WO1988000408A1 - Process for operating a switching controller and switching controler operating according to this process - Google Patents

Process for operating a switching controller and switching controler operating according to this process Download PDF

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WO1988000408A1
WO1988000408A1 PCT/CH1987/000070 CH8700070W WO8800408A1 WO 1988000408 A1 WO1988000408 A1 WO 1988000408A1 CH 8700070 W CH8700070 W CH 8700070W WO 8800408 A1 WO8800408 A1 WO 8800408A1
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WO
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voltage
comparator
input
output
flyback converter
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Application number
PCT/CH1987/000070
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English (en)
French (fr)
Inventor
Domenic Melcher
Original Assignee
Melcher Elektronische Geräte Ag
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device from the class of switching regulators or switching power supplies and from this class the subgroup of flyback converters.
  • the state of the art in relation to flyback converters is shown in the document "Switching Power Supplies” by Joachim Wüstehube (ed.), Grafenau / Berlin. Supplements to the state of the art can be found in the "Technical Notice” 3/85, Siemens AG, Kunststoff.
  • the direct short-circuit on the secondary side causes an almost complete breakdown of the output voltage U 0 when operating at a fixed frequency, combined with a sharp rise in the current. Therefore, the short circuit is answered by switching off the switching regulator and switching it on again with a so-called slow start circuit. If the short circuit persists, this process is repeated as often as desired, with the current increasing again and again in accordance with the threshold characteristic.
  • - Switching frequency should be variable but limited so that there is no relationship to an internal phase position of the controller; it should be limited and reasonably stable to prevent the prostitutes 1 to facilitate ionization and to stay outside the listening area.
  • 5 flyback converters according to the invention are characterized in that the output voltage U 0 , the maximum average output current Io, the demagnetization of the transformer via the minimum secondary current, the maximum input voltage-time integral in
  • the method and the device are characterized in that the value of the input voltage-time integral specified by the apparatus is reduced if the maximum output current at the voltage Uo is not used, as a result of which both the input
  • Switching time t » and the pause length thousand can be shortened; the switching frequency thus remains variable within narrow limits.
  • FIG. 2 an extension of FIG. 1 with additional monitoring and control functions
  • Fig. 3 shows the voltage and current curves over time
  • Fig. 4 shows the basic circuit diagram of a flyback converter
  • Fig. 5 shows the circuit diagram of the flyback converter according to the invention
  • FIG. 6 shows a first detailed variant of FIG. 5
  • FIG. 7 shows a second detailed variant of FIG. 5
  • Fig. 8 variants for obtaining a control signal in a flyback converter with several outputs.
  • a flyback converter 61 is subdivided into a primary part 62 and a secondary part 63.
  • the control method is implemented by five function blocks 64, 65, 66, 67, 68.
  • Function block 64 forms the integral
  • FIG. 4 shows the voltage and current curves over time that arise in a flyback converter according to the basic circuit diagram shown as FIG. 4.
  • the rectified direct voltage UE smoothed with the aid of a capacitor 3 is switched to the primary winding 1 of a transformer 2 with the aid of a transistor 4.
  • the transistor 4 is operated in a clocked or blocking manner by the control loop - which is formed by the function blocks 64 to 68 in FIG. 1.
  • a current will only flow on the secondary winding 5 of the transformer 2, owing to its connection to a diode 6, a capacitor 7 and possibly an external load 8, when the transistor 4 blocks.
  • FIG. 3a shows the voltage curve at the primary winding 1.
  • the output voltage Uo of the barrier wall which is transformed back by the translation ratio ü lers.
  • t e in) The extended current course applies to the so-called triangular mode, the dashed line for the trapezoidal mode. It is general
  • the voltage-time area formed by the integral is therefore a direct measure of Ipmax • W ⁇ rc * ⁇ acn t made the transistor 4 blocking, the maximum energy has been transferred to the primary winding:
  • Ipmax is determined by integral formation. If a predetermined value has been reached, the control phase of the transistor 4 is ended by a control signal to a bistable switch 70, which in turn acts on the transistor 4.
  • the function block 65 which receives its input signal from the secondary side 63 of the flyback converter 61, monitors this value and sends a control signal to an AND gate 69 when a predetermined threshold is reached.
  • the maximum current I 0 is monitored by the function block 66.
  • This function block only then sends a control or release signal to the AND gate 69 if the output current remains below the predetermined threshold I 0 .
  • a short circuit on the secondary side has the consequence here that the output current rises to this maximum value.
  • the short circuit is to be distinguished from sudden load changes by means of a suitable current notification method. Its input signal refersrhythms ⁇ the block 66 by the function block 65 - "since the integral of the secondary current i s over t from the time mean value of the output current corresponding to the circuit is short-circuit proof now..
  • the function block 67 monitors the output voltage Uo of the secondary side 63 of the flyback converter 61. It outputs its release control signal to the AND gate 69 if the predetermined size is undershot.
  • the time course of i s is given by
  • the comparison threshold which limits the size of the voltage-time integral in function block 64, is influenced by a further function block 68. Depending on the pause length t a us, the threshold for
  • the length of the break is also shortened, because - due to the smaller transmitted energy - the thresholds of the function blocks 65, 66, 67 are also closer
  • the frequency remains above a minimum frequency determined by the function block 68, both in the event of a short circuit and when idling.
  • FIG. 2 shows an expansion of the method according to FIG. 1 according to the invention by three further function blocks 71, 72, 73.
  • the function block 71 monitors the input voltage U for exceeding a predetermined maximum value; function block 72 blocks when U falls below a minimum value; Finally, the function block 73 is used for remote control and allows the bistable switch 70 to be held in the position in which the transistor 4 blocks.
  • a barrier wall 1er which corresponds to that of FIG. 4, is supplemented by a measuring resistor 9 and a voltage divider, consisting of resistors 27, 28, which divide the output voltage Uo.
  • the partial voltage UoR is fed to a comparator 29, which compares it with a reference voltage Upef. If U 0 R - ⁇ - U re f, the output of the comparator 29 is raised and feeds an input 30 of an AND gate 18.
  • the comparator 29 is the switching element corresponding to the function block 67; ., the AND gate 18 corresponds to the AND gate 69 of Figures 1 and 2.
  • the secondary current i s produced across the sense resistor 9 a wastehers ⁇ URS "in a comparator 20 with a small voltage Schwellenspan- URs m ⁇ - is compared to n . If URs- ⁇ URSmin ⁇ r ⁇ ⁇ c ' he output of the comparator 20 is raised and thus controls a further input 19 of the AND gate 18.
  • the threshold URSmin is reached when the transformer 2 is sufficiently de-magnetized to be from the Primary winding 1 to be re-magnetized. This prevents the core of the transformer 2 from becoming saturated.
  • the voltage URS is simultaneously applied to a resistor 33 which, together with a capacitor 34, forms an RC element.
  • the time constant of this RC element is large compared to the expected length of the switching frequency.
  • the comparison voltage U ⁇ 0 is the output of the comparator is Kom ⁇ 31 is only set high so chosen if URS ⁇ U IO. If this condition is not met - which is the case in the event of a short circuit, the AND gate 18 remains blocked since the comparator 31 connects to a further input 32 of the AND
  • the comparator 20 corresponds to the function block 65, the comparator 31 together with the RC element 33, 34 forms the function block 66.
  • Function block 64 shown in FIG. 5 (outlined with dashed lines), contains a comparator 13 which compares its voltage from function block 68
  • the input signal of the comparator 13 is obtained on an RC element consisting of a resistor 10, which is connected to the UE, and a capacitor 11.
  • Another RC element consisting of a resistor 47 and a capacitor 46, is connected to a constant voltage U ⁇ st ⁇ Ref *
  • the comparator 49 which is provided, for example, with an open collector output, then discharges a further capacitor 51 with the time constant given by the combination of two resistors 50, 52 and the capacitor 51 onto which Voltage, which is given by UR e f, which is present at resistor 52, and the division ratio of resistors 50, 52.
  • This voltage which is determined in this way, serves as a comparison voltage for the comparator 13. If the pause is a thousand short enough, the open collector output of the 5 comparator 49 remains inactive and the comparator 13 is connected to the resistor 52 the full reference voltage. This corresponds to the operation at maximum voltage-time area. The longer the time, thousand, the lower the comparison voltage for the comparator 13. This results in a shortening .
  • the above-mentioned switching elements 46 to 52 together form the functional block 68 according to FIGS. 1 and 2.
  • the comparator 13 acts on an individual pulse generator 14, which simultaneously transmits its output signal to a flip-flop 15 and an inverter 16.
  • the flip-flop 15 corresponds to the bistable switch 70 of FIGS. 1 and 2.
  • the pulse from the individual pulse generator 14 signals the end of the phase t e in u ⁇ is applied to the reset input R of the flip-flop 15. As a result, its output Q "is increased : phase thousand begins.
  • the switching elements contained in the function blocks 64, 68 thus represent a frequency control loop which regulates slowly in comparison to the switching frequency of the flyback converter.
  • the output signals of the inverter 16 and the comparators 20, 29, 31 are located at the AND gate 18. If two further comparators 53, 55 and an inverter 58 are initially disregarded, the output of the AND gate 18 is set high when the comparators 20, 29, 31 mentioned also have outputs which are set high.
  • the output of the inverter 16, which acts on an input 17 of the AND gate 18, is constantly high, with the exception of the pulse from the individual pulse generator 14. This prevents the simultaneous application of set and reset commands to the flip-flop 15 and defines a minimum duration of t a us »which corresponds to the pulse length of the individual pulse generator 14.
  • the comparators 53, 55 are used to monitor the input voltage U of the flyback converter, which supplies its input signal via two voltage dividers 74, 75.
  • the output of comparator 53 is set low when its input voltage becomes greater than the set threshold; the output of comparator 55 is set low when the minimum input The voltage falls below the set threshold. So wi rd t ei ne additional phase en prevented.
  • the inverter 58 the output of which is normally high, is used for remote control of the flyback converter according to the invention.
  • the comparators 53, 55 and the inverter 58 act on the inputs 54, 56, 57 of the AND gate 18.
  • the signal for the comparators 13, 20, 29 can be used simultaneously with the solution shown in FIG. 7 and 31 can be won.
  • 5 carries a third winding 24.
  • a capacitor 26, which forms an RC element together with a resistor 25 is charged, the voltage U c increases linearly, provided that RC ⁇ t a .
  • the capacitor 26 is discharged or reloaded in the time t off , and the voltage drops linearly.
  • the voltage rise is processed by the comparator 13, the drop by the comparator 20 or the comparator 31.
  • the reverse voltage of the winding 24 can be rectified via a diode (not shown) and can be screened in a known manner by means of a filter capacitor. An image of the output voltage U 0 is then obtained on this filter capacitor, which can be supplied to the comparator 29 for voltage regulation. It can be seen that the function blocks 64 to 68 are both primary and can be arranged secondary or mixed.
  • each individual output, or several together can be monitored for short-circuiting or simply exceeding the limit current I 0 .
  • Such devices are shown in Fig. 8a, b. Representing several outputs, two of them are provided here. 8a, the secondary winding 5 from FIG. 5 is divided into two partial windings 35, 36,. which each work via a diode 37, 38 on a capacitor 39, 40.
  • a resistor 41 is connected in series with the partial windings 35, 36, which thus monitors the sum of the output currents and the measuring resistor 9 from FIG 5 corresponds to.
  • a prerequisite for the functioning of the monitoring is that the consumers both work against ground.
  • FIG. 8b A variant of this is shown in Fig. 8b.
  • each output circuit has an individually monitored secondary winding 42.43.

Landscapes

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  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)

Description

Verfahren zum Betrieb eines Schaltreglers und nach diesem Verfahren arbeitender Schaltregler.
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Stromversorgungsgerät aus der Klasse der Schaltregler oder Schaltnetzteile und aus dieser Klasse die Untergruppe der Sperrwandler. Der Stand der Technik in bezug auf Sperr¬ wandler ist dargestellt in der Schrift "Schaltnetzteile" von Joachim Wüstehube (Hrsg), Grafenau/ Berlin. Ergänzungen zum Stand der Technik finden sich in der "Technischen Mitteilung" 3/85, Siemens AG, München.
Während die Beherrschung normaler Betriebszustände bei bestehenden Be¬ triebsverfahren in der Regel keine Probleme stellt, sind es die Extrem¬ zustände und die besonderen Anforderungen, die an Schaltregler gestellt werden, die oft nicht gleichzeitig bzw. mit dem gleichen Betriebsver- fahren gemeistert werden. Solche Extremzustände sind beispielsweise
- Kurzschiuss
- Leerlauf
- plötzliche starke Lastwechsel
- grosse Schwankungen in der Eingangsspannung Als besondere Anforderungen können bezeichnet werden
- Parallelschaltung von Schaltreglern
- eingeschränkter Bereich für die Schaltfrequenz
Der direkte sekundärseitige Kurzschluss bewirkt einen, bei Betrieb auf fester Frequenz, nahezu vollständigen Zusammenbruch der Ausgangsspannung U0, verbunden mit einem starken Anstieg des Stromes. Daher wird der Kurzschluss durch Abschalten des Schaltreglers und erneutes Einschalten mit einer sogenannten Langsam-Anlauf-Schaltung beantwortet. Bleibt der Kurzschluss bestehen, so wiederholt sich dieser Vorgang beliebig oft, wobei der Strom immer wieder - gemäss der Schwellencharakteristik - an¬ steigt.
Da mit den bisher bekannten Verfahren und Mitteln ein eigentlicher Leer¬ laufbetrieb nicht möglich ist, greift man in bekannten Lösungen dazu, bei Erreichen einer maximalen Spannung U0 , bei Betrieb auf fester Fre- quenz, Pulse auszulassen bis Uo≤Uosol.T, oder es wird mit einer einge- bauten Vorlast gearbeitet.
Werden zwei Sperrwandler, die mit einer Langsam-Anlauf-Schaltung ver¬ sehen sind, parallel geschaltet, so ist die Wahrscheinlichkeit, dass beide Sperrwandler phasengleich arbeiten, verschwindend. Sie werden einander also beim Wiedereinschaltversuch gegenseitig behindern. Die bekannten Betriebsverfahren von Schaltreglern basieren auf einem SteuerosztT.Tator, der in der Regel auf fester Frequenz schwingt. Eine feste: Frequenz, kann angezeigt sein, um Interferenzen mit dem vom Regler gespeisten Gerät (beispielsweise Fernsehgerät) zu vermeiden. Variabel ist dann nur das Tastverhältnis zwischen Einschaltdauer der Primär¬ wicklung des Transformators und der Periodendauer der Oszillator- schwingung. Wird die Frequenz hingegen variabel gehalten, so schwankt sie, je nach Betriebszustand, zwischen etwa 200 kHz und einigen wenigen kHz. Damit gelangt sie - bei etwa 16 kHz - in den Hörbereich des menschlichen Ohres. Die Dimensionierung der Eingangsfilter wird so äusserst schwierig, zudem wird der Schaltregler zur akustischen Störquelle.
Die Aufgabe, die mit dem vorliegenden erfindungsgemässen Verfahren und der erfindungsgemässen Vorrichtung gelöst wird, ist folgende:
- Die Nachteile bekannter Lösungen sollen überwunden werden
- Es soll ein Verfahren gegeben werden, mit dem alle Betriebszustände beherrscht werden. Unter letzterem wird insbesondere verstanden:
- Die Ausgangsspannung ist geregelt
- Der Ausgangsstrom ist geregelt
- Leer1auffestigkeit inkl. Leer!aufbetrieb
- Kurzschlussfestigkeit mit Konstantstrom-Kurzschlusskennl nie - Grosser Eingangsspannungsbereich
- Parallelschaltbarkeit mit anderen Sperrwandlern nach dem gleichen Betriebsverfahren und der gleichen Bauart
- Schaltfrequenz soll variabel aber begrenzt sein, damit keine Beziehung zu einer internen Phasenlage des Reglers entsteht; sie soll begrenzt und einigermassen stabil sein, um die Dirnen- 1 sionierung zu erleichtern und um ausserhalb des Hörbereichs zu bleiben.
Das erfindungsgemässe Betriebsverfahren und der zur Durchführung des
5 Verfahrens geeignete erfindungsgemässe Sperrwandler zeichnen sich dadurch aus, dass die Ausgangsspannung U0, der maximale gemittelte Ausgangsstrom Io, die Demagnetisierung des Transformators über den minimalen Sekundärstrom, das maximale Eingangsspannungs-Zeitintegral in
10 Ueberwachungsfunktionen und -Schaltelementen je für sich erfasst werden. Sie zeichnet sich ferner dadurch aus, dass der Sperrwandler von der Eingangsspannung getrennt wird, wenn das genannte Eingangsspan¬ nungs-Zeitintegral einen apparativ vorgegebenen Wert erreicht hat, und dass das Wiedereinschalten erst erfolgt, wenn sowohl Uo, Io ihre Höchst-
15 werte nicht überschritten haben, als auch der Sekundärstrom seine Mindestschwelle unterschritten hat. Ferner zeichnen sich Verfahren und Vorrichtung dadurch aus, da'ss der apparativ vorgegebene Wert des Ein- gangsspannungs-Zeitintegrals gesenkt wird, wenn nicht der maximale Aus¬ gangsstrom bei der Spannung Uo gebraucht wird, wodurch sowohl die Ein-
2. " schaltzeit tein» als auch die Pausenlänge taus verkürzt werden; damit bleibt die Schaltfrequenz in engen Grenzen variabel.
Mit Hilfe der beiliegenden Zeichnung wird das erfindungsgemässe Verfah¬ ren auf der Grundlage eines erfindungsgemässen Schaltreglers näher er- 5 läutert.
Es zeigen
Fig. 1 das Funktionsblockschema des erfindungsgemässen RegelVerfahrens,
0 Fig. 2 eine Erweiterung von Fig. 1 mit zusätzlichen Ueberwachungs- und Steuerfunktionen,
Fig. 3 die zeitlichen Spannungs- und Stromverläufe
5 Fig. 4 das Prinzipschaltbild eines Sperrwandlers Fig. 5 das Schaltschema des erfindungsgemässen Sperrwandlers
Fig. 6 eine erste DetailVariante zu Fig. 5
Fig. 7 eine zweite DetailVariante zu Fig. 5
Fig. 8 Varianten zur Gewinnung eines Steuersignals bei einem Sperrwandler mit mehreren Ausgängen.
Das erfindungsgemässe Regelverfahren für einen freischwingenden Sperr¬ wandler wird erläutert anhand von Fig. 1. Ein Sperrwandler 61 ist unter¬ teilt in einen Primärteil 62 und einen Sekundärteil 63. Das Regelverfah¬ ren wird verwirklicht durch fünf Funktionsblöcke 64,65,66,67,68. Der Funktionsblock 64 bildet das Integral
Figure imgf000006_0001
In Fig. 3a,b,c sind die zeitlichen Spannungs- und Stromverläufe darge¬ stellt, die in einem Sperrwandler gemäss dem als Fig. 4 dargestellten Prinzipschaltbild entstehen. Die gleichgerichtete und mit Hilfe eines Kondensators 3 geglättete Gleichspannung UE wird mit Hilfe eines Tran¬ sistors 4 auf die Primärwicklung 1 eines Transformators 2 geschaltet. Der Transistor 4 wird in einem durch den Regelkreis - der in Fig. 1 durch die Funktionsblöcke 64 bis 68 gebildet wird - gegebenen Takt lei- tend oder sperrend betrieben. Auf der Sekundärwicklung 5 des Transforma¬ tors 2 wird, bedingt durch ihre Beschaltung mit einer Diode 6, einem Kondensator 7 und gegebenenfalls einer äusseren Last 8, nur dann ein Strom fliessen, wenn der Transistor 4 sperrt.
Fig. 3a zeigt den Spannungsverlauf an der Primärwicklung 1. Während der Zeit tein liegt sie auf UE, während der Zeit taus - wenn der Transistor 4 sperrt - liegt sie auf der Rückschlagspannung, der um das Ueberset- zungsverhältnis ü rücktransformierten Ausgangsspannung Uo des Sperrwand¬ lers. Während tein steigt - wie Fig. 3b zeigt - der Primärstrom ip line- ar an (vorausgesetzt UE = const. während tein)- Der ausgezogene Strom- verlauf gilt für den sogenannten Dreiecksbetrieb, der gestrichelte für den Trapezbetrieb. Es gilt allgemein
Figure imgf000007_0001
und speziell
Figure imgf000007_0002
Die durch das Integral gebildete Spannungs-Zeit-Fl che ist also ein di¬ rektes Mass für Ipmax • Wιrc* πacn tein der Transistor 4 sperrend gemacht, so ist die maximale Energie auf die Primärwicklung übertragen worden:
.2 . 2
^max = 2 • ("ipmax - ipl )'Lp
wo ipι der Einschaltwert des -Stromes für Trapezbetrieb und L die Induk¬ tivität der Primärwicklung 1 bedeuten. Der Anstieg von ip ist gegeben durch
dip _ UE dt " Lp
Auf diesen Gesetzlosigkeiten beruht die Funktionsweise des Funktions¬ blockes 64. Durch Integralbildung wird ipmax ermittelt. Ist ein vorge- gebener Wert erreicht, so wird durch ein Steuersignal an einen bista¬ bilen Schalter 70, der wiederum auf den Transistor 4 wirkt, die Leitpha¬ se des Transistors 4 beendet.
Nun fällt der Sekundärstrom i≤ von einem Normalwert - siehe Fig. 3c - linear ab; auf Null im Dreiecksbetrieb, bis auf is2 im Trapezbetrieb. Der Funktionsblock 65, der sein Eingangssignal von der Sekundärseite 63 des Sperrwandlers 61 bezieht, überwacht diesen Wert und gibt bei Errei¬ chen einer vorgegebenen Schwelle ein Steuersignal an ein UND-Tor 69.
Durch den Funktionsblock 66 wird der Maximalstrom I0 überwacht. Dieser Funktionsblock gibt nur dann ein Steuer- oder Freigabesignal an das UND-Tor 69, wenn der Ausgangsstrom unter der vorgegebenen Schwelle I0 bleibt. Ein sekundärseitiger Kurzschluss hat also hier zur Folge, dass der Ausgangsstrom zu diesem Maximalwerte ansteigt. Von plötzlichem Lastwechsel ist der Kurzschluss durch ein geeignetes Strom-Mitteilungs- verfahren zu unterscheiden. Sein Eingangssignal bezieht der Funktions¬ block 66 vom Funktionsblock 65,--"da das Integral des Sekundärstromes is über tausdem Zeitmittelwert des Ausgangsstromes entspricht. Der Kreis ist jetzt kurzschlussfest.
Der Funktionsblock 67 überwacht die Ausgangsspannung Uo der Sekundärsei¬ te 63 des Sperrwandlers 61. Sein Freigabe-Steuersignal gibt er an das UND-Tor 69, wenn die vorgegebene Grosse unterschritten wird. Der zeitli¬ che Verlauf von is ist ja gegeben durch
die ÜUQ,
5 dt Ls
Je höher Uo, desto schneller fällt is ab. Das würde im Leerlauf - bei unbelastetem Ausgang des Sperrwandlers 61 - zu unbegrenztem Ansteigen der Ausgangsspannung U0 führen, da ja primärseitig, wie gezeigt, immer die grösstmögliche Energie pro Leitphase des Transistors 4 übertragen wird. Der Funktionsblock 67 gibt das UND-Tor 69 also nur dann f ei, wenn
U0^uosoll-
Da sowohl im Leerlauf als auch bei Kurzschluss die sekundärseitige Leistung sehr klein wird, würde dies die Schaltfrequenz des Transistors
4 sehr stark sinken lassen. Um dies zu verhindern, wird die Vergleichs- schwelle, die im Funktionsblock 64 die Grosse des Spannungs-Zeitinte- grals begrenzt, von einem weiteren Funktionsblock 68 beeinflusst. In Abhängigkeit der Pausenlänge taus wird die Schwelle für
c fUεdt = ipmax
gesenkt, so dass die nächste Leitphase tein verkürzt wird. Als Folge davon wird auch die Pausenlänge verkürzt, da - wegen der kleineren über- tragenen Energie - auch die Schwellen der Funktionsblöcke 65,66,67 eher erreicht sind: Die Frequenz bleibt sowohl bei Kurzschluss als auch im Leerlauf oberhalb einer durch den Funktionsblock 68 bestimmten Mindest¬ frequenz.
Die Fig. 2 zeigt eine erfindungsgemässe Erweiterung des Verfahrens ge- äss Fig. 1 durch drei weitere Funktionsblöcke 71,72,73. Der Funktions¬ block 71 überwacht die Eingangsspannung U auf Ueberschreiten eines vor¬ gegebenen Höchstwertes; der Funktionsblock 72 sperrt, wenn U einen Min¬ destwert unterschreitet; der Funktionsblock 73 schliesslich dient zur Fernbedienung und gestattet, den bistabilen Schalter 70 in der Stellung zu halten, in der der Transistor 4 sperrt.
In Fig. 5 ist ein erfindungsgemässer Sperrwandler dargestellt, mit wel¬ chem das erfindungsgemässe Verfahren durchgeführt wird. Ein Sperrwand- 1er, welcher demjenigen von Fig. 4 entspricht, ist ergänzt durch einen Messwiderstand 9 und einen Spannungsteiler, bestehend aus Widerständen 27,28, welche die Ausgangsspannung Uo teilen. Die Teilspannung UoR wird einem Komparator 29 zugeführt, der sie mit einer Referenzspannung Upef vergleicht. Ist U0R -≤- Uref, so wird der Ausgang des Komparators 29 hochgesetzt, und speist einen Eingang 30 eines UND-Tores 18. Der Kompa¬ rator 29 ist das dem Funktionsblock 67 entsprechende Schaltelement; das UND-Tor 18 entspricht dem UND-Tor 69 aus Fig. 1 und 2. Der Sekundärstrom is erzeugt über dem Messwiderstand 9 einen Spannungs¬ abfall URS» der in einem Komparator 20 mit einer kleinen Schwellenspan- nung URsmι-n verglichen wird. Wenn URs-≤URSmin ^ r<^ c'er Ausgang des Kom¬ parators 20 hochgesetzt und steuert damit einen weiteren Eingang 19 des UND-Tores 18. Die Schwelle URSmin wird erreicht, wenn der Transformator 2 hinreichend de agnetisiert ist, um von der Primärwicklung 1 neu magne- tisiert zu werden. Damit wird vermieden, dass der Kern des Transforma- tors 2 in Sättigung gerät.
Die Spannung URS liegt gleichzeitig an einem Widerstand 33, der zusammen mit einem Kondensator 34 ein RC-Glied bildet. Die Zeitkonstante dieses RC-Gliedes ist gross gegenüber der zu erwartenden Periodenlänge der Schaltfrequenz. Dadurch erscheint am Signaleingang eines weiteren Kompa- rators 31 der nur um kleine Werte schwankende zeitliche Mittelwert von V is. Die Vergleichsspannung Uι0 ist so gewählt, dass der Ausgang des Kom¬ parators 31 nur hochgesetzt wird, falls URS<UIO. Ist diese Bedingung nicht erfüllt - was bei Kurzschluss zutrifft, so bleibt das UND-Tor 18 gesperrt, da der Komparator 31 auf einen weiteren Eingang 32 des UND-
5 Tores gelegt ist. Der Komparator 20 entspricht dem Funktionsblock 65, der Komparator 31 zusammen mit dem RC-Glied 33,34 bildet den Funktions¬ block 66.
Der Funktionsblock 64, in Fig. 5 (gestrichelt umrandet) enthält einen Komparator 13, der seine Vergleichsspanπung vom Funktionsblock 68
10 (ebenfalls gestrichelt umrandet) erhält.
Das Eingangssignal des Komparators 13 wird an einem RC-Glied, bestehend aus einem Widerstand 10, der an UE liegt, und einem Kondensator 11, ge¬ wonnen. Ein Transistor 12, sperrend während der Zeit te-jn des Transis¬ tors 4, schliesst den Kondensator kurz während der Zeit taus. Der Span-
T5 nungsverlauf am Kondensator 11 ist also, sofern RC^tejn, linear und proportional zum Verlauf von ip, somit auch proportional zu
Figure imgf000010_0001
*
Ein weiteres RC-Glied, aus einem Widerstand 47 und einem Kondensator 46, liegt an einer konstanten Spannung U^st^Ref* Der Kondensator 46 wird
20 kurzgeschlossen durch einen Transistor 48, der aber zeitlich synchron mit dem Transistor 4 arbeitet. Die Spannung am Kondensator 46 bildet das Eingangssignal eines Komparators 49; dessen Vergleichsspaπnung ist U ef. Während te-jn leitet der Transistor 48, der Kondensator 46 ist also kurz¬ geschlossen; der Ausgang des Komparators 49 liegt hoch. Während taus 5 sperrt der Transistor 48. Der Kondensator 46 lädt sich auf und kann, bei zu langem taus> die Vergleichsspannung U ef erreichen, dann schaltet der Komparator 49 und sein Ausgang liegt tief. Der Komparator 49, der bei¬ spielsweise mit einem open-collector-Ausgang versehen ist, entlädt dann einen weiteren Kondensator 51 mit der Zeitkonstanten, die durch die Kom- 0 bination von zwei Widerständen 50,52 und dem Kondensator 51 gegeben ist, auf die Spannung, die durch URef, die am Widerstand 52 anliegt, und das Teilungsverhältnis der Widerstände 50,52 gegeben ist. Diese so bestimmte Spannung dient als Vergleichsspannung für den Komparator 13. Ist die Pause taus nocn kurz genug, so bleibt der open-collector-Ausgang des 5 Komparators 49 inaktiv, und am Komparator 13 liegt über den Widerstand 52 die volle Referenzspannung. Dies entspricht dem Betrieb bei maximaler Spannungs-Zeitfläche.Je länger also die Zeit taus dauert, desto tiefer liegt die Vergleichsspannung für den Komparator 13. Daraus ergibt sich eine Verkürzung.der nachfolgenden Integrationszeit und als Folge davon auch eine Verkürzung der Pause.Durch Wahl des Widerstandes 47 und des Kondensators 46 wird so die Schaltfrequenz in vergleichsweise engen Grenzen gehalten werden, wobei das Tastverhältnis tein/taus sehr klein werden kann. Die genannten Schaltelemente 46 bis 52 bilden zusammen den Funktionsblock 68 ge äss Fig. 1 und 2. Der Komparator 13 wirkt auf einen Einzelpulsgeber 14, der sein Ausgangs¬ signal gleichzeitig an ein Flip Flop 15 und einen Inverter 16 übermit¬ telt. Das Flip-Flop 15 entspricht dem bistabilen Schalter 70 von Fig. 1 und 2. Der Puls vom Einzelpulsgeber 14 signalisiert das Ende der Phase tein uπ wird auf den Rücksetzeingang R des Flip-Flops 15 gelegt. Da- durch wird dessen Ausgang Q" hochgesetzt: Die Phase taus beginnt.
Die in den Funktionsblöcken 64, 68 enthaltenen Schaltelemente stellen also einen Frequenzregelkreis dar, der im Vergleich zur Schaltfrequenz des Sperrwandlers langsam regelt.
Am UND-Tor 18 liegen die Ausgangs-Signale des Inverters 16 und der Kom- paratoren 20,29,31. Wird zunächst von zwei weiteren Komparatoren 53,55 und einem Inverter 58 abgesehen, so wird der Ausgang des UND-Tores 18 hoch gesetzt, wenn die genannten Komparatoren 20,29,31 ebenfalls hoch¬ gesetzte Ausgänge haben. Der Ausgang des Inverters 16, der auf einen Eingang 17 des UND-Tores 18 wirkt, ist dauernd hoch, mit Ausnahme wäh- rend des Pulses vom Einzelpulsgeber 14. Dadurch wird das gleichzeitige Anliegen von Setz- und Rücksetzbefehlen am Flip-Flop 15 verhindert und eine minimale Dauer von taus» die der Pulslänge des Einzelpulsgebers 14 entspricht, definiert.Das UND-Tor 18, das auf den mit S bezeichneten Setz-Eingang des Flip-Flops 15 wirkt, startet damit die Phase tein, setzt den Ausgang Q des Flip-Flops 15 hoch und den Ausgang Q tief.
Die Komparatoren 53,55 dienen zur Ueberwachung der Eingangsspannung U des Sperrwandlers, die deren Eingangssignal über zwei Spannungsteiler 74,75 liefert. Der Ausgang des Komparators 53 wird tief gesetzt, wenn seine Eingangsspannung grösser wird als die gesetzte Schwelle; der Aus- gang des Komparators 55 wird tief gesetzt, wenn die minimale Eingangs- srjrannung U £ di e gesetzte Schwel l e unterschreitet. Damit wi rd ei ne weitere Phase- te n verhindert .
Der Inverter 58, dessen Ausgang normalerweise hoch liegt, dient zum Fernsteuern des erfindungsgemässen Sperrwandlers. Die Komparatoren 53,55 und der Inverter 58 wirken auf die Eingänge 54, 56, 57 des UND-Tores 18.
In vielen Fällen ist es notwendig, die Sekundärseite des Sperrwandlers von der Primärseite galvanisch zu trennen. Es ist erfindungsgemäss, bei¬ spielsweise die SignalVerbindungen der Komparatoren 20,29,31 und des In- verters 58 mit dem UND-Tor 18 durch Koppelele ente, beispielsweise Opto¬ koppler zu ersetzen. Es ist ferner im Erfindungsgedanken mitenthalten, das Signal U S, das durch Spannungsabfall am Messwiderstand 9 gewonnen wird, durch einen Stromwandler 21 zu ersetzen, der in Fig. 6 gezeigt ist. Der Strom is speist den Stromwandler 21, dessen Sekundärstrom durch eine Diode 22 und einen Messwiderstand 23 fliesst. Der Spannungsabfall über dem Messwiderstand 23, ist dann das Signal URS, das behandelt wird, wie zu Fig. 5 gesagt. Auch mit der Lösung nach Fig. 6 ist Netztrennung d.h. galvanische Trennung von Primär- und Sekundärseite bewirkt. Immer im Erfindungsgedanken enthalten ist auch eine Kombination von optischer Signalkoppelung - beispielsweise des Ausgangssignals des Komparators 29 - mit potentialfreier Nachbildung von URS gemäss Fig. 6. Andererseits kann mit der in Fig. 7 gezeigten Lösung gleichzeitig das Signal für die Komparatoren 13, 20, 29 und 31 gewonnen werden. Der Transformator 2 gemäss Fig. 5 trägt eine dritte Wicklung 24. In der Zeit teι-n wird ein Kondensator 26, der zusammen mit einem Widerstand 25 ein RC-Glied bildet, aufgeladen, die Spannung Uc steigt linear an, voraus¬ gesetzt R-C^tein. In der Zeit taus findet Ent- bzw. Umladen des Kon¬ densators 26 statt, die Spannung fällt linear ab. Der Spannungsanstieg wird vom Komparator 13 verarbeitet, der Abfall vom Komparator 20, bzw. dem Komparator 31. Die Rückschlagspannung der Wicklung 24 kann über eine nicht gezeichnete Diode gleichgerichtet und in bekannter Art mittels eines Siebkondensators gesiebt werden. Man erhält dann an diesem Siebkondensator ein Abbild der Ausgangsspannung U0, das zur Spannungsregelung dem Komparator 29 zugeführt werden kann. Damit ist ersichtlich, dass die Funktionsblöcke 64 bis 68 sowohl primär als auch sekundär, oder auch gemischt angeordnet werden können.
Ist der erfindungsgemässe Schaltregler mit mehreren Ausgängen versehen, so kann jeder einzelne Ausgang, oder mehrere gemeinsam, hinsichtlich Kurzschluss oder einfach Ueberschreitung des Grenzstromes I0 überwacht werden. Solche Vorrichtungen sind in Fig. 8a,b gezeichnet. Stellvertre¬ tend für mehrere Ausgänge sind hier deren zwei vorgesehen. In Fig. 8a ist die Sekundärwicklung 5 aus Fig. 5 aufgeteilt in zwei Teilwicklungen 35,36,. die je über eine Diode 37,38 auf einen Kondensator 39,40 arbei¬ ten. In- Serie zu den Teilwicklungen 35,36 ist ein Widerstand 41 geschal- tet, der somit die Summe der Ausgangsströme überwacht und dem Messwider¬ stand 9 aus Fig. 5 entspricht. Voraussetzung für das Funktionieren der Ueberwachung ist hier, dass die Verbraucher beide gegen Masse arbeiten. Eine Variante hierzu zeigt Fig. 8b. Hier verfügt jeder Ausgangskreis über eine einzeln überwachte Sekundärwicklung 42,43. Demzufolge sind auch zwei Messwiderstände 44,45 vorhanden.
Werden beide Kreise miteinander überwacht, so geschieht das mit der in Fig. 5 gezeigten Schaltung. Die Variante "von Fig. 8b bedingt dann Ver¬ doppelung der durch die Komparatoren 20,31 aus Fig. 5 gebildeten Regel- Schaltung.

Claims

Patentansprüche
T. Verfahren zum Betrieb eines freischwingenden Sperrwandlers,dadurch gekennzeichnet, dass Ueberwachung und Steuerung der Spannungen Ströme und der Schaltfrequenz in mehrere Funktionsblöcke (64, 65, 66, 67, 68) aufgeteilt ist,
- wobei der Funktionsblock (65) die Demagnetisierung der Sekundärwick¬ lung (5) des Transformators (2) überwacht und bei Unterschreiten des Schwellenwertes einer Schwelleπspannuπg ein Freigabesignal abgibt, - wobei der Funktionsblock (66) den Höchstwert des gemittelten Sekundär¬ stromes des Transformators (2) überwacht und ein Freigabesignal abgibt, solange dieser Höchstwert unterschritten ist.
- wobei der Funktionsblock (67) die Ausgangsspannung des Sperrwandlers überwacht und ein Freigabesignal abgibt, solange diese Ausgangsspannung einen vorgegebenen Höchstwert nicht überschreitet,
- wo ferner die Freigabesignale der Funktionsblöcke (65,66,67) als Eiπ- gangssignale eines UND-Tores (69) dienen, das seinerseits einen bista¬ bilen Schalter (70) so steuert, dass er die Eingangsspannung des Sperr¬ wandlers mit der Primärwicklung (61) des Schaltreglers verbindet, - wo der Funktionsblock (64) das Spannungszeitintegral der Eingangs¬ spannung des Sperrwandlers bildet, dessen vorgegebene Grosse durch den Funktionsblock (68) nach Massgabe der Zeitspanne gesenkt wird, in der die Eingangsspannuπg des Sperrwandlers von der Primärwicklung (1) ge¬ trennt ist, - wo der Funktionsblock (64) nach Erreichen der vorgegebenen Grosse des
Spannungszeitintegrals ein Steuersignal an den bistabilen Schalter (70) abgibt und diesen zurücksetzt.
2. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass durch zwei weitere Funktionsblöcke (71, 72) die Eingangsspannung des Sperr¬ wandlers überwacht wird, wobei der Funktionsblock (7T) solange ein Frei¬ gabesignal abgibt,, als ein vorgegebener Höchstwert der Eingangsspannung nicht überschritten wird, und der Funktionsblock (72) solange ein Frei¬ gabesignal abgibt, als ein vorgegebener Mindestwert nicht unterschritten wird, wobei die Ausgangssignale der Funktionsblöcke (71, 72) ebenfalls auf das UND-Tor (69) wirken.
3. Verfahren nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass mittels eines weiteren Funktionsblockes (73) der Schaltregler fernbe- dient ein- und ausgeschaltet wird, wobei das Ausgangssignal des Funk¬ tionsblockes (73') ebenfalls auf das UND-Tor (69) wirkt.
4. Freischwingender Sperrwandler zur Ausführung des Verfahrens gemäss Patentanspruch 1 bis 3, mit einem Transformator (2), der eine Primär- " wicklung (1) und mindestens eine Sekundärwicklung (5,24,42,43) aufweist, mit einem Kondensator (3) auf der Primärseite, einer Diode (6), einem Kondensator (7) auf der Sekundärseite und einem Transistor (4), um die Eingangsspannung ein- und auszuschalten, dadurch gekennzeichnet, dass
- der Funktionsblock (65), der den Strom der Sekundärwicklung (5) über- wacht, besteht aus einem Komparator (20), dessen Eingangssignal der
Spannungsabfall eines Messwiderstandes (9) ist, durch welchen der Sekun- därstrom fliesst, und "dessen Referenzspannung die Schaltschwelle URS in festlegt, wobei die Ausgangsspannung des Komparators (20) hoch liegt, wenn der Spannungsabfall über dem 'Messwiderstand die Referenzspannung URSmin erreicht oder unterschreitet,
- der Funktionsblock (66), der den Ausgangsstrom überwacht, aus einem Komparator (31) besteht, dessen Eingangssignal der über ein RC-Glied, bestehend aus einem Widerstand ( 33) und einem Kondensator (34), gemit- telte Spannungsabfall über dem genannten Messwiderstand (9) bildet, und dessen Referenzspannung dem maximalen mittleren Ausgangsstrom ent¬ spricht, wobei die Eingänge der Komparatoren (20) und (31) durch den Widerstand (33) verbunden sind, und der Eingang des Komparators (31) über den Kondensator (34) an Spannungsbezugspunkt gelegt ist, und die Ausgangsspannung des Komparators (31) hoch liegt, wenn die zwischen dem Widerstand (33) und dem Kondensator (34) liegende Spannung die Referenzspannung des Komparators (31) erreicht oder unterschreitet, - der Funktionsblock (29), der die Ausgangsspannung U0 überwacht, be¬ steht aus einem Komparator (29), dessen Eingangssignal von einem Span¬ nungsteiler, bestehend aus Widerständen (27,28), geliefert wird, die von der Ausgangsspannung U0 gespeist sind, und dessen Referenzspannung diese Ausgangsspannung festlegt, wobei die Ausgangsspannung des Komparators (29) hoch liegt, wenn die am genannten Spannungsteiler (27,28) abgegrif¬ fene Spannung die Referenzspannung des Komparators (29) erreicht oder unterschreitet, - die Ausgänge der Komparatoren (20,29,31) zusammen mit dem Ausgang ei¬ nes Inverters (16) mit den Eingängen (19,30,32,17) eines UND-Tores (18) verbunden sind, dessen Ausgangsspannung hoch liegt, wenn alle Eingangs¬ spannungen hoch liegen, wobei der Ausgang des UND-Tores (18) auf den Setz-Eingang (S) eines Flip-Flops (15) gelegt ist, - der Rücksetz-Eingang (R) des Flip-Flops (15) von einem Einzelpulsgeber (14) gespeist wird und zugleich mit dem Eingang des Inverters (16) ver¬ bunden ist,
- der Funktionsblock (64) aus einem Komparator (13), einem RC-Glied - bestehend aus einem Widerstand (10) und einem Kondensator (11) - und einem Transistor (12) gebildet ist, wobei der Signaleingang des Kompa- • rators (13) über den Widerstand (10) von der Eingangsspanπung U des Sperrwandlers gespeist wird- und zugleich sowohl über den Kondensator (11) als auch - parallel dazu - über den Transistor (12) mit dem Span¬ nungsbezugspunkt verbunden ist, wobei der Transistor (12) von dem mit Q bezeichneten Ausgang des Flip-Flops (15) gesteuert wird, und die Referenzspannung des Komparators (13) vom Ausgang des Funktionsblocks (68) geliefert wird,
- der Funktionsblock (68) besteht aus einem Komparator (49), dessen Ausgang mit einer open-collector-Schaltung versehen ist, die ihren Strom von einem Widerstand (50) bezieht, der über einen weiteren Widerstand (52) an der Referenzspannung des Komparators (49) liegt und über einen Kondensator (51) mit dem Spannungsbezugspunkt verbunden ist, wo der Punkt, an dem die Widerstände (50,52) und der Kondensator (51) miteinander verbunden sind, mit dem Eingang des Komparators (13) verbunden ist,
- der Signaleingang des Komparators (49) über einen Widerstand (47) an einer konstanten Spannung liegt, die höher ist, als die Referenzspannung des Komparators (49), und der Eingang sowohl über einen Kondensator (46) als auch über einen Transistor (48) mit dem Spannungsbezugspunkt verbun- den ist, wobei der Transistor (48) vom mit Q bezeichneten 'Ausgange des Flip-Flops (15) gesteuert wird, der auch den Transistor (4) steuert, welcher die Primärwicklung (1) des Sperrwandlers mit der Eingangsspan¬ nung U E verbindet,
- die Zeitkonstante, gebildet aus dem Widerstände (47) und dem Kondensa- tor (46) grösser ist, als die Ausschaltzeit taaιuιse des Sperrwandlers, die dieser benötigt, um die maximale Energie pro tein zu übertragen,
- die genannte Zeitkonstante (47,46) und die Spannung Ucst>URef so bemessen sind, dass die Zeit, in der die Spannung am Kondensator (46) den Wert URef erreicht, gleich gross ist wie die Mindestlänge der Zeit taus, die der Sperrwandler benötigt, um die maximale Energie abzugeben, wodurch der Einsatzpunkt der Pausenregulierung gegeben ist.
- der Ausgang des Komparators (49) hoch liegt, wenn die Spannung am Kondensator (46) kleiner ist, als die Referenzspannung des Komparators (49), - der Ausgang des Komparators (13) tief liegt, wenn die Spannung am Kondensator (11) kleiner ist, als die Referenzspannung des Komparators (13),
- der Ausgang des Komparators (13), wenn er hoch gesetzt wird, den genannten Einzelpulsgeber (14) ansteuert, welcher dann einen Einzelpuls vorgegebener Länge abgibt und damit das Flip-Flop (15) umsteuert, wodurch die Einschaltzeit te-jn beendet und die Sperrphase oder Pause taus de Transistoren (4, 48) eingeleitet wird.
5. Freischwingender Sperrwandler nach Patentanspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich zu den genannten Schaltelementen
- ein Komparator (53) vorhanden ist, dessen Eingangssignal die durch einen Spannungsteiler (74) geteilte Eingangsspannung UE des Sperr¬ wandlers ist, und der dieses Eingangssignal mit einer festen Referenz¬ spannung vergleicht, dergestalt, dass sein Ausgang hoch liegt, sofern das Eingangssignal die Referenzspannung nicht überschreitet
- ein Komparator (55) vorhanden ist, dessen Eingangssignal die durch einen Spannungsteiler (75) geteilte Eingangsspannung U des Sperr¬ wandlers ist, und der dieses Eingangssignal mit einer festen Referenz¬ spannung vergleicht, dergestalt, dass sein Ausgang hoch liegt, sofern das Eingangssignal die Referenzspannung nicht unterschreitet, - ein Inverter (58) vorhanden ist, dessen Eingang von einer ausserhalb des Sperrwandlers liegenden Spannungsquelle gesteuert wird, wobei die Ausgänge der genannten Komparatoren (53,55) und des Inverters (58) auf drei weitere Eingänge (54,56,57) des UND-Tores (18) gelegt sind und diesen Ausgang nur hoch gelegt wird, wenn auch die Eingänge (54,56,57) hoch liegen.
6. Freischwingender Sperrwandler nach Patentanspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator (2) eine einzige Sekundärwicklung (5) und einen Messwiderstand (9) aufweist.
7. Freischwingender Sperrwandler nach Patentanspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärwicklung (5) des Transformators (2) in zwei TeilWicklungen (35,36) aufgeteilt ist und einen dazu in Reihe geschalteten Messwiderstand (41) aufweist,
8. Freischwingender Sperrwandler nach Patentanspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass
- der Transformator (2) zwei Sekundärwicklungen (42,43) aufweist, und zwei Messwiderstände (44,45) vorhanden sind, wobei der Messwiderstand
(44) in Reihe zur Sekundärwicklung (42) und der Messwiderstand (45) in Reihe zur Sekundärwicklung (43) geschaltet ist,
- der Komparator (20), sowie der Komparator (31), und der sie ver¬ knüpfende Widerstand (33) und der Kondensator (34) je doppelt vorhanden sind, wobei das eine Paar von Komparatoren (20,31) von der Spannung am Messwiderstand (44), und das andere Paar von Komparatoren (20,31) von der Spannung am Messwiderstand (45) gespeist werden.
9. Freischwingender Sperrwandler nach Patentanspruch 4 oder einem auf Patentanspruch 4 rückbezogenen Patentanspruch, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangssignale mittels galvanischer Verbindungen den Kompa¬ ratoren (20,31,29) zugeführt werden.
10. Freischwingender Sperrwandler nach Patentanspruch 4 oder einem der auf Patentanspruch 4 rückbezogenen Patentanspruch, dadurch gekenn- zeichnet, dass die Eingangssignale den Komparatoren (20,31,29) mittels optischer Koppelung zugeführt werden.
11. Freischwingender Sperrwandler nach Patentanspruch 5 oder einem der auf Patentanspruch 5 rückbezogenen Patentanspruch, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass die Eingangssignale den Komparatoren (20,31,29) mittels optischer Koppelung, den Komparatoren (53,55) und dem Inverter (58) mittels galvanischer Verbindungen zugeführt werden.
12. Freischwingender Sperrwandler nach Patentanspruch 5 oder einem der auf Patentanspruch 5 rückbezogenen Patentanspruch dadurch gekennzeich¬ net, dass die Einganssignale den Komparatoren (13,53,55) und dem Inver¬ ter (58) mittels optischer Koppelung, den Komparatoren (20,31,29) hin¬ gegen mittels galvanischer Verbindung zugeführt werden.
13. Freischwingender Sperrwander nach Patentanspruch 4 oder 5 dadurch gekennzeichnet, dass in Reihe zum Transformator (2) ein Stromwandler (21) geschaltet ist, dessen Sekundärkreis eine Diode (22) und einen Messwiderstand (23) enthält, der die Eingangssignale der Komparatoren (20,31) liefert.
14. Freischwingender Sperrwandler nach Patentanspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator (2) eine zweite Sekundärwicklung aufweist, die ein aus einem Widerstand (25) und einem Kondensator (26) bestehendes RC-Glied speist, dessen Zeitkonstante gross ist gegenüber der grössten zu erwartenden Periode der Schaltfrequenz, wobei die Span¬ nung über dem Kondensator (26) die Eingangssignale der Komparatoren (20,31) liefert.
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