TWM655027U - 多相穩壓器及電流平衡電路 - Google Patents

Abstract

一種多相穩壓器，耦接於多相直流-直流轉換器，且包含多個穩壓器電路。穩壓器電路耦接於功率輸出級電路及補償電路之間，用以根據補償訊號產生複數個控制訊號，以使功率輸出級電路產生多個輸出電流。穩壓器電路包含電流比較電路及延遲電路。電流比較電路用以取得誤差訊號。誤差訊號為閾值電流與對應之輸出電流間的差值。延遲電路耦接於補償電路及電流比較電路，用以根據補償訊號產生對應之控制訊號。延遲電路用以根據誤差訊號調整延遲電路內的偏壓電流，以調整對應之控制訊號的責任週期。

Description

多相穩壓器及電流平衡電路

本揭示內容關於電流平衡技術，特別是一種多相穩壓器及電流平衡電路。

直流-直流轉換器（DC-to-DC converter）係一種用於電能轉換的機電設備，用以轉換直流電源的電壓。直流-直流轉換器的應用廣泛，可用於供電至小功率裝置（如：電池）或大功率裝置（如：工業用機台）。其中，多相之直流-直流轉換器包含了多個不同相的轉換器，以輪流輸出電能至輸出端，而各相轉換器之間的輸出電能是否維持一致，將影響直流-直流轉換器的供電穩定性。因此，實有需要一種新穎的直流-直流轉換器來提供較佳的供電穩定性。

本揭示內容係關於一種多相穩壓器，耦接於多相直流-直流轉換器，且包含複數個穩壓器電路。穩壓器電路耦接於多相直流-直流轉換器的功率輸出級電路及補償電路之間，用以根據補償訊號產生複數個控制訊號，以使功率輸出級電路產生複數個輸出電流。該些穩壓器電路的其中一者包含電流比較電路及延遲電路。電流比較電路用以取得誤差訊號。誤差訊號為閾值電流與該些輸出電流中的對應一者間的差值。延遲電路耦接於補償電路及電流比較電路，用以根據補償訊號產生該些控制訊號中的對應一者。延遲電路用以根據誤差訊號調整延遲電路內的偏壓電流，以調整該些控制訊號中的對應一者的責任週期。

本揭示內容還關於一種多相電流平衡電路，應用於一多相直流-直流轉換器，包含電流檢測電路及複數個穩壓器電路。電流檢測電路耦接於多相直流-直流轉換器的功率輸出級電路，以取得複數個輸出電流及閾值電流。穩壓器電路耦接於電流檢測電路及多相直流-直流轉換器的補償電路之間，用以根據補償訊號產生複數個控制訊號，以使功率輸出級電路產生該些輸出電。該些穩壓器電路的其中一者包含電流比較電路及延遲電路。電流比較電路用以取得誤差訊號。誤差訊號為閾值電流與該些輸出電流中的對應一者間的差值。延遲電路耦接於補償電路及電流比較電路，用以根據補償訊號產生該些控制訊號中的對應一者。延遲電路用以根據誤差訊號調整延遲電路內的偏壓電流，以調整該些控制訊號中的對應一者的責任週期。

本揭示內容透過第一輸出電流與平均電流的差值來調整控制訊號的責任週期，以達到各相輸出電流均衡的技術效果，不須改變響應電壓或斜坡電壓的位準。相較之下，先前技術必須改變響應電壓或斜坡電壓的位準，才能調整控制訊號的責任週期。

以下將以圖式揭露本創作之複數個實施方式，為明確說明起見，許多實務上的細節將在以下敘述中一併說明。然而，應瞭解到，這些實務上的細節不應用以限制本創作。也就是說，在本創作部分實施方式中，這些實務上的細節是非必要的。此外，為簡化圖式起見，一些習知慣用的結構與元件在圖式中將以簡單示意的方式繪示之。

於本文中，當一元件被稱為「連接」或「耦接」時，可指「電性連接」或「電性耦接」。「連接」或「耦接」亦可用以表示二或多個元件間相互搭配操作或互動。此外，雖然本文中使用「第一」、「第二」、…等用語描述不同元件，該用語僅是用以區別以相同技術用語描述的元件或操作。除非上下文清楚指明，否則該用語並非特別指稱或暗示次序或順位，亦非用以限定本創作。

本揭示內容係關於一種多相直流-直流轉換器，用以對輸入電壓進行轉換，以輸出不同電壓的輸出電壓。在一實施例中，多相直流-直流轉換器係應用於車用電源，例如作為電力傳輸電路，可將充電樁之電力儲存至電池中，或者將電池的儲存電力提供給車內設備。然而，本揭示內容並不以此為限，在其他實施例中，多相直流-直流轉換器亦可應用於其他裝置與負載。

第1A圖所示為根據本揭示內容之部份實施例的多相直流-直流轉換器100示意圖。多相直流-直流轉換器100包含功率輸出級電路110、電流平衡電路120及補償電路130。功率輸出級電路110包含多個驅動電路DC以及由多個電晶體開關形成的開關電路111，其中每一個驅動電路DC及對應的開關電路111用以根據輸入電壓Vin產生對應的輸出電流Is1～Isn。

在第1A圖所示之實施例中，功率輸出級電路110包含多組子電路（如：可為兩組或兩組以上），每一組子電路包含一個驅動電路DC，且上述開關電路111包含上橋開關Ta及下橋開關Tb，且耦接於輸入電壓Vin。驅動電路DC用以根據接收到的控制訊號，控制上橋開關Ta及下橋開關Tb導通或關斷，以產生或調整對應的輸出電流Is1～Isn。每組子電路產生的輸出電流Is1～Isn的相位可互不相同，例如功率輸出級電路110包含多組子電路時，相鄰子電路的輸出電流之間有一預定相位差。

在一實施例中，功率輸出級電路110透過儲能電路140及分壓電路150產生輸出電壓Vout及回授電壓Vfb。儲能電路140耦接於功率輸出級電路110的輸出端，包含多個電感L1～Ln及輸出電容Cout用以根據輸出電流Is1～Isn產生輸出電壓Vout。分壓電路150耦接於功率輸出級電路110及儲能電路140，包含多個分壓電阻R1、R2，用以根據輸出電壓Vout進行分壓以產生回授電壓Vfb。由於本領域人士能理解多相直流-直流轉換器100產生輸出電壓Vout的方式，故更多細節在此不另贅述。

電流平衡電路120耦接於功率輸出級電路110，包含電流檢測電路121及多相穩壓器122。電流平衡電路120用以產生及調整對應於不同相位的多個控制訊號Spwm1～Spwmn，以使功率輸出級電路110據以產生不同相位的多個輸出電流Is1～Isn，進而使各相電流保持平衡。控制訊號的產生方式將於後續段落詳述。

電流平衡電路120耦接於補償電路130以及功率輸出級電路110。補償電路130用以自功率輸出級電路110接收響應電壓Vea，且產生補償訊號Vcomp。響應電壓Vea係根據多相直流-直流轉換器100的輸出端提供的回授電壓Vfb與基準電壓間（如：參考電壓或預設的固定電壓）的差值所產生。具體而言，在一實施例中，功率輸出級電路110所產生的回授電壓Vfb減去基準電壓後，即作為響應電壓Vea。在其他實施例中，功率輸出級電路110亦可直接以回授電壓Vfb作為響應電壓Vea。

補償電路130用以將響應電壓Vea與斜坡電壓Vramp相比較，以根據響應電壓Vea與斜坡電壓Vramp間的差值產生補償訊號Vcomp。補償訊號Vcomp用以反應出輸出電壓Vout的當前狀態（如：重載或輕載狀態）。當補償訊號Vcomp被提供至電流平衡電路120後，電流平衡電路120會根據補償訊號Vcomp來產生控制訊號Spwm1～Spwmn。

承上，在一實施例中，補償電路130之正極端用以接收響應電壓Vea、補償電路130之負極端用以接收斜坡電壓Vramp，因此，補償訊號Vcomp大小與「響應電壓Vea相對於斜坡電壓Vramp的差值」成正相關。然而，本揭示內容並不以此為限，在其他實施例中，補償電路130之正負端所接收的訊號可依據實際電路設計互相調換。

在一實施例中，斜坡電壓Vramp為一種週期訊號，其訊號大小會在時間週期內週期性地變化。在另一些實施例中，斜坡電壓Vramp可為在訊號週期中具有固定斜率的鋸齒波。「鋸齒波」係指在每個訊號週期中，會從固定位準開始變化（如：上升或下降），且在當前訊號週期結束、進入下一個訊號週期時，會恢復至最初的固定位準。在部份實施例中，斜坡電壓Vramp的訊號斜率為正，意即，在訊號週期中，斜坡電壓Vramp的位準係逐漸上升。然而，本揭示內容並不以此為限，在其他實施例中，依據斜率的不同，斜坡電壓Vramp亦可為三角波。

本揭示內容之一實施例係在電流平衡電路120設置多個穩壓器電路200，穩壓器電路200可根據多相直流-直流轉換器100的供電狀態（如：根據補償訊號Vcomp及/或輸出電流的大小），選擇性地改變控制訊號Spwm1～Spwmn的位準變化時間，以確保多相直流-直流轉換器100輸出的各相電流可維持平衡（即，各相的輸出電可維持實質上相等）。為便於說明，在此將多相直流-直流轉換器100中對應於多相的多個穩壓器電路200合稱為「多相穩壓器」。

如第1A圖所示，在本實施例中，電流平衡電路120包含電流檢測電路121及多相穩壓器122。電流檢測電路121耦接於功率輸出級電路110，以取得輸出電流Is1~Isn及閾值電流。電流檢測電路121還用以根據閾值電流及輸出電流Is1~Isn產生提供給多個穩壓器電路200的多個誤差訊號。

在一實施例中，閾值電流為功率輸出級電路110產生之多個驅動電流的平均值或中位值，換言之，閾值電流由電流檢測電路121計算產生，但本揭示內容不限於此。在其他實施例中，閾值電流亦可為預設的一個固定電流值，例如多相直流-直流轉換器100於正常運作時，各相功率輸出級電路110所輸出的理想電流值。在另一些實施例中，閾值電流可透過查表取得，例如根據輸入電壓Vin的位準來查找對應的輸出電流Is1~Isn的數值。

在一實施例中，誤差訊號為閾值電流與各輸出電流之間的差值，如第1A圖所示之誤差電流Idiff1~Idiffn。在其他實施例中，電流檢測電路121用以對閾值電流及對應之輸出電流進行訊號處理以產生誤差訊號，以分別輸出至對應的穩壓器電路200。

具體而言，在部份實施例中，電流檢測電路121可偵測功率輸出級電路110中上橋開關Ta與下橋開關Tb之間的相節點N1~Nn，以取得相節點N1~Nn的電壓Lx1~Lxn，進而計算出對應的輸出電流，同時，電流檢測電路121還可計算出多個輸出電流的平均電流，以作為閾值電流。

第1B圖所示為根據本揭示內容之部份實施例的電流檢測電路121的示意圖。如第1A及1B圖所示，電 流檢測電路121包含轉導電路121a、加法器電路121b、除法器電路121c及減法器電路121d。轉導電路121a耦接於功率輸出級電路110，以接收輸出電流Is1~Isn。在一實施例中，轉導電路121a包含轉導放大器(transconductance amplifier)，以接收相節點N1~Nn的電壓Lx1~Lxn，再計算輸出電流Is1~Isn。

加法器電路121b耦接於轉導電路121a，用以接收輸出電流Is1~Isn，且透過除法器電路121c計算出輸出電流Is1~Isn的平均電流Iavg。減法器電路121d耦接於除法器電路121c，用以計算對應相位之輸出電流與平均電流Iavg之間的差值，以產生誤差電流Idiff1~Idiffn。

多相穩壓器122包含多個穩壓器電路200，耦接於補償電路130及電流檢測電路121之間，用以接收誤差訊號及補償訊號Vcomp。如前所述，電流檢測電路121提供的誤差訊號可為電流檢測電路121計算產生的誤差電流Idiff1~Idiffn，亦可為電流檢測電路121提供的閾值電流及對應之輸出電流之一運算結果。多相穩壓器122用以根據誤差訊號及補償訊號Vcomp產生對應於不同相位的多個控制訊號Spwm1~Spwmn，以使功率輸出級電路110產生輸出電流Is1~Isn。此外，穩壓器電路200還可選擇性地改變對應之控制訊號的位準改變時間點(如：延遲或提前)，以使不同相位之間的多個輸出電流Is1~Isn可保持平衡。

在一實施例中，多相穩壓器122包含多個穩壓器電路200，每個穩壓器電路200用以產生對應相的輸出電流Is1～Isn的控制訊號Spwm1～Spwmn，以提供控制訊號Spwm1～Spwmn至各個驅動電路DC。

在部份實施例中，各個穩壓器電路200產生的控制訊號Spwm1～Spwmn為一種脈衝寬度調變（Pulse-width modulation，PWM）訊號。穩壓器電路200還可調整控制訊號Spwm1～Spwmn的責任週期（duty ratio，又稱佔空比），進而改變功率輸出級電路110所產生的輸出電流Is1～Isn大小。由於本領域人士能理解功率輸出級電路110及電流平衡電路之間以數位訊號來傳遞控制訊號的方式，故在此不另贅述。

第2圖所示係根據本揭示內容的部份實施例，說明「透過控制控制訊號Spwm1～Spwmn的位準變化時間點，以確保多相直流-直流轉換器100輸出的各相電流維持平衡」的概念。請參閱第1A及2圖所示，在此以控制輸出電流Is1的電流平衡電路120及穩壓器電路200為例進行說明。在第2圖中，波形Spwm-A～Spwm-C分別代表控制訊號Spwm1在不同情況下的波形變化。波形Spwm-A代表「輸出電流Is1等於平均電流Iavg時」的波形。波形Spwm-B代表「輸出電流Is1大於平均電流Iavg時」控制訊號Spwm1應被調整的波形（即，調降責任週期）。波形Spwm-C代表「輸出電流Is1小於平均電流Iavg時」，控制訊號Spwm1應被調整的波形（即，提昇責任週期）。

如第2圖所示，響應電壓Vea與斜坡電壓Vramp兩者位準相同的時間點，將為控制訊號Spwm1位準改變的時間點。換言之，「響應電壓Vea與斜坡電壓Vramp兩者位準相同的時間點」關聯於控制訊號Spwm1的責任週期。如波形Spwm-A所示，當響應電壓Vea從高位準降低至與斜坡電壓Vramp的位準時（即，時間點P1），控制訊號Spwm1將從低位準變化至高位準。當響應電壓Vea從低位準提昇至與斜坡電壓Vramp的位準時（即，時間點P3），控制訊號Spwm1將從高位準變化至低位準。請注意，本揭示內容並非透過改變響應電壓Vea或斜坡電壓Vramp的位準來調整控制訊號Spwm1的責任週期，而是透過輸出電流Is1與平均電流Iavg的差值來調整控制訊號Spwm1的責任週期，以達到各相輸出電流均衡的技術效果。

請參閱第2圖所示，舉例而言，於功率輸出級電路110工作的正半週期（以波形Spwm-A而言，正半週期為時間點P1至時間點P3），控制訊號Spwm1呈高位準且斜坡電壓Vramp低於響應電壓Vea時，上橋開關Ta導通且下橋開關Tb斷開，輸入電壓Vin對輸出電容Cout以及電感L1充電，形成自相節點N1流向輸出電容Cout的輸出電流Is1。接著，電流檢測電路121接收相節點N1～Nn的電壓Lx1～Lxn，並根據電壓Lx1～Lxn計算出輸出電流Is1~Isn。如第1B圖及2圖所示，電流檢測電路121將輸出電流Is1~Isn與這些電流的電流平均值(即平均電流Iavg或前述之閾值電流)比較。舉例而言，當輸出電流Is1大於平均電流Iavg時，此時應該調降控制訊號Spwm1的責任週期，以降低輸出電流Is1。因此，對應於控制訊號Spwm1之穩壓器電路200可延遲控制訊號Spwm1「由低位準提昇至高位準的時間點」(如：如波形Spwm-B，從時間點P1延遲至時間點P2時)，以調降控制訊號Spwm1的責任週期。如此一來，透過降低控制訊號Spwm1的責任週期，即上橋開關Ta導通的時間變短，即可降低輸出電流Is1。

相似地，當輸出電流Is1小於平均電流Iavg時，此時應該調昇控制訊號Spwm1的責任週期，以提高輸出電流Is1。因此，對應於控制訊號Spwm1之穩壓器電路200可延後控制訊號Spwm1「由高位準下降至低位準的時間點」(如如波形Spwm-C，由時間點P3延遲至時間點P4)，以調昇控制訊號Spwm1的責任週期。如此一來，透過增加控制訊號Spwm1的責任週期，即上橋開關Ta導通的時間變長，即可增大輸出電流Is1。

以下開始說明穩壓器電路200用以調整控制訊號Spwm1~Spwmn改變位準之時間點的作法及對應電路。如第1A圖所示，穩壓器電路200包含電流比較電路210及延遲電路220，電流比較電路210耦接於延遲電路220。電流比較電路210耦接於電流檢測電路121，以取得誤 差訊號，例如自電流檢測電路121接收誤差電流Idiff1-Idiffn中對應一者，或者自電流檢測電路121接收閾值電流(如：電流平均值，可參考第3A圖之平均電流Iavg)及對應之輸出電流(可參考第3A圖之輸出電流Is1)。

延遲電路220耦接補償電路130及電流比較電路210，用以根據補償訊號Vcomp產生對應之控制訊號。延遲電路220還用以根據誤差訊號(例如一對應之誤差電流Idiff1，或如後續第1B、3A圖所示之平均電流Iavg以及輸出電流Is1)調整延遲電路內的偏壓電流，以調整對應之控制訊號的責任週期。

本揭示內容利用誤差訊號確認當前各相位之輸出電流的狀態(如：過大或過小)，再選擇性地改變對應之控制訊號的位準變化時間，例如改變控制訊號進入高位準的時間點，或者改變控制訊號進入低位準的時間點，據此，即可調整控制訊號的責任週期，實現各相電流保持平衡之目的。

在部份實施例中，多相直流-直流轉換器100可透過控制延遲電路220中控制節點上的訊號相位，以實現「控制訊號的位準變化時間」之目的。在其他實施例中，多相直流-直流轉換器100亦可透過控制延遲電路220中電路元件的閾值電壓，以實現「控制訊號的位準變化時間」之目的。本揭示內容的各個控制方式將透過第3A、3B、4A、4B圖的實施例進行說明。

第3A圖所示為根據本揭示內容之部份實施例的穩壓器電路300的示意圖，可應用於第1A圖所示之多相直流-直流轉換器100。第3A圖所示之穩壓器電路可為第1A圖所示之穩壓器電路200之一範例。穩壓器電路300包含電流比較電路310及延遲電路320，其中電流比較電路310耦接於延遲電路320。電流比較電路310耦接於電流檢測電路121，用以接收平均電流Iavg以及輸出電流Is1。延遲電路320耦接於補償電路130及電流比較電路310，以根據誤差訊號調整延遲電路320中控制節點NA上的訊號（以下簡稱節點訊號S3）之相位，以調整對應之控制訊號的責任週期。其中，電流比較電路310及延遲電路320可分別為電流比較電路210及延遲電路220之範例。

如第3A圖所示，在一實施例中，電流比較電路310包含第一電流比較器311。第一電流比較器311耦接於電流檢測電路121，其第一端（如：負極）用以接收閾值電流（在本實施例中為平均電流Iavg），其第二端（如：正極）用以接收對應的輸出電流Is1。第一電流比較器311將根據平均電流Iavg與輸出電流Is1之間的差異產生第一誤差訊號S1。

承上，在一實施例中，延遲電路320包含第一電流源電路321，用以根據供電電源Vcc提供第一偏壓電流Ib1。第一電流源電路321還用以接收第一電流比較器311產生的第一誤差訊號S1，且根據第一誤差訊號S1改變輸出之第一偏壓電流Ib1的大小。在部份實施例中，第一誤差訊號S1可為一種電壓訊號，用以改變第一偏壓電流Ib1的大小。在一些其他實施例中，電流比較電路310可予以省略，在此設置下，第一電流源電路321、第二電流源電路322可直接耦接於電流檢測電路121以接收誤差電流Idiff1- Idiffn中對應一者，例如誤差電流Idiff1，並直接以誤差電流Idiff1作為第一誤差訊號S1，並以反相之誤差電流Idiff1作為第二誤差訊號S2；或者，直接以誤差電流Idiff1作為第二誤差訊號S2，並以反相之誤差電流Idiff1作為第一誤差訊號S1。

相似地，在一實施例中，電流比較電路310還可包含第二電流比較器312。第二電流比較器312耦接於電流檢測電路121以及反相器323，其中第二電流比較器312之第一端（如：負極）用以接收對應的輸出電流Is1，第二電流比較器312之第二端（如：正極）用以接收閾值電流（在本實施例中為平均電流Iavg）。第二電流比較器312根據平均電流Iavg與輸出電流Is1之間的差異產生第二誤差訊號S2。

承上，延遲電路320還包含第二電流源電路322，用以根據供電電源Vcc提供第二偏壓電流Ib2。第二電流源電路322耦接於第二電流比較器312以及反相器323，用以接收第二電流比較器312產生的第二誤差訊號S2，且根據第二誤差訊號S2改變輸出之第二偏壓電流Ib2的大小。在此特別一提，第一電流比較器311及第二電流比較器312皆用以接收對應的輸出電流Is1及平均電流Iavg，但接收的位置（即，正負極）相反，因此第一誤差訊號S1及第二誤差訊號S2的會呈相異的邏輯位準。

具體而言，如第3A圖所示，延遲電路320包含反相器323、延遲電容C31及遲滯比較器324。反相器323的輸入端耦接於補償電路130的輸出端，用以接收補償訊號Vcomp，反相器323的輸出端耦接於控制節點NA，以輸出節點訊號。反相器323的第一校正端耦接於第一電流源電路321，以接收第一偏壓電流Ib1，反相器323的第二校正端耦接於第二電流源電路322，以接收第二偏壓電流Ib2。反相器323用以根據第一偏壓電流及/或第二偏壓電流控制延遲電容C31充電或放電，以調整控制節點NA之節點訊號的相位。

延遲電容C31耦接於反相器323的輸出端（如：控制節點NA）及參考電位（如：接地電位）之間。遲滯比較器324亦耦接於反相器323的輸出端（控制節點NA），用以根據節點訊號S3產生對應之控制訊號Spwm1。在一實施例中，遲滯比較器324可由施密特觸發器來實現。

第3B圖所示為遲滯比較器324在部份實施例中的電壓特性圖，其中橫軸為遲滯比較器324接收到的輸入電壓（即節點訊號S3）、縱軸則為遲滯比較器324輸出的輸出電壓（即Spwm1）。遲滯比較器324的電壓特性呈現一種滯回曲線，當遲滯比較器324的輸入電壓上升至第一閾值電壓VTH時，輸出電壓將會翻轉為低位準（如曲線L31所示）；當遲滯比較器324的輸入電壓下降至第二閾值電壓VTL時，輸出電壓將會翻轉為高位準（如變化曲線L32所示）；而當遲滯比較器324的輸入電壓介於第一閾值電壓VTH與第二閾值電壓VTL之間，輸出電壓將不翻轉。由於本領域人士能理解遲滯比較器324的特性與實現方式，更多細節在此不另贅述。

請搭配參閱第1A、2及3A～3B圖，以下說明延遲電路320根據誤差訊號調整延遲電路內的偏壓電流，進而改變對應之控制訊號的責任週期的運作過程。如第2圖所示，在功率輸出級電路工作的正半週期下，即響應電壓Vea大於斜坡電壓Vramp時，此時補償訊號Vcomp為高位準，經反相器323輸出的節點訊號S3應轉變為低位準，若此時輸出電流Is1大於平均電流Iavg，則第一誤差訊號S1為高位準且第二誤差訊號S2為低位準，如此分別控制第一電流源電路321增大第一偏壓電流Ib1及控制第二電流源電路322減小第二偏壓電流Ib2。在第一偏壓電流Ib1變大、第二偏壓電流Ib2變小的情況下，將使得延遲電容C31被額外充電，因此節點訊號S3下降至低位準（低至至少第二閾值電壓VTL）的時間點將會變慢，亦即遲滯比較器324將接收到的具有低位準之節點訊號S3轉換為具有高位準之控制訊號Spwm1的時間點會延遲，如第2圖所示之波形Spwm-B所示，此時控制訊號Spwm1上升至高位準的時間點會從原來的時間點P1被延遲至時間點P2。如此一來，相當於調降了Spwm1的責任週期。當Spwm1的責任週期下降，上橋開關Ta導通的時間即變短，因此降低輸出電流Is1，達到各相電流均衡之功效。

至於功率輸出級電路110工作的正半週期下，請參考波形Spwm-C，若輸出電流Is1小於平均電流Iavg，則會造成第一偏壓電流Ib1下降且造成第二偏壓電流Ib2上升，如此則延遲電容C31順利放電，因此節點訊號S3進入低位準（低至至少第二閾值電壓VTL）的時間不受影響，亦即控制訊號Spwm1進入高位準的時間不受影響，故在正半週期下波形Spwm-C進入高位準的時間與波形Spwm-A進入高位準的時間相同。

接著，如第2圖所示，在功率輸出級電路110工作的負半週期下，即響應電壓Vea小於斜坡電壓Vramp時，此時補償訊號Vcomp為低位準，經反相器323輸出的節點訊號S3應轉變為高位準，若此時輸出電流Is1小於平均電流Iavg，則第一誤差訊號S1為低位準且第二誤差訊號S2為高位準，分別控制第一電流源電路321減小第一偏壓電流Ib1及控制第二電流源電路322增大第二偏壓電流Ib2，在第一偏壓電流Ib1變小、第二偏壓電流Ib2變大的情況下，將使得延遲電容C31被額外放電。因此，節點訊號S3位準上升至高位準（須高至至少第一閾值電壓VTH以滿足電壓反轉條件，原理可參考第3B圖）的時間點將會變慢，亦即遲滯比較器324將接收到的具有高位準之節點訊號S3轉換為具有低位準之控制訊號Spwm1的時間點會被延遲，如第2圖所示之波形Spwm-C所示，此時控制訊號Spwm1下降至低位準的時間點會從原來的時間點P3被延遲至時間點P4。如此一來，相當於增加了Spwm1的責任週期。當Spwm1的責任週期增加，上橋開關Ta導通的時間即變長，因此提昇輸出電流Is1，達到各相電流均衡之功效。

至於功率輸出級電路110工作的負半週期下，若輸出電流Is1大於平均電流Iavg，會造成第一偏壓電流Ib1上升且造成第二偏壓電流Ib2下降，如此則使得延遲電容C31順利充電，因此節點訊號S3進入高位準（高至至少第一閾值電壓VTH）的時間不受影響，故在負半週期下波形Spwm-B進入低位準的時間與波形Spwm-A進入低位準的時間相同。

在前述實施例中，穩壓器電路300包含第一電流比較器311、第二電流比較器312、第一電流源電路321及第二電流源電路322。第一電流比較器311及對應之第一電流源電路321係用以產生第一偏壓電流Ib1以改變控制節點NA上節點訊號的相位變化時間。同樣地，第二電流比較器312及對應第二電流源電路322亦用以產生第二偏壓電流Ib2以改變控制節點NA上節點訊號的相位變化時間。然而，在其他實施例中，穩壓器電路300亦可僅具備第一偏壓電流Ib1或第二偏壓電流Ib2，即可改變控制節點NA上節點訊號的相位變化時間。換言之，在其他實施例中，穩壓器電路300可只包含第一電流比較器311及對應之第一電流源電路321，或者只包含第二電流比較器312及對應第二電流源電路322。

第4A圖所示為根據本揭示內容之部份實施例的穩壓器電路400的示意圖，可應用於第1A圖所示之多相直流-直流轉換器100。第4A圖所示之穩壓器電路可為第1A圖所示之穩壓器電路200之一範例。穩壓器電路400包含電流比較電路410及延遲電路420。電流比較電路410耦接於電流檢測電路121，用以接收誤差訊號。延遲電路420耦接於補償電路130及電流比較電路410，以根據誤差訊號調整延遲電路420中控制節點NA上的節點訊號之相位，以調整對應之控制訊號Spwm1的責任週期。其中，電流比較電路410及延遲電路420可分別為電流比較電路210及延遲電路220之範例。

如第4A圖所示，在一實施例中，在一實施例中，電流比較電路410包含第一電流比較器411及第二電流比較器412，且延遲電路420包含第一電流源電路421及第一電流源電路421。

第一電流比較器411及第一電流源電路421用以自電流檢測電路121接收平均電流Iavg及對應之輸出電流Is1，以產生第一偏壓電流Ib1。第二電流比較器412及第二電流源電路422用以自電流檢測電路121接收平均電流Iavg及對應之輸出電流Is1，以產生第二偏壓電流Ib2。在一實施例中，第一電流比較器411、第一電流源電路421、第二電流比較器412及第二電流源電路422之電路分別與第3A圖所示之第一電流比較器311、第一電流源電路321、第二電流比較器312及第二電流源電路322相仿，故細節部分在此不另贅述。

具體而言，如第4A圖所示，延遲電路420包含反相器423、延遲電容C41及遲滯比較器424。反相器423的輸入端耦接於補償電路130的輸出端，用以接收補償訊號Vcomp，反相器423的輸出端耦接於控制節點NA及延遲電容C41，以輸出節點訊號S4。

遲滯比較器424的輸入端耦接於反相器423的輸出端，以將控制節點NA的節點訊號S4作為輸入電壓。遲滯比較器424的第一校正端(如：正極校正端)耦接於第一電流源電路421，以接收第一偏壓電流Ib1。遲滯比較器424的第二校正端(如：負極校正端)耦接於第二電流源電路422，以接收第二偏壓電流Ib2。遲滯比較器424的輸出端用以輸出控制訊號Spwm1。遲滯比較器424用以根據節點訊號S4、第一偏壓電流Ib1及/或第二偏壓電流Ib2產生控制訊號Spwm1，且可根據第一偏壓電流Ib1及/或第二偏壓電流Ib2的大小控制延遲電容C41充電或放電，以調整節點訊號S4的相位。

在一實施例中，遲滯比較器424亦可由施密特觸發器來實現，其電壓特性如前述第4B圖所示。遲滯比較器424的第一閾值電壓VTH受到第二偏壓電流Ib2的控制而改變，例如當第二偏壓電流Ib2增大，第一閾值電壓VTH也會隨之增大；同理，第二閾值電壓VTL受到第一偏壓電流Ib1的控制而改變，例如當第一偏壓電流Ib1增大，第二閾值電壓VTL隨之變小。

第一誤差訊號S1為高位準時，第一偏壓電流Ib1將增大，進而使第二閾值電壓VTL降低（參考第4B圖，由變化曲線L41改變至變化曲線L42），如此節點訊號「由高邏輯位準進入低邏輯位準」的時間可被延遲。另一方面，當第二誤差訊號S2為高位準時，第二偏壓電流Ib2將增大，進而使第一閾值電壓VTH增大（參考第4B圖，由變化曲線L43改變至變化曲線L44），如此可延遲節點訊號「由低邏輯位準進入高邏輯位準」的時間。

請搭配參閱第1A、2及4A～4B圖，以下說明延遲電路420根據誤差訊號（即第一誤差訊號S1以及第二誤差訊號S2）調整延遲電路內的偏壓電流，進而改變對應之控制訊號Spwm1的責任週期的運作過程。在功率輸出級電路工作的正半週期下，即響應電壓Vea大於斜坡電壓Vramp時，此時補償訊號Vcomp為高位準，經反相器423輸出的節點訊號S4應轉變為低位準，若此時輸出電流Is1大於平均電流Iavg，則誤差訊號S1為高位準且誤差訊號S2為低位準，分別控制第一電流源電路421增大偏壓電流Ib1及控制第二電流源電路422減小偏壓電流Ib2。在第一偏壓電流Ib1變大、第二偏壓電流Ib2變小的情況下，將使得第二閾值電壓VTL降低、第一閾值電壓VTH增大。因此，隨著第二閾值電壓VTL的下降，控制節點NA上的位準（即節點訊號S4）需要下降至更低的位準，才會被遲滯比較器324轉換為具有高位準之控制訊號Spwm1，亦即，控制訊號Spwm1進入高位準的時間點受到延遲，如第2圖之波形Spwm-B所示，此時控制訊號Spwm1上升至高位準的時間點會從原來的時間點P1被延遲至時間點P2。如此一來，相當於調降了控制訊號Spwm1的責任週期。當控制訊號Spwm1的責任週期下降，上橋開關Ta導通的時間即變短，因此降低輸出電流Is1，達到各相電流均衡之功效。

至於功率輸出級電路110工作的正半週期下，若輸出電流Is1小於平均電流Iavg，會造成第一偏壓電流Ib1下降且造成第二偏壓電流Ib2上升，如此並不影響第二閾值電壓VTL（僅會增大第一閾值電壓VTH），因此節點訊號S4被轉換為具有高位準之控制訊號Spwm1的時間不受影響，即控制訊號Spwm1仍於時間點P1進入高位準，故在正半週期下波形Spwm-C進入高位準的時間點相同於波形Spwm-A進入高位準的時間點。

接著，如第2圖所示，在功率輸出級電路110工作的負半週期下，即響應電壓Vea小於斜坡電壓Vramp時，此時補償訊號Vcomp為低位準，經反相器423輸出的節點訊號S4應轉變為高位準，若此時輸出電流Is1小於平均電流Iavg，則第一誤差訊號S1為低位準且第二誤差訊號S2為高位準，分別控制第一電流源電路421減小第一偏壓電流Ib1及控制第二電流源電路322增大第二偏壓電流Ib2。在第一偏壓電流Ib1變小、第二偏壓電流Ib2變大的情況下，會使得第一閾值電壓VTH上升。因此，節點訊號S4須上升至更高的位準才會被轉換為具有低位準之控制訊號Spwm1，亦即，控制訊號Spwm1進入低位準的時間點會延遲，如第2圖所示之波形Spwm-C所示，此時控制訊號Spwm1下降至低位準的時間點會從原來的時間點P3被延遲至時間點P4。如此一來，相當於增加了Spwm1的責任週期。當Spwm1的責任週期增加，上橋開關Ta導通的時間即變長，因此提昇Is1，達到各相電流均衡之功效。

至於功率輸出級電路110工作的負半週期下，若輸出電流Is1大於平均電流Iavg，會造成第一偏壓電流Ib1上升且造成第二偏壓電流Ib2下降，如此第一閾值電壓VTH則不受影響（僅拉低第二閾值電壓VTL），亦即，節點訊號被轉換為具有低位準之控制訊號Spwm1的時間點不受影響（仍為時間點P3），故在負半週期下，波形Spwm-B進入低位準的時間與波形Spwm-A進入低位準的時間相同。

在前述實施例中，穩壓器電路400包含第一電流比較器411、第二電流比較器412、第一電流源電路421及第二電流源電路422。

第一電流比較器411及對應之第一電流源電路421係用以產生第一偏壓電流Ib1以改變遲滯比較器424的第一閾值電壓VTH及第二閾值電壓VTL。同樣地，第二電流比較器412及對應第二電流源電路422亦用以產生第二偏壓電流Ib2以改變遲滯比較器424的第一閾值電壓VTH及第二閾值電壓VTL。然而，在其他實施例中，穩壓器電路400亦可僅具備第一偏壓電流Ib1或第二偏壓電流Ib2，即可改變遲滯比較器424的第一閾值電壓VTH及第二閾值電壓VTL。換言之，在其他實施例中，穩壓器電路400可只包含第一電流比較器411及對應之第一電流源電路421，或者只包含第二電流比較器412及對應第二電流源電路422。

綜上所述，本揭示內容透過第一輸出電流Is1與平均電流Iavg的差值來調整控制訊號Spwm1的責任週期，以達到各相輸出電流均衡的技術效果，不須改變響應電壓Vea或斜坡電壓Vramp的位準。相較之下，先前技術必須改變響應電壓Vea或斜坡電壓Vramp的位準，才能調整控制訊號Spwm1的責任週期。

前述各實施例中的各項元件、方法步驟或技術特徵，係可相互結合，而不以本揭示內容中的文字描述順序或圖式呈現順序為限。

雖然本揭示內容已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本揭示內容，任何熟習此技藝者，在不脫離本揭示內容之精神和範圍內，當可作各種更動與潤飾，因此本揭示內容之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100:多相直流-直流轉換器 110:功率輸出級電路 111:開關電路 120:電流平衡電路 121:電流檢測電路 121a:轉導電路 121b:加法器電路 121c:除法器電路 121d:減法器電路 122:多相穩壓器 130:補償電路 140:儲能電路 150:分壓電路 200:穩壓器電路 210:電流比較電路 220:延遲電路 300:穩壓器電路 310:電流比較電路 311:第一電流比較器 312:第二電流比較器 320:延遲電路 321:第一電流源電路 322:第二電流源電路 323:反相器 324:遲滯比較器 400:穩壓器電路 410:電流比較電路 411:第一電流比較器 412:第二電流比較器 420:延遲電路 421:第一電流源電路 422:第二電流源電路 423:反相器 424:遲滯比較器 C31:延遲電容 C41:延遲電容 Cout:輸出電容 DC:驅動電路 Iavg:平均電流 Idiff1-Idiffn:誤差電流 Is1-Isn:輸出電流 Ib1-Ib2:偏壓電流 L1-Ln:電感 L31-L32:變化曲線 L41-L44:變化曲線 Lx1-Lxn:電壓 N1-Nn:相節點 NA:控制節點 P1-P4:時間點 R1-R2:分壓電阻 S1-S2:誤差訊號 S3-S4:節點訊號 Spwm1-Spwmn:控制訊號 Spwm-A:波形 Spwm-B:波形 Spwm-C:波形 Ta:上橋開關 Tb:下橋開關 Vramp:斜坡電壓 Vcomp:補償訊號 Vfb:回授電壓 Vin:輸入電壓 Vout:輸出電壓 Vcc:供電電源 Vea:響應電壓 VTH:閾值電壓 VTL:閾值電壓

第1A圖為根據本揭示內容之部份實施例之多相直流-直流轉換器的示意圖。

第1B圖所示為根據本揭示內容之部份實施例的電流檢測電路的示意圖。

第2圖為根據本揭示內容之部份實施例之控制訊號的波形圖。

第3A圖為根據本揭示內容之部份實施例之穩壓器電路的示意圖。

第3B圖為根據本揭示內容之部份實施例之遲滯比較器的電壓特性示意圖。

第4A圖為根據本揭示內容之部份實施例之穩壓器電路的示意圖。

第4B圖為根據本揭示內容之部份實施例之遲滯比較器的電壓特性示意圖。

100:多相直流-直流轉換器

110:功率輸出級電路

111:開關電路

120:電流平衡電路

121:電流檢測電路

122:多相穩壓器

130:補償電路

140:儲能電路

150:分壓電路

200:穩壓器電路

210:電流比較電路

220:延遲電路

Cout:輸出電容

DC:驅動電路

Idiff1-Idiffn:誤差電流

Is1-Isn:輸出電流

L1-Ln:電感

Lx1-Lxn:電壓

N1-Nn:相節點

R1-R2:分壓電阻

Spwm1-Spwmn:控制訊號

Ta:上橋開關

Tb:下橋開關

Vramp:斜坡電壓

Vcomp:補償訊號

Vfb:回授電壓

Vin:輸入電壓

Vout:輸出電壓

Vea:響應電壓

Claims (10)

1. 一種多相穩壓器，耦接於一多相直流-直流轉換器，包含：  複數個穩壓器電路，耦接於該多相直流-直流轉換器的一功率輸出級電路及一補償電路之間，用以根據一補償訊號產生複數個控制訊號，以使該功率輸出級電路產生複數個輸出電流； 其中該些穩壓器電路的其中一者包含： 一電流比較電路，用以取得一誤差訊號，其中該誤差訊號為一閾值電流與該些輸出電流中的對應一者間的差值；以及 一延遲電路，耦接於該補償電路及該電流比較電路，用以根據該補償訊號產生該些控制訊號中的對應一者，其中該延遲電路用以根據該誤差訊號調整該延遲電路內的一偏壓電流，以調整該些控制訊號中的對應一者的一責任週期。
2. 如請求項1所述之多相穩壓器，其中該延遲電路包含一第一電流源電路以提供一第一偏壓電流，且該電流比較電路包含：  一第一電流比較器，該第一電流比較器的一第一端用以接收該閾值電流，該第一電流比較器的一第二端用以接收該些輸出電流中的該對應一者，且該第一電流比較器輸出一第一誤差訊號至該第一電流源電路，以改變該第一偏壓電流。
3. 如請求項2所述之多相穩壓器，其中該延遲電路包含一第二電流源電路以提供一第二偏壓電流，且該電流比較電路包含：  一第二電流比較器，該第二電流比較器的一第一端用以接收該些輸出電流中的該對應一者，該第二電流比較器的一第二端用以接收該閾值電流，且該第二電流比較器輸出一第二誤差訊號至該第二電流源電路，以改變該第二偏壓電流。
4. 如請求項3所述之多相穩壓器，其中該閾值電流為該些輸出電流的一平均電流。
5. 如請求項4所述之多相穩壓器，其中該延遲電路還包含：  一反相器，具有一輸入端、一輸出端、一第一校正端以及一第二校正端，該反相器之該輸入端耦接於該補償電路之一輸出端以接收該補償訊號，該反相器之該第一校正端用以接收該第一偏壓電流，該反相器之該第二校正端用以接收該第二偏壓電流，該反相器之該輸出端用以輸出一節點訊號，其中該第一偏壓電流以及該第二偏壓電流用以調整該節點訊號之相位；以及 一延遲電容，耦接於該反相器之該輸出端以及一參考電位之間，其中當該誤差訊號為高位準時，該延遲電容用以延遲該節點訊號由一高邏輯位準進入一低邏輯位準的時間；當該誤差訊號為低位準時，該延遲電容用以延遲該節點訊號由一低邏輯位準進入一高邏輯位準的時間。
6. 如請求項5所述之多相穩壓器，其中該延遲電路還包含：  一遲滯比較器，耦接於該反相器之該輸出端，用以根據該節點訊號產生該些控制訊號中的對應一者。
7. 如請求項4所述之多相穩壓器，其中該延遲電路還包含： 一反相器，具有一輸入端以及一輸出端，該反相器之該輸入端用以接收該補償訊號，且該反相器之該輸出端用以輸出一節點訊號。
8. 如請求項7所述之多相穩壓器，其中該延遲電路還包含：  一遲滯比較器，耦接於該反相器的該輸出端，該遲滯比較器具有一輸入端、一輸出端、一第一校正端以及一第二校正端，該遲滯比較器之該輸入端耦接於該反相器之一輸出端，以接收來自該反相器之該節點訊號；該遲滯比較器之該第一校正端用以接收該第一偏壓電流；該遲滯比較器之該第二校正端用以接收該第二偏壓電流，其中該遲滯比較器用以根據該節點訊號、該第一偏壓電流及該第二偏壓電流產生該些控制訊號中的對應一者。
9. 如請求項8所述之多相穩壓器，其中該遲滯比較器的一第一閾值電壓及一第二閾值電壓係根據該第一偏壓電流及該第二偏壓電流而改變，其中當該誤差訊號為高位準時，該第二閾值電壓將降低以延遲該節點訊號由一高邏輯位準進入一低邏輯位準的時間；當該誤差訊號為低位準時，該第一閾值電壓將提昇以延遲該節點訊號由一低邏輯位準進入一高邏輯位準的時間。
10. 一種多相電流平衡電路，應用於一多相直流-直流轉換器，包含： 一電流檢測電路，耦接於該多相直流-直流轉換器的一功率輸出級電路，以取得複數個輸出電流及一閾值電流；以及 複數個穩壓器電路，耦接於該電流檢測電路及該多相直流-直流轉換器的一補償電路之間，用以根據一補償訊號產生複數個控制訊號，以使該功率輸出級電路產生該些輸出電流； 其中該些穩壓器電路的其中一者包含： 一電流比較電路，用以取得一誤差訊號，其中該誤差訊號為該閾值電流與該些輸出電流中的對應一者間的差值；以及 一延遲電路，耦接於該補償電路及該電流比較電路，用以根據該補償訊號產生該些控制訊號中的對應一者，其中該延遲電路用以根據該誤差訊號調整該延遲電路內的一偏壓電流，以調整該些控制訊號中的對應一者的一責任週期。

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