TWI715952B - 功率轉換器 - Google Patents

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Abstract

本發明揭露一種功率轉換器，本發明實施例的技術方案透過在功率轉換器的輸入端和輸出端之間設置至少一個第一類開關型功率級電路和第二類開關型功率級並使得所述至少一個第一類開關型功率級電路和第二類開關型功率級交錯並聯，降低了輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容。同時，本發明實施例的功率轉換器具有較高增益並具有可調的平滑輸出。

Description

功率轉換器
本發明係相關於電力電子技術領域，更具體地，相關於一種功率轉換器。
隨著社會的不斷發展，能源短缺成為人類面臨的首要問題。電力電子技術近年來獲得了突飛猛進的發展。目前，高增益功率轉換器是能源利用中不可或缺的組成部分。 現有技術中通常採用級聯的連接方式以實現功率轉換器的高增益，但是可能使得輸出電壓具有較大的漣波，並且需要較大的輸出電容。
有鑑於此，本發明提供了一種功率轉換器，以降低輸出電壓的漣波，減小所需的輸出電容，同時，具有較高的增益並具有可調的平滑輸出。 本發明實施例提供的功率轉換器包括： 第一端和第二端； N個第一類開關型功率級電路，每個所述第一類開關型功率級電路包括第一儲能元件，N大於或等於1； 一個第二類開關型功率級電路；以及 N個第二儲能元件，每個所述第二儲能元件與對應的所述第一類開關型功率級電路耦接； 其中，第1個所述第一類開關型功率級電路的第一端耦接至所述第一端，每個所述第一類開關型功率級電路的第二端均連接至所述第二端； 所述第二類開關型功率級電路耦接在對應的所述第二儲能元件的一端和所述第二端之間。 進一步地，所述第二儲能元件和所述第一儲能元件的儲能參數被設置為使得所述第一類開關型功率級電路達到電感伏秒平衡。 進一步地，當N大於1時，第n個所述第一類開關型功率級電路耦接至第n-1個所述第二儲能元件的一端和所述第二端之間，第j個所述第二儲能元件與第j個所述第一類開關型功率級電路耦接，n=2,3…,N，j=1,2,…,N。 進一步地，所述功率轉換器還包括： N個第一電晶體； 所述第二儲能元件透過與所述第二儲能元件串聯連接的所述第一電晶體耦接至對應的所述第一類開關型功率級電路。 進一步地，每個所述第一類開關型功率級電路還包括第二電晶體，其中，所述第二電晶體連接在對應的所述第一類開關型功率級電路的第一端和所述第一儲能元件之間。 進一步地，每個所述第一類開關型功率級電路還包括連接在所述第一儲能元件與接地端之間的第三電晶體，以及連接在所述第一儲能元件和所述第二端之間的第一磁性元件。 進一步地，所述第二類開關型功率級電路包括連接在對應的所述第二儲能元件和接地端之間的第四電晶體和第五電晶體，以及連接在所述第四電晶體與所述第五電晶體的公共連接端和所述第二端之間的第二磁性元件。 進一步地，所述第一端被配置為輸入端以接收輸入電壓，所述第二端被配置為輸出端以產生輸出電壓。 進一步地，所述第二端被配置為輸入端以接收輸入電壓，所述第一端被配置為輸出端以產生輸出電壓。 進一步地，錯相控制所述第一類型開關型功率級電路和所述第二類型開關型功率級電路的工作狀態。 進一步地，第1個至第N個所述第二電晶體以及所述第四電晶體的工作週期相同，每個所述第二電晶體和所述第三電晶體的開關狀態互補，所述第四電晶體和所述第五電晶體的狀態互補，第j個所述第一電晶體與第j個所述第一類開關型功率級電路的所述第三電晶體的開關狀態相同，j=1,2,3,…,N； 所述功率轉換器被配置為透過調節每個所述第二電晶體的工作週期以維持所述功率轉換器的輸出電壓穩定。 進一步地，當N大於1時，第1個至第N個所述第二電晶體以及所述第四電晶體的導通時序之間依次具有相同的相位差。 進一步地，所述相位差依次為360°/(N+1)。 進一步地，同相控制所述第一類開關型功率級電路和所述第二類開關型功率級電路的工作狀態。 進一步地，第1個至第N個所述第二電晶體以及所述第四電晶體的開關狀態相同，第1個至第N個所述第三電晶體、第1個至第N個所述第一電晶體以及所述第五電晶體的開關狀態相同且與所述第二電晶體的開關狀態互補； 所述功率轉換器被配置為透過調節所述第二電晶體的工作週期以維持所述功率轉換器的輸出電壓穩定。 進一步地，所述第三電晶體與所述第五電晶體為整流開關；或者 所述第三電晶體和所述第五電晶體替換為二極體。 進一步地，至少一個所述第一磁性元件和所述第二磁性元件相互耦合，及/或 至少兩個第一磁性元件相互耦合。 本發明實施例的技術方案透過在功率轉換器的輸入端和輸出端之間設置至少一個第一類開關型功率級電路和第二類開關型功率級並使得所述至少一個第一類開關型功率級電路和第二類開關型功率級交錯並聯，降低了輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容。同時，本發明實施例的功率轉換器具有較高增益並具有可調的平滑輸出。
以下基於實施例對本發明進行描述，但是本發明並不僅僅限於這些實施例。在下文對本發明的細節描述中，詳盡描述了一些特定的細節部分。對本領域技術人員來說沒有這些細節部分的描述也可以完全理解本發明。為了避免混淆本發明的實質，習知的方法、過程、流程、元件和電路並沒有詳細敘述。 此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的圖式都是為了說明的目的，並且圖式不一定是按比例繪製的。 同時，應當理解，在以下的描述中，“電路”是指由至少一個元件或子電路透過電氣連接或電磁連接構成的導電回路。當稱元件或電路“連接到”另一元件或稱元件/電路“連接在”兩個節點之間時，它可以是直接耦接或連接到另一元件或者可以存在中間元件，元件之間的連接可以是物理上的、邏輯上的、或者其結合。相反，當稱元件“直接耦接到”或“直接連接到”另一元件時，意味著兩者不存在中間元件。 除非上下文明確要求，否則整個說明書和申請專利範圍中的“包括”、“包含”等類似詞語應當解釋為包含的含義而不是排他或窮舉的含義；也就是說，是“包括但不限於”的含義。 在本發明的描述中，需要理解的是，術語“第一”、“第二”等僅用於描述目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性。此外，在本發明的描述中，除非另有說明，“多個”的含義是兩個或兩個以上。 圖1是本發明第一實施例的功率轉換器電路示意圖。如圖1所示，本實施例的功率轉換器包括第一類開關型功率級電路11、第二類開關型功率級電路12、第一端a、第二端c、第二儲能元件Ci1、電晶體Q1和輸出電容Co。在本實施例中，第一端a被配置為功率轉換器的輸入端以接收輸入電壓Vin。第二端c被配置為功率轉換器的輸出端以產生輸出電壓Vout。 第一類開關型功率級電路11的第一端耦接至第一端a，第二端耦接至第二端c。第一類開關型功率級電路11包括電晶體Q2、電晶體Q3、第一儲能元件Cf1和第一磁性元件Lo1。電晶體Q2連接在第一端a和端e之間，第一儲能元件Cf1連接在端e和端f之間，第一磁性元件Lo1連接在端f和第二端c之間，電晶體Q3連接在端f與接地端之間。其中，端e為電晶體Q2和第一儲能元件Cf1的公共連接端，端f為第一儲能元件Cf1和第一磁性元件Lo1的公共連接端。 第二儲能元件Ci1與第一類開關型功率級電路11耦接。如圖1所示，第二儲能元件Ci1的一端g透過與第二儲能元件Ci1串聯連接的電晶體Q1耦接至端e，第二儲能元件Ci1的另一端連接至接地端。 第二類開關型功率級電路12耦接在第二儲能元件Ci1的一端g和第二端c之間。第二類開關型功率級電路12包括電晶體Q4、電晶體Q5和第二磁性元件Lo2。其中電晶體Q4和電晶體Q5連接在端g和接地端之間。第二磁性元件連接在端h和第二端c之間，端h為電晶體Q4和Q5的公共連接端。 較佳地，電晶體Q3和Q5為整流開關，如金屬氧化物半導體電晶體(MOSFET)、雙極性電晶體(BJT)以及絕緣閘雙極電晶體(IGBT)等。在另一種實施方式中，電晶體Q3和Q5也可以替換為二極體。 進一步地，第一儲能元件Cf1與第二儲能元件Ci1的儲能參數被設置為使得第一類開關型功率級電路11達到電感伏秒平衡，也即使得第一磁性元件Lo1處於穩定狀態。也就是說，第一磁性元件Lo1在一個開關週期內的電流變化量近似為0。 圖2是本發明第一實施例的功率轉換器的工作波形圖。如圖2所示，在本實施例中，功率轉換器被配置為同相控制第一類開關型功率級電路11和第二類開關型功率級電路12的工作狀態。其中，同相控制是指控制電晶體Q2與Q4的開關狀態相同，電晶體Q3與Q5的開關狀態相同，電晶體Q2與Q3的開關狀態互補。如圖2所示，電晶體Q2和Q4的開關控制信號GH1和GH2相同(也即電晶體Q2和Q4的開關狀態相同，工作週期相等)，電晶體Q3和Q5的開關控制信號GL1和GL2相同，電晶體Q2和Q3的開關控制控制信號GH1和GL1互補，電晶體Q4和Q5的開關控制控制信號GH2和GL2互補，電晶體Q1和Q3的開關控制信號GL1'和GL1相同。其中，開關控制信號GH1用於控制電晶體Q2。開關控制信號GL1用於控制電晶體Q3。開關控制信號GH2用於控制電晶體Q4。開關控制信號GL2用於控制電晶體Q5。開關控制信號GL1'用於控制電晶體Q1。由此，本實施例的功率轉換器被配置為透過調節電晶體Q2的工作週期以調節輸出電壓Vout的大小並維持輸出電壓Vout的穩定。 在一個開關週期內，本實施例的功率轉換器存在兩個狀態。在t0-t1時刻，電晶體Q2和Q4的開關控制信號GH1和GH2為高電平，電晶體Q2和Q4導通，電晶體Q1、Q3和Q5關斷，第一儲能開關Cf1儲能，第一磁性元件Lo1的電流逐漸上升。第二儲能元件Ci1作為電源透過第二類開關型功率級開關12為負載供電，第二磁性元件Lo2的電流也逐漸上升。在t1-t2時刻，電晶體Q2和Q4的開關控制信號GH1和GH2為低電平，電晶體Q2和Q4關斷，電晶體Q1、Q3和Q5導通。第一磁性元件Lo1和第二磁性元件Lo2的電流均逐漸下降。第一儲能元件Cf1作為電源為第二儲能元件Ci1充電，第二儲能元件Ci1儲能。 根據第一類開關型功率級電路和第二類開關型功率級電路的電感伏秒平衡特性可以得到以下關係：
Figure 02_image001
Figure 02_image003
其中，Vin為輸入電壓，Vcf1為第一儲能元件Cf1的電壓值，D為電晶體Q2的工作週期(也即電晶體Q2的導通時間與一個開關週期的比值)，Vci1為第二儲能元件Ci1的電壓值，Vout為輸出電壓。 根據圖1中的連接關係可知，當開關控制信號GL1和GL1’均導通時，第一儲能元件Cf1和第二儲能元件Ci1為並聯關係，故存在Vcf1=Vci1。由此可得出本實施例的功率轉換器的輸入輸出關係為：
Figure 02_image005
本實施例的功率轉換器採用交錯並聯的連接方式和同相控制的控制方法實現了高增益並具有可調的平滑輸出，並且控制方式簡單易實現。 圖3是本發明第一實施例的功率轉換器的工作波形圖。如圖3所示，在本實施例中，功率轉換器被配置為錯相控制第一類開關型功率級電路11和第二類開關型功率級電路12的工作狀態。其中，錯相控制是指控制電晶體Q2和Q4的導通時序具有相位差
Figure 02_image007
。較佳地，相位差
Figure 02_image007
為180°。 電晶體Q2和Q3的開關狀態互補，電晶體Q4和Q5的開關狀態互補，電晶體Q1與電晶體Q3的開關狀態相同，電晶體Q2和Q4的工作週期D相同。由此，本實施例的功率轉換器被配置為透過調節電晶體Q2的工作週期D以調節輸出電壓Vout的大小並維持輸出電壓Vout的穩定。本實施例以Q2的工作週期D＜0.5為例。 如圖3所示，在t3-t4時刻，GH1和GL2為高電平，電晶體Q2和Q5導通，電晶體Q1、Q3和Q4關斷，此時，第一磁性元件Lo1的電流I1上升，第二磁性元件Lo2的電流I2下降。在t4-t5時刻，GL1、GL1'和GL2為高電平，電晶體Q1、Q3和Q5導通，電晶體Q2和Q4關斷，此時，第一磁性元件Lo1的電流I1下降，第二磁性元件Lo2的電流I2下降。在t5-t6時刻，GL1、GL1'和GH2為高電平，電晶體Q1、Q3和Q4導通，電晶體Q2和Q5關斷，此時，第一磁性元件Lo1的電流I1下降，第二磁性元件Lo2的電流I2上升。在t6-t7時刻，GL1、GL1'和GL2為高電平，電晶體Q1、Q3和Q5導通，電晶體Q2和Q4關斷，此時，第一磁性元件Lo1的電流I1下降，第二磁性元件Lo2的電流I2下降。因此，本實施例的功率轉換器採用交錯並聯的連接方式和錯相控制的控制方法降低了輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容。 根據第一類開關型功率級電路和第二類開關型功率級電路的電感伏秒平衡特性可以得到以下關係：
Figure 02_image001
Figure 02_image003
其中，Vin為輸入電壓，Vcf1為第一儲能元件Cf1的電壓值，D為電晶體Q2的工作週期(也即電晶體Q2的導通時間與一個開關週期的比值)，Vci1為第二儲能元件Ci1的電壓值，Vout為輸出電壓。 根據圖1中的連接關係可知，當開關控制信號GL1和GL1’均導通時，第一儲能元件Cf1和第二儲能元件Ci1為並聯關係，故存在Vcf1=Vci1。由此可得出本實施例的功率轉換器的輸入輸出關係為：
Figure 02_image005
本實施例的功率轉換器採用交錯並聯的連接方式和錯相控制的控制方法降低了輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容Co，同時實現了高增益並具有可調的平滑輸出。 圖4是本發明第二實施例的功率轉換器的電路示意圖。圖5是本發明第二實施例的功率轉換器的工作波形圖。如圖4所示，本實施例的功率轉換器包括第一類開關型功率級電路41、第一類開關型功率級電路42、第二類開關型功率級電路43、第一端z、第二端m、第二儲能元件Ci2和Ci3、電晶體Q11和Q12以及輸出電容Co。其中，第一端z被配置為輸入端以接收輸入電壓Vin，第二端m被配置為輸出端以產生輸出電壓。第一類開關型功率級電路41及其包括的元件(電晶體Q21、第一儲能元件Cf2、電晶體Q31和第一磁性元件L1)的連接方式與第一實施例中的第一類開關型功率級電路11及其包括的元件的連接方式基本一致，第二類開關型功率級電路43及其包括的元件(電晶體Q41、電晶體Q51和第二磁性元件L3)的連接方式與第二類開關型功率級電路及其包括的元件的連接方式類似，在此不再贅述。 第二儲能元件Ci2與第一類開關型功率級電路41耦接。具體地，第二儲能元件Ci2的一端i1透過與第二儲能元件Ci2串聯的電晶體Q11耦接至電晶體Q21和第一儲能元件Cf2的公共連接端i，第二儲能元件Ci2的另一端連接至接地端。 在本實施例中，第一類開關型功率級電路42耦接至第二儲能元件Ci2的一端和第二端m的一端之間，也即端i1和端m之間。第一類開關型功率級電路42包括電晶體Q22和Q32、第一儲能元件Cf3以及第一磁性元件L2。電晶體Q22連接在端i1和端k之間，第一儲能元件Cf3連接在端k和端n之間，第一磁性元件L2連接在端n和第二端m之間，電晶體Q32連接在端n與接地端之間。其中，端k為電晶體Q22和第一儲能元件Cf3的公共連接端，端n為第一儲能元件Cf3和第一磁性元件L2的公共連接端。其中，第一類開關型功率級電路41和第一類開關型功率級電路42的第二端均連接至端m。 第二儲能元件Ci3與第一類開關型功率級電路42耦接。具體地，第二儲能元件Ci3的一端i2透過與第二儲能元件Ci3串聯的電晶體Q12耦接至電晶體Q22和第一儲能元件Cf3的公共連接端k，第二儲能元件Ci3的另一端連接至接地端。第二類開關型功率級電路43耦接至第二儲能元件Ci3的一端i2和第二端m之間。 較佳地，電晶體Q31、電晶體Q32和Q51為整流開關，如金屬氧化物半導體電晶體(MOSFET)、雙極性電晶體(BJT)以及絕緣閘雙極電晶體(IGBT)等。在另一種實施方式中，電晶體Q31、電晶體Q32和Q51也可以替換為二極體。 進一步地，第一儲能元件Cf2和Cf3以及第二儲能元件Ci2和Ci3的儲能參數被設置為使得第一類開關型功率級電路41和42達到電感伏秒平衡，也即使得第一磁性元件L1和L2處於穩定狀態。也就是說，第一磁性元件L1和L2在一個開關週期內的電流變化量為0。 在一種實施方式中，功率轉換器被配置為同相控制第一類開關型功率級電路41和42以及第二類開關型功率級電路43的工作狀態。其中，電晶體Q21、Q22和Q41的工作週期D相等，開關狀態相同。電晶體Q31與電晶體Q21的開關狀態互補。電晶體Q31、Q32、Q11、Q12和Q51的開關狀態相同。由此，本實施例的功率轉換器被配置為透過調節電晶體Q21的工作週期以調節輸出電壓Vout的大小並維持輸出電壓Vout的穩定。 根據第一類開關型功率級電路41和42以及第二類開關型功率級電路43的電感伏秒平衡特性可以得到以下關係：
Figure 02_image009
Figure 02_image011
Figure 02_image013
其中，Vin為輸入電壓，Vcf2為第一儲能元件Cf2的電壓值，D為電晶體Q21的工作週期(也即電晶體Q21的導通時間與一個開關週期的比值)，Vci2為第二儲能元件Ci2的電壓值，Vcf3為第一儲能元件Cf3的電壓值，Vci3為第二儲能元件Ci3的電壓值，Vout為輸出電壓。 根據圖1中的連接關係可知，當開關控制信號GL3和GL3’均導通時，第一儲能元件Cf2和第二儲能元件Ci2為並聯關係，當開關控制信號GL4和GL4’均導通時，第一儲能元件Cf3和第二儲能元件Ci3為並聯關係，故存在Vcf2=Vci2，Vcf3=Vci3。由此可得出本實施例的功率轉換器的輸入輸出關係為：
Figure 02_image015
本實施方式使得本實施例的功率轉換器具有高增益並具有可調的平滑輸出，並且控制方式簡單易實現。 在另一種實施方式中，如圖5所示，功率轉換器被配置為錯相控制第一類開關型功率級電路41和42以及第二類開關型功率級電路43的工作狀態。其中，錯相控制是指電晶體Q21、Q22和Q41的導通時序依次具有相同的相位差
Figure 02_image017
。較佳地，相位差
Figure 02_image017
為120°。 電晶體Q21和Q31的開關狀態互補，電晶體Q22和Q32的開關狀態互補，電晶體Q41和Q51的開關狀態互補，電晶體Q11和Q12與電晶體Q31的開關狀態相同，電晶體Q21、Q22和Q41的工作週期D相同。由此，本實施例的功率轉換器被配置為透過調節電晶體Q21的工作週期以調節輸出電壓Vout的大小並維持輸出電壓Vout的穩定。本實施例以Q21的工作週期D＜0.5為例。 如圖5所示，開關控制信號GH3、GH4、GH5、GL3、GL4、GL5、GL3'和GL4'分別用於控制電晶體Q21、Q22、Q41、Q31、Q32、Q51、Q11和Q12。 在t0'-t1'時刻，GH3、GL4、GL4'和GL5為高電平，電晶體Q21、Q32、Q12和Q51導通，電晶體Q31、Q11、Q22和Q41關斷，此時，第一磁性元件L1的電流IL1上升，第一磁性元件L2和第二磁性元件L3的電流IL2和IL3下降。 在t1'-t2'時刻，GL3、GL3'、GH4和GL5為高電平，電晶體Q31、Q11、Q22和Q51導通，電晶體Q21、Q32、Q12和Q41關斷，此時，第一磁性元件L2的電流IL2上升，第一磁性元件L1和第二磁性元件L3的電流IL1和IL3下降。 在t2'-t3'時刻，GL3、GL3'、GL4、GL4'和GH5為高電平，電晶體Q31、Q11、Q32、Q12和Q41導通，電晶體Q21、Q22和Q51關斷，此時，第一磁性元件L1和L2的電流IL1和IL2下降，第二磁性元件L3的電流IL32上升。 由第一磁性元件L1、L2和第二磁性元件L3的電流IL1、IL2和IL3的波形圖易知，本實施例的功率轉換器採用交錯並聯的連接方式和錯相控制的控制方法進一步降低了輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容。 根據第一類開關型功率級電路41和42以及第二類開關型功率級電路43的電感伏秒平衡特性可以得到以下關係：
Figure 02_image009
Figure 02_image011
Figure 02_image013
其中，Vin為輸入電壓，Vcf2為第一儲能元件Cf2的電壓值，D為電晶體Q21的工作週期(也即電晶體Q21的導通時間與一個開關週期的比值)，Vci2為第二儲能元件Ci2的電壓值，Vcf3為第一儲能元件Cf3的電壓值，Vci3為第二儲能元件Ci3的電壓值，Vout為輸出電壓。 根據圖1中的連接關係可知，Vcf2=Vci2，Vcf3=Vci3。由此可得出本實施例的功率轉換器的輸入輸出關係為：
Figure 02_image015
本實施例的功率轉換器採用交錯並聯的連接方式和錯相控制的控制方法降低了輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容Co，同時實現了高增益並具有可調的平滑輸出。 圖6是本發明第三實施例的功率轉換器的電路示意圖。如圖6所示，本實施例的功率轉換器包括N個第一類開關型功率級電路61-6N、一個第二類開關型功率級電路6a、第一端m1、第二端o1、N個第二儲能元件Ci1-CiN、N個電晶體Q11-Q1N和輸出電容Co。在本實施例中，第一端m1被配置為功率轉換器的輸入端以接收輸出電壓Vin。第二端o1被配置為功率轉換器的輸出端以產生輸出電壓Vout。 如圖6所示，第j個第二儲能元件Cij與第j個第一類開關型功率級電路耦接，j=1,2,…,N。具體地，第j個第二儲能元件Cij的一端透過與第j個第二儲能元件Cij串聯連接的電晶體Q1j耦接至第j個第一類開關型功率級電路，第j個第二儲能元件Cij的另一端連接至接地端。例如，儲能元件Ci1的一端x2透過與第一儲能元件Ci1串聯連接的電晶體Q11耦接至端x1。 第一類開關型功率級電路61的第一端耦接至端m1，第二端耦接至端o1。在N＞1時，第n個第一類開關型功率級電路耦接至第n-1個第二儲能元件Cin和第二輸出端o1之間，n=2,3,…,N。其中，每個第一類開關型功率級電路的第二端均連接至端o1。 第j個第一類開關型功率級電路6j包括電晶體Q2j、第一儲能元件Cfj、電晶體Q3j和第一磁性元件Lj。當j=1時，電晶體的一端耦接至端m1，另一端連接至第一儲能元件Cf1，第一磁性元件L1連接至第一儲能元件Cf1和端o1之間，電晶體Q31連接在第一儲能元件Cf1和第一磁性元件L1的公共連接端x4和接地端之間。當j＞1時，電晶體Q2j的一端連接至電晶體Q1(j-1)和第二儲能元件Ci(j-1)的公共連接端，另一端連接至第一儲能元件Cfj，第一磁性元件Lj連接在第一儲能元件Cfj和端o1之間，電晶體Q3j連接在第一儲能元件Cfj和第一磁性元件Lj的公共連接端和接地端之間。 第二類開關型功率級電路6a耦接在第二儲能元件CiN的一端x3和端o1之間。第二類開關型功率級電路6a包括電晶體41、電晶體51和第二磁性元件La。第二類開關型功率級電路及其包括的元件的連接方式與第一實施例中類似，在此不再贅述。 較佳地，電晶體Q3j和電晶體Q51為整流開關，如金屬氧化物半導體電晶體(MOSFET)、雙極性電晶體(BJT)以及絕緣閘雙極電晶體(IGBT)等。在另一種實施方式中，電晶體Q3j和電晶體Q51也可以替換為二極體。 第一儲能元件Cfj與第二儲能元件Cij的儲能參數被設置為使得第一類開關型功率級電路6j達到電感伏秒平衡，也即使得第一磁性元件Lj處於穩定狀態。也就是說，第一磁性元件Lj在一個開關週期內的電流變化量近似為0。 在本實施例中，第二儲能元件Ci1-CiN作為電源為對應的第一類開關型功率級電路62-6N以及第二類開關型功率級電路6a提供輸入電壓。其中，第一儲能元件Cfj在達到預定條件(例如電晶體Q1j導通)時為第二儲能元件Cij充電。本實施的第一類開關型功率級電路6j和第二類開關型功率級電路6a均採用BUCK拓撲以實現高降壓比。 應理解，根據不同的應用需求，第一類開關型功率級電路6j和第二類開關型功率級電路6a可採用升壓型拓撲、降壓型拓撲、升降壓型拓撲、Zeta拓撲、Sepic拓撲、Cuk拓撲、反馳式轉換器、順向式轉換器、推挽式轉換器、半橋式轉換器、全橋式轉換器和LLC轉換器中的任一種。 在一種實施方式中，功率轉換器被配置為同相控制第一類開關型功率級電路6j和第二類開關型功率級電路6a的工作狀態。同相控制是指控制電晶體Q21-Q2N和電晶體Q41的開關狀態相同，電晶體Q31-Q3N、電晶體Q11-Q1N和電晶體Q51的開關狀態相同。其中，電晶體Q21與電晶體Q31的開關狀態互補。電晶體Q21-Q2N和電晶體Q41的工作週期均相同。由此，本實施例的功率轉換器被配置為透過調節電晶體Q21的工作週期以調節輸出電壓Vout的大小並維持輸出電壓Vout的穩定。 根據第一類開關型功率級電路61-6N以及第二類開關型功率級電路6a的電感伏秒平衡特性可以得到以下關係：
Figure 02_image001
Figure 02_image019
······
Figure 02_image021
Figure 02_image023
其中，Vin為輸入電壓，Vcf1為第一儲能元件Cf1的電壓值，D為電晶體Q21的工作週期(也即電晶體Q21的導通時間與一個開關週期的比值)，Vci1為第二儲能元件Ci1的電壓值，Vcf2為第一儲能元件Cf2的電壓值，Vci(N-1)為第二儲能元件Ci(N-1)的電壓值，VciN為第二儲能元件CiN的電壓值，Vout為輸出電壓。 根據圖6中的連接關係可知，Vcfj=Vcij。由此可得出本實施例的功率轉換器的輸入輸出關係為：
Figure 02_image025
本實施方式使得本實施例的功率轉換器具有高增益並具有可調的平滑輸出，並且控制方式簡單易實現。 在另一種實施方式中，功率轉換器被配置為錯相控制第一類開關型功率級電路6j和第二類開關型功率級電路6a的工作狀態。錯相控制是指控制電晶體Q21-Q2N以及電晶體Q41的導通時序依次具有相同的相位差。較佳地，該相位差為360°/(N+1)。 其中，電晶體Q2j和電晶體Q3j的開關狀態互補，電晶體Q1j和電晶體Q3j的開關狀態相同，電晶體Q41和電晶體51的開關狀態互補。電晶體Q21-Q2N以及電晶體Q41的工作週期相同。由此，本實施例的功率轉換器被配置為透過調節電晶體Q21的工作週期以調節輸出電壓Vout的大小並維持輸出電壓Vout的穩定。 由第一實施例和第二實施例中的第一磁性元件和第二磁性元件的電流波形圖容易得出，在第一類開關型轉換器的個數增加時，電流的漣波越低。也即本實施例的功率轉換器採用交錯並聯的連接方式和錯相控制的控制方法降低了輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容。其中，第一類開關轉換器的數量越多，輸出電壓的漣波越低，所需的輸出電容越小。 根據第一類開關型功率級電路61-6N以及第二類開關型功率級電路6a的電感伏秒平衡特性可以得到以下關係：
Figure 02_image001
Figure 02_image019
······
Figure 02_image021
Figure 02_image023
其中，Vin為輸入電壓，Vcf1為第一儲能元件Cf1的電壓值，D為電晶體Q21的工作週期(也即電晶體Q21的導通時間與一個開關週期的比值)，Vci1為第二儲能元件Ci1的電壓值，Vcf2為第一儲能元件Cf2的電壓值，Vci(N-1)為第二儲能元件Ci(N-1)的電壓值，VciN為第二儲能元件CiN的電壓值，Vout為輸出電壓。 根據圖6中的連接關係可知，Vcfj=Vcij。由此可得出本實施例的功率轉換器的輸入輸出關係為：
Figure 02_image025
本實施例的功率轉換器採用交錯並聯的連接方式和錯相控制的控制方法降低了輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容Co，同時實現了高增益並具有可調的平滑輸出。其中，第一類開關轉換器的數量越多，輸出電壓的漣波越低，所需的輸出電容越小，獲得的增益越高。 圖7是本發明第四實施例的功率轉換器的電路示意圖。如圖7所示，本實施例的功率轉換器為升壓型功率級轉換器，其包括第一類開關型功率級電路71、第二類開關型功率級電路72、第一端o2和第二端m2、電晶體Q71、第二儲能元件Ci7和輸出電容Co。其中，第一端o2被配置為功率轉換器的輸出端以產生輸出電壓Vout，第二端m2被配置為功率轉換器的輸入端以接收輸出電壓Vin。第一類開關型功率級電路71包括電晶體Q72、第一儲能元件Cf7、電晶體Q73和第一磁性元件L71。第二類開關型功率級電路72包括電晶體Q74、電晶體Q75和第二磁性元件L72。較佳地，電晶體Q73和Q75為整流開關，如金屬氧化物半導體電晶體(MOSFET)、雙極性電晶體(BJT)以及絕緣閘雙極電晶體(IGBT)等。在另一種實施方式中，電晶體Q73和Q75也可以替換為二極體。本實施例的功率轉換器的具體連接方式與第一實施例類似，在此不再贅述。 第一儲能元件Cf7與第二儲能元件Ci7的儲能參數被設置為使得第一類開關型功率級電路71達到電感伏秒平衡，也即使得第一磁性元件L71處於穩定狀態。也就是說，第一磁性元件L71在一個開關週期內的電流變化量近似為0。 在一種實施方式中，本實施例的功率轉換器被配置為同相控制第一類開關型功率級電路71和第二類開關型功率級電路72的工作狀態。其中，同相控制是指控制電晶體Q72和電晶體Q74的開關狀態相同，電晶體Q72與電晶體Q73的開關狀態互補，電晶體Q71與電晶體Q73的開關狀態相同。電晶體Q72和電晶體Q74的工作週期D相同。由此，本實施例的功率轉換器被配置為透過調節電晶體Q72的工作週期以調節輸出電壓Vout的大小並維持輸出電壓Vout的穩定。 根據第一類開關型功率級電路和第二類開關型功率級電路的電感伏秒平衡特性可以得到以下關係：
Figure 02_image027
Figure 02_image029
其中，Vin為輸入電壓，Vcf7為第一儲能元件Cf7的電壓值，D為電晶體Q72的工作週期(也即電晶體Q72的導通時間與一個開關週期的比值)，Vci7為第二儲能元件Ci7的電壓值，Vout為輸出電壓。 根據圖7中的連接關係可知，Vcf7=Vci7。由此可得出本實施例的功率轉換器的輸入輸出關係為：
Figure 02_image031
本實施例的功率轉換器採用交錯並聯的連接方式和同相控制的控制方法實現了高增益並具有可調的平滑輸出，並且控制方式簡單易實現。 在另一種實施方式中，本實施例的功率轉換器被配置為錯相控制第一類開關型功率級電路71和第二類開關型功率級電路72的工作狀態。其中，錯相控制是指控制電晶體Q72和Q74的導通時序具有相位差
Figure 02_image007
。較佳地，相位差
Figure 02_image007
為180°。電晶體Q72與電晶體Q73的開關狀態互補，電晶體Q71與電晶體Q73的開關狀態相同。電晶體Q74和電晶體Q75的開關狀態互補。電晶體Q72和電晶體Q74的工作週期D相同。由此，本實施例的功率轉換器被配置為透過調節電晶體Q72的工作週期以調節輸出電壓Vout的大小並維持輸出電壓Vout的穩定。 本實施例的功率轉換器採用交錯並聯的連接方式和錯相控制的控制方法降低了輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容Co，同時實現了高增益並具有可調的平滑輸出。 應理解，本實施例的功率轉換器可以包括N個第一類開關型功率級電路，一個第二類開關型功率級電路和N個第二儲能元件。根據第一類開關型功率級電路和第二類開關型功率級電路的電感伏秒平衡特性和上述分析可得功率轉換器的輸入輸出關係為：
Figure 02_image033
本實施例的功率轉換器採用交錯並聯的連接方式和錯相控制的控制方法降低了輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容Co，同時實現了高增益並具有可調的平滑輸出。其中，第一類開關轉換器的數量越多，輸出電壓的漣波越低，所需的輸出電容越小，獲得的增益越高。 圖8是本發明第五實施例的功率轉換器的電路示意圖。如圖8所示，本實施例的功率轉換器包括一個第一類開關型功率級電路和一個第二類開關型功率級電路。其與第一實施例的連接關係類似，在此不再贅述。在本實施例中，第一磁性元件L81與第二磁性元件L82為相互耦合的磁性元件，相比於第一實施例，本實施例的功率轉換器進一步減小輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容Co。 圖9是本發明第六實施例的功率轉換器的電路示意圖。如圖9所示，本實施例的功率轉換器包括兩個第一類開關型功率級電路和一個第二類開關型功率級電路。其與第二實施例的連接關係類似，在此不再贅述。在本實施例中，第一磁性元件L91和L92為相互耦合的磁性元件，相比於第二實施例，本實施例的功率轉換器進一步減小輸出電壓的漣波，減小了所需的輸出電容Co。應理解，也可以使得第一磁性元件L92(或L91)與第二磁性元件相互耦合來達到降低輸出電壓漣波的目的。 容易理解，當功率轉換器包括N個第一類開關型功率級電路和一個第二類開關型功率級電路時，可以使得至少一個第一磁性元件與第二磁性元件相互耦合或者至少兩個第一磁性元件相互耦合，以進一步減小輸出電壓漣波，減小了所需的輸出電容。 以上所述僅為本發明的較佳實施例，並不用於限制本發明，對於本領域技術人員而言，本發明可以有各種改動和變化。凡在本發明的精神和原理之內所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。
Vin‧‧‧輸入電壓 Vout‧‧‧輸出電壓 11‧‧‧第一類開關型功率級電路 12‧‧‧第二類開關型功率級電路 a‧‧‧第一端 c‧‧‧第二端 e‧‧‧端 f‧‧‧端 g‧‧‧端 h‧‧‧端 Cf1‧‧‧第一儲能元件 Ci1‧‧‧第二儲能元件 Q1‧‧‧電晶體 Q2‧‧‧電晶體 Q3‧‧‧電晶體 Q4‧‧‧電晶體 Q5‧‧‧電晶體 Co‧‧‧輸出電容 Lo1‧‧‧第一磁性元件 Lo2‧‧‧第二磁性元件 GH1‧‧‧開關控制信號 GH2‧‧‧開關控制信號 GL1‧‧‧開關控制信號 GL1’‧‧‧開關控制信號 GL2‧‧‧開關控制信號 I1‧‧‧電流 I2‧‧‧電流 41‧‧‧第一類開關型功率級電路 42‧‧‧第一類開關型功率級電路 43‧‧‧第二類開關型功率級電路 z‧‧‧第一端 m‧‧‧第二端 Cf2‧‧‧第一儲能元件 Cf3‧‧‧第一儲能元件 Ci2‧‧‧第二儲能元件 Ci3‧‧‧第二儲能元件 Q11‧‧‧電晶體 Q12‧‧‧電晶體 Q21‧‧‧電晶體 Q22‧‧‧電晶體 Q31‧‧‧電晶體 Q32‧‧‧電晶體 Q41‧‧‧電晶體 Q51‧‧‧電晶體 i‧‧‧端 i1‧‧‧端 i2‧‧‧端 n‧‧‧端 k‧‧‧端 L1‧‧‧第一磁性元件 L2‧‧‧第一磁性元件 L3‧‧‧第二磁性元件 GH3‧‧‧開關控制信號 GH4‧‧‧開關控制信號 GH5‧‧‧開關控制信號 GL3‧‧‧開關控制信號 GL3’‧‧‧開關控制信號 GL4‧‧‧開關控制信號 GL4’‧‧‧開關控制信號 GL5‧‧‧開關控制信號 IL1‧‧‧電流 IL2‧‧‧電流 IL3‧‧‧電流 61-6N‧‧‧第一類開關型功率級電路 62-6N‧‧‧第一類開關型功率級電路 6a‧‧‧第二類開關型功率級電路 m1‧‧‧第一端 o1‧‧‧第二端 Cf1-CfN‧‧‧第一儲能元件 Ci1-CiN‧‧‧第二儲能元件 Q11-Q1N‧‧‧電晶體 Q21-Q2N‧‧‧電晶體 Q31-Q3N‧‧‧電晶體 Q41‧‧‧電晶體 Q51‧‧‧電晶體 x1‧‧‧端 x2‧‧‧端 x3‧‧‧端 x4‧‧‧公共連接端 L1-LN‧‧‧第一磁性元件 La‧‧‧第二磁性元件 71‧‧‧第一類開關型功率級電路 72‧‧‧第二類開關型功率級電路 o2‧‧‧第一端 m2‧‧‧第二端 Q71‧‧‧電晶體 Q72‧‧‧電晶體 Q73‧‧‧電晶體 Q74‧‧‧電晶體 Q75‧‧‧電晶體 Cf7‧‧‧第一儲能元件 Ci7‧‧‧第二儲能元件 L71‧‧‧第一磁性元件 L72‧‧‧第二磁性元件 L81‧‧‧第一磁性元件 L82‧‧‧第二磁性元件 L91‧‧‧第一磁性元件 L92‧‧‧第一磁性元件 L93‧‧‧第二磁性元件
透過以下參照圖式對本發明實施例的描述，本發明的上述以及其它目的、特徵和優點將更為清楚，在圖式中： 圖1是本發明第一實施例的功率轉換器的電路示意圖； 圖2是本發明第一實施例的功率轉換器的工作波形圖； 圖3是本發明第一實施例的功率轉換器的工作波形圖； 圖4是本發明第二實施例的功率轉換器的電路示意圖； 圖5是本發明第二實施例的功率轉換器的工作波形圖； 圖6是本發明第三實施例的功率轉換器的電路示意圖； 圖7是本發明第四實施例的功率轉換器的電路示意圖； 圖8是本發明第五實施例的功率轉換器的電路示意圖；以及 圖9是本發明第六實施例的功率轉換器的電路示意圖。
Vin‧‧‧輸入電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
11‧‧‧第一類開關型功率級電路
12‧‧‧第二類開關型功率級電路
a‧‧‧第一端
c‧‧‧第二端
e‧‧‧端
f‧‧‧端
g‧‧‧端
h‧‧‧端
Cf1‧‧‧第一儲能元件
Ci1‧‧‧第二儲能元件
Q1‧‧‧電晶體
Q2‧‧‧電晶體
Q3‧‧‧電晶體
Q4‧‧‧電晶體
Q5‧‧‧電晶體
Co‧‧‧輸出電容
Lo1‧‧‧第一磁性元件
Lo2‧‧‧第二磁性元件
GH1‧‧‧開關控制信號
GH2‧‧‧開關控制信號
GL1‧‧‧開關控制信號
GL1’‧‧‧開關控制信號
GL2‧‧‧開關控制信號

Claims (16)

  1. 一種功率轉換器，包括：第一端和第二端；N個第一類開關型功率級電路，每個所述第一類開關型功率級電路包括第一儲能元件，N大於或等於1；一個第二類開關型功率級電路；以及N個第二儲能元件，每個所述第二儲能元件與對應的所述第一類開關型功率級電路耦接；其中，第1個所述第一類開關型功率級電路的第一端耦接至所述第一端，每個所述第一類開關型功率級電路的第二端均連接至所述第二端；以及所述第二類開關型功率級電路耦接在對應的第N個所述第二儲能元件的一端和所述第二端之間，其中，所述第二儲能元件和所述第一儲能元件的儲能參數被設置為使得所述第一類開關型功率級電路達到電感伏秒平衡。
  2. 根據請求項1所述的功率轉換器，其中，當N大於1時，第n個所述第一類開關型功率級電路耦接至第n-1個所述第二儲能元件的一端和所述第二端之間，第j個所述第二儲能元件與第j個所述第一類開關型功率級電路耦接，n=2,3...,N，j=1,2,...,N。
  3. 根據請求項1所述的功率轉換器，其中，所述功率轉換器還包括：N個第一電晶體；以及所述第二儲能元件透過與所述第二儲能元件串聯連接的所述第一電晶體耦接至對應的所述第一類開關型功率級電路。
  4. 根據請求項3所述的功率轉換器，其中，每個所述第一類開關型功率級電路還包括第二電晶體，其中，所述第二電晶體連接在對應的所述第一類開關型功率級電路的第一端和所述第一儲能元件之間。
  5. 根據請求項4所述的功率轉換器，其中，每個所述第一類開關型功率級電路還包括連接在所述第一儲能元件與接地端之間的第三電晶體，以及連接在所述第一儲能元件和所述第二端之間的第一磁性元件。
  6. 根據請求項5所述的功率轉換器，其中，所述第二類開關型功率級電路包括連接在對應的所述第二儲能元件和接地端之間的第四電晶體和第五電晶體，以及連接在所述第四電晶體與所述第五電晶體的公共連接端和所述第二端之間的第二磁性元件。
  7. 根據請求項1所述的功率轉換器，其中，所述第一端 被配置為輸入端以接收輸入電壓，所述第二端被配置為輸出端以產生輸出電壓。
  8. 根據請求項1所述的功率轉換器，其中，所述第二端被配置為輸入端以接收輸入電壓，所述第一端被配置為輸出端以產生輸出電壓。
  9. 根據請求項6所述的功率轉換器，其中，錯相控制所述第一類型開關型功率級電路和所述第二類型開關型功率級電路的工作狀態。
  10. 根據請求項9所述的功率轉換器，其中，第1個至第N個所述第二電晶體以及所述第四電晶體的工作週期相同，每個所述第二電晶體和所述第三電晶體的開關狀態互補，所述第四電晶體和所述第五電晶體的狀態互補，第j個所述第一電晶體與第j個所述第一類開關型功率級電路的所述第三電晶體的開關狀態相同，j=1,2,3,...,N；以及所述功率轉換器被配置為透過調節每個所述第二電晶體的工作週期以維持所述功率轉換器的輸出電壓穩定。
  11. 根據請求項10所述的功率轉換器，其中，當N大於1時，第1個至第N個所述第二電晶體以及所述第四電晶體的導通時序之間依次具有相同的相位差。
  12. 根據請求項11所述的功率轉換器，其中，所述相位差依次為360°/(N+1)。
  13. 根據請求項6所述的功率轉換器，其中，同相控制所述第一類開關型功率級電路和所述第二類開關型功率級電路的工作狀態。
  14. 根據請求項13所述的功率轉換器，其中，第1個至第N個所述第二電晶體以及所述第四電晶體的開關狀態相同，第1個至第N個所述第三電晶體、第1個至第N個所述第一電晶體以及所述第五電晶體的開關狀態相同且與所述第二電晶體的開關狀態互補；以及所述功率轉換器被配置為透過調節所述第二電晶體的工作週期以維持所述功率轉換器的輸出電壓穩定。
  15. 根據請求項6所述的功率轉換器，其中，所述第三電晶體與所述第五電晶體為整流開關；或者所述第三電晶體和所述第五電晶體替換為二極體。
  16. 根據請求項6所述的功率轉換器，其中，至少一個所述第一磁性元件和所述第二磁性元件相互耦合，及/或至少兩個第一磁性元件相互耦合。
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