TWI711254B - 輕負載下具有功率因數校正之離線轉換器及其方法 - Google Patents

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喬爾 杜奇
雷定 梅庫塞
盧卡斯 奧立威克
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美商半導體組件工業公司
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Abstract

在一種形式中，一功率因數校正(PFC)控制器包括一調節電路、一空滯時間偵測電路、及一脈衝寬度調變器。該調節電路回應於在一回授輸入端子處所接收的一回授電壓而提供一控制電壓，其中該回授電壓與一輸出電壓成比例。該空滯時間偵測電路具有耦接至一零電流偵測輸入端子的一輸入、及用於提供一空滯時間信號的一輸出。該脈衝寬度調變器回應於該控制電壓及該空滯時間信號而提供一驅動信號，該驅動信號控制一開關的傳導以改善一離線轉換器的一功率因數，其中該脈衝寬度調變器以一不連續傳導模式使用該空滯時間信號來調變該驅動信號的一導通時間及一切換週期兩者。

Description

輕負載下具有功率因數校正之離線轉換器及其方法
本揭露大致上係關於電力轉換電路，且更具體地係關於具有功率因數校正之離線轉換器。
離線電力轉換器可使用積體電路功率因數校正(power factor correction,PFC)控制器來實施。PFC控制器藉由使電流及電壓波型彼此同相而有助於提高電力傳輸至負載的效率。為了減少電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)，具有PFC控制器的一般離線轉換器在臨界傳導模式(critical conduction mode,CrM)中操作，在該臨界傳導模式中，當通過PFC級之電感器的電流降至零時，開始新的切換循環。瞬時電感器電流從零變化至與線電壓成比例的值，且平均電感器電流遵循與輸入電壓相同的波型，因此不在電流波型中提供失真或相移。
在PFC控制器中，很難維持效率且同時橫跨整個負載範圍地達到近乎一致的功率因數。此問題的一個解決方案被稱作頻率箝制CrM。隨著負載之位準變輕，具有頻率箝制CrM的CrM控制器箝制自然切換頻率以維持高效率。一旦頻率被箝制，則PFC控制器進入不連續傳導模式(discontinuous conduction mode,DCM)。若沒有實施用以補償空滯時間 (dead time)的電路系統，由於頻率箝制，功率因數隨著頻率偏離自然頻率而下降。利用合併電路系統以補償空滯時間的頻率箝制CrM控制器，功率因數保持為高，但因為谷之間的暫停(hesitation)可能會產生一些雜訊，且可能會觀察到一些電流突起(bump)，尤其在CrM與DCM操作之間的轉變。
其他PFC控制器使用諸如谷同步頻率折回(valley-synchronized frequency foldback VSFF)及電流控制頻率折回(current controlled frequency foldback,CCFF)的技術，該等技術藉由強制一些空滯時間不提供牢固的頻率箝制來減少輕負載下的切換頻率。這些PFC控制器調變導通時間(on-time)以補償DCM中所經歷的空滯時間。這些PFC控制器在輕負載下達到高功率因數，但不會牢固地控制頻率範圍。當在谷之間切換或在CrM與DCM之間轉變時，這些PFC控制器也可能經歷電流突起。
本揭露提供一種功率因數校正(PFC)控制器，其包含：一調節電路，其用於回應於在一回授輸入端子處所接收的一回授電壓而提供一控制電壓，其中該回授電壓與一輸出電壓成比例；一空滯時間偵測電路，其具有耦接至一零電流偵測輸入端子的一輸入、及用於提供一空滯時間信號的一輸出；及一脈衝寬度調變器，其回應於該控制電壓及該空滯時間信號而提供一驅動信號，該驅動信號控制一開關的傳導以改善一離線轉換器的一功率因數，其中該脈衝寬度調變器以一不連續傳導模式使用該空滯時間信號來調節該驅動信號的一導通時間及一切換週期兩者，而不會實質上改變空滯時間。
本揭露提供一種離線轉換器，其包含：一整流器，其用於將一正弦輸入電壓轉換成一經整流之輸入電壓；一電感性元件，其具有用於接收該經整流之輸入電壓的一第一端子、及一第二端子；一二極體，其具有耦接至該電感性元件之該第二端子的一第一端子、及用於提供一主體電壓給一負載的一第二端子；一主體電容器，其具有耦接至該二極體之該第二端子的一第一端子、及耦接至接地的一第二端子；一開關，其具有耦接至該電感性元件之該第二端子的一第一電流電極、一控制端子、及一第二電流電極；及一PFC控制器，其耦接至該電感性元件、該二極體之該第二端子、及該開關之該控制端子，其中該PFC控制器調節該開關的一傳導以使通過該電感性元件之一電流與該經整流之輸入電壓同相，其中在一不連續傳導模式中該PFC控制器根據一空滯時間來調節該開關的一導通時間及該開關的一切換週期兩者。
本揭露亦提供一種用於線電流塑形以增加一離線轉換器之一功率因數的方法，其包含：將一正弦輸入電壓整流成一經整流之輸入電壓；將自該經整流之輸入電壓所產生的一電流從一電感性元件之一第一端子傳導至該電感性元件之一第二端子；對在該電感性元件之該第二端子處的一電壓進行整流以形成一主體電壓；使用一主體電容器對該主體電壓進行濾波；及使用一開關選擇性地切換該電感性元件之該第二端子處的一電流至接地，其中該選擇性地切換包含產生一斜坡信號並以一不連續傳導模式根據一空滯時間來調節該開關的一導通時間及一切換週期兩者。
1:端子
2:端子
3:端子
4:端子
6:端子
8:端子
100:離線電力轉換器
110:整流器/二極體電橋
112:電磁干擾濾波器/EMI濾波器
114:二極體
115:二極體
116:二極體
117:二極體
118:電容器
120:變壓器
122:一次繞組
124:二次繞組
126:變壓器鐵芯
130:驅動電晶體
140:感測電路
142:二極體
144:電阻器
146:電阻器
148:電阻器
150:輸出電路
152:二極體/升壓二極體
154:主體電容器
156:負載
160:積體電路功率因數校正(PFC)控制器/積體電路功率因數控制器/控制器
170:線感測電路
172:電阻器
174:電阻器
176:電阻器
178:電阻器
180:電阻器
182:電阻器
184:電阻器
186:電容器
188:電容器
190:電阻器
200:功率因數校正(PFC)控制器
201:回授端子/FB端子
202:電流感測端子/零電流檢測端子
203:驅動端子/端子
210:調節方塊
212:電容器
220:空滯時間檢測方塊
230:導通時間處理方塊
231:放大器
232:電容器
233:電阻器
234:反相器
235:開關
236:開關
240:比較器
250:鎖存器
260:驅動器
300:時序圖
310:第一波型
320:第二波型
400:時序圖
410:波型
420:波型
430:波型
412:VDS波型區段
414:VDS波型區段
422:IL波型區段
424:IL波型區段
432:OSC CLOCK波型區段
434:OSC CLOCK波型區段
500:時序圖
510:波型
520:波型
530:波型
540:波型
550:電流突波
560:電流突波
600:PFC控制器
601:回授端子
602:電流感測端子/零電流檢測端子/接腳
603:驅動端子/端子
610:調節方塊
612:電容器
620:空滯時間檢測方塊
640:脈衝寬度調變(PWM)電路
650:斜坡控制電路
652:斜坡產生器
654:谷值檢測電路
656:時脈產生電路
660:比較器
670:鎖存器
680:驅動器
700:時序圖
710:波型
712:第一假想波型
720:波型
722:第二假想波型
800:時序圖
810:波型
812:VDS波型區段
814:VDS波型區段
820:波型
822:IL波型區段
824:IL波型區段
830:波型
832:OSC CLOCK波型區段
834:OSC CLOCK波型區段
900:圖表
910:波型
920:第二波型/波型
1000:斜坡產生器電路
1010:取樣與保持電路
1020:斜坡電流處理電路/斜坡處理電路
1030:電晶體
1000:斜坡產生器電路
1040:計時電容器端子
1050:計時電容器
1100:斜坡電流產生器
1110:電流源
1120:電阻器
1130:空滯時間調變器
1132:開關
1134:開關
1136:電阻器
1140:電阻器電容器(RC)濾波器
1142:電阻器
1144:電容器
1150:放大器
1160:電阻器
Cbulk:主體電容器
Cin:電容器
CLK:時脈信號
CP:電容器
CS/ZCD:電流感測/零電流檢測端子
CZ:電容器
D1:二極體
DRV:驅動端子
DT:空滯時間檢測信號
Dzcd:二極體
FAULT:信號
FB:回授端子
ICH:充電電流
ICHO:全負載下之標稱充電電流
IL:負載電流
IL(t):電流信號
IR2:電流
L1:一次繞組
Q:輸出
Q1:驅動電晶體
R:重設輸入
Rbo1:電阻器
Rbo2:電阻器
Rfb1:電阻器
Rfb2:電阻器
RFF:電阻器
Rocp:電阻器
Rsense:電阻器
RX1:電阻器
RX2:電阻器
RZ:電阻器
Rzcd:電阻器
S:置位輸入
S/H:取樣與保持電路
tCYCLE:循環時間
tON:導通時間
tON(t):導通時間
VALLEY:檢測谷值信號
VBULK:電壓
VCONTROL:控制電壓
VCYCLE:斜坡電壓
VCC:電源供應電壓
VDS:汲極至源極電壓
Vin:輸入電壓
VRAMP:斜坡訊號
VRAMP(t):斜坡訊號
VTON:導通時間電壓信號
VIN(t):輸入電壓
△t ON :導通時間變化
所屬技術領域中具有通常知識者而更佳地瞭解可藉由參考附圖本揭露，並且本揭露之許多特徵及優點變得顯而易見，在附圖中： 圖1以部分方塊圖及部分示意形式繪示包括積體電路功率因數校正(PFC)控制器的離線電力轉換器；圖2以部分方塊圖及部分示意形式繪示可用於圖1之離線電力轉換器中的先前技術中已知之PFC控制器；圖3繪示圖2之PFC控制器的輸入電壓及導通時間的時序圖；圖4繪示一時序圖，該時序圖顯示與可用於圖1之離線電力轉換器中的先前技術中已知之PFC控制器的切換相關的三個波型；圖5繪示一時序圖，該時序圖顯示圖2之PFC控制器的切換所造成的四個信號波型；圖6根據各種實施例以部分方塊圖及部分示意形式繪示可用於圖1之離線電力轉換器中的PFC；圖7繪示一時序圖，該時序圖顯示在DCM下操作時圖6之PFC所產生的斜坡電壓及一次電流；圖8繪示一時序圖，該時序圖顯示與圖6之PFC的切換相關的三個信號波型；圖9繪示一圖表，該圖表顯示根據圖6之斜坡產生器的第一實施例的充電電流調變；圖10根據第一實施例以部分方塊圖及部分示意形式繪示可用作圖6之斜坡產生器的斜坡產生器電路；及圖11根據第二實施例以部分方塊圖及部分示意形式繪示可用於圖6之斜坡產生器中的斜坡電流產生器電路。
不同圖式中使用相同參考符號指示相似或等同的組件。除非另外說明，辭「耦接」及其關聯動辭形式包括直接連接及藉由本領域中 已知的手段間接電連接二者，且除非另外說明，直接連接的任何描述也隱含使用合適形式之間接電連接的替代實施例。
圖1以部分方塊圖及部分示意形式繪示包括8接腳積體電路功率因數校正(PFC)控制器160的離線電力轉換器100。離線電力轉換器100通常包括整流器110、變壓器120、標示為「Q1」的驅動電晶體130、感測電路140、輸出電路150、積體電路功率因數控制器160、線感測電路170、標示為「Rfb1」的電阻器180、標示為「Rfb2」的電阻器182、標示為「RZ」的電阻器184、標示為「CZ」的電容器186、標示為「Cp」的電容器188、及標示為「RFF」的電阻器190。
整流器110包括電磁干擾(「EMI」)濾波器112、二極體114、二極體115、二極體116、二極體117、及標示為「Cin」的電容器118。整流器110具有連接至第一「AC線」電力供應端子的輸入端子、連接至第二AC線電力供應端子的輸入端子、用以提供第一電力供應端子的輸出端子、及連接至接地的輸出端子，該輸出端子作為用於離線電力轉換器100的參考電壓端子。二極體114具有連接至由EMI濾波器112所提供之第一電力供應端子的陽極、及用以提供標示為「Vin」之電壓的陰極。二極體115具有連接至接地的陽極、及連接至二極體114之陽極的陰極。二極體116具有連接至由EMI濾波器112所提供之第二電力供應端子的陽極、及連接至二極體114之陰極的陰極。二極體117具有連接至接地的陽極、及連接至二極體116之陽極的陰極。電容器118具有連接至二極體116之陰極的第一端子、及連接至接地的第二端子。在替代組態中，二極體電橋110的負端子(二極體115及117的陽極)可連接至另一節點，例如用以執 行負電流感測。在此種情況下，將電阻器插入二極體115及117之陽極以及電容器118之第二端子與接地之間的電流返迴路徑中。在此情況下，當電流流過電阻器時，二極體115及117的陽極的共用連接點低於零。若接地為零伏特，則二極體電橋110之負端子處的電壓等於電阻器之電阻值乘上通過變壓器120之一次繞組之電流的負值。
變壓器120包括標示為「L1」的一次繞組122、二次繞組124、及變壓器核心126。一次繞組122具有用以接收Vin的第一端子、及第二端子。二次繞組124具有連接至接地的第一端子、及第二端子。
驅動電晶體130具有閘極電極、連接至一次繞組122之第二端子的汲極電極、源極電極、及連接至源極電極的基材電極。
感測電路140包括標示為「Dzcd」的二極體142、標示為「Rzcd」的電阻器144、標示為「Rocp」的電阻器146、及標示為「Rsense」的電阻器148。二極體142具有連接至第二繞組124之第二端子的陽極、及陰極。電阻器144具有連接至二極體142之陰極的第一端子、及第二端子。電阻器146具有連接至電阻器144之第二端子的第一端子、及連接至驅動電晶體130之源極電極的第二端子。電阻器148具有連接至電阻器146之第二端子的第一端子、及連接至接地的第二端子。
輸出電路150包括標示為「D1」的二極體152、標示為「Cbulk」的主體電容器(bulk capacitor)154、及負載156。二極體152具有連接至驅動電晶體130之汲極電極的陽極、及用於提供標示為「Vbulk」之電壓的陰極。主體電容器154具有連接至二極體152之陰極的第一端子、及連接至接地的第二端子。負載156具有連接至主體電容器154之第一端子的第一端子、及連接至接地的第二端子。
積體電路功率因數控制器160具有第一端子、第二端子、第三端子、連接至電阻器146之第一端子的第四端子、連接至接地的第五端子、連接至驅動電晶體130之閘極電極的第六端子、用於接收標示為「VCC」之電力供應電壓的第七端子、及用於接收標示為「回授」之信號的第八端子。
線感測電路170包括標示為「RX1」的電阻器172、標示為「RX2」的電阻器174、標示為「Rbo1」的電阻器176、及標示為「Rbo2」的電阻器178。電阻器172具有連接至第一AC線電力供應端子的第一端子、及第二端子。電阻器174具有連接至第二AC線電力供應端子的第一端子、及連接至電阻器172之第二端子的第二端子。電阻器176具有連接至電阻器174之第二端子的第一端子、及連接至積體電路功率因數控制器160之第二端子的第二端子。電阻器178具有連接至電阻器176之第二端子的第一端子、及連接至接地的第二端子。
電阻器180具有用於接收Vbulk的第一端子、及用於提供回授信號的第二端子。電阻器182具有連接至積體電路功率因數控制器160之第八端子的第一端子、及連接至接地的第二端子。電阻器184具有連接至積體電路功率因數控制器160之第一端子的第一端子、及第二端子。電阻器186具有連接至電阻器184之第二端子的第一端子、及連接至接地的第二端子。電容器188具有連接至電阻器184之第一端子的第一端子、及連接至接地的第二端子。電阻器190具有連接至積體電路功率因數控制器160之第三端子的第一端子、及連接至接地的第二端子。
在操作中，整流器110提供具有在電力供應主體(AC線)與離線電源轉換器100的下游電路系統之間進行濾波的全波整流電壓 Vin。具體而言，整流器110藉由將信號通過EMI濾波器112來管理非所要之能量從AC線傳遞至下游電路系統。EMI濾波器112對操作EMI干擾進行濾波，使得下游電路在期間不受干擾。EMI濾波器112接收AC線信號並將經濾波之AC信號提供至該EMI濾波器的輸出端子。二極體114、115、116、及117將經整流之輸入電壓Vin提供至離線電力轉換器100的下游電路，該經整流之輸入電壓在電容器118上儲存並濾波。
對於變壓器120，通過一次繞組122的變化的交流電流在變壓器120的變壓器核心126中產生變化的磁通量，此導致橫跨一次繞組122的變化的交流電壓。藉由感應耦接，變化的磁通量在二次繞組124的線圈中產生變化的磁場。眾所周知，二次繞組124中所感應的電壓是橫跨一次繞組122之電壓的數學函數，且由二次繞組124之匝數對一次繞組122之匝數的比值所定義。
在導通時間(「TON」)期間，積體電路功率因數控制器160拉高端子6以在驅動電晶體130之閘極電極上提供正驅動電壓，該驅動電晶體是N通道金氧半導體場效電晶體(「MOSFET」)。驅動電晶體130轉變至「導通(on)狀態」並在一次繞組122之第二端子處提供至接地的低阻抗電流路徑。整流器110提供IL，且IL流經一次繞組122、驅動電晶體130、及電阻器148。驅動電晶體130運作以將汲極電壓朝接地降低，且變壓器120建構其磁場並依據IL變動而儲存能量。
電阻器148感測流經驅動電晶體130的電流並將電壓位準提供至積體電路功率因數控制器160的端子4。電阻器148依據從驅動電晶體130之汲極流至源極之電流的變動而提供正電壓至端子4。若端子4上的電壓超過臨限，則積體電路功率因數控制器160判定驅動電晶體130在過電 流狀態下操作，且停用(deactivate)驅動電晶體130。
在關斷(「TOFF」)時間期間，積體電路功率因數控制器160拉低端子6以使驅動電晶體130非導通。驅動電晶體130轉變至「關斷(off)狀態」並在一次繞組122之第二端子處提供高阻抗電流路徑。作為回應，一次繞組122抵抗變化的IL，並運作以提高一次繞組122之第二端子處的電壓。二極體152依據一次繞組122所提供之電壓的變動而接通，以將IL提供至輸出電路150並增加Vbulk。主體電容器154將Vbulk依據IL之變動而儲存在負載156上，且對橫跨負載156的高頻率電壓轉變進行濾波。
另外，二次繞組124運作以提高感測電路140之二極體142的陽極上的電壓。二極體142回應於第二繞組124中所感應的電壓而接通並使電流流經電阻器144、146、及148。感測電路140提供電壓至積體電路功率因數控制器160的端子4，以藉由偵測二次繞組124何時提供零電流(稱為零電流偵測(「ZCD」))來指示二次繞組124之磁場何時處於「去磁(demagnetization)」相。隨端子4上之電壓而變動，若積體電路功率因數控制器160偵測到ZCD，則積體電路功率因數控制器160調節某些內部電路的操作。第二繞組124及二極體142進行運作，以預防驅動電晶體130處於導通狀態時的OCP偵測與驅動電晶體130處於關斷狀態時的ZCD偵測之間的干擾。
線感測電路170藉由依據電阻器172、174、176、及178之值的變動而劃分AC線電壓來感測AC線的瞬時電壓。電阻器176的第二端子在積體電路功率因數控制器160的端子2處形成電壓。若端子2上的電壓小於臨限達某持續時間，諸如長於半線週期的時間，則積體電路功率因數控制器160偵測出欠壓(brown-out)狀況並停止操作以防止過度應力。
離線電力轉換器100提供Vbulk至電阻器180之第一端子，以依據電阻器180及182之值的變動而提供回授信號。電阻器180的第二端子在積體電路功率因數控制器160的端子8處形成電壓。隨端子8上之電壓而變動，積體電路功率因數控制器160調節驅動電晶體130的工作週期，且在輸出電壓太高時立即使該驅動電晶體失能。
積體電路功率因數控制器160提供來自內部誤差放大器的信號至端子1，該內部誤差放大器經實施作為在電壓調節迴路中使用的運算跨導放大器。由電阻器184、電容器186、及電容器188所形成並連接至端子1的電路網路對調節迴路頻寬及相位裕量(phase margin)進行調整。
積體電路功率因數控制器160在端子3處提供輸出電壓至電阻器190以形成隨AC線所提供之電流而變動的電壓。隨端子3上之電壓而變動，積體電路功率因數控制器160調整空滯時間並起始週期跳躍(cycle skipping)。控制器160所欲實施的控制技術是橫跨整個負載範圍地保持高功率因數及高效率兩者，包括輕負載及非常輕之負載。
圖2以部分方塊圖及部分示意形式繪示可用於圖1之離線電力轉換器100中的先前技術中已知之功率因數校正(PFC)控制器200。PFC控制器200具有一組積體電路端子，該組積體電路端子包括標示為「FB」的回授端子201、標示為「CS/ZCD」的電流感測/零電流偵測端子202、及標示為「DRV」的驅動端子203。連接至FB端子201的是電阻器180及182，如先前圖1中所繪示。
PFC控制器200通常包括調節方塊210、電容器212、空滯時間偵測方塊220、導通時間處理方塊230、比較器240、鎖存器250、及驅動器260。調節方塊210具有連接至回授端子201的輸入、及用於提供標示 為「VCONTROL」之經調節控制電壓的輸出。電容器212具有連接至調節方塊210之輸出的第一端子、及連接至接地的第二端子。空滯時間偵測方塊220具有連接至電流感測端子202的輸入、及用於提供標示為「DT」之空滯時間偵測信號的輸出。
導通時間處理方塊230具有連接至調節方塊210之輸出的輸入、連接至空滯時間偵測方塊220之輸出的輸入、及用於提供標示為「VTON」之導通時間電壓信號的輸出。導通時間處理方塊230包括放大器231、電容器232、電阻器233、反相器234、開關235、及開關236。放大器231具有連接至調節方塊210之輸出的非反相輸入、反相輸入、及輸出。電容器232具有連接至放大器231之輸出的第一端子、及連接至放大器231之非反相輸入的第二端子。電阻器233具有第一端子、及連接至放大器231之非反相輸入的第二端子。反相器234具有連接至空滯時間偵測方塊220之輸出的輸入、及輸出。開關235具有連接至放大器231之輸出的第一端子、連接至電阻器233之第一端子的第二端子、及連接至反相器234之輸出的控制端子。開關236具有連接至開關235之第二端子及電阻器233之第一端子的第一端子、連接至接地的第二端子、及連接至空滯時間偵測方塊220之輸出的控制端子。
比較器240具有連接至放大器231之輸出的負輸入、用於接收斜坡信號的正輸入端子、及輸出。鎖存器250是SR鎖存器，該SR鎖存器具有用於接收標示為「CLK」之時脈信號的標示為「S」之置位輸入、連接至比較器240之輸出的標示為「R」之重設輸入、及標示為「Q」之輸出。驅動器260具有連接至鎖存器250之輸出的輸入、及連接至端子203的輸出。
在操作中，PFC控制器200回應於其控制演算法而提供DRV輸出信號。調節方塊210接收回授信號，並回應於比較FB信號與參考電壓及對回授信號進行濾波而提供VCONTROL以為了迴路穩定性。電容器212可以是連接至積體電路端子的外部電容器，而雖然圖2為了簡潔起見而將該電容器顯示為單一電容器，此電容器通常被形成為與電容器及電阻器之串聯組合並聯的電容器。此外，調節方塊210可包括用於將VCONTROL箝制至特定值的電路系統。
導通時間處理方塊230基於所測量的空滯時間來調變VCONTROL。放大器231及電容器232形成積分器，並基於切換循環週期(導通時間加上去磁時間)相對於包括空滯時間之總切換週期的比值，即工作週期，來調變VCONTROL。當DT在邏輯低處係無效(inactive)時，開關235合上而開關236打開。就DT為低的時間期間而言，電阻器233的第一端子接收VTON。就DT在邏輯高處係有效(active)的時間期間而言，電阻器233的第一端子連接至處於零伏特的接地。因此，電阻器233的第一端子平均接收等於VTON *工作週期的電壓。比較器240比較VTON之位準與固定的斜坡電壓，且當斜坡信號超過VTON時DRV信號的導通時間結束。
圖3繪示圖2之PFC控制器200的輸入電壓及導通時間的一時序圖300。在時序圖300中，水平軸表示以毫秒(msec)為單位的時間，左垂直軸表示以微秒(μs)為單位的時間，且右垂直軸表示以伏特為單位的輸入電壓。時序圖300顯示兩個感興趣的波型，包括顯示輸入電壓VIN(t)的第一波型310、及顯示導通時間t ON (t)的第二波型320。如在VIN(t)係50赫茲(Hz)、230V RMS電壓之系統中的10ms之半線週期中所可見，VIN(t)從0ms處的0.0V變化至約5ms處的約320V之峰值，並在10ms處返回0 V。同時，t ON (t)從0ms處的約3.40μs下降至約5ms處的約1.50μs並上升至10ms處的約3.40μs。因此導通時間隨著輸入功率及AC線電壓在半線週期內之變化而變化。此種類型的tON變化可起因於將切換頻率箝制至固定值。在此種情況下，頻率箝制導致空滯時間在接近線零交叉處較高，從而導致較高的tON但實質上恆定的頻率。
在此種方式中，PFC控制器200調變導通時間以補償空滯時間並傾向於減少空滯時間。此控制技術在不連續傳導模式(DCM)中達到接近一致的功率因數，且保持輕負載效率，但也可在MOSFET轉向處之谷需要被改變且在經平均之電流及電流突起或「突波(glitch)」中遭受大變動時顯著地隨著從一循環至另一循環而改變空滯時間。
圖4繪示一時序圖400，該時序圖顯示與可用於圖1之離線電力轉換器100中的先前技術中已知之PFC控制器的切換相關的三個波型。在圖4中，水平軸表示以μs為單位的時間。三個波型顯示於相同時間軸上但具有不同的垂直軸，包括：波型410，其顯示電晶體130的汲極至源極電壓(V DS )，其中垂直軸顯示以伏特(V)為單位的振幅；通過變壓器120之一次繞組並標示為「I L 」的電流的波型420，其中垂直軸顯示以安培(A)為單位的電流；及波型430，其顯示標示為「OSC CLOCK」的振盪器時脈信號，其中垂直軸顯示以V為單位的振幅。
時序圖400表示使用被稱作谷同步頻率折回(VSFF)之控制技術的PFC控制器的操作。時序圖400表示二個切換循環。第一切換循環對應於VDS波型區段412、IL波型區段422、及OSC CLOCK波型區段432。如時序圖400中所示，在約時間t0處，OSC CLOCK波型區段轉變至邏輯低。此轉變設定鎖存器250，該鎖存器啟動DRV信號。電晶體130變成導通， 且其V DS 減小至約0V。OSC CLOCK信號的去激發起始斜坡信號的循環(未表示於圖4中)且負載電流I L 從t0至t1係上升。在時間t1處，斜坡信號與VTON相交，此重設鎖存器250並導致驅動器260停用DRV信號。因此V DS 在t1之後上升，直到升壓二極體152接通。負載電流I L 從t1至t2係下降，變壓器120在時間t2處變成完全去磁，且開始此切換循環的空滯時間。V DS 及I L 開始振動，其中VDS波型的谷發生在時間t3、t5、及t7處。根據VFB的位準，PFC控制器200偵測到第三谷，且在時間t7處停用OSC CLOCK信號，開始另一個切換循環。
第二切換循環對應於VDS波型區段414、IL波型區段424、及OSC CLOCK波型區段434。在第二切換循環中，負載較大。如時序圖400中所示，OSC CLOCK波型區段在約時間t10處轉變至邏輯低。此轉變設定鎖存器250，該鎖存器啟動DRV信號。電晶體130變成導通，且其VDS減小至約0V。OSC CLOCK信號的去激發起始斜坡信號的循環，該斜坡信號在電壓上從時間t10至t12係上升，通過對應至第一切換循環期間之VTON位準的時間t11。在時間t12處，斜坡信號與VTON經增加之值相交，此重設鎖存器250並導致驅動器260停用DRV信號。VDS在t12之後上升，直到升壓二極體152接通。當變壓器120在時間t14處變成完全去磁時，I L =0A且開始此切換循環的空滯時間。須注意的是，t12至t13的時間係對應於第一切換循環中去磁時間的長度。VDS及IL開始振動，其中VDS波型的谷發生在時間t15及t17處。根據VFB的位準，PFC控制器200偵測到第二谷而不是第三谷，因為負載已變得更重。該PFC控制器在時間t17處停用OSC CLOCK信號，開始另一個切換循環。
在第一切換循環與第二切換循環之間，循環時間(導通時 間加上去磁時間)增加，而切換期間稍微減少且空滯時間顯著減少。OSC CLOCK在DRV脈衝變高之後一固定時間量時產生。OSC CLOCK信號在第二切換循環期間為高時，導通時間中的小增加導致第二谷成為可偵測到的第一個谷，而當OSC CLOCK信號在第一切換循環期間為高時，第三谷是可偵測到的第一個谷。因此，較長的導通時間導致較高的峰值，且，由於與谷同步，空滯時間減少。這兩個效應導致平均電流的大變動，現在將描述這現象。
圖5繪示一時序圖500，該時序圖顯示圖2之PFC控制器200的切換所造成的四個信號波型。在時序圖500中，水平軸表示以μs為單位的時間，且垂直軸隨具體狀況來表示電壓或電流。時序圖500顯示四個感興趣的信號，包括顯示電壓VBULK的波型510、顯示以A為單位之線電流的波型520、顯示輸入電壓VIN的波型530、及顯示出現在圖1之積體電路功率因數控制器160之第三端子上的頻率折回控制接腳電壓的波型540。
VIN是全波整流正弦線電壓，即半正弦(halfsine)。半正弦的最小值對應於FFCONTROL的最小值及輸入線電壓的零交叉。因此，當FFCONTROL信號變低時，其對應於低線電壓。波型520表示，當各半週期中FFCONTROL接腳電壓隨著VIN上升而上升時，PFC控制器200進入CrM，且這些轉變導致非所欲的電流突波550及560以及類似突波的發生。
圖6根據各種實施例以部分方塊圖及部分示意形式繪示可用於圖1之離線電力轉換器100中的PFC控制器600。PFC控制器600具有一組積體電路端子，該組積體電路端子包括回授端子601(FB)、電流感測/零電流偵測端子602(CS/ZCD)、及驅動端子603(DRV)。連接至FB端子的是電阻器180及182，如先前圖1中所繪示。
PFC控制器600通常包括調節方塊610、電容器612、空滯時間偵測方塊620、及脈衝寬度調變(PWM)電路640。調節方塊610具有連接至回授端子601的輸入、及用於提供經調節之電壓VCONTROL的輸出。電容器612具有連接至調節方塊610之輸出的第一端子、及連接至接地的第二端子。空滯時間偵測方塊620具有連接至電流感測端子602的輸入、及用於提供空滯時間偵測信號DT的輸出。
脈衝寬度調變(PWM)電路640包括斜坡控制電路650、比較器660、鎖存器670、及驅動器680。斜坡控制電路650包括斜坡產生器652、谷偵測電路654、及時脈產生電路656。斜坡產生器652具有連接至用於接收DT信號之空滯時間偵測方塊之輸出的第一輸入、用於接收標示為「CLK」之時脈信號的輸入、及用於提供標示為「VRAMP」之斜坡信號的輸出。谷偵測電路654具有連接至接腳602並用於接收標示為「ZCD」之零電流偵測信號的第一輸入、用於接收驅動信號DRV的第二輸入、連接至斜坡產生器652之第二輸入並用於提供tCYCLE信號的第一輸出、及用於提供標示為「VALLEY」之偵測谷信號的第二輸出。時脈產生電路656具有用於接收VRAMP信號的第一輸入、用於接收VALLEY信號的第二輸入、及用於提供CLK信號的輸出。
比較器660具有用於接收VCONTROL信號的負輸入、連接至斜坡產生器652之輸出並用於接收VRAMP信號的正輸入、及輸出。鎖存器670是SR鎖存器，該SR鎖存器具有用於接收CLK信號的置位輸入(S)、連接至比較器660之輸出的重設輸入(R)、及輸出(Q)。驅動器680具有連接至鎖存器670之輸出的輸入、及連接至端子603的輸出。
在操作中，PFC控制器600的操作與圖2之PFC控制器200類 似，除了使用不同的控制技術。隨著負載變輕，切換頻率上升。與頻率箝制控制器一樣，PFC控制器600預防切換頻率超過預設位準。該PFC控制器以不連續傳導模式使用DT信號來調變DRV信號的導通時間及切換週期兩者而不會實質上改變空滯時間。如此一來，與圖2之PFC控制器200不同，PFC控制器600提供了牢固的頻率箝制，且避免了在DCM下操作之PFC控制器的可能雜訊及電流突波，同時在廣泛變化的負載條件下保持接近一致的功率因數及高效率。
圖7繪示一時序圖700，該時序圖顯示在DCM下操作時圖6之PFC控制器600所產生的斜坡電壓及一次電流。在圖7中，水平軸表示以μs為單位的時間，且垂直軸表示不同量值。時序圖700的上端部分表示斜坡訊號v RAMP (t)的波型710且垂直軸表示以V為單位的振幅。時序圖700的下端部分表示電流信號i L (t)的波型720且垂直軸表示以A為單位的振幅。時序圖700表示五個感興趣的時間，包括時間t1-t5。
時序圖700表示二個連續的切換循環。在時間t1處，第一切換循環開始。斜坡產生器652經重設且v RAMP (t)最初為0伏特。v RAMP (t)以第一斜率增加。i L (t)增加直到v RAMP (t)等於V CONTROL ，此時導通時間結束且去磁相開始。去磁相繼續直到在時間t2處v RAMP (t)達到V CYCLE 且i L (t)=0。t1與t2之間的時間段界定循環時間tCYCLE。在t2之後，PFC控制器600在空滯時間期間內運作。在空滯時間期間內，v RAMP (t)繼續增加但其斜率更高。因此，斜坡產生器652將v RAMP (t)產生為二斜率斜坡，並為了空滯時間補償斜率。在空滯時間期間i L (t)保持在0。最後v RAMP (t)=V CLAMP ，此結束電流切換循環而開始第二切換循環。在時間t3處，開始第二切換循環。波型720在第二循環期間呈現相同的導通時間、去磁時間、循環時間、及空滯 時間。
在DCM下波型710於tCYCLE期間的斜率取決於所感測的空滯時間。然而，波型710於空滯時間期間的斜率不受補償空滯時間之電路所提供的調變所影響。從而，由於V CLAMP 不會變化且由於將會看到V CYCLE 不受斜坡斜率所影響，補償空滯時間之電路所提供的調變不會改變t DT 。
在t3處，斜坡產生器652再次經重設且v RAMP (t)亦重設為0伏特。v RAMP (t)及i L (t)增加直到v RAMP (t)等於V CONTROL ，此時導通時間結束且去磁相開始。去磁相繼續直到在時間t4處v RAMP (t)達到V CYCLE 且i L (t)=0。t3與t4之間的時間段界定循環時間tCYCLE。在t4之後，轉換器在空滯時間期間內運行。在空滯時間期間內，v RAMP (t)繼續增加但其斜率增加至與第一切換循環中之斜率相同。i L (t)保持在0。最後，在時間t5處v RAMP (t)=V CLAMP ，此結束新切換循環而開始第三切換循環。
若負載增加而使得Vcycle超過Vclamp並因此PFC控制器600在CrM下運作，則v RAMP (t)會有具有單一之上升斜率的第一假想波型712所表示的形狀。假想波型712表示在v RAMP (t)達到V cycle 之前斜坡斜率沒有降低的情況下當v RAMP (t)與V CONTROL 相交時所會得到的導通時間，強調了標示為「△t ON 」的導通時間變化。第二假想波型722表示在v RAMP (t)達到V cycle 之前斜坡斜率沒有降低的情況下較短的導通時間所會造成的i L (t)。
然而，根據所揭示的實施例，在循環時間期間判定v RAMP (t)之斜率的充電電流係依據空滯時間(即作為切換週期之百分比的空滯時間比例)進行縮放。導通時間取決於斜坡電流如下：
Figure 108112068-A0305-02-0021-1
其中，t ON 是電晶體130的導通時間，C RAMP 是斜坡電容器的電容值，V CONTROL 是基於FB信號的控制電壓，而I RAMP 是經驅動至斜坡電容器之中端上的斜坡電流。關斷時間與導通時間相關如下：
Figure 108112068-A0305-02-0022-2
因此，循環持續時間是：
Figure 108112068-A0305-02-0022-3
電流循環結束時的斜坡電壓V CYCLE 是：
Figure 108112068-A0305-02-0022-4
因此，空滯時間是：
Figure 108112068-A0305-02-0022-5
其中VRAMP,PK是圖7的VCLAMP。從而根據方程式[5]，在固定的輸入及輸出電壓下，空滯時間是恆定的。
圖8繪示一時序圖800，該時序圖顯示與圖6之PFC控制器600的切換相關的三個信號波型。在圖8中，水平軸表示以μs為單位的時間。三個波型顯示於相同時間軸上但具有不同的垂直軸，包括：波型810，其顯示電晶體130的V DS ，其中垂直軸顯示以V為單位的振幅；通過 變壓器120之一次繞組的電流I L 的波型820，其中垂直軸顯示以A為單位的電流；及波型830，其顯示OSC CLOCK信號，其中垂直軸顯示以V為單位的振幅。
時序圖800根據使用谷同步頻率折回之實施例來表示PFC控制器的操作。時序圖800表示二個切換循環。第一切換循環對應於V DS 波型區段812、I L 波型區段822、及OSC CLOCK波型區段832。如時序圖800中所示，在約時間t0處，OSC CLOCK波型區段轉變至邏輯低。此轉變設定鎖存器670，該鎖存器啟動DRV信號。電晶體130變成導通，且其VDS減小至約0V。OSC CLOCK信號的去激發起始斜坡信號的循環且負載電流IL從t0至t1係上升。在時間t1處，斜坡信號與VCONTROL相交，此重設鎖存器670並導致驅動器680停用DRV信號。因此VDS最初在t1之後上升，直到升壓二極體接通。負載電流IL從t1至t2係下降，且變壓器120在時間t2處變成完全去磁，並開始此切換循環的空滯時間。VDS及IL開始振動，其中VDS波型的谷發生在時間t3、t5、及t7處。根據VFB的位準，PFC控制器600偵測到第三谷，且在時間t7處停用OSC CLOCK信號，開始另一個切換循環。
第二切換循環對應於VDS波型區段814、I L 波型區段824、及OSC CLOCK波型區段834。在第二切換循環中，負載較小。如時序圖400中所示，OSC CLOCK波型區段在約時間t10處轉變至邏輯低。此轉變設定鎖存器670，該鎖存器啟動DRV信號。電晶體130變成導通，且其VDS減小至約0V。OSC CLOCK信號的去激發起始斜坡信號的循環，該斜坡信號在電壓上從時間t10至t13係上升，通過對應至第一切換循環期間之VCONTOL位準的時間t11。在時間t11處，斜坡信號與VCONTOL相交，此重設鎖存器670並導致驅動器680停用DRV信號。VDS最初在t11之後上升。當變壓器 120在時間t13處變成完全去磁時，IL=0A且開始此切換循環的空滯時間。須注意的是，由於負載的減輕，t12至t13的時間係對應於去磁時間相較於第一切換循環的額外長度。在時間t13處，V DS 及I L 開始振動，其中三個谷再次發生在V DS 波型中。根據VFB的位準，即使因為電路調變以補償空滯時間而使得導通時間較長，PFC控制器600仍再次偵測到第三谷。PFC控制器600在時間t19處停用OSC CLOCK信號，開始另一個切換循環。
在第一切換循環與第二切換循環之間，導通時間、去磁時間、及循環時間增加，但空滯時間保持恆定或實質上恆定，且切換保持在第三谷。恆定或實質上恆定的空滯時間使平均電流波型保持平滑，避免已知控制方法中的電流突波。
圖9繪示一圖表900，該圖表顯示根據圖6之斜坡產生器652的第一實施例的充電電流調變。圖表900中，水平軸表示以百分比(%)為單位的V CYCLE 對V CLAMP 的比值，且垂直軸表示相對於全負載下之標稱充電電流I CH0 進行正規化的充電電流ICH。第一波型910表示由以下方程式界定的理想理論特性：
Figure 108112068-A0305-02-0024-6
為了近似波型910，可使用並可實際實施第二波型920。波型920是波型910的2區段、分段線性近似。在此種情況下，當V CYCLE /V CLAMP 接近0%時，斜坡產生器652保持約0.04 * ICH0的小充電電流或「最小」充電電流。當V CYCLE /V CLAMP 從稍大於0%變化至約25%時，I CH 從最小充電電流變化至約0.5 * ICH0。當V CYCLE /V CLAMP 從約25%變化至100%時，I CH 從約0.5 * ICH0變化至I CH0 。如圖9中所可見，藉由使用波型920，誤差係遍及整個 負載範圍地小。然而，若希望有更大的精確度，可增加區段的數量。
圖10根據第一實施例以部分方塊圖及部分示意形式繪示可用作圖6之斜坡產生器652的斜坡產生器電路1000。斜坡產生器電路1000包括標示為「S/H」的取樣與保持電路1010、斜坡電流處理電路1020、電晶體1030、計時電容器端子1040、及計時電容器1050。取樣與保持電路1010具有用於接收VRAMP的信號輸入、用於接收tCYCLE的時脈輸入、及用於提供電壓VCYCLE的輸出。斜坡電流處理電路1020具有連接至取樣與保持電路1010之輸出並用於接收VCYCLE的第一輸入、用於接收ICH0的第二輸入、用於接收VCLAMP的第三輸入、及用於提供電流ICH的輸出。電晶體1030係N-通道MOS電晶體，其具有連接至斜坡電流處理電路1020之輸出端子的汲極、用於接收CLK信號的閘極、及連接至接地的源極。計時電容器端子1040連接至斜坡電流處理電路1020的輸出及電晶體1030的汲極。電容器1050具有連接至計時電容器端子1040的第一端子、及連接至接地的第二端子。
在操作中，電流循環結束以形成V CYCLE 時，取樣與保持電路1010擷取VRAMP的值。然後斜坡電流處理電路1020根據V CYCLE 來對下一個循環形成充電電流ICH。例如，如圖9所示，I CH 的值可根據方程式[6]的二 區段分段線性近似來設定。替代地，可用多於二個區段來形成
Figure 108112068-A0305-02-0025-7
的近似，以獲得更好的近似。I CH0 及V CLAMP 是常數。斜坡電流處理電路1020的第二輸入可以是真實的電流，或者是代表I CH0 之位準的電壓。
發明人已發現，使用圖9所示的關係及圖10的電路會提供牢固的頻率箝制，且當在CrM與DCM之間轉換時，電流波型不會呈現與圖5之電流突波550及560類似的顯著電流突波。
圖11根據第二實施例以部分方塊圖及部分示意形式繪示可用於圖6之斜坡產生器652中的斜坡電流產生器1100。斜坡電流產生器1100通常包括電流源1110、電阻器1120、空滯時間調變器1130、電阻器電容器(RC)濾波器1140、放大器1150、及電阻器1160。電流源1110具有連接至VCC的第一端子、及第二端子，且傳導標示為「IRAMP0」的電流。電阻器1120具有連接至電流源1110之第二端子的第一端子、及連接至接地的第二端子。
空滯時間調變器1130包括開關1132、開關1134、及電阻器1136。開關1132具有連接至電流源1110之第二端子及電阻器1120之第一端子的第一端子、連接至接地的第二端子、及控制端子。開關1134具有連接至開關1132之控制端子的第一端子、連接至接地的第二端子、及用於接收標示為「FAULT」之信號的控制端子。電阻器1136具有連接至開關1132之控制端子及開關1134之第一端子的第一端子、及用於接收DT信號的第二端子。
RC濾波器1140包括電阻器1142及電容器1144。電阻器1142具有連接至電流源1110之第二端子及電阻器1120之第一端子及開關1132之第一端子的第一端子、及第二端子。電容器1144具有連接至電阻器1142之第二端子的第一端子、及連接至接地的第二端子。
放大器1150具有連接至電阻器1142之第二端子及電容器1144之第一端子的非反相輸入、反相輸入、及連接至該放大器之反相輸入的輸出。電阻器1160具有連接至放大器1150之輸出的第一端子、及連接至接地的第二端子，且傳導標示為「IR2」的電流。若斜坡產生器使用電容器來產生VRAMP，如圖10的電容器1050，則該斜坡產生器進一步包括 用於將IR2或多個IR2或IR2之部分鏡射至該電容器之第一端子的電流鏡，但為了便於討論這些元件並未表示於圖11中。
在操作中，電流源1110產生IRAMP0作為等於ICH0或與之成比例的電流。假設沒有故障(FAULT=0)，當DT是低時，RC濾波器1140之輸入處的電壓是IRAMP0 * R1120，其他情況則是0，其中R1120是電阻器1120的電阻值。RC濾波器1140運作為低通濾波器，該低通濾波器形成這兩個值的時間平均值，並將時間平均值提供至放大器1150的非反相輸入。放大器1150經配置以作為電壓隨耦器，並因此在其輸出上提供相同的時間平均值。因此，若電阻器1160及電阻器1120具有相同的值，則IR2係通過電阻器1160的電流，該電流使得電阻器1160之第一端子上的電壓等於由工作週期調變的IRAMP0。
數學上，放大器1150的非反相輸入處的電壓等於：
Figure 108112068-A0305-02-0027-8
其中T SW 是切換週期，t DT 是空滯時間，且d CYCLE 是工作週期(其中d CYCLE 是對於切換週期T SW 的相對電流循環持續時間tON+tDEMAG或tCYCLE且d CYCLE =t CYCLE /T SW )。
電流IR2是經調變的斜坡電流，且可表示為：
Figure 108112068-A0305-02-0027-9
若R 1120 =R 1160 。
因此，斜坡電流產生器1100利用小型且易於實施的斜坡電流產生器電路來產生由工作週期調變的斜坡電流。PFC控制器600可使用 該斜坡電流產生器以藉由預防頻率超過預設位準、補償空滯時間而不會實質上改變其持續時間、及不會呈現顯著的電流突波來繼續在輕負載狀況期間提供高效率。
因此已描述了PFC控制器及實現PFC之離線轉換器的各種實施例。PFC控制器，諸如圖6之PFC控制器600，可用於與圖1之離線電力轉換器100類似的具有PFC之離線控制器中。PFC控制器使用提供牢固頻率箝制的二斜率斜坡，而不是在輕負載狀況期間改變空滯時間以箝制或減少切換頻率。斜坡之第一部分的斜率經調變以補償輸入電壓、輸出電壓、及控制電壓狀況所造成的空滯時間。在空滯時間期間發生的第二部分的斜率是恆定的或實質上恆定的。因此，對空滯時間的補償沒有導致空滯時間的實質變化。在一具體實施例中，斜坡電流處理電路判定斜坡電流，以基於全負載電流及斜坡信號在前一個電流循環時間結束時的值來界定斜率的第一部分。在另一具體實施例中，斜坡電流係基於循環時間期間的空滯時間來調變。
上文揭示的課題被視為係闡釋性，且非限制性的，且隨附申請專利範圍企圖涵蓋落在申請專利範圍之真正範圍內的所有此種修改、強化、及其他實施例。例如，使用不同的補償空滯時間的技術而不在DCM期間實質上改變空滯時間持續時間是可能的。在一技術中，判定功率因數校正電晶體之導通時間及循環時間兩者的斜坡電流是基於全負載電流、循環時間、及箝位電壓來調變。調變可藉由理想波型之分段近似的二區段近似來進行，但在其他實施例中，可使用更多區段來實現接近理想特性的近似。在另一實施例中，空滯時間信號直接在循環時間期間調變斜坡電流。輕負載控制技術可與單一積體電路中的其他電路組合。例如，積體 電路可包括多個熟知之保護特徵中的任一者。還可以將輕負載控制技術與一次側折回控制器組合，以實現高積體化及低成本的離線轉換器。
在一形式中，一種功率因數校正控制器包含一調節電路、一空滯時間偵測電路、及一脈衝寬度調變器。
根據一態樣，該脈衝寬度調變器包含：一斜坡控制電路，其具有用於接收該空滯時間信號的一輸入、用於提供一斜坡信號的一第一輸出、及用於提供一時脈信號的一第二輸出，其中該斜坡控制電路回應於該空滯時間信號而調變該斜坡信號的一斜率；一比較器，其具有用於接收該控制電壓的一負輸入、用於接收該斜坡信號的一正輸入、及一輸出；一鎖存器，其具有回應於該時脈信號而被設定並回應於該比較器之該輸出而被重設的一輸出；及一驅動器，其具有耦接至該鎖存器之該輸出的一輸入、及耦接至一驅動端子用於提供一驅動信號至該開關之一控制電極的一輸出。
根據此態樣，該斜坡控制電路可包含：一斜坡產生器，其具有用於接收該空滯時間信號的一第一輸入、用於接收該時脈信號的一第二輸入、及用於提供該斜坡信號的一輸出，其中該斜坡產生器回應於該空滯時間信號而調變該斜坡信號的一斜率；及一時脈產生電路，其具有用於接收該斜坡信號的一第一輸入、用於接收一箝位電壓的一第二輸入、及用於提供該時脈信號的一輸出。
在此種情況下，該斜坡產生器在該空滯時間信號係無效時以一第一斜率提供該斜坡信號且在該空滯時間信號係有效時以大於該第一斜率之一第二斜率提供該斜坡信號，且回應於該時脈信號而重設該斜坡信號。
該PFC控制器亦可進一步包含一谷偵測電路，該谷偵測電路具有用於接收一零電流偵測信號的一輸入、及用於提供一谷信號以指示一功率因數校正電晶體之一汲極至源極電壓何時位於一谷的一輸出，且該時脈產生電路進一步具有用於接收該谷信號的一第三輸入，且在該斜坡信號等於該箝位電壓且該谷信號係有效時啟動該時脈信號。
此外，該斜坡產生器可根據該空滯時間係無效之時間相對於該時脈信號之一循環時間的一百分比來減少該斜坡信號的一斜率。
在另一形式中，一種離線控制器包含一整流器、一電感性元件、一二極體、一本體電容器、一開關、及一PFC控制器，其中該PFC控制器可包含一斜坡產生器及一時脈產生電路。該PFC控制器可使用一斜坡信號根據該開關的一切換週期來調變該開關的一導通時間及該開關的一切換週期兩者。該PFC控制器可包含一斜坡產生器及一時脈產生電路。
根據一態樣，該PFC控制器進一步包含一谷偵測電路，該谷偵測電路具有用於接收一零電流偵測信號的一輸入、及用於提供一谷信號以指示一功率因數校正電晶體之一汲極至源極電壓何時位於一谷的一輸出，且該時脈產生電路進一步具有用於接收該谷信號的一第三輸入，且在該斜坡信號等於該箝位電壓且該谷信號係有效時啟動該時脈信號。
根據另一態樣，該PFC控制器進一步增加該導通時間以隨該空滯時間對該時脈信號之一循環時間的相對持續時間而變動。
在又另一形式中，一種用於線電流塑形以增加功率因數的方法包括：將一正弦輸入電壓整流成一經整流之輸入電壓；將自該經整流之輸入電壓所產生的一電流從一電感性元件之一第一端子傳導至該電感性元件之一第二端子；對該電感性元件之該第二端子處的一電壓進行整流以 形成一主體電壓；使用一主體電容器對該主體電壓進行濾波；及使用一開關而選擇性地切換該電感性元件之該第二端子處的一電流至接地，其中上述選擇性地切換包含產生一斜坡信號並以一不連續傳導模式根據一空滯時間來調變該開關的一導通時間及一切換週期兩者。上述調變包含藉由以該不連續傳導模式回應於該空滯時間而產生一斜坡信號來調變該開關的該導通時間及該切換週期兩者，且該產生該斜坡信號包含在一切換循環之一第一部分期間以一第一斜率產生該斜坡信號，及在該切換循環之一第二部分期間以大於該第一斜率之一第二斜率產生該斜坡信號。
根據一態樣，上述生成該斜坡信號進一步包含在一第一切換循環期間判定一循環電壓作為該斜坡信號在一空滯時間之一起始處的一值，且回應於在接續該第一切換循環之一第二切換循環中該斜坡信號超過該循環電壓而將該斜坡信號從該第一斜率變成該第二斜率。
根據此態樣，在一第一切換循環期間判定該斜坡信號在一空滯時間之一起始處的一值可包含在該第一切換循環期間取樣與保持該斜坡信號在該空滯時間之該起始處的該值。
根據此態樣，該方法可進一步包含對複數個切換循環重復進行上述判定一循環電壓及上述將該斜坡信號從該第一斜率變成該第二斜率。
根據另一態樣，上述產生該斜坡信號進一步包含使用一充電電流以該第一斜率產生該斜坡信號、判定該切換循環的一空滯時間的一起始、及回應於上述判定該切換循環的該空滯時間的該起始而增加該充電電流。
根據又另一態樣，產生該斜坡信號包含回應於該切換週期 小於該斜坡信號之一週期而進入該不連續傳導模式。
根據此其他態樣，該方法可進一步包括以該非連續導通模同時調變該切換的該導通時間及該切換週期兩者，此可包含回應於一負載之一位準而以該不連續傳導模式同時調變該切換的該導通時間及該切換週期兩者。
因此，在法律允許的最大程度內，本發明的範圍待由下述申請專利範圍的最廣泛可容許解釋及彼等的等效解釋判定，且不應由上述實施方式所侷限或限制。
180:電阻器
182:電阻器
190:電阻器
600:PFC控制器
601:回授端子
602:電流感測端子/零電流檢測端子/接腳
603:驅動端子/端子
610:調節方塊
612:電容器
620:空滯時間檢測方塊
640:脈衝寬度調變(PWM)電路
650:斜坡控制電路
652:斜坡產生器
654:谷值檢測電路
656:時脈產生電路
660:比較器
670:鎖存器
680:驅動器
CLK:時脈信號
CS/ZCD:電流感測/零電流檢測端子
DRV:驅動端子
DT:空滯時間檢測信號
FB:回授端子
Q:輸出
R:重設輸入
S:置位輸入
tCYCLE:循環時間
VALLEY:檢測谷值信號
VBULK:電壓
VCONTROL:控制電壓
VRAMP:斜坡訊號

Claims (10)

  1. 一種功率因數校正(PFC)控制器，其包含：一調節電路，其用於回應於在一回授輸入端子處所接收的一回授電壓而提供一控制電壓，其中該回授電壓與一輸出電壓成比例；一空滯時間偵測電路，其具有耦接至一零電流偵測輸入端子的一輸入、及用於提供一空滯時間信號的一輸出；及一脈衝寬度調變器，其回應於該控制電壓及該空滯時間信號而提供一驅動信號，該驅動信號控制一開關的傳導以改善一離線轉換器的一功率因數，其中該脈衝寬度調變器以一不連續傳導模式使用該空滯時間信號來調變該驅動信號的一導通時間及一切換週期兩者，而不會實質上改變空滯時間。
  2. 如請求項1之PFC控制器，其中該脈衝寬度調變器使用一斜坡信號根據一空滯時間來調變該開關的一導通時間及該開關的一切換週期兩者，其中該脈衝寬度調變器包含：一斜坡產生器，其具有用於接收該空滯時間信號的一第一輸入、用於接收一時脈信號的一第二輸入、及用於提供該斜坡信號的一輸出，其中該斜坡產生器回應於該空滯時間信號而調變該斜坡信號的一斜率；及一時脈產生電路，其具有用於接收該斜坡信號的一第一輸入、用於接收一箝位電壓的一第二輸入、及用於提供該時脈信號的一輸出。
  3. 如請求項2之PFC控制器，其中該斜坡產生器在該空滯時間信號係無效時以一第一斜率提供該斜坡信號，且在該空滯時間信號係有效時以大於該第一斜率之一第二斜率提供該斜坡信號，且回應於該時脈信號而重設該斜坡信號。
  4. 如請求項2之PFC控制器，其中：該脈衝寬度調變器進一步包含一谷偵測電路，該谷偵測電路具有用於接收一零電流偵測信號的一輸入、及用於提供一谷信號以指示該開關之一汲極至源極電壓何時位於一谷的一輸出；且該時脈產生電路進一步具有用於接收該谷信號的一第三輸入，且在該斜坡信號等於該箝位電壓且該谷信號係有效時啟動該時脈信號。
  5. 如請求項2之PFC控制器，其中：該脈衝寬度調變器進一步以隨該空滯時間對該時脈信號之一循環時間的相對持續時間而變動的方式增加該導通時間。
  6. 一種離線轉換器，其包含：一整流器，其用於將一正弦輸入電壓轉換成一經整流之輸入電壓；一電感性元件，其具有用於接收該經整流之輸入電壓的一第一端子、及一第二端子； 一二極體，其具有耦接至該電感性元件之該第二端子的一第一端子、及用於提供一主體電壓給一負載的一第二端子；一主體電容器，其具有耦接至該二極體之該第二端子的一第一端子、及耦接至接地的一第二端子；一開關，其具有耦接至該電感性元件之該第二端子的一第一電流電極、一控制端子、及一第二電流電極；及一PFC控制器，其耦接至該電感性元件、該二極體之該第二端子、及該開關之該控制端子，其中該PFC控制器調變該開關的一傳導以使通過該電感性元件之一電流與該經整流之輸入電壓同相，其中在一不連續傳導模式中該PFC控制器根據一空滯時間來調變該開關的一導通時間及該開關的一切換週期兩者。
  7. 如請求項6之離線轉換器，其中該PFC控制器使用一斜坡信號根據一空滯時間來調變該開關的一導通時間及該開關的一切換週期兩者，且其中該PFC控制器包含：一斜坡產生器，其具有用於接收一空滯時間信號的一第一輸入、用於接收一時脈信號的一第二輸入、及用於提供該斜坡信號的一輸出，其中該斜坡產生器回應於該空滯時間信號而調變該斜坡信號的一斜率；及一時脈產生電路，其具有用於接收該斜坡信號的一第一輸入、用於接收一箝位電壓的一第二輸入、及用於提供該時脈信號的一輸出。
  8. 如請求項7之離線轉換器，其中該斜坡產生器在該空滯時間信號係無效時以一第一斜率提供該斜坡信號，且在該空滯時間信號係有效時以大於該第一斜率之一第二斜率提供該斜坡信號，且回應於該時脈信號而重設該斜坡信號。
  9. 一種用於線電流塑形以增加一離線轉換器之一功率因數的方法，其包含：將一正弦輸入電壓整流成一經整流之輸入電壓；將自該經整流之輸入電壓所產生的一電流從一電感性元件之一第一端子傳導至該電感性元件之一第二端子；對在該電感性元件之該第二端子處的一電壓進行整流以形成一主體電壓；使用一主體電容器對該主體電壓進行濾波；及使用一開關選擇性地切換該電感性元件之該第二端子處的一電流至接地，其中該選擇性地切換包含產生一斜坡信號並以一不連續傳導模式根據一空滯時間來調變該開關的一導通時間及一切換週期兩者。
  10. 如請求項9之方法，其中：該調變包含藉由以該不連續傳導模式回應於該空滯時間而產生一斜坡信號來調變該開關的該導通時間及該切換週期兩者；且該產生該斜坡信號包含：在一切換循環之一第一部分期間以一第一斜率產生該斜坡信 號；及在該切換循環之一第二部分期間以大於該第一斜率之一第二斜率產生該斜坡信號。
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