TWI799132B - 開關電源及其控制晶片和控制方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一種開關電源及其控制晶片和控制方法。該開關電源包括位於控制晶片外部的功率雙極性接面電晶體和位於控制晶片內部的MOS電晶體，該功率雙極性接面電晶體和金屬氧化物半導體(metal oxide semiconductor,MOS)電晶體組成開關電源的系統級功率開關並且同時處於關斷狀態或導通狀態，該控制晶片被配置為：基於功率雙極性接面電晶體的基極電壓，生成退磁檢測信號；基於退磁檢測信號，生成雙極性接面電晶體控制信號和電晶體控制信號；基於雙極性接面電晶體控制信號，生成用於驅動功率雙極性接面電晶體的導通與關斷的基極驅動信號；以及基於電晶體控制信號，生成用於驅動MOS電晶體的導通與關斷的閘極驅動信號。

Description

開關電源及其控制晶片和控制方法
本發明涉及積體電路領域，更具體地涉及一種開關電源及其控制晶片和控制方法。
開關電源又稱交換式電源、開關變換器，是電源供應器的一種。開關電源的功能是通過不同形式的架構(例如，返馳(fly-back)架構、降壓(BUCK)架構、或升壓(BOOST)架構等)將一個位準的電壓轉換為使用者端所需要的電壓或電流。
根據本發明實施例的用於開關電源的控制晶片，被配置為：基於開關電源的輸入電壓和用於表徵開關電源的輸出電壓的環路回饋電壓，產生振盪控制電流；基於振盪控制電流，產生時鐘信號，其中，開關電源的開關頻率與時鐘信號的頻率有關；基於時鐘信號、環路回饋電壓、以及用於表徵流過開關電源中的變壓器的一次繞組和功率開關的電流的電流感測電壓，產生脈寬調變信號；以及基於脈寬調變信號，產生用於驅動功率開關的導通與關斷的閘極驅動信號。
根據本發明實施例的用於開關電源的控制方法，包括：基於開關電源的輸入電壓和用於表徵開關電源的輸出電壓的環路回饋電壓，產生振盪控制電流；基於振盪控制電流，產生時鐘信號，其中，開關電源的開關頻率與時鐘信號的頻率有關；基於時鐘信號、環路回饋電壓、以及用於表徵流過開關電源中的變壓器的一次繞組和功率開關的電流的電流感測電壓，產生脈寬調變信號；以及基於脈寬調變信號，產生用於驅動功率開關的導通與關斷的閘極驅動信號。
根據本發明實施例的開關電源，包括上述用於開關電源的控制晶片。
200:控制晶片
202:振盪控制模組
204:振盪器模組
206:脈寬調變(PWM)模組
208:閘極驅動器模組
300:控制晶片
302:振盪控制模組
3022:電壓轉電流變換單元
3024:輸入調節單元
3026:加法器單元
304:振盪器
306:PWM模組
308:閘極驅動器模組
Clk:時鐘信號
CS:電流感測電壓
Csp:電容
DEM:(退磁檢測)腳
FB:環路回饋電壓
Filter:濾波器
Fmax:最高頻率
Fmin:最低頻率
Fosc:振盪器輸出頻率
GATE:閘極驅動信號
GND:接地腳
I_fix:固定電流
I2:直流偏置電流
Iaux:電流
ICO:電流控制振盪器
Iduty:工作週期電流
Iin_s:輸入取樣電流
Iosc:振盪控制電流
Iosc0:振盪控制電流、原始控制電流
Iosc2:振盪控制電流、原始控制電流
OP1:運算放大器
K0:變壓器的輔助繞組與一次繞組的比值
K1:取樣電阻Rsp與電壓轉電流變換電阻的倍數關係
K2:電流映射係數
K2*Iduty
M1:功率開關
R1:電阻
R2:電阻
R3:電阻
Rs:電流感測電阻
Rsp:電阻
T1:變壓器
U1:控制晶片
V0:電壓閾值
V1:電壓閾值
Vaux:開關電源中的變壓器的輔助繞組上的電壓
VCC:接入電路的電壓
Vdc_pwm:直流方波信號
Vin:開關電源的輸入電壓
Vin_s:輸入取樣電壓
△Iosc:輸入調節電流
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：圖1示出了典型的開關電源的結構示意圖。
圖2示出了用於圖1所示的開關電源的、傳統的控制晶片的部分或全部的邏輯框圖。
圖3示出了根據本發明實施例的用於開關電源的控制晶片的部分或全部的邏輯框圖。
圖4示出了圖3所示的輸入調節單元的示例電路實現。
圖5示出了在採用圖4所示的示例電路實現的情況下時鐘信號的頻率與開關電源的輸入電壓之間的關係的曲線圖。
圖6示出了圖3所示的輸入調節單元的另一示例電路實現。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
在傳統的開關電源中，開關電源的工作頻率不隨開關電源的輸入電壓變化；當開關電源的輸入電壓較低時，只能通過提高流過其中的變壓器或電感以及功率開關的電流來輸出更多能量，這會導致功率開關的導通損耗增大，開關電源的系統效率降低且溫升增高。
圖1示出了典型的開關電源的結構示意圖。在圖1所示的開關電源中，當功率開關M1的閘極電壓由低位準變為高位準(通常為6V到20V)時，功率開關M1從關斷狀態變為導通狀態(即，功率開關M1導通)， 形成從變壓器T1的一次繞組經由功率開關M1和電流感測電阻Rs到地的電流通路；當電流感測電阻Rs上的電壓Vrs達到控制晶片U1內部設置的閾值時，功率開關M1的閘極電壓由高位準變為低位準，功率開關M1從導通狀態變為關斷狀態(即，功率開關M1關斷)，存儲在變壓器T1的一次繞組中的能量被遞送到開關電源的輸出端；功率開關M1的導通與關斷由控制晶片U1以一定的開關頻率控制。
在圖1所示的開關電源中，功率開關M1在處於導通狀態時會產生導通損耗，並且在導通狀態與關斷狀態之間切換時會產生開關損耗；當功率開關M1的開關頻率較高時，其開關損耗較高同時其導通損耗較小；當功率開關M1的開關頻率較低時，其開關損耗較小同時其導通損耗較高；當開關電源的輸入電壓不同時，功率開關M1的開關損耗與導通損耗之間的比值不同；在開關頻率相同的情況下，當開關電源的輸入電壓較高時，功率開關M1的開關損耗較高，而當開關電源的輸入電壓較低時，功率開關M1的開關損耗則小得多。期望基於開關電源的輸入電壓來控制其開關頻率，以優化開關電源的系統效率和熱性能。
這裡，功率開關M1可以是金屬氧化物半導體(MOS)電晶體、功率雙極性接面電晶體、氮化鎵(GaN)電晶體、或絕緣閘雙極型電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)。
圖2示出了用於圖1所示的開關電源的、傳統的控制晶片200的部分或全部的邏輯框圖。如圖2所示，控制晶片200包括振盪控制模組202、振盪器模組204、脈寬調變(Pulse Width Modulation,PWM)模組206、以及閘極驅動器模組208，其中：振盪控制模組202基於環路回饋電壓FB產生振盪控制電流Iosc0；振盪器模組204基於振盪控制電流Iosc0產生時鐘信號C1k；PWM模組206基於時鐘信號C1k、環路回饋電壓FB、以及電流感測電壓CS產生脈寬調變信號PWM；閘極驅動器模組208基於脈寬調變信號PWM產生閘極驅動信號GATE，用以驅動功率開關M1的導通與關斷。這裡，環路回饋電壓FB用於表徵開關電源的輸出電壓，電流感測電壓CS用於表徵流過變壓器T1的一次繞組和功率開關M1的電流，開關電源的開關頻率與時鐘信號Clk的頻率有關。
結合圖1和圖2的以上描述可知，功率開關M1的開關頻率由環路回饋電壓FB控制，與開關電源的輸入電壓無關。
圖3示出了根據本發明實施例的用於開關電源的控制晶片300的部分或全部的邏輯框圖。如圖3所示，在一些實施例中，控制晶片300包括振盪控制模組302、振盪器模組204、PWM模組306、以及閘極驅動器模組308，其中：振盪控制模組302基於開關電源的輸入電壓Vin和用於表徵開關電源的輸出電壓的環路回饋電壓FB，產生振盪控制電流Iosc；振盪器模組204基於振盪控制電流Iosc，產生時鐘信號Clk，其中，開關電源的開關頻率與時鐘信號Clk的頻率有關；PWM模組306基於時鐘信號Clk、環路回饋電壓FB、以及用於表徵流過開關電源中的變壓器的一次繞組和功率開關的電流的電流感測電壓CS，產生脈寬調變信號PWM；閘極驅動器模組308基於脈寬調變信號PWM，產生用於驅動開關電源中的功率開關的導通與關斷的閘極驅動信號GATE。
如圖3所示，在一些實施例中，振盪控制模組302可以包括電壓轉電流變換單元3022、輸入調節單元3024、以及加法器單元3026，其中：電壓轉電流變換單元3022基於環路回饋電壓FB，產生原始控制電流Iosc0；輸入調節單元3024基於開關電源的輸入電壓Vin和固定電流I_fix，產生輸入調節電流△Iosc；加法器單元3026基於原始控制電流Iosc0和輸入調節電流△Iosc，產生振盪控制電流Iosc(即，通過將原始控制電流Iosc0和輸入調節電流△Iosc相加，產生振盪控制電流Iosc)。
如圖3所示，在一些實施例中，輸入調節單元3024可以進一步被配置為：基於開關電源的輸入電壓Vin，產生用於表徵開關電源的輸入電壓Vin的輸入取樣電壓Vin_s；基於輸入取樣電壓Vin_s，產生用於表徵開關電源的輸入電壓Vin的輸入取樣電流Iin_s；以及基於輸入取樣電流Iin_s和固定電流I_fix，產生輸入調節電流△Iosc。
在圖3所示的控制晶片300中，輸入調節單元3024可以通過直接或間接地對開關電源的輸入電壓Vin進行取樣來產生輸入取樣電壓Vin_s，通過對輸入取樣電壓Vin_s進行電壓轉電流變換來產生輸入取樣電流Iin_s，並基於輸入取樣電流Iin_s和固定電流I_fix來產生輸入調節電流△Iosc用於控制 時鐘信號Clk的頻率。
圖4示出了圖3所示的輸入調節單元3024的示例電路實現。在圖4所示的示例電路實現中，控制晶片300的退磁檢測腳(DEM腳)經由電阻R1連接到開關電源中的變壓器的輔助繞組(例如，圖1中的變壓器T1的輔助繞組)，並經由電阻R2接地；當開關電源中的功率開關(例如，圖1中的功率開關M1)處於導通狀態時，控制晶片300的DEM腳用來檢測開關電源的輸入電壓Vin；當開關電源中的功率開關(例如，圖1中的功率開關M1)處於關斷狀態時，控制晶片300的DEM腳用來檢測開關電源的其他資訊。
在圖4所示的示例電路實現中，輸入調節單元3024可以被配置為，當開關電源中的功率開關(例如，圖1中的功率開關M1)處於導通狀態時：將控制晶片300的DEM腳處的電壓箝位元在預定電位，該預定電位與零電位之間的電壓差值小於預定閾值(例如，0.2V、0.3V、0.4V等，只要能滿足控制晶片300的DEM腳流出的電流Iaux基本正比於開關電源的輸入電壓Vin即可)；將開關電源中的變壓器的輔助繞組(例如，圖1中的變壓器T1的輔助繞組)上的電壓作為輸入取樣電壓Vin_s，其中，輸入取樣電壓Vin_s與開關電源的輸入電壓Vin成正比；將控制晶片300的DEM腳流出的電流作為輸入取樣電流Iin_s，其中，輸入取樣電流Iin_s與開關電源中的變壓器的輔助繞組(例如，圖1中的變壓器T1的輔助繞組)上的電壓成正比。
具體地，如圖4所示，當開關電源中的功率開關(例如，圖1中的功率開關M1)處於導通狀態時，運算放大器OP1將控制晶片300的DEM腳處的電壓箝位元到接近於零電位，例如0.1V(因為在實際電路中很難實現真正的零電位)，此時控制晶片300的DEM腳流出的電流為：
Figure 111104943-A0305-02-0007-1
Vaux=-K0＊Vin (2)
其中，Iaux表示從控制晶片300的DEM腳流出的電流，Vaux表示開關電源中的變壓器的輔助繞組(例如，圖1中的變壓器T1的輔助繞組)上的電壓，K0表示開關電源中的變壓器的輔助繞組與一次繞組的比值(例如，圖1中的變壓器T1的輔助繞組與一次繞組的比值)。
由於開關電源中的變壓器的輔助繞組上的電壓Vaux遠大 0.1V，所以控制晶片300的DEM腳流出的電流Iaux可以簡化為：
Figure 111104943-A0305-02-0008-2
從等式(3)可以看出，控制晶片300的DEM腳流出的電流Iaux近似正比於開關電源的輸入電壓Vin。
在圖4所示的示例電路實現中，輸入調節單元3024可以進一步被配置：通過對輸入取樣電流Iin_s和固定電流I_fix之間的差分電流在電阻Rsp上產生的電壓進行取樣，產生差分取樣電壓；以及通過對差分取樣電壓進行電壓轉電流變換，產生輸入調節電流△Iosc。例如，固定電流I_fix與控制晶片300的DEM腳流出的電流Iaux之間的差分電流差流過電阻Rsp，PWM取樣信號在開關電源中的功率開關(例如，圖1中的功率開關M1)結束導通之前將電阻Rsp上產生的電壓取樣到電容Csp，電容Csp上的電壓經過電壓轉電流變換產生輸入調節電流△Iosc。
在圖4所示的示例電路實現中，輸入調節電流△Iosc可以表示為：△Iosc=K1*(I_fix-K0*Vin/R1) (4)
其中，K1表示取樣電阻Rsp與電壓轉電流變換電阻的倍數關係。
從等式(4)可以看出，當開關電源的輸入電壓Vin較低或者在電網電壓的谷底時，輸入調節電流△Iosc較大，時鐘信號Clk的頻率較大，這使得開關電源的開關頻率也較大。
圖5示出了在採用圖4所示的示例電路實現的情況下時鐘信號的頻率與開關電源的輸入電壓之間的關係的曲線圖。在圖4所示的示例電路實現中，當控制晶片300的DEM腳流出的電流Iaux大於固定電流I_fix時，輸入調節電流△Iosc=0，時鐘信號Clk的頻率最小；當控制晶片300的DEM腳流出的電流Iaux接近“0”時，△Iosc=I_fix，時鐘信號Clk的頻率最大。圖5中的電壓閾值V1和V0可以根據不同的應用通過調整K0和R1來選擇。例如，電壓閾值V1可以被選擇為200V，同時電壓閾值V0可以被選擇為70V。
圖6示出了圖3所示的輸入調節單元3024的另一示例電路實現。在圖6所示的示例電路實現中，輸入調節單元3024被配置為：通過對 PWM模組306產生的脈寬調變信號PWM進行RC濾波，產生作為輸入取樣電壓Vin_s的直流方波信號，其中，脈寬調變信號PWM處於高位準的時間與開關電源的輸入電壓Vin成反比；通過對輸入取樣電壓Vin_s進行電壓轉電流變換，產生輸入取樣電流Iin_s；通過對輸入取樣電流Iin_s進行電流映射，產生輸入取樣電流的映射電流，其中，輸入取樣電流Iin_s的映射電流是輸入取樣電流Iin_s的整數倍；以及通過對輸入取樣電流Iin_s的映射電流與固定電流I_fix相減，產生輸入調節電流△Iosc。例如，在應用於圖1所示的開關電源的情況下，控制晶片300針對流過功率開關M1的電流設置的電流感測閾值不變時，脈寬調變信號PWM處於高位準的時間Ton和開關電源的輸入電壓Vin成反比；電流感測電阻Rs上的電壓Vrs=I_L*Rs=(Vin*Ton/L)*Rs，其中，Vin是開關電源的輸入電壓，L是變壓器T1的一次繞組的電感，I_L是當功率開關M1處於導通狀態時流過變壓器T1的一次繞組、功率開關M1、以及電流感測電阻Rs的電流。
在圖6所示的示例電路實現中，對脈寬調變信號PWM進行RC(例如R=10Meg，C=20p)濾波，產生直流方波信號Vdc_pwm(用作輸入取樣電壓Vin_s)；對直流方波信號Vdc_pwm進行電壓轉電流變換得到工作週期電流Iduty(用作輸入取樣電流Iin_s)：
Figure 111104943-A0305-02-0009-3
Figure 111104943-A0305-02-0009-4
其中，K2是用於對工作週期電流Iduty進行電流映射的電流映射係數。
在圖6所示的示例電路實現中，當開關電源的輸入電壓Vin較低或者在電網電壓的谷底時，直流方波信號Vdc_pwm較大，輸入調節電流△Iosc較大，因而時鐘信號Clk的頻率較高。
根據本發明實施例的用於開關電源的控制晶片，通過基於開關電源的輸入電壓Vin來控制開關電源的開關頻率，使得開關電源能夠在不同的輸入電壓下工作在不同的開關頻率，從而可以在開關電源的輸入電壓Vin較低時提升開關電源的開關頻率，降低流過開關電源中的功率開關的電流，減小開關電源中的功率開關的導通損耗，提升系統效率並減小系統溫升。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
300:控制晶片
302:振盪控制模組
3022:電壓轉電流變換單元
3024:輸入調節單元
3026:加法器單元
304:振盪器
306:PWM模組
308:閘極驅動器模組
Clk:時鐘信號
CS:電流感測電壓
FB:環路回饋電壓
GATE:閘極驅動信號
I_fix:固定電流
Iin_s:輸入取樣電流
Iosc:振盪控制電流
Iosc0:振盪控制電流、原始控制電流
Vin:開關電源的輸入電壓
Vin_s:輸入取樣電壓
△Iosc:輸入調節電流

Claims (13)

  1. 一種用於開關電源的控制晶片，被配置為：基於開關電源的輸入電壓和用於表徵所述開關電源的輸出電壓的環路回饋電壓，產生振盪控制電流；基於所述振盪控制電流，產生時鐘信號，其中，所述開關電源的開關頻率與所述時鐘信號的頻率有關；基於所述時鐘信號、所述環路回饋電壓、以及用於表徵流過所述開關電源中的變壓器的一次繞組和功率開關的電流的電流感測電壓，產生脈寬調變信號；以及基於所述脈寬調變信號，產生用於驅動所述功率開關的導通與關斷的閘極驅動信號；基於所述環路回饋電壓，產生原始控制電流；基於所述開關電源的輸入電壓和固定電流，產生輸入調節電流；以及基於所述原始控制電流和所述輸入調節電流，產生所述振盪控制電流。
  2. 如請求項1所述的控制晶片，進一步被配置為：基於所述開關電源的輸入電壓，產生用於表徵所述開關電源的輸入電壓的輸入取樣電壓；基於所述輸入取樣電壓，產生用於表徵所述開關電源的輸入電壓的輸入取樣電流；以及基於所述輸入取樣電流和所述固定電流，產生所述輸入調節電流。
  3. 如請求項2所述的控制晶片，進一步被配置為，在所述功率開關處於導通狀態時：將所述控制晶片的退磁檢測腳處的電壓箝位元在預定電位，其中，所述控制晶片的退磁檢測腳經由第一電阻連接到所述變壓器的輔助繞組，所述預定電位與零電位之間的電壓差值小於預定閾值；將所述變壓器的輔助繞組上的電壓作為所述輸入取樣電壓，其中，所述輸入取樣電壓與所述開關電源的輸入電壓成正比； 將所述控制晶片的退磁檢測腳流出的電流作為所述輸入取樣電流，其中，所述輸入取樣電流與所述變壓器的輔助繞組上的電壓成正比。
  4. 如請求項3所述的控制晶片，進一步被配置為：通過對所述輸入取樣電流和所述固定電流之間的差分電流在第二電阻上產生的電壓進行取樣，產生差分取樣電壓；以及通過對所述差分取樣電壓進行電壓轉電流變換，產生所述輸入調節電流。
  5. 如請求項2所述的控制晶片，進一步被配置為：通過對所述脈寬調變信號進行RC濾波，產生作為所述輸入取樣電壓的直流方波信號，其中，所述脈寬調變信號處於高位準的時間與所述開關電源的輸入電壓成反比；通過對所述輸入取樣電壓進行電壓轉電流變換，產生所述輸入取樣電流；通過對所述輸入取樣電流進行電流映射，產生所述輸入取樣電流的映射電流，其中，所述輸入取樣電流的映射電流是所述輸入取樣電流的整數倍；以及通過對所述輸入取樣電流的映射電流與所述固定電流相減，產生所述輸入調節電流。
  6. 如請求項1所述的控制晶片，進一步被配置為：通過將所述原始控制電流和所述輸入調節電流相加，產生所述振盪控制電流。
  7. 一種用於開關電源的控制方法，包括：基於開關電源的輸入電壓和用於表徵所述開關電源的輸出電壓的環路回饋電壓，產生振盪控制電流，產生所述振盪控制電流的處理包括：基於所述環路回饋電壓，產生原始控制電流；基於所述開關電源的輸入電壓和固定電流，產生輸入調節電流；以及基於所述原始控制電流和所述輸入調節電流，產生所述振盪控制電流；基於所述振盪控制電流，產生時鐘信號，其中，所述開關電源的開關頻率與所述時鐘信號的頻率有關；基於所述時鐘信號、所述環路回饋電壓、以及用於表徵流過所述開關電源中的變壓器的一次繞組和功率開關的電流的電流感測電壓，產生脈寬調變信號；以及 基於所述脈寬調變信號，產生用於驅動所述功率開關的導通與關斷的閘極驅動信號。
  8. 如請求項7所述的控制方法，其中，產生所述輸入調節電流的處理包括：基於所述開關電源的輸入電壓，產生用於表徵所述開關電源的輸入電壓的輸入取樣電壓；基於所述輸入取樣電壓，產生用於表徵所述開關電源的輸入電壓的輸入取樣電流；以及基於所述輸入取樣電流和所述固定電流，產生所述輸入調節電流。
  9. 如請求項8所述的控制方法，其中，產生所述輸入調節電流的處理還包括，在所述功率開關處於導通狀態時：將控制晶片的退磁檢測腳處的電壓箝位元在預定電位，其中，所述控制晶片的退磁檢測腳經由第一電阻連接到所述變壓器的輔助繞組，所述預定電位與零電位之間的電壓差值小於預定閾值；將所述變壓器的輔助繞組上的電壓作為所述輸入取樣電壓，其中，所述輸入取樣電壓與所述開關電源的輸入電壓成正比；將所述控制晶片的退磁檢測腳流出的電流作為所述輸入取樣電流，其中，所述輸入取樣電流與所述變壓器的輔助繞組上的電壓成正比。
  10. 如請求項9所述的控制方法，其中，產生所述輸入調節電流的處理還包括：通過對所述輸入取樣電流和所述固定電流之間的差分電流在第二電阻上產生的電壓進行取樣，產生差分取樣電壓；以及通過對所述差分取樣電壓進行電壓轉電流變換，產生所述輸入調節電流。
  11. 如請求項8所述的控制方法，其中，產生所述輸入調節電流的處理包括：通過對所述脈寬調變信號進行RC濾波，產生直流方波信號作為所述輸入取樣電壓，其中，所述脈寬調變信號處於高位準的時間與所述開關電源的輸入電壓成反比；通過對所述輸入取樣電壓進行電壓轉電流變換，產生所述輸入取樣電流； 通過對所述輸入取樣電流進行電流映射，產生所述輸入取樣電流的映射電流，其中，所述輸入取樣電流的映射電流是所述輸入取樣電流的整數倍；以及通過對所述輸入取樣電流的映射電流與所述固定電流相減，產生所述輸入調節電流。
  12. 如請求項8所述的控制方法，其中，產生所述振盪控制電流的處理包括：通過將所述原始控制電流和所述輸入調節電流相加，產生所述振盪控制電流。
  13. 一種開關電源，包括請求項1至6中任一項所述的控制晶片。
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