WO1985002682A1

WO1985002682A1 - Apparatus for measuring ultrasonic characteristic values of a medium

Info

Publication number: WO1985002682A1
Application number: PCT/JP1984/000584
Authority: WO
Inventors: Hirohide Miwa; Keiichi Murakami; Takaki Shimura; Yutaka Igarashi; Akira Shiba; Hajime Hayashi
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 1983-12-14
Filing date: 1984-12-12
Publication date: 1985-06-20
Also published as: DE3485708D1; JPS60127457A; US4757715A; JPH0556466B2; EP0166782B1; EP0166782A1; EP0166782A4

Description

明細 . 書

発明の名称

超音波媒体特性値測定装置

技術分野

本発明は、超音波パルスを人体等の媒体中に送信し、各深さから順次反射されて帰ってくる反射波去受信し、その受信信号を処理して媒体の特性値を定量的に測定する装置に係わり、該超音波ビームの集束度（発散度）が媒体深さの函数として一様でないことに起因する誤差を、 F F T等でスペクトル形状を求めることなく全て時間領域上で実時間的に捕正を可能とする信号処理方式に閬する。

背景技術

まず、超音波ビームの媒体の深さによる集束度の変化を説明する。第 1図 (a)において、 1 は P Z T等の圧電素子よりなる超音波トランスジユーザ、 2 は人体等の媒体である。 1 により送信された一次の超音波パルスは媒体の深さ方向（図示の z軸方向）に進行し、各深さの媒体から反射波を二次的に創成しつつ媒体中を進行し、やがて透過消失する。各深さからめ—反射波は一次パルスと逆の方向に進行し、 1 のトランスジユーザで再び受信される。 z の小なる浅い所からの反射波は早く到達し、 2 の犬なる深い所からの反射波は遅れて到達するので受信波は連続した波形となる。この受信波を信号処理することによって生体組織の超音波減衰係数等の媒体の特性値が求められる。滅衰係数は生体組織等では周波数に比例することが知られており、この比例係数を減衰係数傾斜と呼び、媒体の特性値として用いられることが多い。

この様に媒体の周波数特性を調べるためには、使用している一次超音波パルスがある.深さで同一反射体で反射し帰ってくる時、もし媒体の伝達函数の減衰がなく周波数依存性をもたない時は常にそのスぺクトル形状及び強度深さに抱らずに一定である必要がある。

所が実際には超音波パルスの送受感度で形成される超音波ビームの形状は、ある周波数成分についてみると深さの函数として一定でなく、第 1図 (a)の実線のようになる。又中心軸上の音圧強度分布は第 1 図 (このようになる。又これ等は他の成分周波数では第 1図 (a)の破線のようになり、対応する中心軸上の音圧強度分布も第 1図 ft)とは異なったものとなる。これ等はビームが 3次元的に集束度（即ち換言すれば発散度 1_が異なるためで幾何学的なものである。もしこの効果を無視すれば、測定された媒体特性値の深さ方向分布に大きな誤差を導入することとなるこの誤差を補正するために、先に我々は下記の方式を考案した（ * 1三輪他、特開昭 5 8 — 5 5 8 5 0号）。すなわち、予め水の様な減衰が無視できる程小さな基準媒体（音響インビーダンスや音速がなるべく被測定媒体のそれに近いことが望ましい。但し差があっても補正することができる。 ) を用い、同一のトランスジユーザで送信し、基準反射体（平滑，又は表面を粗にした固体平板，ボール等）を氇々の深さ 2 ( トランスジユーザのビーム線上でトランスジユーザと反射体の距離を深さ 2 とする。）に置き、夫々 ^らの反射波を受信しスぺクトル S _Z (f)を求める《 f は周波数である。基準深さとして、例えば焦点に近い第 1図に示した 2。を用い、 2。における反射波のスぺクトルを S 2 。（f)とする。ハ 'ヮー · スぺクトル域で考えて I S 2 。（f) I ² で i S 2 (f) I ² を規格化した値 G z (f)を求め、

I S z (f) I ²

G z (f) (1)

I S (f)

幾何学的因子（ Gファクタ）となづける。今捕正されたパワー ' スぺクトルとして I S ' z(f) I ² を

I S z (f) I ²

S ' z(f) (2)

G 2 {i)

と定義すると、 S ' ₂(f)は全ての深さに対して同一のスぺクトル形状と強度即わち S 2 。（f)を有することなる。この S ' が被測定媒体で如何に変化するかを調べて媒体特性値を測定処理することによつて幾何学的因子による誤差を補正することができる , この様な概念はその後の出願（ * 2三輪，特願昭

5 7 - 5 7 5 7 3 ) に用いられ、ここではバヮ一に着目しているので、（1)式の代りに

J I S z (f) I ² d f

G z (3)

J" I S 2。（f) d f

を用いている。

更にその後（ * 3三輪，上田，特願昭 5 7 — 1 2

9 9 0 2号），（ *三輪，他，米国出願第 4 7 7

9 3 5号， 1 9 8 3年）にもこの概念が適用され更に 1 9 8 3年 6月になって、 Eighth International

Symposium on Ultrasonic Imaging and Tissue

Characterization, June 5 — 8 , 1 9 8 3 ；

Ultrasonic Imaging 5 , P . 1 8 6 〜： 1 8 7において、下記の 3件の発表の中で回折効果とその補正の概念として発表された。

* 5 (D. W. Pettibone, etal , Diffraction

effects on the measured spectrum of a focused

Acoustic transducer )

* 6 (Cloos termans, J . M . Thi j sen etal,

IN VITRO absolute attenuation measurement with diffraction correction)

* 7 (M. Fink et a 1 , Influence of diffraction effects on the estimation of the tissue

attenuation by spectral analysis of A- 1 ines )

しかし、 * 3 , * 4 , * 5 , * 6 , * 7 は全て周

CMPI 波数領域での信号処理と、その時の周波数領域での回折効果の捕正を述べている。又、 * 7ではパワー • スぺクトルから求めた中心周波数の補正に、正 51 には G z (f)で除したスぺクトルから中心周波数を求めるべき所を無滅衰媒体として水を用い、各深さからの反射信号スぺクトル S z (f)の中心周波数が基準深さ 2 。のスペクトル S z 。（f)の中心周波数からいくら偏移しているかを求め、被測定媒体で得られた各深さの中心周波数にその偏移を加算して補正する簡易化した近似方式を報告している。これは乗算を加箕で近似したことと同等であり誤差が多くなることは止むを得ない。

又、 * 2 は広帯域パルスの帯域を n分割（ n 3 ) 又はその中のある n種の周波数成分のバヮ一に着目しているので，パワーとしての幾何学的因子を考慮しているが、全体のスぺクトル形状（ nが +分大なる場合〉を積極的に利用していない。 ηが十分大なる場合を積極的に利用する場合は、やはり F F T等による周波数領域への変換が必要となる。これは周波数領域法と後述する時間領域法との中間的な手法である。一一

以上が従来技術の全てであるが、 * 3 〜 * 7及び * 2において nが大なる場合は何れも周波数領域上での信号処理に際し、周波数領域で幾何学的因子 ( Gファクタ）或いは回折効果の補正を行うものでこれは必然的に時間軸上の波彤をある時点（音速 C で深さ 2 に対応する。 t = 2 z / Cである）を中心とした時間窓（窓幅 T) で切り出し、その波形をフ' 一リエ変換し周波数領壊情報に変換し、更に幾何学因子の補正，滅衰係数傾斜抽出の信号処理を行わねばならない事を意味ずる。この事は F F T (高速フ一リエ変換）回路、その他を用いても有限な処理時間を必要とし、受信信号を実時間処理することに適しない。又、 F F T , その他の回路は複雑で大型となり高価格となる欠点を有する。

周波数領域に変換しないで時間領域で受信信号から媒体特性値を抽出する信号処理方式が我々によつて考案された（ * 2 , * 8 , * 9 ) 。

* 8 (三輪他，特開昭 5 7 - 5 5 0号）は、受信反射波パワーに着目し、その時間領域での信号処理を行い、反射率が周波数特性を持たない時の媒体減衰傾斜も求めている。パワーは周波数領域ではバヮ一 · スぺクトルの 0次モーメントであるから当然幾何学的因子による誤差を受ける。しかしこの因子は考慮されていない。

* 2 はすでに説明したが、 IIが 3の場合は時間領域でのみ信号処理を行うことができる。又、幾何学因子による捕正を考慮しているが、 * 8 と同様バヮ一にのみ着目しているので幾何学的因子は (1)ではなく（3)の形となっている。この様に箒域全体での積分値についてのみの補正量を用いることは、 * 2 , * 8の用途には十分であるが、 * 2 , * 8では所謂スぺクトル . スカロップによる誤差が補正できない。スカロップ誤差の補正には次の * 9が時間領域方式として可能性を持っている。

* 9 (司波他，特願昭 5 8 - 7 7 2 2 6 ) は、直交検波器出力の同相成分 I , 直交成分 Qからフーリェ交換を行うことなくパワー · スぺクトルの 0次， 1次，次， 3次等のモーメントを求めるもので，更にこれ等のモーメントから媒体特性値の抽出を行うもので，簡単で，小型で，安価で，実時間処理を可能とするものである。

しかしながら、 * 9 といえども幾何学的因子に対する補正が必要なことは言うまでもないが、その補正は報告されていない。

発明の開示

本発明の目的は、超音波ビーム集束度が 3次元的に深さと共変動していることに起因する幾何学的因子の捕正に於いて、受信信号を周波数領域に変換することなく時間領域で、且つスカロップ補正の可能な形で補正する方式を提供することにより、高速実時間の補正が可能となり、簡単，小型，高精度，安価な媒体特性値測定装置を提供するにある。

本発明は、受信反射信号を媒体深さに対応する時間 t の函数として、夫々の時間（深さ）に対応した幾何学的因子補正係数を持つように時間的にその周波数特性を変化するフィルタに入力し、その出力として捕正ずみ時間信号を得るものである。

図面の簡単な説明

第 1図は超音波ビームの媒体中の形状と強度の 3 次元的変動状況を示す図、

第 2図は本発明の一実施例の主要部プロック図、第 3図は幾何学的因子の深さをパラメータとした周波数特性を示す図、

第 4図は幾何学的因子捕正項の周波数特性部分

U z (f)の周波数特性を示す図、

第 5図 (a)、（b)は畳み込み積分型フィルタを用いた本発明の一実施例のブロック図、である。

発明を実施するための最良の形態

第 2図は本発明を実施した超音波媒体特性値測定装置の主要部を示す一実施例ブ α ック図である。図示以外に超音波ビームの 2次元走査や、その結果得られた媒体特性値の 2次元分布像を表示する回路等を附加することができることは言うまでもない。

2 は人体等の被測定体で、 1 は Ρ Ζ Τ等で作られ圧電変換トランスジユーザである。. 3 は超音波バルスを発生するため-に 1を躯動する電圧バルスを発生する回路で、通常中心周波数が 2〜 5 M Hzの数波を含む超音波圧カバルスが発生される。 4は送受切り換え回路で，トランスジユーサ 1を超音波バルスの送信時は駆動回路 3 に接繞し、送信が終ると増幅器 5 に接続し、媒体からの反射波を受信する。 5 は広帯域の増幅器で受信パルスの帯域例えば送信中心周波数を 3 M Hzとすると一般にパルスの帯域は 2 〜 4 MHzとなるが、この 2 〜 4 MHzの蒂域を十分余裕をもってカバーする帯域を有する。 6 は時間的に增幅度を制御する広帯域の増幅器で T G C (Time-Gain- Control ) 回路とか S T C (Sensitivity-Time- Control ) 回路等と呼ばれるもので、媒体中深い所からの反射波ほど往復の通路における缄衰をうけその受信信号が滅少するので送信直後は最低の利得とし、以後時間経過と共にその利得を上昇する様に制御される。その上昇度合は手動より、又は自動により設定され、 6 の出力が常に以後の捕正フィルタ処理に最適なレベルに維持される。これは補正フィルタの最大入力信号と、自らのもつ雑音信号との比であるダイナミフクレンジが十分出ない場合に系の信号ノ雑音比を最適にするために必要であり、必ず 6 が補正フィルタ 7の前段にある必要がある。 7 1 , 7 2 , 7 3 は補正フィルタ 7を構成している。 8 は補正された信号をうけて信号処理を行い、生体組織の減衰係数傾斜等の媒体特性値を抽出する信号処理部（マイクロ · コンピュータ等によるプログラム処理を舍む。）である。 9 は此等の動作を行うためのクロック発生とタイミング信号を創成し、全系の制御を行うクロック制御部である。 1 0 は表示，記録等人間に情報を伝えるための部分である。

信号処理部 8 としては前逑の * 9 に示された処理を実行すれば良く、周波数領域に変換しないで時間領域のみで実時間で媒体特性値を深さの函数として求めることができる。

但し、 8 'として F F Tの如き周波数領域への変換を行い、周波数領域で信号処理を行う回路を用いても良く、この場合は幾何学的因子の補正のみが時間領域で実時間的に行われたこととなり、処理時簡の短縮は得られるが、その後の処理時間に比べると短縮の効果は少ない。

次に補正フィルタ 7 について詳細に説明する。

まず幾何学的因子 G _Z (f)の形状を第 3図に図示する。

(1)式の定義から、 0 2。《) = 1 でぁる。又、第 1図 (b)に示した様に基準深さ 2 。を中心軸上音圧の最大位置に選んだとすると、その他のより深い 2 , , z _z 等でもより浅い 2 < 2 。でもそのスペクトルの絶対値より小さい。このため G 2 (f)は z = z t , z = z 2 について示してある様に τ の函数としてその形状を変える。 G z (f)は十分な信号のスペクトルが存在す ' る帯域幅（例えば 2 〜 4 M Hz ) の中のみ規定することができ、その他ではノイズから G zば)を求めることになるので、求めてはならないことは勿論である。

G 2 (f)の逆数の平方根がスぺクトルでの捕正係数を与える。平方根を求めるのは G z (f)がバヮ一で定義されているからである。今この補正係数の、ある基準周波数 f 。での値 a _z で G z (f) -^1/2 を規格化したものを U 2 (f)とすると、

1

と表現できる。 a ₂ は深さ 2 のみで定まる常数で周波数特性を持たない利得である。 U z (f)は周波数特性のみを代表する。

フィルタ 7 は (⁴)式の特性を持たねばならないが、 a _z は上述の T G C 6 に併合して制御し、周波数特性のみをフィルタ 7で担当させると便利である。この場合は a _z は z即ち時間の函数として予め測定されている G 2 (f)から求め記憶しておくことができるので、 T G C 6の利得を時間の函数として測定すれば、 T G C利得と補正係数利得 a ₃ の差が減衰補正に必要な利得であるので、必要に応じて減衰情報として用いることができる。

以下補正フィルタ 7 は、周波数特性のみの補正 U 2 (f)を実行するものとする。 2 = Z。， z い z z に対する U 2 (f)を第 4図に示す。

今、 7 1 の可変フィルタを電圧又は電流で可変しうるインダクタンス L , キャパシタンス C , 抵抗 R 等を固定の L , C , R等と組み合せた回路で実現されたものとする。この様な素子の例として直流を重畳することで可変できる不飽和リアクター，可容

量ダイオード， M O S トランジスタ等が実在する。

今この様な電圧制御パラメータ素子（可変 L , C,

R) が nケ使用されたとする。第 4図の如き時簡的

に'変化するフィルタの周波数特性はこの nケのバラ

メータ制御端子に、プログラムされた時間的に変化

する電圧を印加することで実現される。

7 3 は各深さ、即ち時間に対応してその U z (f)を

実現するために予め計算された nケのパラメータ電

圧を時間函数として記憶している捕正計数一パラメ

ータ変換記憶部で、電圧.値をディジタル化しておけ

ばマイクロ ' コンピュータと R O M, R AM等で実

¾される。

7 2 は 9からのタイミング信号に応じて順次対応

する時刻のパラメータ制御電圧のティジタル値を 7

3から読出し、 D Z A変換して n ケのバラメータ制

御電圧を発生するパラメータ読出し回路である。

以上の様にして 7 1 , 7 2 , 7 3 の組み合せであ

る捕正フィルタ 7 は時間的に変化する U 2 (f)の特性

を実現する。

補正係数（又はパテメータ）を時間の連続函数と

して記億することは 7 3 の記億容量を膨大なものと

し、装置の大型化，高価格化を招く。このため U _Z

(f)の時間による変化を階段的とし、急な変動をする

時間の範囲に対しては細かな時間ステップで、緩や

OMPI

^WIPO かな変動をする時間の範囲に対しては粗い時間ステッブで U z (f)を切り換えることで代行することができる。この場合は記憶容量の大幅な節約を図ることができる。

もし、 U z (f)の時間による切換にある長い時間を必要とする様なフィルタの場合は、複数のフィルタを設け一つを使用中に他のフィルタを切り換えておき、交互又は順次に使用すればよい。この場合入力は共通としておき出力を切り換えても良いし、出力を共通としておき入力を切り換えても良い。

上記の実施例ではフィルタは L， C, R等のアナログ素子を用いたアナログフィルタであった。しかし A/ D変換，デジタル処理， D ZA変換によって作られるデジタルフィルタであってもよい。アナ口グフィルタでは周波数領域上の位相を自由に設計することが函難で、ノ、 'ヮー · スぺクトルのモーメントに着目する * 7の方式に使用した場合は誤差を生じないが、位相に着目する * 8の方式では誤差を生じる。この場合デジタルフィノレ夕であれば、フイノレタにおけ j立相回転を生じない様にすることができるので有用である。

次にフィルタ 7 の他の実施例として畳み込み積分 ( Convolution) 型フィルタを第 5図 (a)を用いて説明する。これは第 2図の 7 1 , 7 2 , 7 3よりなる補正フィルタ 7に置換して用いられる。 D Lは遅延素子で、超音波パルスの中.心周波数が 3 M Hzの場合運延量 3は 5 0〜： I 0 0 ns程度でよい。 Mはアナ口グの乗算回路である。 D Z Aはデジタルからアナ口グへの変換回路、 Rはレジスタである。 M E Mはデジタルのメモリ部、 R Cは必要な時刻にメモリ M E Mから一組の捕正情報を読み出してレジスタ Rの全てに情報をセットする読み出し制櫛部である。 R C をさらに第 5図 ( )で詳しく説明する。これはクロック制御部 9 (第 2図）からクロックを受けて歩進するアドレスカウンタ 7 3 a とアドレスカウンタ 7 3 aの出力を受けてフィルタの時間変化の緩やかさを決定するァドレスコンバータ 7 3 bから成る。第 5 図 (a)に戻り説明する。 ∑は加算器である。次に動作を説明する。

フィルタに入力する信号 i (t)のスぺクトルを I (f) とすると、フィルタの出力 0 (t)は I (f)と U z (f)の積のフーリエ逆変換で与えられる。これは数学の定理により U z (f)のフーリエ逆変換を u 2 (f)とすると 0 (t)は i (t)と u z (f)との畳み込み積分で与えられる。

したがって各 2即ち時刻に対する u z ば）の波形を

<5の時刻刻みで、かつ必要なステップの 2 に対して M E Mの中に記憶しておき、 2 に対応する時刻の波形 u z (t)を一群として読み出しレジスタ Rにセットする。このセットされたデジタル量は D / A変換されてアナログ量となり、各 D Lで δづっ遅延された入力信号と乗算され、全ての乗算出力は∑の加算器で加算される。以上の動作は入力 i (幻と、捕正係数

U 2 (f)のフーリェ変換した時間波形 U (t)との畳み込み積分に他ならない。 U _Z (f)は数 M Hz程度の帯域をもつので u (t)は数マイクロ秒程度の波形となり、 D L , M , Dノ A , R等は数十〜 1 0 0 ケ程度必要となる。最近 D L , M , D A， R等を、 1 2 8 ケ程度集積した大規模集積回路が市販されたおり、小型化低価格化が可能となっている。但し、この場合レジスタ R群には並列に入力できず直列に入力するためセットし終る時間、即ち 2 の切換時間が長い。この場合、前記の如く複数組のフィルタを順次切り換える方法を併用することで解決できる。

送信パルスが中心周波数 f 。，分散のガウス分布スぺクトル S。（f)の場合で、且つ被測定媒体が人体の如き生体組織で、減衰係数が α (ζ) - （z) f ( β は比例定数）である場合は、ある深さ 2からの反射波のスぺクトルは中心周波数 f 2 が )式の量ずれるのみで、スぺクトルの形状 S z (f)は同じ分散びのガウス分布となることが知られている。

ί ₀ — ί z = 4 f β (z) d z (5) ノ

これは深さに対応する時間と中心周波数 f z とが函数関係にあることを示している。これは U 2 (f)の捕正を行った場合に成立し、補正を行わない実際のスぺクトル S 2 (f)はガウス分布から歪んだ形となり、 - そのために中心周波数がさらに△ f 2ずれている。

このズレ量は 2及び ί Ζ の函数として計箕すること

ができる。 f 2 は * 9の方式では Ζ即ち時刻の函数

として実測される。したがって、 Z の函数として実

測される f 2が求まれば、その捕正量 Δ f zを予め

計箕し記憶している表から補正することにより z の' 函数としての補正後の f zが求まり、こ-れから正し

ぃ（Z)の分布を求めることができる。

このような手法は、スペクトルのある一つの代表

パラメータが定まるとそのスぺクトルの形状が定ま

る場合に適用できる。上例では代表パラメータとし

て中心周波数 f = J f · I S (f) I ²df /j I S (f) I ²

d f 自身が用いられているが、代表バラメータとし

ては帯域幅、その他であってもよい。上例ではスぺ

クトル形状は中心周波数がズレるだけで変らなかつ

たが、代表パラメータに 1 ： 1 で対応する関係があ

れば変化してよいことは次の説明から理解できるで

あろう。実測により深さの函数としてこの代表バラ

メータが測定されれば、ある深さに対応する代表バ

ラメータに対応するスぺクトル形状と幾何学的因子

捕正から補正済スぺクトルが求められ、この捕

正済スぺクトルから中心周波数，各次モーメント等

の捕正量が代表パラメ一夕の函数として、更には実

測された代表パラメータと深さの関係から深さの函

数として求められ、これ等から減衰係数傾斜等の正

OMPI しく補正された媒体特性値の深さ方向分布を求めることができる。

これは * 7に示された中心周波数補正が乗算を加算で近似しているのに対し、正しい乗算による補正を同程度の簡易処理で行うことを可能にしたもので、より正確な媒体性値を与えるものである。本発明によれば、超音波ビームの集束度の 3次元的不均一に起因するスぺクトルの歪である幾何学的因子の補正を受信信号をフーリヱ変換することなく時間領域で、且つスぺクトル ' スカロップ捕正をも行うことができる形で補正することができるので、高精度で高速実時間で測定でき、且つ簡単で小型で安価な超音波による媒体特性値測定装置を提供することができる。

Claims

請求の範囲

(1) 超音波パルスを媒体中に送出し、該媒体の各深さからの反射波を時間函数として受信して信号処理することにより、媒体特性値を定量的に測定する装置において、

減衰が無視できるか、周波数特性を有しない基準媒体中で各深さに置かれた基準反射体からの反射波のスぺクトルを用いて、超音波ビームの集束性が深さの函数として.3次元的変化することに起因する受信反射波のスぺクトリ形状及びその強さの変動を捕正するスぺクトル捕正情報、又はスぺクトルから 2次的に求められる関連量の捕正情報を求め、該スぺクトル捕正情報又は該閼連量の補正情報を深さに対応する時間の函数として記億する手段と、時間の函数として受信される被測定媒体からの反射波信号. 又は該反射波信号から時間の函数として 2次的に求められる閩連量を、上記記憶手段から順次読出される捕正情報によって時間領域で捕正する手段とを有することを特徴とする超音波媒体特性値測定装置。

(2) 上記捕正す-る手段は、上記受信した反射波信号を入力される補正フィルタを舍み、該補正フィルタの周波数特性が上記記億する手段から順次読出される補正情報によって制御されることを特徴とする特許請求の範囲第 1項記載の超音波媒体特性値測定装

(3) 上記補正フィルタは複数のフィルタを有し、 1 つのフィルタの使用中に他のフィルタの周波数特性を調整しておき、順次使用フィルタを切換えていくよう制御されることを特徴とする特許請求の範囲第 2項記載の超音波媒体特性値測定装置。

(4) 上記補正フィルタは、インダクタンス，キャパシタンス，' 及び抵抗を含むアナログフィルタであることを特徴とする特許請求の範囲第 2項又は第 3項記載の超音波媒体特性値測定装置。

ほ）上記補正フィルタは、 A / D変換器，ディタル処理回路及び D Z A変換器を舍むデジタルフィルタであることを特徴とする特許請求の範囲第 2項又は第 3項記載の超音波媒体特性値測定装置。

(6) 上記記億する手段には、上記補正フィルタが持つべき周波数特性をスぺクトルで表わしたとき、該スぺクトルのフーリエ逆変換で得られる時間波形情報が補正情報として記憶され、上記補正フィルタは入力される受信反射波信号と上記時間波形情報との畳み込み積分を行なう手段を舍むことを特徴とする特許請求の範囲第 2項又は第 3項記載の超音波媒体特性値測定装置。 -

(7) 上記補正フィルタは、利得のみを捕正する時間利得制御回路と周波数特性のみを補正するフィルタとの縦繞接繞であることを特徴とする特許請求の範囲第 2項ないし第 6項のいずれかに記載の超音波媒体特性値測定装置。

(8) 上記補正する手段は、上記時間の函数としての関連量に対して上記記憶する手段から順次読出される捕正情報を加滅箕又は乗除算する手段を舍むことを特徴とする特許請求の範囲第 1項の超音波媒体特徴値測定装置。

(9) 上記闋連量は、各深さにおけるスぺクトルの平均周波数又は中心周波数であり、上記捕正情報は該平均周波数又は中心周波数の捕正量であり、上記補正する手段は受信反射波信号から得られる平均周波数又は中心周波数に対して上記記憶する手段から読出される補正量を加える加箕器を舍むことを特徴とする特許請求の範囲第 8項記載の超音波媒体特性値測定装置。