TWI777622B - 開關電容電路及電容式數位類比轉換器 - Google Patents

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Abstract

一種開關電容電路，包含有一輸出電容、一第一傳輸開關器、一第一參考電壓產生器、一第二傳輸開關器、一第二參考電壓產生器及一電荷補償電路。該輸出電容的一第一端耦接於該開關電容電路的一輸出端；該輸出電容的一第二端耦接於一參考節點。該第一傳輸開關器耦接於該參考節點。該第一參考電壓產生器耦接於該第一傳輸開關器。該第二傳輸開關器耦接於該參考節點。該第二參考電壓產生器耦接於該第二傳輸開關器。該電荷補償電路耦接於該參考節點。

Description

開關電容電路及電容式數位類比轉換器
本發明係指一種開關電容電路(switched capacitor circuit)，尤指一種具有電荷補償方案的開關電容電路。
開關電容電路(switched capacitor circuit)普遍應用於各式各樣的電路系統，可用來產生切換的輸出電壓。藉由控制開關電容電路中的開關器開啟或關閉，可透過開關電容電路之輸出電容將不同輸入電壓耦合至輸出端，使輸出電壓在不同電壓準位之間切換。一般來說，每一輸入電壓可透過一參考電壓產生器提供，參考電壓產生器可供應電荷以對輸出電容進行充電或放電，進而驅動輸出電壓切換。因此，參考電壓產生器的輸出能力可決定電壓切換的穩定速率。為了降低輸出電壓的穩定時間，參考電壓產生器需具備足夠的輸出能力。然而，較大的輸出能力往往伴隨著更多的耗電。因此，輸出能力需求以及耗電問題將成為參考電壓產生器設計上的限制。
因此，本發明之主要目的即在於提供一種具有電荷補償方案的開關電容電路(switched capacitor circuit)，其可設置一電荷補償電路來供應電荷，以對輸出電容進行充電或放電。如此一來，開關電容電路的穩定速率可獲得改善， 同時，參考電壓產生器之輸出能力上的負擔也隨之而減少，進而降低參考電壓產生器的設計困難度。
本發明之一實施例揭露一種開關電容電路，其包含有一輸出電容、一第一傳輸開關器、一第一參考電壓產生器、一第二傳輸開關器、一第二參考電壓產生器及一電荷補償電路。該輸出電容包含有一第一端及一第二端，其中，該第一端耦接於該開關電容電路的一輸出端，該第二端耦接於一參考節點。該第一傳輸開關器耦接於該參考節點。該第一參考電壓產生器耦接於該第一傳輸開關器。該第二傳輸開關器耦接於該參考節點。該第二參考電壓產生器耦接於該第二傳輸開關器。該電荷補償電路耦接於該參考節點。
本發明之另一實施例揭露一種電容式數位類比轉換器(Capacitive Digital-to-Analog Converter，Capacitive DAC)，其包含有複數個開關電容電路，其中每一開關電容電路包含有一輸出電容、一第一傳輸開關器、一第二傳輸開關器及一電荷補償電路。該輸出電容包含有一第一端及一第二端，其中，該第一端耦接於該電容式數位類比轉換器的一輸出端，該第二端耦接於一參考節點。該第一傳輸開關器耦接於該參考節點及一第一參考電壓產生器之間。該第二傳輸開關器耦接於該參考節點及一第二參考電壓產生器之間。該電荷補償電路耦接於該參考節點。
10,30:開關電容電路
100:負載電路
CA,CAN~CA0:輸出電容
SA,SB,SNA~S0A,SNB~S0B:傳輸開關器
BUFA,BUFB:參考電壓產生器
VOUT:輸出電壓
NR:參考節點
VA,VB:電壓
QR,QA,QC:電荷量
TA,TB,TC,TD:時間點
300:電荷補償電路
VDD,VSS:供應電壓
CB:補償電容
S1,S2,S3:補償開關器
I1,I2:電流源
1600,1700:電容式數位類比轉換器
SRESET:重置開關器
VRESET:重置電壓
第1圖為一般開關電容電路之示意圖。
第2圖為開關電容電路操作的波形圖範例。
第3及4圖為本發明實施例一開關電容電路之示意圖。
第5及6圖為本發明實施例具有電荷補償電路的開關電容電路的一種實施方式之示意圖。
第7圖為第5及6圖中的開關電容電路操作的波形圖範例。
第8及9圖為本發明實施例具有電荷補償電路的開關電容電路的另一種實施方式之示意圖。
第10圖為第8及9圖中的開關電容電路操作的波形圖範例。
第11及12圖為本發明實施例具有電荷補償電路的開關電容電路的又一種實施方式之示意圖。
第13圖為第11及12圖中的開關電容電路操作的波形圖範例。
第14及15圖為本發明實施例具有電荷補償電路的開關電容電路的再一種實施方式之示意圖。
第16圖為一般電容式數位類比轉換器之示意圖。
第17圖為本發明實施例一電容式數位類比轉換器之示意圖。
請參考第1圖，第1圖為一般開關電容電路10之示意圖。如第1圖所示，開關電容電路10包含有一輸出電容CA、傳輸開關器SA及SB、以及參考電壓產生器BUFA及BUFB。為方便說明，第1圖另繪示一負載電路100，負載電路100可包含在開關電容電路10中或獨立於開關電容電路10。一般來說，負載電路100泛指任何可藉由接收開關電容電路10的輸出切換電壓來進行運作的電路裝置或模組。
在開關電容電路10中，輸出電容CA係用來提供一輸出電壓VOUT予負 載電路100以實現各種應用。詳細來說，輸出電容CA的第一端耦接於開關電容電路10的輸出端，輸出電容CA的第二端耦接於一參考節點NR。傳輸開關器SA及SB分別透過參考節點NR耦接至輸出電容CA，傳輸開關器SA及SB的另一端則分別耦接至參考電壓產生器BUFA及BUFB。傳輸開關器SA及SB可透過傳輸閘(transmission gate)、電晶體、或任何電路元件或模組來實現。每一參考電壓產生器BUFA及BUFB皆可透過以緩衝器方式連接的運算放大器來實現，其中，運算放大器可用來提供輸出能力(或稱為驅動能力)以輸出一特定電壓。在此例中，參考電壓產生器BUFA及傳輸開關器SA可用來輸出一電壓VA，參考電壓產生器BUFB及傳輸開關器SB可用來輸出一電壓VB。
第2圖為開關電容電路10操作的波形圖範例，其繪示用於傳輸開關器SA及SB之控制訊號的波形。為了使輸出電容CA的第一端輸出切換的輸出電壓VOUT，可控制輸出電容CA的第二端透過參考節點NR交替接收電壓VA及VB。藉由開關器SA及SB的控制，參考節點NR可從電壓VA切換至電壓VB或從電壓VB切換至電壓VA。在切換操作期間，參考電壓產生器BUFA及BUFB即可用來對參考節點NR進行充電或放電，以充放儲存於輸出電容CA的電荷。
如第2圖所示，用於傳輸開關器SA及SB的控制訊號為互補的訊號，可確保參考節點NR在每一時間點上均可接收到電壓VA及VB之其中一者。在此例中，控制訊號位於高準位可開啟(導通)對應的開關器，位於低準位可關閉(斷開)對應的開關器。在時間點TA上，開關器SA關閉而開關器SB開啟，使得參考節點NR接收電壓VB。接著，在時間點TB上，開關器SA開啟而開關器SB關閉，使得參考節點NR接收電壓VA。假設電壓VA高於電壓VB，當參考節點NR從較低的電壓VB切換至較高的電壓VA時(如從TA到TB)，用來對輸出電容CA充電的電荷可 完全由參考電壓產生器BUFA提供。舉例來說，若參考電壓產生器BUFA所提供的電荷量為QR，且驅動參考節點NR從電壓VB上升至電壓VA所需的電荷量為QA，則電荷量QR相等於QA(即QR=QA)。
從時間點TB到時間點TC的期間，開關器SA及SB的狀態無任何改變，亦即，輸出電容CA的第二端及參考節點NR皆維持在電壓VA，無須進行充電或放電之運作。
在時間點TC上，開關器SA開啟而開關器SB關閉，使得參考節點NR接收電壓VA。接著，在時間點TD上，開關器SA關閉而開關器SB開啟，使得參考節點NR接收電壓VB。當參考節點NR從較高的電壓VA切換至較低的電壓VB時(如從TC到TD)，來自輸出電容CA的電荷可完全透過參考電壓產生器BUFB釋放。舉例來說，若透過參考電壓產生器BUFB釋放的電荷量為QR，且驅動參考節點NR從電壓VA下降至電壓VB所需的電荷量為QA，則電荷量QR相等於QA(即QR=QA)。
在時間點TA到TB和時間點TC到TD的切換過程中，參考電壓產生器BUFA可供應所需的電荷至輸出電容CA，而參考電壓產生器BUFB可從輸出電容CA釋放額外的電荷。為了實現輸出電壓VOUT的快速切換，應加速對輸出電容CA進行充電及放電。因此，參考電壓產生器BUFA及BUFB須具備更強大的輸出能力，使得參考節點NR的電壓在切換過程中能夠更快速達到穩態。然而，參考電壓產生器BUFA及BUFB的強大輸出能力往往伴隨著較大的電流消耗和較高的電力需求，且存在設計上的難度。
請參考第3及4圖，第3及4圖為本發明實施例一開關電容電路30之示 意圖。如第3及4圖所示，開關電容電路30之電路結構類似於第1圖所示的開關電容電路10之電路結構，故功能相似的訊號或元件皆以相同符號表示。開關電容電路30與開關電容電路10之間的差異在於，開關電容電路30另包含有一電荷補償電路300。電荷補償電路300耦接於參考節點NR，可用來供應部分電荷予輸出電容CA或從輸出電容CA釋放部分電荷，以降低參考電壓產生器BUFA及BUFB的負擔。電荷補償電路300的運作可根據參考節點NR上的電壓變化來進行。詳細來說，若參考節點NR欲從較低的電壓(如VB)切換至較高的電壓(如VA)時，電荷補償電路300可對輸出電容CA進行充電並驅動參考節點NR的電壓上升；若參考節點NR欲從較高的電壓(如VA)切換至較低的電壓(如VB)時，電荷補償電路300可對輸出電容CA進行放電並驅動參考節點NR的電壓下降。
在一實施例中，電荷補償電路300可耦接至一第一電源供應節點，用來接收一第一供應電壓VDD，第一供應電壓VDD可以是電路系統的正供應電壓。電荷補償電路300亦可耦接至一第二電源供應節點，用來接收一第二供應電壓VSS，第二供應電壓VSS可以是電路系統的負供應電壓或接地電壓。一般來說，第一供應電壓VDD可以是電路系統中準位最高的電壓，第二供應電壓VSS可以是電路系統中準位最低的電壓。供應電壓VDD及VSS通常是由電路系統中最強力的電壓源提供，具有快速產生或吸收電荷的能力，因此，其較佳地可用於快速驅動開關電容電路30進行輸出電壓VOUT的切換。
第3圖繪示電荷補償電路300的充電操作。當參考節點NR欲從較低的電壓VB切換至較高的電壓VA時(如第2圖所示的TA到TB)，可在用來提供第一供應電壓VDD的第一電源供應節點與參考節點NR之間形成一充電路徑，因此，電荷補償電路300可藉由接收來自於第一電源供應節點的電荷來對輸出電容CA進行 充電。在此例中，來自於第一電源供應節點的電荷量為QC，由於驅動參考節點NR從電壓VB上升至電壓VA所需的電荷量為QA，因此，參考電壓產生器BUFA用來對輸出電容CA進行充電所需的總電荷量QR可下降至QA減QC(即QR=QA-QC)。
第4圖繪示電荷補償電路300的放電操作。當參考節點NR欲從較高的電壓VA切換至較低的電壓VB時(如第2圖所示的TC到TD)，可在用來提供第二供應電壓VSS的第二電源供應節點與參考節點NR之間形成一放電路徑，因此，電荷補償電路300可藉由釋放電荷至第二電源供應節點來對輸出電容CA進行放電。同樣地，釋放至第二電源供應節點的電荷量為QC，由於驅動參考節點NR從電壓VA下降至電壓VB所需的電荷量為QA，因此，參考電壓產生器BUFB用來對輸出電容CA進行放電所需的總電荷量QR可下降至QA減QC(即QR=QA-QC)。
在此情況下，可減少參考電壓產生器BUFA及BUFB處理的電荷量，進而降低參考電壓產生器BUFA及BUFB對輸出能力的需求。由於電荷補償電路300能夠提供用於輸出電容CA的部分電荷，因此，在參考電壓產生器BUFA及BUFB相同的輸出能力之下，可減少輸出電壓VOUT的穩定時間。如此一來，開關電容電路30的操作速率可獲得提升。
請參考第5及6圖，第5及6圖為本發明實施例具有電荷補償電路300的開關電容電路30的一種實施方式之示意圖。如第5及6圖所示，電荷補償電路300可包含一補償電容CB及二補償開關器S1及S2。補償電容CB的第一端耦接於參考節點NR，補償電容CB的第二端耦接於補償開關器S1及S2。補償開關器S1另耦接至第一電源供應節點，用來接收第一供應電壓VDD；補償開關器S2另耦接至第二電源供應節點，用來接收第二供應電壓VSS。
第7圖為第5及6圖中的開關電容電路30操作的波形圖範例，其繪示用於傳輸開關器SA及SB以及補償開關器S1及S2之控制訊號的波形，其中，控制訊號位於高準位可開啟(導通)對應的開關器，位於低準位可關閉(斷開)對應的開關器。傳輸開關器SA及SB的詳細操作方式類似於上述開關電容電路10中的傳輸開關器SA及SB，在此不贅述。用於補償開關器S1及S2的控制訊號為互補的訊號，可確保補償電容CB在每一時間點上均可接收到供應電壓VDD及VSS之其中一者。在此例中，補償開關器S1的控制訊號與傳輸開關器SA的控制訊號相同，因此，當傳輸開關器SA開啟且參考節點NR從參考電壓產生器BUFA接收電壓VA時，補償開關器S1亦開啟，使補償電容CB可接收第一供應電壓VDD。同樣地，補償開關器S2的控制訊號與傳輸開關器SB的控制訊號相同，因此，當傳輸開關器SB開啟且參考節點NR從參考電壓產生器BUFB接收電壓VB時，補償開關器S2亦開啟，使補償電容CB可接收第二供應電壓VSS。
請繼續參考第7圖搭配第5圖所示，第5圖繪示電荷補償電路300的充電操作。在時間點TA上，開關器S1關閉而開關器S2開啟，使得補償電容CB的第二端耦接至第二電源供應節點以接收第二供應電壓VSS。接著，在時間點TB上，開關器S1開啟而開關器S2關閉，使得補償電容CB的第二端耦接至第一電源供應節點以接收第一供應電壓VDD。因此，從時間點TA到TB的期間，參考節點NR從電壓VB切換至電壓VA，同時補償電容CB的第二端從第二供應電壓VSS切換至第一供應電壓VDD，補償電容CB端提升的電壓準位可提供電荷以驅動參考節點NR的電壓上升。
在此情況下，電荷補償電路300可藉由補償電容CB的耦合來供應電荷 (即QC)給輸出電容CA，其餘電荷再從參考電壓產生器BUFA接收。因此，參考電壓產生器BUFA所需供應的電荷量(即QR)可減少為用來驅動輸出電容CA所需要的總電荷量(即QA)扣除來自於電荷補償電路300的補償電荷，亦即QR=QA-QC。如此一來，參考電壓產生器BUFA無須具備更大的輸出能力，可降低參考電壓產生器BUFA的耗電。同時，由於電荷補償電路300的強大輸出能力，開關電容電路30的電壓穩定速率可獲得改善。
在此例中，補償電容CB第二端的電壓係從第二供應電壓VSS上升至第一供應電壓VDD。根據電容公式Q=C×△V，透過補償電容CB耦合的電荷(Q)等於補償電容CB的電容值(C)乘上補償電容CB所接收的電壓差(△V)。因此，基於補償電容CB的電容值及/或電壓變化，能有效控制補償電容CB所供應的電荷量大小。舉例來說，電荷補償電路300所供應的電荷量QC可設定為接近於驅動輸出電容CA所需要的總電荷量，使得參考電壓產生器BUFA的負載降到最小。在另一實施例中，第一供應電壓VDD及/或第二供應電壓VSS可由一特定電壓產生器提供，其具有一預設電壓，用以控制電荷補償電路300輸出適當的電荷量至輸出電容CA。在此情況下，第一供應電壓VDD及/或第二供應電壓VSS不需要是電路系統中的最高或最低電壓準位。
請繼續參考第7圖搭配第6圖所示，第6圖繪示電荷補償電路300的放電操作。在時間點TC上，開關器S1開啟而開關器S2關閉，使得補償電容CB的第二端耦接至第一電源供應節點以接收第一供應電壓VDD。接著，在時間點TD上，開關器S1關閉而開關器S2開啟，使得補償電容CB的第二端耦接至第二電源供應節點以接收第二供應電壓VSS。因此，從時間點TC到TD的期間，參考節點NR從電壓VA切換至電壓VB，同時補償電容CB的第二端從第一供應電壓VDD切換至第二供 應電壓VSS，補償電容CB端下降的電壓準位可釋放電荷以驅動參考節點NR的電壓下降。
在此情況下，電荷補償電路300可藉由補償電容CB的耦合而從輸出電容CA吸收電荷(即QC)，其餘電荷再透過參考電壓產生器BUFB釋放。因此，需透過參考電壓產生器BUFB釋放的電荷量(即QR)可減少為用來驅動輸出電容CA所需要的總電荷量(即QA)扣除電荷補償電路300所吸收的補償電荷，亦即QR=QA-QC。如此一來，參考電壓產生器BUFB無須具備更大的輸出能力，可降低參考電壓產生器BUFB的耗電。同時，由於電荷補償電路300的強大輸出能力，開關電容電路30的電壓穩定速率可獲得改善。
請參考第8及9圖，第8及9圖為本發明實施例具有電荷補償電路300的開關電容電路30的另一種實施方式之示意圖。如第8及9圖所示，除了補償電容CB和補償開關器S1及S2以外，電荷補償電路300另包含有一補償開關器S3，其耦接於參考節點NR及補償電容CB之間。在此例中，關於補償電容CB和補償開關器S1及S2以及其電荷流的實施方式類似於第5及6圖的實施例，故在此不贅述。
第10圖為第8及9圖中的開關電容電路30操作的波形圖範例，其繪示用於傳輸開關器SA及SB以及補償開關器S1、S2及S3之控制訊號的波形，其中，控制訊號位於高準位可開啟(導通)對應的開關器，位於低準位可關閉(斷開)對應的開關器。傳輸開關器SA及SB以及補償開關器S1及S2的詳細操作方式類似於上述開關電容電路中的相對應開關器，在此不贅述。
如第10圖所示，補償開關器S3係在參考節點NR上的電壓切換時開啟 以連接補償電容CB與輸出電容CA，此時，傳輸開關器SA及SB以及補償開關器S1及S2皆發生轉態，且參考節點NR的電壓係從VB切換至VA或從VA切換至VB。在補償開關器S3開啟的情況下，輸出電容CA所需的電荷可透過補償電容CB耦合。另外，在該些開關器不進行轉態且參考節點NR的電壓維持恆定的期間內，可關閉補償開關器S3。
如上所述，電荷補償電路300的電荷可透過第一供應電壓VDD提供並且釋放至第二供應電壓VSS。供應電壓VDD及VSS通常來自於電路系統的全域電壓源，此全域電壓源係用來供應電壓給整個電路系統，因而經常存在難以忽略的電源雜訊。為了避免電源雜訊透過補償電容CB的耦合而干擾參考節點NR的電壓，較佳地，可設置一開關器以隔離全域電壓源上的電源雜訊。因此，補償開關器S3可在參考節點NR的電壓與開關電容電路30的輸出電壓維持恆定的時間內關閉，進而改善電壓的穩定性。
請參考第11及12圖，第11及12圖為本發明實施例具有電荷補償電路300的開關電容電路30的又一種實施方式之示意圖。如第11及12圖所示，電荷補償電路300可包含二補償開關器S1及S2。補償開關器S1耦接於參考節點NR與第一電源供應節點之間，用來接收第一供應電壓VDD，補償開關器S2耦接於參考節點NR與第二電源供應節點之間，用來接收第二供應電壓VSS。
第13圖為第11及12圖中的開關電容電路30操作的波形圖範例，其繪示用於傳輸開關器SA及SB以及補償開關器S1及S2之控制訊號的波形，其中，控制訊號位於高準位可開啟(導通)對應的開關器，位於低準位可關閉(斷開)對應的開關器。傳輸開關器SA及SB的詳細操作方式類似於上述開關電容電路10中 的傳輸開關器SA及SB，在此不贅述。
請繼續參考第13圖搭配第11圖所示，第11圖繪示電荷補償電路300的充電操作。在時間點TA上，開關器SA關閉而開關器SB開啟，使得參考節點NR的電壓等於VB。在時間點TB上，開關器SA開啟而開關器SB關閉，使得參考節點NR的電壓等於VA。從時間點TA到TB的期間，參考節點NR從較低的電壓VB切換至較高的電壓VA，此時補償開關器S1開啟一小段時間，且同時傳輸開關器SA及SB皆關閉，在此情形下，輸出電容CA可從第一電源供應節點接收電荷，使參考節點NR可充電至第一供應電壓VDD。接著，在時間點TB上，開關器SA開啟而開關器S1關閉，參考節點NR耦接至參考電壓產生器BUFA以接收電壓VA。
在此情況下，電荷補償電路300可供應電荷(即QC)予輸出電容CA，使參考節點NR充電至第一供應電壓VDD。假設第一供應電壓VDD高於電壓VA，參考電壓產生器BUFA需釋放輸出電容CA的電荷，以驅動參考節點NR從第一供應電壓VDD下降至電壓VA，所釋放的電荷量等於QR，因此，需透過參考電壓產生器BUFA釋放的電荷量等於電荷補償電路300所供應的補償電荷扣除用來驅動參考節點NR從電壓VB到電壓VA所需要的總電荷量(即QA)，亦即QR=QC-QA。若電壓VA接近於第一供應電壓VDD時(意即電荷量QA接近於QC)，參考電壓產生器BUFA無須具備更大的輸出能力，可降低參考電壓產生器BUFA的耗電。同時，由於電荷補償電路300的強大輸出能力，開關電容電路30的電壓穩定速率可獲得改善。
在另一實施例中，若時間點TA及TB之間補償開關器S1開啟的脈衝長度更短，使參考節點NR在補償開關器S1關閉後電壓低於電壓VA時，電荷補償電路300僅能夠供應部分電荷予輸出電容CA，其餘電荷再透過參考電壓產生器 BUFA提供，使參考節點NR到達其目標電壓VA。透過這樣的方式，亦可降低參考電壓產生器BUFA的輸出能力需求，進而降低參考電壓產生器BUFA的耗電。同時，開關電容電路30的電壓穩定速率仍可獲得改善。
請繼續參考第13圖搭配第12圖所示，第12圖繪示電荷補償電路300的放電操作。在時間點TC上，開關器SA開啟而開關器SB關閉，使得參考節點NR的電壓等於VA。在時間點TD上，開關器SA關閉而開關器SB開啟，使得參考節點NR的電壓等於VB。從時間點TC到TD的期間，參考節點NR從較高的電壓VA切換至較低的電壓VB，此時補償開關器S2開啟一小段時間，且同時傳輸開關器SA及SB皆關閉，在此情形下，輸出電容CA上的電荷可釋放至第二電源供應節點，使參考節點NR可放電至第二供應電壓VSS。接著，在時間點TD上，開關器SB開啟而開關器S2關閉，參考節點NR耦接至參考電壓產生器BUFB以接收電壓VB。
在此情況下，電荷補償電路300可釋放輸出電容CA的電荷(即QC)，使參考節點NR放電至第二供應電壓VSS。假設第二供應電壓VSS低於電壓VB，參考電壓產生器BUFB需供應電荷至輸出電容CA，以驅動參考節點NR從第二供應電壓VSS上升至電壓VB，所供應的電荷量等於QR。因此，需透過參考電壓產生器BUFB供應的電荷量等於透過電荷補償電路300釋放的補償電荷扣除用來驅動參考節點NR從電壓VA到電壓VB所需要的總電荷量(即QA)，亦即QR=QC-QA。若電壓VB接近於第二供應電壓VSS時(意即電荷量QA接近於QC)，參考電壓產生器BUFB無須具備更大的輸出能力，可降低參考電壓產生器BUFB的耗電。同時，由於電荷補償電路300的強大輸出能力，開關電容電路30的電壓穩定速率可獲得改善。
在另一實施例中，若時間點TC及TD之間補償開關器S2開啟的脈衝長度更短，使參考節點NR在補償開關器S2關閉後電壓高於電壓VB時，電荷補償電路300僅能夠從輸出電容CA釋放部分電荷，其餘電荷再透過參考電壓產生器BUFB釋放，使參考節點NR到達其目標電壓VB。透過這樣的方式，亦可降低參考電壓產生器BUFB的輸出能力需求，進而降低參考電壓產生器BUFB的耗電。同時，開關電容電路30的電壓穩定速率仍可獲得改善。
請參考第14及15圖，第14及15圖為本發明實施例具有電荷補償電路300的開關電容電路30的再一種實施方式之示意圖。如第14及15圖所示，電荷補償電路300可包含二補償開關器S1及S2以及二電流源I1及I2。補償開關器S1及S2耦接於參考節點NR，電流源I1耦接於補償開關器S1及第一電源供應節點之間，電流源I2耦接於補償開關器S2及第二電源供應節點之間。
關於第14及15圖中開關電容電路30操作的波形類似於第13圖的波形圖，其繪示用於傳輸開關器SA及SB以及補償開關器S1及S2之控制訊號的波形。傳輸開關器SA及SB的詳細操作方式類似於上述開關電容電路10中的傳輸開關器SA及SB，在此不贅述。
請繼續參考第13圖搭配第14圖所示，第14圖繪示電荷補償電路300的充電操作。在時間點TA上，開關器SA關閉而開關器SB開啟，使得參考節點NR的電壓等於VB。在時間點TB上，開關器SA開啟而開關器SB關閉，使得參考節點NR的電壓等於VA。從時間點TA到TB的期間，參考節點NR從較低的電壓VB切換至較高的電壓VA，此時補償開關器S1開啟一小段時間，且同時傳輸開關器SA及SB皆關閉，在此情形下，輸出電容CA可從電流源I1接收電荷，所接收的電荷量可根據 補償開關器S1開啟的脈衝長度而定。接著，在時間點TB上，開關器SA開啟而開關器S1關閉，參考節點NR耦接至參考電壓產生器BUFA以接收電壓VA。此時可藉由關閉開關器S1來斷開電流源I1，以避免額外的電流消耗。
在此情況下，電荷補償電路300可透過電流源I1對輸出電容CA進行充電，以供應電荷(即QC)予輸出電容CA，其餘電荷再從參考電壓產生器BUFA接收。因此，參考電壓產生器BUFA所需供應的電荷量(即QR)可減少為用來驅動輸出電容CA所需的總電荷量(即QA)扣除來自於電荷補償電路300的補償電荷，亦即QR=QA-QC。如此一來，參考電壓產生器BUFA無須具備更大的輸出能力，可降低參考電壓產生器BUFA的耗電。同時，由於電荷補償電路300的強大輸出能力，開關電容電路30的電壓穩定速率可獲得改善。
請繼續參考第13圖搭配第15圖所示，第15圖繪示電荷補償電路300的放電操作。在時間點TC上，開關器SA開啟而開關器SB關閉，使得參考節點NR的電壓等於VA。在時間點TD上，開關器SA關閉而開關器SB開啟，使得參考節點NR的電壓等於VB。從時間點TC到TD的期間，參考節點NR從較高的電壓VA切換至較低的電壓VB，此時補償開關器S2開啟一小段時間，且同時傳輸開關器SA及SB皆關閉，在此情形下，輸出電容CA上的電荷可透過電流源I2釋放，所釋放的電荷量可根據補償開關器S2開啟的脈衝長度而定。接著，在時間點TD上，開關器SB開啟而開關器S2關閉，參考節點NR耦接至參考電壓產生器BUFB以接收電壓VB。此時可藉由關閉開關器S2來斷開電流源I2，以避免額外的電流消耗。
在此情況下，電荷補償電路300可透過電流源I2對輸出電容CA進行放電，以從輸出電容CA吸收電荷(即QC)，其餘電荷再透過參考電壓產生器BUFB 釋放。因此，需透過參考電壓產生器BUFB釋放的電荷量(即QR)可減少為用來驅動輸出電容CA所需要的總電荷量(即QA)扣除電荷補償電路300所吸收的補償電荷，亦即QR=QA-QC。如此一來，參考電壓產生器BUFB無須具備更大的輸出能力，可降低參考電壓產生器BUFB的耗電。同時，由於電荷補償電路300的強大輸出能力，開關電容電路30的電壓穩定速率可獲得改善。
請參考第16圖，第16圖為一般電容式數位類比轉換器(Capacitive Digital-to-Analog Converter，Capacitive DAC)1600之示意圖。如第16圖所示，電容式數位類比轉換器1600可由複數個開關電容電路組成，其中每一開關電容電路包含有一輸出電容(CAN~CA0)以及二傳輸開關器(SNA~S0A、SNB~S0B)。開關電容電路之電路結構均類似於第1圖所示的開關電容電路10。詳細來說，輸出電容CAN~CA0的第一端共同耦接至電容式數位類比轉換器1600的輸出端。傳輸開關器SNA~S0A分別耦接於輸出電容CAN~CA0的第二端以及透過參考電壓產生器(為求簡化而省略於第16圖)接收電壓VA的一第一輸入端之間。傳輸開關器SNB~S0B分別耦接於輸出電容CAN~CA0的第二端以及透過另一參考電壓產生器(為求簡化而省略於第16圖)接收電壓VB的一第二輸入端之間。傳輸開關器SNA~S0A及SNB~S0B使得輸出電容CAN~CA0的第二端可在電壓VA及VB之間切換。以輸出電容CAN為例，當開關器SNA開啟而開關器SNB關閉時，輸出電容CAN的第二端可用來接收電壓VA；當開關器SNA關閉而開關器SNB開啟時，輸出電容CAN的第二端可用來接收電壓VB。電容式數位類比轉換器1600的輸出端另可耦接至一重置端，用來透過一重置開關器SRESET接收一重置電壓VRESET。
在電容式數位類比轉換器1600中，輸出電容CAN~CA0的電容值可依據二進位的權重進行配置。也就是說，每一輸出電容的電容值為其相鄰輸出電 容的電容值的兩倍(例如CAN=2×CA(N-1)、CA(N-1)=2×CA(N-2)、...、CA1=2×CA0)。所輸入的數位資料可轉換為控制訊號來控制傳輸開關器SNA~S0A及SNB~S0B，以切換輸出電容CAN~CA0第二端的電壓，進而將電荷耦合至輸出電容CAN~CA0第一端以產生電容式數位類比轉換器1600的輸出電壓VOUT。在此例中，用於電壓切換的電荷完全是透過用來提供電壓VA及VB的參考電壓產生器進行供應或釋放，而所有開關電容電路可共用此二參考電壓產生器。由於參考電壓產生器需用來驅動大量的開關電容電路，且二進位權重配置之下的輸出電容具有相當大的電容值，因此，參考電壓產生器需具備非常強大的輸出能力以滿足電容式數位類比轉換器1600的電荷量需求。
請參考第17圖，第17圖為本發明實施例一電容式數位類比轉換器1700之示意圖。如第17圖所示，電容式數位類比轉換器1700之電路結構類似於第16圖所示的電容式數位類比轉換器1600之電路結構，故功能相似的訊號或元件皆以相同符號表示。電容式數位類比轉換器1700與電容式數位類比轉換器1600之間的差異在於，在電容式數位類比轉換器1700中，每一開關電容電路另包含有一電荷補償電路。電荷補償電路耦接至相對應輸出電容CAN~CA0的第二端，用來補償輸出電容CAN~CA0所需的電荷。
在電壓切換操作期間，電荷補償電路可根據電壓變化而對輸出電容CAN~CA0進行充電或放電。舉例來說，當輸出電容從較低的電壓VB切換至較高的電壓VA時，電荷補償電路係用來供應來自於第一供應電壓VDD的電荷以對輸出電容進行充電；當輸出電容從較高的電壓VA切換至較低的電壓VB時，電荷補償電路係用來釋放電荷至第二供應電壓VSS以對輸出電容進行放電。如此一來，部分的電荷可透過電荷補償電路提供或者釋放至電荷補償電路，可減少參考電壓 產生器的輸出能力需求，進而使參考電壓產生器產生較少耗電。此外，由於電荷補償電路的強大輸出能力，開關電容電路的電壓穩定速率亦可獲得改善。需注意的是，電容式數位類比轉換器1700中的開關電容電路及其電荷補償電路之詳細實施方式及運作方式皆類似於第3及4圖所示的開關電容電路，且本說明書中所述關於電荷補償電路的各種實施例皆可套用於電容式數位類比轉換器1700。
值得注意的是，本發明之目的在於提供一種開關電容電路，其具有一電荷補償電路，可用來供應或釋放電荷。本領域具通常知識者當可據以進行修飾或變化，而不限於此。舉例來說，在上述實施例中，電荷補償電路的電荷係來自於第一供應電壓VDD並且釋放至第二供應電壓VSS。這些供應電壓可以是電路系統的全域電壓源所供應的最高或最低電壓準位。在另一實施例中，供應電壓VDD及/或VSS亦可以是由一特定電壓源或電壓產生器產生的電壓，並具有任意且適當的準位。只要供應電壓可用來補償所需的電荷且電荷補償電路具備足夠強大的驅動能力，其可以具備任意且適當的電壓準位。需注意的是，參考節點的穩態電壓是來自於參考電壓產生器，而不是由電荷補償電路決定。
除此之外，在本發明的實施例中，輸出電容的第一端耦接至開關電容電路的輸出端以及電容式數位類比轉換器，而輸出電容的第二端耦接至參考節點、傳輸開關器及電荷補償電路。在一示例性實施例中，可設計輸出電容的上板作為第一端，輸出電容的下板作為第二端；或者，亦可使用輸出電容的上板作為第二端而下板作為第一端的實施方式。
綜上所述，本發明提供了一種開關電容電路，其具有一電荷補償電 路，可用來供應或釋放電荷，其中，開關電容電路可應用於一電容式數位類比轉換器或任何其它的電路模組。電荷補償電路可針對開關電容電路的輸出電容來供應或釋放電荷，這些電荷原先是由參考電壓產生器進行充放，因此可減少參考電壓產生器的負擔，進而降低參考電壓產生器的輸出能力需求，達到參考電壓產生器的省電目的。除此之外，由於電荷補償電路的強大驅動能力，可提高輸出電容的電壓穩定速率，進而提升開關電容電路及電容式數位類比轉換器的操作速率。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
30:開關電容電路
100:負載電路
CA:輸出電容
SA,SB:傳輸開關器
BUFA,BUFB:參考電壓產生器
VOUT:輸出電壓
NR:參考節點
VA,VB:電壓
QR,QA,QC:電荷量
300:電荷補償電路
VDD,VSS:供應電壓

Claims (20)

  1. 一種開關電容電路(switched capacitor circuit)，包含有：一輸出電容，包含有：一第一端，耦接於該開關電容電路的一輸出端；以及一第二端，耦接於一參考節點；一第一傳輸開關器，耦接於該參考節點；一第一參考電壓產生器，耦接於該第一傳輸開關器；一第二傳輸開關器，耦接於該參考節點；一第二參考電壓產生器，耦接於該第二傳輸開關器；以及一電荷補償電路，耦接於該第一傳輸開關器、該第二傳輸開關器及該輸出電容之間。
  2. 如請求項1所述之開關電容電路，其中該電荷補償電路係用來根據該參考節點上的電壓變化，對該輸出電容進行充電或放電。
  3. 如請求項1所述之開關電容電路，其中該電荷補償電路係藉由接收來自於一第一電源供應節點的電荷來對該輸出電容進行充電。
  4. 如請求項1所述之開關電容電路，其中該電荷補償電路係藉由釋放電荷至一第二電源供應節點來對該輸出電容進行放電。
  5. 如請求項1所述之開關電容電路，其中當該參考節點從該第二參考電壓產生器所供應的一第二電壓切換至該第一參考電壓產生器所供應的一第一電壓時，該電荷補償電路用來對該輸出電容進行充電，其中，該第一 電壓高於該第二電壓。
  6. 如請求項1所述之開關電容電路，其中當該參考節點從該第一參考電壓產生器所供應的一第一電壓切換至該第二參考電壓產生器所供應的一第二電壓時，該電荷補償電路用來對該輸出電容進行放電，其中，該第二電壓低於該第一電壓。
  7. 如請求項1所述之開關電容電路，其中該電荷補償電路包含有：一補償電容，包含有：一第一端，耦接於該參考節點；以及一第二端；一第一補償開關器，耦接於該補償電容的該第二端；以及一第二補償開關器，耦接於該補償電容的該第二端。
  8. 如請求項7所述之開關電容電路，其中該第一補償開關器另耦接於一第一電源供應節點，且該第二補償開關器另耦接於一第二電源供應節點。
  9. 如請求項8所述之開關電容電路，其中當該第一傳輸開關器開啟且該參考節點從該第一參考電壓產生器接收一第一電壓時，該第一補償開關器開啟以接收來自於該第一電源供應節點的電荷。
  10. 如請求項8所述之開關電容電路，其中當該第二傳輸開關器開啟且該參考節點從該第二參考電壓產生器接收一第二電壓時，該第二補償開關 器開啟以釋放電荷至該第二電源供應節點。
  11. 如請求項7所述之開關電容電路，其中該電荷補償電路另包含有：一第三補償開關器，耦接於該參考節點及該補償電容之間。
  12. 如請求項11所述之開關電容電路，其中該第三補償開關器係在該參考節點上的電壓切換時開啟。
  13. 如請求項1所述之開關電容電路，其中該電荷補償電路包含有：一第一補償開關器，耦接於該參考節點及一第一電源供應節點之間；以及一第二補償開關器，耦接於該參考節點及一第二電源供應節點之間。
  14. 如請求項13所述之開關電容電路，其中當該參考節點從一第二電壓切換至高於該第二電壓的一第一電壓時，該第一補償開關器開啟，使得該輸出電容接收來自於該第一電源供應節點的電荷。
  15. 如請求項13所述之開關電容電路，其中當該參考節點從一第一電壓切換至低於該第一電壓的一第二電壓時，該第二補償開關器開啟，使得該輸出電容釋放電荷至該第二電源供應節點。
  16. 如請求項1所述之開關電容電路，其中該電荷補償電路包含有：一第一補償開關器，耦接於該參考節點；一第一電流源，耦接於該第一補償開關器及一第一電源供應節點之間；一第二補償開關器，耦接於該參考節點；以及 一第二電流源，耦接於該第二補償開關器及一第二電源供應節點之間。
  17. 如請求項16所述之開關電容電路，其中當該參考節點從一第二電壓切換至高於該第二電壓的一第一電壓時，該第一補償開關器開啟，使得該輸出電容接收來自於該第一電流源的電荷。
  18. 如請求項16所述之開關電容電路，其中當該參考節點從一第一電壓切換至低於該第一電壓的一第二電壓時，該第二補償開關器開啟，使得該輸出電容釋放電荷至該第二電流源。
  19. 一種電容式數位類比轉換器(Capacitive Digital-to-Analog Converter，Capacitive DAC)，包含有：複數個開關電容電路(switched capacitor circuit)，其中每一開關電容電路包含有：一輸出電容，包含有：一第一端，耦接於該電容式數位類比轉換器的一輸出端；以及一第二端，耦接於一參考節點；一第一傳輸開關器，耦接於該參考節點及一第一參考電壓產生器之間；一第二傳輸開關器，耦接於該參考節點及一第二參考電壓產生器之間；以及一電荷補償電路，耦接於該第一傳輸開關器、該第二傳輸開關器及該輸出電容之間。
  20. 如請求項19所述之電容式數位類比轉換器，其中該電荷補償電路 係用來根據該參考節點上的電壓變化，對該輸出電容進行充電或放電。
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