TWI788400B - 電路配置、信號處理器、用於操作電路配置之交錯切換邊界模式電力轉換之方法及機器可讀媒體 - Google Patents

電路配置、信號處理器、用於操作電路配置之交錯切換邊界模式電力轉換之方法及機器可讀媒體 Download PDF

Info

Publication number
TWI788400B
TWI788400B TW107127792A TW107127792A TWI788400B TW I788400 B TWI788400 B TW I788400B TW 107127792 A TW107127792 A TW 107127792A TW 107127792 A TW107127792 A TW 107127792A TW I788400 B TWI788400 B TW I788400B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal processor
circuit configuration
switching
circuits
circuit
Prior art date
Application number
TW107127792A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201924198A (zh
Inventor
山多西 曼朱那思 班達卡
艾力克斯 杜麥斯
Original Assignee
美商微晶片科技公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 美商微晶片科技公司 filed Critical 美商微晶片科技公司
Publication of TW201924198A publication Critical patent/TW201924198A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI788400B publication Critical patent/TWI788400B/zh

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/13—Modifications for switching at zero crossing
    • H03K17/133—Modifications for switching at zero crossing in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本發明揭示一種用於交錯切換邊界模式電力轉換之電路配置、信號處理器及方法。該電路配置至少包括：一輸入端，其用於從一電力供應器接收一交流輸入電壓；一輸出端，其用以提供一輸出電壓至一負載；一第一交錯電路，其包括：一第一能量儲存裝置；及一第一可控制切換裝置；及一或多個次級交錯電路，各自包括：一次級能量儲存裝置；及一次級可控制切換裝置；及一信號處理器。該信號處理器連接至該等可控制切換裝置且至少包括：一第一切換循環控制器，其經組態用於該第一可控制切換裝置之循環零電流切換操作；及一或多個次級切換循環控制器，其或其等經組態用於該一或多個次級可控制切換裝置之循環零電流切換操作。該信號處理器經組態以在該交流輸入電壓低於一第一臨限電壓時停用該等交錯電路之一或多者以縮減零交越時間。

Description

電路配置、信號處理器、用於操作電路配置之交錯切換邊界模式電力轉換之方法及機器可讀媒體
本發明係關於電力轉換器且更特定言之，本發明係關於具有降低交越失真之一交錯邊界模式電力轉換器之控制。
電力轉換器及特定言之切換模式電力轉換器用於多種應用程式中以提供AC/DC及DC/DC轉換。舉例而言，切換模式電力轉換器(亦被稱為切換模式電力供應器(SMPS))廣泛用於電腦及行動電話電力供應單元中以從典型120V/240V AC主電源線提供必需操作電壓。
在設計電力轉換器時之典型關注項目涉及轉換效率及成本。應容易明白，應最小化功率損耗以提高轉換器之整體效率且亦減少熱之產生，取決於設計及各自應用，熱可能難以消散。
已知在邊界傳導模式或短「邊界模式」(BCM)中操作切換模式電力轉換器。不同於CCM(連續傳導模式)中之一連續操作，在邊界傳導模式中，意在當無電流或無大量電流流過開關時操作電力轉換器之開關。此操作模式減少切換損耗且亦允許使用較便宜組件，舉例而言歸因於無反向復原損耗而在一升壓切換模式電力轉換器設置中使用較便宜升壓二 極體。另外，鑑於輸入電流遵循輸入電壓波形，BCM亦允許功率因數校正(PFC)。
BCM之一副產物係轉換器固有地使用一可變切換頻率。頻率主要取決於選定輸出電壓、輸入電壓之瞬時值、所使用能量儲存器之參數(例如，電感或電容)、及遞送至負載之輸出功率。最低頻率出現在正弦線電壓之峰值處，最高頻率出現在正弦線電壓之零交越點附近。
當較高電流將被轉換時使用交錯電力轉換器。此等類型之電力轉換器包括通常配置成彼此並聯的多個級/電路。本發明內容背景中之術語「交錯」意謂多個電路異相操作。舉例而言，在具有兩個級之一交錯電力轉換器中，級通常以180度異相(即，切換循環的一半異相)操作。交錯電力轉換器具有導致較少輸入電流變動/漣波且因此導致較少電磁干涉問題的優勢。
在邊界傳導模式中操作一交錯電力轉換器時之一問題在於如下事實：輸入電壓在零交越點附近係極小的。在零交越點附近，輸入能量未轉移至輸出側，此係因為其花費在對內部裝置寄生(諸如(舉例而言)MOSFET開關之電容)充電。此外，歸因於輸入電壓之零交越點附近之高切換頻率，典型電磁干擾(EMI)濾波器削弱此等高頻分量，從而導致零交越點附近之一延長零電流情境及一失真電流波形。
因此，存在一目標：提供用於允許在具有降低交越失真之邊界傳導模式中操作之交錯切換模式電力轉換之一有效電路配置及方法。
藉由根據獨立技術方案之用於交錯切換邊界模式電力轉換之一電路配置、一信號處理器及一方法解決目標。附屬技術方案以及以下 描述含有本發明之各項實施例。
在一個態樣中，提供一種用於交錯切換邊界模式電力轉換之電路配置，其至少包括：一輸入端，其用於從一電力供應器接收一輸入電壓；一輸出端，其用以提供一輸出電壓至一負載；一第一交錯電路；一或多個次級交錯電路；及一信號處理器。根據此態樣，第一交錯電路至少包括一第一能量儲存裝置及一第一可控制切換裝置。一或多個次級交錯電路各自至少包括一次級能量儲存裝置及一次級可控制切換裝置。信號處理器連接至可控制切換裝置且至少包括：一第一切換循環控制器，其經組態用於第一可控制切換裝置之循環/週期性(recurrent)零電流切換操作；及一或多個次級切換循環控制器，其或其等經組態用於次級可控制切換裝置之循環/週期性零電流切換操作。
信號處理器經組態以在交流輸入電壓低於一第一臨限電壓時停用交錯電路之一或多者以縮減零交越時間。
本發明之一基本想法係允許在邊界傳導模式中操作具有經改良總諧波失真(THD)之一交錯切換模式電力轉換器。如本發明之發明者已確定，在此特定類型之電力轉換器中，一零交越點附近之導通時間不足以對切換裝置之寄生電容充電且因此，各自時間週期未貢獻於至輸出端之能量轉移。此外，輸入電壓之零交越點附近之切換頻率在典型電磁干擾(EMI)濾波器干擾切換操作且限制可能電流汲取的一範圍中。此導致一零電流情境被延長，導致一失真輸入電流波形及因此一相對較高THD。
本發明因此提出在交流輸入電壓低於一第一臨限電壓時停用交錯電路之一或多者。此降低由零交越點附近之一輸入EMI濾波器「看見」之整體切換頻率。另外，通過剩餘(即，非停用)交錯電路之電流幅度 增加。兩種效應有效地減少零電流情境之時間，此係因為其允許自電力供應器之一較快速電流汲取。因此，本發明允許一高功率因數操作同時提供一低THD。
1:切換模式升壓轉換器電路
2:輸入端或輸入級
3:橋式整流器
7:輸出電容器
8:輸出端
9:數位信號處理器
11:負載
40:記憶體
41a:運算放大器
41b:運算放大器
42a:類比轉數位(ADC)電路
42b:類比轉數位(ADC)電路
43:減法模組
44:除法模組
45:乘法模組
46:求和節點
47:濾波器/補償器
48:限制器
49:延遲
50:延長零電流時間
51:電路配置
52:數位信號處理器
53:比較器
54:比較器
61a:增益乘法器模組
61b:增益乘法器模組
61n:增益乘法器模組
92:數位信號處理器
102:數位信號處理器
CMP1:比較器電路
CMP2:比較器電路
DN:返馳二極體
G1:閘極
G2:閘極
G3:閘極
G4:閘極
GN:閘極
iIN:輸入電流
I1:電流
I2:電流
ILC1:第一交錯電路
ILC2:次級交錯電路
ILCN:次級交錯電路
L1:電感器
L2:電感器
LN:電感器
PWM:脈衝寬度調變
PWM1:脈衝寬度調變(PWM)信號
PWM1:脈衝寬度調變(PWM)模組
PWM2:脈衝寬度調變(PWM)信號
PWMa:「中間」脈衝寬度調變(PWM)模組
PWMb:「中間」脈衝寬度調變(PWM)模組
PWMN:脈衝寬度調變(PWM)驅動模組
RL:負載
S1:MOSFET切換裝置
S2:MOSFET切換裝置
SN:MOSFET切換裝置
TON:導通時間
VIN:交流輸入電壓
VO,REF:預定義輸出電壓參考
VOUT:當前輸出電壓
ZCD2:零電流感測器
從各項實施例之以下論述將明白本發明之上述及其他目標、特徵及優勢。在圖中，圖1展示用於切換邊界傳導模式(BCM)電力轉換之一電路配置之一實施例之一示意性方塊圖；圖2展示一例示性示意性PWM切換循環中之電感器電流IL之一圖式；圖3展示一交錯電路ILCN在一AC輸入電壓VIN之一全循環期間之操作之圖式；圖4展示圖1之電路配置之交錯操作之一時序圖；圖5展示一BCM切換電力轉換器電路配置中之經整流交流輸入電壓VIN以及相關聯輸入電流IIN之例示性波形；圖6展示經組態以操作總計N個交錯電路ILCN之一數位信號處理器9之一示意性方塊圖；圖7展示經整流輸入電壓VIN之一半波；圖8至圖9展示圖6之實施例之操作期間之切換PWM波形；圖10至圖12展示如參考圖7論述之半波之區段期間之波形圖；圖13展示在一DSP如參考圖7至圖12論述般操作時之輸入電流之波形；圖14展示用於交錯切換邊界模式電力轉換之一電路配置之一進一步 實施例；圖15展示與圖14之實施例有關之一時序圖；圖16展示如用於圖14之實施例中之一信號處理器之一方塊圖；圖17展示與圖14之實施例有關之一時序圖；圖18及圖19展示一信號處理器之進一步實施例之示意性方塊圖；及圖20展示圖19之實施例之一更詳細示意性方塊圖。
相關專利申請案
本申請案主張2017年8月9日申請之美國臨時專利申請案第62/543,189號之優先權，該案之全部內容據此出於全部目的而以引用的方式併入。
可使用本申請案中描述之技術特徵來建構電路配置、信號處理器及積體電路裝置之各項實施例。論述本發明之一些實施例以便使熟習此項技術者能夠製作且使用本發明。
如前述內容中論述，且在一個態樣中，提供一種用於交錯切換邊界模式電力轉換之電路配置，其至少包括：一輸入端，其用於從一電力供應器接收一輸入電壓；一輸出端，其用以提供一輸出電壓至一負載；一第一交錯電路；一或多個次級交錯電路；及一信號處理器。
根據此態樣，第一交錯電路至少包括一第一能量儲存裝置及一第一可控制切換裝置。一或多個次級交錯電路各自至少包括一次級能量儲存裝置及一次級可控制切換裝置。信號處理器連接至可控制切換裝置且至少包括：一第一切換循環控制器，其經組態用於第一可控制切換裝置 之循環/週期性零電流切換操作；及一或多個次級切換循環控制器，其或其等經組態用於次級可控制切換裝置之循環/週期性零電流切換操作。
信號處理器經組態以在交流輸入電壓低於一第一臨限電壓時停用交錯電路之一或多者以縮減零交越時間。
在本論述之內容背景中，術語「切換邊界模式電力轉換」被理解為邊界傳導模式(BCM)中之切換模式電力轉換。一對應轉換器電路至少包括用於暫時儲存輸入能量且接著在一不同電壓下將該能量釋放至輸出端的一能量儲存裝置及一切換裝置。
在一些實施例中，相較於電路中之總電阻，能量儲存裝置(諸如一電感器)之值可選定為大的。電阻(R)可能以電感器電阻、切換裝置電阻、濾波器電阻、板跡線電阻等之形式存在。電感器電流在一些實施例中遵循基於導通時間期間電流之終值之一路徑，如If*e^(-t/ζ)，其中If=Vin/R，ζ=L/R。若ζ係大的，則電感器電流呈現為一直線。增大ζ之值之一個方式係藉由使用有效開關及電感器而減小電阻(R)值。在關斷時間期間，除其他電阻以外，負載電阻亦貢獻於R。在一些實施例中，可藉由輸入電壓、負載範圍及切換頻率限制設定L之值。
在BCM中，當通過能量儲存裝置之電流返回至零時起始一新切換週期，其處於連續傳導模式(CCM)及不連續傳導模式(DCM)之邊界。
交錯電力轉換及一對應交錯電力轉換器被理解為使用多個級，下文中亦被稱為「交錯電路」，其等異相操作。舉例而言，在具有兩個交錯電路之一交錯電力轉換器中，電路通常以180度異相操作。在本發明內容背景中，一「交錯電路」至少包括一能量儲存裝置及一可控制切換 裝置。通常，交錯電路彼此並聯連接。
本發明內容背景中之一「能量儲存裝置」被理解為用於至少暫時儲存電能之一裝置。舉例而言，一能量儲存裝置可包括一或多個電感器/電感及/或一或多個電容器/電容。
本發明內容背景中之一「可控制切換裝置」可為任何適合類型以控制一電流。切換裝置可包括(舉例而言)一或多個半導體開關，諸如雙極電晶體、場效應電晶體、MOSFET、IGBT、SiC、GAN等。
根據本發明態樣，電路配置包括信號處理器。在此內容背景中，一信號處理器被理解為允許依kHz範圍中之一頻率(舉例而言)根據一脈衝寬度調變(PWM)循環控制切換裝置的一裝置。在一些實例中，信號處理器經組態以依近似500kHz之一頻率在PWM模式中控制開關。在一些實施例中，信號處理器係一數位信號處理器(DSP)，例如，具有PWM單元、ADC等之一DSP。一DSP架構促成用於零電流點偵測之指令之較快速執行。
根據本發明態樣之信號處理器至少包括一第一切換循環控制器及一或多個次級切換循環控制器，該等切換循環控制器經組態用於零電流切換。在此內容背景中，「零電流切換」被理解為在無電流或僅(例如)小於100μA之一較小電流流動時控制切換裝置。如鑑於電路配置經組態用於邊界傳導模式操作將明白，零電流切換特定言之涉及在無電流或僅一較小電流流動時自一關斷狀態(即，切換裝置之非傳導狀態)至一導通狀態(即，切換裝置之一傳導狀態)之控制。
本說明之內容背景中之能量儲存裝置之一「零電流點」被理解為在一充電/放電循環(本文中亦被稱為「切換循環」)之後能量儲存裝 置完全放電之時間點。
此內容背景中之一「切換循環」因此被理解為各自可控制切換裝置被設定為傳導(即，處於導通狀態)及可控制切換裝置隨後被設定為非傳導(即，處於關斷狀態)之組合時間。在一PWM控制之情況下，切換循環對應於PWM循環時間T。
一「中間循環」時間對應於切換循環週期的一半且因此係在能量儲存裝置之兩個隨後零電流點之間相等間隔之各切換循環中之一時間點。
根據本發明態樣，信號處理器經組態以在交流輸入電壓低於一第一臨限電壓時停用交錯電路之一或多者以縮減零交越時間。術語「零交越時間」涉及時間，當輸入電壓處於一零交越點(即，0V)時輸入電流保持接近0A。
本文中之臨限電壓被理解為藉由信號處理器判定之一臨限值。在一些實施例中，臨限電壓之位準(例如)由存在之交錯電路之數目預定義。在額外或替代性實施例中，臨限電壓之位準藉由信號處理器諸如(例如)基於來自一交流輸入電壓之一前半循環之一輸入電壓位準(峰值)動態地改變。
本文中之術語「交流輸入電壓」係指一真正交流電壓或一全波整流正或負輸入電壓。應注意，本文中之一交錯電路之停用意謂各自可控制切換裝置未操作且被設定為一非傳導狀態。相應地，術語一「停用交錯電路」對應於一「停用切換裝置」且此等術語可切換地使用。類似地，一「非停用交錯電路」意謂各自可控制切換裝置根據本文中描述之切換型樣(即，一「非停用切換裝置」或一剩餘/操作切換裝置)之一者正常地 操作。
在一些實施例中，且在一給定切換循環中，藉由信號處理器控制可控制切換裝置之各者之一導通時間週期以彼此對應。相應地，其中切換裝置之各者被控制為傳導之切換循環中之時間週期至少實質上匹配，即，實質上相同。在此內容背景中，術語「實質上」被理解為包括幾奈秒之導通時間週期中之輕微偏差。多個交錯電路之切換時間週期中之一偏差可能在大約100奈秒之範圍中。
在一些實施例中，信號處理器進一步經組態以控制可控制切換裝置之一導通時間週期及一切換循環時間之至少一者之一增益乘數，其中在停用交錯電路之一或多者之情況中，增益乘數增大。
在本發明內容背景中，術語「增益乘數」係在停用一或多個交錯電路時使用之一乘法因數。信號處理器在一些實施例中可經組態使得增益乘數影響可操作可控制切換裝置之導通時間週期及/或可操作切換裝置(即，對應非停用交錯電路之非停用切換裝置)之切換循環時間。使用增益乘數之一主要思想係增加導通時間且藉此進一步降低切換頻率且保持電路之動態效能不受一或多個交錯電路之停用之影響。
在一些實施例中，信號處理器經組態使得增益乘數影響可操作切換裝置之導通時間週期及切換循環時間。
在一些實施例中，增益乘數之增大取決於停用之交錯電路之數目。在替代性或額外實施例中，增益乘數之增大對應於電路配置中之交錯電路之總數與非停用交錯電路之數目的商。
在一些實施例中，增益乘數經設定使得開環系統頻寬對於全部操作條件而言係相同的。歸因於此，系統暫態回應始終相同。輸出在 一負載改變之情況下穩定所需之時間可能獨立於操作級數而始終相同。
本文中之術語「開環系統頻寬」被理解為開環系統增益之值比DC增益低3dB的頻率。術語「開環系統頻寬」通常結合波德(Bode)穩定性分析使用。波德分析可基於開環增益來預測閉環系統穩定性。頻寬判定系統對外部負載狀況之改變之暫態回應。
根據一些實施例，信號處理器進一步經組態以控制第一切換控制器與一或多個次級切換控制器之導通時間週期之間之相位，使得導通時間週期分佈在給定切換循環內。
如將明白，此可「等化」電流輸入且因此減少輸入端處之一整體電流漣波且因此減少電磁干擾效應。
在一些實施例中，導通時間週期均勻分佈在給定切換循環內，此提供整體電流漣波之一特別有益減少。然而，應注意，導通時間週期之任何分佈(即，避免同時具有全部可控制切換裝置之導通時間週期)將減少整體電流漣波。
在一些實施例中，信號處理器進一步經組態以在一給定切換循環中控制可控制切換裝置之一導通時間週期，其中在停用交錯電路之一或多者之情況下，非停用(即，「剩餘」)操作交錯電路之可控制切換裝置之導通時間週期增大。在一些實施例中，導通時間週期之增大取決於停用之交錯電路之數目。在進一步實施例中，導通時間之增加未更改交流輸入電壓循環中之任何點之系統之動態效能。
在一些實施例中，非停用交錯電路之導通時間週期之間之相位被設定為對應於((n-1))/N*360，其中N係交錯非停用電路之總數且n係各自次級交錯電路之一索引編號。因此，對於一給定次級交錯電路n， 各自相位可經判定為
Figure 107127792-A0305-02-0014-2
* 360。
舉例而言，給定總計N=3個操作交錯電路，一第一次級交錯電路(即，電路n=2)之相位係120度，而一第二次級交錯電路(即，電路n=3)之相位係240度。應注意，本文中之術語「相位」涉及各自次級交錯電路之可控制切換裝置被設定為一導通狀態與第一交錯電路之可控制切換裝置被設定為一導通狀態之時間相比的延遲。角相位在切換循環(例如，在一PWM中，具有時間T之PWM循環)內定義。
在一些實施例中，信號處理器經組態以隨著交流輸入電壓之減小而停用增加數目個可控制切換裝置。
在一些實施例中，信號處理器經組態成具有多個不同臨限電壓。舉例而言，第一臨限電壓可能係臨限電壓之最高者且多個臨限電壓之各其他臨限電壓係多個臨限電壓之一另一臨限電壓的一半，使得產生臨限電壓之一「交錯」設置。舉例而言，臨限電壓之數目可能取決於電路配置之交錯電路之數目。
在一些實施例中，信號處理器經組態以在交流輸入電壓下降至低於多個臨限電壓之一者時停用若干交錯電路。在一個實例中，每一臨限電壓停用一個交錯電路。在另一實例中，停用之交錯電路之數目取決於臨限電壓及次級交錯電路之數目以將交錯電路之停用均等地分佈在交流輸入電壓之一峰值與一隨後零交越點之間，其中全部交錯電路在一峰值下操作且僅第一交錯電路在一零交越點處操作。在一些實施例中，臨限電壓之數目經選擇為2之倍數以允許一有效實施方案。
在一些實施例中，臨限電壓之數目對應於電路配置之交錯電路之數目之二進位對數。在替代性實施例中，基於輸入電壓之一峰值位 準(即，來自交流輸入電壓之前半循環之一峰值)動態地判定臨限電壓之數目。
在一些實施例中，例如，由電路配置之製造商預定義臨限電壓之一或多者(即，各臨限電壓之數目及/或電壓位準)。
現將參考圖式，其中實施例之各種元件將被賦予數字標號且其中將論述進一步實施例。
對組件、模組、單元、裝置、區段、部分、程序步驟及其他元件之特定參考不意欲係限制的。此外，應瞭解，在參考替代圖時，相同部分具有相同或類似元件符號。應進一步注意，圖係示意性的且經提供用於指導熟習此項技術的讀者且不一定按比例繪製。實情係，各種圖式比例、縱橫比及圖中展示之組件之數目可能故意扭曲以使某些特徵或關係較容易理解。
圖1展示用於切換邊界傳導模式(BCM)電力轉換之一電路配置(即在本發明實施例中，一切換模式升壓轉換器電路1)之一實施例之一示意性方塊圖。
升壓轉換器電路1包括經組態用於(例如)在110V、60Hz或240V、50Hz下連接至一典型主電源連接的一輸入端或輸入級2。在輸入端2處提供一橋式整流器3以獲取正半波。升壓轉換器電路1進一步包括一第一交錯電路ILC1及多個次級交錯電路ILC2、...、至ILCN，其等與彼此並聯連接且各自包括呈一電感器LN之形式之一能量儲存裝置、MOSFET切換裝置SN及返馳二極體DN，其中索引N係指各自交錯電路ILC1、ILC2、...、至ILCN。如從圖1將明白，升壓轉換器電路1可包括大於一個之任何數目個交錯電路ILC，此取決於各自應用且特定言之取決於 將遞送至負載11之總電流。升壓轉換器電路1進一步包括輸出電容器7、輸出端8、及用於操作MOSFET切換裝置S1、S2、...、SN之閘極G1、G2、...、GN之一數位信號處理器(DSP 9；圖1中未展示)，如下文中說明。
電路1之一般操作對應於一典型升壓轉換器之一般操作。為了清楚起見，首先將論述一個交錯電路ILC之功能性，接著進行交錯操作之論述。
當各自MOSFET SN處於導通狀態時，電路ILCN之電感器LN充電。一旦電感器LN充電，MOSFET SN便切換至關斷狀態，使得僅剩餘電流路徑通過返馳二極體DN及負載11，負載11在圖1中展示為一電阻。鑑於來自電感4及輸入端2兩者之增加之電流，電壓增加。當MOSFET SN處於關斷狀態時，在導通狀態期間儲存於電感器LN中之能量透過二極體DN放電至負載電阻11中。
在典型BCM操作中，當通過電感器4之電流iLN返回至零時起始PWM之一新切換週期。圖2展示一例示性示意性PWM切換循環中之電感器電流iL之一圖式。上升電流斜率通常可對應於VIN/L且下降電流斜率通常可對應於
Figure 107127792-A0305-02-0016-3
。
如從圖2之底部部分可見，一PWM控制信號施加於MOSFET SN。當PWM信號為高時，MOSFET SN係傳導的且電感器LN中之電流ILN增大。此時間週期在本文中被描述為TON時間。一旦達到電感器LN之所要電荷，PWM信號便被控制為低且MOSFET 5被設定為非傳導的。電流ILN逐漸減小，直至電感器LN完全放電。此時間週期在本文中被描述為TOFF時間。TON及TOFF兩者係一切換循環T，即，在此實施例中， 一PWM/切換循環T。
當電感器LN完全放電(即，在PWM循環中之時間之一「零電流點」)時，下一PWM循環開始。PWM信號對應地被控制為高且MOSFET SN被切換為傳導的。
如前述內容中論述，鑑於當無大量電流流動時控制MOSFET SN自一關斷狀態至一導通狀態，BCM避免切換損耗，此在本文中被稱為「零電流切換」。
圖3展示一交錯電路ILCN在AC輸入電壓VIN之一全循環期間之操作之圖式。如從圖將明白，電感器LN在根據PWM信號之輸入電壓(在圖3中展示為VPWM)之各半循環中多次充電及放電。轉換器電路1及更精確地各交錯電路ILCN以一可變切換頻率操作，該可變切換頻率主要取決於所要輸出參考電壓VO,ref、輸入電壓VIN之瞬時值、電感器4之電感器值、及遞送至負載RL 11之輸出功率。
當輸入電流遵循正弦輸入電壓波形時操作頻率改變，如圖3中展示。最低頻率出現在正弦輸入之峰值，即，線電壓。如從圖3將明白，且由於IL之電流波形係大致三角形，各PWM週期中之平均值與輸入電壓VIN成比例。因此，提供一正弦VIN，電路1之輸入電流IIN以高精度遵循VIN之波形且從主電源汲取一正弦輸入電流。因此，在BCM中操作轉換器1對於功率因數校正(PFC)而言係理想的。
當圖2及圖3展示交錯電路ILCN之各者之操作時，圖4展示具有例示性總數N=4個交錯電路之一電路配置1之交錯操作之一時序圖。如從圖4將明白，交錯電路ILCN(即，電路ILCN之對應MOSFET SN之閘極GN)異相操作以減少輸入端2處之一電流漣波△iIN，其明顯小於△iL，即， 交錯電路ILCN之一者之電流iL之最大差值/跨度。
在本發明實施例中，各次級交錯電路ILCN之操作相對於第 一交錯電路ILC1偏移達
Figure 107127792-A0305-02-0018-4
* 360，其中N係交錯電路之總數且n係各自次級交錯電路之一索引編號。由此得出，在圖4之實例中，ILC2展示90°之一相移，ILC3展示180°之一相移，且ILC4展示270°之一相移以在一給定切換循環T內均勻地「等化」或分佈來自輸入端2之電流汲取，從而減少電磁干擾(EMI)效應且因此允許更小且更具成本效率EMI濾波器。
然而，如從圖4亦將明白，交錯操作導致一高頻電流漣波，鑑於小電壓位準及隨後快速PWM循環，該高頻電流漣波在交流輸入電壓之零交越點附近特別高。鑑於典型EMI濾波器削弱高頻分量，高頻電流漣波導致一限制電流汲取。此導致一零電流情境被延長，導致一失真輸入電流波形及因此一相對較高THD，如從圖5可見，圖5展示一BCM切換電力轉換器電路配置中之經整流交流輸入電壓VIN以及相關聯輸入電流IIN之例示性波形。元件符號50標記延長零電流時間。從圖4容易明白IIN之失真。
為抵消上述效應，DSP 9經組態以在輸入電壓VIN下降至低於預定義電壓臨限值時停用交錯電路且同時增大設定剩餘(即，非停用)交錯電路之導通時間TON及PWM循環時間T的一增益乘數。
圖6展示經組態以操作總計N個交錯電路ILCN之一數位信號處理器9之一示意性方塊圖。當然，此情況中之數位信號處理器9包括對應數目個PWM驅動模組PWMN。提供對應於VOUT之一電壓信號以隨後由比較器53進行取樣。從記憶體40獲取一預定義輸出電壓參考VO,REF。
信號處理器9從VOUT(即，當前輸出電壓)及預定義電壓參 考VO,REF計算PWM之導通時間TON。求和節點46比較當前輸出電壓VOUT與「設定點」VO,REF。所得誤差信號被提供至濾波器/補償器47，該濾波器/補償器47以一相對較低頻率(例如，10Hz)運行以移除通常存在於輸出電壓VOUT中之二次諧波分量。
所得信號對應於TON且被提供至包括開關SN1及SN2之一開關矩陣。開關SN允許啟用及停用PWM模組及隨後各自交錯電路之切換裝置。開關SN1允許使TON信號通過N個增益乘法器模組61a至61n之一者。在一些實施方案中，由相同增益乘法器模組61a至61n處理總時間T(圖6中未展示)。
下文中參考圖7至圖9來描述DSP 9之所得操作，圖7至圖9展示具有四個交錯電路ILC之一例示性電路配置之各個時序圖。
圖7展示經整流輸入電壓VIN之一半波。如可見，定義兩個臨限電壓Vthresh及Vthresh/2。臨限電壓Vthresh係基於與輸入端處之要求有關之個別級之功率處置能力，使得可始終在輸出端處提供足夠電流。臨限電壓定義切換點，其中停用一些次級交錯電路，即，當輸入電壓VIN下降至低於各自臨限值時。為了清楚起見，已在圖7中標記不同時序段。區段II描述半波中之時間，其中輸入電壓VIN高於最高臨限電壓Vthresh。區段I及Ⅲ描述半波中之時間，其中輸入電壓VIN低於最高臨限電壓Vthresh。如將明白，子區段ab及b’a’涉及半波中之時間，其中輸入電壓VIN低於較低臨限電壓Vthresh/2。
當輸入電壓VIN超過臨限電壓Vthresh時，全部交錯電路作用且啟用。輸出負載由全部N個轉換器有效地共用。半波之此區段中之切換「型樣」對應於圖4，即，正常交錯操作。
當輸入電壓小於Vthresh時，總時間被劃分成log2(N)個子區段，如圖7中展示。存在針對低於Vthresh之輸入電壓之兩個子區段，即ab及b'a'。當輸入電壓VIN正從零上升朝向峰值(遞增，區段I)時，第一子區段ab作用。在此時間期間，第一交錯電路作用，且增益乘數係4。因此，若全部交錯電路作用，則時間T及TON係標稱時間的四倍。因此，第一交錯電路之頻率係標稱頻率的1/4。全部其他交錯電路斷開/停用，且僅第一交錯電路供應負載電流。切換PWM波形係如圖8中展示。
操作將在此子區段中繼續，直至輸入電壓VIN增加超過Vthresh/2。當輸入電壓VIN高於Vthresh/2時，操作進入子區段bc。在此時間期間，第一交錯轉換器及次級交錯轉換器之一者被控制在週期時間T及導通時間TON的兩倍(即，標稱頻率的一半)操作，而兩個剩餘次級交錯電路斷開。切換PWM波形係如圖9中展示。增益乘數被設定為2。應注意，兩個作用交錯電路以一交錯方式操作，如從圖9可見，且在切換循環T內分佈導通時間週期。
當輸入電壓VIN超過Vthresh時，全部4個交錯電路以一增益乘數1操作(區段II)。切換PWM波形係如圖4中展示。
在遞減區段II中，當輸入電壓下降至低於Vthresh時，操作進入子區段c’b’。在此時間期間，第三交錯電路及第四交錯電路以一增益乘數2及標稱切換頻率的一半作用(即，對應於圖9)，然而，其中驅動下部兩個閘極G3及G4而非閘極G1及G2。當輸入電壓下降至低於Vthresh/2時，子區段b’a’變得作用。在此時間期間，交錯電路4以標稱頻率之1/4倍的一頻率及一增益乘數4操作，而全部其他交錯電路停用。
在AC輸入電壓循環之下一半波中，且在細分ab期間，交 錯電路2代替交錯電路1，且交錯電路4在細分b’a’期間代替交錯電路4。交錯電路互換以便提供均勻應力至全部交錯電路，藉此提高可靠性。下文在表I中提供針對N=4之切換序列。
Figure 107127792-A0305-02-0021-5
圖10至圖12展示如前述內容中論述之半波之區段期間之波形圖。應注意，為了清楚起見僅展示兩個交錯電路之切換，標記為「PWM1」及「PWM2」。圖10展示自區段I中之一零交越點之轉換。圖11展示交流輸入電壓之峰值處(即，在區段II中)之信號，同時圖11展示自峰值至區段Ⅲ中之下一零交越點之轉換。
圖13展示在DSP如前述內容中論述般(即以描述之停用型樣)操作時之輸入電流之波形。在比較圖13與圖5時，將明白，相較於圖5，輸入電流iIN平滑得多且特定言之，波形不包括延長零時間50。
如本發明者已確定，因此可實質上降低THD。實驗已展示，在操作本發明時，THD對應於10.22%未校正及6.92%校正。
圖14展示用於交錯切換邊界模式電力轉換之一電路配置51之一進一步實施例。電路配置51對應於電路配置1，惟下文除外。第一，電路配置51僅包括一第一交錯電路ILC1及一第二交錯電路ILC2，即，一兩級設置。應注意，為了清楚起見，圖14僅展示兩個級。當然，兩個以上級在對應替代實施例中係可行的。
除電感器LN、MOSFET切換裝置SN及返馳二極體DN以外，各交錯電路亦包括一電流感測器ZCDN，其包括電感耦合至各自電感器LN之一次級電感器，以及一相關聯比較器IZCDN。電流感測器ZCDN連接至數位信號處理器52以允許零電流切換操作。提供兩個進一步比較器ICH1及ICH2以判定通過各自MOSFET S1及S2之電流。進一步比較器54及53分別經配置以判定輸入電壓VIN及VOUT。本發明實施例中之DSP 52為可購自美國亞利桑那州Chandler之Microchip Technology Inc.之dsPIC33EP系列類型。
數位信號處理器52可在不同操作模式中操作。在下文中，參考圖20之時序圖來論述一例示性「相位更新模式」。
在此實施例中，數位信號處理器52判定用於兩個MOSFET S1及S2之PWM操作之參數。DSP 52對應地包括組態成電流重設模式之至少兩個內部PWM驅動模組。
特定言之，電流感測器ZCDN提供各PWM循環中之瞬時時間，其中通過各自電感器LN之電流達到零，其用作一電流重設觸發器且因此在電流重設模式操作中重新起動一新PWM循環。
從輸出端8及比較器53處之當前電壓VOUT及由DSP 52之製造商或使用者在DSP 52之內部記憶體中預定義之一參考電壓VO,REF判定兩個MOSFET S1及S2之所要導通時間。VO,REF對應於輸出端8處之所要電壓，施加於負載11。應注意，MOSFET S1之導通時間被設定為對應於每個PWM循環中之MOSFET S2之導通時間。
除上文以外，亦從前述PWM循環判定總PWM循環時間T。雖然如此做在循環時間T中提供一個循環延遲，但即使考量切換操作之變化頻率，所得誤差仍相對較小，如前述內容中參考圖3論述。為判定PWM循環時間T，DSP 52經程式化以判定提供至MOSFET S1之PWM信號(即，施加於第一交錯電路之PWM信號)之最近兩個上升邊緣之間之經過時間。替代地，可使用DSP 52之一「輸入擷取」接腳來對PWM循環進行取樣，前提是在所使用之各自類型之DSP 52的情況下存在DSP 52之「輸入擷取」接腳。
參考圖20之時序圖且如展示，兩個交錯電路及更精確地MOSFET S1及S2以PWM信號操作。在圖20中，「PWM1」係指施加於MOSFET S1之PWM信號且「PWM2」係指施加於MOSFET S2之PWM信號。I1及I2分別係指通過電感器L1及L2之電流。
以各PWM切換循環中之相同導通時間驅動兩個MOSFET，此允許零電流切換及因此BCM模式中之操作。PWM2相較於PWM1相移達一PWM循環的一半(即，T/2)以用於一完全交錯操作。在 PWM1之各切換循環開始時設定PWM2之相位。若在零電流瞬時及相位之瞬時中存在任何差異(其可能在短暫態狀況期間發生)，則在各循環結束時進行零電流瞬時與循環時間T之一對準/更新。
圖15展示多個電感之所得電流I1及I2。如本發明者已判定，不同交錯電路之間之不同電感僅對時序具有一可忽略效應，使得電感之輕微變動僅對如本文中論述般操作時之時序具有很少效應。然而，應注意，由一給定級中之電流共用之功率與級電感之值成反比，使得在一些實施例中，相同電感用於全部交錯電路中。
如前述內容中參考時序圖圖15論述，特定言之鑑於邊界傳導模式中之變化切換頻率，論述之交錯BCM操作要求在每個PWM循環中設定次級交錯電路之相位。鑑於一些市售數位信號處理器在於電流重設模式中操作時不允許一相位更新，在下文中參考圖16之方塊圖及圖17之時序圖論述圖14之數位信號處理器52之操作之一對應進一步實施例，亦被稱為「PWM同步模式」。數位信號處理器52之兩個操作模式(即，前述內容中參考圖15論述之操作及下文中參考圖16及圖17論述之操作)可在軟體及/或硬體中實現，其中軟體可包括於數位信號處理器52之一內部記憶體(未展示)中。雖然DSP 52可包括用於兩個操作模式之軟體，使得可在操作期間設定所要模式，但當提供一個操作模式時，其當然係足夠的，此取決於所使用DSP之類型之能力。
如從圖16將明白，當前實施例使用兩個「中間」PWM模組(即，PWMa及PWMb)來獲取用於控制次級交錯電路及MOSFET S2之PWM2。應注意，根據本實施例之全部PWM模組在電流重設模式中操作。
如在前述內容中參考圖15論述般(即，基於藉由ZCD1判定之零電流點)產生PWM1。基於偵測之零電流點，比較器電路CMP1產生一脈衝以起動或重新起動(重設)用於信號PWM1之一PWM循環。對應於前述操作模式，自輸出端8及比較器53處之當前電壓VOUT及參考電壓VREF判定兩個MOSFET S1及S2之所要導通時間。如論述般，從前述PWM循環判定總PWM循環時間T。應注意，全部比較器電路CMPN係DSP之周邊設備。
關於PWM2之產生，自如藉由零電流感測器ZCD2判定之次級交錯電路之經判定零電流點及由比較器電路CMP2產生之一對應起動或重新起動脈衝產生中間PWMb信號。PWMb信號因此在經判定零電流點上起動一新循環且因此判定零電流點之瞬時。PWMb信號被提供至一進一步PWM模組用於產生PWMa。此PWM模組亦接收CMP1信號，以及經判定PWM循環時間T。使用對應於第一交錯電路之一零電流點之CMP1脈衝來起動或重新起動PWMa。PWMa以一作用時間循環(duty cycle)T/2(即，第一交錯電路之PWM循環時間的一半)程式化。使用PWMb在次級交錯電路之零電流點處截斷PWMa，如圖17之時序圖中展示。
PWMa信號被提供至DSP 52之一第四PWM模組以使用PWMa之一下降邊緣來觸發一PWMb循環之一起動或重新起動，從而提供PWM2至次級交錯電路之MOSFET S2。PWMb之導通時間被設定為對應於PWMa之導通時間。
在此實施例中，比較器CMP1及CMP2亦允許添加用於MOSFET S1及S2之切換之一控制延遲。鑑於考量特定言之MOSFET S1及S2之典型寄生電容，此一延遲可係有用的，鑑於在此情況中跨MOSFET S1及S2之寄生電容之電壓將透過MOSFET S1及S2放電，電感器之實際零時刻對於切換而言可能不理想。為抵消此損耗，可引入一延遲。基於寄生電容值來預定義延遲時間。典型延遲時間之範圍在100奈秒與400奈秒之間。應注意，鑑於在MOSFET S1及S2之切換中引入之相當小的延遲，經延遲切換點在本文中仍被視為零電流點。
圖18展示根據用於總計N個交錯電路ILCN之前述操作模式操作之一數位信號處理器92之一示意性方塊圖。當然，此情況中之數位信號處理器72包括對應數目個PWM驅動模組。
圖19以一示意性方塊圖展示一數位信號處理器102之一進一步實施例。如從圖可見，本發明實施例使用電壓VIN、VOUT及VREF來控制PWM操作，而無需一電流量測。相應地，本文中可省略電流感測器ZCDN，因此減小整體設置之成本及大小。
使用對應於VIN及VOUT之兩個電壓信號以及由數位信號處理器102之一內部記憶體(未展示)再次提供之一預定義電壓參考VO,REF，數位信號處理器102計算各PWM循環中之零電流點，即，電感器電流iLN分別達到零之時間點。
本發明實施例中之信號處理器102係dsPIC33系列類型之一數位信號處理器。
圖20展示圖19之實施例之一更詳細示意性方塊圖。
在各自比較器54及53處接收第一(對應於VIN)電壓信號及第二(對應於VOUT)電壓信號且隨後藉由各自比較器54及53對該等電壓信號進行取樣(參見圖19)。從記憶體40獲取預定義電壓參考VO,REF。
信號處理器102經組態以在PWM之作用時間循環低於50% 時(即，在VIN>VOUT/2至VIN,PEAK時)在T/2處對電壓信號取樣。此提供週期對應於輸入電壓之平均值。在此間隔期間發生大部分功率轉移。由於作用時間循環及頻率在此情況中為低，因此存在足夠時間用於計算下一零電流點及切換週期。
對於輸入電壓半波之剩餘部分，取樣頻率朝向零電流點變高且在取樣將在T/2完成之情況下不存在足夠時間用於計算。代替地，對於等於或高於50%之一作用時間循環，信號處理器9經組態以在接近循環之起點處(舉例而言在供切換暫態逐漸消失的20ns之一小延遲之後)對電壓信號取樣。由於輸入電壓相較於其峰值係小的，因此在起點及T/2取樣之值之間之差不顯著。
兩個電壓信號被提供至運算放大器41a、41b用於信號調節且接著被提供至類比轉數位(ADC)電路42a、42b。兩個ADC電路42a、42b將電壓信號轉換成數位資訊且為具一Vmin：0V及一Vmax：3.3V之12位元類型。
信號處理器102進一步包括用以提供總PWM循環時間T及導通時間TON至PWM模組PWMN的多個模組。如圖20之上部部分中展示，減法模組43及除法模組44提供
Figure 107127792-A0305-02-0027-6
至乘法模組45。圖20中展示之上部路徑係用於計算PWM週期值之一高頻執行路徑，在此實施例中以500kHz之一最大頻率操作。
在圖20之下部部分中，自VOUT(即，當前輸出電壓)及預定義電壓參考VO,REF計算PWM之導通時間TON。求和節點46比較當前輸出電壓VOUT與「設定點」VO,REF。所得誤差信號被提供至濾波器/補償器47，該濾波器/補償器47以一相對較低頻率(例如，10Hz)運行以移除通常存在 於輸出電壓VOUT中之二次諧波分量。
經濾波誤差信號被提供至限制器48。限制器48特定言之在一負載側短路情境中提供安全性。在輸出/負載側之一短路期間，MOSFET SN之導通時間趨向於變高。限制器48限制最大導通時間TON，及因此饋送至輸出端之最大功率。因此，安全地處置一短路情境。若輸入電壓及導通時間兩者皆在限制內，則不出現一過功率狀況。
乘法器45接收對應處理之誤差信號作為導通時間TON且對應地將
Figure 107127792-A0305-02-0028-7
×T ON 提供至延遲49且隨後提供至PWM模組PWM1作為總PWM週期時間T。基於通過一各自相移模組54之PWM週期時間T來計算剩餘PWM模組之相位。
TON亦被直接提供至PWM模組PWMN。使用T及TON，各PWM模組可將適當PWM時序設定施加於MOSFET SN之各自閘極GN。鑑於計算係基於VOUT及VIN，可靠地判定各PWM循環中之零電流點。
雖然已在圖式及前述描述中詳細圖解說明且描述本發明，但此圖解說明及描述應被認為係闡釋性或例示性且非限制性的；本發明不限於揭示之實施例。舉例而言，可在一實施例中操作本發明，其中：-代替電感器4或除電感器4以外，亦使用一電容器作為一能量儲存裝置；-一EMI(電磁干擾)濾波器經包含且經設計以傳遞較低頻率分量且削弱較高頻率分量；-濾波器/補償器47係一2P2Z或一PID控制器；及/或-代替包括一耦合電感器之電流感測器ZCDN，電流感測器ZCDN包括一CT或霍爾效應感測器，或用於電感器電流量測及/或二極體電流量測之 一感測電阻器。
自對圖式、揭示內容及隨附發明申請專利範圍之一研究，熟習此項技術者可在實踐所主張發明時理解並實現所揭示實施例之其他變動。在發明申請專利範圍中，字詞「包括」不排除其他元件或步驟，且不定冠詞「一」或「一個」不排除複數個。一單一處理器、模組或其他單元可實現發明申請專利範圍中敘述之數個項目之功能。
在互不相同的附屬發明申請專利範圍中敘述某些措施之純粹事實不指示無法有利地使用此等措施之一組合。發明申請專利範圍中之任何元件符號不應被解釋為限制範疇。
1:切換模式升壓轉換器電路
2:輸入端或輸入級
3:橋式整流器
7:輸出電容器
8:輸出端
11:負載
DN:返馳二極體
G1:閘極
G2:閘極
GN:閘極
ILC1:第一交錯電路
ILC2:次級交錯電路
ILCN:次級交錯電路
L1:電感器
L2:電感器
LN:電感器
RL:負載
S1:MOSFET切換裝置
S2:MOSFET切換裝置
SN:MOSFET切換裝置

Claims (28)

  1. 一種用於交錯切換邊界(interleaved switched boundary)模式電力轉換之電路配置，其至少包括：一輸入端，其用於從一電力供應器接收一交流輸入電壓；一輸出端，其用以提供一輸出電壓至一負載；一第一交錯電路(interleaved circuit)，其包括：一第一能量儲存裝置；及一第一可控制切換裝置；及一或多個次級交錯電路，各自(each)包括：一次級能量儲存裝置；及一次級可控制切換裝置，其中該輸出端經電連接至該第一交錯電路及/或該一或多個次級(second)交錯電路；該電路配置進一步包括一信號處理器，該信號處理器連接至該等可控制切換裝置；該信號處理器至少包括一第一切換循環控制器，其經組態用於該第一可控制切換裝置之循環零電流切換操作(cycled zero-current switching operation)；及一或多個次級切換循環控制器，其經組態用於該一或多個次級可控制切換裝置之循環零電流切換操作，其中該信號處理器經組態以在該交流輸入電壓低於一第一臨限電壓時停用(disable)該等交錯電路之一或多者，以縮減一零交越時間 (zero-crossing time)，且其中該信號處理器進一步經組態以控制該等可控制切換裝置之一導通時間週期(on-time period)及一切換循環時間之至少一者之一增益乘數(gain multiplier)，其中在停用該等交錯電路之一或多者之情況中，該增益乘數增大。
  2. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器進一步經組態以在該交流輸入電壓高於該第一臨限電壓時重新啟用該等交錯電路之一或多者。
  3. 如請求項1之電路配置，其中該增益乘數之該增大取決於停用之交錯電路之數目。
  4. 如請求項1之電路配置，其中該增益乘數之該增大對應於該電路配置中之交錯電路之總數與非停用交錯電路之數目的商。
  5. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器進一步經組態以控制該增益乘數，使得開環系統頻寬恆定。
  6. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器進一步經組態以在一給定切換循環中控制各非停用可控制切換裝置之一導通時間週期以彼此對應。
  7. 如請求項6之電路配置，其中該信號處理器進一步經組態以控制該等非停用可控制切換裝置之該等導通時間週期之間之相位，使得該等導通時 間週期分佈在該給定切換循環中以減少該輸入端處之一整體電流漣波。
  8. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器經組態以隨著該交流輸入電壓之一減小而停用增加數目個該等可控制切換裝置。
  9. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器經組態以改變在該交流輸入電壓之一半循環內停用哪些交錯電路以等化該等交錯電路之應力。
  10. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器經組態以改變在該交流輸入電壓之兩個隨後半循環中停用哪些交錯電路以等化該等交錯電路之應力。
  11. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器經組態成具有多個不同臨限電壓，其中該第一臨限電壓係該等臨限電壓之最高者且該多個臨限電壓之各其他臨限電壓係該多個臨限電壓之一另一臨限電壓的一半；且其中該信號處理器經組態以在該交流輸入電壓下降至低於該多個臨限電壓之一者時停用若干交錯電路。
  12. 如請求項11之電路配置，其中臨限電壓之數目取決於該電路配置之交錯電路之數目。
  13. 如請求項11之電路配置，其中臨限電壓之該數目對應於該電路配置之交錯電路之該數目之二進位對數。
  14. 如請求項1之電路配置，其中該電路配置之交錯電路之該數目係2的一冪。
  15. 如請求項11之電路配置，其中預定義該等臨限電壓之一或多者。
  16. 如請求項11之電路配置，其中基於該輸入電壓之一峰值位準來動態地判定臨限電壓之該數目。
  17. 如請求項1之電路配置，其中零電流切換期間之該信號處理器經組態以至少在該相關聯能量儲存裝置之一個零電流點處控制該等切換裝置。
  18. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器經組態以在該至少一個零電流點處控制該等切換裝置自一關斷狀態至一導通狀態。
  19. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器經組態以控制該等導通時間週期以在每個切換循環中彼此對應。
  20. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器經組態以在每個切換循環中控制該第一切換控制器與該一或多個次級切換控制器之該等導通時間週期之間之該等相位。
  21. 如請求項1之電路配置，其中各切換循環控制器經組態用於該相關聯 可控制切換裝置之PWM操作。
  22. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器包括一延遲模組，該延遲模組經組態使得該至少一個切換點延遲一預定延遲時間。
  23. 如請求項1之電路配置，其中該信號處理器進一步包括一限制器，該限制器經組態以提供最大導通時間資訊至一PWM模組。
  24. 如請求項1之電路配置，其中該電路配置係一升壓轉換器。
  25. 如請求項1之電路配置，其進一步包括用以整流一AC輸入電壓的一整流器電路。
  26. 一種用於如請求項1至25中任一項之電路配置中之信號處理器，其中：該信號處理器經組態以在該電路配置之一交流輸入電壓低於一第一臨限電壓時停用該第一可控制切換裝置及該第二可控制切換裝置之一或多者，且其中該信號處理器進一步經組態以控制該第一可控制切換裝置及該第一可控制切換裝置之至少一者之一導通時間週期及一切換循環時間之至少一者之一增益乘數，其中在停用該第一可控制切換裝置及該第二可控制切換裝置之一或多者之情況中，該增益乘數增大。
  27. 一種用於操作如請求項1至25中任一項之電路配置之交錯切換邊界模式電力轉換之方法。
  28. 一種機器可讀媒體，其包含經組態以導致一信號處理器執行如請求項27之方法之內容物。
TW107127792A 2017-08-09 2018-08-09 電路配置、信號處理器、用於操作電路配置之交錯切換邊界模式電力轉換之方法及機器可讀媒體 TWI788400B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201762543189P 2017-08-09 2017-08-09
US62/543,189 2017-08-09
US16/051,872 US10727735B2 (en) 2017-08-09 2018-08-01 Digital control of switched boundary mode interleaved power converter with reduced crossover distortion
US16/051,872 2018-08-01

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201924198A TW201924198A (zh) 2019-06-16
TWI788400B true TWI788400B (zh) 2023-01-01

Family

ID=65271915

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW107127792A TWI788400B (zh) 2017-08-09 2018-08-09 電路配置、信號處理器、用於操作電路配置之交錯切換邊界模式電力轉換之方法及機器可讀媒體

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10727735B2 (zh)
CN (1) CN110731045B (zh)
DE (1) DE112018004068T5 (zh)
TW (1) TWI788400B (zh)
WO (1) WO2019032501A1 (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11040632B2 (en) * 2018-06-04 2021-06-22 Ford Global Technologies, Llc Interleaved variable voltage converter
EP3796535A1 (en) * 2019-09-19 2021-03-24 BRUSA Elektronik AG Multiphase dc-dc converter and method for controlling a multiphase dc-dc converter
US11557961B2 (en) * 2020-01-20 2023-01-17 Astec International Limited Multi-phase interleaved power converters with improved current balancing
TWI746125B (zh) * 2020-08-24 2021-11-11 宏碁股份有限公司 可改善零交越失真之電源轉換器和相關功率因數校正電路
CN112701902B (zh) * 2020-12-03 2022-06-21 北京动力源科技股份有限公司 一种交错并联式BCM Boost PFC变换器的控制方法和装置
CN116683737B (zh) * 2023-08-04 2024-02-20 深圳市思远半导体有限公司 一种过零比较电路和开关电源

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110110134A1 (en) * 2009-11-12 2011-05-12 Polar Semiconductor, Inc. Saving energy mode (SEM) for an interleaved power factor correction (PFC) converter
TW201145797A (en) * 2010-06-11 2011-12-16 Univ Nat Taiwan Three-phase power conversion circuit and soft-switching circuit thereof
US8098505B1 (en) * 2009-07-20 2012-01-17 Fairchild Semiconductor Corporation Phase management for interleaved power factor correction
US20120092905A1 (en) * 2011-09-14 2012-04-19 Srighakollapu Nvs Kumar Method and systems for converting power
CN104917358A (zh) * 2014-03-12 2015-09-16 Det国际控股有限公司 占空比控制器

Family Cites Families (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100599239B1 (ko) 2001-11-29 2006-07-13 산켄덴키 가부시키가이샤 스위칭 전원 장치
US6448745B1 (en) 2002-01-08 2002-09-10 Dialog Semiconductor Gmbh Converter with inductor and digital controlled timing
CN100371844C (zh) * 2004-08-20 2008-02-27 清华大学 临界连续导电模式功率因数校正器并联交错运行方法
US7205752B2 (en) 2004-09-07 2007-04-17 Flextronics Ap, Llc Master-slave critical conduction mode power converter
US7812576B2 (en) 2004-09-24 2010-10-12 Marvell World Trade Ltd. Power factor control systems and methods
CN101282079B (zh) 2007-04-05 2011-06-01 昂宝电子（上海）有限公司 用于功率控制器的系统和方法
KR101411000B1 (ko) 2008-02-20 2014-06-24 페어차일드코리아반도체 주식회사 컨버터 및 그 구동방법
US7884588B2 (en) 2008-04-10 2011-02-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control method and device for a system of interleaved converters using a designated master converter
US7933132B2 (en) 2008-04-29 2011-04-26 Fairchild Semiconductor Corporation Synchronizing frequency and phase of multiple variable frequency power converters
JP5402268B2 (ja) 2008-10-16 2014-01-29 富士電機株式会社 インターリーブ制御電源装置、該電源装置の制御回路および制御方法
JP5277952B2 (ja) 2008-12-25 2013-08-28 富士電機株式会社 スイッチング電源回路
JP5310172B2 (ja) * 2009-03-24 2013-10-09 サンケン電気株式会社 インターリーブコンバータ
US8406021B2 (en) 2009-08-10 2013-03-26 Emerson Climate Technologies, Inc. System and method for reducing line current distortion
US8363434B2 (en) 2009-12-22 2013-01-29 Logah Technology Corp. Interleaved bridgeless power factor corrector and controlling method thereof
EP2673871B1 (en) 2011-02-10 2015-11-04 PAI Capital LLC Digital phase adjustment for multi-phase power converters
US8681519B2 (en) * 2011-03-04 2014-03-25 Astec International Limited Variable input voltage PFC circuits, systems and power supplies with phase shifted power rails
US8912775B2 (en) 2011-04-12 2014-12-16 Infineon Technologies Ag Power factor correction circuit having multiple switched-mode converter circuits
US9190900B2 (en) 2012-10-15 2015-11-17 Infineon Technologies Ag Active power factor corrector circuit
US9240712B2 (en) 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter
KR101434057B1 (ko) 2012-12-21 2014-08-27 삼성전기주식회사 위상 변환 회로 및 그를 포함하는 역률 보상 회로
TWI497886B (zh) * 2013-05-10 2015-08-21 Univ Nat Taiwan 用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置及其控制方法
JP2014239620A (ja) 2013-06-10 2014-12-18 ソニー株式会社 スイッチング電源装置、スイッチング電源制御方法および電子機器
US9479047B2 (en) 2013-11-27 2016-10-25 Infineon Technologies Austria Ag System and method for controlling a power supply with a feed forward controller
US20160105096A1 (en) 2014-10-13 2016-04-14 Metal Industries Research & Development Centre Power factor correction controller and power supply apparatus using the same
CN107432063B (zh) 2015-03-09 2019-09-27 飞利浦照明控股有限公司 Led驱动器
CN205792228U (zh) 2015-03-17 2016-12-07 意法半导体股份有限公司 用于控制开关调节器的控制设备和电气装置
CN106385176B (zh) 2016-10-19 2019-01-29 杰华特微电子（杭州）有限公司 开关电源及其控制电路和控制方法
US9973089B1 (en) 2017-04-20 2018-05-15 Sanken Electric Co., Ltd. Interleaved DC-DC converter and semiconductor device having interleaved DC-DC converter
US10491131B2 (en) 2017-08-09 2019-11-26 Microchip Technology Limited Digital control of switched boundary mode power converter without current sensor

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8098505B1 (en) * 2009-07-20 2012-01-17 Fairchild Semiconductor Corporation Phase management for interleaved power factor correction
US20110110134A1 (en) * 2009-11-12 2011-05-12 Polar Semiconductor, Inc. Saving energy mode (SEM) for an interleaved power factor correction (PFC) converter
TW201145797A (en) * 2010-06-11 2011-12-16 Univ Nat Taiwan Three-phase power conversion circuit and soft-switching circuit thereof
US20120092905A1 (en) * 2011-09-14 2012-04-19 Srighakollapu Nvs Kumar Method and systems for converting power
CN104917358A (zh) * 2014-03-12 2015-09-16 Det国际控股有限公司 占空比控制器

Also Published As

Publication number Publication date
US10727735B2 (en) 2020-07-28
CN110731045B (zh) 2021-11-09
WO2019032501A1 (en) 2019-02-14
US20190052168A1 (en) 2019-02-14
DE112018004068T5 (de) 2020-04-23
CN110731045A (zh) 2020-01-24
TW201924198A (zh) 2019-06-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI788400B (zh) 電路配置、信號處理器、用於操作電路配置之交錯切換邊界模式電力轉換之方法及機器可讀媒體
CN110731044B (zh) 切换边界模式交错功率转换器的数字控制
CN110741543B (zh) 在没有电流传感器的情况下对开关式边界模式功率转换器进行数字控制
CN111033992B (zh) 用于恒定交叉频率的开关边界模式pfc功率转换器的数字控制
CN105052245B (zh) Led驱动电路
US10498257B2 (en) Switching power converters controlled with control signals having variable on-times
KR20140075531A (ko) 역률 보정 회로
Zhou et al. Dynamic freewheeling control for SIDO buck converter with fast transient performance, minimized cross-regulation, and high efficiency
AU2015417472B2 (en) Welding power supply with extended voltage characteristic
CN112134458A (zh) 开关式并联调节器电路
US20140119079A1 (en) Power factor correction circuit and power supply device including the same
JP6599024B2 (ja) 力率補償電源装置およびｌｅｄ照明装置
Chen et al. A new phase shedding scheme for improved transient behavior of interleaved Boost PFC converters
US20130135910A1 (en) Power factor correction apparatus, dc/dc converter, and power supplying apparatus
Suzdalenko et al. Transitional Average Current Sensorless Control during Peak-to-Peak Value Changes
JP2015228760A (ja) スイッチング電源装置
KR20200003708A (ko) 인터리빙방식의 영전압 스위칭 토템플 역률 보정 컨버터
JP7305068B2 (ja) 電力変換装置
WO2023060396A1 (en) Conduction mode switching for switching mode power supply
JP2020096398A (ja) 力率補償電源装置およびｌｅｄ照明装置
CN117728686A (zh) 移相全桥变换器和功率占比调控方法
JP2022030037A (ja) スイッチング電源装置
CN117595645A (zh) 操作整流器电路的方法、pfc控制电路及功率转换器电路
JP2011135673A (ja) 電力変換装置の制御方法
KR20170059025A (ko) 인터리브 pfc 제어방법 및 시스템