ / C. C 93 (62) is reloaded.
  • C ref . C 93 / C (63) is transferred to the storage capacitor 84 and added there to the remaining charge packets generated in the same measuring cycle.
  • the charge packs dQ 93+ and dQ 93 have the same amount again and differ only by the sign.
  • control signals S 14+ , S 18+ and S 14- , S 18- for generating charge packets in the compensation cycles K again have the same time profile as the control signals S 13+ , S 17 and S 1 3- , S 17- , so that the following charge packets can be generated in each compensation cycle and transferred to the storage capacitor 84:
  • the switches S 9 and S 10 first take one and then the other position, so that the same value of the voltage U A1 can optionally be used for conditioning or for recharging,
  • phase 10 The formation and transfer of the cargo packages ends at phase 10 at the latest.
  • the switch S 8 is closed, as a result of which the int ⁇ e on the storage capacitor 84 total charge packet is transferred to the integration capacitor 72.
  • the voltage U A2 undergoes another change in phase 11.
  • Each measurement cycle M involves a change in correction due to the transmitted correction charge packet.
  • each compensation phase K is essentially the change in compensation, by means of which the voltage U A2 is raised again above the predetermined threshold voltage U S , but in connection with an additional correction change, since correction charge packets are also contained in the compensation phase.
  • the transfer function of the circuit is calculated from the equation for the charge balance: the sum of all charge packets integrated in the integration capacitor 72 is zero in a certain time interval. If one considers a time interval of n cycles, in which k compensation cycles K and thus (n-k) measuring cycles M are contained, the following charge packets are transferred to the integration capacitor 72 in this time interval:
  • Measurement effect M 2 is the temperature-dependent voltage divider ratio V T.
  • TC non-linearity c 22
  • the voltage divider 54 with the resistors 56, 57, 58 does not enter into the transfer function, but does determine the size of the measurement charge packet dQ M and thus the dimensioning of the capacitors 66 and 72.
  • the capacitance values of the capacitors 72 and 84, the offset span The operational amplifiers, the operating voltage of the circuit and the frequency with which the control circuit is clocked do not affect the end result.
  • the value of the voltage U 1 is only limited by the working range of the circuit.
  • Equation (75) in conjunction with Table I shows that the correction coefficients of the transfer function are realized by capacitance ratios, namely by the ratios of the capacitance values C 9 1 to C 98
  • Capacitors 91 to 98 to the capacitance value C of the storage capacitor 66 The capacitors required for this can be produced very well in an integrated form.
  • a plurality of partial capacitors with graded capacitance values can be provided for each capacitor in a manner known per se, which can be connected in parallel by digital programming as required.
  • One of the methods known for the digital programming of read-only memories (ROM) can be used for this.
  • the number of required partial capacitors can be reduced in that the storage capacitor 66 is also formed from a plurality of partial capacitors which are connected in parallel for setting the capacitance value C by digital programming as required.
  • the capacitance values of the capacitors 72 and 84 are not included in the transfer function, an adjustment of these capacitors is not necessary. However, it is expedient if the capacitance values of these capacitors are of the same order of magnitude as the capacitance value of the capacitor 66 are, which is why it was assumed in the above description that the capacitors 66, 72 and 84 have the same capacitance value C. However, this is not a mandatory requirement.
  • the sensor 50 is first measured in order to determine the transfer function of the signal processing circuit according to equation (76), which has the desired error-free relationship between the physical quantity to be measured, in the present case the pressure P, and that as the output signal obtained ratio k / n would result. It makes no difference whether the ratio of two counter readings k and n obtained within a certain time interval or the ratio of the frequencies of the counting pulses supplied to the two counters 100 and 101 is used as the output signal. If the transfer function is determined in accordance with equation (76), it can be brought into the form of equation (75), from which the required capacitance values C 91 to C 98 of the capacitors 91 to 98 can then be calculated with the aid of Table I.
  • the partial capacitances of the capacitors 91 to 98 and possibly the storage capacitor 66 are connected in parallel by digital programming such that the calculated capacitance values are set.
  • the signal processing circuit then has the transfer function according to equation (76), so that the output signal k / n represents the physical quantity to be measured, for example the pressure P, linearly and free of temperature influences.
  • the correction of further interference can easily be derived from the above description by a person skilled in the art.
  • the form of the transfer function according to equation (76) can be derived from equation (2) in the event that, in addition to an interference effect M 2, further interference effects M 3 , M 4 ... are to be taken into account.
  • Additional switch-capacitor combinations are then provided, which - if necessary with the help Additional sensors for the other interference effects - enable the formation of positive or negative charge packets, which are also applied to the storage capacitor 84 of the correction memory 76, so that they contribute to the formation of the correction or compensation charge packets which are transferred to the integration capacitor 72.
  • the capacitance values of the additional capacitors are calculated and set in the manner described above.
  • the time sequences of the switch control signals which are required for the correct formation of the positive or negative charge packets, can be determined by the person skilled in the art without difficulty according to the rules specified above. Likewise, he can calculate the correction coefficients assigned to the further interference effects and the capacitance values required for setting these correction coefficients without difficulty on the basis of the above description.
  • FIG. 10 shows a modified embodiment of the correction circuit, in which the correction and compensation charge packets are weighted by adjustable resistors instead of adjustable capacitors in order to set the correction coefficients of the transfer function.
  • the components of the correction circuit 110 of FIG. 10 that are identical to the corresponding components of the correction circuit 73 of FIG. 8 are identified by the same reference numerals as there and will not be described again.
  • the essential difference between the correction circuit 110 of FIG. 10 and the correction circuit 73 of FIG. 8 is that the capacitors 91 to 98 through the assigned switches S 1 to S 8 do not directly connect to the circuit point 78 or the tap 83 of the temperature-dependent one Voltage divider 82 are connected, but with the taps of resistance voltage dividers 111 to 118.
  • the voltage dividers 111 to 114 are connected between the circuit point 78 and the reference conductor 61, and the voltage Expensive 115 to 118 are connected between the tap 83 and the reference conductor 61 with the insertion of an isolation amplifier 120.
  • the isolation amplifier 120 has the purpose of preventing the voltage divider ratio V T of the temperature-dependent voltage divider 82 from being influenced by the voltage dividers 115 to 118.
  • the voltage divider 111 consists of two temperature-independent resistors 121 and 131 which are connected in series between the circuit point 78 and the reference conductor 61. If the resistance value of the resistor 121 is denoted by R 121 and the resistance value of the resistor 131 is denoted by R 131 , the voltage divider 111 has the voltage divider ratio
  • V 111 R 121 / (R 121 + R 131 ) (77)
  • U 111 U A1 .V 111 (78) available.
  • the voltage dividers 112 to 114 consist of temperature-independent resistors 122 and 132, 123 and 133 or 124 and 134, and they have the voltage divider ratios
  • V 112 R 122 / (R 122 + R 132 )
  • V 113 R 123 / (R 123 + R 133 ) (79)
  • V 114 R 124 / (R 124 + R 134 ) so that the following voltages are available at their taps:
  • V 116 R 126 / (R 126 + R 136 )
  • V 117 R 127 / (R 127 + R 137 )
  • V 118 R 128 / (R 128 + R 138 )
  • the switches S 11 to S 18 are controlled in the manner described above by the signals S 11+ to S 18+ or S 11- to S 18- of FIG. 9.
  • the conditioning and reloading processes are running 8 in the same way as in the signal processing circuit, with the only difference being that the conditioning or recharging is not caused by the voltages U A1 or U T , but by the taps on the voltage dividers 111 to 118 existing voltages
  • the correction coefficient B 21 therefore now has the value
  • This correction coefficient can be set to the desired value by changing the voltage voltage ratio V 111 instead of changing the capacitance value C 91 .
  • the change in the voltage divider ratio V 111 can be set either by changing the resistance value R 121 or by changing the resistance value R 131 or by changing both resistance values.
  • the other correction coefficients of the transfer function also result in a corresponding manner.
  • the use of adjustable resistors instead of adjustable capacitors for weighting the charge packets is particularly advantageous in hybrid circuits, since in this case the setting can be easily implemented, for example by laser trimming.
  • FIG. 11 shows the modification of the signal processing circuit of FIG. 8 for signal processing with error correction of the sensor signal supplied by a resistance half-bridge 140
  • FIG. 12 shows the time course of the associated switch control signals and voltages in accordance with the representation of FIG. 9.
  • Resistor half bridge 140 includes two resistors 141 and 142 which are connected in series between input terminal 60 and reference conductor 61 and whose connection point forms a tap 143.
  • the resistance values of the resistors 141 and 142 differ by the same amounts dR, but with opposite signs, from the same basic value R. As an example, it is stated that the resistor 141 has the value R-dR and the resistor 142 has the value R + dR.
  • the resistance half-bridge 140 can thus be formed, for example, by the force sensor 20 from FIGS. 3 and 4, the resistors 141 and 142 representing the resistance values of the strain gauges 23 and 22, respectively.
  • R is the resistance value of the undeformed strain gauges
  • dR is the change in resistance caused by the deformation of the strain gauges.
  • the resistance ratio dR / R represents the measuring effect M 1 of interest which, in the case of the force sensor 20 from FIGS. 3 and 4, indicates the relationship between the force F to be measured and the resistance change of the strain gauges.
  • the signal processing circuit connected to the resistance half bridge 140 uses the voltages U 1 , U 2 and U 3 to obtain an output signal which indicates the physical quantity causing the change in resistance dR, that is to say the force F to be measured in the example of the force sensor.
  • This signal processing circuit distinguishes 8 only by the different structure of the function block 150, which is inserted in FIG. 11 between the resistance half-bridge 140 and the buffer memory 65.
  • the other components of the signal processing circuit of FIG. 11 are identical to those of FIG. 8. The corresponding parts are therefore designated by the same reference numerals as in Fig. 8 and will not be described again.
  • Function block 150 includes a switch group 151, one
  • Capacitor 152 with the capacitance C m and a continuous connecting conductor 153 which continuously connects the tap 143 of the resistance half-bridge 140 to the non-inverting input of the operational amplifier A. in the buffer memory 65.
  • the switch group 151 contains three switches S 20 , S 21 and S 22 .
  • One electrode of the capacitor 152 is permanently connected to the inverting input of the operational amplifier A 1 .
  • the other electrode of the connector 152 is connected to the input terminal 60 by the switch S 20 , to the reference conductor 61 by the switch S 21 and to the connecting conductor 153 by the switch S 22 .
  • each switch is open when the signal controlling it has the low signal value and is closed when the signal controlling it has the high signal value.
  • the diagrams in FIG. 12 also show the time profile of the output voltages U A1 , U A2 and U A3 of the operational amplifiers A 1 , A 2 and A 3 .
  • the signal processing circuit of FIG. 11 works like that of FIG. 8 according to the principle of the charge balance, which takes place again in the capacitor 72.
  • Function block 150 supplies discrete charge packets that are buffered in storage capacitor 66. These charge packets are generated in that the capacitor 152 is alternately charged and recharged by means of the switches S 20 , S 21 , S 22 through the various voltages that are available at the resistance half-bridge 140.
  • the charge packets temporarily stored in the storage capacitor 66 are transferred to the integration capacitor 72 by closing the switch S 7 .
  • the integration capacitor 72 also receives the correction and compensation charge packets, which are generated in the correction circuit 73 and temporarily stored in the storage capacitor 84, via the switch S 8 .
  • the capacitor 7 integrates all charge packets that are transmitted via the switches S 7 and S 8 . On average, there is a charge balance, ie the sum of all integrated charge packages is zero. This equilibrium always exists when the output voltage U A2 of the operational amplifier A 2 falls below the threshold voltage U S of the comparator 71.
  • FIG. 12 show the course of this mode of operation over the course of several cycles, one of which is a compensation cycle K, while the remaining cycles are measurement cycles M.
  • Each cycle consists of eight phases, numbered 1 to 8.
  • the switches S 1 and S 2 are again controlled in push-pull by a square wave signal, so that they are alternately open or closed for the duration of two phases.
  • the switches S 9 and S 10 are controlled in push-pull by a square-wave signal of twice the frequency, so that they are alternately open or closed for the duration of a phase.
  • the alternating positions of the switches S 9 and S 10 determine either a conditioning phase for the capacitors 91 to 98 or the readiness of the correction memory 76 for the acceptance of charge packets, as was explained previously for the signal processing circuit of FIG. 8.
  • Switch S 1 is closed and switch S 2 is open for the duration of phases 1 and 2, so that capacitor 66 is disconnected from the output of operational amplifier A 1 .
  • the switch S 7 is for the duration of Phase 1 closed, so that a charge transfer from the storage capacitor 66 to the integration capacitor 72 takes place at the beginning of phase 1. Since the voltage U 3 is at the non-inverting input of the operational amplifier A 1 , the storage capacitor 66 is on the residual charge
  • Discharge Q 66R (U 02 -U 01 -U 3 ) .C (89), whereby the amount of recharging flows onto the integration capacitor 72.
  • the circuit is in the conditioning phase for the capacitor 152.
  • the switch S 22 which is always operated in synchronism with the switch S 1 , is closed during phases 1 and 2.
  • the capacitor 152 is therefore on the charge by the voltage U 01
  • the switch S 1 is open and the switch S 2 is closed, so that the buffer store 65 is ready to take charge on the storage capacitor 66.
  • the switch S 20 is closed, so that the capacitor 152 is connected to the input terminal 60.
  • the difference between the voltage and the voltage U 01 and U 2 lies on the capacitor 152 , by means of which it affects the charge
  • switch S 1 is open and switch S 2 is closed, so that buffer store 65 is ready to take charge.
  • the switch S 21 is closed, so that the capacitor 152 is connected to the reference conductor 61.
  • the capacitor 152 has the sum of the voltages U 01 and U 3 , by which it is applied to the charge
  • phase 1 of the following cycle the capacitor 66 is discharged again to the residual charge Q 66R according to equation (89).
  • C m (98) is transferred to the storage capacitor 72.
  • dQ M For dR> 0, dQ M ⁇ 0.
  • the charge on the integration capacitor 72 therefore decreases each time a measurement charge packet dQ M is transferred , and accordingly the output voltage U A2 of the operational amplifier A 2 becomes smaller. If the voltage U A2 falls below the predetermined threshold voltage U S of the comparator 71, its output voltage U A3 tilts to its maximum value, as a result of which a compensation cycle is triggered in the control circuit 67.
  • the correction circuit 73 of FIG. 11 is identical to that of FIG. 8 and, in principle, has the same function, apart from the different time course of the switch control signals.
  • FIG. 12 again shows two different time profiles of the assigned control signal for each switch. , of which one curve is used when a positive charge packet is to be generated, while the other curve is used when a negative charge packet is to be generated.
  • the switches S 11 , S 13 , S 15 , S 17 in conjunction with the associated capacitors 91, 93, 95, 97 serve to generate correction charge packets in the measuring cycles M
  • the switches S 12 , S 14 , S 16 , S 18 serve to generate K charge packets in the compensation cycles which contain compensation charge packets and correction charge packets.
  • the voltage U A1 available at the switching point 78 and thus also the temperature-dependent voltage U T available at the tap 83 assume different values which can be used by suitable selection of the switching phases for charging or recharging the capacitors.
  • the square-wave signal which switches S 9 and S 10 determines whether conditioning or recharging takes place in a switching phase.
  • the square-wave signal which controls the switches S 9 and S 10 determines whether a switching phase causes conditioning or a recharge.
  • switch S 7 While switch S 7 is closed in every cycle, switch S 8 is closed only in every second cycle.
  • the charge packets generated in the course of two successive cycles in the correction circuit 73 are collected on the storage capacitor 84 and then transferred to the integration capacitor 72 in phase 7 of the second cycle as a correction charge packet or as a combined compensation and correction charge packet.
  • the two successive cycles in the course of which a correction charge packet is formed are designated as measurement cycles M 1 and M 2 in FIG. 12, and the two successive cycles in the course of which a compensation and correction charge packet is formed are marked with K 1 and K 2 .
  • control signals S 11+ and S 15+ from FIG. 12 conditioning takes place in the phase 7 of each measuring cycle M 1 and the subsequent recharging in phase 2 of the following measuring cycle M 2 .
  • the control signals S 12+ and S 16+ condition the dsr Phass 7 js of the compensation cycle K 1 and reload in phase 2 of the following compensation cycle K 2 .
  • the control signals S 11- and S 12- effect the conditioning in phase 5 of each measuring cycle M 1 and the transfer in phase 8 of the same measuring cycle M 1 .
  • the control signals S 12 and S 16 cause the conditioning in the phase 5 and the charge reversal in phase 8 of each compensation cycle K 1 .
  • the control signals S 1 3 + and S 17 result in a first conditioning in phase 1 and the subsequent first transfer in phase 4 of each measuring cycle M 1 .
  • two charge packets are thus generated one after the other, which contribute to the formation of the same correction charge packet which is transferred to the integration capacitor 72 in phase 7 of the measuring cycle M 2 .
  • the charge signals S 1 4+ and S 18+ generate two charge packets in the same phases of the compensation cycles K 1 and K 2 , which contribute to the formation of the same compensation and correction charge packets that occur in phase 7 of the compensation cycle K 2 is transferred to the integration condenser 72.
  • control signals S 13- and S 17- cause a first conditioning in phase 3 and a first charge in phase 8 of each measuring cycle M 1 as well as a second conditioning in phase 3 and a second charge in phase 6 js of the measuring cycle M. 2 , whereby two charge packets are generated which contribute to the formation of the correction charge pack which is transferred to the integration capacitor 72 in phase 7 of the measuring cycle M 2 .
  • two charge packets are generated by the control signals S 14- and S 18- , which contribute to the formation of the compensation and correction charge packets which are transmitted to the integration capacitor 72 in the phase 7 of the compensation cycle K 2 becomes.
  • Table III at the end of the description summarizes all the cargo packages that can be realized with the arrangement of FIG. 11.
  • the transfer function of the circuit is calculated from the equation for the charge balance: the sum of all charge packets integrated in the integration capacitor 72 is equal to zero in a certain time interval. If one considers a time interval of 2n cycles, in which dsm k compensation cycles and thus (nk) correction cycles are contained, the charge packets summarized in Table IV are transferred to the integration capacitor 72 in this time interval. The signs of the coefficients are set by appropriate selection of the control signals S 11+ to S 18+ or S 11- to S 18 .
  • n C 11 -B 11. + (C 12 -B 12 ) .V ⁇ + (C 21 -B 21 + (C 22 -B 22 ) .V ⁇ ) .dR / R (107)
  • Equation (108) shows that the capacitance C m of the capacitor 152 as well as the capacitances of the capacitors 72 and 84, the offset voltages of the operational amplifiers, the operating voltages of the circuit and the frequency with which. the control circuit 67 is clocked, not included in the transfer function.
  • the value of the voltage U 1 is only limited by the working range of the circuit.
  • the correction coefficients can be set in the same way as in the circuit of FIG. 8, for example with the aid of partial capacitors which are connected in parallel by digital programming, or also by adjustable resistances if instead of the correction circuit 73 of FIG. 11, the correction circuit 110 10 is used. Otherwise, all modifications that have been described in connection with the circuit of FIG. 8 can be applied without restriction to the circuit of FIG. 11. This also applies to the correction of other interference effects.
  • FIG. 13 shows the modification of the signal processing circuit of FIG. 11 for the signal processing and error correction of the sensor signal supplied by a full resistance bridge.
  • the full resistance bridge 160 consists of two half resistance bridges of the type explained in connection with FIG. 11.
  • resistors 161, 162, 163, 164 which are arranged in the four bridge junctions and whose resistance values are equal to dR, but with different signs, differ from the same basic resistance R.
  • the resistances that lie in diametrically opposed bridges have equal resistance values.
  • resistors 161 and 164 have resistance R + dR and resistors 162 and 163 have resistance R-dR.
  • junction corner 165 between the resistors 161 and 162 is connected to the input terminal 60 and the junction corner 166 between the resistors 163 and 164 is connected to the reference conductor 61, which in this case is connected to ground.
  • the supply voltage U 1 is thus applied to the bridge diagonal between the bridge corner points 165 and 166.
  • the voltage U 2 exists across the reference potential
  • the voltage U 3 exists across the reference potential.
  • the associated signal processing circuit differs from that of FIG. 11 only in a slightly different design of the function block 170.
  • the buffer memory 65 and the integrator 70 are shown in FIG. 13, the same parts again with the like reference numerals as in Fig. 11 are designated.
  • the non-inverting input of the operational amplifier A 1 is connected to the reference conductor 61 which is connected to ground.
  • Function block 170 contains a switch group 171 with four switches S 23 , S 24 , S 25 , S 26 and a capacitor 172 of capacitance C m , the one electrode of which is connected to the inverting input of the operational amplifier A 1 .
  • the other electrode of the capacitor 172 is connected by the switch S 23 to the bridge corner 165, by the switch S 24 to the bridge corner 168, by the switch S 25 to the bridge corner 167 and by the switch S 26 to the bridge corner 166.
  • the switch S 23 the voltage U 1, through the switch S 2 4, the voltage U 3 the voltage U 2, and through the switch S 26 the reference potential to the capacitor 172 is applied through the switch S 25th
  • a difference between the signal processing circuit of FIG. 13 and those of FIGS. 8 and 11 is that the function block 170, in conjunction with the buffer memory 65, not only generates the measurement charge packets dQ M , but also the compensation charge packets dQ K , both of which are generated via the switch S. 7 to the integrator 70, so that the correction circuit 73 (FIG. 11) (not shown in FIG. 13) only generates the correction charge packets which are transmitted to the integrator 70 via the switch S 8 .
  • the switches of the switch group 171 are thus controlled by the control circuit 67 (FIG.
  • the circuit Before the start of its measuring cycle M, the circuit is in the initial state in which the storage capacitor 66 does not yet carry the charge applied in the previous cycle. In a first phase of the measuring cycle, the switches S 1 and S 7 are closed, causing the storage capacitor 66 to charge the remaining charge
  • the switch S 1 is opened and the switch S 2 is closed, so that the buffer store 65 is ready to take charge on the storage capacitor 66.
  • the switch S 25 is closed, so that the capacitor 172 is connected to the voltage U 2 and thereby to the charge
  • the circuit At the beginning of a compensation cycle K, the circuit is in the initial state. In its first phase of the compensation cycle, the switches S 1 and S 7 are closed, causing the storage capacitor 66 to charge the remaining charge
  • the switch S 1 is opened and the switch S 2 is closed, so that the intermediate store 65 is ready to take charge on the store capacitor 66.
  • the switch S 23 is closed, so that the capacitor 172 is connected to the span voltage U 1 and thus on the load
  • the same measurement and compensation charge packages dQ M and dQ K are available for the full resistor bridge as for the half resistor bridge.
  • the correction method explained in connection with FIGS. 11 and 12 can thus also be applied to the full resistance bridge.
  • the correction charge packets are generated by the correction circuit, which can have the same structure as the correction circuit 73 of FIG. 11 or the correction circuit 110 of FIG. 13, in the manner explained above by a suitable choice of the switching phases of the switch control signals and via the Transfer switch S 8 to the integration capacitor 72 of the integrator 70. While in the exemplary embodiments explained so far, the signal processing circuit supplies a digital output signal and the measurement sensor receives one of these output signals
  • the invention and its disturbance variable correction can also be used when the signal processing circuit generates an analog output signal and this is fed back to the measuring sensor.
  • FIG. 14 An embodiment is shown in FIG. 14 which corresponds to that of FIG. 8 except for this difference and the modifications caused by it.
  • the comparator 71 and the two counters 100, 101 are therefore missing in FIG. 14.
  • a switch S 27 is placed between the input terminal 60 and the end of the voltage divider 54.
  • the output of the integrator 70 that is also its
  • Output voltage U A2 is applied to the same end of the voltage divider 54 via a switch S 28 .
  • FIG. 15 shows timing charts in the event that the
  • the switches S ... are actuated by control signals which are supplied by a control circuit 67 which is synchronized by a clock signal generated by a clock generator 68.
  • the control signals are again identified by the same reference symbols S ... as the switches which they control.
  • the switch is open when the signal controlling it has the low signal value and closed when the signal controlling it has the high signal value.
  • switches are symbolically represented as mechanical switch contacts, but in reality, of course, they are formed by fast electronic switches, for example field effect transistors.
  • 15 to 18 show not only the time course of the control signals S ... but also the time course of the voltage U C across the storage capacitor 66 and
  • the switches S 1 , S 2 are controlled by a periodic square wave signal in push-pull, so that the switch S 1 is open when the switch S 2 is closed, and vice versa.
  • the switches S 1 , S 2 assume their alternating states for the duration of phases 1 to 4. When the switch S 1 is closed and the switch S 2 is open, which is the case in phases 1 and 3 of each cycle Z, those in the input circuit of the
  • Voltage U A2 is at voltage divider 54.
  • Terminal 60 lying voltage and on the other hand by the
  • V 2 (R 57 + R 58 ) / (R 56 + R 57 + R 58 ) (123)
  • V 3 R 58 / (R 56 + R 57 + R 58 ) (124)
  • phase 1 of each cycle Z the charge applied in the previous cycle is still on the storage capacitor 66.
  • the duration of phase 1 the charge applied in the previous cycle is still on the storage capacitor 66.
  • Switch S 1 closed and switch S 2 open so that the storage capacitor 66 is disconnected from the output of the operational amplifier A 1 .
  • the switch S 7 is closed for the duration of phase 1, so that a charge transfer from
  • Storage capacitor 66 takes place on the integration capacitor 72. As a result, the storage capacitor 66 is on the remaining charge
  • Integration capacitor 72 flows.
  • the circuit is in the conditioning phase for the capacitors 51, 52 for the duration of phase 1, since switch S 1 is closed and switch S 2 is open. Since the switch S 3 is open and the switch S 4 is closed, the measuring capacitor 51 is connected to the tap 62 of the voltage divider, so that it charges
  • the reference capacitor 52 is connected to the tap 63 of the voltage divider 54, since the switch S 5 is open and the switch S 6 is closed.
  • Q Cref (1) (U 01 + U B - U 3 ). C ref . (U 01 + U B - V 3 .U 1 ). C ref (131) is charged without the charge of the storage capacitor 66 being influenced by this charging.
  • phase 2 of each cycle Z the switch S 1 is open and the switch S 2 is closed, so that the buffer store 65 is ready to take charge on the storage capacitor 66.
  • (U 2 - U 3 ) (C ⁇ - C ref ).
  • the charge quantity dQ M is referred to as a “measurement charge packet”. With C ⁇ > C ref ; U 2 > U 3 causes a positive change in the voltage U C , as can be seen from the associated diagram in FIG. 15. Together with the initial charge, the storage capacitor 66 now contains the resulting charge
  • phase 3 the switches S 1 to S 6 are again in the same position as in phase 1, but the switch S 7 remains open, so that there is no charge transfer from the storage capacitor 66 to the integration capacitor 72 and thus the
  • Storage capacitor 66 maintains its charge. Furthermore, the switch S 27 is now open and the switch S 28 is closed so that the voltage U A2 is present at the voltage divider 54.
  • capacitors 51 and 52 are charged to the following charges:
  • Phase 4 differs from phase 2 in that switch S 3 remains open, so that measuring capacitor 51 is neither connected to tap 62 nor to tap 63. As a result, only the reference capacitor 52 is on charge
  • Compensation charge packet dQ K denotes and causes a negative change in the voltage U C , as from the associated
  • FIG. 16 shows diagrams which are modified compared to those of FIG. 15 in the event that the same measurement effect, but with the opposite sign, namely - (C ⁇ - C ref) / C ref,
  • Switch S 3 is closed during phase 1. It is therefore operated simultaneously and in the same direction as the switch S 7 .
  • Switches S 4 , S 6 are closed during phases 2 and 3, while - inversely - switch S 5 is open. The following processes result:
  • Switch S 1 closed and switch S 2 open, so that the storage capacitor 66 from the output of the operational amplifier A 1 is separated.
  • the switch S 7 is closed for, the duration of phase 1, so that a charge transfer from
  • Storage capacitor 66 takes place on the integration capacitor 72. As a result, the storage capacitor 66 is on the remaining charge
  • the circuit is in the conditioning phase for the capacitors 51, 52 for the duration of phase 1, since the
  • Switch S 1 is closed and switch S 2 is open. Since the switch S 4 is open and the switch S 3 is closed, the measuring capacitor 51 is connected to the tap 63 of the voltage divider 54, so that it is on the charge
  • the reference capacitor 52 is connected to the tap 62 of the voltage divider 54, since the switch S 6 is open and the switch S 5 is closed.
  • phase 2 of each cycle Z the switch S 1 is open and the switch S 2 is closed, so that the buffer store 65 is ready to take charge on the storage capacitor 66.
  • the switches S 3 , S 5 are open and the switches S 4 , S 6 are closed, so that now the measuring capacitor 51 with the
  • phase 3 the switches S 1 , S 2 are again in the same position as in phase 1 and the switches S 4 to S 6 as in phase 2, but the switches S 3, S 7 remain open, so that no transfer from Storage capacitor 66 on the
  • Phase 4 differs from phase 2 in that switches S 4 , S 6 are open and switch S 5 are closed, so that measuring capacitor 51 is neither connected to tap 62 nor to tap 63. As a result, the
  • FIG. 17 shows diagrams which are modified compared to those of FIG. 15 in the event that another of the inputs
  • Switch S 4 is actuated in push-pull to switch S 3 . This is closed in phases 2 and 3, open in phases 1 and 4. As a result, switch S 4 is open in phases 2 and 3, but is closed in phases 1 and 4.
  • the in the individual phases Charge quantities and transshipment occurring result from the equations (129) to (141) given in the explanation of FIG. 15 in with the derivative of the valid for FIG.
  • Equations (142) to (154) are comparable and therefore familiar; it is therefore not derived.
  • FIG. 18 shows diagrams which apply to those of FIG. 15 in the event that the measuring effect C ⁇ / C ref
  • Switch S 4 is - again as in Fig. 17 - in push-pull closed
  • switch S 4 is only open in phase 2.
  • Switch S 6 (and push-pull switch S 5 ) is only closed in phase 3 (open).
  • the quantities of cargo and transshipment are again comparable and familiar, so that they cannot be derived.
  • Control circuit 67 can therefore e.g. by means of an appropriately programmed microprocessor.
  • each cycle Z can be made from n
  • Q C (Z) Q C (R) + n.dQ M + K + dQ K (155) accumulated.
  • phase 1 of the following cycle Z storage capacitor 66 is discharged again to the residual charge Q C (R) by closing switch S 7 .
  • the differential charge dQ n.dQ M + k.dQ K (156) is transferred to the integration capacitor 72, whereby the output voltage U A2 is readjusted.
  • the entire circuit therefore works as a control loop, which tries to bring the output voltage U A2 to a value at which
  • Storage capacitor 66 is a charge balance.
  • the voltage ratio U A2 / U 1 indicates the desired measurement effect, and the output voltage U A2 no longer changes as long as the capacitance C ⁇ of the measuring capacitor 51 maintains its value.
  • the output voltage U A2 goes through with the capacitance C of the integration capacitor 72 determined time constants to another value.
  • Voltage divider 54 are not included in the transfer function, but the voltage divider ratios V 2 , V 3 determine the size of the charge packets and thus the dimensioning of the
  • Capacitors 66, 72 Likewise, their capacitance values, the offset voltages of the operational amplifiers, go
  • the supply voltage of the circuit and the frequency with which the control circuit is clocked do not affect the end result.
  • the value of the voltage U 1 is determined by the working range
  • Power supply voltage is inversely proportional. Is selected as the supply voltage U 1 a fixed reference voltage U rej, is obtained according to equation (158) an absolute output signal.
  • FIG. 19 shows an exemplary embodiment that differs from that shown in FIG. 11 — again like FIG. 14 — only therein
  • FIG. 12 results.
  • the diagrams in FIG. 20 also show the time profile of the voltage U C at the storage capacitor 66 and the output voltage U A2 during several successive cycles Z.
  • Each cycle Z is divided into six phases, which are numbered 1 to 6 are.
  • the switches S 1 , S 2 are controlled by a periodic square wave signal in push-pull, so that the switch S 1 is open when the switch S 2 is closed, and vice versa.
  • the switches S 1 , S 2 assume their alternating states for the duration of one of the phases 1 to 6. If the switch S 1 is closed and the switch S 2 is open, which is the case in phases 1, 3 and 5 of each cycle Z, the can in
  • Capacitor 152 is connected to one of the voltages U 2 , U 3 and U 01 by one of the switches S 20 to S 22 and is charged accordingly without the charge in the storage capacitor 66 being influenced thereby.
  • the circuit is in the
  • Conditioning phase for conditioning the capacitor 152.
  • the buffer store 65 is ready for the transfer of charge from the capacitor 152 to the storage capacitor 66.
  • phases 1 to 4 of each cycle Z switch S 28 is open. Phases 1 to 4 of each cycle Z thus form a partial cycle Z 1 , in which the voltage U 1 is across the resistance half-bridge 140. In contrast, in phases 5 and 6, switch S 28 is closed and switch S 27 is open. Phases 5 and 6 thus form a sub-cycle Z A , in which voltage U A2 is across resistor half-bridge 140.
  • Half-bridge 140 is set, the voltages U 2 , U 3 have the following values: (159)
  • the signal processing circuit of FIG. 19 works like that of FIG. 11 according to the principle of the charge balance that takes place in the storage capacitor 66.
  • Function block 150 provides discrete charge packets that are on the
  • Storage capacitor 66 are transferred. These charge packets are generated in that the capacitor 152 is alternately charged and recharged by the different voltages U 2 , U 3 , U 01 with the help of the switches S 20 , S 21 , S 22 .
  • phase 1 of each cycle Z the charge applied in the previous cycle is still on the storage capacitor 66.
  • the duration of phase 1 the charge applied in the previous cycle is still on the storage capacitor 66.
  • Switch S 1 closed and switch S 2 open so that the storage capacitor 66 is disconnected from the output of the operational amplifier A 1 .
  • the switch S 7 is closed for the duration of phase 1, so that a charge transfer from
  • Integration capacitor 72 flows.
  • the circuit is in the conditioning phase of the capacitor 152 for the duration of phase 1, since switch S 1 is closed and switch S 2 is open. Since at the same time
  • phase 2 of each cycle Z the switch S 1 is open and the switch S 2 is closed, so that the buffer store 65 is ready to take charge on the storage capacitor 66.
  • Connection conductor 153 is connected to the non-inverting input of the operational amplifier A 1 and through the
  • Phase 5 is again a conditioning phase for the
  • Capacitor 152 is connected to the reference conductor 61 and to the charge
  • the compensation charge packet dQ K causes one to do so
  • Each cycle Z can in turn consist of n sub-cycles Z 1 and
  • Fig. 20 shows the relationships for the
  • Discharge storage capacitor 66 to the residual charge Q C (R) .
  • the differential charge dQ n. dQ M + k. dQ ⁇ (177) is transferred to the integration capacitor 72, whereby the
  • Output voltage U A2 is readjusted.
  • the circuit therefore works as a control loop, the output voltage U A2 to a
  • n measurement charge packets dQ M is.
  • n. dQ M + k. dQ K 0 (178)
  • the capacitance value of the capacitor 152 does not go into the
  • Capacitors 66, 72 Likewise, theirs go again
  • Capacitance values, the offset voltages of the operational amplifiers, the supply voltage of the circuits and the frequency with which the control circuit is clocked do not influence the final result.
  • the value of the voltage U 1 is only limited by the working range of the circuit. If one chooses the supply voltage U 1
  • Equation (179) an output signal that the
  • Power supply voltage is proportional. You choose as
  • FIG. 21 shows a modification of the circuits of FIGS. 14 and 19, which supply an analog output current I A instead of an analog output voltage U A2 . 21 are the
  • Buffer 65 and integrator 70 of FIGS. 14 and 19 each represented by a circuit block.
  • Circuit block 180 of FIG. 21 corresponds to the circuit group consisting of the measuring sensor and the function block of
  • the output of the integrator 70 is connected in FIG. 21 to the base of an npn transistor 181, which is connected as an emitter follower to a resistor 182 of the value R A in the emitter circuit.
  • the feedback leading to switch S 28 is connected to the emitter of transistor 181.
  • Equation (175): dQ K U RA . C m (182)
  • Measuring arrangements in which the measurement signal is transmitted in the form of a direct current via a single two-wire line, which can vary, for example, between 4 mA and 20 mA and in which the supply current for the sensor and the

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Abstract

Diese Anordnung dient zur Verarbeitung von Sensorsignalen, die von einem Meßsensor (1) und von einem oder mehreren weiteren Sensoren (4) geliefert werden. Der Meßsensor (1) erzeugt einen Meßeffekt M1, der von einer zu erfassenden physikalischen Meßgröße und von physikalischen Störgrößen abhängt. Jeder weitere Sensor erzeugt Meßeffekte M2...Mn, die im wesentlichen nur von den zu erfassenden physikalischen Störgrößen abhängen. Die Anordnung enthält eine Signalverarbeitungsschaltung (2), die die Meßeffekte als Eingangsgrößen empfängt und durch analoge Verarbeitung der Sensorsignale eine Ausgangsgröße S liefert, deren Verhältnis zu einer Referenzgröße Sref in Abhängigkeit von den die Eingangsgrößen bildenden Meßeffekten durch eine in besonderer Weise definierte Übertragungsfunktion bestimmt ist. Die Koeffizienten der Übertragungsfunktion sind zur Erzielung des gewünschten Übertragungsverhaltens in Abhängigkeit von den Eigenschaften des Meßsensors (1) einstellbar, wodurch der Einfluß der Störgrößen auf dessen Meßeffekt kompensiert wird und Fehler zwischen der Meßgröße und dem Meßeffekt M1 korrigiert werden.

Description

Anordnung zur Verarbeitung von Sensorsignalen
Die Erfindung besteht nach Anspruch 1 in einer Anordnung zur Verarbeitung von Sensorsignalen, die von einem Meßsensor, der als Reaktion auf die physikalische Einwirkung einer zu
erfassenden physikalischen Meßgröße sowie einer oder mehrerer physikalischer Störgrößen einen Meßeffekt M, erzeugt, der von der zu erfassenden physikalischen Meßgröße und von den
physikalischen Störgrößen abhängt, und die von einem oder mehreren weiteren Sensoren geliefert werden, die Meßeffekte M2...Mn erzeugen, die im wesentlichen nur von physikalischen Störgrößen abhängen, mit einer Signalverarbeitungsschaltung, welche die Meßeffekte als Eingangsgrößen empfängt und die so ausgebildet ist, daß sie durch analoge Verarbeitung der
Sensorsignale eine Ausgangsgröße S liefert, deren Verhältnis zu einer Referenzgröße Sref in Abhängigkeit von den die
Eingangsgrößen bildenden Meßeffekten M1, M2...Mn durch die
Übertragungsfunktion
S b11 + b12.M2 +...+ b11.Mn + (b21 + b22.M2 +...+ b2n.Mn).M1
Sref c11 + C12.M2 +...+ c1n.Mn + (c21 + C22.M2 +...+ c2n.Mn).M1 bestimmt ist, deren Koeffizienten b11 . . . b2n, c11 ... c2n zur
Erzielung des gewünschten Übertragungsverhaltens in Abhängigkeit von den Eigenschaften des Meßsensors einstellbar sind.
Bei praktisch allen Sensoren, die zur Messung physikalischer Meßgrößen dienen, besteht das Problem, daß der vom Sensor gelieferte Meßeffekt nicht den gewünschten Zusammenhang mit der zu erfassenden Meßgröße aufweist. Einerseits ist der zu
Zusammenhang zwischen Meßgröße und Meßeffekt nichtlinear, und andererseits ist der Meßeffekt außer von der zu erfassenden physikalischen Meßgröße auch von physikalischen Störgrößen abhängig .
Ein Beispiel für eine sehr häufig in Erscheinung tretende physikalische Störgröße ist die Temperatur: Die meisten Sensoren sind temperaturabhängig, so daß der von ihnen erzeugte
Meßeffekt, der beispielsweise ein Kapazitätsverhältnis sein kann, nicht nur von der zu messenden physikalischen Größe, z.B. Druck, Feuchte und dergleichen, sondern auch von der Temperatur abhängt.
Es ist üblich, durch eine geeignete Verarbeitung des
Sensorsignals einerseits einen gewünschten, meist linearen
Zusammemhang zwischen der Ausgangsgröße der Signalverarbeitung und der zu erfassenden physikalischen Meßgröße herzustellen und andererseits den Einfluß bestimmter Störgrößen zu unterdrücken. So ist beispielsweise in "VDI-Berichte" Nr. 509, 1984, S. 165 bis 167, eine Anordnung zur Kompensation der Temperaturfehler eines kapazitiven Einkammer-Differenzdrucksensors beschrieben, bei welcher die Meßkapazitäten in Kombination mit
Ladewiderständen in Meßintegratoren eingebaut sind und von einem amplitudengeregelten Sinusoszillator mit vorgegebener Freguenz gespeist werden. Parallel zu den Meßintegratoren wird ein
Referenzintegrator mit fester Zeitkonstante betrieben. Die
Ausgangsspannungen der Integratoren werden gewichtet und
summiert, und die gleichgerichtete Ausgangsspannung des
Summationspunktes dient zur Amplitudenregelung des
Sinusoszillators in der Weise, daß sie gleich einer festen
Referenzspannug gehalten wird. Durch zusätzliche Wichtung der Ausgangssignale der Integratoren, die dann zur Bildung des den Meßwert darstellenden Ausgangssignals summiert werden, erfolgt die Temperaturkompensation des Nullpunkts und die Kompensation des Nullpunktversatzes.
Diese vorbeschriebene Anordnung ist auf die Verarbeitung der Sensorsignale von kapazitiven Sensoren und auf die Korrektur einer einzigen Störgröße, nämlich der Temperatur, beschränkt. Ferner läßt sich ihr Prinzip nicht auf andere Arten der analogen Signalverarbeitung übertragen, beispielsweise auf die in zunehmenden Maße angewendete Signalverarbeitung durch
guantisierten Ladungstransport mit Ladungsbalance mittels
Schalter-Kondensator-Strukturen ("switched-capacitor charge- balancing"). In der Zeitschrift "IEEE Transactions on
Instrumentation and Measurement", Vol. IM-36, Nr. 4,
Dezember 1987, Seiten 873 bis 878, ist beispielsweise
beschrieben, wie das Ausgangssignal eines kapazitiven
Differenzdrucksensors nach diesem Prinzip verarbeitet werden kann, und in der US-A 48 16 745, die der DE-A 36 33 791
entspricht, ist beschrieben, wie das Ausgangssignal eines
Widerstandssensors in Form einer Halbbrücke mit gegensinnig veränderlichen Widerständen nach dem gleichen Prinzip
verarbeitet werden kann. In diesen beiden Veröffentlichungen sind jedoch keine Maßnahmen zur Korrektur des Einflusses von Störgrößen oder von Fehlern im Zusammenhang zwischen Meßgröße und Meßeffekt beschrieben.
Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Anordnung, die die Korrektur des Einflusses beliebig vieler Störgrößen beliebiger Art auf den Meßeffekt sowie die Korrektur von Fehlern im
Zusammenhang zwischen der Meßgröße und dem Meßeffekt bei einem Meßsensor beliebiger Art, der Meßeffekte der eingangs
angegebenen Art erzeugt, ermöglicht und die insb. auch für die Signalverarbeitung durch guantisierte Ladungsübertragung mit Ladungsbalance mittels Schalter-Kondensator-Strukturen geeignet ist.
Mit der eingangs angegebenen Übertragungsfunktion der
Signalverarbeitungsschaltung können alle wichtigen Kenndaten eines Meßsensors so korrigiert werden, daß der gewünschte
Zusammenhang zwischen der auf ihn wirkenden Meßgröße und der Ausgangsgröße der Signalverarbeitungsschaltung erhalten wird und der Einfluß aller von Störgrößen stammenden Meßeffekte
korrigiert wird. Hierzu ist es lediglich erforderlich, die
Kenndaten des Meßsensors auszumessen und die Koeffizienten der Übertragungsfunktion in der Signalverarbeitungsschaltung, je nach deren Aufbau, entsprechend einzustellen. Wenn die Signalverarbeitungsschaltung gemäß einem
Ausführungsbeispiel der Erfindung mit Wichtungsschaltungen zur Wichtung der Meßeffekte ausgebildet ist, werden die
Wichtungsfaktoren der WichtungsSchaltung entsprechend den erforderlichen Koeffizienten der Übertragungsfunktion
eingestellt. Wenn die Signalverarbeitungsschaltung mit
guantisierter Ladungsübertragung und Ladungsbalance mittels Schalter-Kondensator-Strukturen arbeitet, wird die
Übertragungsfunktion gemäß einer besonders vorteilhaften
Ausführungsform der Erfindung durch die Erzeugung zusätzlicher Korrektur-Ladungspakete realisiert, die in die Ladungsbalance einbezogen werden. In diesem Fall können die Koeffizienten der Übertragungsfunktion durch Einstellung der die Korrekturladungspakete bestimmenden Kapazitäten, Widerstände und/oder Spannungen auf die erforderlichen Werte eingestellt werden.
Die Signalverarbeitungsschaltung kann so aufgebaut sein, daß sie sowohl ein analoges als auch verschiedene Arten von digitalen Ausgangssignalen abgibt. Die Erfindung ist bei allen Arten von Meßsensoren anwendbar, die Meßeffekte der angegebenen Art erzeugen; der übliche Einsatz der Meßsensoren wird durch die Anwendung der Erfindung in keiner Weise beeinträchtigt.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt sind.
Fig. 1 zeigt ein Prinzipschema zur Erläuterung des der
Erfindung zugrundeliegenden Problems,
Fig. 2 zeigt eine Schnittansicht eines kapazitiven Sensors, Fig. 3 zeigt eine schematische Darstellung eines
Widerstandssensors mit Dehnmeßstreifen in
unbelastetem Zustand,
Fig. 4 zeigt den Widerstandssensor von Fig. 3 in belastetem
Zustand, Fig. 5 zeigt das Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung, bei welcher die Signalverarbeitungsschaltung mit
Wichtungsschaltungen und einem Analog-Digital- Wandler ausgebildet ist,
Fig. 6 zeigt das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des
Analog-Digital-Wandlers von Fig. 5,
Fig. 7 zeigt eine abgeänderte Ausführungsform der Anordnung von
Fig. 5,
Fig. 8 zeigt das Schaltbild einer mit guantisiertem
Ladungstransport und Ladungsbalance mittels
Schalter-Kondensator-Struktύren arbeitenden
Signalverarbeitungsschaltung für die Verarbeitung der von einem kapazitiven Sensor gelieferten
Sensorsignale, die ein digitales Ausgangssignal erzeugt,
Fig. 9 zeigt Zeitdiagramme von Signalen, die in der
Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 8 vorkommen,
Fig. 10 zeigt eine abgeänderte Ausführungsform der in der
Anordnung von Fig. 8 enthaltenen
Korrekturschaltung,
Fig. 11 zeigt das Schaltbild einer mit guantisiertem
Ladungstransport und Ladungsbalance mittels
Schalter-Kondensator-Strukturen arbeitenden
Signalverarbeitungsschaltung für die Verarbeitung des von einer Widerstands-Halbbrücke gelieferten Sensorsignals,
Fig. 12 zeigt Zeitdiagramme von Signalen, die in der
Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 11
vorkommen,
Fig. 13 zeigt einen Teil einer abgeänderten Ausführungsform der
Anordnung von Fig. 11 für die Verarbeitung des von einer Widerstands-Vollbrücke gelieferten
Sensorsignals,
Fig. 14 zeigt das Schaltbild einer mit guantisierten
Ladungstransport und Ladungsbalance mittels
Schalter-Kondensator-Strukturen arbeitenden
Signalverarbeitungsschaltung für die Verarbeitung der von einem kapazitiven Meßsensor gelieferten Sensorsignale, die ein analoges Ausgangssignal erzeugt, das auf den Meßsensor zurückgekoppelt ist,
Fig. 15 zeigt Zeitdiagramme von Signalen, die in der
Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 14
vorkommen, für den Fall, daß der Meßeffekt
(Cχ-Cref)/Cref entspricht und Cχ > Cref ist,
Fig. 16 zeigt denen der Fig. 14 entsprechende Zeitdiagramme für den Fall, daß der Meßeffekt -(Cχ-Cref)/Cref entspricht und Cχ < Cref ist,
Fig. 17 zeigt denen der Fig.14 entsprechende Zeitdiagramme für den Meßeffekt (Cχ-Cref)/Cχ, wobei Cχ > Cref ist,
Fig. 18 zeigt denen der Fig. 14 entsprechende Zeitdiagramme für den Fall, daß der Meßeffekt Cx/Cref entspricht und Cχ > Cref oder Cχ < Cref sein kann,
Fig. 19 zeigt das Schaltbild einer mit guantisiertem
Ladungstransport und Ladungsbalance mittels
Schalter-Kondensator-Strukturen arbeitenden
Signalverarbeitungsschaltung für die Verarbeitung des von einer Widerstands-Halbbrücke gelieferten Sensorsignals, wobei ein analoges Ausgangssignal erzeugt wird, das auf den Meßsensor zurückgekoppelt ist,
Fig. 20 zeigt Zeitdiagramme von Signalen, die in der
Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 19
vorkommen, und
Fig. 21 zeigt einen Teil einer abgeänderten Ausführungsform der
Anordnung von Fig. 19 für die Verarbeitung des von einer Widerstands-Vollbrücke gelieferten
Sensorsignals.
Anhand der schematischen Darstellung von Fig. 1 soll das der Erfindung zugrundeliegende Problem erläutert werden. Fig. 1 zeigt einen Meßsensor 1, mit dessen Hilfe eine physikalische Größe gemessen werden soll. Der Meßsensor 1 ist so ausgebildet, daß er eine elektrische Kenngröße aufweist, die in Abhängigkeit von der zu messenden physikalischen Größe verändert wird. Der Meßsensor 1 ist mit einer Signaverarbeitungsschaltung 2
verbunden, die den Wert der elektrischen Kenngröße des
Meßsensors in ein auf ein Referenzsignal Sref bezogenes
Ausgangssignal S umwandelt, das somit gleichfalls von der zu messenden physikalischen Größe abhängt. Die veränderliche elektrische Kenngröße des Meßsensors 1 kann beispielsweise eine Kapazität oder ein Widerstand sein. Das Ausgangssignal S kann beispielsweise ein Analogsignal, ein digitales Signal oder eine Frequenz sein. Eine Versorgungsspannungsquelle 3 liefert an den Meßsensor 1 ein Versorgungssignal V, das es ermöglicht, die Änderung der Kapazität, des Widerstands oder der sonstigen elektrischen Kenngröße in ein elektrisches Signal umzuwandeln, das der Signalverarbeitungsschaltung 2 zugeführt wird . Die
Versorgungssignalguelle 3 ist in Fig. 1 zur Verdeutlichung getrennt dargestellt; in der Praxis ist sie meist in der
Signalverarbeitungsschaltung 2 enthalten, die das erforderliche Versorgungssignal zum Meßsensor 1 liefert. In Fig. 1 ist ein weiterer Sensor 4 dargestellt, dessen Zweck später erläutert wird.
Wenn beispielsweise angenommen wird, daß die zumessende
physikalische Größe ein Druck ist, kann für den Meßsensor 1 ein kapazitiver Drucksensor verwendet werden, bei welchem die vom Druck abhängige elektrische Kenngröße eine Kapazität oder ein Kapazitätsverhältnis ist. Fig. 2 zeigt eine Schnittansicht eines kapazitiven Drucksensors 10, der für diesen Zweck geeignet ist. Der Drucksensor 10 hat einen Grundkörper 11 und eine Membran 12, die am Umfang durch einen Abstandsring 13 miteinander verbunden sind. Die dem Grundkörper 11 zugewandte Fläche der Menbran 12 ist mit einer Metallisierung 14 versehen, die mit einem durch den Abstandsring 13 und durch den Grundkörper 11 hindurchgeführten Anschlußleiter 15 verbunden ist. Die der Membran 12 zugewandte Fläche des Grundkörpers 11 trägt eine zentrale kreisrunde Metallisierung 16, die mit einem durch den Grundkδrper 11 hindurchgeführten Anschlußleiter 17 verbunden ist, und eine die Metallisierung 16 umgebende ringförmige Metallisierung 18, die mit einem durch den Grundkörper 11 hindurchgeführten Anschlußleiter 19 verbunden ist.
Wenn auf die Außenfläche der Membran 12 ein Druck P einwirkt, wird die Membran verformt, so daß sich der Abstand zwischen dem mittleren Bereich der Metallisierung 14 und der gegenüberliegenden zentralen Metallisierung 16 in Abhängigkeit von diesem Druck ändert. Die beiden Metallisierungen 14 und 16 bilden daher die Elektroden eines Meßkondensators, dessen Kapazität Cx vom Druck P abhängt und zwischen den Anschlußleitern 15 und 17 gemessen werden kann. Dagegen bleibt der Abstand zwischen dem Randbereich der Metallisierung 14 und der gegenüberliegenden ringförmigen Elektrode 18 bei der druckabhängigen Verformung der Membran 12 im wesentlichen unverändert, da dieser Abstand durch den Abstandsring 13 festgelegt ist. Die beiden Metallisierungen 14 und 18 bilden daher die Elektroden eines Referenzkondensators, dessen Kapazität Cref vom Druck P unabhängig ist und zwischen den An-
Schlußleitern 15 und 19 gemessen werden kann.
Der vom Druck abhängige Meßeffekt ist bei einem solchen kapazitiven Drucksensor also die Änderung der Meßkapazität CX relativ zur Referenzkapazität Cref. Der Meßeffekt kann, je nach dem Anwendungsfall, unterschiedlich dargestellt werden.
Beispielsweise kann der Meßeffekt dem Kapazitätsverhältnis
Cx/Cref zwischen der Meßkapazität und der Referenzkapazität entsprechen, doch wird vorzugsweise das Kapazitätsverhältnis (Cx - Cref)/Cref verwendet, weil man durch die Differenz- bildung größere relative Änderungen erhält. Eine weitere
Möglichkeit wäre das Kapazitätsverhältnis (Cx - Cref ) / Cx .
Natürlich könnte auch die druckabhängige Meßkapazität Cx allein als Meßeffekt verwendet werden, doch ergibt die Quotientenbildung den Vorteil, daß der Meßeffekt von störenden
Einwirkungen, die sich auf die beiden Kapazitäten Cx und Cref in gleicher Weise auswirken, weitgehend unbeeinflußt bleibt.
Wenn die zu messende physikalische Größe eine Kraft ist, kann für den Meßsensor 1 ein Kraftsensor verwendet werden, wie er in Fig. 3 und 4 dargestellt ist. Der Kraftsensor 20 weist einen elastischen Träger 21 auf, der an einem Ende fest eingespannt ist und durch eine auf sein freies Ende einwirkende Kraft F verformbar ist. Auf zwei entgegengesetzten Seiten des Trägers 21 sind zwei Dehnmeßstreifen 22. und 23 so befestigt, daß sie bei einer Verformung des Trägers 21 gegensinnig verformt werden. Beispielsweise ist bei der in Fig. 4 dargestellten Verformung des Trägers 21 der Dehnmeßstreifen 22 gedehnt und der Dehnmeßstreifen 23 verkürzt. Bekanntlich hängt bei Dehnmeßstreifen der ohmsche Widerstand von der Längenänderung ab. Im unverformten Zustand (Fig. 3) haben die beiden Dehnmeßstreifen 22 und 23 den gleichen ohraschen Widerstand R. Bei der in Fig. 4 dargestellten gegensinnigen Verformung hat der Dehnmeßstreifen 22 den ohmschen Widerstand R + dR und der Dehnmeßstreifen 23 den ohmschen Widerstand R- dR. Der Kraftsensor 20 von Fig. 3 und 4 ist somit ein Beispiel für einen Sensor, bei dem die elektrische Kenngröße, die von der zu messenden physikalischen Größe abhängt, ein Widerstand ist. Der Meßeffekt, der zur Messung der Kraft F verwendet wird, ist vorzugsweise das Widerstandsverhältnis dR/R. Zur Gewinnung eines diesem Widerstandsverhältnis proportionalen Sensorsignals ist es bekannt, die beiden gegensinnig verformbaren Dehnmeßstreifen 22, 23 elektrisch zu einer Widerstands-Halbbrücke zu verbinden. Es sind auch Dehnmeßstreifen-Sensoren bekannt, bei denen zwei Paare von gegensinnig verformbaren Dehnmeßstreifen vorhanden sind, die zu einer Widerst ands-Vollbrücke zusammengeschaltet sind. sind noch zahlreiche andere Sensoren bekannt, die je nach der Art der zu messenden physikalischen Größe für den Meßsensor 1 von Fig. 1 verwendet werden können.
Im Idealfall würde der vom Meßsensor 1 gelieferte Meßeffekt M1, der in der Signalverarbeitungsschaltung 2 zur Erzeugung des Ausgangssignals S/Sref verwendet wird, dem gewünschten
Meßeffekt entsprechen, also beispielsweise dem Meßeffekt (Cχ - Cref)/Cref im Fall des kapazitiven Drucksensors von Fig. 1 oder dem Verhältnis dR/R im Fall des Kraftsensors von Fig. 3 und 4. Bei den üblichen Sensoren wird dieser Idealfall aus
verschiedenen Gründen nicht erreicht. So ist beispielsweise bei dem kapazitiven Drucksensor 10 von Fig. 2 die Meßkapazität Cx dem auf die Membran 12 einwirkenden Druck P nicht
notwendigerweise proportional. Ferner besteht ein
Nullpunktversatz, d.h. der Wert Null des Meßeffekts entspricht nicht dem Wert Null des zu messenden Drucks.
Schließlich ist in den meisten Fällen der vom Meßsensor 1 gelieferte Meßeffekt M1 außer von der zu messenden
physikalischen Größe auch von Störgrößen abhängig.
Beispielsweise ist bei dem kapazitiven Drucksensor 10 von Fig. 2 die Meßkapazität Cχ nicht nur von dem auf die Membran 12 einwirkenden Druck P, sondern auch von der Temperatur abhängig. Dementsprechend ist auch der vom Drucksensor 10 gelieferte Meßeffekt M1 außer von dem gesuchten Kapazitätsverhältnis (Cx - Cref)/Cref auch von der Temperatur T abhängig, die in diesem Fall eine Störgröße darstellt.
Zur Korrektur der Einwirkung solcher Störgrößen ist es bekannt, weitere Sensoren vorzusehen, die jeweils Meßeffekte liefern, die nur durch die Störung und nicht durch die messende Größe beeinflußt werden. Für den zuvor als Beispiel angegeben Fall, daß die Temperatur T eine Störgröße darstellt, ist in Fig. 1 der weitere Sensor 4 vorgesehen, der einen Meßeffekt M2
liefert, der nur von der Temperatur T, aber nicht von dem zu messenden Druck P abhängt. Der Sensor 4 kann beispielsweise einen temperaturabhängigen Widerstand derstand enthalten, der in Reihe mit einem temperaturunabhängigen Widerstand geschaltet ist, so daß ein Spannungsteiler gebildet wird, dessen Spannungsteilerverhältnis temperaturabhängig ist. Der Meßeffekt M» ist dann das temperaturabhängige Spannungsteilerverhältnis. Er kann in der Signalverarbeitungsschaltung 2 zur Korrektur der Temperaturabhangig- keit des Meßeffekts M1 verwendet werden. Entsprechende weitere Sensoren, die Meßeffekte M3 , M4.... Mn liefern, können zur Korrektur der Einwirkung anderer Störgrößen vorgesehen werden, wie in Fig. 1 durch weitere Eingänge der Signalverarbeitungsschaltung 2 angedeutet ist.
Der Einfluß der Störgrößen auf den Meßeffekt M1 kann dann durch die Meßeffekte M 2' M3 ... Mn der weiteren Sensoren ausgedrückt werden, so daß der fehlerhafte Meßeffekt M1 näherungsweise in der folgenden Form darstellbar ist:
M1 = f(E1, E12' M2 ... Mn)
= (a11 + a12. M2+... + a1n. Mn) + (1)
(a21 + a22. M2+... + a2n. Mn) . E1+a31.E1 2
Dabei steht E1 für die gesuchte fehlerfreie Einwirkung, bei dem Sensor von Fig. 2 also beispielsweise für einen linearen
Zusammenhang zwischen dem Kapazitätsverhältnis (Cx - Cref )/Cref und dem zu messenden Druck P, und bei dem Sensor von Fig. 3 und 4 für einen linearen Zusammenhang zwischen dem Widerstandsverhältnis dR/R und der zu messenden Kraft F. Die Koeffizienten a11 ... a2n beschreiben die Abhängigkeit des Meßeffekts M1 von den Meßeffekten M2... Mn der weiteren Sensoren, und der Koeffizient a31 beschreibt die Nichtlinearität des Zusammenhangs zwischen dem Meßeffekt M. und der Einwirkung E1 (unter Vernachlässigung von Gliedern höherer Ordnung). Die Signalverarbeitungsschaltung 2 ist zur Korrektur eines fehlerhaften Meßeffektes M1 so ausgebildet, daß der folgende Zusammenhang zwischen den verschiedenen Eingangsgrößen M1,
M 2... Mn und der Ausgangsgröße S/Sref besteht: S b11 + b12. M2+...+ b1n . Mn + (b21 + b22. M2+...+ b2n . Mn) . M1(2) Sref = C11 + C12. M2 +... + C1n . Mn + (c21 + C22. M2 +...+ C2n . Mn) . M1
Die vorstehende Gleichung soll nachfolgend als "Übertragungsfunktion" bezeichnet werden. Mit einer solchen Übertragungs- funktion kann innerhalb bestimmter Bereiche ein fehlerhafter Meßeffekt M. vom Typ der obigen Gleichung (1) korrigiert werden.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Signalverarbeitungsschaltung beschrieben, bei denen zur Vereinfachung angenommen ist, daß nur ein Störeffekt M2 auftritt. Der fehlerhafte Meßeffekt M. hat dann die Form
M1 = f(E1, E1 2, M2)
= (a11+a12. M2)+ (a21+a22. M2) . E1+a31. E1 2 (3) und die Signalverarbeitungsschaltung weist zur Korrektur dieser fehlerhaften Meßgröße M1 die folgende Übertragungsfunktion auf:
S b11+b12. M2 + (b21+b22. M2) . M1
Sref c11 + c12 . M2 (c21 + c22 . M2) .M1 (4)
Fig. 5 zeigt sehr schematisch den prinzipiellen Aufbau einer nach diesem Prinzip ausgebildeten Signalverarbeitungsschaltung 2, wobei als Beispiel angenommen ist, daß das Ausgangssignal ein durch ein mehrstelliges Digitalwort D gebildetes digitales Signal ist, das durch Analog-Digital-Umsetzung aus den analogen Ausgangssignalen der Sensoren 1 und 4 gebildet wird. In Fig. 5 ist auch wieder die Versorgungssignalquelle 3 dargestellt, die das Versorgungssignal V zu den Sensoren 1 und 4 liefert.
Als Beispiel ist angenommen, daß die zu messende physikalische Größe ein Druck P ist und daß die Temperatur T eine Störgröße darstellt. Der Sensor 1 kann also beispielsweise dem Sensor 10 von Fig. 2 entsprechen und den dort dargestellten Aufbau haben. Sein Ausgangssignal wird durch den Meßeffekt M1 ' beschrieben, der sich aus dem Produkt des Versorgungssignals V und der von den physikalischen Einwirkungen abhängigen Funktion M1(P,T) ergibt:
M1' = M1 . V (5)
Das Versorgungssignal V wird außerdem zu cem zweiten Sensor 4 geliefert, der nur auf die Störgröße, im vorliegenden Fall also auf die Temperatur T anspricht. Sein Ausgangssignal wird durch den Meßeffekt M2' beschrieben, der sich aus dem Produkt des Versorgungssignals V und der von der Einwirkung der Temperatur T abhängigen Funktion M2(T) ergibt:
M2' = M2 . V (6)
Das Versorgungssignal V wird in einer symbolisch dargestellten Wichtungsschaltung 30 mit einem Koeffizienten b11 und in einer Wichtungsschaltung 31 mit einem Koeffizienten c11 gewichtet. Die Wichtungsschaltungen können in an sich bekannter Weise durch Analogmultiplizierer, beispielsweise durch Operationsverstärker mit dem Verstärkungsfaktor b11 bzw. c11, gebildet sein. In entsprechender Weise wird das Ausgangssignal M1' des Sensors 1 in einer Wichtungsschaltung 32, mit einem Koeffizienten b21 und in einer Wichtungsschaltung 33 mit einem Koeffizienten c21 gewichtet, und das Ausgangssignal M2' des Sensors 4 wird in einer Wichtungsschaltung 34 mit dem Koeffizienten c12 und in einer Wichtungsschaltung 35 mit dem Koeffizienten b12 gewichtet. Die gewichteten Ausgangssignale der Wichtungsschaltungen 30, 32 und 35 werden in einer Summierschaltung 36 summiert, und die gewichteten Ausgangssignale der Wichtungsschaltungen 31, 34 und 33 werden in einer Summierschaltung 37 summiert. Die Ausgangsspannung Usig der Summierschaltung 36 wird dem Signaleingang 38a eines Analog-Digital-Wandlers 38 zugeführt, und die Ausgangsspannung Uref der Summierschaltung 37 wird dem Referenzeingang 38b des Analog-Digital-Wandlers 38 zugeführt. Der Analog-Digital-Wandler 38 stellt an seinem Ausgang 38c das digitale Wort
D = (2N-1)Usig/Uref (7) zur Verfügung, wobei N die Bitstellenzahl des digitalen Wortes ist.
Ein an sich bekanntes, nach dem Prinzip der Strombalance arbeitendes Ausführungsbeispiel des Analog-Digital-Wandlers 38 ist in Fig. 6 dargestellt. Der Signaleingang 38a ist über einen Widerstand 39 des Wertes 2R mit dem Summationsknoten 40 am nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 41 verbunden, dessen invertierender Eingang an Mass e gelegt ist . Der Op eratio ns v erstärker 41 ist da durch als Schwellenwertkomparator geschaltet, daß sein Rückkopplungskreis offen ist. Somit hat die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 41 einen niedrigen Wert, wenn die Spannung am nichtinvertierenden Eingang über dem am invertierenden Eingang anliegenden Massepotential liegt, und sie springt auf den hohen Signalwert, sobald die Spannung am nichtinvertierenden Eingang das Massepotential unterschreitet. Der Ausgang des Operationsverstärkers 41 ist mit einem Steuereingang eines sukzessiven Approximaticnsregisters ("successive approximation register") 42 verbunden.
Der Referenzeingang 38b ist mit dem Eingang eines nach Art ei ner Abzweigschaltung ausgebildeten Widerstands-Netzwerks 43 verbunden, dessen Längszweige jeweils einen Widerstand des Wertes R enthalten, während in jedem Querzweig ein Widerstand des Wertes 2R liegt. Jeder Querzweigwiderstand kann durch einen zugeordneten Schalter SW1 ... SWN wahlweise mit dem Summationsknoten 43 oder mit Masse verbunden werden. Die Schalter werden durch binäre Signale gesteuert, die an zugeordneten Ausgängen D1 ... DN des Approximationsregisters 42 abgegeben werden. Jeder Schalter SW1 ... SWN verbindet den zugeordneten Widerstand in der dargestellten Stellung mit dem Summationsknoten 40, wenn das binäre Signal am zugeordneten Ausgang des Approximationsregisters 42 den Signalwert 0 hat; wenn dieses Signal den Signalwert 1 hat, geht der betreffende Schalter in die andere Stellung, in der er den zugeordneten Widerstand mit Masse verbindet.
In Abhängigkeit vom Signalpegel am Ausgang des Operationsverstärkers 41 stellt das Approximationsregister 42 die binaren Signale an den Ausgängen D1 ... DN so ein, daß im Idealfall die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Eingängen des Operationsverstärkers 41 zu Null wird. In diesem idealen Abgleichfall fließt vom Signaleingang 38a über den Widerstand 39 zum Summationsknoten 40 der Signalstrom isig = Usig/2R (8) und die Schalter SW1 ... SWN des Widerstandsnetzwerks 43 sind durch das Approximationsregister 42 so eingestellt, daß für den vom Widerstandsnetzwerk 43 zum Summationsknoten 40 fließenden Referenzstrom gilt: iref =-i sig (9)
Die Einstellung des Approximationsregisters 42 und damit die Anschaltung der Widerstände des Widerstands-Netzwerks 43 wird unter dem Einfluß des Ausgangspegels des vom Operationsverstärker 41 gebildeten Komparators solange verändert, bis dieser Zustand erreicht ist. Dann besteht am Summationsknoten 40 Strombalance, und die binären Signale an den Aus gängen D1 ... DN des Approximationsregisters 42 bilden das digitale Wort D gemäß der Gleichung (7). Diese Ausgänge entsprechen somit dem Ausgang 38c von Fig. 5.
Anstelle des mit sukzessiver Approximation arbeitenden Analog-Digital-Wandlers von Fig. 6 kann auch ein integrierender Analog-Digital-Wandler, z.B. ein Dual-Slope-Wandler, verwendet werden, bei dem die Strombalance im Integrations- kondensatcr stattfindet. Dies ist dem Fachmann bekannt und wird nicht gesondert dargestellt.
Aus der Gleichung (7) und der Struktur von Fig. 5 ergibt sich die Ausgangsgröße des Analog-Digital-Wandlers 38 zu D = Usig b11.V+b12.M2'+b21 .M1'
2N-Uref = c11.V+c12.M2'c21.M1' (10) und aus den Gleichungen (5) und (6) folgt: D = b11+ b12.M2 +b21 .M1
2N-1 = c11 +c12.M2+'c21.M1 (11)
Die Gleichung (11) stellt die Übertragungsfunktion der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 5 dar, mit der die wichtigsten Kenndaten eines Sensors vom Typ gemäß Gleichung (1) mit den folgenden Korrekturkoeffizienten korrigierbar sind:
Nullpunkt : b11
TK-Nullpunkt : b12
Empfindlichkeit : b21,c11
TK-Empfindlichkeit : c12
: C12
Nichtlinearität : c12
Dabei ist "TK" die Abkürzung für "Temperaturkoeffizient"
Die Gleichungen (10) und (11) lassen erkennen, warum in der Signalverarbeitungsschaltung 2 von Fig. 5 auch das Versor- gungssignal V mit den Koeffizienten b11 und c11 gewichtet wird: Auf diese Weise kürzt sich das Versorgungssignal aus allen Termen der Übertragungsfunktion heraus, sodaß es nicht in das Ausgangssignal eingeht.
Es ist keineswegs erforderlich, daß alle Sensoren das gleiche Versorgungssignal erhalten. Die in Fig. 7 dargestellte
Schaltung unterscheidet sich von derjenigen von Fig. 5 dadurch, daß zur Versorgung des Sensors 4 das Versorgungssignal V in einer Wichtungsschaltung 44 mit einem Faktor d gewichtet wird und daß zu dem so gewichteten Signal in einer Summierschaltung 45 das Ausgangssignal M1 des Meßsensors 1 addiert wird.
Demnach ergibt sich die Ausgangsgröße des Digital-Wandlers 38 nach folgenden Übertragungsfunktionen:
D = Usig = b11. V + b 12 .M2 + b 21 .M1
(12)
2N-1 Uref c11. V + c 12.M2 + c 21 .M1
D b11 + d.b12.M2 + (b21 + b12.M2).M1
(13)
2N-1 c11 + d.c12.M2 + (c12 + C12.M2).M1
Mit dieser Übertragungsfunktion sind die wichtigsten Kenndaten eines Meßsensors vom Typ gemäß Gleichung (1) mit folgenden
Korrekturkoeffizienten korrigierbar:
Nullpunkt : b11
TK-Punkt : d.b12
Empfindlichkeit : d21, c11
TK-Empfindlichkeit : b12, d.c12
Nichtliniarität : c21
TK-Nichtliniarität : c12
Nachfolgend wird anhand verschiedener Ausführungsbeispiele beschrieben, wie die zuvor erläuterte Fehlerkorrektur bei
Signalverarbeitungsschaltungen realisiert werden kann, die nach dem Prinzip der Ladungsbalance mit Schalter-Kondensator- Kombinationen arbeiten. Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Signalverarbeitungsschaltung 2 von Fig. 1 für die Signalaufbereitung mit Fehlerkorrektur des von einem kapazitiven Sensor 50 gelieferten Sensorsignals. Der Sensor 50 enthält einen Meßkondensator 51 der Kapazität C und einen Referenzkondensator 52 der Kapazität Cref ; er kann beispielsweise die in Fiq. 2 dargestellte Struktur haben. Der interessierende Meßeffekt
M1 ist das Kapazitätsverhältnis (Cx - Cref)/Cref. Zum besseren
Verständnis der Funktionsabläufe ist der Sensor 50 in Fig. 8 zwischen zwei Schaltungsblöcke der Signalverarbeitungsschaltung eingefügt, doch ist er in Wirklichkeit von der Signalverarbeitungsschaltung, die als integrierte Schaltung ausgeführt sein kann, räumlich getrennt und mit dieser über abgeschirmte Leitungen verbunden. Die Signalverarbeitungsschaltung arbeitet nach dem Prinzip der Ladungsbalance mit Schalter-Kondensator-Kombinationen und setzt das analoge Sensorsignal in ein digitales Ausgangssignal um, dessen Frequenz den korrigierten Meßwert darstellt.
Der Sensor 50 ist einerseits mit einem Funktionsblock 53 verbunden, der einen ohmschen Spannungsteiler 54 und eine Schaltergruppe 55 enthält. Der ohmsche Spannungsteiler 54 besteht aus drei in Serie geschalteten Widerständen 56, 57, 58 und ist zwischen einer Eingangsklemme 60 und einem das Bezugspotential der ganzen Schaltung führenden Bezugsleiter 61 angeschlossen. Der Spannungsteiler 54 hat einen ersten Abgriff 62 zwischen den Widerständen 56 und 57 und einen zweiten Abgriff 63 zwischen den Widerständen 57 und 58. Wenn im Betrieb der Schaltung zwischen der Eingangsklemme 60 und dem Bezugsleiter 61 eine Versorgungsspannung IL anliegt, besteht am Abgriff 62 eine Spannung U2 und am Abgriff 63 eine Spannung U3 entsprechend den durch die Widerstandswerte der Widerstände 56, 57 und 58 gegebenen Spannungsteilerverhältnissen.
Der Sensor 50 ist andrerseits mit einem Zwischenspeicher 65 verbunden, der einen Operationsverstärker A1, einen Speicherkondensator 66 der Kapazität C und zwei Schalter S1 und S2 enthält. Wenn der Schalter S1 geschlossen ist, verbindet er den Ausgang des Operationsverstärkers A. mit dessen invertierendem Eingang. Wenn der Schalter S2 geschlossen ist, verbindet er den Ausgang des Operationsverstärkers A1 mit der einen Elektrode des Speicherkondensators 66, dessen andere Elektrode mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A1 verbunden ist, so daß dann der Speicherkondensator 66 im Rückkopplungskreis des Operationsverstärkers A1 liegt. Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers A1, bezogen auf das Bezugspotential am Bezugsleiter 61, ist mit UA1 bezeichnet.
Die Schaltergruppe 55 enthält vier Schalter S3, S4, S5, S6. Wenn der Schalter S3 geschlossen ist, verbindet er die eine Elektrode des Meßkondensators 51 mit dem Abgriff 63 des Spannungsteilers 54, und wenn der Schalter S4 geschlossen ist, verbindet er die gleiche Elektrode des Meßkondensators 51 mit dem Abgriff 62. Wenn der Schalter S5 geschlossen ist, verbindet er die eine Elektrode des Referenzkondensators 52 mit dem Abgriff 62, und wenn der Schalter S6 geschlossen ist, verbindet er die gleiche Klemme des Referenzkondensators 52 mit dem Abgriff 63. Die anderen Elektroden der Kondensatoren 51 und 52 sind mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A1 verbunden, dessen nichtinvertierender Eingang an einem festen Potential liegt, das sich um eine Spa nnung UB vom Bezugspotential am Bezugsleiter 61 unterscheidet. Das
Potential am invertierenden Eingang unterscheidet sich nur um die Offsetspannuπg U01 des Operationsverstärkers A. vom festen Potential des nichtinvertierenden Eingangs.
Die Schalter S1 bis S6, wie auch alle anderen Schalter in der dargestellten Schaltung, werden durch Steuersignale betätigt, die von einer Steuerschaltung 67 geliefert werden, die durch ein von einem Taktgeber 68 geliefertes Taktsignal synchronisiert wird. Zur Vereinfachung sind die Steuersignale mit den gleichen Bezugszeichen S1, S2, S3 ... wie die von ihnen gesteuerten Schalter bezeichnet. Der zeitliche Verlauf der Steuersignale ist in den Diagrammen von Fig. 9 darge- stellt. Jeder Schalter S1, S2 ... ist offen, wenn das ihn steuernde Signal den niedrigen Signalwert hat, und er ist geschlossen, wenn das ihn steuernde Signal den hohen Signalwert hat.
Die Schalter S1, S2 ... sind symbolisch als mechanische Schalterkontakte dargestellt, doch sind sie in Wirkli ch keit natürlich durch schnelle elektronische Schalter, beispielsweise Feldeffekttransistoren, gebildet.
Dem Zwischenspeicher 65 ist ein Integrator 70 nachgeschaltet, auf den ein Komparator 71 folgt. Der Integrator 70 enthält einen Operationsverstärker A2, einen im Rückkopplungskreis des Operationsverstärkers A2 liegenden Integrationskondensator 72 der Kapazität C und zwei Schalter S7, S8. Wenn der Schalter S7 geschlossen ist, verbindet er den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A2 mit dem Speicherkondensator 66 im Zwischenspeicher 65. Wenn der Schalter S8 geschlössen ist, verbindet er den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A2 mit dem Ausgang einer Korrekturschaltung 73. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers A2 liegt an dem gleichen festen Potential wie der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers A1. Das Potential am invertierenden Eingang unterscheidet sich nur um die Offsetspannung U02 des Operationsverstärkers A2 von diesem festen Potential
Der Komparator 71 enthält einen Operationsverstärker A3, der in bekannter Weise dadurch als Schwellenwertkomparator geschaltet ist, daß sein Rückkopplungskreis offen ist. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers A3 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers A2 im Integrator 70 verbunden, und an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers A3 ist eine Schwellenspannung US angelegt. Zwischen den beiden Eingängen des Operationsverstärkers A3 besteht die Offsetspannung U03. Entsprechend der bekannten Funktion eines solchen Schwellenwertkomparators hat die Ausgangsspannung UA3 des O p eratio nsverst ärkers A3 einen niedri gen Wert, wenn die Spannung UA2 über der Schwellenspannung US liegt, und sie nimmt einen hohen Wert an, wenn die Spannung UA2 den Schwellenwert US unterschreitet. Der Ausgang des Komparators 71 ist mit einem Eingang der Steuerschaltung 67 verbunden.
Die Korrekturschaltung 73 enthält einen Eingangsblock 74, eine Schalter-Kondensator-Gruppe 75 und einen Korrekturspeicher 76. Der Eingangsblock 74 enthält einen Widerstand 77, dessen eine Klemme mit dem Ausgang des Operationsverstärkers A1 im Zwischenspeicher 65 verbunden ist, so daß an dem Schaltungspunkt 78 die Ausgangsspannung UA1 des Operationsverstärkers A1 liegt. Die andere Klemme des Widerstands 77 ist mit einem Temperatursensor 80 verbunden, der dem zweiten Sensor 4 von Fig. 1 entspricht und zur Erzeugung eines zweiten Meßeffekts M2 dient, der von der Temperatur T a bhä ngig ist. Der Temperatursensor 80 ist natürlich ebenso wie der kapazitive Sensor 50 von der Signalverarbeitungsschaltung räumlich getrennt. Der Temperatursensor 80 enthält einen temperaturabhängigen Widerstand 81 mit dem Widerstandswert RT. Der temperaturabhäg ige Widerstand 81 liegt in Reihe mit dem Widerstand 77 zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers A1 und dem Bezugsleiter 61, so daß die Widerstände 77 und 81 einen Spannungsteiler 82 bilden, an dem die Spannung UA1 liegt. Der Widerstandswert des Widerstandes 77 ist temperaturunabhängig und wird mit RV bezeichnet. Somit hat der Spannungsteiler 82 ein temperaturabhägiges Spannungsteilerverhältnis VT des Wertes
RT
VT = RV+RT ( 14) und am Abgriff 83 des Spannungsteilers 82 besteht die temperaturabhängige Spannung
UT = VT . UA1. (15)
Das temperaturabhängige Spannungsteilerverhältnis bildet den Meßeffekt M2. Der Korrekturspeicher 76 hat den gleichen Aufbau wie der Zwischenspeicher 65 mit einem Operationsverstärker A4, zwei Schaltern S9, S10 und einem Speicherkondensator 84 der Kapazität C. Wenn der Schalter S9 geschlossen ist, verbindet er den Ausgang des Operationsverstärkers A4 mit dessen invertierendem Eingang, an den auch die erste Elektrode des Speicherkondensators 84 angeschlossen ist. Wenn der Schalter S10 geschlossen ist, verbindet er die zweite Elektrode des Speicherkondensators 84 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers A 4, so daß dann der Speicherkondensator 84 im Rückkopplungskreis des Operationsverstärkers A4 liegt. Diese zweite Elektrode des Speicherkondensators 84 bildet zugleich den Ausgang der Korrekturschaltung, der mit dem in vertierende n Eingang des Operationsverstärkers A2 im Integrator 70 verbunden ist, wenn der Schalter S8 geschlossen ist.
Die Schalter-Kondensator-Gruppe 75 enthält acht Schalter S11 '
S12, S13, S14, S15, S16, S17, S18 und acht Kondensatoren 91, 92, 93, 94, 95, 96, 97, 98. Wenn der Schalter S11 geschlossen ist, verbindet er die erste Elektrode des Kondensators 91 mit dem Schaltungspunkt 78. In entsprechender Weise verbinden die Schalter S12, S13, S14 , wenn sie geschlossen sind, jeweils die erste Elektrode der Kondensatoren 92, 93, 94 mit dem Schaltungspunkt 78. Wenn der Schalter S15 geschlossen ist, verbindet er die erste Elektrode des Kondensators 95 mit dem Abgriff 83 des Spannungsteilers 82. In entsprechender Weise verbinden die Schalter S6, S7, S8, wenn sie geschlossen sind, die ersten Elektroden der Kondensatoren 96, 97, 98 mit dem Abgriff 83. Die zweiten Elektroden der Kondensatoren 91 bis 98 sind mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A4 verbunden, dessen nichtinvertierender Eingang an dem gleichen festen Postential wie die nichtinvertierenden Eingänge der Operationsverstärker A1 und A2 liegt. Von diesem festen Potential unterscheidet sich das Potential am invertierenden Eingang nur um die Offsetspan- nunq U04 des Operationsverstärkers A4. Die Steuerschaltung 67 hat einen Ausgang, an den ein Zykluszähler 100 angeschlossen ist, und einen weiteren Ausgang, an den ein Kompensationszykluszähler 101 angeschlossen ist.
Die Schaltung arbeitet nach dem Prinzip der Ladungsbalance.
Gesteuert durch die Schalter S 1 , S2 , S3, S4, S5, S6 werden in aufeinanderfolgenden Zyklen auf die Kondensatoren 51 und
52 des Sensors 50 Ladungspakete aufgebracht, die von den
Spannungen U2, U3 und von den Kapazitäten Cx, Cref dieser
Kondensatoren abhängen. Der Spannungsteiler 54 hat den Zweck, die maximale Größe der Ladungspakete innerhalb der Schaltung bei gegebenen Kapazitätswerten des Sensors 50 festzulegen. Die Ladungspakete werden im Speicherkondensator 66 zwischengespeichert und durch Schließen des Schalters S7 auf den Integrationskondensator 72 übertragen, in dem sie aufsummiert werden. Mit Hilfe der Korrekturschaltung 73 werden zusätzliche Ladungspakete erzeugt, die im Speicherkondensator 84 zwischengespeichert und am Ende jedes Zyklus durch Schließen des Schalters S8 ebenfalls auf den Integrationskondensator 72 übertragen werden. Die Spannung UA2 entspricht der Spannung am Integrationskondensator 72, die wiederum von der auf dem Integrationskondensator integrierten Ladung abhängt. Der
Ablauf der Schaltung wird so gesteuert, daß für Cx > Cref die
Spannung UA2 fortschreitend kleiner wird. Unterschreitet die Spannung UA2 die vorgegebene Schwellenspannung US des Komparators 71, so kippt dessen Ausgangsspannung UA3 auf ihren maximalen Wert, wodurch die Steuerschaltung 67 zur Durchführung eines Kompensationszyklus veranlaßt wird. Im Kompensationszyklus wird die Korrekturschaltung 73 so gesteuert, daß sie beim nächsten Schließen des Schalters S8 auf den Integrationskondensator 72 ein Ladungspaket, das im wesentlichen der Kapazität Cref des Referenzkondensators 52 proportional ist, mit solchem Vorzeichen überträgt, daß die Spannung UA2 wieder über die Schwellenspannung US angehoben wird. Dadurch findet im Integrationskondensator 72 eine Ladungsbalance statt, denn im zeitlichen Mittel ist die Summe aller integrierten Ladungspakete gleich Null. Dieses Gleichgewicht ist immer zu den Zeitpunkten vorhanden, in denen die Spannung UA2 die Schaltschwelle des Komparators 71 unterschreitet.
Der Ablauf der zuvor allgemein beschriebenen Funktion soll nun anhand der Diagramme von Fig. 9 im einzelnen erläutert werden. Die Diagramme von Fig. 9 zeigen außer dem bereits erwähnten zeitlichen Verlauf der Schalter-Steuersignale S 1 bis S18 auch den zeitlichen Verlauf der Spannungen UA1 , UA2 und UA3 in mehreren Zyklen, von denen einer ein Kompensationszyklus K ist. Die anderen Zyklen, die keine Kompensationszyklen sind, werden als Meßzyklen M bezeichnet. Jeder Zyklus besteht aus zwölf Phasen, die mit 1 bis 12 numeriert sind.
Die Schalter S1 und S2 werden durch ein periodisches Rechtecksignal im Gegentakt gesteuert, so daß der Schalter S1 offen ist, wenn der Schalter S2 geschlossen ist, und umgekehrt. Wenn der Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen ist, können die im Eingangskreis des Operationsverstärkers A1 liegenden Kondensatoren 51 und 52 durch die Schalter S3 bis S6 an die Spannungen U2 oder U3 gelegt und entsprechend aufgeladen werden, ohne daß dadurch die Ladung im Speicherkondensator 66 beeinflußt wird. Dieser Zustand wird als "Konditionierphase" bezeichnet.
In gleicher Weise werden die Schalter S9 und S10 durch ein periodisches Rechtecksignal der doppelten Frequenz im Gegentakt gesteuert, so daß der Schalter S9 offen ist, wenn der Schalter S10 geschlossen ist, und umgekehrt. Wenn der Schalter S9 geschlossen und der Schalter S10 offen ist, können die im Eingangskreis des Operationsverstärkers A4 liegenden
Kondensatoren 91 bis 98 durch die Schalter S11 bis S18 an die Spannung UA1 bzw. UT gelegt und entsprechend aufgeladen werden, ohne daß dadurch die Ladung im Speicherkondensator 84 beeinflußt wird. Dieser Zustand wird wieder als "Konditionierphase" bezeichnet.
Zum leichteren Verständnis wird zunächst das Grundprinzip der Schaltung und erst anschließend die Funktion der Korrekturschaltung 73 beschrieben. 1. Grundprinzip :
Phasen 1 und 2 :
Am Beginn der Phase 1 jedes Zyklus befindet sich die Schaltung im Ausgangszustand, in welchem der Speicherkondensator 66 nach durch Schließen des Schalters 7 im vorhergehenden Zyklus bewirkten! Entladevorgang auf eine Restladung
Q66R = (U02 - U01) . C (16) geladen ist, die durch die Differenz der Offsetspannungen der beiden Operationsverstärker A1 und A2 bestimmt ist.
Für die Dauer der Phasen 1 und 2 ist der Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen. Zugleich ist der Schalter S4 geschlossen, so daß der Meßkondensator 51 zur Konditionierung mit dem Abgriff 62 verbunden ist und durch die dort liegende Spannung auf die Ladung
QCx(1,2) = (U01 + UB - U2) . Cχ (17) aufgeladen wird. Die Spannung UA1 hat während der Phasen 1 und 2 den Wert
UA1(1,2) = UB + U01 (18)
Phasen 3 und 4:
In den Phasen 3 und 4 ist der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen, so daß der Zwischenspeicher 65 bereit ist, Ladung auf den Speicherkondensator 66 zu übernehmen. Zugleich wird der Schalter S3 geschlossen, wodurch der Meßkondensator 51 mit dem Abgriff 63 verbunden wird. Durch die dort anliegende Spannung U3 wird der Meßkondensator 51 auf die Ladung
QCx(3,4) = (U01 - U3) . Cχ (19) umgeladen. Die Umlademenge dQCx = QCx(3,4) - QCx(1,2) = (U2 - U3) . Cx (20) fließt auf den Kondensator 66, der somit die folgende Ladung hat:
Q66(3,4) = Q66R + dQCx = Q66R + (U2 - U3) . Cx (21) Die Spannung UA1 hat während der Phasen 3 und 4 den Wert
UA1 = U66 + U01 + UB = Q66(3,4)/C + U01 + UB (22)
Wenn men die Restladung Q6RR vernachlässigt, hat die Spannung UA1 während der Phasen 3 und 4 somit den Wert
UA1(3,4) = (U2-U3. Cχ/C + U01 + UB (23)
Phasen 5 bis 8:
Die Phasen 5 bis 8 entsprechen den Phasen 1 bis 4 mit dem Unterschied, daß anstelle des Meßkondensators 51 der Kapazität Cx nun der Referenzkondensator 52 der Kapazität Cref verwendet wird.
In den Phasen 5 und 6 erfolgt die Konditionierung des Referenzkondensators 52, der durch den Schalter S6 mit dem Abgriff 63 verbunden ist und daher durch die Spannung U3 auf die Ladung
QCref(5,6) = (U01 + UB - U3) . Cref (24) aufgeladen wird. Die Spannung UA1 hat während der Phasen 5 und 6 wieder den Wert
UA1(5,6) = UB + U01 (25)
In den Phasen 7 und 8 ist der Zwischenspeicher 65 zur Ladungsübernahme bereit und der Referenzkondensator 52 durch den Schalter S5 mit dem Abgriff 62 verbunden, so daß er durch die Spannung U2 auf die Ladung
QC r e f ( 7 , 8 ) =(U01+UB-U2). Cref ( 26 ) umgeladen wird. Die Umlademenge dQCref = QCref(7,8) - QCref(5,6) = -( U2-U2) . Cref (27) wird auf den Speicherkondensator 66 übertragen. Die Gesamtladung im Speicherkondensator 66 beträgt dann
Q66(7,8) = Q66R + dQCx + dQCref
(28)
= Q 66R + (U2 - U3) . (Cx - Cref )
Wenn man wieder die Restladung Q66R vernachlässigt, hat die Spannung UA1 während der Phasen 7 und 8 den Wert
UA1(7,8) = Q66(7,8)/C + U01 + UB = (U2 - U3) . (Cχ - Cref ) /C + U01 + UB (29)
Phase 9 :
In der Phase 9 ist der Schalter S2 offen, so daß der Speicherkondensator 66 vom Ausgang des Operationsverstärkers A1 abgetrennt ist. Dagegen ist der Schalter S7 geschlossen, so daß die beiden Elektroden des Speicherkondensators 66 mit den invertierenden Eingängen der beiden Operationsverstärker A1 und A2 verbunden sind, die praktisch auf gleichem Potential liegen, das sich nur durch die Offsetspannung U01 bzw. U02 vom Bezugspotential unterscheidet. Daher wird der Speicherkondentator 66 bis auf die Restladung
Q66R = (U02-U01) . C (30) entladen. Die Entladung erfolgt auf den Integrationskondensator 72, dem dadurch die Ladungsmenge dQM = Q66R - Q66(7,8) = - (Cx - Cref ) . (U2 - U3 ) (31) zugeführt wird. Im folgenden wird dQM als Meßladungspaket bezeichnet. Mit Cx > Cref und U2 > U3 ist dQL < 0. Die Spannung UA2 wird daher bei jeder Entladunα vom Speicherkonden- sator 66 zum Int egrationskondensator 72 kleiner. Mit der Phase 9 ist der Ablauf nach dem Grundprinzip abgeschlossen, der sich in jedem Zyklus wiederholt. Die restlichen drei Phasen des Zyklus werden nur für die nachfolgend erläuterten Korrektur- und Kompensationsvorgänge benötigt.
Unterschreitet die Spannung UA2 bei diesem stufenweisen Absinken die vorgegebene Schwellenspannung US, so kippt die Ausgangsspannung UA3 des Komparators 71 auf ihren maximalen Wert, wodurch die Steuerschaltung 67 einen Kompensationszyklus K auslöst, in dessen Verlauf sie die Korrekturschaltung 73 so steuert, daß diese bei der nächsten Ladungsübertragung auf den Integrationskondensator 72 ein Kompensationsladungs- paket dQK überträgt, das (gemessen in C72) im wesentlichen den Wert
dQK = (U2-U3) . Cref (32) hat. Dadurch wird die Spannung UA2 wieder auf einen Wert angehoben, der über der Schwellenspannung US liegt und von dem aus die Spannung UA2 in den folgenden Zyklen wieder absinkt. Die Erzeugung des Kompensationsladungspakets dQK in der Korrekturschaltung 73 wird im Zusammenhang mit dem Korrekturvorgang nachfolgend beschrieben.
Es ist zu beachten, daß auch im Kompensationszyklus K ein Meßladungspaket dQM auf den Integrationskondensator 72 übertragen wird. Wenn zunächst die von der Korrekturschaltung 73 zusätzlich bewirkte Korrektur nicht berücksichtigt wird, ergibt die beschriebene Funktionsweise eine Ladungsbalance im Integrationskondensator 72, indem sie im Verlauf von n aufeinanderfolgenden Zyklen k Kompensationszyklen in der Weise erzwingt, daß die Summe der in diesen n Zyklen zugeführten n Meßladungspakete gleich der Summe der in den n Zyklen zugeführten k Kompensationsladungspakete ist. Somit gilt
n.dQM = k.dQK (33) n. (U2-U3) (Cx - Cref ) = (U2-U3) .Cref (34) (35)
Figure imgf000030_0001
Die Steuerschaltung 67 schickt bei jeder Auslösung p 88nes Zyklus einen Zählimpuls zu dem Zykluszähler 100 und bei jeder Auslösung eines Kompensationszyklus K einen Zählimpuls zu dem Kompensationszykluszähler 101. Ausgehend vom gleichen Anfangszählerstand Null zeigt daher der Zykluszähler 100 die Gesamtzahl n der durchgeführten Zyklen und der Kompensationszykluszähler 101 die Anzahl k der Kompensationszyklen an. Der Quotient der beiden Zählerstände entspricht unmittelbar dem gesuchten Meßergebnis, allerdings noch ohne Korrektur von Störeffekten.
Während die Zyklen, gesteuert durch den Taktgeber 68, mit einer festen Frequenz aufeinanderfolgen, ändert sich die Frequenz der Zählimpulse, die zum Kompensationszykluszähler 101 geschickt werden, in Abhängigkeit von dem Verhältnis
(Cx - Cref ) /Cref . Anstelle des Verhältnisses k/n von zwei Zählerständen, die nach einer bestimmten Meßzeit abgelesen werden, kann daher unmittelbar die Frequenz der Kompensations- Zählimpulse zur kontinuierlichen Anzeige des Meßwerts verwendet werden.
2. Funktion der Korrekturschaltung:
Die Korrekturschaltung 73 arbeitet nach dem gleichen Prinzip wie die zuvor beschriebenen Schaltungsblöcke 53 und 65. Wenn der Schalter S9 geschlossen und der Schalter S10 offen ist, können die Kondensatoren 91 bis 98 durch Schließen der zugeordneten Schalter S11 bis S18 wahlweise auf die im Eingangsblock 74 verfügbaren Spannungen UA1 oder UT konditioniert werden, und wenn der Schalter S9 offen und der Schalter S10 geschlossen ist und einer oder mehrere der Kondensatoren 91 bis 98 durch Schließen des zugeordneten Schalters S11 bis S18 umgeladen werden, wird die gesamte Umlademenge im Speicherkondensator 84 integriert. Die Werte der auf diese Weise realisierbaren Ladungspakete hängen einerseits von den Kapazitätswerten der Kondensatoren 91 bis 98 und andererseits von den verfügbaren Spannungswerten am Schaltungspunkt 78 und am Abgriff 83 ab. Dabei ist zu beachten, daß die Spannung UA1 am Schaltungspunkt 78 im Verlauf jedes Zyklus verschiedene Werte annimmt und daß die Spannung UT am Abgriff 83 sowohl von der Spannung UA1 als auch von der Temperatur T abhängt. Durch geeignete Wahl der Phasen, in denen die Schalter S11 bis S18 geschlossen werden, können daher unterschiedliche Spannungen an die Kondensatoren 91 bis 98 angelegt werden. Ferner können durch geeignete Wahl der Schalterphasen wahlweise positive oder negative Ladungspakete erzeugt werden.
Am Ende jedes Zyklus wird die auf dem Speicherkondensator 84 integrierte Ladungsmenge bei geschlossenem Schalter S9 und offenem Schalter S10 durch Schließen des Schalters S8 auf den Integrationskondensator 72 übertragen. Die im Verlauf der Meßzyklen M von der Korrekturschaltung 73 zum Integrator 70 übertragenen Ladungspakete bilden Korrekturladungspakete, die der Korrektur der Störeffekte dienen. Die im Verlauf der Kompensationszyklen K übertragenen Ladungspakete bilden die zuvor erläuterten Kompensationsladungspakete dQK und zusätzlieh Korrekturladungspakete.
Die Bildung der Korrektur- und Kompensationsladungspakete durch die Korrekturschaltung 73 soll anhand der Diagramme von Fig. 9 erläutert werden. In Fig. 9 sind für jeden der Schalter S11 bis S18 zwei verschiedene Steuersignale dargestellt, die durch die hinzugefügten Zeichen "+" und "-" voneinander unterschieden sind. Die mit dem Zeichen "+" versehenen Steuersignale dienen der Erzeugung von positiven Ladungspaketen, und die mit dem Zeichen "-" versehenen Steuersignale dienen der Erzeugung von negativen Ladungspaketen jeweils mit Hilfe der gleichen Schalter und Kondensatoren. Die Vorzeichen dieser erzeugten Ladungspakete beziehen sich auf die Ladung Q8 4 des Speicherkondensators 84. Zu beachten ist, daß bei der Umladung vom Speicherkondensator 84 auf den Integrationskondensator 72 das Vorzeichen des transportierten Ladungspakets invertiert wird. So wird beispielsweise mit Hilfe des Kondensators 91 ein positives Ladungspaket er zeugt, wenn der zugehörige Schalter S11 durch das Steuersignal S11 gesteuert wird, und ein negatives Ladungspaket, wenn der Schalter S11 durch das Steuersignal S11 gesteuert wird. Entsprechendes gilt für die übrigen Schalter-Kondensator-Kombinationen.
Weiterhin ist aus Fig. 9 zu erkennen, daß die Schalter S11 ,
S13, S15 und S17 nur während der Meßzyklen M und die Schalter S12, S14, S16 und S18 nur während der Kompensationszyklen K betätigt werden. Somit dienen die Schalter S1 1 , S1 3 ,
S15, S17 in Verbindung mit den Kondensatoren 91, 93, 95, 97 zur Erzeugung von Korrekturladungspaketen, und die Schalter S12, S1 4, S16, S18 dienen in Verbindung mit den Kondensatoren 92, 94, 96, 98 zur Erzeugung von Ladungspaketen, die jeweils ein Kompensationsladungspaket und ein Korrekturladungspaket enthalten. Dabei ist unter einem Kompensationsladungspaket ein Ladungspaket zu verstehen, das der Gleichung (32) entspricht. Alle übrigen während der Kompensationszyklen K erzeugten Ladungspakete sowie alle während der Meßzyklen M erzeugten Ladungspakete sind Korrekturladungspakete.
Hinsichtlich der Wahl der Phasen für die Betätigung der Schalter S11 bis S18 ist folgendes zu beachten: Wenn einer der Schalter S11 bis S 18 in einer Phase geschlossen wird, in der der Schalter S9 geschlossen und der Schalter S10 offen ist, befindet sich die Schaltung in der "Konditionierphase",und der zugehörige Kondensator wird durch die gerade anliegende Spannung aufgeladen, ohne daß die Ladung auf dem Speicherkondensator 84 davon beeinflußt wird. Wenn dagegen einer der Schalter S11 bis S18 in einer Phase geschlossen wird, in der der Schalter S9 offen und der Schalter S10 geschlossen ist, wird der zugehörige Kondensator durch die gerade anliegende Spannung umgeladen, und die Umlademenge wird auf den Speicherkondensator 84 übertragen.
Es soll beispielsweise der Fall betrachtet werden, daß mit Hilfe des Kondensators 91 ein positives Ladungspaket erzeugt werden soll. Das von der Steuerschaltung 67 zum Schalter S11 geschickte Steuersignal S11 hat dann den zeitlichen Verlauf, der in Fig. 9 mit S11 + bezeichnet ist. In jedem Meßzyklus M wird der Schalter S11 zum ersten Mal in der Phase 7 geschlossen. In dieser Phase hat das Signal S9 den hohen Wert, so daß der Schalter S9 geschlossen und der Schalter S10 offen ist. Die Anordnung befindet sich also in der Konditionierphase für den Kondensator 91. Dies bedeutet, daß auf den Kondensator 91 eine Ladung Q91 (7) aufgebracht wird, die durch die am Schaltungspunkt 78 liegende Spannung UA1 (7,8 ) bestimmt ist:
Q91(7) = (U04 + UB- UA1(7,8)) .C91 (36)
Nun hat die Spannung UA 1 in den Phasen 7 und 8 gemäß der Gleichung (29) den Wert
UA1(7,8) = (U2- U3).(Cx -Cref)/C+U01+UB (37)
Somit gilt für die Ladung Q9 (7) : Q 91(7) = [U04+UB- (U2- U3).( Cx- Cref)/C - U01-UB. C91 (38)
= [U04-U01-(U2-U3).(Cχ-Cref)/C] .C91
Der Schalter S11 wird dann in der Phase 10 des gleichen Meßzyklus M erneut geschlossen. In der Phase 10 ist der Schalter S9 offen und der Schalter S10 geschlossen und somit der Korrekturspeicher 76 für die Übernahme von Ladungen auf den Speicherkondensator 84 bereit. Da in dieser Phase die Spannung UA1 am Schaltungspunkt 78 den Wert
UA1(10) = UB + U01 (39) hat, wird der Kondensator 91 auf die Ladung Q91 (10) umgeladen:
(40)
Q91(10) = [U04+ UB-UA1(10)] .C91 = (U04 - U01) . C91 Das Umladungspaket dQ91+ = Q91(10) - Q91(7) = (U2 - U3) . (Cx - Cref) . C91/C (41) wird auf den Speicherkondensator 84 übertragen und dort zu den übrigen im gleichen Meßzyklus M erzeugten Ladungspaketen addiert.
Wenn dagegen auf den Kondensator 91 ein negatives Ladungspaket aufgebracht werden soll, wird der Schalter S11 durch das Steuersignal S11 von Fig. 9 gesteuert. Das erste S chließen erfolgt dann in der Phase 5 des Meßzyklus M. In dieser Phase ist der Schalter S9 geschlossen und der Schalter S10 offen, so daß der Kondensator 91 durch die am Schaltungspunkt 78 liegende Spannung UA1 konditioniert wird, die in der Phase 5 den Wert
UA1(5) = UB + U01 (42) hat. Somit erhält der Kondensator 91 die Ladung
Q91(5) = (U04 + UB-UA1(5)).C91 = (U04 - U01) . C91 (43)
Das nächste Schließen des Schalters S11 erfolgt in der Phase 8 des gleichen Meßzyklus, in der die Spannung am Schaltungspunkt 78 den Wert
UA1(7,8) = (U2-U3).Cx-Cref)/C+U01 + UB (44) hat, so daß der Kondensator 91 auf die Ladung
Q91(8) = [U04+UB- (U2-U3).Cχ-Cref)/Cref-U01-UB.C91 (45)
= [U04+U01-(U2 U3.(Cx-Cref)/Cref].C91 umgeladen wird. Das Umladungspaket dQ91- = Q91(8) - Q91(5) = -(U2 - U3) . (Cx - Cref) . C91/C (48) wird auf den Speicherkondensator 84 übertragen und dort zu den übrigen im gleichen Meßzyklus erzeugten Korrekturladungspaketen addiert.
Wie zu erkennen ist, haben die Ladungspakete dQ91+ und dQ91- den gleichen ßetrag; sie unterscheiden sich nur durch das Vorzeichen.
Die Diagramme von Fig. 9 lassen erkennen, daß die Steuersignale S15+ und S15- mit den Steuersignalen S11+ bzw. S11 identisch sind. Die Vorgänge bei der Konditionierung und Umladung des Kondensators 95 laufen daher in der zuvor beschriebenen Weise ab, jedoch mit dem Unterschied, daß anstelle der am Schaltungspunkt 78 liegenden Spannung UA1 die am Abgriff 83 liegende Spannung UT für die Auf- bzw. Umladung des Kondensators 95 maßgeblich ist. Da gemäß Gleichung (15) für die Spannung UT gilt:
UT = VT . UA1 (47) können mit Hilfe des Kondensators 95 die folgenden Ladungspakete erzeugt und auf den Speicherkondensator 84 übertragen werden: dQ95+ = VT . (U2-U3).(Cχ-Cref) . C95/C (48) dQ95- = -VT . (U2-U3 ). (Ux-Cref) . C95/C (49)
Die Steuersignale S12+, S16 und S12-, S16- hdben den gleichen zeitlichen Verlauf wie die zuvor erläuterten Steuersignale S11+, S15+ bzw. S11-, S15- ; sie unterscheiden sich von diesen nur dadurch, daß sie nicht in den Meßzyklen M, sondern in den Kompensationszyklen K auftreten. Somit können durch diese Steuersignale in jedem Kompensationszyklus die folgenden Ladungspakete erzeugt werden:
- mit Hilfe des Kondensators 92: dQ92+ = (U2-U3).(Cx-Cref) . C92/C (50) dQ92_ = -(U2-U3)-(Cx-Cref) . C92/C (51) - mit Hilfe des Kondensators 96: dQ96+ = VT . (U2- U3).(Cχ- Cref) . C96/C (47) dQ96- = -VT.(U2-U3). (Cx-Cref) .C96/C (48)
Wenn mit dem Kondensator 93 ein positives Ladungspaket erzeugt werden soll, wird der Schalter S13 durch das Steuersignal S13+ von Fig. 9 gesteuert. Durch dieses Steuersignal wird der Schalter S13 in jedem Meßzyklus M zum erster. Mal in der Phase 3 geschlossen. In dieser Phase ist der Schalter S9 geschlossen und der Schalter S10 offen, so daß der Kondensator 93 durch die am Schaltungspunkt 78 liegende Spannung UA1 konditioniert wird, die gemäß Gleichung (23) in der Phase 3 den folgenden Wert hat:
UA1(3,4) = (U2-U3) .Cχ/C+U01+UB (54)
Demzufolge wird der Kondensator 93 auf die Ladung
Q93(3) = [U04+ UB- (U2- U3).Cχ/C + U01 + UB]. C93
(55) = [U04+ U01- (U2- U3) .Cχ/C] . C93 aufgeladen.
Das nächste Schließen des Schalters S13 erfolgt in der Phase 8, in der die Spannung UA 1 am Schaltungspunkt 78 gemäß Gleichung (29) den folgenden Wert hat:
UA1(7,8) = (U2-U3.(Cχ-Cref)/C+U01+UB (56)
Demzufolge wird der Kondensator 93 auf die Ladung
Q93(8) = [U04- U01- (U2-U3).(Cχ-Cref)/C] . C93 (57) umgeladen. Das Umladungspaket dQ93+ = Q93(8) - Q93(3) = (U2 - U3) . Cref . C93/C (58) wird auf den Speicherkondensator 84 übertragen und dort zu den übrigen im gleichen Meßzyklus erzeugten Ladungspaketen addiert.
Wenn dagegen mit dem Kondensator 93 ein negatives Ladungspaket erzeugt werden soll, erfolgt die Steuerung des Schalters S13 durch das Steuersignal S13_. Durch dieses Steuersignal wird der Schalter S13 in jedem Meßzyklus M zum ersten Mal in der Phase 4 geschlossen. In dieser Phase ist der Schalter S9 offen und der Schalter S10 geschlossen; es handelt sich also nicht um eine Konditionierphase, sondern um eine Umladungsphase, in der der Kondensator 93 gegenüber der im vorhergehenden Meßzyklus erfolgten Konditionierung umgeladen wird und das Umladungspaket auf den Speicherkondensator 84 übertragen wird. Anschließend erfolgt eine Konditionierung des Kondensators 93 in der Phase 7, in der der Schalter S13 erneut geschlossen wird und in der der Schalter S9 geschlossen und der Schalter S10 offen ist. In der Phase 7 hat die Spannung UA1 am Schaltungspunkt 78 den Wert
UA1(7,8) = (U2-U3).(Cχ-Cref)/C + U01+UB (59) so daß der Kondensator 93 auf die Ladung
Q93(7) = [U04-U01- (U2-U3).(Cχ-Cref)/C].C93 (60) aufgeladen wird. Die Umladung des Kondensators 93 erfolgt dann in der Phase 4 des nächsten Meßzyklus M, in welcher die Spannung UA1 den Wert
UA1(3,4) = (U2-U3) . Cχ/C + U01+UB (61) hat, so daß der Kondensator 93 auf die Ladung
Q93(4) = [U04-U01- (U2-U3).Cχ/C. C93 (62) umgeladen wird. Das Umladungspaket dQ93- = Q93(4) - Q93(7) = - (U2 - U3) . Cref . C93/C (63) wird auf den Speicherkondensator 84 übertragen und dort zu den übrigen im gleichen Meßzyklus erzeugten Ladungspaketen addiert. Die Ladungspakete dQ93+ und dQ93 haben wieder den gleichen Betrag und unterscheiden sich nur durch das Vorzeichen.
Die Erzeugung von Ladungspaketen mit dem Kondensator 97 durch die Steuersignale S17+ und S17- erfolgt in identis cher Weise, jedoch mit der Spannung UT anstelle der Spannung UA1, so daß die folgenden Ladungspakete erzeugt und auf den Speicherkondensator 81 übertragen werden können: dQ97+ = VT. (U2-U3) . Cref C97/C (64) dQ97- = -VT. (U2-U3) . Cref . C97/C (65)
Die Steuersignale S14+, S18+ und S14- , S18- für die Erzeugung von Ladungspaketen in den Kompensationszyklen K haben wieder den gleichen zeitlichen Verlauf wie die zuvor erläuterten Steuersignale S13+, S17 bzw. S1 3-, S17- , so daß in jedem Kompensationszyklus die folgenden Ladungspakete erzeugt und auf den Speicherkondensator 84 übertragen werden können:
- mit dem Konde nsator 94
dQ 94+ = (U2- U3) . Cref . C94/C (66) dQ94 - = - ( U2 - U3) . Cr e f . C94/C (67)
- mit dem Kondensator 98: dQ98+ = VT. (U2-U3) . Cref . C98/C (68) dQ98- = -VT. (U2-U3). Cref . C98/C (69)
Die vorstehende Erläuterung läßt auch erkennen, warum die Schalter S9, S10 mit der doppelten Frequenz wie die Schalter S1, S2 betrieben werden: Die Schalter S1, S2 nehmen ihre abwechselnden Stellungen jeweils für die Dauer von zwei Phasen ein, und dementsprechend ist auch jeder Wert der Spannung
UA1 für die Dauer von zwei Phasen verfügbar. Während dieser
Dauer von zwei Phasen nehmen die Schalter S9 und S10 zunächst die eine und dann die andere Stellung ein, so daß der gleiche Wert der Spannung UA1 wahlweisf zur Konditionierung oder zur Umladung verwendet werden kann,
Auf die geschilderte Weise können mit Hilfe der acht Schalter-Kondensator-Kombinationen durch geeignete Wahl der Schaltphasen der Steuersignale S11 bis S18 Ladungspakete mit acht verschiedenen Beträgen, die jeweils durch die Kapazitätswerte C91 bis C98 der betreffenden Kondensatoren gewichtet sind, und jedes dieser Ladungspakete wahlweise mit positivem oder negativem Vorzeichen erzeugt und im Speicherkondensator 84 zwischengespeichert werden.
In der Schaltung von Fig. 8 sind zur Erzeugung der Ladungspakete acht Kondensatoren 91 bis 98 mit unterschiedlichen Kapazitätswerten vorgesehen. Diese Schaltung realisiert eine zeitdiskrete Signalverarbeitung, bei der die Ladungsübertragungen über die Kondensatoren 91 bis 98, je nach dem Verlauf der Steuersignale S11 bis S18, zu unterschiedlichen Zeitpunkten erfolgen. Wenn der Verlauf der Steuersignale S11 bis S18 geeignet gewählt wird, kann daher auch eine geringere Anzahl von Kondensatoren mit einstellbaren Kapazitätswerten verwendet-werden, die dann mehrfach genutzt werden.
In der am Schluß der Beschreibung angefügten Tabelle I sind nochmals alle Ladungspakete zusammengestellt, die mit der Anordnung von Fig. 8 realisiert werden können. In jedem Ladungspaket stellt der Term +Ci/C (mit i = 91 ... 98) einen Korrekturkoeffizient B11 bis C22 dar, wie in der Tabelle I gleichfalls angegeben ist.
Die Bildung und Übertragung der Ladungspakete ist spätestens mit der Phase 10 beendet. In der Phase 11 wird der Schalter S8 geschlossen, wodurch das auf dem Speicherkondensator 84 int¬e grierte Gesamtladungspaket auf den Integrationskondensator 72 übertragen wird. Demzufolge erfährt die Spannung UA2 in der Phase 11 nochmals eine Änderung. In jedem Meßzyklus M handelt es sich dabei um eine Korrekturänderung aufgrund des übertragenen Korrekturladungspakets. In jeder Kompensationsphase K handelt es sich dagegen im wesentlichen um die Kompensationsänderung, durch die die Spannung UA2 wieder über die vorgegebene Schwellenspannung US angehoben wird, jedoch in Verbindung mit einer zusätzlichen Korrekturänderung, da auch in der Kompensationsphase Korrekturladungspakete enthalten sind.
3. Übertragungsfunktion:
Die Übertragungsfunktion der Schaltung berechnet sich aus der Gleichung für die Ladungsbalance: Die Summe aller im Integrationskondensator 72 integrierten Ladungspakete ist in einem bestimmten Zeitintervall gleich Null. Betrachtet man ein Zeitintervall von n Zyklen, in dem k Kompensationszyklen K und somit (n-k) Meßzyklen M enthalten sind, so werden in diesem Zeitintervall die folgenden Ladungspakete auf den Integrationskondensator 72 übertragen:
- in jedem der n Zyklen ein Meßladungspaket dQM, also ingesamt n . dQM = n . (-1) . (Cχ - Cref) . (U2 - U3) (70)
- in jedem der n-k Meßzyklen M die Korrekturladungspakete dQ91 + dQ95 und dQ93 + dQ97, (mit entsprechenden Vorzeichen) also insgesamt:
(n-k) . (dQ91 + dQ95) = (n-k) . (B21 + B22. VT) . (Cχ - Cref) . (U2 - U3 ) (71) (n-k) . (dQ93 + dQ97) = (n-k) . (B11 + B12. VT) . Cref . (U2 - U3) (72)
- in jedem der k Kompensationszyklen K die Kompensationsladungspakete dQ92 + dQ96 und dQ94 + dQ98 (mit entsprechenden Vorzeichen), also insgesamt k . (dQ92 + dQ96) = k . (C21 + C22. Vτ) . (Cχ - Cref) . (U2 - U3) (73) k - (dQ94 + dQ98) = k . (C11 + C12 - Vτ) . Cref . (U2-U3) (74)
Die Gesamtheit dieser Ladungspakete ist zur besseren Übersicht in der Tabelle II zusammengestellt.
Summiert man alle Ladungspakete in der Tabelle II und setzt sie gleich Null, so erhält man als Übertragungsfunktion:
- B11 - B12. VT + (1-B21-B22.VT).(Cx-Cref)/Cref
(75)
Figure imgf000042_0001
C11 - B11 + (C12 - B12) .VT + (C21 - B21 + (C22 - B22) . VT) . (Cx- Cref)/ Cref
Durch einfache Zusammenfassung der Koeffizienten ergibt sich somit genau die gewünschte Übertragungsfunktion gemäß Gleichung (4) :
- B11 - B12. VT + ( b21.b22.VT).(Cx-Cref)/Cref
(76)
Figure imgf000042_0002
c11 - c12. VT + (C21+C22. VT) .(Cx-Cref)/ Cref
Vergleicht man die Gleichung (76) mit der Gleichung (4), so erkennt man, daß der Meßeffekt M1 das druck- und temperaturabhängige Kapazitätsverhältnis (Cx-Cref)/ Cref und der
Meßeffekt M2 das temperaturabhängige Spannungsteilerverhältnis VT ist. Mit der Übertragungsfunktion gemäß Gleichung (76) können die wichtigsten Kenndaten des Sensors 50 mit den folgenden einstellbaren Korrekturkoeffizienten korrigiert werden:
Nullpunkt :b11
TK-Nullpunkt : b12
Empfindlichkeit : b21,c11
TK-Empfindlichkeit : b22,c12
Nichtlinearität : c21
TK-Nichtlinearität : c22 Der Spannungsteiler 54 mit den Widerständen 56, 57, 58 geht in die Übertragungsfunktion nicht ein, bestimmt jedoch die Größe des Meßladungspakets dQM und somit die Dimensionierung der Kondensatoren 66 und 72. Desgleichen gehen auch die Kapazitätswerte der Kondensatoren 72 und 84, die Offsetspan- nungen der Operationsverstärker, die Betriebsspannung der Schaltung und die Frequenz, mit der die Steuerschaltung getaktet wird, nicht in das Endergebnis ein.
Der Wert der Spannung U1 wird nur durch den Arbeitsbereich der Schaltung begrenzt.
Die Gleichung (75) läßt in Verbindung mit der Tabelle I erkennen, daß die Korrekturkoeffizienten der Übertragungsfunktion durch Kapazitätsverhältnisse realisiert sind, nämlich durch die Verhältnisse der Kapazitätswerte C9 1 bis C98 der
Kondensatoren 91 bis 98 zum Kapazitätswert C des Speicherkondensators 66. Die hierfür benötigten Kondensatoren können sehr gut in integrierter Form hergestellt werden. Zur Einstellung der erforderlichen Kapazitätswerte können in an sich bekannter Weise für jeden Kondensator mehrere Teilkondensatoren mit abgestuften Kapazitätswerten vorgesehen werden, die durch digitale Programmierung nach Bedarf parallelgeschaltet werden können. Hierfür kann eines der für die digitale Programmierung von Festwertspeichern (ROM) bekannten Verfahren angewendet werden. Die Anzahl der erforderlichen Teilkondensatoren kann dadurch verringert werden, daß auch der Speicherkondensator 66 aus mehreren Teilkondensatoren gebildet wird, die zur Einstellung des Kapazitätswertes C durch digitale Programmierung nach Bedarf parallelgeschaltet werden.
Da die Kapazitätswerte der Kondensatoren 72 und 84 nicht in die Übertragungsfunktion eingehen, ist eine Einstellung dieser Kondensatoren nicht erforderlich. Es ist jedoch zweckmäßig, wenn die Kapazitätswerte dieser Kondensatoren von gleicher Größenordnung wie der Kapazitätswert des Kondensators 66 sind, weshalb in der vorstehenden Beschreibung angenommen wurde, daß die Kondensatoren 66, 72 und 84 den gleichen Kapazitätswert C haben. Dies ist jedoch keine zwingende Bedingung.
Zur Bestimmung der erforderlichen Kapazitätswerte wird zunächst der Sensor 50 ausgemessen, um die Übertragungsfunktion der Signalverarbeitungsschaltung gemäß der Gleichung (76) zu bestimmen, die den gewünschten fehlerfreien Zusammenhang zwischen der zu messenden physikalischen Größe, im vorliegenden Fall also dem Druck P, und dem als Ausgangssignal erhaltenen Verhältnis k/n ergeben würde. Dabei macht es keinen Unterschied, ob als Ausgangssignal das Verhältnis von zwei innerhalb eines bestimmten Zeitintervalls erhaltenen Zählerständen k und n oder das Verhältnis der Frequenzen der den beiden Zählern 100 und 101 zugeführten Zählimpulse verwendet wird. Wenn die Übertragungsfunktion gemäß der Gleichung (76) bestimmt ist, kann sie in die Form der Gleichung (75) gebracht werden, aus der dann mit Hilfe der Tabelle I die erforderlichen Kapazitätswerte C91 bis C98 der Kondensatoren 91 bis 98 berechnet werden können. Anschließend werden die Teilkapazitäten der Kondensatoren 91 bis 98 und gegebenenfalls des Speicherkondensators 66 durch digitale Programmierung so parallelgeschaltet, daß die berechneten Kapazitätswerte eingestellt werden. Die Signalverarbeitungsschaltung weist dann die Übertragungsfunktion gemäß Gleichung (76) auf, so daß das Ausgangssignal k/n die zu messende physikalische Größe, beispielsweise den Druck P, linear und frei von Temperatureinflüssen wiedergibt.
Die Korrektur weiterer Störeinflüsse ist aus der vorstehenden Beschreibung für den Fachmann leicht ableitbar. Aus der Gleichung (2) läßt sich die Form der Übertragungsfunktion gemäß Gleichung (76) für den Fall ableiten, daß außer einem Störeffekt M2 weitere Störeffekte M3, M4 ... berücksichtigt werden sollen. Es werden dann zusätzliche Schalter-Kondensa- tor-Kombinationen vorgesehen, die - gegebenenfalls mit Hilfe zusätzlicher Sensoren für die weiteren Störeffekte - die Bildung von positiven oder negativen Ladungspaketen ermöglichen, die ebenfalls auf den Speicherkondensator 84 des Korrekturspeichers 76 aufgebracht werden, so daß sie zur Bildeng der Korrektur- bzw. Kompensationsladungspakete beitragen, die auf den Integrationskondensator 72 übertragen werden. Die Kapazitätswerte der zusätzlichen Kondensatoren werden in der zuvor geschilderten Weise berechnet und eingestellt. Die Zeitabläufe der Schalter-Steuersignale, die für die richtige Bildung der positiven oder negativen Ladungspakete erforderlich sind, kann der Fachmann nach den zuvor angegebenen Regeln ohne Schwierigkeit festlegen. Desgleichen kann er die den weiteren Störeffekten zugeordneten Korrekturkoeffizienten und die für die Einstellung dieser Korrekturkoeffizienten erforderlichen Kapazitätswerte aufgrund der vorstehenden Beschreibung ohne Schwierigkeit berechnen.
Fig. 10 zeigt eine abgeänderte Ausführungsform der Korrekturschaltung, bei der die Korrektur- und Kompensationsla- dungspakete durch einstellbare Widerstände anstatt durch einstellbare Kondensatoren gewichtet werden, um die Korrekturkoeffizienten der Übertragungsfunktion einzustellen. Die Bestandteile der Korrekturschaltung 110 von Fig. 10, die mit den entsprechenden Bestandteilen der Korrekturschaltung 73 von Fig. 8 identisch sind, sind mit den gleichen Bezugszeichen wie dort bezeichnet und werden nicht nochmals beschrieben.
Der wesentliche Unterschied zwischen der Korrekturschaltung 110 von Fig. 10 gegenüber der Korrekturschaltung 73 von Fig. 8 besteht darin, daß die Kondensatoren 91 bis 98 durch die zugeordneten Schalter S1 bis S8 nicht direkt mit dem Schaltungspunkt 78 bzw. dem Abgriff 83 des temperaturabhängigen Spannungsteilers 82 verbunden werden, sondern mit den Abgriffen von Widerstands-Spannungsteilern 111 bis 118. Die Spannungsteiler 111 bis 114 sind zwischen dem Schaltungspunkt 78 und dem Bezugsleiter 61 angeschlossen, und die Spannungs- teuer 115 bis 118 sind unter Einfügung eines Trennverstärkers 120 zwischen dem Abgriff 83 und dem Bezugsleiter 61 angeschlossen. Der Trennverstärker 120 hat den Zweck, eine Beeinflussung des Spannungsteilerverhältnisses VT des temperaturabhängigen Spannungsteilers 82 durch die Spannungsteiler 115 bis 118 zu verhindern. Er besteht in herkömmlicher Weis e aus einem Operationsverstärker, dessen Ausgang direkt mit dem invertierenden Eingang verbunden ist, so daß er einen Impedanzwandler mit dem Verstärkungsfaktor 1 bildet. Am Ausgang des Trennverstärkers 120 steht somit die Spannung UT zur Verfügung, wenn die Offsetspannung des Operationsver- stärkers vernachlässigt wird.
Der Spannungstsiler 111 besteht aus zwei temperaturunabhängigen Widerständen 121 und 131, die in Reihe zwischen dem Schaltungspunkt 78 und dem Bezugsleiter 61 angeschlossen sind. Bezeichnet man den Widerstandswert des Widerstands 121 mit R121 und den Widerstandswert des Widerstands 131 mit R131, so hat der Spannungsteiler 111 das Spannungsteilerverhältnis
V111 = R121/(R121+R131) (77)
Da an dem Spannungsteiler 111 die Spannung UA1 anliegt, steht an seinem Abgriff die Spannung
U111 = UA1 .V 111 (78) zur Verfügung.
In entsprechender Weise bestehen die Spannungsteiler 112 bis 114 aus temperaturunabhängigen Widerständen 122 und 132, 123 und 133 bzw. 124 und 134, und sie haben die Spannungsteilerverhältnisse
V112 = R122/(R122+ R132)
V113 = R123/(R123 + R133) (79) V114 = R124/(R124 + R134) so daß an ihren Abgriffen die folgenden Spannungen zur Verfügung stehen:
U112 = UA1 . V112
U113 = UA1 . V113 (80)
U114 = UA1 . V 114
Jeder der Spannungsteiler 115 bis 118 besteht ebenfalls aus zwei temperaturunabhängigen Widerständen 125 und 135, 126 und 136, 127 und 137 bzw. 128 und 138, die in Reihe zwischen dem Ausgang des Trennverstärkers 120 und dem Bezugsleiter 61 angeschlossen sind. Diese Spannungsteilsr haben somit die folgenden Spannungsteilerverhältnisse: V 115 = R125/(R125 + R135)
V116 = R126/(R126 + R136)
(81) V117 = R127/(R127 + R137)
V118 = R128/(R128 + R138)
Da an dissen Spannungsteilern die Spannung
UT = UA1 . VT (82) anliegt, stehen an ihren Abgriffen die folgenden Spannungen zur Verfügung:
U115 = UT. V115 = UA1. VT.V115
U116 = UT.V116 = UA1. VT. V116
U117 = UT . V117 = UA1. VT . V117
U118 = UT. V118 = UA1. VT. V118
Zur Bildung der Korrektur- und Kompensatio nsl adungs pa ket e werden die Schalter S11 bis S18 in der zuvor beschriebenen Weise durch die Signale S11+ bis S18+ bzw. S11- bis S18- von Fig. 9 gesteuert. Die Konditionier- und Umladevorgänge laufen daher in der gleichen Weise wie bei der Signalverarbeitungs- schaltung von Fig. 8 ab, wobei lediglich der Unterschied besteht, daß die Konditionierungen bzw. Umladungen nicht durch die Spannungen UA1 oder UT, sondern durch die an den Abgriffen der Spannungsteiler 111 bis 118 vorhandenen Spannungen
U 111 bis U118 bestimmt sind. Wenn also beisppielsweise der
Schalter S1 durch das Steuersignal S11+ oder durch das Steuersignal SS 11- von Fig. 9 gesteuert wird, um mit Hilfe des Kondensators 91 ein positives oder negativss Ladungspaket zu erzsugen, so wird in Abwandlung der Gleichungen (41) bzw. (45) nunmehr siπes der folgenden Umladungspakete auf den Speichsrkondensator 84 übertragen: dQ1+ = (U2-U3) . (Cχ-Cref) -V111.C91/C (84) dQ1- = -(U2-U3) . (Cχ-Cref) .V111.C91/C (85)
Der Korrekturkoeffizient B21 hat daher nunmehr den Wert
B21 =±V111.C91/C (86)
Dieser Korrekturkoeffizient kann durch Veränderung des Spannungstsilerverhältnisses V111 anstatt durch Veränderung des Kapazitätswertes C91 auf den gewünschten Wert eingestellt werden. Die Veränderung des Spannungsteilerverhältnisses V111 kann entweder durch Änderung des Widerstandswertes R121 oder durch Veränderung des Widerstandswertes R131 oder auch durch Veränderung beider Widerstandswerte eingestellt werden.
In entsprechender Weise ergeben sich auch die übrigen Korrekturkoeffizienten der Übertragungsfunktion. Die Korrektur- koeffizienten unterscheiden sich von den in der Tabelle I angegebenen Korrekturkoeffizienten jeweils nur durch den Faktor V. (mit i = 111, 112 ... 118), und sie können durch Verändern der Widerstände 121 bis 128 und/oder der Widerstände 131 bis 138 eingestellt werden. Dis Verwendung von einstellbaren Widerständen anstelle von einstellbaren Kondensatoren für die Wichtung der Ladungspakete ist insbesondere in Hybridschaltungen von Vorteil, da in diesem Fall die Einstellung z.B. durch Lasertrimmen leicht realisiert werden kann.
Fig. 11 zeigt die Abwandlung der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 8 für die Signalaufbereitung mit Fehlerkorrektur des von einer Widerstands-Halbbrücke 140 gelieferten Sensorsignals, und Fig. 12 zeigt den zeitlichen Verlauf der zugehörigen Schalter-Steuersignale und Spannungen entsprechend der Darstellung von Fig. 9. Die Widerstands-Halbbrücke 140 enthält zwei Widerstände 141 und 142, die in Reihe zwischen der Eingangsklemme 60 und dem Bezugsleiter 61 angeschlossen sind und deren Verbindungspunkt einen Abgriff 143 bildet. Die Widerstandswerte der Widerstände 141 und 142 unterscheiden sich um gleiche Beträge dR , aber mit entgegengesetzten Vorzeichen, von einem gleichen Grundwert R. Als Beispiel ist angegeben, daß der Widerstand 141 den Wert R-dR und der Widerstand 142 den Wert R+ dR hat. Die Widerstands-Halbbrücke 140 kann also beispielsweise durch den Kraftsensor 20 von Fig. 3 und 4 gebildet sein, wobei die Widerstände 141 und 142 die Widerstandswerte der Dehnmeßstreifen 23 bzw. 22 darstellen. Dabei ist R der Widerstandswert der unverformten Dehnmeßstreifen, und dR ist die durch die Verformung der Dehnmeßstreifen bewirkte Widerstandsänderung. Das Widerstandsverhältnis dR/R stellt den interessierenden Meßeffekt M1 dar, der im Fall des Kraftsensors 20 von Fig. 3 und 4 den Zusammenhang zwischen der zu messenden Kraft F und der Widsrstandsändsrung der Dehnmeßstreifen angibt.
Wenn an die Widerstands-Halbbrücke 140 zwischen der Eingangsklemme 60 und dem Bezugsleiter 61 eine Spannung U1 angelegt wird, besteht an dem Widerstand 141 eine Spannung U2 des
Wertes
(87)
Figure imgf000049_0001
und an dem Widerstand 142 eine Spannung U3 des Wertes (88)
Figure imgf000050_0001
Die mit der Widerstands-Halbbrücke 140 verbundene Signalverarbeitungsschaltung verwendet die Spannungen U1, U2 und U3 zur Gewinnung eines Ausgangssignals, das die die Widerstandsänderung dR verursachende physikalische Größe angibt, bei dem Beispiel des Kraftsensors also die zu messende Kraft F. Diese Signalverarbeitungsschaltung unterscheidet sich von der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 8 nur durch den anderen Aufbau des Funktionsblocks 150, der in Fig. 11 zwischen die Widerstands-Halbbrücke 140 und den Zwischenspeicher 65 eingefügt ist. Die übrigen Bestandteile der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 11 sind mit denjenigen von Fig. 8 identisch. Die einander entsprechenden Teile sind daher mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 8 bezeichnet und werden nicht nochmals beschrieben.
Der Funktionsblock 150 enthält eine Schaltergruppe 151, einen
Kondensator 152 mit der Kapazität Cm und einen durchgehenden Verbindungsleiter 153, der den Abgriff 143 der Widerstands-Halbbrücke 140 dauernd mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers A. im Zwischenspeicher 65 verbindet. Die Schaltergruppe 151 enthält drei Schalter S20, S21 und S22. Die eine Elektrode des Kondensators 152 ist dauernd mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A1 verbunden. Die andere Elektrode des Kondsnsators 152 wird durch den Schalter S20 mit der Eingangsklemme 60, αurch den Schalter S21 mit dem Bezugsleiter 61 und durch de n Schalter S22 mit dem Verbindungsleiter 153 verbunden.
Der zeitliche Verlauf der Steuersignale, die die verschiedenen Schalter der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 11 steuern, ist in den Diagrammen von Fig. 12 dargestellt, wo jedes Steuersignal wieder mit dem gleichen Bezugszeichen wie der von ihm gesteuerte Schalter bezeichnet ist. Wie im Fall von Fig. 8 und 9 ist jeder Schalter offen, wenn das ihn steuernde Signal den niedrigen Signalwert hat, und er ist geschlossen, wenn das ihn steuernde Signal den hohen Signalwert hat.
Die Diagramme von Fig. 12 zeigen auch den zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannungen UA1, UA2 und UA3 der Operationsverstärker A1, A2 bzw. A3.
Die Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 11 arbeitet wie diejenige von Fig. 8 nach dem Prinzip der Ladungsbalance, die wieder im Kondensator 72 stattfindet. Der Funktionsblock 150 liefert diskrete Ladungspakete, die im Speicherkondensator 66 zwischengespeichert werden. Diese Ladungspakete werden dadurch erzeugt, daß der Kondensator 152 mit Hilfe der Schalter S20, S21, S22 wechselweise durch die verschiedenen Spannungen auf- und umgeladen wird, die an der Widerstands- Halbbrücke 140 zur Verfügung stehen. Die im Speicherkondensator 66 zwischengespeicherten Ladungspakete werden durch Schließen des Schalters S7 auf den Integrationskondensator 72 übertragen. Der Integrationskondensator 72 empfängt außerdem über den Schalter S8 die Korrektur- und Kompensationsladungspakete, die in der Korrekturschaltung 73 erzeugt und im Speicherkondensator 84 zwischengespeichert werden. Der Kondensator 7 integriert alle Ladungspakete, die über die Schalter S7 und S8 übertragen werden. Im zeitlichen Mittel besteht Ladungsgleichgewicht, d.h. die Summe aller integrierten Ladungspakete ist gleich Null. Dieses Gleichgewicht besteht immer dann, wenn die Ausgangsspannung UA2 des Operationsverstärkers A2 die Schwellenspannung US des Komparators 71 unterschreitet.
Die Diagramme von Fig. 12 zeigen den Ablauf dieser Funktionsweise im Verlauf von mehreren Zyklen, von denen einer ein Kompensationszyklus K ist, während die übrigen Zyklen Meßzyklsn M sind. Jeder Zyklus besteht aus acht Phasen, die mit 1 bis 8 numeriert sind. Die Schalter S1 und S2 werden wieder im Gegentakt durch ein Rechtecksignal gesteuert, so daß sie abwechselnd für die Dauer von zwei Phasen offen bzw. geschlossen sind. Die Schalter S9 und S10 werden im Gegentakt durch ein Rechtecksignal der doppelten Frequenz gesteuert, so daß sie abwechselnd für die Dauer einer Phase offen bzw. Geschlossen sind.
Wenn der Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen ist, besteht eine "Konditionierphase", in der der Kondensator 152 über die Schalter S20, S21 , S22 durch die an der Widerstands-Halbbrücke 140 verfügbaren Spannungen U1, U2, U3 aufgeladen werden kann, ohne daß die Ladung auf dem Speicherkondensator 66 dadurch beeinflußt wird. Wenn der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen ist, ist der Zwischenspeicher 65 für die Übertragung eines Umladungspakets vom Kondensator 152 auf den Speicherkondensator 66 bereit.
In gleicher Weiss bestimmen die abwechselnden Stellungen der Schalter S9 und S10 entweder eine Konditionierphase für die Kondensatoren 91 bis 98 oder die Bereitschaft des Korrekturspeichers 76 für die Übernahme von Ladungspaketen, wie dies zuvor für die Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 8 erläutert worden ist.
Wie zuvor soll zuerst das Grundprinzip der Schaltung und anschließend die Funktion der Korrekturschaltung 73 anhand der Diagramme von Fig. 12 beschrieben werden.
1. Grundprinzip:
Phasen 1 und 2:
Vor Beginn der Phase 1 jedes Zy klu s befindet sich auf dem Speicherkondensator 66 noch die im vorhergehenden Zyklus aufgebrachte Ladung. Für die Dauer der Phasen 1 und 2 ist der Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen, so daß der Kondensator 66 vom Ausgang des Operationsverstärkers A1 abgetrennt ist. Der Schalter S7 wird für die Dauer der Phase 1 geschlossen, so daß mit Beginn der Phase 1 eine Ladungsübertragung vom Speicherkondensator 66 auf den Integrationskondensator 72 stattfindet. Da am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers A1 die Spannung U3 liegt, wird der Speicherkondensator 66 auf die Restladung
Q66R = (U02-U01-U3).C (89) entladen, wobei die Umlademenge auf den Integrationskondensator 72 fließt.
Zugleich befindst sich die Schaltung in der Konditionierphase für den Kondensator 152. Der Schalter S22 , der stets synchron mit dem Schalter S1 betätigt wird, ist während der Phasen 1 und 2 geschlossen. Der Kondensator 152 wird daher durch die Spannung U01 auf die Ladung
QCm(1,2) = U01 . Cm (90) geladen.
Phasen 3 und 4:
In den Phasen 3 und 4 ist der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen, so daß der Zwischenspeicher 65 bereit ist, Ladung auf den Speichsrkondensator 66 zu übernehmen. Zugleich ist der Schalter S20 geschlossen, so daß der Kondensator 152 mit dsr Eingangsklemme 60 verbunden ist. Somit liegt am Kondensator 152 die Differenz der S pan n un gen U01 und U2, durch die er auf die Ladung
QCm(3,4) = (U01 - U2) . Cm <91) umgeladen wird. Die Umlademenge dQCm(3, 4) = QCm(3,4) - QCrn (1,2) = - U2. Cm (92) wird auf den Speicherkondensator 66 übertragen, der somit die folgende Ladung hat:
Q 66(3,4) = Q 66R + dQCm(3,4) = Q66R - U2. Cm (93) Pha sen 5 und 6 :
In den Phasen 5 und 6 ist wiedsr dsr Schaltsr S1 geschlossen und der Schalter S2 offen, so daß sich die Schaltung in der Konditionierphase für den Kondensator 152 befindet. Da zugleich der Schalter S22 geschlossen ist, erhält der Kondensator 152 wieder die Ladung
QCm(5,6) = U01 . Cm (94)
Phasen 7 und 8:
In den Phasen 7 und 8 ist der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen, so daß der Zwischenspeicher 65 zur Übernahme von Ladung bereit ist. Zugleich ist der Schalter S21 gsschlossen, so daß der Kondensator 152 mit dem Bezugsleiter 61 verbunden ist. Somit liegt am Kondensator 152 die Summe der Spannungen U01 und U3, durch die er auf die Ladung
QCm(7,8) = (U01+ U3) . Cm (95) umgeladen wird. Die Umlademenge dQCm(7,8) = QCm(7,8) - QCm(5,6) = U3 . Cm (96) wird auf den Speicherkondensator 66 übertragen, der somit die folgende Gesamtladung hat:
Q66(7,8) = Q66R + dQCm(3,4) + dQCm(7,8)
(97)
= Q 66R + (U3 - U2). Cm
In der Phase 1 des folgenden Zyklus wird der Kondensator 66 wieder auf die Restladung Q66R gemäß Gleichung (89) entladen. Die gleiche Restladung Q66R ist am Beginn jedes Zyklus vorhanden, so daß in der Phase 1 jedes Zyklus das dem eigentlichen Meßeffekt proportionale Meßladungspaket dQM = Q66R - Q66(7,8) = - (U3-U2) . Cm (98) auf den Speicherkondensator 72 übertragen wird.
Setzt man gemäß den Gleichungen (87) und (88)
U2 = U1. (R- dR)/2R (99)
U3 = U1. (R+ dR)/2R (100) in die Gleichung (98) ein, so erhält man dQM = - dR/R . U1. Cm (101)
Für dR > 0 ist dQM<0. Die Ladung auf dem Integrationskondensator 72 nimmt daher bei jeder Übertragung eines Meßladungspakets dQM ab, und dementsprechend wird die Ausgangsspannung UA2 des Operationsverstärkers A2 kleiner. Unterschreitet die Spannung UA2 die vorgegebene Schwellenspannung US des Komparators 71, so kippt dessen Ausgangsspannung UA3 auf ihren maximalen Wert, wodurch in der Steuerschaltung 67 die Durchführung eines Kompensationszyklus ausgelöst wird. Im Kompensationszy klus wird die Korrskt urschaltung 73 so gesteuert, daß sie beim nächsten Schließen des Schalters S8 auf den In- tegrationskondensator 72 ein Kompensationsladungspaket dQK = (U2 + U3.Cm = U1. Cm (102) mit solchem Vorzeichen überträgt, daß die Spannung UA2 wie - der über die Schwellenspannung US angehoben wird.
2. Funktion der Korrekturschaltung:
Die Korrekturschaltung 73 von Fig. 11 ist mit derjenigen von Fig. 8 identisch, und sie hat im Prinzip die gleiche Funktionsweise, abgesehen von dem anderen zeitlichen Verlauf der Schaltersteuersignale.
In Fig. 12 sind für jeden Schalter wieder zwei unterschiedliche zeitliche Verläufe des zugeordneten Steuersignals dar- gestellt, von denen der eine Verlauf angewendet wird, wenn ein positives Ladungspaket erzeugt werden soll, während der andere Verlauf angewendet wird, wenn ein negatives Ladungspaket erzeugt werden soll. Wie im Fall von Fig. 8 und 6 dienen die Schalter S11, S13, S15, S17 in Verbindung mit den zugehörigen Kondensatoren 91, 93, 95, 97 zur Erzeugung von Korrekturladungspaketen in den Meßzyklen M, und die Schalter S12, S14, S16, S18 dienen dazu, in den Kompensationszyklen K Ladungspakete zu erzeugen, die Kompensationsladungspakete und Korrekturladungspakete enthalten. Innerhalb jedes Zyklus nimmt die am Schaltungspunkt 78 verfügbare Spannung UA1 und damit auch die am Abgriff 83 verfügbare temperaturabhängige Spannung UT verschiedene Werte an, die durch geeignete Wahl der Schaltphasen zur Auf- oder Umladung der Kondensatoren verwendet werden können. Das die Schalter S9 und S10 stsuernde Rechtecksignal bestimmt, ob in einer Schaltphase eine Konditionierung oder eine Umladung erfolgt. Die Schaltphasen der Schaltersteuersignale S 11 S12, S13 , S14 werden so gewählt, daß sowohl Spannungsänderungen gemäß dUA1 = ±dR/R . U1. Cm/C (103) als auch Spannungsänderungen gemäß dUA1 = ±U1. Cm/C (104) zur Auf- oder Umladung der Kondensatoren 91 bis 94 verwendet werden können. In entsprechender Weise werden die Schaltphasen der Schaltersteuersignale S15, S16, S 1 7 , S1R so gewählt, daß sowohl Spannungsänderungen gemäß dUT = + VT . dR/R . U1. Cm/C (105) als auch Spannungsänderungen gemäß dUτ = + VT . U1. Cm/C (106) zur Auf- oder Umladung der Kondensatoren 95 bis 98 verwendet werden können. Dabei bestimmt das die Schalter S9 und S10 steuernde Rechtecksignal, ob eine Schaltphase eine Konditionierung oder eine Umladung bewirkt.
Während der Schalter S7 in jedem Zyklus geschlossen wird, wird der Schalter S8 nur in jedsm zweiten Zyklus geschlossen. Dies bedeutet, daß jeweils die im Verlauf von zwei aufeinanderfolgenden Zyklen in der Korrekturschaltung 73 erzeugten Ladungspakete auf dem Spsichsrkondensator 84 gesammelt und dann in der Phase 7 des zweiten Zyklus als Korrekturladungspaket oder als kombiniertes Kompensations- und Korrekturladungspaket auf den Integrationskondensator 72 übertragen werden. Zur besseren Unterscheidung sind in Fig. 12 die beiden aufeinanderfolgenden Zyklen, in deren Verlauf ein Korrekturladungspaket gebildet wird, als Meßzyklen M1 und M2 bezeichnet, und die beiden aufeinanderfolgenden Zyklen, in deren Verlauf ein Kompensations- und Korrekturladungspaket gebildet wird, sind mit K1 und K2 bezeichnet.
Betrachtet man beispielsweise die identischen Steuersignale S11+ und S15+ von Fig. 12, so erfolgt eine Konditionierung in der Phass 7 jedes Meßzyklus M1 und die anschließende Umladung in der Phase 2 des folgenden Meßzyklus M2. In entsprechender Weise erfolgt durch die Steusrsignale S12+ und S16+ eine Konditionierung in dsr Phass 7 jsdes Kompensationszyklus K1 und eine Umladung in der Phase 2 des folgenden Kompensationszyklus K2.
Dis Steuersignale S11- und S12- bewirken die Konditionisrung in dsr Phase 5 jedes Meßzyklus M1 und die Umladung in der Phass 8 dss glsichen Meßzyklus M1. In entsprechender Weise bewirken die Steuersignale S12 und S16- die Konditionisrung in dsr Phass 5 und dis Umladung in der Phase 8 jedes Kompensationszyklus K1. Durch die Steuersignals S1 3 + und S17 erfolgt eins erste Konditionierung in der Phass 1 und die darauffolgende erste Umladung in der Phase 4 jedss Meßzyklus M1. Dann erfolgt eine zweite Konditionierung in der Phase 7 jedes Meßzyklus M1 und die darauffolgende zweite Umladung in der Phase 4 des folgenden Meßzyklus M2. Es werden also in jedem Meßzykluspaar M1, M2 nacheinander zwei Ladungspakete erzeugt, die zur Bildung des gleichen Korrekturladungspakets beitragen, das in der Phase 7 des Meßzyklus M2 auf den Integrationskondensator 72 übertragen wird.
In entsprechender Weise werden durch dis Stsuersignale S1 4+ und S18+ in den gleichen Phasen der Kompensationszyklen K1 und K2 zwei Ladungspakete erzeugt, die zur Bildung des glsichen Kompensations- und Korrekturladungspakets beitragen, das in der Phase 7 des Kompensationszyklus K2 auf den Integrationskondsnsator 72 übertragen wird.
Schließlich bewirken die Steuersignals S13- und S17- eine erste Konditionierung in der Phase 3 und eine erste Umla dung in der Phase 8 jedes Meßzyklus M1 sowie eine zweits Konditionierung in der Phase 3 und eine zweits Umladung in der Phase 6 jsdes Meßzyklus M2, wodurch zwei Ladungspakete erzeugt werden, die zu dsr Bildung des Korrekturladungspakets beitragen, das in der Phase 7 des Meßzyklus M2 auf den Integrationskondensator 72 übertragen wird. In den gleichen Phasen der Kompensationszyklen K1 und K2 werden durch die Steuersignale S14- und S18- zwei Ladungspakets srzeugt, die zur Bildung des Kompensations- und Korrekturladungspakets beitragen, das in der Phass 7 des Kompensationszyklus K2 auf den Integrationskondensator 72 übertragen wird.
Auf diese Weise können mit Hilfe der acht Schalter-Kondensator-Kombinationen durch geeignste Wahl der Schaltphasen der Steuersignale S11 bis S18 Ladungspakete mit acht verschiedenen Beträgen, die jeweils durch die Kapazitätswerte C91 bis C98 der betreffenden Kondensatoren gewichtet sind, und jedes dieser Ladungspakete wahlweise mit positivem oder negativem Vorzeichen erzsugt und im Speicherkondensator 84 zwischengespeichert werden.
In der am Schluß der Beschreibung angefügten Tabelle III sind alle Ladungspakete zusammengestellt, die mit der Anordnung von Fig. 11 realisiert werdsn könnsn. In jedem Ladungspaket stellt der Term +Ci/C (mit i = 91 ... 98) einen Korrekturfaktor B11 bis C22 dar, wie in der Tabelle III gleichfalls angegeben ist.
3. Übertragungsfunktion:
Die Übertragungsfunktion der Schaltung berechnet sich aus der Gleichung für dis Ladungsbalance: Die Summe aller im Integrationskondensator 72 integriertsn Ladungspakete ist in einem bestimmten Zeitintervall gleich Null. Betrachtet man ein Zeitintervall von 2n Zyklen, in dsm k Kompensationszyklen und somit (n-k) Korrekturzyklen enthalten sind, so werden in diesem Zeitintsrvall die in der Tabelle IV zusammengefaßten Ladungspakete auf den Integrationskondensator 72 übertragen. Dabei werden die Vorzeichen der Koeffizienten durch entsprechende Wahl der Steuersignale S11+ bis S 18+ bzw. S11- bis S18 eingestellt.
Summiert man alle Ladungspakete in der Tabεlle IV und setzt sie gleich Null, so erhält man als Übertragungsfunktion - B11 - B12. VT + (2 - B21 - B22 - VT) . dR/R
n = C11-B11.+ (C12-B12).Vτ+ (C21-B21+ (C22-B22).Vτ).dR/R (107)
Durch einfache Zusammenfassung der Koeffizienten ergibt sich somit genau die gewünschte Übertragungsfunktion gemäß Gleichung (4): b11 + b12. VT + (b21 + b22. VT) . dR/R
" c11 + c12. VT + (c21 + c22. VT) . dR/R
Figure imgf000059_0001
Vergleicht man die Gleichung (108) mit der Gleichung (4), so erkennt man, daß in diesem Fall der Meßeffskt M1 das kraft- und temperaturabhängige Widerstandsverhältnis dR/R ist, während der Meßeffekt M2 wieder das temperaturabhängige Spannungsteilerverhältnis VT ist. Mit der Übertragungsfunktion gemäß der Gleichung (108) können die wichtigsten Kenndaten des Sensors 140 mit den folgenden einstellbaren Korrekturkoeffizienten korrigiert werden:
Nullpunkt : b11
TK-Nullpunkt : b12
Empfindlichkeit : b2 1 , c11
TK-Empfindlichkeit : b22 ,c12
Nichtlinearität : c21
TK-Nichtlinearität : c22
Die Gleichung (108) zeigt, daß die Kapazität Cm des Kondensators 152 sowie auch die Kapazitäten der Kondensatoren 72 und 84, die Offsetspannungen der Opsrationsvsrstärker, die Betriebsspannungsn der Schaltung und dis Frsquenz, mit der. die Steusrschaltung 67 getaktet wird, nicht in die Übertra- gungsfunktion singehen. Der Wert der Spannung U1 wird nur durch den Arbeitsbereich der Schaltung begrsnzt.
Dis Korrekturkoeffizienten können in der glsichen Weise wie bei der Scheltung von Fig. 8 eingestsllt werden, also beispielsweise mit Hilfe von Teilkondensatoren, die durch digitale Programmierung parallelgeschaltet werden, oder auch durch einstellbare Widerstände, wenn anstelle der Korrekturschaltung 73 von Fig. 11 die Korrekturschaltung 110 von Fig. 10 verwendet wird. Auch sonst sind alle Abänderungen, die im Zusammenhang mit der Schaltung von Fig. 8 beschrieben worden sind, bei der Schaltung von Fig. 11 ohne Einschränkung anwendbar. Dies gilt auch für die Korrektur weiterer Störeffekte. Fig. 13 zeigt die Abwandlung der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 11 für die Signalaufbereitung und Fehlerkorrektur des von einer Widerstands-Vollbrücke gelieferten Sensor- signals. Dis Widerstands-Vollbrücke 160 besteht aus zwei Widerstands-Halbbrücken der in Verbindung mit Fig. 11 erläuterten Art. Sie enthält vier Widerstände 161, 162, 163, 164, die in den vier Brückenzwsigsn angsordnet sind und deren Widerstandswerte sich um gleiche Beträge dR, aber mit unterschiedlichen Vorzeichen, von dem gleichen Grundwiderstand R unterscheiden. Dabei haben jeweils die Widerstände, die in diametral entgegengesetzten Brückenzwsigsn liegen, gleichs Widerstandswerte. In Fig. 13 ist angenommen, daß die Widerstände 161 und 164 den Widerstandswert R+dR und die Widerstände 162 und 163 den Widerstandswsrt R-dR habsn.
Der Brückeneckpunkt 165 zwischen den Widerständen 161 und 162 ist mit der Eingangsklemme 60 verbunden, und der Brückeneckpunkt 166 zwischen den Widerständen 163 und 164 ist mit dem Bezugsleiter 61 verbunden, der in diesem Fall an Masse liegt. Somit ist die Versorgungsspannung U1 an die Brückendiagonale zwischen den Brückeneckpunkten 165 und 166 angelegt. An dem Brückeneckpunkt 167 zwischen dsn Widerständen 161 und 163 bestsht gsgenüber dem Bezugspotential die Spannung U2, und an dem Brückeneckpunkt 168 zwischen den Widerständen 162 und 164 besteht gegenüber dem Bezugspotential die Spannung U3.
Die zugehörige Signalverarbsitungsschaltung unterscheidet sich von derjenigen von Fig. 11 nur durch eine etwas andere Ausbildung des Funktionsblocks 170. Von den übrigen Bestandteilen der Signalverarbeitungsschaltung sind zur Vereinfachung in Fig. 13 nur der Zwischenspeicher 65 und der Integrator 70 dargestellt, wobei gleiche Teile wieder mit den glsichen Bezugszeichen wie in Fig. 11 bezeichnst sind. Der nichtinvertisrende Eingang des Opsrationsvsrstärkers A1 ist in diesem Fall mit dem an Masse liegenden Bezugsleiter 61 verbunden. Der Funktionsblock 170 enthält eine Schaltergruppe 171 mit vier Schaltern S23, S24, S25, S26 und einen Kondensator 172 der Kapazität Cm, dessen eine Elektrode mit dem invertierenden Eingang des Operationsvsrstärksrs A1 verbunden ist. Die andere Elektrode des Kondensators 172 wird durch den Schalter S23 mit dem Brückeneckpunkt 165, durch den Schalter S24 mit dem Brückeneckpunkt 168, durch den Schalter S25 mit dem Brückeneckpunkt 167 und durch den Schalter S26 mit dem Brücksneckpunkt 166 verbunden. Somit wird durch den Schalter S23 die Spannung U1, durch den Schalter S2 4 die Spannung U3, durch den Schalter S25 die Spannung U2, und durch den Schalter S26 das Bezugspotential an den Kondensator 172 angelegt.
Für die Spannungen U2 und U3 gilt:
U2 = U1. (R- dR)/R (109)
U3 = U1. (R+ dR)/R (110)
Dies sind die gleichen Werte wie bei der Widerstands-Halb- brücke von Fig. 11 gemäß den Gleichungen (99) und (100).
Ein Unterschied dsr Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 13 gegenüber denjenigen von Fig. 8 und 11 bestsht darin, daß der Funktionsblock 170 in Verbindung mit dem Zwischenspeicher 65 nicht nur die Meßladungspakete dQM, sondern auch die Kompensationsladungspakete dQK erzeugt, die beide über den Schalter S7, zum Integrator 70 übertragen werden, so daß die (in Fig. 13 nicht dargestsllte) Korrekturschaltung 73 (Fig. 11) nur noch die Korrekturladungspakete erzeugt, die über den Schalter S8 zum Integrator 70 übertragen werden. Die Schalter der Schaltergruppe 171 werden also von der Steuerschaltung 67 (Fig. 11) in aufeinanderfolgenden Meßzyklen M so gesteuert, daß jeweils ein Meßladungspaket dQ M erzeugt wird, und wenn die Steuerschaltung 67 durch das Ausgangssignal des Komparators 71 zur Durchführung eines Kompensationszyklus K ausgelöst wird, steuert sie die Schalter der Schaltsrgruppe 171 so, daß sin Kompsnsationsladungspakst dQK erzeugt wird. Es soll nun beschrieben werden, wie mit der Schaltung von Fig. 13 ein Meßladungspakte dQM in einem Msßzyklus M und ein Kompensationsladungspaket dQK in einem Kompensationszyklus K gswonnsn wird.
Gewinnung eines Meßladungspakets:
Vor Beginn sines Meßzyklus M befindst sich die Schaltung im Ausgangszustand, in welchem der Speicherkondensator 66 no ch die im vorh erg e hendsn Zy kl us aufgebrachte La dung trägt. In einer ersten Phase des Meßzyklus werdsn die Schalter S1 und S7 geschlossen, wodurch der Speicherkondensator 66 auf die Restladung
Q66R = (U02-U01) (111) entladen wird. Zugleich wird der Schalter S24 geschlossen, wodurch der Kondensator 172 in der Konditionierphase auf die Ladung
QCm(1) = (U01-U3) .Cm (112) aufgeladen wird.
In einer weiteren Phase des Meßzyklus M wird der Schalter S1 geöffnet und der Schalter S2 geschlossen, sodaß der Zwischenspeicher 65 zur Übernahme von Ladung auf den Speicherkondensator 66 bereit ist. Zugleich wird der Schalter S25 geschlossen, sodaß der Kondensator 172 an die Spannung U2 gelegt und dadurch auf die Ladung
QCm(2) = (U01-U2) . Cm (113) umgeladen wird. Die Umlademenge dQCm = QCm(2) - QCm(1) = (U3 - U2) . Cm (114) wird auf den Spei cherko ndensator 66 übertragen. Die Gesamtladung des Speicherkondensators 66 beträgt nun
Q66(2) = Q66R + dQCm = Q66R + (U3 - U2) . Cm (115)
Wenn nun der Speicherkondensator 66 in der ersten Phase des folgendsn Meßzyklus durch Öffnen des Schalters S2 und Schließen des Schalters S7 wieder auf die Restladung Q66R sntladsn wird, wird bei der Umladung das Meßladungspaket dQM = Q66R-Q66(2) = - (U3 - U2) . Cm (116) auf den Integrationskondsnsator 72 übsrtragsn. Dies entspricht genau dem Meßladungspaket dQM bei der Widerstands- Halbbrücks von Fig. 11 gemäß Gleichung (98).
Gewinnung des Kompensationsladungspakets:
Am Beginn eines Kompensationszyklus K befindet sich die Schaltung im Ausgangszustand. In siner ersten Phase des Kompensationszyklus werden die Schalter S1 und S7 geschlossen, wodurch der Speicherkondensator 66 auf die Restladung
Q66R = (U02-U01).C (117) entladen wird . Zugleich wird der Schalter S26 geschlossen , wodurch der Kondsnsator 172 auf die Ladung
QCm(1) = U01 . Cm (118) aufgeladen wird.
In einer weiteren Phase des Kompensationszyklus K wird der Schalter S1 geöffnet und der Schalter S2 geschlossen, so daß der Zwischenspsicher 65 zur Übernahme von Ladung auf den Spsicherkondensator 66 bereit ist. Zugleich wird der Schalter S23 gsschlossen, so daß der Kondensator 172 an die Span nung U1 gelegt und dadurch auf die Ladung
QCm(2) = (U01-U1) . Cm (119) umgeladen wird. Die Umlademenge dQCm = QCm(2) -QCm(1) =-U1.Cm (120) wird auf den Speicherkondsnsator 66 übertragen. Die Gesamtladung des Speicherkondensators 66 beträgt nun
Q66(2) = Q66R + dQCm = Q66R - U1. Cm (121)
Wenn nun der Speicherkondensator 66 in der ersten Phase des folgenden Zyklus durch Öffnen des Schalters S2 und Schließen des Schalters S7 auf die Restladung Q66R entladen wird, wird bei der Umladung das Kompensationsladungspaket dQK = Q66R- Q66(2) = U1. Cm (122) auf den Integrations kondensator 72 ü bertragen . Dies entspricht genau dem Kompensationsladungspaket dQK bei der Widerstands-Halbbrücke von Fig. 11 gemäß Gleichung (102).
Somit stehen bei der Widerstands-Vollbrücks dis gleichen Meß- und Kompensationsladungspakete dQM und dQK wie bei der Widerstands-Halbbrücke zur Verfügung. Das im Zusammenhang mit Fig. 11 und 12 erläuterte Korrekturverfahren ist somit auch bei der Widerstands-Vollbrücke anwendbar. Die Korrek- turladungspakete werden durch die Korrekturschaltung, die den gleichen Aufbau wie die Korrekturschaltung 73 von Fig. 11 oder die Korrekturschaltung 110 von Fig. 13 habsn kann, in der zuvor erläuterten Weise durch geeignete Wahl der Schaltphasen der Schalter-Steuersignale erzeugt und über den Schalter S8 auf den Integrationskondensator 72 des Integrators 70 übertragen. Während in den bisher erläuterten Ausführungsbeispielen die Signalverarbeitungsschaltung ein digitales Ausgangssignal liefert und dem Meßsensor ein von diesem Ausgangssignal
unabhängiges Versorgungssignal V zugeführt ist, soll nun anhand der in den Figuren 14 bis 21 erläuterten weiteren
Ausführungsbeispiele gezeigt werden, daß die Anordnung der
Erfindung und deren Störgrößenkorrektur auch anwendbar ist, wenn die Signalverarbeitungsschaltung ein analoges Ausgangssignal erzeugt und dieses auf den Meßsensor zurückgekoppelt ist.
So ist in Fig. 14 ein Ausführungsbeispiel gezeigt, das bis auf diesen Unterschied und die dadurch bedingten Modifizierungen dem von Fig. 8 entspricht. In Fig. 14 fehlen somit der Komparator 71 und die beiden Zähler 100, 101. Zwischen die Eingangsklemme 60 und das Ende des Spannungsteilers 54 ist ein Schalter S27 gelegt. Der Ausgang des Integrators 70, also auch dessen
Ausgangsspannung UA2, ist über einen Schalter S28 an dasselbe Ende des Spannungsteilers 54 gelegt.
Anhand der Fig. 15 bis 18 wird nun zunächst die Funktionsweise der Fig. 14 ohne die der Korrekturschaltung 73 erläutert. Die Fig. 15 zeigt dabei Zeitdiagramme für den Fall, daß der
Meßeffekt (Cx-Cref)/Cref entspricht und Cχ > Cref ist.
Die Schalter S... werden durch Steuersignale betätigt, die von einer Steuerschaltung 67 geliefert werden, die durch ein von einem Taktgeber 68 erzeugtes Taktsignal synchronisiert wird. Die Steuerungssignale sind wieder mit denselben Bezugszeichen S... wie die von ihnen gesteuerten Schalter bezeichnet. Jeder
Schalter ist offen, wenn das ihn steuernde Signal den niedrigen Signalwert hat, und geschlossen, wenn das ihn steuernde Signal den hohen Signalwert hat.
Die Schalter sind auch hier wieder symbolisch als mechanische Schalterkontakte dargestellt, doch sind sie in Wirklichkeit natürlich durch schnelle elektronische Schalter, beispielsweise Feldeffekttransistoren, gebildet. Die Diagramme der Fig. 15 bis 18 zeigen außer dem zeitlichen Verlauf der Steuersignale S... auch den zeitlichen Verlauf der Spannung UC am Speicherkondensator 66 und der
Ausgangsspannung UA2 im Verlauf von mehreren
aufeinanderfolgenden Zyklen Z, deren jeder in vier Phasen unterteilt ist, die mit 1 bis 4 beziffert sind.
Die Schalter S1, S2 werden durch ein periodisches Rechtecksignal im Gegentakt gesteuert, so daß der Schalter S1 offen ist, wenn der Schalter S2 geschlossen ist, und umgekehrt. Die Schalter S1 , S2 nehmen ihre abwechselnden Zustände jeweils für die Dauer der Phasen 1 bis 4 ein. Wenn der Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen ist, was jeweils in den Phasen 1 und 3 jedes Zyklus Z der Fall ist, können die im Eingangskreis des
Operationsverstärkers A1 liegenden Kondensatoren 51, 52 durch die Schalter S3 bis S6 an die Spannungen U2 oder U3 gelegt und entsprechend aufgeladen werden, ohne daß dadurch die Ladung im Speicherkondensator 66 beeinflußt wird. Dieser Zustand wird als "Konditionierphase" für die Konditionierung der Kondensatoren bezeichnet.
In gleicher Weise werden die Schalter S27, S28 durch ein
periodisches Rechtecksignal im Gegentakt gesteuert, so daß der Schalter S27 offen ist, wenn der Schalter S28 geschlossen ist, und umgekehrt. Die Schalter S27, S28 nehmen ihre abwechselnden Zustände jeweils für die Dauer von zwei Phasen ein. Während der Phasen 1 und 2 jedes Zyklus Z ist der Schalter S27 geschlossen und der Schalter S28 offen Die Phasen 1 und 2 bilden somit einen Teilzyklus Z1, in welchem die Spannung U1 am
Spannungsteiler 54 liegt. Dagegen ist in den Phasen 3 und 4 der Schalter S28 geschlossen und der Schalter S27 offen. Die Phasen 3 und 4 bilden somit einen Teilzyklus ZA, in welchem die
Spannung UA2 am Spannungsteiler 54 liegt.
In jedem Teilzyklus Z1 bzw. ZA sind die am Spannungsteiler 54 verfügbaren Spannungen U2, U3 einerseits durch die an der
Klemme 60 liegende Spannung und andererseits durch die
Spannungsteilerverhältnisse bestimmt. Für diese gilt: V2 = (R57 + R58)/(R56 + R57 + R58) (123)
V3 = R58/(R56 + R57 + R58) (124)
Somit steht in jedem Teilzyklus Z1 , also während der Phasen 1 und 2, die folgenden Spannungen zur Verfügung:
U2(1,2) = V2 . U1 (125)
U3(1,2) = V3 . U1 (126) und in jedem Zeitzyklus ZA, also während der Phasen 3 und 4 , stehen die folgenden Spannungen zur Verfügung:
U2(3,4) = V2 . UA2 (127)
U3(3,4) = V3 . UA2 (128)
In Fig. 15 werden die Schalter S4 und S6 im Gegentakt zum
Schalter S5 durch das gleiche Rechtecksignal wie die
Schalter S1 , S2 gesteuert, so daß die Schalter S4, S6 synchron mit dem Schalter S2 geöffnet und geschlossen werden. Der
Schalter S3 ist nur während der Phase 2 jedes Zyklus Z
geschlossen, und der Schalter S7 ist nur während der Phase 1 jedes Zyklus Z geschlossen. Somit ergibt sich folgender Ablauf des Betriebs der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 14:
Phase 1:
Am Beginn der Phase 1 jedes Zyklus Z befindet sich auf dem Speicherkondensator 66 noch die im vorhergehenden Zyklus aufgebrachte Ladung. Für die Dauer der Phase 1 ist der
Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen, so daß der Speicherkondensator 66 vom Ausgang des Operationsverstärkers A1 abgetrennt ist. Der Schalter S7 ist für die Dauer der Phase 1 geschlossen, so daß eine Ladungsübertragung vom
Speicherkondensator 66 auf den Integrationskondensator 72 stattfindet. Dadurch wird der Speicherkondensator 66 auf die Restladung
QC(R) = (U02 - U01) . C (129) entladen, wobei die Umlademenge auf den
Integrationskondensator 72 fließt.
Ferner befindet sich die Schaltung für die Dauer der Phase 1 in der Konditionierphase für die Kondensatoren 51, 52, da der Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen ist. Da der Schalter S3 offen und der Schalter S4 geschlossen ist, ist der Meßkondensator 51 mit dem Abgriff 62 des Spannungsteilers verbunden, so daß er die Ladung
Qcx(1) = (U01 + UB - U2).CX = (U01 + UB - V2.U1).C (130) aufgeladen wird, ohne daß die Ladung des Speicherkondensators 66 von diesem Aufladevorgang beeinflußt wird.
Dagegen ist der Referenzkondensator 52 mit dem Abgriff 63 des Spannungsteilers 54 verbunden, da der Schalter S5 offen und der Schalter S6 geschlossen ist. Daher wird der
Referenzkondensator 52 auf die Ladung
QCref(1) = (U01 + UB - U3).Cref . (U01 + UB - V3.U1) .Cref (131) aufgeladen, ohne daß die Ladung des Speicherkondensators 66 von dieser Aufladung beeinflußt wird.
Phase 2:
In Phase 2 jedes Zyklus Z ist der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen, so daß der Zwischenspeicher 65 bereit ist, Ladung auf den Speicherkondensator 66 zu übernehmen.
Zugleich sind die Schalter S4, S6 offen und die Schalter S3, S5 geschlossen, so daß nunmehr der Meßkondensator 51 mit dem
Abgriff 63 und der Referenzkondensator 52 mit dem Abgriff 62 verbunden ist. Demzufolge werden die Kondensatoren 51, 52 auf die folgenden Ladungen umgeladen:
QCX(2) = (U01 + UB - U3).CX = (U01 + UB - V3. U1 ) .Cχ (132 ) QCref(2) =(U01 + UB - U2).Cref = (U01 + UB - V2. Ul ) .Cref (133) Die Umlademenge beträgt dQCχ = QCχ(2) - QCχ(1) = (U2 - U3).Cx = (V2 - V3).U1.Cx (134) dQCref = QCref(2) - QCref(1) =
-(U2 -U3).Cref = -(V2 - V3).U1.Cref (135)
Die Gesamtumlademenge ist die Summe der Gleichungen (134), (135) dQM = (Cχ - Cref).(U2 - U3) = (Cχ - Cref).(V2 - V3).U1 (136): und fließt auf den Speicherkondensator 66. Die Umlademenge dQM wird als "Meßladungspaket" bezeichnet. Mit Cχ > Cref; U2 > U3 ruft es eine positive Änderung der Spannung UC hervor, wie aus dem zugehörigen Diagramm von Fig. 15 zu ersehen ist. Zusammen mit der Anfangsladung enthält der Speicherkondensator 66 nun die resultierende Ladung
QC = QC(R) + dQM = QC(R) + (Cχ - Cref).(V2 - V3).U1 (137)
Damit ist der Teilzyklus Z1 beendet.
Phase 3 :
In Phase 3 befinden sich die Schalter S1 bis S6 wieder in der gleichen Stellung wie in Phase 1, jedoch bleibt der Schalter S7 offen, so daß keine Umladung vom Speicherkondensator 66 auf den Integrationskondensator 72 stattfindet und somit der
Speicherkondensator 66 seine Ladung beibehält. Ferner ist nunmehr der Schalter S27 offen und der Schalter S28 geschlossen so daß am Spannungsteiler 54 die Spannung UA2 anliegt.
Demzufolge werden die Kondensatoren 51 und 52 auf die folgenden Ladungen aufgeladen:
QCx(3) = (U01 + UB - U2).Cχ = (U01 + UB - V2.UA2).Cχ (138) QCref(3) = (U01 + UB - U3).Cref = (U01 + UB " V3.UA2).Cref Phase 4 :
Die Phase 4 unterscheidet sich von der Phase 2 dadurch, daß der Schalter S3 offen bleibt, so daß der Meßkondensator 51 weder mit dem Abgriff 62 noch mit dem Abgriff 63 verbunden ist. Demzufolge wird nur der Referenzkondensator 52 auf die Ladung
QCref(4) = (U01 + UB - U2).Cref = (U01 + UB - V2.UA2) .Cref(140) umgeladen. Die Umlademenge dQK = QCref(4) - QCref(3) =
-(U2 - U3).Cχ = -(V2 - V3).UA2.Cref (141) bildet zugleich die gesamte Ladungsmenge, die im Teilzyklus ZA auf den Speicherkondensator 66 fließt. Sie wird als
Kompensationsladungspaket dQK bezeichnet und verursacht eine negative Änderung der Spannung UC, wie aus dem zugehörigen
Diagramm von Fig 15 zu erkennen ist. Damit ist der Teilzyklus ZA beendet.
Die Fig. 16 zeigt Diagramme, die gegenüber denen von Fig. 15 für den Fall abgewandelt sind, daß der gleiche Meßeffekt, jedoch mit entgegengesetztem Vorzeichen, nämlich -(Cχ - Cref)/Cref,
gemessen werden soll, da nun Cχ < Cref ist. Die Erläuterung von Fig. 15 gilt daher nur mit folgenden Änderungen:
Der Schalter S3 ist während Phase 1 geschlossen. Er wird also zeitgleich und gleichsinnig wie der Schalter S7 betätigt. Die Schalter S4, S6 sind während den Phasen 2 und 3 geschlossen, während - invers dazu - der Schalter S5 geöffnet ist. Es ergeben sich somit die folgenden Abläufe:
Phase 1:
Am Beginn der Phase 1 jedes Zyklus Z befindet sich auf dem
Speicherkondensator 66 noch die im vorhergehenden Zyklus
aufgebrachte Ladung. Für die Dauer der Phase 1 ist der
Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen, so daß der Speicherkondensator 66 vom Ausgang des Operationsverstärkers A1 abgetrennt ist. Der Schalter S7 ist für, die Dauer der Phase 1 geschlossen, so daß eine Ladungsübertragung vom
Speicherkondensator 66 auf den Integrationskondensator 72 stattfindet. Dadurch wird der Speicherkondensator 66 auf die Restladung
QC(R) = (U02 - U0l) . C (142) entladen, wobei die Umlademenge auf den
Integrationskondensator 72 fließt . Die Gleichungen (142) und (129) sind somit identisch.
Ferner befindet sich die Schaltung für die Dauer der Phase 1 in der Konditionierphase für die Kondensatoren 51, 52, da der
Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen ist. Da der Schalter S4 offen und der Schalter S3 geschlossen ist, ist der Meßkondensator 51 mit dem Abgriff 63 des Spannungsteilers 54 verbunden, so daß er auf die Ladung
QCx(1) = (U01 + UB - U3).CX = (U01 + UB - V3.U1).CX (143) aufgeladen wird, ohne die Ladung des Speicherkondensators 66 zu beeinflussen.
Dagegen ist der Referenzkondensator 52 mit dem Abgriff 62 des Spannungsteilers 54 verbunden, da der Schalter S6 offen und der Schalter S5 geschlossen ist. Daher wird der
Referenzkondensator 52 auf die Ladung
QCref(1) = (U01 + UB - U2).Cref = (U01 + UB - V2.U1).Cref (144) aufgeladen, ohne daß die Ladung des Speicherkondensators 66 von dieser Aufladung beeinflußt wird.
Phase 2:
In Phase 2 jedes Zyklus Z ist der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen, so daß der Zwischenspeicher 65 bereit ist, Ladung auf den Speicherkondensator 66 zu übernehmen. Zugleich sind die Schalter S3, S5 offen und die Schalter S4, S6 geschlossen, so daß nunmehr der Meßkondensator 51 mit dem
Abgriff 62 und der Referenzkondensator 52 mit dem Abgriff 63 verbunden ist. Demzufolge werden die Kondensatoren 51, 52 auf die folgenden Ladungen umgeladen:
QCχ(2) = (U01 + UB - U2).Cx = (U01 + UB - V2. U1).Cx (145) QCref(2) =(U01 + UB - U3).Cref = (U01 + UB - V3. U1) .Cref (146)
Die Umlademengen betragen: dQCx = QCx(2) - Qcx(1) = (U3 - U2).Cx = (V3 - U2).U1.Cx (147) dQCref = QCref(22) = QCref(1) =
-(U3 -U2).Cref = -(V3 - V2).U1.Cref (148)
Die gesamte Umlademenge ist die Summe der Gleichungen (147), (148) : dQM = (Cχ - Cref).(U2 - U3) = -(Cχ - Cref).(V2 - V2 ) .U1 (149) fließt auf den Speicherkondensator 66. Diese Umlademenge dQM ist wieder das "Meßladungspaket" . Mit Cχ < Cref; U2 > U3 ruft es eine positive Änderung der Spannung UC hervor, siehe Fig. 16 . Zusammen mit der Anfangsladung enthält der
Speicherkondensator 66 nun die resultierende Ladung
QC = QC(R) + dQM - QC(R) - (CX - Cref).(V2 - V3).U1 (150) Damit ist der Teilzyklus Z1 beendet.
Phase 3 :
In Phase 3 befinden sich die Schalter S1, S2 wieder in der gleichen Stellung wie in Phase 1 und die Schalter S4 bis S6 wie in Phase 2, jedoch bleiben die Schalter S3, S7 offen, so daß keine Umladung vom Speicherkondensator 66 auf den
Integrationskondensator 72 stattfindet und somit der
Speicherkondensator 66 seine Ladung beibehält. Ferner ist nunmehr der Schalter S27 offen und der Schalter S28 geschlossen, so daß am Spannungsteiler 54 die Spannung UA2 liegt. Demzufolge werden die Kondensatoren 51, 52 auf die folgenden Ladungen aufgeladen:
QCx(3) = (U01 + UB - U2).CX = (U01 + UB - V2.UA2).CX (151) Qref(3) = (U01 + UB - U3).Cref = (U01 + UB - V3.UA2) .Cref(152)
Phase 4:
Die Phase 4 unterscheidet sich von der Phase 2 dadurch, daß die Schalter S4, S6 offen und der Schalter S5 geschlossen sind, so daß der Meßkondensator 51 weder mit dem Abgriff 62 noch mit dem Abgriff 63 verbunden ist. Demzufolge wird der
Referenzkondensator 52 auf die Ladung
QCref(4) = (U01 + UB - U2).Cref = (U01 + UB - V2.UA2) .Cref(153) umgeladen. Die Umlademenge dQK = QCref(4) - QCref(3) =
-(U2 - U3).Cχ = -(V2 - V3).UA2.Cref (154) bildet zugleich die gesamte Ladungsmenge, die im Teilzyklus ZA auf den Speicherkondensator 66 fließt. Sie ist wieder das
Kompensationladungspaket dQK und verursacht eine negative
Änderung der Spannung UC, wie aus dem zugehörigen Diagramm von Fig 16 zu erkennen ist. Damit ist der Teilzyklus ZA beendet.
Die Fig. 17 zeigt Diagramme, die gegenüber denen von Fig. 15 für den Fall abgewandelt sind, daß ein anderer der eingangs
erwähnten Meßeffekte, nämlich (Cχ - Cref)/Cx, gemessen werden soll und daß Cχ > Cref ist. Die Erläuterung der Fig. 15 gilt daher nur mit den folgenden Änderungen:
Schalter S4 ist im Gegentakt zu Schalter S3 betätigt. Dieser ist in den Phasen 2 und 3 geschlossen, in den Phasen 1 und 4 offen. Demzufolge ist Schalter S4 in den Phasen 2 und 3 offen, dagegen in den Phasen 1 und 4 geschlossen. Die in den einzelnen Phasen auftretenden Ladungsmengen und Umladungen ergeben sich aus den bei der Erläuterung der Fig. 15 aufgestellten Gleichungen (129) bis (141) in mit der für Fig. 16 gültigen Ableitung der
Gleichungen (142) bis (154) vergleichbarer und somit geläufiger Weise; auf ihre Herleitung wird daher verzichtet.
Die Fig. 18 zeigt schließlich Diagramme, die bezüglich denen von Fig. 15 für den Fall gelten, daß der Meßeffekt Cχ/Cref
entspricht, wobei Fig. 18 sowohl für Cχ > Cref als auch für Cχ < Cref gilt. Es ändert sich sich somit nur Folgendes:
Schalter S4 ist - wieder wie in Fig. 17 - im Gegentakt zu
Schalter S3 betätigt, der nur in Phase 2 geschlossen ist.
Demzufolge ist Schalter S4 nur in Phase 2 offen. Schalter S6 (und im Gegentakt Schalter S5) ist nur in Phase 3 geschlossen (offen). Die Ladungsmengen und Umladungen ergeben sich wieder im vergleichbarer und geläufiger Weise, so daß auf ihre Herleitung verzichtet werden kann.
Anhand der Fig. 15 bis 18 ist gezeigt worden, daß durch
entsprechende Taktung der Schalter S... die zum jeweiligen
Meßeffekt gehörenden Ladungspakete und die daraus resultierenden Umladungen erzeugt werden können. In der Steuerschaltung 67 sind daher, wenn dem Anwender die Auswahl aus den gezeigten
Meßeffekten überlassen werden soll, die erläuterten
Steuersignale bereitzuhalten und mittels entsprechender Signale oder Befehle (Optionen) abrufbar zu machen. Die
Steuerschaltung 67 kann daher z.B. mittels eines entsprechend programmierten Mikroprozessors realisiert werden.
Allgemein kann in den Fig. 15 bis 18 jeder Zyklus Z aus n
Teilzyklen Z1 und aus K Teilzyklen ZA bestehen. In den Fig. 15 bis 18 ist die Funktion des Ablaufs für den Fall n = k = 1 dargestellt. Zusammen mit der am Beginn der Zyklus vorhandenen Restladung QC ( R) hat sich dann im Verlauf des Zyklus Z auf dem Speicherkondensator 66 die Gesamtladung QC(Z) = QC(R) + n.dQM + K + dQK (155) angesammelt.
In Phase 1 des folgenden Zyklus Z wird Speicherkondensator 66 durch Schließen des Schalters S7 wieder auf die Restladung QC(R) entladen. Die Differenzladung dQ = n.dQM + k.dQK (156) wird auf den Integrationskondensator 72 übertragen, wodurch die Ausgangsspannung UA2 nachgeregelt wird. Die gesamte Schaltung arbeitet daher als Regelschleife, die die Ausgangsspannung UA2 auf einen Wert zu bringen sucht, bei welchem im
Speicherkondensator 66 eine Ladungsbalance besteht. Das
Zeitverhalten des Einschwingvorgangs wird durch den
Kapazitätswert C des Integrationskondensator 72 bestimmt. Im eingeschwungenen Zustand, bei dem im Speicherkondensator 66 Ladungsbalance stattfindet, gilt: n.dQM + k.dQK = 0 (157)
Durch Einsetzen der Werte für dQM und dQK aus den Gleichungen (136) und (141) erhält man hierfür die Übertragungsfunktion der Schaltung von z.B. Fig. 15: (158)
Figure imgf000076_0001
In den Fig. 15 bis 18 ist angenommen, daß sich der
eingeschwungene Zustand im Zeitpunkt tE am Ende des dritten dargestellten Zyklus Z eingestellt hat. Von diesem Zeitpunkt an zeigt das Spannungsverhältnis UA2/U1 den gesuchten Meßeffekt an, und die Ausgangsspannung UA2 ändert sich nicht mehr, solange wie die Kapazität Cχ des Meßkondensators 51 ihren Wert beibehält. Bei einer Änderung der Kapazität Cx geht die Ausgangsspannung UA2 mit der durch die Kapazität C des Integrationskondensators 72 bestimmten Zeitkonstanten auf einen anderen Wert über.
Die Widerstandswerte der Widerstände 56, 57, 58 des
Spannungsteilers 54 gehen nicht in die Übertragungsfunktion ein, doch bestimmen die Spannungsteilerverhältnisse V2, V3 die Größe der Ladungspakete und damit die Dimensionierung der
Kondensatoren 66, 72. Desgleichen gehen deren Kapazitätswerte, die Offsetspannungen der Operationsverstärker, die
Versorgungsspannung der Schaltung und die Freguenz, mit der die Steuerschaltung getaktet wird, nicht in das Endergebnis ein.
Der Wert der Spannung U1 wird durch den Arbeitsbereich der
Schaltung begrenzt. Wählt man als Speisespannung U1 die
Stromversorgungsspannung der Schaltung, so erhält man gemäß Gleichung (158) ein Ausgangssignal, das zur
Stromversorgungsspannung umgekehrt proportional ist. Wählt man als Speisespannung U1 eine feste Referenzspannung Urej, so erhält man gemäß Gleichung (158) ein absolutes Ausgangssignal.
Bei den verschiedenen, in den Fig. 15 bis 18 gezeigten
Steuerungsvarianten der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 14 erfolgt die Fehlerkorrektur in gleicher Weise, wie dies anhand der Fig. 8 und 9 erläutert worden ist.
In Fig. 19 ist ein Ausführungsbeispiel gezeigt, das sich von dem in Fig. 11 gezeigten - wieder wie Fig. 14 - nur darin
unterscheidet, daß die Signalverarbeitungsschaltung ein analoges Ausgangssignal erzeugt und dieses auf den Meßsensor
zurückgekoppelt ist.
Anhand der Fig. 20 wird die Funktionsweise der Fig. 19 ohne die der Korrekturschaltung 73 erläutert, die sich aus der
Erläuterung der Fig. 12 ergibt. Die Diagramme von Fig. 20 zeigen außer dem zeitlichen Verlauf der Schaltersteuersignale auch den zeitlichen Verlauf der Spannung UC am Speicherkondensator 66 und der Ausgangsspannung UA2 während mehreren aufeinanderfolgenden Zyklen Z. Jeder Zyklus Z ist in sechs Phasen unterteilt, die mit 1 bis 6 beziffert sind. Die Schalter S1, S2 werden durch ein periodisches Rechtecksignal im Gegentakt gesteuert, so daß der Schalter S1 offen ist, wenn der Schalter S2 geschlossen ist, und umgekehrt.
Die Schalter S1, S2 nehmen ihre abwechselnden Zustände jeweils für die Dauer einer der Phasen 1 bis 6 ein. Wenn der Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen ist, was jeweils in den Phasen 1, 3 und 5 jedes Zyklus Z der Fall ist, kann der im
Eingangskreis des Operationsverstärkers A1 liegende
Kondensator 152 durch einen der Schalter S20 bis S22 an eine der Spannungen U2, U3 bzw. U01 gelegt und entsprechend geladen werden, ohne daß dadurch die Ladung im Speicherkondensator 66 beeinflußt wird. Die Schaltung befindet sich in der
Konditionierphase für die Konditionierung des Kondensators 152. Wenn der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen ist, ist der Zwischenspeicher 65 für die Übernahme von Ladung vom Kondensator 152 auf den Speicherkondensator 66 bereit.
Die Schalter S27, S28 werden ebenfalls wieder durch ein
periodisches Rechtecksignal im Gegentakt gesteuert, so daß der Schalter S27 offen ist, wenn der Schalter S28 geschlossen ist, und umgekehrt. Während der Phasen 1 bis 4 jedes Zyklus Z ist der Schalter S28 offen. Die Phasen 1 bis 4 jedes Zyklus Z bilden somit einen Teilzyklus Z1, in welchem die Spannung U1 an der Widerstands-Halbbrücke 140 liegt. Dagegen ist in den Phasen 5 und 6 der Schalter S28 geschlossen und der Schalter S27 offen. Die Phasen 5 und 6 bilden somit einen Teilzyklus ZA, in welchem die Spannung UA2 an der Widerstands-Halbbrücke 140 liegt.
In jedem Teilzyklus Z1, in dem die Spannung U1 an die
Widerstands-Halbbrücke 140 gelegt ist, haben die Spannungen U2, U3 die folgenden Werte: (159)
(160)
Figure imgf000078_0001
In jedem Teilzyklus ZA, in dem die Spannung UA2 an die
Widerstands-Halbbrücke 140 gelegt ist, haben die Spannungen U2, U3 die Werte (161)
(162)
Figure imgf000079_0001
Die Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 19 arbeitet wie diejenige von Fig. 11 nach dem Prinzip der Ladungsbalance, die im Speicherkondensator 66 stattfindet. Der Funktionsblock 150 liefert diskrete Ladungspakete, die auf den
Speicherkondensator 66 übertragen werden. Diese Ladungspakete werden dadurch erzeugt, daß der Kondensator 152 mit Hilfe der Schalter S20, S21, S22 wechselweise durch die verschiedenen Spannungen U2, U3, U01 auf- und umgeladen wird. Die im
Speicherkondensator 66 gespeicherten und summierten
Ladungspakete werden durch Schließen des Schalters S7 auf den Integrationskondensator 72 übertragen. Mit dem in Fig. 20 dargestellten zeitlichen Verlauf der verschiedenen
Schaltersteuersignale ergibt sich der folgende Zeitablauf des Betriebs der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 19:
Phase 1:
Am Beginn der Phase 1 jedes Zyklus Z befindet sich auf dem Speicherkondensator 66 noch die im vorhergehenden Zyklus aufgebrachte Ladung. Für die Dauer der Phase 1 ist der
Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen, so daß der Speicherkondensator 66 vom Ausgang des Operationsverstärkers A1 abgetrennt ist. Der Schalter S7 ist für die Dauer der Phase 1 geschlossen, so daß eine Ladungsübertragung vom
Speicherkondensator 66 auf den Integrationskondensator 72 stattfindet. Dadurch wird der Speicherkondensator 66 auf die Restladung QC ( R ) = (U02 + UB - U01 - U3 ) . C ( 163 ) entladen, wobei die Umlademenge auf den
Integrationskondensator 72 fließt.
Ferner befindet sich die Schaltung für die Dauer der Phase 1 in der Konditionierphase des Kondensators 152, da der Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen ist. Da zugleich der
Schalter S21 geschlossen ist, ist der Kondensator 151 mit dem Bezugsleiter 61 verbunden, so daß er auf die Ladung
Qcm(1) = (U01 + U3(1-4)) . Cm (164) aufgeladen wird, ohne daß die Ladung des Speicherkondensators 66 davon beeinflußt wird.
Phase 2:
In Phase 2 jedes Zyklus Z ist der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen, so daß der Zwischenspeicher 65 bereit ist, Ladung auf den Speicherkondensator 66 zu übernehmen.
Zugleich ist der Schalter S22 geschlossen, so daß der
Kondensator 152 über den Verbindungsleiter 153 mit dem
nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers A1, verbunden ist. Dadurch liegt am Kondensator 152 nur die
Offsetspannung U01, durch die er auf die Ladung
QCm(2) = U01 . Cm (165) umgeladen wird. Die Umlademenge dQCm(1,2) = QCm(2) - QC(1) = - U3(1-4) . C (166) fließt auf den Speicherkondensator 66 und verursacht eine negative Änderung der Spannung UC, wie aus dem zugehörigen Diagramm von Fig. 20 ersichtlich ist. Phase 3 :
In Phase 3 ist wieder der Schalter S1 geschlossen und der
Schalter S2 offen, so daß sich die Schaltung in der
Konditionierphase für den Kondensator 152 befindet. Jedoch bleibt der Schalter S7 offen, so daß keine Ladungsübertragung vom Speicherkondensator 66 auf den Integrationskondensator 72 stattfindet und der Speicherkondensator seine Ladung beibehält. Ferner ist nunmehr der Schalter S20 geschlossen, so daß der Kondensator 152 mit der Klemme 60 verbunden ist und somit auf die Ladung
QCm(3) = (U01 - U2(1-4)) . Cm (167) aufgeladen wird.
Phase 4
In Phase 4 ist der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen, so daß der Zwischenspeicher 65 zur Übernahme von Ladung bereit ist. Zugleich ist wieder der Schalter S12
geschlossen, so daß der Kondensator 152 über den
Verbindungsleiter 153 mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers A1 verbunden ist und durch die
Offsetspannung U01 auf die Ladung
Qcm(4) = U01 . Cm (168) umgeladen wird. Die Umlademenge dQCm(3,4) = QCm(4) - QCm(3) = U2(1-4) . Cm (169) fließt auf den Speicherkondensator 66 und verursacht eine positive Änderung der Spannung UC, wie aus dem zugehörigen Diagramm von Fig. 20 ersichtlich ist. Diese positive
Spannungsänderung ist jedoch kleiner als die zuvor in der
Phase 2 verursachte negative Spannungsänderung, da die
Spannung U2(1-4) kleiner als die Spannung U3(1-4) ist. In den Phasen 1 bis 4 ist somit insgesamt ein Meßladungspaket dQM = dQCm(1,2) + dQCm(3,4) = U2(1-4).Cm- U3(1-4).Cm (170) auf den Speicherkondensator 66 übertragen worden. Setzt man für
U2(1-4) und u3(1-4) die Werte aus den Gleichungen (159) und (160) ein, so erhält man dQM = U1.Cm(R-dR)/2R - U1.Cm(R+dR)/2R = -U1.Cm.dR/R (171)
Der Unterschied zwischen den in den Phasen 2 und 4 verursachten Änderung der Spannung UC ist diesem Meßladungspaket dQM
proportional, wie in dem zugehörigen Diagramm von Fig. 20 angezeigt ist.
Phase 5:
Die Phase 5 ist wieder eine Konditionierphase für den
Kondensator 152. Da der Schalter S20 geschlossen ist, wird
Kondensator 152 auf die Ladung
QCm(5) = (U01 - U2(5,6)) . Cm (172) aufgeladen.
Phase 6 :
In Phase 6 ist der Schalter S1 geschlossen, so daß der
Kondensator 152 mit dem Bezugsleiter 61 verbunden ist und auf die Ladung
QCm(6) = (U01 + U3(5,6)) . Cm (173) umgeladen wird. Die Umlademenge wird als
Kompensationsladungspaket dQK = QCm(6) - QCm(5) = U2(5,6) . Cm + U3(5,6) . Cm (174) auf den Speicherkondensator 66 übertragen. Setzt man für U2(5 ,6) und U3(5 ,6) die Werte aus den Gleichungen (161), (162) ein, so erhält man dQK = UA2 . Cm(R-dR)/2R + UA2 . Cm(R+dR)/2R = UA2.Cm (175)
Das Kompensationsladungspaket dQK verursacht eine dazu
proportionale positive Änderung der Spannung UC, wie in dem entsprechenden Diagramm von Fig. 20 angezeigt ist.
Jeder Zyklus Z kann wiederum aus n Teilzyklen Z1 und
k Teilzyklen ZA bestehen; Fig. 20 zeigt die Verhältnisse für den
Sonderfall n = k = 1. Im allgemeinen Fall hat sich auf dem
Speicherkondensator 66 in jedem Zyklus Z die Ladung
QC(Z) = QC(R) + n . dQM + k . dQK (176) angesammelt . Am Beginn des folgenden Zyklus Z wird der
Speicherkondensator 66 wieder auf die Restladung QC(R) entladen. Die Differenzladung dQ = n . dQM + k . dQκ (177) wird auf den Integrationskondensator 72 übertragen, wodurch die
Ausgangsspannung UA2 nachgeregelt wird. Die Schaltung arbeitet daher als Regelschleife, die die Ausgangsspannung UA2 auf einen
Wert zu bringen sucht, bei dem die Summe der
k Kompensationsladungspakete dQK gleich Summe der der
n Meßladungspakete dQM ist. Wenn dieser Zustand erreicht ist, besteht Ladungsbalance im Speicherkondensator 66: n . dQM + k . dQK = 0 (178)
Durch Einsetzen der Werte für dQM und dQK aus den Gleichungen (171) und (175) erhält man hieraus die Übertragungsfunktion der Schaltung: (179)
Figure imgf000083_0001
Das Verhältnis der analogen Ausgangsspannung UA2 zur Versorgungsspannung U1 zeigt also im eingeschwungenen Zustand unmittelbar das gesuchte Widerstandsverhältnis an. In Fig. 20 ist angenommen, daß sich der eingeschwungene Zustand im
Zeitpunkt tE am Ende des zweiten dargestellten Zyklus Z
eingestellt hat. Von diesem Zeitpunkt an ändert sich die
Spannung UA2 nicht mehr, solange wie die Widerstände 141, 142 ihre Werte beibehalten. Bei einer Änderung des
Widerstandsverhältnisses dR/R geht die Ausgangsspannung UA2 mit einer bestimmten Zeitkonstante auf einen anderen Wert über.
Der Kapazitätswert des Kondensators 152 geht nicht in die
Übertragungsfunktion ein, er bestimmt jedoch die Größe der
Ladungspakete und somit die Dimensionierung der
Kondensatoren 66, 72. Desgleichen gehen wieder deren
Kapazitätswerte, die Offsetspannungen der Operationsverstärker, die VersorgungsSpannung der Schaltungen und die Freguenz, mit der die Steuerschaltung getaktet wird, nicht in das Endergebnis ein.
Der Wert der Spannung U1 wird nur durch den Arbeitsbereich der Schaltung begrenzt. Wählt man als Speisespannung U1 die
Stromversorgung der Schaltung, so erhält man gemäß
Gleichung (179) ein Ausgangssignal, das der
Stromversorgungsspannung proportional ist. Wählt man als
Speisespannung U1 eine feste Referenzspannung Uref, so erhält man gemäß Gleichung (179) ein absolutes Ausgangesignal.
Fig. 21 zeigt eine Abwandlung der Schaltungen von Fig. 14 und 19, die anstelle einer analogen Ausgangsspannung UA2 einen analogen Ausgangsstrom IA liefern. In Fig. 21 sind der
Zwischenspeicher 65 und der Integrator 70 von Fig. 14 und 19 jeweils durch einen Schaltungsblock dargestellt. Der
Schaltungsblock 180 von Fig. 21 entspricht der aus dem Meßsensor und dem Funktionsblock bestehenden Schaltungsgruppe der
Schaltungen von Fig. 14 und 19, also dem Sensor 50 und dem
Funktionsblock 53 von Fig. 14 oder der Widerstands- Halbbrücke 140 und dem Funktionsblock 150 von Fig. 19. Der Ausgang des Integrators 70 ist in Fig. 21 mit der Basis eines npn-Transistors 181 verbunden, der als Emitterfolger mit einem im Emitterkreis liegenden Widerstand 182 des Wertes RA geschaltet ist. Die zum Schalter S28 führende Rückkopplung ist an den Emitter des Transistors 181 angeschlossen. Die
Ausgangsspannung UA2 des Integrators 70 läßt über den Kollektor- Emitter-Kreis des Transistors 181 den Ausgangsstrom IA fließen. Somit wird bei dieser Schaltung die Spannung
URA = RA . IA (180) auf den Eingang rückgekoppelt.
Damit gilt für das Kompensationsladungspaket dQK im Fall der Schaltung von Fig. 14 anstelle der Gleichung (141): dQK = -(V2 - V3) . URA . Cref (181) und im Fall der Schaltung von Fig. 19 anstelle der
Gleichung (175): dQK = URA . Cm (182)
Demzufolge erhält man für die Schaltung von Fig. 14 anstelle der Gleichung (158) die Übertragungsfunktion
X (183)
Figure imgf000085_0001
und für die Schaltung von Fig. 19 anstelle der Gleichung (179) die Übertragungsfunktion (184)
Figure imgf000085_0002
Die Schaltung von Fig. 21 eignet sich insbesondere für
Meßanordnungen, bei denen über eine einzige Zweidrahtleitung das Meßsignal in Form eines Gleichstroms übertragen wird, der beispielsweise zwischen 4 mA und 20 mA veränderlich ist und in den auch der Versorgungsstrom für den Sensor und die
Signalverarbeitungsschaltung eingeschlossen ist.
Figure imgf000087_0001
Figure imgf000088_0001

Claims

P AT E N TAN S PRÜC H E
1. Anordnung zur Verarbeitung von Sensorsignalen, die von einem Meßsensor (1), der als Reaktion auf die physikalische Einwirkung einer zu erfassenden physikalischen Meßgröße sowie einer oder mehrerer physikalischer Störgrößen einen Meßeffekt M1 erzeugt, der von der zu erfassenden physikalischen Meßgröße und von den physikalischen Störgrößen abhängt, und die von einem oder mehreren weiteren Sensoren (4) geliefert werden, die
Meßeffekte M2...Mn erzeugen, die im wesentlichen nur von
physikalischen Störgrößen abhängen, mit einer
Signalverarbeitungsschaltung (2), die die Meßeffekte als
Eingangsgrößen empfängt und die so ausgebildet ist, daß sie durch analoge Verarbeitung der Sensorsignale eine
Ausgangsgröße S liefert, deren Verhältnis zu einer
Referenzgröße Sref in Abhängigkeit von den die Eingangsgrößen bildenden Meßeffekten M1, M2... Mn durch die
Übertragungsfunktion:
Figure imgf000089_0001
bestimmt ist, deren Koeffizienten b11 ... b2n, c11 ... c2n zur Erzielung des gewünschten Übertragungsverhaltens in Abhängigkeit von den Eigenschaften des Meßsensors (1) einstellbar sind.
2. Anordnung nach Anspruch 1, bei der wenigstens einer der weiteren Sensoren (4) ein temperaturabhängiger Widerstand (81) und der von ihm erzeugte Meßeffekt ein temperaturabhängiges Spannungsverhältnis (VT) ist.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Meßsensor (1) und jeder Sensor (4) ein Ausgangssignal liefern, das dem Produkt eines Meßeffekts mit einem ihnen zugeführten Versorgungssignal proportional ist, diese Ausgangssignale und wenigstens ein
Signal, das in Beziehung zu den Versorgungssignalen steht, in Wichtungsschaltung (30, 31, 32, 33, 34, 35) mit einstellbaren Koeffizienten gewichtet werden und die Ausgangssignale der
Wichtungsschaltungen in Summierschaltungen (36, 37) zur
Realisierung der Übertragungsfunktion summiert werden.
4. Anordnung nach Anspruch 3, bei der das Ausgangssignal
wenigstens eines Sensors zur Bildung des Versorgungssignals wenigstens eines weiteren Sensors dient.
5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4 mit einem Analog-Digital- Wandler (38) mit einem Signaleingang (38a) und einem
Referenzeingang (38b), der am Signaleingang das Ausgangssignal einer (36) der Summierschaltungen und am Referenzeingang das Ausgangssignal einer anderen (37) der Summierschaltungen
empfängt und am Ausgang (38c) ein digitales Signal liefert, das dem Verhältnis zwischen dem Signaleingang und dem
Referenzeingang zugeführten Analogsignalen entspricht.
6. Anordnung nach Anspruch 5, bei der der Analog-Digital- Wandler (38) nach dem Prinzip der Strombalance zwischen den dem Signaleingang (38a) und dem Referenzeingang (38b) zugeführten Strömen arbeitet.
7. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Verarbeitung der Sensorsignale durch guantisierten Ladungstransport und
Ladungsbalance mittels Schalter-Kondensator-Strukturen erfolgt und in die Ladungsbalance Ladungspakete einbezogen sind, die aus einem gewichteten Meßeffekt oder aus der Summe mehrerer
gewichteter Meßeffekte gebildet sind.
8. Anordnung nach Anspruch 7, bei der in die Ladungsbalance Ladungspakete einbezogen sind die aus in festem Bezug zu den Versorgungssignalen der Sensoren stehenden Signalen gebildet sind .
9. Anordnung nach Anspruch 7 oder 8 mit
- einem Funktionsblock (53) mit zyklisch betätigten
Schaltern (55), die in Verbindung mit wenigstens einem Kondensator zur Bildung von Meßladungspaketen dienen,
- einer Korrekturschaltung (73) mit Schalter-Kondensator- Strukturen zur Bildung von Korrekturladungspaketen, die entsprechend den Koeffizienten der Übertragungsfunktion gewichtet sind, und
- einem Integrator (70) zur Integration der Meßladungspakete und der Korrekturladungspakete, der fortlaufend ein das Integrationsergebnis darstellendes Ausgangssignal (UA2) liefert.
10. Anordnung nach Anspruch 9 mit einer Anordnung (71), die bei jedem Über- bzw. Unterschreiten eines vorgegebenen
Schwellenwerts durch das Ausgangssignal des Integrators (70) einen Kompensationszyklus auslöst, in dessen Verlauf dem
Integrator ein Kompensationsladungspaket zugeführt wird, durch das er wieder in einen Ausgangszustand zurückgestellt wird.
11. Anordnung nach Anspruch 9 oder 10 mit einer
Steuerschaltung (67) zur zyklischen Betätigung der Schalter des Funktionsblocks (53) und der Korrekturschaltung (73).
12. Anordnung nach den Ansprüchen 9 und 11, bei der die
Steuerschaltung (67) bei jeder Auslösung eines
Kompensationszyklus die zyklische Betätigung der Schalter zur Bildung eines Kompensationsladungspakets verändert.
13. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 12, bei der die Kompensationsladungspakete mittels Schalter-Kondensator- Strukturen (75) der Korrekturschaltung (73) oder mittels des Funktionsblocks (53) gebildet sind.
14. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 13, bei der die durch die Steuerungsschaltung (67) bestimmten Schaltphasen der zyklischen Schalterbetätigung zur Wahl der Vorzeichen der Korrekturladungspakete und/oder zur Verarbeitung
unterschiedlicher Meßeffekte einstellbar sind.
15. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, bei der die Kapazitätswerte der Kondensatoren der Korrekturschaltung (73) zur Wichtung der Ladungspakete entsprechend den Koeffizienten der Übertragungsfunktion einstellbar sind.
16. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, bei der die Wichtung der durch die Schalter-Kondensator-Strukturen der
Korrekturschaltung (73) zur Erzeugung der Ladungspakete
abgetasteten Spannung entsprechend den Koeffizienten der
Übertragungsfunktion einstellbar ist.
17. Anordnung nach Anspruch 16, bei der jeder Schalter- Kondensator-Struktur der Korrekturschaltung (73) ein
einstellbarer Widerstands-Spannungteiler (82) zugeordnet ist.
18. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 17, bei der der bzw. jeder mit den Schaltern des Funktionsblocks (53) zur
Bildung der Meßladungspakete zusammenwirkende
Kondensator (51, 52) ein Kondensator des den Meßeffekt M1 liefernden kapazitiven Sensors ist.
19. Anordnung nach Anspruch 18, bei der der Funktionsblock einen Spannungsteiler (54) enthält, an welchem die zur Bildung der Meßladungspakete dienenden Spannungen (U2, U3) abgegriffen werden und der zur Anpassung der Meßladungspakete an den
Betriebsbereich der Signalverarbeitungsschaltung (2) eingestellt ist.
20. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 17, bei der der Meßsensor (1) eine Widerstands-Halbbrücke (140) bzw. eine
Widerstands-Vollbrücke (160) ist und der
Funktionsblock (150, 170) wenigstens einen mit den Schaltern zur Bildung der Meßladungspakete zusammenwirkenden Kondensator (152, 172) enthält.
21. Anordnung nach Anspruch 20, bei der zur Anpassung der
Meßladungspakete an den Betriebsbereich der Schaltung der
Kondensator (152, 172) eingestellt ist.
22. Anordnung nach Anspruch 9 und einem der Ansprüche 11 bis 21, bei der die Signalverarbeitungsschaltung (2) ein der Meßgröße entsprechendes analoges Ausgangssignal liefert und die Speisung des Meßsensors (1) durch Rückkopplung eines in fester Beziehung zum analogen Ausgangssignal stehenden Rückkopplungssignals zur Erzielung der Ladungsbalance beeinflußt ist.
23. Anordnung nach Anspruch 22, bei der das Rückkopplungssignal periodisch abwechselnd mit einem Versorgungssignal zur Speisung des Meßsensors (1) verwendet ist.
24. Anordnung nach Anspruch 23, bei der die Schalter- Kondensator-Strukturen so gesteuert sind, daß sie die vom
Meßeffekt abhängigen Meßladungspakete bei Speisung des
Meßsensors (1) mit dem Versorgungssignal (V) und die vom
Meßeffekt unabhängigen Konpensationsladungspakete bei Speisung des Sensors mit dem Rückkopplungssignal erzeugen.
25. Anordnung nach einem der Ansprüche 22 bis 24 , bei der das Versorgungssignal (V) eine Spannung (U1) ist und das analoge Ausgangssignal der Signalverarbeitungsschaltung (2) gleichfalls eine Spannung (UA2) ist, die zugleich als Rückkopplungssignal verwendet ist.
26. Anordnung nach einem der Ansprüche 22 bis 24, bei der das Versorgungssignal (V) eine Spannung (U1) ist, das analoge
Ausgangssignal der Signalverarbeitungsschaltung (2) ein
Strom (IA) ist und das Rückkopplungssignal eine dem Strom
proportionale Spannung (URA) ist.
27. Anordnung nach Anspruch 25 oder 26, bei der das
Versorgungssignal (V) die Stromversorgungsspannung oder eine feste Referenzspannung ist.
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