WO1985003835A1 - High frequency oscillating circuit for effecting a gas discharge and utilization thereof - Google Patents

High frequency oscillating circuit for effecting a gas discharge and utilization thereof Download PDF

Info

Publication number
WO1985003835A1
WO1985003835A1 PCT/DE1985/000041 DE8500041W WO8503835A1 WO 1985003835 A1 WO1985003835 A1 WO 1985003835A1 DE 8500041 W DE8500041 W DE 8500041W WO 8503835 A1 WO8503835 A1 WO 8503835A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
winding
transistor
circuit
collector
circuit according
Prior art date
Application number
PCT/DE1985/000041
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Ladislaus Unger
Original Assignee
Fa. E-Integral Industrie-Elektronik Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fa. E-Integral Industrie-Elektronik Gmbh filed Critical Fa. E-Integral Industrie-Elektronik Gmbh
Publication of WO1985003835A1 publication Critical patent/WO1985003835A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/285—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2855—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against abnormal lamp operating conditions
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/285—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2856—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against internal abnormal circuit conditions
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Definitions

  • the invention relates to a high-frequency oscillation circuit with at least one transistor for operating a gas discharge, in particular for operating fluorescent tubes or arcs, which has a transformer with three windings, the first winding in the collector-emitter circuit and the second winding in Base circuit of the transistor is arranged while the load serving for gas discharge is connected to the third winding.
  • Circuits of the type mentioned above are generally known as so-called flyback converters or choppers. They are usually used to convert a certain DC voltage into another DC voltage. Such choppers are each designed for very specific nominal loads. If there is a large deviation from the nominal load, in particular during idle operation or a short circuit on the secondary side, there is a very considerable risk that the transistor present in the circuit will be destroyed.
  • ballasts have a very complex structure. So far, it has been assumed that, in addition to the actual oscillation circuit, additional switching elements for oscillation control and for protecting the semiconductor components which are suitable for high voltage and are therefore relatively expensive are required. A protective function against overload, against idling (when the fluorescent lamp circuit is interrupted) and against overheating and stabilization of the high voltage are usually built into the electronic ballasts. The large number of components required for this makes the known ballasts on the one hand comparatively expensive and on the other hand increases their susceptibility to faults. .
  • ignition devices e.g. B. for oil or
  • Ignition-serving spark gaps are also fed with mains frequency via so-called ignition transformers.
  • the resulting spark however, has only a comparatively low energy content or poor efficiency at the mains frequency.
  • Another disadvantage of the known ignition transformers can be seen in their comparatively large construction volume and weight. Both are due to the fact that a special, complex winding system is required which requires a lot of copper, and in addition special cores are generally used for the ignition transformers.
  • the invention is based on the object of creating a high-frequency oscillation circuit which is cheap to manufacture, reliable in operation and nevertheless outstandingly suitable for operating any gas discharge paths, in particular protection for the use of a corresponding circuit as a ballast for fluorescent tubes or for igniting the spark gap of an ignition device of oil or gas burners.
  • the circuit should be constructed in such a way that it requires considerably less effort than the previously known circuits, but nevertheless allows use for a wide variety of loads with the greatest reliability.
  • the invention is therefore based on the consideration of dispensing with the additional components for securing and monitoring the transistors or corresponding semiconductor elements, which have hitherto been present, for example, in electronic ballasts for fluorescent tubes, or the use of a push-pull circuit, as is the case with the known ones
  • Ballasts are usually common, and instead use a freely oscillating circuit with only one transistor, in which the transformer is dimensioned so that the oscillation behavior of the circuit depends on the secondary winding, ie the third winding, of the transformer connected power changes.
  • the energy consumption of the circuit or the transistor is thus regulated as a function of the energy output via the third winding.
  • This adjustment can take place by a corresponding change in the oscillation frequency or the amplitude ratio of the two half-waves of the output voltage of the third winding of the transformer, which is essential, for example, when idling, or by a change in the clock ratio between switch-on and switch-off times of the transistor. If the vibration behavior cannot be largely controlled in this way in such a way that all situations, for example a short circuit on the third winding, can be detected, it can be done without great effort by installing an appropriate thermal or fuse, for example wise in the supply line, remedy be created.
  • the output voltage 0 at the third winding is very asymmetrical in idle mode, ie one half-wave is formed by a brief, high voltage pulse, the other half-wave by a lower voltage with a relatively steep slope.
  • the first half-wave of short-term, high voltage pulses ensure dependable J casually rapid ignition of the discharge path.
  • a load corresponding to the nominal load is applied to the third winding, as a result of which the output voltage is at least approximately symmetrical and the discharge is reliably maintained -5- will.
  • the oscillation circuit according to the invention has a number of advantages over the circuits known hitherto.
  • the invention can be made smaller and, in particular, considerably lighter in comparison to known ignition transformers.
  • the first winding and the second winding of the transformer are electrically isolated windings wound in opposite directions on a common core.
  • the core can be comparatively simple and made of relatively cheap material, because it is possible in the circuit according to the invention to arrange the windings very close to one another, so that the losses in the core do not play a major role, especially because yes the power consumption of the circuit acc. the invention is low anyway. 1
  • the use of separate windings also offers technical advantages in terms of circuitry, which is why it is expedient to also galvanically separate the third winding from the other windings.
  • the circuit arrangement according to the invention can be designed for a wide variety of uses, in particular also for various operating voltages and currents, since it is possible to change a considerable bandwidth by changing the transmission ratio and the conductor cross-section in the transformer
  • this capacitor which is charged when the transistor is in the off state and, when the transistor is conducting, releases its charge in addition to the direct current source and thus ensures the rapid and steep current rise in the first winding.
  • the dimensioning of this capacitor must correspond to the desired oscillation frequency, i. H.
  • the circuit is to be operated with a higher voltage, for example via a rectifier with a mains voltage
  • the first winding if appropriate with a capacitor, forms the resonant circuit inductance that exists between the collector of the transistor and one pole of the voltage source is connected such that the second winding is connected on the one hand via a resistor to the base of the transistor and on the other hand to the other pole of the voltage source, and that in the base / collector circuit of the transistor Sistor a trigger diode is turned on, the collector-side connection on the one hand via a resistor with one pole of the voltage source to which the first winding is connected 0, on the other hand via a capacitor with the other pole of the voltage source or the end of the second which does not lead to the base Winding and finally via a diode to the collector of the transistor connected is.
  • the transistor blocks first after switching on the voltage source, for example a rectifier power supply.
  • a voltage then builds up across the capacitor and the resistor at the collector-side connection of the trigger diode.
  • the trigger value of the trigger diode e.g. 32 V
  • a corresponding current can flow to the base of the transistor and open it.
  • This switch-on pulse is relatively steep and thus results in a relatively high voltage for igniting a fluorescent tube.
  • the voltage at the trigger diode is immediately reduced via the diode, so that the transistor then comes to normal oscillation controlled by the induction between the first and second windings.
  • Such a circuit arrangement has the advantage that, due to the comparatively short switch-on impulse, transistors with a lower dielectric strength can be used in the start-up phase, as a result of which the costs decrease considerably.
  • the circuit also has all the required properties, ie it adapts to the load connected in terms of its vibration behavior and is very safe for the transistor without requiring special protective measures for the transistor.
  • the second winding and / or the trigger diode is expediently connected to the base of the transistor via a voltage divider resistor, because in this way the base voltage can be set according to the requirements. If, as further provided according to the invention, protective diodes are connected in parallel to the collector / emitter path or to the base / emitter path of the transistor, unintentional destruction of the transistor can be caused by excessive voltages which occur in circuits with Inductors always occur, reliably prevent.
  • the circuit according to the invention can be constructed with any transistors. However, it is expedient if npn transistors are used, since these lead to a particularly simple circuit arrangement and are less sensitive than, for example, pnp transistors.
  • F ⁇ g. 1 shows the circuit arrangement for an electronic ballast for a fluorescent tube, which can be operated with low voltage, for example 12 or 24 V, and
  • FIG. 2 shows the circuit diagram of a circuit arrangement for an electronic ballast for operating fluorescent tubes with mains voltage, d. H. 220 to 230 V.
  • the arrangement according to 1 is intended for operation by means of a battery or an accumulator B of 12 V. With minor modifications, it can also be used for battery voltages from 6 to 24 V.
  • the load N is a fluorescent tube with a power between 16 and 40 W.
  • the circuit is structured as follows:
  • the transistor Trl is connected with its emitter directly to the negative pole of the battery B.
  • the collector of the transistor is connected to the end a of a first winding L1 of a transformer having three separate windings Ll, L2 and L3.
  • the start b of the first winding L1 is connected to the "+" pole of the battery B.
  • a capacitor C1 is located directly parallel to the path from winding L1 and collector-emitter of transistor Tr1.
  • the base of the transistor Trl is connected via a capacitor C3, possibly also a corresponding resistor, to the "-" pole of the battery B or the emitter of the transistor Trl.
  • the start c of the second winding L2 of the transformer is connected to the base of the transistor Trl.
  • the end d of the winding L2 is connected via the parallel circuit comprising a capacitor C2 and a variable resistor R1 to the start b of the first winding L1 of the transformer or the "+" pole of the battery B.
  • the resistor R1 can be a series connection of a fixed resistor with a variable resistor, provided that only part of the resistor area must be changeable.
  • the transformer further comprises a third winding L3 to which the consumer, for example a fluorescent tube N, can be connected.
  • the three windings L1, L2 and L3 of the transformer are wound on a common core, the windings L1 and L2 being wound in opposite directions, as indicated by the points in FIG. 1.
  • the individual components of the circuit arrangement acc. 1 have the following size:
  • Ll, L2, L3 transformer; Ferrite core with air gap,
  • Trl npn transistor / Dariington 60 V 8 A
  • N fluorescent tube - 16 to 40 W.
  • the capacitor C2 charges up because, owing to the opposite winding of the windings L1 and L2, its connections are at different potentials.
  • the capacitor C3 has the task of preventing an excessive load on the winding L2 in the blocking phase of the transistor. If the circuit arrangement is to operate at comparatively low frequencies, it would be conceivable to replace the capacitor C3 with an appropriately dimensioned resistor.
  • Different voltages are induced in the winding L3, namely once a voltage during the forward operation of the transistor Tr1 corresponding to the transformation ratio between the windings L1 and L3 and depending on the operating voltage, and on the other hand in the blocking operation of the transistor, as mentioned above, in a relatively high counter voltage arises in winding L1.
  • An alternating voltage is thus obtained in the winding L3, which has different amplitudes in the two half-waves of the oscillation which occurs. This property is particularly noticeable when operating gas discharge tubes or fluorescent tubes, because they require a high ignition voltage and a low operating voltage.
  • the circuit arrangement acc. Fig. 2 is designed for operation with mains voltage. It includes a rectifier power supply -1 3-
  • the circuit arrangement is basically similar to that of FIG. 1, but with the difference that the transistor Tr2 blocks when the device is switched on.
  • the structure c of the circuit is as follows:
  • the transistor Tr2 to the collector / emitter path of which a protective diode D 3 is connected in parallel, is connected to the collector directly at the end a * of the first winding L11, the beginning of which
  • the emitter of transistor Tr2 is connected via a resistor R5 to the "-" - ' pole of the DC voltage source. Is between the base of the transistor and the "-" pole of the DC voltage source
  • a variable resistor R6 is switched on and, in parallel, a protective diode D2 for the base / emitter path of the transistor Tr2.
  • the base of the transistor Tr2 is connected via a resistor R4 to the beginning c 'of the second winding L12, the end d' of which is led to the "-" pole of the direct voltage source.
  • a capacitor, C7 is connected in parallel with the resistor R4.
  • the base of the transistor Tr2 is also connected to the "+" pole of the voltage source via a resistor R3, a trigger diode TD in series with this, and a further resistor R2.
  • the connection point between the resistor R2 and the trigger diode TD is connected via a capacitor C5 to the "-" pole of the DC voltage source and via a diode D 1 to the collector of the transistor Tr2.
  • a capacitor C6 is arranged parallel to the first winding L1 1.
  • the winding L11 forms the resonant circuit inductance with this capacitor C6.
  • the windings L12, L1 3 and L1 of the transmission are galvanically separated from one another, but are arranged on a common core.
  • the third winding L1 3 in turn serves to connect the AC consumer.
  • Fig. 2 uses the following switching elements:
  • R3 R4 10 ohms
  • TD commercially available trigger diode with a breakdown voltage of approximately 32 V.
  • the capacitor C5 charges via the resistor R2, causing the voltage across the
  • the transistor Tr2 only receives a short start-up pulse, which can also result in high voltages at the transistor Tr2.
  • these voltages usually do not cause damage to the transistor because of their extremely brief occurrence.
  • the oscillation then proceeds in a similar manner to that in accordance with the exemplary embodiment according to FIG. 1 has been explained, i. H. as a function of the respective induction between the windings L1, L12 and L13, the third winding L13 again having a significant influence on the vibration behavior of the circuit arrangement.
  • the diodes D2 and D3 have only the task, if too high voltages occur in the wrong direction for an immediate one Derivation to ensure that the transistor Tr2, which is very expensive because of its high reverse voltage and relatively large power, is not damaged.
  • the circuits are usually operated at a frequency above the audible frequency, for example at 20 kHz. In principle, operation at a higher frequency is also possible. However, this has the disadvantage that interference to radio or television reception can then occur and corresponding shielding must be provided. On the other hand, if you work at around 20 kHz, these disturbances are insignificant at best.
  • the claim is that the invention relates to a high-frequency circuit with only one transistor.
  • the proposed invention also covers circuit arrangements in which the transistor is replaced by another semiconductor element that corresponds in terms of its effectiveness.
  • the use of “only one” is not intended to express that the circuit comprises only one transistor at a time. This information is to be understood in such a way that the actual oscillation circuit manages with one transistor each.
  • modifications of the circuit according to the invention are also conceivable in which a plurality of transistors or corresponding ones
  • Semiconductor elements are provided, for example as additional security devices or when special functions are to be achieved.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

Hochfrequenz-Schwingschaltung zum Betreiben einer Gasentladung und deren Verwendung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Hochfrequenz-Schwingschaltung mit mindestens einem Transistor zum Betreiben einer Gasentladung, insbesondere zum Betrieb von Leuchtstoffröhren oder Lichtbogen, , welche einen Übertrager mit drei Wicklungen aufweist, wobei die erste Wicklung im Kollektor-Emitter-Kreis und die zweite Wicklung im Basiskreis des Transistors angeordnet ist, während an die dritte Wicklung die zur Gasentladung dienende Last angeschlossen ist.
Schaltungen der vorstehend erwähnten Art sind als sog. Sperr¬ wandler oder Zerhacker allgemein bekannt. Sie werden üblicher¬ weise verwendet, um eine bestimmte Gleichspannung in eine andere Gleichspannung umzuwandeln. Solche Zerhacker sind jeweils für ganz bestimmte Nennlasten ausgelegt. Bei starker Abweichung von der Nennlast, insbesondere bei Leerlaufbetrieb oder sekundär- seitigem Kurzschluß, besteht in ganz erheblichem Maße die Gefahr, daß der in der Schaltung vorhandene Transistor zerstört wird.
Insbesondere für den Betrieb von Leuchtstoffröhren ist es seit einiger Zeit bekannt, sog. elektronische Vorschaltgeräte anstelle der bisher üblichen Geräte zu verwenden. Bei Verwendung elek¬ tronischer Vorschaltgeräte werden die Leuchtstoffröhren mit einer gegenüber Netzfrequenz erheblich erhöhten Frequenz von beispiels- weise 30 kHz betrieben. Die, Verwendung derartiger elektronischer Vorschaltgeräte bringt im Vergleich zu der bisher meist üblichen Ansteuerung der Leuchtstoffröhren mit Netzfrequenz etliche Vor¬ teile. Die Arbeitsweise mit Hochfrequenz bringt insbesondere den Vorzug, daß die Lichtausbeute von Leuchtstoffröhren gegen¬ über dem Betrieb mit Netzfrequenz wesentlich gesteigert werden kann, was bei gleicher Lichtausbeute natürlich mit einer Vermin¬ derung des Energieverbrauches gleichzusetzen ist. Ein verminderter Energieverbrauch bedeutet aber auch, daß beispielsweise Lei- tungsquerschnitte vermindert werden können, was vor allem in Bürogebäuden, Fabriken etc. eine ganz erhebliche Rolle spielt. Der Einsatz von Hochfrequenz bietet weiter den Vorteil, daß die Leuchtstoffröhren sofort zünden, somit das bisher bei Einsatz mechanischer Starter zu beobachtende Flackern nicht auftritt. Mit Hochfrequenz-Vorschaltgeräten arbeitende Leuchten können außerdem nicht, wie bisher häufig, brummen. Schließlich sind auch kaum irgendwelche Beschränkungen im Einsatz der Leucht¬ stoffröhren deswegen zu befürchten, weil I ndifferenzen zwischen der zum Betrieb der Röhre dienenden Netzfrequenz und der Be- wegungsfrequenz irgendeines Maschinenteiles oder dgl. auftreten. Es wäre somit die Verwendung von elektronischen Vorschaltgeräten allgemein erstrebenswert. Dies scheitert jedoch bisher an den erheblichen Kosten der bekannten Geräte und deren großer Stör¬ anfälligkeit. Sowohl die hohen Kosten als auch die Störanfälligkeit sind darauf zurückzuführen, daß bekannte Vorschaltgeräte sehr aufwendig aufgebaut sind. Man geht nämlich bisher davon aus, daß neben der eigentlichen' Schwingschaltung zusätzliche Schalt¬ elemente zur Schwingsteuerung und zum Schütze der für Hochspan¬ nung geeigneten und somit relativ teueren Halbleiterbauelemente erforderlich sind. Üblicherweise ist in die elektronischen Vorschalt¬ geräte je eine Schutzfunktion gegen Überlastung, gegen Leerlauf (bei Unterbrechung des Leuchtstoffröhren-Kreises) und gegen Überhitzung sowie eine Stabilisierung der Hochspannung eingebaut. Die Vielzahl der hierfür erforderlichen Bauelemente macht die bekannten Vorschaltgeräte zum einen vergleichsweise teuer und steigert zum anderen deren Störanfälligkeit. ,
-3- Es ist weiter bekannt, daß Zündeinrichtungen, z . B . für öl- oder
Gas-Heizungsanlagen, eine Funkenstrecke aufweisen. Durch den an dieser Strecke erzeugten Funken wird dann das öl-/ Luft- Gemisch oder Gas , z . B . abhängig von der Kesseltemperatur über eine entsprechende Steuerung gezündet. Bisher werden die zur
Zündung dienenden Funkenstrecken ebenfalls mit Netzfrequenz über sog. Zündtransformatoren gespeist. Der hierbei entstehende Funke hat-bei Netzfrequenz jedoch nur vergleichsweise geringen Energieinhalt bzw. einen schlechten Wirkungsgrad. Ein weiterer Nachteil der bekannten Zündtransformatoren ist in ihrem ver¬ gleichsweise großen Bauvolumen und Gewicht zu sehen. Beides ist darauf zurückzuführen , daß ein besonderes, aufwendiges Wickelsystem erforderlich ist, das viel Kupfer beansprucht, und außerdem im allgemeinen spezielle Kerne für die Zündtransforma- toren verwendet werden.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine Hochfre- quenz-Schwingschaltung zu schaffen, die in der Herstellung billig, funktionssicher und trotzdem hervorragend geeignet ist, irgend¬ welche Gasentladungsstrecken zu betreiben , wobei insbesondere Schutz für die Verwendung einer entsprechenden Schaltung als Vorschaltgerät für Leuchtstoffröhren oder zum Zünden der Funken¬ strecke einer Zündeinrichtung von öl- oder Gasbrennern bean¬ sprucht wird. Die Schaltung soll dabei so aufgebaut sein, daß sie gegenüber den bisher bekannten Schaltungen einen erheblich geringeren Aufwand erfordert, trotzdem aber einen Einsatz für unterschiedlichste Belastungen bei größter Zuverlässigkeit gestat¬ tet.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird nach der Erfindung nun vorge¬ schlagen, eine Hochfrequenz-Schwingschaltung der eingangs er¬ wähnten Art so auszubilden, daß der Übertrager so dimensioniert ist, daß die Amplituden der beiden Halbwellen der an der dritten Wicklung ohne oder bei sehr geringer Belastung auftretenden Wechselspannung stark unterschiedlich, bei Belastung mit Nenn¬ last aber etwa gleich groß sind, und daß sich bei Anschaltung einer von der vorgesehenen Nennlast stark abweichenden Last an die dritte Wicklung das Schwingverhalten der Schwingschaltung 1 so ändert, daß die am Transistor auftretende Gesamtleistung unter dessen zulässiger Verlustleistung liegt.
Der Erfindung liegt also die Überlegung zugrunde, auf die bisher beispielsweise bei elektronischen Vorschaltgeräten für Leuchtstoff¬ röhren vorhandenen zusätzlichen Bauelemente zur Sicherung und Überwachung der Transistoren bzw. entsprechender Halbleiter¬ elemente zu verzichten oder von der Verwendung einer Gegentakt- Schaltung, wie dies bei den bekannten Vorschaltgeräten meist üblich ist, abzusehen, und statt dessen eine frei schwingende Schaltung mit nur einem Transistor zu verwenden, bei welcher der Übertrager so dimensioniert ist, daß sich das Schwingverhalten der Schaltung in Abhängigkeit von der an die Sekundärwicklung, d. h. die dritte Wicklung, des Übertragers angeschalteten Leistung ändert. Es wird somit gleichsam die Energieaufnahme der Schaltung bzw. des Transistors in Abhängigkeit von der Energieabgabe über die dritte Wicklung einreguliert. Diese Einregulierung kann durch eine entsprechende Änderung der Schwing-Frequenz oder des Amplitudenverhältnisses der beiden Halbwellen der Ausgangs- Spannung der dritten Wicklung des Übertragers erfolgen, was z.B. bei Leerlauf wesentlich ist, oder durch eine Änderung des Takt-Verhältnisses zwischen Einschalt- und Ausschalt-Zeϊten des Transistors. Sollte sich auf diese Art und Weise das Schwing¬ verhalten nicht so weitgehend steuern lassen, daß sämtliche Si- 5 tuationen, beispielsweise ein Kurzschluß an der dritten Wicklung, erfaßt werden können, kann ohne größeren Aufwand durch Einbau einer entsprechenden thermischen oder Schmelzsicherung, beispiels¬ weise in die Zuleitung, Abhilfe geschaffen werden. Wesentlich bei der Schaltung ist aber, daß im Leerlauf die Ausgangsspannung 0 an der dritten Wicklung stark unsymmetrisch ist, d. h. eine Halb¬ welle von einem kurzzeitigen, hohen Spannungsimpuls gebildet wird, die andere Halbwelle von einer demgegenüber niedrigeren Spannung mit relativ steilem Flankenverlauf. Die ersten Halbwellen aus kurzzeitigen, hohen Spannungsimpulsen gewährleisten zuver- J lässig ein rasches Zünden der Entladungsstrecke. Nach dem Zünden liegt eine der Nennlast entsprechende Last an der dritten Wicklung, wodurch dann die Ausgangsspannung zumindest angenähert sym¬ metrisch und eine sichere Aufrechterhaltung der Entladung erreicht -5- wird.
Infolge des vorstehend erläuterten Aufbaues hat die Schwingschal¬ tung nach der Erfindung eine Vielzahl von Vorzügen gegenüber den bisher bekannten Schaltungen . Der besonders wesentliche
Vorzug. ist darin zu sehen , daß sie äußerst einfach aufgebaut werden kann. Es ist nämlich im allgemeinen nur ein einziger Tran¬ sistor erforderlich. Weiterhin ist eine Schaltung nach der Erfindung für' einen sehr großen Lastbereich geeignet, beispielsweise zur Anschaltung unterschiedlicher handelsüblicher Leuchtstoffröhren, deren Nennleistung ja beispielsweise zwischen 1 8 und 1 30 W liegt. Nachdem die Schaltung nach der Erfindung nur wenige Bauteile umfassen muß, ist sie im Vergleich zu den bekannten elektronischen Vorschaltgeräten für Leuchtstoffröhren ganz erheblich billiger und auch wesentlich weniger störanfällig. Sie kann außerdem sehr klein aufgebaut werden, so daß sie ohne weiteres in übliche Leuchtensockel etc. eingebaut werden kann. Schließlich ist beson¬ ders günstig, daß ein zuverlässiges , rasches Zünden und eine konstante Entladung gewährleistet sind. Bei Verwendung der Schwingschaltung zum Betrieb einer Funkenstrecke in Zündein¬ richtungen von öl- oder Gasbrennern ergibt sich vor allem der Vorzug, daß eine sehr stabile, da hochfrequente, Schwingung entsteht, die jedoch nur verhältnismäßig wenig Energie benötigt.
Die Schaltungsanordnung gem. der Erfindung kann im Vergleich zu bekannten Zündtransformatoren kleiner und insbesondere we¬ sentlich leichter aufgebaut werden.
I n der Praxis hat es sich als günstig erwiesen, wenn zumindest die erste Wicklung und zweite Wicklung des Übertragers galvanisch getrennte, gegensinnig auf einem gemeinsamen Kern gewickelte Wicklungen sind. Der Kern kann dabei vergleichsweise einfach und aus relativ billigem Material hergestellt sein, weil es bei der Schaltung nach der Erfindung möglich ist, die Wicklungen sehr nahe beieinander anzuordnen, so daß die Verluste im Kern keine allzu große Rolle spielen, vor allem auch deswegen, weil ja die Leistungsaufnahme der Schaltung gem. der Erfindung ohnehin gering ist. 1 Die Verwendung getrennter Wicklungen bietet auch schaltungs¬ technische Vorteile, weshalb es zweckmäßig ist, auch die dritte Wicklung galvanisch von den anderen Wicklungen zu trennen.
5 Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung kann für die unter¬ schiedlichsten Einsatzzwecke, insbesondere auch für verschie¬ dene Betriebsspannungen und Ströme, ausgelegt werden, da es durch Änderung des Übersetzungsverhältnisses und der Leiter- querschnϊtte im Übertrager möglich ist, eine erhebliche Bandbreite
10 von Spannungsverhältπissen etc. zu erfassen. Vor allem bei Betrieb mit niederer Gleichspannung, beispielsweise mit einer Spannung von 12 oder 24 V, hat sich dabei eine Schaltung als vorteilhaft erwiesen, die sich dadurch auszeichnet, daß die erste Wicklung mit ihrem Anfang an einem Pol der Gleichspannungsquelle und
T 5 mjt ihrem Ende direkt am Kollektor des Transistors angeschlos¬ sen ist, und daß die zweite Wicklung mit ihrem Anfang an die Basis des Transistors angeschaltet ist, während ihr Ende über einen Kondensator, dem ein Widerstand parallel geschaltet ist, mit dem Anfang der ersten Wicklung bzw. dem zugehörigen Pol
20 der Spannungsquelle verbunden ist. Eine derartige Schaltung ist äußerst einfach aufgebaut. Der zweckmäßig veränderliche Widerstand gestattet dabei in einem vergleichsweise großen Bereich eine Anpassung an unterschiedliche abgenommene Leistungen. Die so aufgebaute Schaltung beginnt von selbst zu schwingen,
^ da der Transistor im ersten Moment eingeschaltet, d. h. durchlässig ist. Aufgrund des Stromflusses im Transistor wird dann in der zweiten Wicklung eine entsprechende Gegenspannung induziert, die zu einem Sperren des Transistors führt. Dies führt dann wie¬ derum zu einer entsprechenden Veränderung der Basisspannung,
30 wodurch der Transistor erneut in den leitenden Zustand gelangt. Es entsteht so eine entsprechende Schaltung, deren Frequenz lediglich von der Bemessung der einzelnen Bauteile abhängt. Vor¬ zugsweise wird diese Schaltung so erweitert, daß die Basis des Transistors über einen Kondensator oder Widerstand mit dem Emitter
35 und dieser mit dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle verbun¬ den ist. Das Vorhandensein eines solchen Kondensators bzw. Widerstandes vermindert in der Sperrphase eine zu hohe Belastung der zweiten Wicklung. ] Wird eine Gleichstromquelle, z . B . ein Akkumulator oder ein Nieder¬ spannungs-Netzteil, verwendet, so ist dieses mit der Zuleitung zur Schaltung nicht ausreichend dynamisch niederohmig, um entspre¬ chend der hohen Schwingfrequenz eine rasche und steile Stromände- 5 rung in der ersten Wicklung zu erzeugen, was für ein einwandfreies
Arbeiten der Schaltung Voraussetzung ist. Um dies zu erreichen, wird nach der Erfindung vorgeschlagen, unmittelbar parallel zur Strecke aus erster Wicklung und Kollektor-Emitter des Transistors einen Kondensator hinreichend großer Kapazität anzuschließen ,
] Q der im Sperrzustand des Transistors aufgeladen wird und bei leitendem Transistor seine Ladung zusätzlich zu der Gleichstrom¬ quelle abgibt und so für den raschen und steilen Stromanstieg in der ersten Wicklung sorgt. Die Dimensionierung dieses Konden¬ sators muß der gewünschten Schwingfrequenz entsprechen, d . h.
15 bei höherer Frequenz ist eine niedrigere Kapazität erforderlich als bei niedrigerer Frequenz .
Soll die Schaltung mit höherer Spannung, beispielsweise über einen Gleichrichter mit Netzspannung, betrieben werden, so wird 0 nach der Erfindung vorgeschlagen, sie derart auszubilden, da ß die erste Wicklung ggf. mit einem Kondensator die Schwingkreis- I nduktivität bildet, die zwischen den Kollektor des Transistors und einen Pol der Spannungsquelle geschaltet ist, daß die zweite Wicklung einerseits über einen Widerstand mit der Basis des Tran- 5 sistors und andererseits mit dem anderen Pol der Spannungsquelle verbunden ist, und daß in den Basis-/ Kollektor-Kreis des Tran¬ sistors eine Triggerdiode eingeschaltet ist, deren kollektorseitiger Anschluß einerseits über einen Widerstand mit dem einen Pol der Spannungsquelle, an den auch die erste Wicklung angeschlossen 0 ist, andererseits über einen Kondensator mit dem anderen Pol der Spannungsquelle bzw. dem nicht zur Basis führenden Ende der zweiten Wicklung und schließlich über eine Diode mit dem Kollektor des Transistors verbunden ist. Bei dieser Schaltung sperrt nach dem Einschalten der Spannungsquelle, beispielsweise 5 einem Gleichrichter-Netzteil, der Transistor zuerst. Es baut sich dann über den Kondensator und den Widerstand am kollektorsei- tigen Anschluß der Triggerdiode eine Spannung auf. Sobald der Auslösewert der Triggerdiode, beispielsweise 32 V, erreicht ist, kann ein entsprechender Strom zur Basis des Transistors fließen und diesen öffnen. Dieser Einschalt-impuls ist verhältnismäßig steil und ergibt somit eine relativ hohe Spannung zum Zünden einer Leuchtstoffröhre. Nach dem Durchzünden baut sich jedoch die Spannung an der Triggerdiode sofort über die Diode ab, so daß der Transistor dann zur normalen, über die Induktion zwischen der ersten und zweiten Wicklung gesteuerten Schwingung kommt. Eine solche Schaltungsanordnung hat den Vorteil, daß wegen des vergleichsweise kurzen Einschalt-Impύlses in der Anschwing- phase Transistoren mit geringerer Spannungsfestigkeit verwendet werden können, wodurch die Kosten erheblich sinken. Die Schaltung hat im übrigen alle geforderten Eigenschaften, d. h. sie paßt sich jeweils in ihrem Schwingverhalten an die angeschlossene Last an und ist für den Transistor sehr sicher, ohne daß es besonderer Schutzmaßnahmen für den Transistor bedürfte.
Zweckmäßigerweise ist die zweite Wicklung und /oder die Triggerdiode über einen Spannungsteiler-Widerstand an die Basis des Transistors angeschlossen, weil sich auf diese Weise die Basis-Spannung ent- sprechend den Anforderungen einstellen läßt. Sind, wie nach der Erfindung weiter vorgesehen, parallel zur Kollektor-/Emit- ter-Strecke oder zur Basis-/Emitter-Strecke des Transistors Schutz¬ dioden geschaltet, läßt sich eine unbeabsichtigte Zerstörung des Transistors durch zu hohe Spannungen, die in Schaltungen mit Induktivitäten stets auftreten, zuverlässig verhüten.
Grundsätzlich läßt sich die Schaltung nach der Erfindung mit beliebigen Transistoren aufbauen. Es ist jedoch zweckmäßig, wenn npn-Transistoren verwendet werden, da diese zu einer besonders einfachen Schaltungsanordnung führen und weniger empfindlich sind als beispielsweise pnp-Transistoren.
Weitere Merkmale, Einzelheiten, und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung zweier bevorzugter Ausfüh- rungsformen von erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen anhand der Zeichnung.
Es zeigen : Fϊg. 1 die Schaltungsanordnung für eϊrTelektronisches Vor¬ schaltgerät für eine Leuchtstoffröhre, welches mit Niederspannung, beispielsweise 12 oder 24 V, betrie¬ ben werden kann, u n d
Fig. 2 das Schaltbild einer Schaltungsanordnung für ein elektronisches Vorschaltgerät zum Betrieb von Leucht¬ stoffröhren mit Netzspannung, d. h. 220 bis 230 V .
Die Schaitungsanordnung gem. Fig. 1 ist zum Betrieb mittels einer Batterie bzw. eines Akkus B von 12 V bestimmt. Sie kann mit geringfügigen Abwandlungen auch für Batteriespannungen von 6 bis 24 V eingesetzt werden.
Bei der Last N handelt es sich um eine Leuchtstoffröhre mit einer Leistung zwischen 16 und 40 W.
Die Schaltung ist wie folgt aufgebaut :
Der Transistor Trl ist mit seinem Emitter direkt an den negativen Pol der Batterie B angeschlossen. Der Kollektor des Transistors ist mit dem Ende a einer ersten Wicklung Ll eines drei getrennte Wicklungen Ll , L2 und L3 aufweisenden Übertragers verbunden. Der Anfang b der ersten Wicklung Ll ist an den "+"-Pol der Bat¬ terie B angeschlossen. Unmittelbar parallel zu der Strecke aus Wicklung Ll und Kollektor-Emitter des Transistors Tr1 liegt ein Kondensator C1 . Die Basis des Transistors Trl ist über einen Kondensator C3, ggf. auch einen entsprechenden Widerstand mit dem "-"-Pol der Batterie B bzw. dem Emitter des Transistors Trl verbunden. Weiterhin ist an die Basis des Transistors Trl der Anfang c der zweiten Wicklung L2 des Übertragers angeschlos¬ sen. Das Ende d der Wicklung L2 ist über die Parallelschaltung aus einem Kondensator C2 und einem veränderlichen Widerstand Rl mit dem Anfang b der ersten Wicklung Ll des Übertragers bzw. dem "+"-Pol der Batterie B verbunden. Der Widerstand Rl kann dabei eine Reihenschaltung eines Festwiderstandes mit einem veränderlichen Widerstand sein, sofern nur ein Teil des Widerstands- bereiches veränderlich sein muß.
Der Übertrager umfaßt weiterhin eine dritte Wicklung L3, an die der Verbraucher , beispielsweise eine Leuchtstoffröhre N , ange- schlössen werden kann.
Die drei Wicklungen Ll , L2 und L3 des Übertragers sind auf einen gemeinsamen Kern gewickelt, wobei, wie durch die Punkte in Fig. 1 angedeutet, die Wicklungen Ll und L2 gegensinnig gewickelt sind.
Die einzelnen Bauteile der Schaltungsanordung gem. Fig. 1 be¬ sitzen folgende Größe :
B = Akkumulator 12 V
Ll , L2, L3 = Übertrager; Ferritkern mit Luftspait,
Größe: E 30/7, 5 Ll = 12 Windungen L2 = 12 Windungen L3 = 350 Windungen
Cl = 470 μF, 25 V
C2 = C3 = 3, 3 nF
Rl = Reihenschaltung aus 10 kOhm Fest¬ widerstand und 10 kOhm Trimm- widerstand, R ges = 20 kOhm
Trl = npn-Transistor / Dariington 60 V 8 A
N = Leuchtstoffröhre - 16 bis 40 W
Die Schaltungsanordnung gem. Fig. 1 arbeitet nun folgendermaßen :
Wird die Spannung angelegt, so fließt zunächst nur ein kleiner Kollektorstrom durch den Transistor Trl , da die Basis des Tran¬ sistors über die Wicklung L2 und den Widerstand Rl verhältnis¬ mäßig hochohmig mit dem "+"-PoI der Stromquelle galvanisch ver- bunden ist. Der Kondensator Cl , der über sehr kurze Leitungen, d. h. mit geringem Widerstand, unmittelbar parallel zu der Wick¬ lung Ll und der KolIektor-/Emitter-Strecke angeordnet ist, wird auf die Betriebsspannung aufgeladen. Infolge des Stromflusses durch die Wicklung Ll wird in den Wicklungen L2 und L3 des Übertragers eine Spannung induziert, und zwar so lange, wie sich der Kollektorstrom des Transistors Trl ändert. Um hierbei eine hohe Schaltfrequenz, d.h. die gewünschte Schwingfrequenz der Schaltungsanordnung, zu erreichen, ist es erforderlich, daß der Strom rasch ansteigen kann, wofür die Gleichspannungsquelle nicht hinreichend dynamisch niederohmig ist. Hier wird durch den Kondensator Cl ein Ausgleich geschaffen, der ja über die Wicklung Ll und die Kollektor-/ Emitter-Strecke des Transistors Tr1 entladen werden kann. Man erhält somit einen raschen, steilen
Anstieg des Stromes in der Wicklung Ll , wodurch in der zweiten Wicklung L2 eine entsprechende Spannung induziert wird. Hierbei lädt sich der Kondensator C2 auf, weil infolge der gegensinnigen Wicklung der Wicklungen Ll und L2 dessen Anschlüsse auf unter- schiedlichem Potential liegen.
Sobald kein Anstieg des Entladestromes des Kondensators C1 mehr erfolgt, bricht die Spannungsinduktion in der Wicklung L2 zusammen. Dies führt zu einer Entladung des Kondensators C2, wodurch an die Basis des Transistors Tr1 ein negativer Impuls gelangt. Der Transistor wird nun gesperrt, d. h. der Stromfluss durch die Wicklung Ll unterbrochen. Der Kondensator Cl kann nun wieder aufgeladen werden.
Beim Sperren des Transistors Trl entsteht in der Wicklung Ll eine Umkehrspannung, welche wesentlich höher ist als die Betriebs¬ spannung. Dies bedeutet, daß in den Wicklungen L2 und L3 eine Spannung umgekehrter Polarität induziert wird. Die Spannung in der Wicklung L2 hält den Transistor dann so lange im Sperrzu¬ stand, bis die im Kern bzw. den Wicklungen des Übertragers gespeicherte Energie über die Wicklung L3 abgebaut ist. Nachdem ein solcher Abbau dann, wenn an die Wicklung L3 keine Last ange¬ schlossen ist, nur sehr langsam erfolgt, wird auch die Schaltung entsprechend langsam schwingen und infolgedessen der Tran¬ sistor nicht überlastet. Ist dagegen die Wicklung L3 über eine entsprechende Last kurzgeschlossen, könnte eine sehr rasche Entladung und damit eine hohe Schwingfrequenz auftreten, was ggf. zu einem Schaden am Transistor führen könnte. Dem kann an jedoch in einfacher Weise durch Einbau entsprechender Siche¬ rungen vorbeugen. Bei Kurzschluß in der Wicklung L3 steigt ja der Strom sehr stark an, so daß ein zuverlässiges Ansprechen einer entsprechenden Sicherung gewährleistet ist.
Der Kondensator C3 hat die Aufgabe, in der Sperrphase des Tran¬ sistors eine zu hohe Belastung der Wicklung L2 zu verhindern. Sofern die Schaltungsanordnung mit vergleichsweise niedrigen Frequenzen arbeiten soll , wäre es denkbar, den Kondensator C3 durch einen entsprechend dimensionierten Widerstand zu ersetzen.
In der Wicklung L3 werden unterschiedliche Spannungen induziert, nämlich einmal eine Spannung während des Durchlaßbetriebes des Transistors Tr1 entsprechend dem Übersetzungsverhältnis zwischen den Wicklungen Ll und L3 und abhängig von der Betriebs¬ spannung, sowie andererseits im Sperrbetrieb des Transistors, wo ja wie oben erwähnt, in der Wicklung Ll eine relativ hohe Ge¬ genspannung entsteht. Man erhält somit in der Wicklung L3 eine Wechselspannung, die in den beiden Halbwellen der sich einstellenden Schwingung unterschiedliche Amplituden besitzt. Diese Eigenschaft macht sich besonders vorteilhaft beim Betrieb von Gasentladungs¬ bzw. Leuchtstoffröhren bemerkbar, weil diese ja eine hohe Zünd¬ spannung und eine niedrige Brennspannung benötigen. Wenn dann die Röhre infolge des Auftretens des hohen Spannungs- Impulses (ausgehend von der Gegenspannung in der Wicklung Ll ) durchgezündet hat, sinkt die Amplitude der einen Halbwelle der Wechselspannung an der Wicklung L3 infolge der entsprechend steigenden Last bei durchgezündeter Leuchtstoffröhre, so daß während des normalen Betriebes eine etwa sinusförmige Wechsel¬ spannung an der Wicklung L3 zu beobachten ist. Es ergibt sich somit, daß eine Spannungsbegrenzung oder Stabilisierung entspre¬ chend den bisher bekannten elektronischen Vorschaltgeräten nicht erforderlich ist. Im übrigen ist es so, daß auch bei Benutzung einer Schaltung gem. Fig. 1 zum Betrieb offener Funkenstrecken ein ähnliches Verhalten beobachtet werden kann.
Die Schaltungsanordnung gem. Fig. 2 ist für den Betrieb mit Netzspannung ausgelegt. Sie umfaßt ein Gleichrichter-Netzteil -1 3-
] aus den Dioden D4, D5, D6 und D7, dem Kondensator C4 und der Siebdrossel L14. Ansonsten ist die Schaltungsanordnung prinzi¬ piell der der Fig. 1 ähnlich, allerdings mit dem Unterschied, daß bei Einschalten des Gerätes der Transistor Tr2 sperrt. Der Aufbau c der Schaltung ist wie folgt :
Der Transistor Tr2, zu dessen Kollektor- /Emitter-Strecke eine Schutzdiode D 3 parallel liegt, ist mit dem Kollektor direkt an das Ende a* der ersten Wicklung L11 angeschlossen, deren Anfang
I Q b' am '+'-Pol der Gleichspannungsquelle aus den Dioden D 4 bis
D7 sowie dem Kondensator C4 und der Drossel L14 liegt. Der Emitter des Transistors Tr2 ist über einen Widerstand R5 mit dem "-"- ' Pol der Gleichspannungsquelle verbunden. Zwischen der Basis des Transistors und dem "-"-Pol der Gleichspannungsquelle ist
15 einerseits ein veränderlicher Widerstand R6 eingeschaltet sowie parallel hierzu eine Schutzdiode D2 für die Basis-/Emitter-Strecke des Transistors Tr2. Schließlich ist die Basis des Transistors Tr2 über einen Widerstand R4 an den- Anfang c' der zweiten Wick¬ lung L12 angeschlossen, deren Ende d' an den "-"-Pol der Gleich- 0 spannungsquelle geführt ist. Parallel zu dem Widerstand R4 ist ein Kondensator ,C7 geschaltet.
Die Basis des Transistors Tr2 steht weiterhin über einen Wider¬ stand R3, eine zu diesem in Reihe liegende Triggerdiode TD sowie 5 einen weiteren Widerstand R2 mit dem "+"-Pol der Spannungsquelle in Verbindung. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R2 und der Triggerdiode TD ist über einen Kondensator C5 mit dem "-"-Pol der Gleichspannungsquelle sowie über eine Diode D l mit dem Kollektor des Transistors Tr2 verbunden. Parallel 0 zu der ersten Wicklung L1 1 ist schließlich ein Kondensator C6 angeordnet. Die Wicklung L11 bildet mit diesem Kondensator C6 die Schwingkreis-I nduktivität.
Die Wicklungen L12, L1 3 und L1 des Übertrages sind galvanisch 5 voneinander getrennt, jedoch auf einem gemeinsamen Kern ange¬ ordnet. Die dritte Wicklung L1 3 dient wiederum zum Anschluß des Wechselstrom-Verbrauchers . Es sei noch erwähnt, daß die Schutzdioden ~D2, ,D 3 entgegenge¬ setzt zu den entsprechenden inneren Dioden-Strecken des Tran¬ sistors Tr2 gepolt sind. Die Diode Dl ist in Durchlaßrichtung von der Triggerdiode TD zum Kollektor des Transistors Tr2 gepolt.
Es werden in der Schaltung gem. Fig. 2 folgende Schaltelemente verwendet :
L l, L12, L13 Übertrager; a) runder Ferrit-Stabkern 10 mm ö, 50 mm lang oder b) U- Form- Kern Normabmessung U-25 bei a) Ll l = 250 Windungen L12 = 4 Windungen L13 = 800 Windungen bei b) Ll l = 80 Windungen L12 = 2 Windungen L1 3 = 400 Windungen
C4 50 μF
C5 0, 1 μF
C6 0, 033 μF
C7 10 nF
R2 120 kOhm
R3 = R4 10 Ohm
R5 0, 22 Ohm
R6 33 Ohm
TD handelsübliche Triggerdiode mit einer Durchbruchsspannung von etwa 32 V
Dl bis D7 Dioden entsprechend hoher Sperr¬ spannung
Tr2 npn-Transistor
> 300 V / 4 A
L14 geeigneteSiebdrossel
Anschließbare Leistung
( euchtstoffröhre) 16 bsi 130 W .
-15- Wird an die Schaltungsanordnung gem. Fig. 2 Spannung angelegt, so ist der Transistor Tr2 zuerst gesperrt, da die Spannung an der Basis negativ ist. Es muß daher ein Auslöse-lmpuls erzeugt werden.
Dies geschieht über die Triggerdiode TD, den Kondensator C5 und den Wiederstand R2.
Sobald nämlich Spannung angelegt wird, lädt sich der Kondensator C5 über den Widerstand R2 auf, wodurch die Spannung an dem
Verbindungspunkt zwischen R2 und C5 und damit an der Trigger¬ diode, steigt. Sobald die Durchbruchsspannung der Triggerdiode, beispielsweise etwa 32 V, erreicht ist, entsteht an der Basis des Transistors Tr2 ein kurzer, positiver Impuls, der dazu führt, daß der Transistor Tr2 durchgeschaltet wird. Dieser kurze Span¬ nungsimpuls an der Basis des Transistors Tr2 genügt, um die Schaltung zum Schwingen zu veranlassen. Sobald dann der Transi¬ stor durchgeschaltet hat, ändert sich das Potential am ersten Ende a' der ersten Wicklung Ll l derart, daß der Strom über die Diode Dl abfließen kann, wodurch die Triggerdiode ihre Wirk¬ samkeit verliert.
Wesentlich ist also, daß der Transistor Tr2 nur einen kurzen Anlaufimpuls erhält, bei dem es durchaus auch zu hohen Spannungen am Transistor Tr2 kommen kann. Diese Spannungen führen jedoch üblicherweise wegen ihres nur äußerst kurzzeitigen Auftretens nicht zu Schäden am Transistor.
Sobald der Transistor das erste Mal durchgeschaltet hat, läuft dann die Schwingung in ähnlicher Weise ab, wie dies in Verbindung mit dem Ausführungsbeispiel gem. Fig. 1 erläutert wurde, d. h. in Abhängigkeit von der jeweiligen Induktion zwischen den Wick¬ lungen Ll l , L12 und L13, wobei wiederum die dritte Wicklung L13 maßgeblichen Einfluß auf das Schwingverhalten der Schaltungs¬ anordnung hat.
Die Dioden D2 und D3 haben lediglich die Aufgabe, bei Auftreten zu hoher Spannungen in der falschen Richtung für eine sofortige Ableitung zu sorgen, damit der Transistor Tr2, der ja wegen seiner hohen Sperrspannung und relativ großen Leistung sehr teuer ist, nicht beschädigt wird.
Es sei abschließend noch erwähnt, daß die Schaltungen üblicher¬ weise mit einer Frequenz über der hörbaren Frequenz, beispiels¬ weise mit 20 kHz, betrieben werden. Grundsätzlich ist auch ein Betrieb bei höherer Frequenz möglich. Dies hat jedoch den Nach¬ teil, daß dann Störungen des Rundfunk- oder Fernseh-Empfanges auftreten können und entsprechende Abschirmungen- vorgesehen werden müssen. Arbeitet man dagegen mit etwa 20 kHz, sind diese Störungen bestenfalls unbedeutend.
Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß zwar im Anspruch davon die Rede ist, daß die Erfindung eine Hochfrequenz-Schaltung mit nur einem Transistor betreffe. Selbstverständlich erfaßt der Erfindungsvorschlag auch Schaltungsanordnungen, bei denen der Transistor durch ein wirkungsmäßig diesem entsprechendes, anderes Halbleiterelement ersetzt ist. Außerdem soll durch die Verwendung von "nur einem" nicht zum Ausdruck gebracht werden, daß die Schaltung insgesamt jeweils nur einen Transistor umfaßt. Diese Angabe ist so zu verstehen, daß die eigentliche Schwing¬ schaltung jeweils mit einem Transistor auskommt. Es sind durchaus jedoch auch Abwandlungen der erfindungsgemäßen Schaltung denkbar, bei denen mehrere Transistoren oder entsprechende
Halbleiterelemente vorgesehen sind, beispielsweise als zusätzliche Sicherungseinrichtungen oder dann, wenn besondere Funktionen erreicht werden sollen.

Claims

Hochfrequenz-Schwingschaltung zum Betreiben einer Gasentladung und deren VerwendungPatentansprüche
Hochfrequenz-Schwingschaltung mit nur einem Transistor zum Betreiben einer Gasentladung, insbesondere zum Be¬ trieb von Leuchtstoffröhren, Gasentladungsröhren oder Lichtbogen, welche einen Übertrager mit drei Wicklungen aufweist, wobei die erste Wicklung im Kollektor-Emitter- Kreis und die zweite Wicklung im Basiskreis des Transistors angeordnet ist, während an die dritte Wicklung die zur Gasentladung dienende oder den Lichtbogen erzeugende Last angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Übertrager (L1 , L2, L3; Ll l , L12, L13) so dimensioniert ist, daß die Amplituden der beiden Halbwellen der an der dritten Wicklung (L3; L13) ohne oder bei sehr geringer Belastung auftretenden Wechselspannung stark unterschied¬ lich, bei Belastung mit Nennlast aber etwa gleich groß sind, und daß sich bei Anschaltung einer von der vorgesehenen Nennlast stark abweichenden Last (N) an die dritte Wicklung (L3; L13) das Schwingverhalten der Schwingschaltung so ändert, daß die am Transistor (Tr1 ; Tr2) auftretende Ge¬ samtleistung unter dessen zulässiger Verlustleistung liegt.
2. Schwingschaltung nach Anspruch 1,,-dadurch gekennzeichnet, daß zumindest die erste Wicklung (Ll ; Ll l ) und zweite Wicklung ( L2; L12) des Übertragers galvanisch getrennte, gegensinnig auf einem gemeinsamen Kern gewickelte Wick- lungen sind.
3. Schwingschaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekenn¬ zeichnet, daß auch die dritte Wicklung (L3: L13) galvanisch von den anderen Wicklungen ( Ll-, L2; Ll l , L12) getrennt ist.
4. Schwingschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, da¬ durch gekennzeichnet, daß die erste Wicklung (Ll ) mit ihrem Anfang (b) an einem Pol (+} der Gleichspannungs¬ quelle ( E) und mit ihrem Ende (a) direkt am Kollektor des Transistors (Trl ) angeschlossen ist, und daß die zweite
Wicklung ( L2) mit ihrem Anfang (c) an die Basis des Transi¬ stors (Trl ) angeschaltet ist, während ihr Ende (d) über einen Kondensator (C2) , dem ein Widerstand (Rl ) parallel geschaltet ist, mit dem Anfang (b) der ersten Wicklung ( Ll ) bzw. dem zugehörigen Pol (+) der Spannungsquelle
( B) verbunden ist.
5. Schwingschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Transistors (Trl ) über einen Kondensa¬ tor (C 3) oder Widerstand mit dem Emitter und dieser mit dem anderen Pol (-) der Gleichspannungsquelle ( B) verbun- den ist.
6. Schwingschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Betrieb mit einer Nieder- spaπnungsquelle (B) unmittelbar parallel zur Strecke aus erster Wicklung ( Ll ) und Kollektor-Emitter des Transi- stors (Trl ) ein Kondensator (Cl ) geschaltet ist.
7. Schwingschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, da¬ durch gekennzeichnet, daß die erste Wicklung (L11 ) ggf. zusammen mit einem Kondensator (C6) die Schwingkreis- Induktivität bildet, die zwischen den Kollektor des Tran- si.stors (Tr2) und einem Pol (+) der Spannungsquelle (D4 -
D7, C4, L14) geschaltet ist, daß die zweite Wicklung (L12) einerseits über einen Widerstand (R4) mit der Basis des Transistors (Tr2) und andererseits mit dem anderen Pol (-) der Spannungsquelle verbunden ist, und daß in den Basis-/ Kollektor-Kreis des Transistors (Tr2) eine Trigger- dϊode (TD) eingeschaltet ist, deren kollektorseitiger An¬ schluß einerseits über einen Widerstand (R2) mit dem einen Pol (+) der Spannungsquelle (D4 - D7, C4, L1 ) , an den auch die erste Wicklung (Ll l ) angeschlossen ist, andererseits über einen Kondensator (C5) mit dem anderen Pol (-) der
Spannungsquelle bzw. dem nicht zur Basis führenden Ende (c1) der&weiten Wicklung (L12) und schließlich über eine Diode (DI ) mit dem Kollektor des Transistors (Tr2) ver¬ bunden ist.
8. Schwingschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeich¬ net, daß die zweite Wicklung (L12) und/oder die Trigger¬ diode (TD) über einen Spannungsteiler-Widerstand (R3, R4) an die Basis des Transistors (Tr2) angeschlossen ist.
9. Schwingschaltung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekenn¬ zeichnet, daß parallel zur Kollektor- /Emitter-Strecke und/ oder zur Basis-/Emitter-Strecke des Transistors (Tr2) eine Schutzdiode (D2, D 3) geschaltet ist.
10. Schwingschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (Tr1 , Tr2) ein npn-Transistor ist.
11. Verwendung einer Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche als Vorschaltgerät für Leuchtstoffröhren.
12. Verwendung einer Schwingschaltung n ch einem der An¬ sprüche 1 bis 10 zum Zünden der Funkenstrecke einer Zünd¬ einrichtung von öl- oder Gasbrennern.
PCT/DE1985/000041 1984-02-16 1985-02-15 High frequency oscillating circuit for effecting a gas discharge and utilization thereof WO1985003835A1 (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19843405450 DE3405450A1 (de) 1984-02-16 1984-02-16 Hochfrequenz-schwingschaltung zum betreiben einer gasentladung und deren verwendung
DEP3405450.2 1984-02-16

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO1985003835A1 true WO1985003835A1 (en) 1985-08-29

Family

ID=6227833

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE1985/000041 WO1985003835A1 (en) 1984-02-16 1985-02-15 High frequency oscillating circuit for effecting a gas discharge and utilization thereof

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP0172855A1 (de)
DE (1) DE3405450A1 (de)
IT (1) IT1183361B (de)
WO (1) WO1985003835A1 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2223893A (en) * 1988-08-20 1990-04-18 Kwei Chun Shek Oscillator circuit for lighting supply
US5065074A (en) * 1990-08-24 1991-11-12 Coolite Limited Fluorescent tube driver and lighting system

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4005776C2 (de) * 1989-02-24 1999-08-05 Zenit Energietechnik Gmbh Schaltungsanordnung zum Starten und zum Betrieb einer Gasentladungslampe

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR1257673A (fr) * 1960-02-11 1961-04-07 Ouvrard & Villars Perfectionnements apportés aux électro-fanaux à piles
US4005335A (en) * 1975-07-15 1977-01-25 Iota Engineering Inc. High frequency power source for fluorescent lamps and the like
EP0056889A1 (de) * 1981-01-26 1982-08-04 Top-Ping Hwang Vereinfachte Spannungsquelle für Fluoreszenzlampen

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4066930A (en) * 1975-04-02 1978-01-03 Electrides Corporation Energizing circuits for fluorescent lamps

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR1257673A (fr) * 1960-02-11 1961-04-07 Ouvrard & Villars Perfectionnements apportés aux électro-fanaux à piles
US4005335A (en) * 1975-07-15 1977-01-25 Iota Engineering Inc. High frequency power source for fluorescent lamps and the like
EP0056889A1 (de) * 1981-01-26 1982-08-04 Top-Ping Hwang Vereinfachte Spannungsquelle für Fluoreszenzlampen

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2223893A (en) * 1988-08-20 1990-04-18 Kwei Chun Shek Oscillator circuit for lighting supply
US5065074A (en) * 1990-08-24 1991-11-12 Coolite Limited Fluorescent tube driver and lighting system
WO1992003899A1 (en) * 1990-08-24 1992-03-05 Coolite Limited Fluorescent tube driver and lighting system

Also Published As

Publication number Publication date
IT8519545A0 (it) 1985-02-15
EP0172855A1 (de) 1986-03-05
IT1183361B (it) 1987-10-22
DE3405450A1 (de) 1985-08-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69511315T2 (de) Vorschaltgerät für eine Entladungslampe
EP0801881B1 (de) Verfahren zum betreiben mindestens einer leuchtstofflampe mit einem elektronischen vorschaltgerät sowie vorschaltgerät dafür
CH657003A5 (de) Vorschaltanordnung zum betreiben von mindestens einer niederdruckentladungslampe.
DE2705984A1 (de) Wechselrichter mit konstanter ausgangsleistung
DE2705968A1 (de) Starter- und vorschaltanordnung fuer gasentladungslampe
EP0800335A2 (de) Schaltungsanordnung zum Betrieb elektrischer Lampen
EP0056642A1 (de) Verfahren und Schaltungsanordnung zum Heizen und Zünden sowie zum Steuern oder Regeln des Lichtstroms von Niederdruckgasentladungslampen
DE2948287C2 (de)
DE19819027A1 (de) Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe
DE3126278A1 (de) "schaltung und verfahren zum betreiben einer elektrodenlosen lampe"
DE2018152A1 (de) Verbesserungen an Oszillatoren
EP0682464B1 (de) Schaltungsanordnung zum Betreiben elektrischer Lampen
DE3431705A1 (de) Schaltungsanordnung zum betrieb einer gasentladungslampe
EP0331157B1 (de) Schaltnetzgerät
DE69618566T2 (de) Schaltungsanordnung
EP0389847B1 (de) Schaltungsanordnung
DE3245219A1 (de) Verfahren zur Spannungsversorgung von Gasentladungslampen und Vorrichtung mit einer Gasentladungslampe und einem Versorgungsteil
DE2907088A1 (de) Zuendfunkenerzeuger, insbesondere fuer oelbrenner
WO1985003835A1 (en) High frequency oscillating circuit for effecting a gas discharge and utilization thereof
DE3700421A1 (de) Schaltungsanordnung zum betrieb einer niederdruckentladungslampe
EP0155729B1 (de) Schaltungsanordnung zum Wechselstrombetrieb von Hochdruckgasentladungslampen
DE3137940A1 (de) Elektronisches vorschaltgeraet fuer mindestens eine leuchtstofflampe
WO1987000719A1 (en) Circuit for starting and operating at least one low-pressure or high-pressure gas discharge lamp with high-frequnency oscillations
DE3412942C2 (de) Elektronisches Vorschaltgerät für mehrere Leuchtstofflampen
DE60117764T2 (de) Zündvorrichtung mit störkapazitätsunterdrücker

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): BR JP SU US

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH DE FR GB LU NL SE