CN116169859A - 同步整流控制电路及其同步整流控制方法和开关电源 - Google Patents
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Abstract
本发明提出了一种同步整流控制电路及其同步整流控制方法和开关电源，其中，同步整流控制电路包括前沿消隐时间生成电路和驱动电路。前沿消隐时间生成电路的第一输入端获取同步整流管的端电压，前沿消隐时间生成电路用于根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号，并根据预测信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成前沿消隐时间。驱动电路用于根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。本发明提出的一种同步整流控制电路及其同步整流控制方法和开关电源，可针对不同应用需求的同步整流电源系统自适应地生成前沿消隐时间，使同步整流获取更优的效率和更高的可靠性。
Description
技术领域
本发明属于电力电子领域，涉及一种同步整流技术，特别涉及一种同步整流控制电路及其同步整流控制方法和开关电源。
背景技术
同步整流技术是采用通态电阻极低的专用功率管来取代整流二极管以降低整流损耗的一项技术。同步整流技术能大大提高开关电源的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。以金属氧化物半导体场效应管(简称MOS管)为例，其属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。
如图1所示，同步整流管SR MOSFET的同步整流控制电路包括控制信号生成电路和驱动电路，以同步整流管SR MOSFET的源极作为参考地。控制信号生成电路生成驱动脉冲信号SR PWM，驱动电路的输入端耦接控制信号生成电路的输出端，驱动电路根据驱动脉冲信号SR PWM生成驱动信号SR Gate，驱动信号SR Gate用以驱动同步整流管SR MOS。
以反激式开关电源为例，图2给出了反激式开关电源在同步整流工作时的关键波形。由于变压器漏感等寄生参数的影响，续流初期续流电流Isd存在振荡，电压Vds上也存在振荡。电压Vds振荡严重时可能会导致同步整流控制电路发生误判断，进而将同步整流管SRMOSFET关断。一旦同步整流管SR MOSFET误关断则会造成损耗增大，发热加剧，影响系统性能和可靠性。为了避免同步整流管SR MOSFET提前关断，通常在同步整流导通之后设置最小导通时间(即LEB)，LEB也叫做前沿消隐时间。行业内一般将LEB时间设定为固定值，但其局限性较大。主要存在以下两种问题：第一、单一固定的LEB时间难以适应不同的电源系统，如不同功率的电源系统或者不同工作频率的电源系统；第二、单一固定的LEB时间难以适应特定的电源系统，如单端反激PFC电源，其同步整流续流时间变化剧烈。
为了适应不同的电源系统，行业内针对同步整流控制电路的LEB设置有两种做法：第一种是在芯片IC上设计配置引脚，使用电阻或者电容配置不同的LEB时间；第二种是将芯片IC分不同的版本，不同的版本的LEB时间不同。但以上做法也存在诸多不足，例如，在芯片IC上设计配置引脚，会增加芯片IC的引脚数目，不利于高功率密度电源设计。若将芯片IC分不同的版本，则增加了IC厂商和电源厂商的物料管控成本。
单端反激PFC电源是指只用一次变换可实现PFC功能和输出电压调整功能的反激电源。如图3所示，在一个工频周期内，单端反激PFC电源的变压器激磁电感电流ILm的峰值呈现接近正弦的包络，同步整流续流时间(可对应于驱动脉冲信号SR PWM)发生剧烈的波动，单一固定的LEB时间则完全不能满足系统要求，使得同步整流的设计非常有挑战性。如果LEB时间过长，同步整流管SR MOSFET有可能产生倒灌电流，降低电源效率或者损坏电源；如果LEB时间过短，同步整流管SR MOSFET有可能提前关断，减低电源效率或者导致过温。
有鉴于此，需要提供一种新的结构或控制方法，用于解决上述至少部分问题。
发明内容
针对现有技术中的一个或多个问题，本发明提出了一种同步整流控制电路及其同步整流控制方法和开关电源。
根据本发明的一个方面，公开了一种同步整流控制电路，所述同步整流控制电路包括：
前沿消隐时间生成电路，其第一输入端获取同步整流管的端电压，用于根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号，并根据预测信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成前沿消隐时间；以及
驱动电路，其第一输入端接收驱动脉冲信号，其第二输入端耦接前沿消隐时间生成电路的输出端，用于根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。
作为本发明的一实施方式，所述前沿消隐时间生成电路包括：
积分电路，其第一输入端耦接同步整流管的端电压，其第二输入端耦接表征输出电压的采样电压，用于对同步整流管的端电压与采样电压的差值进行积分从而生成积分信号；以及
前沿消隐时间调节电路，其输入端耦接积分电路的输出端，用以根据预测信号生成前沿消隐时间。
作为本发明的一实施方式，所述积分电路包括：
减法电路，其第一输入端耦接同步整流管的端电压，其第二输入端耦接输出电压，其输出端输出减法信号；
电压电流转换模块，其输入端耦接减法电路的输出端；以及
第一电容，其第一端耦接电压电流转换模块的输出端，其第二端耦接地。
作为本发明的一实施方式，所述第一电容与前沿消隐时间调节电路之间还设有除法电路，除法电路的第一输入端耦接第一电容的第一端，除法电路的第二输入端耦接输出电压，除法电路的输出端耦接前沿消隐时间调节电路的输入端，除法电路的输出端输出预测信号。
作为本发明的一实施方式，表征输出电压的采样电压根据同步整流管的端电压生成。
作为本发明的一实施方式，前沿消隐时间生成电路将同步整流管的端电压进行低通滤波处理后生成表征输出电压的采样电压。
作为本发明的一实施方式，积分电路包括低通滤波电路、减法电路、电压电流转换模块和第一电容。低通滤波电路的输入端耦接同步整流管的端电压，低通滤波电路的输出端输出滤波电压。减法电路的第一输入端耦接同步整流管的端电压，减法电路的第二输入端耦接滤波电压，减法电路的输出端输出减法信号。电压电流转换模块的输入端耦接减法电路的输出端。第一电容的第一端耦接电压电流转换模块的输出端，第一电容的第二端耦接地。
作为本发明的一实施方式，第一电容与前沿消隐时间调节电路之间还设有除法电路，除法电路的第一输入端耦接第一电容的第一端，除法电路的第二输入端耦接低通滤波电路，除法电路的输出端耦接前沿消隐时间调节电路的输入端，除法电路的输出端输出预测信号。
作为本发明的一实施方式，所述同步整流控制电路控制在前沿消隐时间内不允许同步整流管关断，或者，同步整流控制电路控制在前沿消隐时间内同步整流管的端电压高于第一关断阈值时允许同步整流管关断。
根据本发明的另一个方面，公开了一种同步整流控制电路，所述同步整流控制电路包括：
同步整流续流时间生成电路，用于生成表征上一个开关周期的同步整流续流时间的时间表征信号；
前沿消隐时间生成电路，其输入端耦接同步整流续流时间生成电路的输出端，用于根据时间表征信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成当前开关周期的前沿消隐时间；以及
驱动电路，其第一输入端接收驱动脉冲信号，其第二输入端耦接前沿消隐时间生成电路的输出端，用于根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。
根据本发明的一个方面，公开了一种开关电源，所述开关电源包括如上任一项所述的同步整流控制电路，同步整流控制电路输出驱动信号以驱动同步整流管。
根据本发明的又一个方面，公开了一种同步整流控制方法，同步整流控制方法用于控制同步整流控制电路，所述同步整流控制方法包括：根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号，并根据预测信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成前沿消隐时间；以及根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。
作为本发明的一实施方式，所述根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号的步骤包括：将同步整流管的端电压与采样电压的差值对时间的积分生成积分信号，所述积分信号为预测信号。
作为本发明的一实施方式，所述根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号的步骤包括：将同步整流管的端电压与采样电压的差值对时间的积分生成积分信号，将所述积分信号除以采样电压从而得到预测信号。
作为本发明的一实施方式，所述采样电压为输出电压或滤波电压，滤波电压为同步整流管的端电压经过低通滤波处理所得。
本发明提出了一种同步整流控制电路及其同步整流控制方法和开关电源，其中，同步整流控制电路包括前沿消隐时间生成电路和驱动电路。前沿消隐时间生成电路的第一输入端获取同步整流管的端电压，前沿消隐时间生成电路用于根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号，并根据预测信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成前沿消隐时间。驱动电路的第一输入端接收驱动脉冲信号，驱动电路的第二输入端耦接前沿消隐时间生成电路的输出端，驱动电路用于根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。本发明提出的一种同步整流控制电路及其同步整流控制方法和开关电源，可针对不同应用需求的同步整流电源系统自适应地生成前沿消隐时间，使同步整流获取更优的效率和更高的可靠性。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，与说明描述一起用于解释本发明的实施例，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1示出了一种现有技术的同步整流控制电路的电路结构示意图；
图2示出了一种现有技术的反激式开关电源在同步整流工作时各信号的波形示意图；
图3示出了一种现有技术的单端反激PFC电源工作时各信号的波形示意图；
图4示出了根据本发明一实施例的同步整流控制电路的电路结构示意图；
图5示出了根据本发明另一实施例的前沿消隐时间生成电路的电路结构示意图；
图6示出了根据本发明又一实施例的前沿消隐时间生成电路的电路结构示意图；
图7示出了根据本发明一实施例的前沿消隐时间生成电路的电路结构示意图；
图8示出了根据本发明一实施例的反激式开关电源中的各信号的波形示意图；
图9示出了根据本发明另一实施例的单端反激PFC电源中的各信号的波形示意图。
具体实施方式
为了进一步理解本发明，下面结合实施例对本发明优选实施方案进行描述，但是应当理解，这些描述只是为进一步说明本发明的特征和优点，而不是对本发明权利要求的限制。
该部分的描述只针对几个典型的实施例，本发明并不仅局限于实施例描述的范围。不同实施例的组合、不同实施例中的一些技术特征进行相互替换，相同或相近的现有技术手段与实施例中的一些技术特征进行相互替换也在本发明描述和保护的范围内。
说明书中的“耦接”或“连接”既包含直接连接，也包含间接连接。间接连接为通过中间媒介进行的连接，如通过电传导媒介如导体的连接，其中电传导媒介可含有寄生电感或寄生电容，也可通过说明书中实施例所描述的中间电路或部件的连接；间接连接还可包括可实现相同或相似功能的基础上通过其他有源器件或无源器件的连接，如通过开关、信号放大电路、跟随电路等电路或部件的连接。“多个”或“多”表示两个或两个以上。另外，在本发明中，例如第一、第二之类的词语主要用于区分一个技术特征与另一个技术特征，而并不一定要求或暗示这些技术特征之间存在某种实际的关系或者顺序。
本发明一实施例公开了一种同步整流控制电路，同步整流控制电路包括前沿消隐时间生成电路和驱动电路。前沿消隐时间生成电路的第一输入端获取同步整流管的端电压，前沿消隐时间生成电路用于根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号，并根据预测信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成前沿消隐时间，其中，最小前沿消隐时间小于最大前沿消隐时间。在一实施例中，当预测信号小于最小前沿消隐时间时，前沿消隐信号为最小前沿消隐时间；当预测信号介于最小前沿消隐时间和最大前沿消隐时间之间时，前沿消隐时间为预测信号，前沿消隐时间跟随预测信号变化；当预测信号大于最大前沿消隐时间时，前沿消隐信号为最大前沿消隐时间。在另一实施例中，当预测信号介于最小前沿消隐时间和最大前沿消隐时间之间时，前沿消隐时间为预测信号的k倍，k为预设比例系数。具体的，第n个开关周期的前沿消隐时间LEB随着第n个开关周期的预测信号而变化。表征输出电压的采样电压可以为输出电压，也可以是可表征输出电压的信号，表征输出电压的采样电压可根据同步整流管的端电压生成。在一实施例中，采样电压为将同步整流管的端电压Vds经过低通滤波处理所得的信号。驱动电路的第一输入端接收驱动脉冲信号，驱动脉冲信号用以控制驱动同步整流管，驱动电路的第二输入端耦接前沿消隐时间生成电路的输出端，驱动电路用于根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。
在本发明的另一实施例中，同步整流控制电路包括前沿消隐时间生成电路和驱动电路。前沿消隐时间生成电路包括积分电路和前沿消隐时间调节电路。积分电路的第一输入端耦接同步整流管的端电压，积分电路的第二输入端耦接表征输出电压的采样电压，积分电路用于对同步整流管的端电压与采样电压的差值进行时间积分从而生成积分信号。在一实施例中，积分信号为预测信号。在另一实施例中，将积分信号进行运算处理所得的信号为预测信号。前沿消隐时间调节电路的输入端耦接积分电路的输出端，前沿消隐时间调节电路用以根据预测信号、最小前沿消隐时间和最大前沿消隐时间的大小关系生成前沿消隐时间。
在本发明的一实施例中，如图4所示，同步整流控制电路10包括前沿消隐时间生成电路和驱动电路13。前沿消隐时间生成电路包括积分电路和前沿消隐时间调节电路12。积分电路包括减法电路、电压电流转换模块11和第一电容C1。减法电路的第一输入端耦接同步整流管的端电压Vds，减法电路的第二输入端耦接输出电压Vo，减法电路的输出端输出减法信号，减法信号为同步整流管的端电压Vds与输出电压Vo之差。电压电流转换模块11的输入端耦接减法电路的输出端，电压电路转换模块11根据作为电压信号的减法信号生成电流信号从而对第一电容C1充电。第一电容C1的第一端耦接电压电流转换模块11的输出端，第一电容C1的第二端耦接地，第一电容C1的电容电压Vc可表征Vds-Vo对时间的积分，电容电压Vc即积分信号，电容电压Vc可作为同步整流续流时间的预测信号。前沿消隐时间调节电路12根据电容电压Vc生成前沿消隐时间LEB，具体的，前沿消隐时间调节电路12将电容电压Vc转换为可与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间进行比较的物理量信号。
驱动电路13根据驱动脉冲信号SR PWM和前沿消隐时间LEB生成驱动信号SR Gate以驱动同步整流管SR MOSFET。在一实施例中，同步整流控制电路包括同步整流管SRMOSFET。在另一实施例中，同步整流管SR MOSFET设置在同步整流控制电路之外。驱动脉冲信号SR PWM用于控制同步整流管SR MOSFET的开关状态，当驱动脉冲信号SR PWM处于第一电平(例如高电平)时，控制同步整流管导通；当驱动脉冲信号SR PWM处于第二电平(例如低电平)时，控制同步整流管关断。一般地，前沿消隐时间LEB在驱动脉冲信号SR PWM处于高电平来临时开始起作用。
在本发明的另一实施例中，如图5所示，前沿消隐时间生成电路包括减法电路、电压电流转换模块21、第一电容C1、除法电路23和前沿消隐时间调节电路22。减法电路的第一输入端耦接同步整流管的漏源电压Vds，减法电路的第二输入端耦接输出电压Vo，减法电路的输出端输出减法信号。在一实施例中，减法电路为减法器。如图5所示，电压电流转换模块21的输入端耦接减法电路的输出端。第一电容C1的第一端耦接电压电流转换模块21的输出端，第一电容C1的第二端耦接地。除法电路23的第一输入端耦接第一电容C1的第一端以接收电容电压Vc，除法电路23的第二输入端耦接输出电压Vo，除法电路23的输出端耦接前沿消隐时间调节电路22的输入端。除法电路23将电容电压Vc除以输出电压Vo得到预测信号Tdem_pre，除法电路的输出端输出预测信号Tdem_pre。预测信号Tdem_pre为同步整理管的同步整流续流时间的预测值，预测信号与同步整理管的同步整流续流时间呈正相关。在一实施例中，除法电路为除法器。前沿消隐时间调节电路22根据预测信号Tdem_pre生成前沿消隐时间LEB。
在本发明的一实施例中，如图6所示，前沿消隐时间生成电路包括积分电路和前沿消隐时间调节电路32。积分电路包括低通滤波电路34、减法电路、电压电流转换模块31和第一电容C1。低通滤波电路34的输入端耦接同步整流管的端电压Vds，低通滤波电路34将同步整流管的端电压Vds进行低通滤波处理得到滤波电压Vo1，滤波电压Vo1可表征输出电压Vo，低通滤波电路34的输出端输出滤波电压Vo1。减法电路的第一输入端耦接同步整流管的端电压Vds，减法电路的第二输入端耦接滤波电压Vo1，减法电路的输出端输出减法信号。电压电流转换模块31的输入端耦接减法电路的输出端。第一电容C1的第一端耦接电压电流转换模块31的输出端，第一电容C1的第二端耦接地。电压电流转换模块31根据减法信号对第一电容C1进行充电。前沿消隐时间调节电路32根据预测信号(即电容电压Vc)生成前沿消隐时间LEB。
在本发明的另一实施例中，如图7所示，前沿消隐时间生成电路包括低通滤波电路44、减法电路、电压电流转换模块41、第一电容C1、除法电路43和前沿消隐时间调节电路42。低通滤波电路44的输入端耦接同步整流管的端电压Vds，低通滤波电路44的输出端输出滤波电压Vo1。减法电路的第一输入端耦接同步整流管的端电压Vds，减法电路的第二输入端耦接低通滤波电路44的输出端以接收滤波电压Vo1，减法电路的输出端输出减法信号。电压电流转换模块41的输入端耦接减法电路的输出端。第一电容C1的第一端耦接电压电流转换模块41的输出端，第一电容C1的第二端耦接地。除法电路43的第一输入端耦接第一电容C1的第一端，除法电路43的第二输入端耦接低通滤波电路44的输出端以接收滤波电压Vo1，除法电路43的输出端耦接前沿消隐时间调节电路42的输入端，除法电路43的输出端输出预测信号Tdem_pre。前沿消隐时间调节电路42根据预测信号(即电容电压Vc)与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成前沿消隐时间LEB。
本发明一实施例还公开了一种同步整流控制电路，同步整流控制电路包括同步整流续流时间生成电路、前沿消隐时间生成电路和驱动电路。同步整流续流时间生成电路用于生成表征上一个开关周期的同步整流续流时间的时间表征信号。同步整流续流时间是指一个开关周期内从同步整流管的源极流向漏极的电流的持续时间，或者是反激式开关电源变压器激磁电感的退磁时间。时间表征信号为上一个开关周期的同步整流续流时间，或者时间表征信号与上一个开关周期的同步整流续流时间成正相关。在本发明的一实施例中，表征上一个开关周期的同步整流续流时间的时间表征信号可以用驱动脉冲信号SR PWM来表征。在另一实施例中，时间表征信号也可以通过将同步整流管的漏源电压与一个阈值或者多个阈值进行比较从而获取。前沿消隐时间生成电路的输入端耦接同步整流续流时间生成电路的输出端，前沿消隐时间生成电路用于根据时间表征信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成当前开关周期的前沿消隐时间。其中，最小前沿消隐时间小于最大前沿消隐时间。在一实施例中，当时间表征信号小于最小前沿消隐时间时，前沿消隐信号为最小前沿消隐时间。当时间表征信号介于最小前沿消隐时间和最大前沿消隐时间之间时，前沿消隐时间为时间表征信号或者时间表征信号的k倍，k为预设比例系数。当时间表征信号大于最大前沿消隐时间时，前沿消隐信号为最大前沿消隐时间。具体的，第n+1个开关周期的前沿消隐时间LEB随着第n个开关周期的同步整流续流时间而变化。驱动电路的第一输入端接收驱动脉冲信号，驱动电路的第二输入端耦接前沿消隐时间生成电路的输出端，驱动电路用于根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。
在本发明的一实施例中，同步整流控制电路控制在前沿消隐时间内不允许同步整流管关断。在一具体的实施例中，同步整流控制电路控制在驱动脉冲信号SR PWM有效信号(例如高电平)来临后的一段时间内不允许同步整流管关断。在另一实施例中，同步整流控制电路控制在前沿消隐时间内同步整流管的端电压高于第一关断阈值时允许同步整流管关断，前沿消隐时间内的关断阈值为第一关断阈值，前沿消隐时间外的关断阈值为第二关断阈值，第一关断阈值大于第二关断阈值。
根据伏秒平衡原理，可获知以下公式：
其中，Vin为反激式开关电源的输入电压，Vo为反激式开关电源的输出电压，L为反激式开关电源的变压器激磁电感，Ton为变压器励磁时间或者原边开关管的导通时间，N为变压器的变比，Tdem为变压器的退磁时间或者同步整流续流时间。
结合图8和伏秒平衡原理的公式可知，根据同步整流管的端电压Vds的波形特点可知，采集图8中的阴影面积S(n)，对阴影面积S(n)除以输出电压Vo，就能得到近似于同步整流续流时间Tdem(n)的预测信号Tdem_pre(n)，其中，Tdem(n)为第n个开关周期的同步整流续流时间。由此可得到公式：
其中，输出电压Vo的获取，可以是直接采集输出电压，也可以通过处理同步整流管的端电压Vds得到，即对同步整流管的端电压Vds进行低通滤波得到可表征输出电压的信号。
基于以上原理可知，在本发明的众多实施例中，优选的，如图5和图7的实施例中，同步整流控制电路包括除法电路，所获得的预测信号等于S(n)/Vo，可获得更近似于同步整流续流时间的预测信号，因此对前沿消隐时间控制精度更高，可使同步整流获取更优的效率和更高的可靠性。而如图4和图6的实施例中，所获得的预测信号正比于S(n)，在输出电压较为稳定的应用场景下也可获得较好的控制精度。
在本发明的一实施例中，如图9所示，为基于本发明的单端反激PFC电源中的各信号的波形示意图，前沿消隐时间LEB可跟随预测信号Tdem_pre(n)变化。具体的，在变压器激磁电感电流ILm的峰值呈现接近正弦的包络，同步整流续流时间(也对应驱动脉冲信号SRPWM)发生剧烈的波动，而基于本发明的同步整流控制电路所生成的前沿消隐时间LEB也能够自适应地进行变化，能保证同步整流管既不会提前关断，也不会延迟关断，使系统获取更优的效率和更高的可靠性。
本发明一实施例还公开了一种开关电源，开关电源包括如上任一项所述的同步整流控制电路，同步整流控制电路输出驱动信号以驱动同步整流管。在另一实施例中，开关电源为单端反激PFC电源。
本发明又一实施例还公开了一种同步整流控制方法，同步整流控制方法用于控制同步整流控制电路，同步整流控制方法包括：根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号，并根据预测信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成前沿消隐时间；以及根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。
在本发明的一实施例中，根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号的步骤具体包括：对同步整流管的端电压与表征输出电压的采样电压的差值进行时间积分从而生成积分信号，所述积分信号为预测信号。表征输出电压的采样电压可以是输出电压本身，也可以是可表征输出电压的值，比如同步整流管的端电压经过低通滤波处理后所得的信号。
在本发明的另一实施例中，根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号的步骤包括：对同步整流管的端电压与表征输出电压的采样电压的差值进行时间积分从而生成积分信号，将积分信号除以采样电压从而得到预测信号。
本领域技术人员应当知道，说明书或附图所涉逻辑控制中的“高电平”与“低电平”、“置位”与“复位”、“与门”与“或门”、“同相输入端”与“反相输入端”等逻辑控制可相互调换或改变，通过调节后续逻辑控制而实现与上述实施例相同的功能或目的。
这里本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。说明书中所涉及的效果或优点等相关描述可因具体条件参数的不确定或其它因素影响而可能在实际实验例中不能体现，效果或优点等相关描述不用于对发明范围进行限制。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。
Claims (13)
1.一种同步整流控制电路，其特征在于，所述同步整流控制电路包括：
前沿消隐时间生成电路，其第一输入端获取同步整流管的端电压，用于根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号，并根据预测信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成前沿消隐时间；以及
驱动电路，其第一输入端接收驱动脉冲信号，其第二输入端耦接前沿消隐时间生成电路的输出端，用于根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。
2.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述前沿消隐时间生成电路包括：
积分电路，其第一输入端耦接同步整流管的端电压，其第二输入端耦接表征输出电压的采样电压，用于对同步整流管的端电压与采样电压的差值进行积分从而生成积分信号；以及
前沿消隐时间调节电路，其输入端耦接积分电路的输出端，用以根据预测信号生成前沿消隐时间。
3.如权利要求2所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述积分电路包括：
减法电路，其第一输入端耦接同步整流管的端电压，其第二输入端耦接输出电压，其输出端输出减法信号；
电压电流转换模块，其输入端耦接减法电路的输出端；以及
第一电容，其第一端耦接电压电流转换模块的输出端，其第二端耦接地。
4.如权利要求3所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述第一电容与前沿消隐时间调节电路之间还设有除法电路，除法电路的第一输入端耦接第一电容的第一端，除法电路的第二输入端耦接输出电压，除法电路的输出端耦接前沿消隐时间调节电路的输入端，除法电路的输出端输出预测信号。
5.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，表征输出电压的采样电压根据同步整流管的端电压生成。
6.如权利要求5所述的同步整流控制电路，其特征在于，前沿消隐时间生成电路将同步整流管的端电压进行低通滤波处理后生成表征输出电压的采样电压。
7.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述同步整流控制电路控制在前沿消隐时间内不允许同步整流管关断，或者，同步整流控制电路控制在前沿消隐时间内同步整流管的端电压高于第一关断阈值时允许同步整流管关断。
8.一种同步整流控制电路，其特征在于，所述同步整流控制电路包括：
同步整流续流时间生成电路，用于生成表征上一个开关周期的同步整流续流时间的时间表征信号；
前沿消隐时间生成电路，其输入端耦接同步整流续流时间生成电路的输出端，用于根据时间表征信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成当前开关周期的前沿消隐时间；以及
驱动电路，其第一输入端接收驱动脉冲信号，其第二输入端耦接前沿消隐时间生成电路的输出端，用于根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。
9.一种开关电源，其特征在于，所述开关电源包括如权利要求1-8任一项所述的同步整流控制电路，同步整流控制电路输出驱动信号以驱动同步整流管。
10.一种同步整流控制方法，用于控制同步整流控制电路，其特征在于，所述同步整流控制方法包括：
根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号，并根据预测信号与最小前沿消隐时间、最大前沿消隐时间的大小关系生成前沿消隐时间；以及
根据驱动脉冲信号和前沿消隐时间生成驱动信号以驱动同步整流管。
11.如权利要求10所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号的步骤包括：
将同步整流管的端电压与采样电压的差值对时间的积分生成积分信号，所述积分信号为预测信号。
12.如权利要求10所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述根据同步整流管的端电压和表征输出电压的采样电压生成同步整流续流时间的预测信号的步骤包括：
将同步整流管的端电压与采样电压的差值对时间的积分生成积分信号，将所述积分信号除以采样电压从而得到预测信号。
13.如权利要求11或12所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述采样电压为输出电压或滤波电压，滤波电压为同步整流管的端电压经过低通滤波处理所得。
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| CN202211556278.8A CN116169859A (zh) | 2022-12-06 | 2022-12-06 | 同步整流控制电路及其同步整流控制方法和开关电源 |
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| CN116169859A true CN116169859A (zh) | 2023-05-26 |
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Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
| CN117155136A (zh) * | 2023-10-27 | 2023-12-01 | 茂睿芯（深圳）科技有限公司 | 用于抑制整流管振铃误开通的同步整流控制电路和方法 |
-
2022
- 2022-12-06 CN CN202211556278.8A patent/CN116169859A/zh active Pending
Cited By (2)
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| CN117155136A (zh) * | 2023-10-27 | 2023-12-01 | 茂睿芯（深圳）科技有限公司 | 用于抑制整流管振铃误开通的同步整流控制电路和方法 |
| CN117155136B (zh) * | 2023-10-27 | 2024-01-26 | 茂睿芯（深圳）科技有限公司 | 用于抑制整流管振铃误开通的同步整流控制电路和方法 |
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