TWI687069B

TWI687069B - 供傳遞廣播信號的裝置、供接收廣播信號的裝置、供傳遞廣播信號的方法、及供接收廣播信號的方法

Info

Publication number: TWI687069B
Application number: TW104128174A
Authority: TW
Inventors: 白鍾燮; 高祐奭; 洪性龍
Original assignee: 南韓商Ｌｇ電子股份有限公司
Priority date: 2015-02-06
Filing date: 2015-08-27
Publication date: 2020-03-01
Also published as: JP2018509062A; KR102257632B1; EP3255881A4; US9787516B2; US9794100B2; US20160234053A1; JP2018509817A; KR102138534B1; EP3255881A1; KR20210016648A; EP3255853A1; US20180076996A1; JP6487054B2; KR102216250B1; US9917720B2; KR20170108035A; US9667461B2; US20160234051A1; EP3255853A4; US10158517B2

Abstract

揭露一種供接收廣播信號的方法及裝置。供接收廣播信號的裝置，該裝置包括一接收器，用以接收廣播信號；一解調器，用以藉由一OFDM(正交頻分多工)方案對所接收的廣播信號執行解調；一頻率解交錯器，用以藉由利用一不同交錯序列頻率解交錯所解調的廣播信號，其中該不同交錯序列係依據解調的FFT大小被使用於對應於一OFDM符號對的資料或者對應於一OFDM符號的資料；一幀語法分析器，用以語法分析來自頻率解交錯的廣播信號的至少一個信號幀；以及一解碼器，用以解碼在所語法分析的至少一個信號幀中的服務資料。

Description

供傳遞廣播信號的裝置、供接收廣播信號的裝置、供傳遞廣播信號的方法、及供接收廣播信號的方法

本發明涉及一種供傳遞廣播信號的裝置、一種供接收廣播信號的裝置、以及供傳遞與接收廣播信號的方法。

隨著類比廣播信號傳遞的終結，傳遞/接收數位廣播信號的各種技術正在被開發。數位廣播信號相比於類比廣播信號可包含更大量的視訊/音訊資料，且除了所述視訊/音訊資料之外更包含各種類型的附加資料。

亦即，數位廣播系統能夠提供HD(high definition，高解析度)影像、多通道音訊以及各種附加服務。然而，考慮到行動接收裝置對於傳遞大量資料的資料傳遞效率、傳遞/接收網路的穩健性以及網路靈活性，數位廣播需要改善。

據此，本發明針對用於未來廣播服務之供傳遞廣播信號的裝置與供接收廣播信號的裝置以及用於未來廣播服務之供傳遞與接收廣播信號的方法。

本發明的一目的在於提供一種供傳遞廣播信號的裝置及方法，以在一時間領域中多工提供有兩種以上不同廣播服務的廣播傳遞/接收系統的資料，並通過同一RF信號頻寬傳遞多工資料，以及與其對應的供接收廣播信號的裝置與方法。

本發明的另一目的在於提供一種供傳遞廣播信號的裝置、供接收廣播信號的裝置以及供傳遞與接收廣播信號的方法，以將對應於服務的資料按成分進行分類，將對應於每一成分的資料作為一資料管道傳遞，接收以及處理該資料。

本發明的又一目的在於提供一種供傳遞廣播信號的裝置、供接收廣播信號的裝置以及供傳遞與接收廣播信號的方法，以發信(to signal)提供廣播信號所必需的發信資訊(signaling information)。

為了達成該目的與其他優點並依據本發明的意圖，如本文中所體現並概括描述的，一種供接收廣播信號的方法，該方法包括：接收廣播信號；藉由一OFDM(正交頻分多工)方案解調所接收的廣播信號；藉由利用一不同交錯序列頻率解交錯所解調的廣播信號，其中所述不同交錯序列被使用於依據解調的FFT大小對應於一OFDM符號對的資料或者對應於一OFDM符號的資料；語法分析來自該頻率解交錯的廣播信號的至少一個信號幀；以及解碼在所語法分析的至少一個信號幀中的服務資料。

本發明可以依據服務特性來控制每個服務或服務成分的QoS(Quality of Service，服務質量)以處理資料，從而提供各種廣播服務。

本發明可以通過相同的RF信號頻寬傳遞各種廣播服務來實現傳遞靈活性。

本發明可以提高資料傳遞效率，並增加使用一MIMO系統的廣播信號的傳遞/接收的穩健性。

依據本發明可以提供廣播信號傳遞和接收的方法和裝置，甚至在行動接收裝置或在室內環境中能夠沒有錯誤地接收數位廣播信號。

1000‧‧‧輸入格式化區塊

1010‧‧‧位元交錯編碼與調變區塊

1020‧‧‧幀建立區塊

1030‧‧‧OFDM產生區塊

1040‧‧‧發信產生區塊

2000‧‧‧模式調適區塊

2010‧‧‧信號流調適區塊

2020‧‧‧PLS產生區塊

2030‧‧‧PLS擾碼器

3000‧‧‧輸入信號流分流器

3010‧‧‧輸入信號流同步器

3020‧‧‧補償延遲區塊

3030‧‧‧無效封包刪除區塊

3040‧‧‧標頭壓縮區塊

3050‧‧‧CRC編碼器

3060‧‧‧BB幀切分器

3070‧‧‧BB幀標頭插入區塊

4000‧‧‧排程器

4010‧‧‧1-幀延遲區塊

4020‧‧‧填充插入區塊

4030‧‧‧帶內發信區塊

4040‧‧‧BB幀擾碼器

4050‧‧‧PLS產生區塊

4060‧‧‧PLS擾碼器

5000‧‧‧處理區塊

5000-1‧‧‧處理區塊

5010‧‧‧資料FEC編碼器

5010-1‧‧‧單元字解多工器

5020‧‧‧位元交錯器

5020-1‧‧‧MIMO編碼區塊

5030‧‧‧群集映射器

5040‧‧‧SSD編碼區塊

5050‧‧‧時間交錯器

6000‧‧‧PLS FEC編碼器

6010‧‧‧位元交錯器

6020‧‧‧群集映射器

6030‧‧‧時間交錯器

7000‧‧‧延遲補償區塊

7010‧‧‧單元映射器

7020‧‧‧頻率交錯器

8000‧‧‧導頻與保留音調插入區塊

8010‧‧‧2D-eSFN編碼區塊

8020‧‧‧IFFT區塊

8030‧‧‧PAPR降低區塊

8040‧‧‧保護間隔插入區塊

8050‧‧‧前導碼插入區塊

8060‧‧‧其他系統插入區塊

8070‧‧‧DAC區塊

9000‧‧‧同步與解調模組

9010‧‧‧幀語法分析模組

9020‧‧‧解映射與解碼模組

9030‧‧‧輸出處理器

9040‧‧‧發信解碼模組

11000‧‧‧前導碼發信資料

11010‧‧‧PLS1資料

11020‧‧‧PLS2資料

16000‧‧‧解多工器

16100‧‧‧記憶庫A

16200‧‧‧記憶庫B

16300‧‧‧多工器

S81000~-S81400‧‧‧步驟

所附圖式被包括是為了提供本發明的進一步理解，納入到本申請中並構成本申請的一部分，舉例說明本發明的實施例，同時與說明一同提供解釋本發明的原理。在圖式中：第1圖係舉例說明依據本發明一實施例之用於未來廣播服務的供傳遞廣播信號的裝置的結構。

第2圖係舉例說明依據本發明一實施例之輸入格式化區塊。

第3圖係舉例說明依據本發明另一實施例之輸入格式化區塊。

第4圖係舉例說明依據本發明另一實施之輸入格式化區塊。

第5圖係舉例說明依據本發明一實施例之BICM區塊。

第6圖係舉例說明依據本發明另一實施例之BICM區塊。

第7圖係舉例說明依據本發明一實施例之幀建立區塊。

第8圖係舉例說明依據本發明一實施例之OFDM產生區塊。

第9圖係舉例說明依據本發明一實施例之用於未來廣播服務的供接收廣播信號的裝置的結構。

第10圖係舉例說明依據本發明一實施例之幀結構。

第11圖係舉例說明依據本發明一實施例之發信階層架構。

第12圖係舉例說明依據本發明一實施例之前導碼發信資料。

第13圖係舉例說明依據本發明一實施例之PLS1資料。

第14圖係舉例說明依據本發明一實施例之PLS2資料。

第15圖係舉例說明依據本發明另一實施例之PLS2資料。

第16圖係舉例說明依據本發明一實施例之幀的邏輯結構。

第17圖係舉例說明依據本發明一實施例之PLS映射。

第18圖係舉例說明依據本發明一實施例之EAC映射。

第19圖係舉例說明依據本發明一實施例之FIC映射。

第20圖係舉例說明依據本發明一實施例之一DP類型。

第21圖係舉例說明依據本發明一實施例之DP映射。

第22圖係舉例說明依據本發明一實施例之FEC結構。

第23圖係舉例說明依據本發明一實施例之位元交錯。

第24圖係舉例說明依據本發明一實施例之單元字解多工。

第25圖係舉例說明依據本發明一實施之時間交錯。

第26圖係舉例說明依據本發明一實施例之扭轉列行區塊交錯器的基本操作。

第27圖係舉例說明依據本發明另一實施例之扭轉列行區塊交錯器的操作。

第28圖係舉例說明依據本發明一實施例之扭轉列行區塊交錯器的對角線方向讀取型式。

第29圖係舉例說明依據本發明一實施例之來自每一個交錯陣列的交錯的XFECBLOCK。

第30圖係舉例說明依據本發明一實施例之頻率交錯器的操作。

第31圖係舉例說明依據本發明一實施例之頻率解交錯程序。

第32圖係舉例說明用於輸入的序列OFDM符號的單一記憶體解交錯的視圖。

第33圖係舉例說明依據本發明一實施例之用於描述改變每一個記憶庫內的交錯序列的程序的等式。

第34圖係舉例說明依據本發明一實施例之8K FFT模式的符號偏置產生器以及顯示符號偏置產生器的操作的等式。

第35圖係舉例說明依據本發明另一實施例之8K FFT模式的符號偏置產生器以及顯示符號偏置產生器的操作的等式。

第36圖係舉例說明依據本發明一實施例之8K FFT模式的頻率交錯器。

第37圖係舉例說明依據本發明一實施例顯示8K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

第38圖係舉例說明依據本發明一實施例之8K FFT模式的頻率交錯器的邏輯結構。

第39圖係舉例說明依據本發明另一實施例之8K FFT模式的頻率交錯器。

第40圖係舉例說明依據本發明一實施例之8K FFT模式的頻率交錯器的位元置亂以及顯示頻率交錯器的操作的等式。

第41圖係舉例說明依據本發明一實施例之16K FFT模式的符號偏置產生器以及顯示符號偏置產生器的操作的等式。

第42圖係舉例說明依據本發明另一實施例之16K FFT模式的符號偏置產生器以及顯示符號偏置產生器的操作的等式。

第43圖係舉例說明依據本發明一實施例之16K FFT模式的頻率交錯器。

第44圖係舉例說明依據本發明一實施例顯示16K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

第45圖係舉例說明依據本發明一實施例之16K FFT模式的頻率交錯器的邏輯結構。

第46圖係舉例說明依據本發明另一實施例之16K FFT模式的頻率交錯器。

第47圖係舉例說明依據本發明一實施例之16K FFT模式的頻率交錯器的位元置亂以及顯示頻率交錯器的操作的等式。

第48圖係舉例說明依據本發明一實施例之32K FFT模式的符號偏置產生器以及顯示符號偏置產生器的操作的等式。

第49圖係舉例說明依據本發明另一實施例之32K FFT模式的符號偏置產生器以及顯示符號偏置產生器的操作的等式。

第50圖係舉例說明依據本發明一實施例之32K FFT模式的頻率交錯器。

第51圖係舉例說明依據本發明一實施例顯示32K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

第52圖係舉例說明依據本發明一實施例之32K FFT模式的頻率交錯器的邏輯結構。

第53圖係舉例說明依據本發明另一實施例之32K FFT模式的頻率交錯器。

第54圖係舉例說明依據本發明一實施例之32K FFT模式的頻率交錯器的位元置亂以及顯示頻率交錯器的操作的等式。

第55圖係舉例說明依據本發明顯示32K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

第56圖係舉例說明依據本發明顯示16K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

第57圖係舉例說明依據本發明顯示8K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

第58圖係舉例說明基於每一種FFT模式顯示頻率交錯器的輸入與輸出的等式。

第59圖係舉例說明依據本發明另一實施例之32K FFT模式的頻率交錯器。

第60圖係舉例說明依據本發明另一實施例之16K FFT模式的頻率交錯器。

第61圖係舉例說明依據本發明另一實施例之8K FFT模式的頻率交錯器。

第62圖係舉例說明依據本發明實施例之線置換表。

第63圖係係舉例說明顯示依據本發明一實施例之基本交錯序列產生器的操作的等式。

第64圖係舉例說明顯示依據本發明一實施例之符號偏置產生器的操作的等式。

第65圖係舉例說明依據本發明一實施例顯示交錯位址的等式。

第66圖係舉例說明依據本發明另一實施例顯示16K FFT模式的頻率交錯器的等式。

第67圖係舉例說明依據本發明另一實施例顯示8K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

第68圖係舉例說明基於每一種FFT模式顯示頻率交錯器的輸入與輸出的等式。

第69圖係舉例說明依據本發明一實施例顯示基於FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

第70圖係舉例說明依據本發明另一實施例顯示交錯位址的等式。

第71圖係舉例說明依據本發明一實施例之頻率解交錯程序。

第72圖係舉例說明依據本發明一實施例之信號幀的邏輯結構。

第73圖係舉例說明依據本發明一實施例之前導碼符號的結構。

第74圖係舉例說明依據本發明一實施例之前導碼符號的頻率交錯程序。

第75圖係舉例說明依據本發明另一實施例之前導碼符號的頻率交錯程序。

第76圖係舉例說明依據本發明一實施例之信號幀的邏輯結構的發信結構。

第77圖係舉例說明依據本發明一實施例之信號幀的有效負載資料的結構。

第78圖係舉例說明依據本發明一實施例之用於藉由廣播信號接收裝置處理單一FFT模式的信號幀的程序。

第79圖係舉例說明依據本發明另一實施例之用於藉由廣播信號接收裝置處理單一FFT模式的信號幀的程序。

第80圖係舉例說明依據本發明一實施例之用於藉由廣播信號接收裝置處理混合FFT模式的信號幀的程序。

第81圖係舉例說明依據本發明另一實施例之用於藉由廣播信號接收裝置處理混合FFT模式的信號幀的程序。

第82圖係舉例說明依據本發明一實施例之用於接收廣播信號的方法的流程圖。

現在詳細參考本發明的較佳實施例，其示例在所附圖式中進行了舉例說明。下面將參考所附圖式進行詳細描述，以下詳細描述意在說明本發明的示範性實施例，而非意在顯示能夠依據本發明實施的唯一實施例。以下詳細描述包括具體細節，以便提供本發明的徹底理解。然而，本發明可在沒有該些具體細節的情況下實施，這對本領域技術人員而言將是顯而易見的。

儘管已從本領域中廣泛使用的通用術語選擇本發明中所使用的大多數術語，但是本申請人任意選擇了一些術語，並且根據需要在以下描述中對該些術語的含義進行了詳細說明。因此，應基於所述術語想要表達的含義而非其簡單的名稱或者意思來理解本發明。

本發明提供用於未來廣播服務的傳遞及供接收廣播信號的裝置及方法。依據本發明一實施例的未來廣播服務包括地面廣播服務、行動廣播服務、UHDTV服務等。依據一實施例，本發明可通過非MIMO(Multiple Input Multiple Output，多輸入多輸出)或者MIMO來處理用於未來廣播服務的廣播信號。依據本發明一實施例的非MIMO方案可包括MISO(Multiple Input Single Output，多輸入單輸出)方案、SISO(Single Input Single Output，單輸入單輸出)方案等。

雖然為了描述方便下文中MISO或者MIMO使用兩個天線，但是本發明可應用於使用兩個以上天線的系統。

本發明可定義三種實體層(Physical Layer，PL)輪廓(基礎輪廓、手持輪廓以及高級輪廓)，每一種均被最佳化從而最小化接收器的複雜度，同時獲得特殊使用情況所需的性能。所述實體層(PHY)輪廓為對應接收器應實施的所有配置的子集。

所述三種PHY輪廓共用絕大多數功能區塊，但是在特定區塊及/或參數方面稍有不同。未來可定義額外的PHY輪廓。為了系統演進，未來的輪廓還能夠通過未來擴展幀(Future Extension Frame，FEF)與現有的輪廓在單RF通道中多工。下面描述每種PHY輪廓的細節。

1.基礎輪廓

所述基礎輪廓代表通常連接至屋頂天線的固定接收裝置的主要使用情況。所述基礎輪廓還包括可運送至一個地方但屬於相對靜止的接收種類的可擕式裝置。所述基礎輪廓的使用可藉由一些改進的實施方案而擴展至手持裝置甚或車載，但是預計該些使用例不是針對基礎輪廓接收器操作。

接收的目標SNR範圍為大約10dB至20dB，包括現有廣播系統的15dB SNR接收能力(例如，ATSC A/53)。接收器複雜度與功耗不像在將使用手持輪廓的電池驅動的手持裝置中那樣至關重要。以下表1中列出了所述基礎輪廓的關鍵系統參數。

2.手持輪廓

所述手持輪廓設計用於使用電池電源運作的手持裝置及車載裝置中。該些裝置能以步行或者行車速度行動。除了接收器複雜度之外，功耗對於所述手持輪廓的裝置的實施也非常重要。所述手持輪廓的目標SNR範圍大約為0dB至10dB，但當想要用於更深的室內接收時可配置成達到0dB以下。

除了低SNR能力之外，對接收器行動性所致的多普勒效應的恢復能力為所述手持輪廓的最重要的性能屬性。以下表2中列出了所述手持輪廓的關鍵系統參數。

3.高級輪廓

所述高級輪廓以更多實施複雜度為代價提供最高的通道容量。該輪廓需要使用MIMO傳遞與接收，並且UHDTV服務為目標使用例，該輪廓特地為該目標使用例而設計。增加的容量還可用於在給定的頻寬中增加服務數量，例如，複數個SDTV或HDTV服務。

所述高級輪廓的目標SNR範圍大約為20dB至30dB。MIMO傳遞最初可使用現有的橢圓極化傳遞裝置，而且未來將擴展到全功率交叉極化傳遞。以下表3中列出了所述高級輪廓的關鍵系統參數。

在此種情況下，所述基礎輪廓既可以作為地面廣播服務的輪廓使用，也可以作為行動廣播服務的輪廓使用。亦即，所述基礎輪廓可用來定義包含行動輪廓的輪廓的概念。並且，所述高級輪廓可分為使用MIMO的基礎輪廓的高級輪廓以及使用MIMO的手持輪廓的高級輪廓。而且，三種輪廓可依據設計者的意圖而改變。

以下術語以及定義可應用於本發明。以下術語以及定義可依據設計而改變。

輔助信號流：攜帶至今仍未被定義的調變與編碼的資料的單元序列，可用於未來的擴展或者如廣播公司或網路運營商所需要的。

基礎資料管道：攜帶服務發信資料的資料管道。

基礎頻帶幀(或者BBFRAME)：形成對一個FEC編碼程序(BCH以及LDPC編碼)的輸入的Kbch位元集。

單元(cell)：OFDM傳遞的一個載波所攜帶的調變值。

編碼區塊：PLS1資料的LDPC編碼區塊或者PLS2資料的其中一個LDPC編碼區塊。

資料管道：攜帶服務資料或者有關中介資料的實體層中的邏輯通道，其可攜帶一個或複數個服務或服務成分。

資料管道單元：為一幀中的一DP分配資料單元的基本單位。

資料符號：一幀中的OFDM符號，該OFDM符號不是前導碼符號(幀發信符號以及幀邊緣符號包含在該資料符號中)。

DP_ID：該8位元字段(field)唯一地識別由SYSTEM_ID識別的系統中的DP。

仿真單元：攜帶偽隨機值(pseudorandom)的單元，該偽隨機值用來填充未用於PLS發信、DP或者輔助信號流的剩餘容量。

緊急警報通道：攜帶EAS資訊資料的幀的部分。

幀：以前導碼開始以幀邊緣符號結束的實體層時間槽。

幀重複單元：屬於包含FEF的相同或不同實體層輪廓的一組幀，其在一超幀中重複八次。

快速資訊通道：在一幀中攜帶服務與對應基礎DP之間的映射資訊的邏輯通道。

FECBLOCK：DP資料的LDPC編碼位元集。

FFT大小：用於特殊模式的標稱FFT大小，等於用基本週期T的迴圈表示的有效符號週期T_s。

幀發信符號：在FFT大小、保護間隔以及分散導頻圖案的某些組合中在一幀開始時所使用之具有更高導頻密度的OFDM符號，其攜帶一部分PLS資料。

幀邊緣符號：在FFT大小、保護間隔以及分散導頻圖案的某些組合中在一幀結束時所使用之具有更高導頻密度的OFDM符號。

幀群組：在一超幀中具有相同PHY輪廓類型的所有幀的集合。

未來擴展幀：可用於未來擴展的超幀中的實體層時間槽，其以前導碼開始。

Futurecast UTB系統：已提出的實體層廣播系統，其輸入為一個以上MPEG2-TS或IP或普通信號流，其輸出為RF信號。

輸入信號流：藉由該系統送達終端使用者的全體服務的資料信號流。

正常資料符號：排除幀發信符號以及幀邊緣符號的資料符號。

PHY輪廓：對應接收器應實施的所有配置的子集。

PLS：由PLS1及PLS2組成的實體層發信資料。

PLS1：具有固定大小、編碼以及調變的FSS符號中攜帶的第一組PLS資料，其攜帶關於系統的基本資訊還有解碼PLS2所需的參數。

NOTE：PLS1資料在幀群組的期間內保持不變。

PLS2：在FSS符號中傳遞的第二組PLS資料，其攜帶關於系統的更詳細的PLS資料以及DPs。

PLS2動態資料：可逐幀動態變化的PLS2資料。

PLS2靜態資料：在幀群組的期間內保持靜態的PLS2資料。

前導碼發信資料：前導碼符號所攜帶的用來識別系統基本模式的發信資料。

前導碼符號：攜帶基本PLS資料且位於幀起始部分中的固定長度的導頻符號。

NOTE：前導碼符號主要用於快速初始帶掃描，以檢測系統信號、其定時、頻率偏置以及FFT大小。

留作將來使用：本文未定義，但將來可以被定義。

超幀：八個幀重複單元的集合。

時間交錯區塊(Time Interleaving block，TI區塊)：內部進行時間交錯的單元的集合，對應於時間交錯器記憶體的一個使用。

TI群組：於其上對特殊DP進行動態容量分配的單元，由整數組成，動態改變XFECBLOCKs的數量。

NOTE：該TI群組可以被直接映射到一個幀或者可以被映射到複數個幀。其可包含一個以上TI區塊。

Type 1 DP：一幀的DP，其中所有DP以TDM方式映射到該幀中。

Type 2 DP：一幀的DP，其中所有DP以FDM方式映射到該幀中。

XFECBLOCK：攜帶一個LDPC FECBLOCK的所有位元的N_cells單元的集合。

第1圖係舉例說明依據本發明一實施例之用於未來廣播服務的供傳遞廣播信號的裝置的結構。

依據本發明一實施例之用於未來廣播服務的供傳遞廣播信號的裝置可包括一輸入格式化區塊1000、一BICM(Bit Interleaved Coding & Modulation，位元交錯編碼與調變)區塊1010、一幀建立區塊1020、一OFDM(Orthogonal Freqency Division Multiplexing，正交頻分多工)產生區塊1030以及一發信產生區塊1040。將對供傳遞廣播信號的裝置的每個模組的操作進行描述。

IP信號流/封包以及MPEG2-TS為主要的輸入格式，其他信號流類型作為普通信號流來處理。除了該些資料輸入之外，輸入管理資訊以控制每個輸入信號流之對應頻寬的排程與分配。同時允許一個或複數個TS信號流、IP信號流及/或普通信號流的輸入。

輸入格式化區塊1000可將每個輸入信號流解多工成一個或複數個資料管道，對每個資料管道施以獨立的編碼與調變。資料管道(data pipe，DP)為用於穩健性控制的基本單位，藉此影響服務品質(quality of service，QoS)。單DP可攜帶一個或複數個服務或服務成分。下面將描述輸入格式化區塊1000的操作細節。

資料管道為攜帶服務資料或者有關中介資料的實體層中的邏輯通道，其可攜帶一個或複數個服務或服務成分。

並且，資料管道單元：為一幀中的一DP分配資料單元的基本單位。

在該BICM區塊1010中，添加奇偶性資料用以錯誤修正，並且編碼位元信號流被映射到複合值群集符號。該些符號被交錯穿過用於對應DP的特定交錯深度。對於高級輪廓，在該BICM區塊1010中執行MIMO編碼，並將額外的資料路徑添加到輸出用於MIMO傳遞。下面將描述該BICM區塊1010的操作細節。

幀建立區塊1020可將輸入DP的資料單元映射到一幀中的OFDM符號中。映射之後，將頻率交錯用於頻率領域分集，特別是用以防止頻率選擇性衰落。下面將描述該幀建立區塊1020的操作細節。

在每一幀的起始部分插入前導碼之後，OFDM產生區塊1030可施以具有作為保護間隔的迴圈首碼的傳統OFDM調變。對於天線空間分集，在傳遞器採用分布的MISO方案。另外，在時間領域中執行峰均功率降低(peak-to-average reduction，PAPR)方案。對於靈活的網路規劃，此建議提供一組不同的FFT大小、保護間隔長度以及對應導頻圖案。下面將描述該OFDM產生區塊1030的操作細節。

發信產生區塊1040可創造用於每個功能區塊的操作的實體層發信資訊。為了在接收器側適當地恢復感興趣的服務，也傳遞該發信資訊。下面將描述發信產生區塊1040的操作細節。

第2圖、第3圖及第4圖係舉例說明依據本發明實施例的輸入格式化區塊1000。將對每幅圖進行描述。

第2圖係舉例說明依據本發明一實施例之輸入格式化區塊。第2圖顯示當輸入信號為單輸入信號流時的輸入格式化模組。

第2圖中所示的輸入格式化區塊對應於參考第1圖所述之輸入格式化區塊1000的實施例。

向實體層的輸入可由一個或複數個資料信號流組成。每個資料信號流由一個DP來攜帶。模式調適模組將輸入資料信號流切分成基礎頻帶幀(broadband frame，BBF)的資料字段。該系統支援三類輸入資料信號流：MPEG2-TS、網際網路協定(Internet protocol，IP)以及通用信號流(generic stream，GS)。MPEG2-TS的特點為第一位元組為同步位元組(0x47)的固定長度(188位元組)的封包。IP信號流由可變長度的IP資料區塊封包組成，如IP封包標頭中以信號表示的。對於該IP信號流而言，該系統支援IPv4與IPv6。GS可由可變長度的封包或恆定長度的封包組成，在封裝封包標頭中以信號表示。

圖(a)顯示用於信號DP的模式調適區塊2000以及信號流調適區塊2010，而圖(b)顯示用於產生並處理PLS資料的PLS產生區塊2020以及PLS擾碼器2030。將對每個區塊的操作進行描述。

輸入信號流分流器將輸入的TS、IP、GS信號流分流成複數個服務或服務成分(音訊、視訊等)信號流。模式調適區塊2000由CRC編碼器、BB(baseband，基礎頻帶)幀切分器以及BB幀標頭插入區塊組成。

該CRC編碼器提供三種CRC編碼用於使用者封包(UP)級別的檢錯，即，CRC-8、CRC-16以及CRC-32。計算出的CRC位元組附加在 UP之後。CRC-8用於TS信號流，CRC-32用於IP信號流。如果該GS信號流沒有提供CRC編碼，則應該應用所提出的CRC編碼。

BB幀切分器將輸入映射到內部邏輯位元格式中。首先接收到的位元被定義為MSB。該BB幀切分器分配等於可用資料字段容量的一些輸入位元。為了分配等於BBF有效負載的一些輸入位元，UP封包信號流被切分成適合BBF資料字段。

BB幀標頭插入區塊可插入2位元組的固定長度的BBF標頭，2位元組的固定長度的BBF標頭被插入到BB幀的前部。BBF標頭由STUFFI(1位元)、SYNCD(13位元)以及RFU(2位元)組成。除了固定2位元組的BBF標頭之外，BBF可在2位元組BBF標頭的末端具有一擴展域(1或3位元組)。

信號流調適區塊2010由填充插入區塊與BB擾碼器組成。

該填充插入區塊可將填充字段插入到BB幀的有效負載中。如果輸入到該信號流調適部的資料足夠填滿BB幀，則STUFFI設定為‘0’，並且BBF不具有填充字段。否則STUFFI設定為‘1’，並且在BBF標頭之後立即插入填充字段。填充字段包括兩位元組的填充字段標頭以及可變大小的填充資料。

為了能量的散佈明該BB擾碼器加擾完整的BBF。擾碼序列與BBF同步。由回饋位移緩衝器(buffer)產生該擾碼序列。

PLS產生區塊2020可產生實體層發信(PLS)資料。PLS為接收器提供用以存取實體層DP的手段。PLS資料由PLS1資料與PLS2資料構成。

該PLS1資料為具有固定大小、編碼以及調變的幀中的FSS符號中攜帶的第一組PLS資料，其攜帶關於系統的基本資訊還有解碼該PLS2資料所需的參數。該PLS1資料提供基本傳遞參數，該基本傳遞參數包括使該PLS2資料的接收與解碼能夠實現所需要的參數。並且，該PLS1資料在幀群組的期間內保持不變。

該PLS2資料為在FSS符號中傳遞的第二組PLS資料，其攜帶關於系統之更詳細的PLS資料以及DP。PLS2包含提供足以使接收器解碼期望DP的資訊的參數。PLS2發信進一步由兩類參數構成：PLS2靜態資料 (PLS2-STAT資料)以及PLS2動態資料(PLS2-DYN資料)。該PLS2靜態資料為在幀群組的期間內保持靜態的PLS2資料，而該PLS2動態資料為可逐幀動態變化的PLS2資料。

下面將描述PLS資料的細節。

為了能量的散佈PLS擾碼器2030可加擾產生的PLS資料。

以上所述的區塊可以省略，或者由具有類似或相同功能的區塊來代替。

第3圖係舉例說明依據本發明另一實施例之輸入格式化區塊。

第3圖中所示的輸入格式化區塊對應於參考第1圖所述之輸入格式化區塊1000的實施例。

第3圖係顯示當輸入信號對應於複數個輸入信號流時輸入格式化區塊的模式調適區塊。

用於處理所述複數個輸入信號流的該輸入格式化區塊的該模式調適區塊可獨立處理所述複數個輸入信號流。

參考第3圖，用於分別處理所述複數個輸入信號流的該模式調適區塊可包括一輸入信號流分流器3000、一輸入信號流同步器3010、一補償延遲區塊3020、一無效封包刪除區塊3030、一標頭壓縮區塊3040、一CRC編碼器3050、一BB幀切分器3060以及一BB幀標頭插入區塊3070。將對該模式調適區塊的每個區塊進行描述。

所述CRC編碼器3050、BB幀切分器3060以及BB幀標頭插入區塊3070的操作對應於參考第2圖所述的CRC編碼器、BB幀切分器以及BB標頭插入區塊的操作，因此省略其描述。

輸入信號流分流器3000可將輸入的TS、IP、GS信號流分流成複數個服務或服務成分(音訊、視訊等)信號流。

輸入信號流同步器3010可稱為ISSY。該ISSY可針對任何輸入資料格式提供合適的手段來保證恆定位元速率(Constant Bit Rate，CBR)以及恆定端對端傳遞延遲。該ISSY總是用於攜帶TS的複數個DP的情況，並且可選擇地用於攜帶GS信號流的複數個DP。

補償延遲區塊3020可隨著ISSY資訊的插入而延遲分流的TS封包信號流，以允許TS封包重組機制，而在接收器中不需要額外記憶體。

無效封包刪除區塊3030只用於TS輸入信號流的情況。為了在CBR TS信號流中容納VBR(variable bit-rate，可變位元速率)服務，一些TS輸入信號流或者分流的TS信號流會有大量的無效封包存在。在此種情況下，為了避免不必要的傳遞損耗，可識別無效封包，並且不傳遞無效封包。在接收器中，參考傳遞中所插入的已刪除無效封包(deleted null-packet，DNP)計數器，移除的無效封包可以被重新插入到其最初所在的準確位置中，因而保證恆定位元速率並避免對時間戳記(PCR)更新的需求。

標頭壓縮區塊3040可提供封包標頭壓縮以提高TS或IP輸入信號流的傳遞效率。因為接收器可具有與標頭的某些部分有關的先驗資訊，所以該已知資訊可在傳遞器中被刪除。

對於傳遞信號流，接收器具有與同步位元組配置(0x47)以及封包長度(188位元組)有關的先驗資訊。如果輸入TS信號流攜帶只具有一個PID的內容，即，只有一個服務成分(視訊、音訊等)或者服務子成分(SVC基層、SVC增強層、MVC基礎視圖或者MVC相依視圖)的內容，則對該傳遞信號流可(可選擇地)應用TS封包標頭壓縮。如果輸入信號流為IP信號流，則可選擇地使用IP封包標頭壓縮。

第4圖係舉例說明依據本發明另一實施例之輸入格式化區塊。

第4圖中所示的輸入格式化區塊對應於參考第1圖所述之輸入格式化區塊1000的實施例。

第4圖舉例說明當輸入信號對應於複數個輸入信號流時輸入格式化區塊的信號流調適區塊。

參考第4圖，用於分別處理所述複數個輸入信號流的該模式調適區塊可包括一排程器4000、一1-幀延遲區塊4010、一填充插入區塊4020、一帶內發信4030、一BB幀擾碼器4040、一PLS產生區塊4050以及一PLS擾碼器4060。將對該模式調適區塊的每個區塊進行描述。將對該信號流調適區塊的每個區塊進行描述。

所述填充插入區塊4020、BB幀擾碼器4040、PLS產生區塊4050以及PLS擾碼器4060的操作對應於參考第2圖所述的填充插入區塊、BB擾碼器、PLS產生區塊以及PLS擾碼器的操作，因此省略其描述。

排程器4000可由每個DP的FECBLOCK的數量來確定跨整個幀的全部單元分配。包括對PLS、EAC以及FIC的分配，該排程器產生PLS2-DYN資料的值，其作為帶內發信或PLS單元而在該幀的FSS中傳遞。下面將描述FECBLOCK、EAC以及FIC的細節。

1-幀延遲區塊4010可將輸入資料延遲一個傳遞幀，使得關於下一幀的排程資訊可通過要插入到DP中的帶內發信資訊的當前幀來傳遞。

帶內發信4030可將PLS2資料的未延遲部分插入到一幀的一DP中。

第5圖係舉例說明依據本發明一實施例之BICM區塊。

第5圖中所示的BICM區塊對應於參考第1圖所述之BICM區塊1010的實施例。

如上所述，依據本發明一實施例之用於未來廣播服務的供傳遞廣播信號的裝置可提供地面廣播服務、行動廣播服務、UHDTV服務等。

由於QoS(服務品質)取決於依據本發明一實施例之用於未來廣播服務的供傳遞廣播信號的裝置所提供的服務的特點，因此需要通過不同方案處理對應於各服務的資料。據此，藉由將SISO方案、MISO方案以及MIMO方案獨立應用到分別對應於資料路徑的資料管道，依據本發明一實施例的BICM區塊可獨立處理輸入到BICM區塊的DP。因此，依據本發明一實施例之用於未來廣播服務的供傳遞廣播信號的裝置可控制通過每個DP傳遞的每個服務或服務成分的QoS。

圖(a)顯示基礎輪廓與手持輪廓共用的BICM區塊，而圖(b)顯示高級輪廓的BICM區塊。

基礎輪廓與手持輪廓共用的BICM區塊以及高級輪廓的BICM區塊可包括複數個處理區塊用以處理每個DP。

將對基礎輪廓與手持輪廓的BICM區塊以及高級輪廓的BICM區塊的每個處理區塊進行描述。

基礎輪廓與手持輪廓的BICM區塊的處理區塊5000可包括一資料FEC編碼器5010、一位元交錯器5020、一群集映射器5030、一SSD(Dignal Space Diversity，信號空間分集)編碼區塊5040以及一時間交錯器5050。

資料FEC編碼器5010可使用外部編碼(BCH)與內部編碼(LDPC)對輸入的BBF進行FEC編碼，以產生FECBLOCK程序。該外部編碼(BCH)為可選的編碼方法。下面將描述該資料FEC編碼器5010的操作細節。

位元交錯器5020可交錯資料FEC編碼器5010的輸出，以通過LDPC代碼與調變方案的組合獲得最佳化的性能，同時提供可有效實施的結構。下面將描述位元交錯器5020的操作細節。

群集映射器5030可使用QPSK、QAM-16、不均勻QAM(NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)或者不均勻群集(NUC-16、NUC-64、NUC-256、NUC-1024)，調變來自該基礎輪廓與該手持輪廓中的該位元交錯器5020的每個單元字，或者來自該高級輪廓中的單元字解多工器5010-1的單元字，以給予一功率歸一化群集點，e₁。只對DP應用此種群集映射。觀察到QAM-16與NUQ呈方形，而NUC具有任意形狀。當每個群集旋轉90度的任何倍數時，被旋轉的群集準確地與其最初的一個重疊。此「旋轉意義」的對稱性質使實部與虛部的容量與平均功率彼此相等。為每個編碼比率明確定義NUQ與NUC，並且所使用的特殊的一個藉由編入PLS2資料中的參數DP_MOD以信號發出。

SSD編碼區塊5040可預編碼二維(2D)、三維(3D)以及四維(4D)的單元，以在困難的衰落條件下提高接收穩健性。

時間交錯器5050可運作在DP準位。對於每個DP時間交錯(time interleaving，TI)的參數可設定為不同。下面將描述該時間交錯器5050的操作細節。

高級輪廓的BICM區塊的處理區塊5000-1可包括所述資料FEC編碼器、位元交錯器、群集映射器以及時間交錯器。然而，處理區塊5000-1 與處理區塊5000的區別在於進一步包括一單元字解多工器5010-1以及一MIMO編碼區塊5020-1。

並且，處理區塊5000-1中的所述資料FEC編碼器、位元交錯器、群集映射器以及時間交錯器的操作對應於所述資料FEC編碼器5010、位元交錯器5020、群集映射器5030以及時間交錯器5050的操作，因此省略其描述。

單元字解多工器5010-1用於高級輪廓的DP，以將單個單元字信號流分成雙重單元字信號流來進行MIMO處理。下面將描述單元字解多工器5010-1的操作細節。

MIMO編碼區塊5020-1可使用MIMO編碼方案來處理單元字解多工器5010-1的輸出。為了廣播信號的傳遞而最佳化了該MIMO編碼方案。MIMO技術為一種有希望使容量增加的方法，但其取決於通道特性。特別是對於廣播，通道的強LOS分量或者不同信號傳播特性所致的兩個天線之間的接收信號功率的差使得難以從MIMO得到容量增益。所提出的MIMO編碼方案使用基於旋轉的預編碼以及其中一個MIMO輸出信號的相位隨機化，克服了該問題。

MIMO編碼打算用於在傳遞端與接收端均需要至少兩個天線的2x2 MIMO系統。該建議中定義了兩種MIMO編碼模式；全速率空間多工(FR-SM)與全速率全分集空間多工(FRFD-SM)。FR-SM編碼用接收器側複雜度的相對較小的增加提供了容量增加，而FRFD-SM編碼用接收器側複雜度的很大增加提供了容量增加以及額外的分集增益。所提出的MIMO編碼方案對天線極性配置沒有限制。

對於高級輪廓幀而言需要MIMO處理，這意味著高級輪廓幀中的所有DP均由MIMO編碼器來處理。MIMO處理應用於DP準位。多對群集映射器輸出NUQ(e_1,i與e_2,i)被饋送至MIMO編碼器的輸入。成對的MIMO編碼器輸出(g1,i與g2,i)由同一載波k及其各TX天線的OFDM符號1來傳遞。

第6圖係舉例說明依據本發明另一實施例之BICM區塊。

第6圖中所示的BICM區塊對應於參考第1圖所述之BICM區塊1010的實施例。

第6圖舉例說明用於保護實體層發信(PLS)、緊急警報通道(emergency alert channel，EAC)以及快速資訊通道(fast information channel，FIC)的BICM區塊。EAC為攜帶EAS資訊資料的幀的一部分，FIC為在一幀中攜帶服務與對應基礎DP之間的映射資訊的邏輯通道。下面將描述EAC與FIC的細節。

參考第6圖，用於保護PLS、EAC以及FIC的該BICM區塊可包括一PLS FEC編碼器6000、一位元交錯器6010以及一群集映射器6020。

並且，PLS FEC編碼器6000可包括一擾碼器、BCH編碼/零插入區塊、LDPC編碼區塊以及LDPC奇偶性穿刺(parity puncturing)區塊。將對該BICM區塊的每個區塊進行描述。

PLS FEC編碼器6000可編碼加擾的PLS 1/2資料、EAC以及FIC部。

該擾碼器可在BCH編碼以及縮短並穿刺的LDPC編碼之前加擾PLS1資料與PLS2資料。

該BCH編碼/零插入區塊可使用用於PLS保護的縮短的BCH代碼對加擾的PLS 1/2資料進行外部編碼，並在BCH編碼之後插入零位元。僅對於PLS1資料，可在LDPC編碼之前置換(permutated)零插入的輸出位元。

該LDPC編碼區塊可使用LDPC代碼編碼該BCH編碼/零插入區塊的輸出。為了產生完整的編碼區塊C_ldpc，奇偶性位元P_ldpc自每個插入零的PLS區區塊I_ldpc起被系統地編碼，並附加在其後。

PLS1與PLS2的LDPC代碼參數如以下表4。

該LDPC奇偶性穿刺區塊可對PLS1資料與PLS2資料進行穿刺。

當對PLS1資料保護進行縮短時，一些LDPC奇偶性位元在LDPC編碼之後被穿刺。並且，對於PLS2資料保護，PLS2的LDPC奇偶性位元在LDPC編碼之後被穿刺。該些穿刺位元沒有被傳遞。

位元交錯器6010可交錯每一個縮短並穿刺的PLS1資料及PLS2資料。

群集映射器6020可將位元交錯過的PLS1資料與PLS2資料映射到群集上。

第7圖係舉例說明依據本發明一實施例之幀建立區塊。

第7圖所示的幀建立區塊對應於參考第1圖所述之幀建立區塊1020的實施例。

參考第7圖，該幀建立區塊可包括一延遲補償區塊7000、一單元映射器7010以及一頻率交錯器7020。將對該幀建立區塊的每個區塊進行描述。

延遲補償區塊7000可調整資料管道與對應PLS資料之間的定時，以確保其在發送器端被共同定時。藉由定址輸入格式化區塊與BICM區塊所產生的資料管道的延遲，將PLS資料延遲與資料管道相同的量。該BICM區塊的延遲主要歸因於時間交錯器。帶內發信資料攜帶下一個TI群組的資訊，以便其被將通過發信的DP之前的一個幀攜帶。該延遲補償區塊據此延遲帶內發信資料。

單元映射器7010可將PLS、EAC、FIC、DPs、輔助信號流以及仿真單元映射到該幀中的OFDM符號的有效載波中。該單元映射器7010的基本功能為將每個DPs的TI產生的資料單元、PLS單元以及EAC/FIC單元(如果有的話)映射到對應於一幀中的每個OFDM符號的有效OFDM 單元的陣列中。服務發信資料(例如PSI(program specific information，節目特定資訊)/SI)可單獨聚集在一起，並藉由資料管道來發送。該單元映射器依據排程器產生的動態資訊以及幀結構的配置而運作。下面將描述該幀的細節。

頻率交錯器7020可隨機交錯從單元映射器7010接收到的資料單元，以提供頻率分集。並且，頻率交錯器7020可使用不同的交錯種子順序，對由兩個連續的OFDM符號組成的OFDM符號對起作用，以在單幀中得到最大的交錯增益。

第8圖係舉例說明依據本發明一實施例之OFDM產生區塊。

第8圖中所示的OFDM產生區塊對應於參考第1圖所述之OFDM產生區塊1030的實施例。

該OFDM產生區塊藉由該幀建立區塊產生的單元調變OFDM載波，插入導頻，以及產生用於傳遞的時間領域信號。並且，該區塊隨後插入保護間隔，並應用PAPR(Peak-to-Average Ratio，峰均功率比)降低處理，以產生最終的RF信號。

參考第8圖，該幀建立區塊可包括一導頻與保留音調插入區塊8000、一2D-eSFN編碼區塊8010、一IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，反向快速傅裡葉轉換)區塊8020、一PAPR降低區塊8030、一保護間隔插入區塊8040、一前導碼插入區塊8050、其他系統插入區塊8060以及一DAC區塊8070。將對該幀建立區塊的每個區塊進行描述。

導頻與保留音調插入區塊8000可插入導頻與保留音調。

使用參考資訊調變OFDM符號內的各種單元，該參考資訊已知為導頻，其已傳遞在接收器中先驗已知的值。導頻單元的資訊由分散的導頻、連續的導頻、邊緣導頻、FSS(frame signaling symbol，幀發信符號)導頻以及FES(frame edge symbol，幀邊緣符號)導頻組成。依據導頻類型及導頻圖案，以特殊的提高功率準位傳遞每個導頻。導頻資訊的值源自於一參考序列，該參考序列為一系列值，各用於任一給定符號上的每個傳遞載波。所述導頻可用於幀同步、頻率同步、時間同步、通道估計以及傳遞模式識別，並且還可用來追蹤相位雜訊。

取自該參考序列的參考資訊在除了該幀的前導碼、FSS以及FES之外的每一個符號中的分散的導頻單元中傳遞。連續的導頻被插入到該幀的每一個符號中。連續的導頻的數量及位置取決於FFT大小以及分散的導頻圖案。邊緣載波為除了前導碼符號之外的每一個符號中的邊緣導頻。為了允許頻率內插直至頻譜的邊緣而將其插入。FSS導頻被插入到FSS(s)中，並且FES導頻被插入到FES中。為了允許時間內插直至幀的邊緣而將其插入。

依據本發明一實施例的系統支援SFN網路，其中分佈的MISO方案可選擇地用來支援非常穩健的傳遞模式。2D-eSFN為使用複數個TX天線的分布的MISO方案，每個天線位於該SFN網路中的不同傳遞器地點中。

2D-eSFN編碼區塊8010可處理2D-eSFN程序，以使從複數個傳遞器傳遞的信號的相位扭轉，以便在SFN配置中創造時間與頻率分集。因此，可減緩因長時間的低平衰落或者深衰落而引起的叢發差錯。

IFFT區塊8020可使用OFDM調變方案調變來自該2D-eSFN編碼區塊8010的輸出。資料符號中的尚未指定為導頻(或者保留音調)的任一單元攜帶來自頻率交錯器的資料單元的其中之一。所述單元被映射到OFDM載波。

PAPR降低區塊8030可在時間領域中使用各種PAPR降低演算法對輸入信號進行PAPR降低。

保護間隔插入區塊8040可插入保護間隔，該前導碼插入區塊8050可在信號前面插入前導碼。下面將描述前導碼的結構細節。該其他系統插入區塊8060可在時間領域中多工複數個廣播傳遞/接收系統的信號，使得提供廣播服務的兩個以上不同的廣播傳遞/接收系統的資料可在同一RF信號頻寬中同時傳遞。在此種情況下，所述兩個以上不同的廣播傳遞/接收系統指的是提供不同廣播服務的系統。所述不同廣播服務可指的是地面廣播服務、行動廣播服務等。與各廣播服務有關的資料可通過不同幀來傳遞。

DAC區塊8070可將輸入數位信號轉換成類比信號，並輸出該類比信號。從該DAC區塊8070輸出的信號可通過依據實體層輪廓複數個輸出天線來傳遞。依據本發明實施例的Tx天線可具有垂直或水平極性。

以上所述的區塊可以省略，或者依據設計由具有類似或相同功能的區塊來代替。

依據本發明一實施例之用於未來廣播服務的供接收廣播信號的裝置可對應於參考第1圖所述之用於未來廣播服務的供傳遞廣播信號的裝置。

依據本發明一實施例用於未來廣播服務的供接收廣播信號的裝置可包括一同步與解調模組9000、一幀語法分析模組9010、一解映射與解碼模組9020、一輸出處理器9030以及一發信解碼模組9040。將對供接收廣播信號的裝置的每個模組的操作進行描述。

同步與解調模組9000可通過m個Rx天線接收輸入信號，進行信號檢測及相對於與供接收廣播信號的裝置對應的系統的同步，以及執行與供傳遞廣播信號的裝置所執行的步驟的相反步驟對應的解調。

幀語法分析模組9010可語法分析(parse)輸入信號幀，並提取資料，通過該資料傳遞使用者所選擇的服務。如果供傳遞廣播信號的裝置進行交錯，那麼該幀語法分析模組9010可執行對應於交錯的相反步驟的解交錯。在此種情況下，藉由解碼從該發信解碼模組9040輸出的資料，以恢復供傳遞廣播信號的裝置產生的排程資訊，可獲得信號以及需要提取的資料的位置。

必要時，解映射與解碼模組9020可將輸入信號轉換成位元域資料，然後對其進行解交錯。解映射與解碼模組9020可對為了傳遞效率而採用的映射進行解映射，並通過解碼糾正傳遞通道上產生的錯誤。在此種情況下，解映射與解碼模組9020可藉由解碼從發信解碼模組9040輸出的資料來獲得解映射與解碼所必需的傳遞參數。

輸出處理器9030可執行為改善傳遞效率供傳遞廣播信號的裝置所採用的各種壓縮/信號處理步驟的相反步驟。在此種情況下，該輸出處理器9030可由從發信解碼模組9040輸出的資料中獲取必要的控制資訊。該輸出處理器9030的輸出對應於輸入到供傳遞廣播信號的裝置的信號，並且可為MPEG-TS、IP信號流(v4或v6)以及普通信號流。

發信解碼模組9040可從同步與解調模組9000解調的信號獲取PLS資訊。如上所述，幀語法分析模組9010、映射與解碼模組9020以及輸出處理器9030可使用從發信解碼模組9040輸出的資料來執行其功能。

第10圖係舉例說明依據本發明一實施例之幀結構。

第10圖顯示幀類型以及一超幀中的FRU的一示例配置。圖(a)顯示依據本一發明實施例的一超幀，圖(b)顯示依據本發明一實施例的FRU(Frame Repetition Unit，幀重複單元)，圖(c)顯示FRU中之可變PHY輪廓的幀，而圖(d)顯示一幀的結構。

一超幀可由八個FRU組成。FRU為幀的TDM的基本多工單位，且在一超幀中重複八次。

FRU中的每一幀屬於PHY輪廓(基礎、手持、高級)或FEF的其中之一。FRU中允許的幀的個數最多為四個，並且在FRU中可出現一給定的PHY輪廓的次數為零次至四次中的任何次數(例如，基礎、基礎、手持、高級)。如果需要的話，可使用前導碼中的PHY_PROFILE的保留值擴展PHY輪廓的定義。

如果包含的話，則將FEF部分插入到FRU的末尾。當FEF包含在FRU中時，在一超幀中FEF的個數最小為8。不推薦FEF部分彼此相鄰。

一個幀進一步分成一些OFDM符號以及一前導碼。如圖(d)中所示，該幀包括一前導碼、一個以上幀發信符號(frame signaling symbols，FSS)、多個正常資料符號以及一幀邊緣符號(frame edge symbol，FES)。

該前導碼為一特殊符號，其能夠實現快速Futurecast UTB系統信號檢測，並提供一組用於信號的有效傳遞與接收的基本傳遞參數。下面將描述該前導碼的詳細說明。

該FSS的主要目的是攜帶PLS(s)資料。為了快速同步與通道估計，從而快速解碼PLS資料，該FSS與正常資料符號相比具有更密集的導頻圖案。該FES恰好具有與該FSS相同的導頻，其能實現FES內的唯頻率(frequency-only)內插以及時間內插，不能外插，因為該FES之前緊挨著的符號。

第11圖係舉例說明依據本發明一實施例之幀的發信階層架構。

第11圖舉例說明分成下述三個主要部分的發信階層架構：前導碼發信資料11000、PLS1資料11010以及PLS2資料11020。每一幀中前導碼符號所攜帶的前導碼的目的是指示該幀的傳遞類型以及基本傳遞參數。PLS1使接收器能夠存取並解碼PLS2資料，其包含用以存取感興趣的DP的參數。每一幀中均攜帶PLS2，並且PLS2分成兩個主要部分：PLS2-STAT資料及PLS2-DYN資料。如果必要的話，則在PLS2資料的靜態及動態部分之後進行填充(padding)。

第12圖係舉例說明依據本發明一實施例之前導碼發信資料。

前導碼發信資料攜帶21位元資訊，需要該21位元資訊使接收器能夠存取PLS資料並追蹤幀結構中的DP。前導碼發信資料的細節如下： PHY_PROFILE：該3位元字段指示當前幀的PHY輪廓類型。以下表5中給予了不同PHY輪廓類型的映射。

FFT_SIZE：該2位元字段指示一幀群組內的當前幀的FFT大小，如以下表6中所述。

GI_FRACTION：該3位元字段指示當前超幀中的保護間隔的分數值，如以下表7中所述。

EAC_FLAG：該1位元字段指示當前幀中是否提供EAC。如果該字段設定為‘1’，則當前幀中提供緊急警報服務(emergency alert service，EAS)。如果該字段設定為‘0’，則當前幀中沒有攜帶EAS。該字段可在一超幀內動態轉換。

PILOT_MODE：該1位元字段指示導頻模式是否為用於當前幀群組中之當前幀的行動模式或者固定模式。如果該字段設定為‘0’，則使用行動導頻模式。如果該字段設定為‘1’，則使用固定導頻模式。

PAPR_FLAG：該1位元字段指示PAPR降低是否用於當前幀群組中的當前幀。如果該字段設定為值‘1’，則音調保留用於PAPR降低。如果該字段設定為‘0’，則不使用PAPR降低。

FRU_CONFIGURE：該3位元字段指示當前超幀中存在的幀重複單元(fame repetition units，FRU)的PHY輪廓類型配置。當前超幀中傳遞的所有輪廓類型均在當前超幀中的所有前導碼中的該字段中識別。該3位元字段對於每個輪廓具有不同的定義，如以下表8中所示。

RESERVED：該7位元字段留作將來使用。

第13圖係舉例說明依據本發明一實施例之PLS1資料。

PLS1資料提供基本傳遞參數，該基本傳遞參數包括使該PLS2的接收與解碼能夠實現所需要的參數。如上所述及的，該PLS1資料在一個幀群組的整個期間內保持不變。該PLS1資料的發信字段的詳細定義如下：PREAMBLE_DATA：該20位元字段為一份不包括EAC_FLAG的前導碼發信資料。

NUM_FRAME_FRU：該2位元字段指示每一FRU的幀個數。

PAYLOAD_TYPE：該3位元字段指示幀群組中攜帶的有效負載資料的格式。如表9中所示用信號表示PAYLOAD_TYPE。

NUM_FSS：該2位元字段指示當前幀中的FSS符號的個數。

SYSTEM_VERSION：該8位元字段指示被傳遞信號格式的版本。該SYSTEM_VERSION分成兩個4位元字段，即為一主要版本與一次要版本。

主要版本：MSB四位元SYSTEM_VERSION字段指示主要版本資訊。主要版本字段的改變指示非反向相容的改變。預設值為’0000’。對於該標準中所述的版本，該值被設定為’0000’。

次要版本：LSB四位元SYSTEM_VERSION字段指示次要版本資訊。次要版本字段的改變為反向相容的。

CELL_ID：此為一16位元字段，該16位元字段唯一地識別ATSC網路中的地理單元。一ATSC單元覆蓋區域可由一個以上頻率構成，這取決於每個Futurecast UTB系統使用的頻率數。如果CELL_ID的值是未知的或者未指定的，則該字段被設定為‘0’。

NETWORK_ID：此為一16位元字段，該16位元字段唯一地識別當前的ATSC網路。

SYSTEM_ID：該16位元字段唯一地識別該ATSC網路中的該Futurecast UTB系統。該Futurecast UTB系統為地面廣播系統，該地面廣播系統的輸入為一個以上輸入信號流(TS、IP、GS)，該地面廣播系統的輸出為一RF信號。該Futurecast UTB系統攜帶一個以上PHY輪廓以及FEF，如果有的話。同一Futurecast UTB系統在不同的地理區域中可攜帶不同的輸入信號流並使用不同的RF頻率，這允許本地服務插入。幀結構及排程在一個地方被控制，並且對於一Futurecast UTB系統中的所有傳遞均為相同的。一個以上Futurecast UTB系統可具有相同的SYSTEM_ID，這意味著它們全部具有相同的實體層結構及配置。

下面的迴圈由用來指示FRU配置及每個幀類型長度的FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、FRU_GI_FRACTION以及RESERVED構成。迴圈的大小為固定的，以便四個PHY輪廓(包括FEF)在FRU中被發信出去。如果NUM_FRAME_FRU小於4，則未使用的字段填滿零。

FRU_PHY_PROFILE：該3位元字段指示相關FRU的第i+1(i為迴圈索引)幀的PHY輪廓類型。該字段使用與表8中所示相同的發信格式。

FRU_FRAME_LENGTH：該2位元字段指示相關FRU的第i+1幀的長度。連同FRU_GI_FRACTION一起使用FRU_FRAME_LENGTH，可獲得幀持續時間的準確值。

FRU_GI_FRACTION：該3位元字段指示相關FRU的第i+1幀的保護間隔的分數值。FRU_GI_FRACTION依據表7被發信出去。

RESERVED：該4位元字段留作將來使用。

以下字段提供用於解碼該PLS2資料的參數。

PLS2_FEC_TYPE：該2位元字段指示PLS2保護所使用的FEC類型。該FEC類型依據表10被發信出去。下面將描述LDPC代碼的細節。

PLS2_MOD：該3位元字段指示該PLS2所使用的調變類型。該調變類型依據表11被發信出去。

PLS2_SIZE_CELL：該15位元字段指示C_{total_partial_block}，當前幀群組中攜帶的PLS2的全部編碼區塊的集合的大小(指定為QAM單元的個數)。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。

PLS2_STAT_SIZE_BIT：該14位元字段指示當前幀群組的PLS2-STAT的大小，單位為位元。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。

PLS2_DYN_SIZE_BIT：該14位元字段指示當前幀群組的PLS2-DYN的大小，單位為位元。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。

PLS2_REP_FLAG：該1位元旗標指示在當前幀群組中是否採用PLS2重複模式。當該字段設定為值‘1’時，啟動該PLS2重複模式。當該字段設定為值‘0’時，停用該PLS2重複模式。

PLS2_REP_SIZE_CELL：當使用PLS2重複時，該15位元字段指示C_{total_partial_block}，當前幀群組的每一幀中攜帶的PLS2的部分編碼區塊的集合的大小(指定為QAM單元的個數)。如果不使用重複，則該字段的值等於0。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。

PLS2_NEXT_FEC_TYPE：該2位元字段指示用於下一個幀群組的每一幀中攜帶的PLS2的FEC類型。該FEC類型依據表10被發信出去。

PLS2_NEXT_MOD：該3位元字段指示用於下一個幀群組的每一幀中攜帶的PLS2的調變類型。該調變類型依據表11被發信出去。

PLS2_NEXT_REP_FLAG：該1位元旗標指示在下一個幀群組中是否採用PLS2重複模式。當該字段設定為值‘1’時，啟動該PLS2重複模式。當該字段設定為值‘0’時，停用該PLS2重複模式。

PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：當使用PLS2重複時，該15位元字段指示C_{total_full_block}，下一個幀群組的每一幀中所攜帶之PLS2用的全部編碼區塊的集合的大小(指定為QAM單元的個數)。如果在下一個幀群組中不使用重複，則該字段的值等於0。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。

PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：該14位元字段指示下一個幀群組的PLS2-STAT的大小，單位為位元。該值在當前幀群組中為恆定的。

PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：該14位元字段指示下一個幀群組的PLS2-DYN的大小，單位為位元。該值在當前幀群組中為恆定的。

PLS2_AP_MODE：該2位元字段指示是否為當前幀群組中的PLS2提供額外的奇偶性。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。以下表12給予了該字段的值。當該字段設定為‘00’時，額外的奇偶性沒有用於當前幀群組中的PLS2。

PLS2_AP_SIZE_CELL：該15位元字段指示PLS2的額外奇偶性位元的大小(指定為QAM單元的個數)。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。

PLS2_NEXT_AP_MODE：該2位元字段指示是否為下一個幀群組的每一幀中的PLS2發信提供額外的奇偶性。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。表12定義了該字段的值。

PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：該15位元字段指示下一個幀群組的每一幀中的PLS2的額外奇偶性位元的大小(指定為QAM單元的個數)。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。

RESERVED：該32位元字段留作將來使用。

CRC_32：一32位元檢錯碼，其應用於整個PLS1發信。

第14圖係舉例說明依據本發明一實施例之PLS2資料。

第14圖舉例說明PLS2資料的PLS2-STAT資料。在一幀群組內PLS2-STAT資料為相同的，而PLS2-DYN資料提供專用於當前幀的資訊。

該PLS2-STAT資料的字段的詳情如下：FIC_FLAG：該1位元字段指示在當前幀群組中是否使用FIC。如果該字段設定為‘1’，則在當前幀中提供FIC。如果該字段設定為‘0’，則在當前幀中沒有攜帶FIC。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。

AUX_FLAG：該1位元字段指示在當前幀群組中是否使用輔助信號流。如果該字段設定為‘1’，則在當前幀中提供輔助信號流。如果該字段設定為‘0’，則在當前幀中沒有攜帶輔助信號流。該值在當前幀群組的整個持續期間內為恆定的。

NUM_DP：該6位元字段指示當前幀內攜帶的DP的數量。該字段的值的範圍為1至64，且DP的數量為NUM_DP+1。

DP_ID：該6位元字段唯一地識別PHY輪廓中的DP。

DP_TYPE：該3位元字段指示DP的類型。其依據下表13被發信出去。

DP_GROUP_ID：該8位元字段識別當前DP所關聯的DP組。接收器可使用其來存取將具有相同DP_GROUP_ID之與特殊服務相關的服務成分的DP。

BASE_DP_ID：該6位元字段指示攜帶管理層中所使用的服務發信資料(例如PSI/SI)的DP。BASE_DP_ID所指示的DP可為連同服務資料一起攜帶該服務發信資料的正常DP或者只攜帶該服務發信資料的專屬DP。

DP_FEC_TYPE：該2位元字段指示相關DP所採用的FEC類型。該FEC類型依據以下表14被發信出去。

DP_COD：該4位元字段指示相關DP所採用的編碼比率。該編碼比率依據以下表15被發信出去。

DP_MOD：該4位元字段指示相關DP所採用的調變。該調變依據以下表16被發信出去。

DP_SSD_FLAG：該1位元字段指示相關DP中是否採用SSD模式。如果該字段設定為值‘1’，則使用SSD。如果該字段設定為值‘0’，則不使用SSD。

只有PHY_PROFILE等於‘010’時，才出現以下字段，其指示高級輪廓： DP_MIMO：該3位元字段指示將哪類MIMO編碼處理應用於相關DP。該類MIMO編碼處理依據表17被發信出去。

DP_TI_TYPE：該1位元字段指示時間交錯的類型。‘0’值指示一個TI群組對應於一個幀並且包含一個以上TI區塊。‘1’值指示一個TI群組在兩個以上幀中攜帶並且只包含一個TI區塊。

DP_TI_LENGTH：該2位元字段(允許的值只有1、2、4、8)的使用由DP_TI_TYPE字段內設定的值來確定，如下：如果該DP_TI_TYPE被設定為值‘1’，則該字段指示P_I，每個TI群組所映射到的幀的個數，並且每一TI群組有一個TI區塊(N_TI=1)。下表18中定義了具有2位元字段的允許的P_I值。

如果該DP_TI_TYPE被設定為值‘0’，則該字段指示每一TI群組的TI區塊的個數N_TI，並且每一幀有一個TI群組(P_I=1)。下表18中定義了具有2位元字段的允許的P_I值。

DP_FRAME_INTERVAL：該2位元字段指示相關DP的幀群組內的幀間隔(I_JUMP)，並且允許的值為1、2、4、8(對應的2位元字段分別為‘00’、‘01’、‘10’或者‘11’)。對於沒有出現在幀群組的每一幀中的DP，該字段的值等於連續的幀之間的間隔。例如，如果一DP出現在幀1、5、9、13等上，則該字段設定為‘4’。對於出現在每一幀中的DP，該字段設定為‘1’。

DP_TI_BYPASS：該1位元字段確定時間交錯器的可使用性。如果時間交錯沒有用於DP，則其設定為‘1’。然而如果使用時間交錯，則其設定為‘0’。

DP_FIRST_FRAME_IDX：該5位元字段指示其中出現當前DP的超幀的第一幀的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值的範圍為0至31。

DP_NUM_BLOCK_MAX：該10位元字段指示該DP的DP_NUM_BLOCKS的最大值。該字段的值具有與DP_NUM_BLOCKS相同的範圍。

DP_PAYLOAD_TYPE：該2位元字段指示給定DP所攜帶的有效負載資料的類型。DP_PAYLOAD_TYPE依據以下表19被發信出去。

DP_INBAND_MODE：該2位元字段指示當前DP是否攜帶帶內發信資訊。帶內發信類型依據以下表20被發信出去。

DP_PROTOCOL_TYPE：該2位元字段指示給定DP所攜帶的有效負載的協定類型。當選擇輸入有效負載類型時，其依據以下表21被發信出去。

DP_CRC_MODE：該2位元字段指示在輸入格式化區塊中是否使用CRC編碼。CRC模式依據以下表22被發信出去。

DNP_MODE：該2位元字段指示當DP_PAYLOAD_TYPE被設設定為TS(‘00’)時相關DP所使用的無效封包刪除模式。DNP_MODE依據以下表23被發信出去。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(‘00’)，則DNP_MODE設定為值‘00’。

ISSY_MODE：該2位元字段指示當DP_PAYLOAD_TYPE被設設定為TS(‘00’)時相關DP所使用的ISSY模式。該ISSY_MODE依據以下表24被發信出去。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(‘00’)，則ISSY_MODE設定為值‘00’。

HC_MODE_TS：該2位元字段指示當DP_PAYLOAD_TYPE被設定為TS(‘00’)時相關DP所使用的TS標頭壓縮模式。該HC_MODE_TS依據以下表25被發信出去。

HC_MODE_IP：該2位元字段指示當DP_PAYLOAD_TYPE被設定為IP(‘01’)時的IP標頭壓縮模式。該HC_MODE_IP依據以下表26被發信出去。

PID：該13位元字段指示當DP_PAYLOAD_TYPE被設定為TS(‘00’)並且HC_MODE_TS被設定為‘01’或‘10’時用於TS標頭壓縮的PID數。

RESERVED：該8位元字段留作將來使用。

只有FIC_FLAG等於‘1’時才出現以下字段：FIC_VERSION：該8位元字段指示FIC的版本號。

FIC_LENGTH_BYTE：該13位元字段指示FIC的長度，單位為位元組。

RESERVED：該8位元字段留作將來使用。

只有AUX_FLAG等於‘1’時才出現以下字段：NUM_AUX：該4位元字段指示輔助信號流的數量。零表示沒有使用輔助信號流。

AUX_CONFIG_RFU：該8位元字段留作將來使用。

AUX_STREAM_TYPE：該4位元留作將來指示當前輔助信號流的類型時使用。

AUX_PRIVATE_CONFIG：該28位元字段留作將來發送輔助信號流信號時使用。

第15圖係舉例說明依據本發明另一實施例之PLS2資料。

第15圖舉例說明PLS2資料的PLS2-DYN資料。該PLS2-DYN資料的值可在一個幀群組的持續期間內改變，而該字段的大小保持不變。

該PLS2-DYN資料的字段的詳情如下：FRAME_INDEX：該5位元字段指示超幀中之當前幀的幀索引。超幀的第一幀的索引設定為‘0’。

PLS_CHANGE_COUNTER：該4位元字段指示在前面配置將發生改變的超幀的個數。配置發生改變的下一個超幀由該字段中被發信出去的值來指示。如果該字段設定為值‘0000’，那麼這意味著沒有預見到計畫內的改變：例如，值‘1’指示下一個超幀中發生了改變。

FIC_CHANGE_COUNTER：該4位元字段指示在前面配置(即，FIC的內容)將發生改變的超幀的個數。配置發生改變的下一個超幀由該字段中被發信出去的值來指示。如果該字段設定為值‘0000’，那麼這意味著沒有預見到計畫內的改變：例如，值‘0001’指示下一個超幀中發生了改變。

RESERVED：該16位元字段留作將來使用。

以下字段出現在NUM_DP上的迴圈中，其描述了與當前幀中所攜帶的DP有關的參數。

DP_ID：該6位元字段唯一地指示PHY輪廓中的DP。

DP_START：該15位元(或者13位元)字段使用DPU定址方案指示第一DP的起始位置。該DP_START字段依據PHY輪廓以及FFT大小而具有不同的長度，如以下表27中所示。

DP_NUM_BLOCK：該10位元字段指示當前DP的當前TI群組中的FEC區塊的個數。DP_NUM_BLOCK的值的範圍為0至1023。

RESERVED：該8位元字段留作將來使用。

以下字段指示與EAC有關的FIC參數。

EAC_FLAG：該1位元字段指示在當前幀中存在EAC。該位元為與前導碼中的EAC_FLAG相同的值。

EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：該8位元字段指示喚醒指示的版本號。

如果該EAC_FLAG字段等於‘1’，則將以下12位元分配給EAC_LENGTH_BYTE字段。如果該EAC_FLAG字段等於‘0’，則將以下12位元分配給EAC_COUNTER。

EAC_LENGTH_BYTE：該12位元字段指示EAC的長度，單位為位元組。

EAC_COUNTER：該12位元字段指示在EAC到達的幀之前的幀的個數。

只有AUX_FLAG字段等於‘1’時才出現以下字段：AUX_PRIVATE_DYN：該48位元字段留作將來發送輔助信號流信號時使用。該字段的含義取決於可配置PLS2-STAT中的AUX_STREAM_TYPE的值。

CRC_32：一32位元檢錯碼，其應用於整個PLS2。

第16圖係舉例說明依據本發明一實施例之幀的邏輯結構。

如上所提及的，PLS、EAC、FIC、DPs、輔助信號流以及仿真單元映射到幀中的OFDM符號的有效載波中。PLS1與PLS2首先映射到一個以上FSS(s)中。在此之後，如果有的話，緊跟著PLS字段映射EAC單元，接下來，如果有的話，映射FIC單元。接下來，如果有的話，在PLS或者EAC、FIC之後映射DPs。首先跟著的是類型1的DPs，接著為類型2的DPs。下面將描述一DP類型的細節。在有些情況下，DPs可攜帶一些關於EAS的特殊資料或者服務發信資料。如果有的話，輔助信號流或者信號流跟在DPs後面，在輔助信號流或者信號流之後依序為仿真單元。按照上述順序，即PLS、EAC、FIC、DP、輔助信號流以及仿真資料單元，將其映射在一起，使得正好填滿幀中的單元容量。

第17圖係舉例說明依據本發明一實施例之PLS映射。

PLS單元映射到FSS(s)的有效載波。根據PLS所占的單元數，指定一個以上符號作為FSS(s)，並且藉由PLS1中的NUM_FSS將FSS的個數N_FSS被發信出去。FSS為用於攜帶PLS單元的特殊符號。由於穩健性及潛時為PLS中的關鍵問題，因此FSS具有較高的導頻密度，較高的導頻密度允許快速同步以及在FSS內唯頻率內插。

PLS單元以自上而下的方式映射到N_FSS個FSS的有效載波，如第17圖示例中所示。PLS1單元首先從第一FSS的第一單元按單元索引的遞增順序映射。PLS2單元緊跟在PLS1的最後一個單元之後，並且繼續向下映射直到第一FSS的最後一個單元索引。如果所需PLS單元的總數超過一個FSS的有效載波個數，則繼續映射到下一個FSS，並以與第一FSS完全相同的方式繼續映射。

在完成PLS映射後，接下來攜帶DPs。如果當前幀中存在EAC、FIC或者二者，則將其放在PLS與「正常」DP之間。

第18圖係舉例說明依據本發明一實施例之EAC映射。

EAC為用於攜帶EAS消息的專屬通道，連結至EAS的DPs。提供EAS支援，但EAC本身可或者可不出現在每一幀中。如果有的話，在PLS2單元後緊接著映射EAC。EAC不是在不同於PLS單元的FIC、DPs、輔助信號流或者仿真單元中的任意一個的前面。映射EAC單元的程序與PLS的映射程序完全相同。

EAC單元從PLS2的下一個單元按單元索引的遞增順序映射，如第18圖示例中所示。根據EAS消息大小，EAC單元會佔用幾個符號，如第18圖中所示。

EAC單元緊跟在PLS2的最後一個單元之後，並且繼續向下映射直到最後一個FSS的最後一個單元索引。如果所需EAC單元的總數超過最後一個FSS的剩餘有效載波個數，則繼續映射到下一個符號，並以與FSS(s)完全相同的方式繼續映射。用於在這種情況下映射的下一個符號為正常資料符號，其與FSS相比具有更多有效載波。

在完成EAC映射後，如果存在的話，接下來攜帶FIC。如果不傳遞FIC(如PLS2字段中用信號表示的)，則DPs緊跟在EAC的最後一個單元之後。

第19圖係舉例說明依據本發明一實施例之FIC映射。

圖(a)顯示沒有EAC的FIC單元的映射示例，而圖(b)顯示具有EAC的FIC單元的映射示例。

FIC為用於攜帶使快速服務獲取及通道掃描能夠實現的跨層資訊的專用通道。該資訊主要包括DPs與每家廣播公司的服務之間的通道結合資訊。為了快速掃描，接收器可解碼FIC，並獲得資訊，例如廣播公司ID、服務數以及BASE_DP_ID。為了快速的服務獲取，除了FIC之外，也可使用BASE_DP_ID解碼基礎DP。不同於其攜帶的內容，一基礎DP以與正常DP完全相同的方式編碼並映射到一幀。因此，對於基礎DP不需額外描述。FIC資料在管理層中產生並消耗。FIC資料的內容如管理層規範中所述。

FIC資料為可選擇的，並且FIC的使用藉由PLS2的靜態部分中的FIC_FLAG參數被發信出去。如果使用FIC，則將FIC_FLAG設定為‘1’，且在PLS2的靜態部分中定義FIC的發信字段。在該字段中被發信出去的是 FIC_VERSION以及FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用相同的調變、編碼及時間交錯參數作為PLS2。FIC共用相同的發信參數，例如PLS2_MOD以及PLS2_FEC。如果有的話，在PLS2或者EAC(如果有的話)後緊接著映射FIC資料。FIC不是在任何正常DP、輔助信號流或者仿真單元的前面。映射FIC單元的方法與映射又與PLS相同的EAC的方法完全相同。

在PLS之後沒有EAC，FIC單元從PLS2的下一個單元按單元索引的遞增順序映射，如圖(a)中示例所示。根據FIC資料大小，FIC單元可映射在幾個符號上，如圖(b)中所示。

FIC單元緊跟在PLS2的最後一個單元之後，並且繼續向下映射直到最後一個FSS的最後一個單元索引。如果所需FIC單元的總數超過最後一個FSS的剩餘有效載波個數，則繼續映射到下一個符號，並以與FSS(s)完全相同的方式繼續映射。用於在這種情況下映射的下一個符號為正常資料符號，其與FSS相比具有更多有效載波。

如果在當前幀中傳遞EAS消息，則EAC在FIC前面，並且FIC單元從EAC的下一個單元按單元索引的遞增順序映射，如圖(b)中所示。

在完成FIC映射後，映射一個以上DP，然後，映射輔助信號流(如果有的話)以及仿真單元。

第20圖係舉例說明依據本發明一實施例之DP類型。

圖(a)顯示類型1的DP，而圖(b)顯示類型2的DP。

在之前的通道，即PLS、EAC以及FIC，映射之後，映射DPs的單元。依據映射方法，一DP分為兩種類型的其中一種：類型1的DP：DP按TDM映射

類型2的DP：DP按FDM映射

DP的類型由PLS2的靜態部分中的DP_TYPE字段來指示。第20圖舉例說明了類型1的DPs與類型2的DPs的映射順序。類型1的DPs首先按單元索引的遞增順序映射，然後，在到達最後一個單元索引之後，符號索引加一。在下一個符號內，DP繼續按從p=0開始的單元索引的遞增順序映射。隨著一幀中複數個DPs映射在一起，每個類型1的DPs按時間形成群組，類似於DPs的TDM多工。

類型2的DPs首先按符號索引的遞增順序映射，然後，在到達該幀的最後一個OFDM符號之後，單元索引加一，並且符號索引回滾到第一可用的符號，然後從那個符號索引增加。在一幀中複數個DPs映射在一起之後，每個類型2的DPs按頻率群組在一起，類似於DPs的FDM多工。

如果需要，類型1的DsP與類型2的DPs可共同存在於一幀中，但有一個限制：類型1的DPs始終在類型2的DPs之前。攜帶類型1的DPs與類型2的DPs的OFDM單元的總數不能超過可用於傳遞DPs的OFDM單元的總數：

其中D_DP1為類型1的DPs所占用的OFDM單元的個數，D_DP2為類型2的DPs所占用的單元的個數。由於PLS、EAC、FIC均以與類型1的DP相同的方式映射，因此其全部遵循「類型1的映射規則」，因此，整體上，類型1的映射始終在類型2的映射之前。

第21圖係舉例說明依據本發明一實施例之DP映射。

圖(a)顯示用於映射類型1的DPs的OFDM單元的定址，而圖(b)顯示用於映射類型2的DPs的OFDM單元的定址。

用於映射類型1的DP的OFDM單元的定址(0,...,D_DP1-1)為類型1的DPs的有效資料單元而定義。定址方案定義來自每個類型1的DPs的TIs的單元分配至有效資料單元的順序。其也用來通過發信PLS2的動態部分中的DPs的位置。

沒有EAC與FIC，位址0指的是緊跟著在最後一個FSS中攜帶PLS的最後一個單元的單元。如果傳遞EAC並且FIC不在對應的幀中，則位址0指的是緊跟著攜帶EAC的最後一個單元的單元。如果在對應的幀中傳遞FIC，則位址0指的是緊跟著攜帶FIC的最後一個單元的單元。考慮到圖(a)中所示的兩種不同情況，可計算出類型1的DP的位址0。在圖(a)中的示例中，假設PLS、EAC以及FIC全部被傳遞。對省略EAC與FIC的其中之一或者二者的情況的延伸是明確的。如果映射所有單元直到FIC之後，FSS中存在剩餘的單元，如圖(a)的左側所示。

用於映射類型2的DP的OFDM單元的定址(0,...,D_DP2-1)為類型2的DPs的有效資料單元而定義。定址方案定義來自每個類型2的DPs的TIs的單元分配至有效資料單元的順序。其也用來通過發信PLS2的動態部分中的DPs的位置。

如圖(b)中所述，可有三種略微不同的情況。對於圖(b)的左側所示的第一種情況，最後一個FSS中的單元對類型2的DP的映射是可用的。對於中間所示的第二種情況，FIC佔用一正常符號的單元，但該符號上的FIC單元的個數不大於C_FSS。圖(b)中右側所示的第三種情況與第二種情況相同，除了映射到該符號上的FIC單元的個數超過C_FSS之外。

對類型1的DP(s)在類型2的DP(s)之前的情況的延伸是明確的，因為PLS、EAC以及FIC遵循與類型1的DP(s)相同的「類型1的映射規則」。

資料管道單元(data pipe unit，DPU)是為一幀中的一DP分配資料單元的基本單位。

一DPU定義為一發信單元，用於定位一幀中的DPs。一單元映射器7010可映射每個DPs的TIs產生的單元。一時間交錯器5050輸出一系列TI-block，每個TI-block包括可變數量的XFECBLOCK，該XFECBLOCK依序由一組單元組成。XFECBLOCK中的單元個數N_cells取決於FECBLOCK的大小N_ldpc以及每群集符號所傳遞的位元數。一DPU定義為在給定PHY輪廓中所支援之XFECBLOCK中的單元個數N_cells的所有可能值的最大公約數。單元中的一DPU的長度定義為L_DPU。由於每個PHY輪廓支援FECBLOCK大小與每群集符號的不奇偶性元數的不同組合，因此在一PHY輪廓的基礎上定義L_DPU。

第22圖係舉例說明依據本發明一實施例之FEC結構。

第22圖舉例說明依據本發明一實施例之位元交錯前的FEC結構。如上所述，資料FEC編碼器可使用外部編碼(BCH)與內部編碼(LDPC)，對輸入的BBF進行FEC編碼，以產生FECBLOCK程序。所示的FEC結構對應於FECBLOCK。並且，FECBLOCK與FEC結構具有對應於LDPC編碼字元長度的相同的值。

BCH編碼應用於每個BBF(K_bch位元)，然後LDPC編碼應用於BCH編碼後的BBF(K_ldpc位元=N_bch位元)，如第22圖中所示。

N_ldpc的值為64800位元(長FECBLOCK)或者為16200位元(短FECBLOCK)。

以下表28與表29分別顯示了長FECBLOCK與短FECBLOCK的FEC編碼參數。

BCH編碼與LDPC編碼的操作細節如下：將一12-錯誤修正BCH碼用於BBF的外部編碼。藉由將所有多項式相乘在一起來獲得用於短FECBLOCK與長FECBLOCK的BCH生成多項式。

使用LDPC碼編碼外部BCH編碼的輸出。為了產生完整的B_ldpc(FECBLOCK)，由每個I_ldpc(BCH編碼的BBF)系統地編碼P_ldpc(奇偶性位元)，並將P_ldpc(奇偶性位元)附加到I_ldpc。完整的B_ldpc(FECBLOCK)表示為以下表達式。

在以上表28及29中分別給予了用於長FECBLOCK與短FECBLOCK的參數。

計算長FECBLOCK的N_ldpc-K_ldpc奇偶性位元的詳細程序如下：

1)初始化奇偶性位元，

2)在奇偶性校驗矩陣的第一列位址中指定的奇偶性位元位址，累加第一資訊位元-i₀。下面將描述奇偶性校驗矩陣的地址的詳情。例如，對於比率13/15：

3)對於接下來359個資訊位元i_s，s=1,2,...,359，使用如下表達式在奇偶性位元位址累加i_s。

【表達式6】{x+(s mod 360)×Q _ldpc}mod(N _ldpc-K _ldpc)

其中x表示對應於第一位元i0的奇偶性位元累加器的位址，Q_ldpc為奇偶性校驗矩陣的位址中指定的編碼比率相依常量。繼續舉例，對於比率13/15，Q_ldpc=24，到目前為止資訊位元i₁，進行以下操作：

4)對於第361個資訊位元i₃₆₀，在奇偶性校驗矩陣的地址的第二列中給予了奇偶性位元累加器的地址。以類似的方式，使用表達式6獲得之後359個資訊位元i_s(s=361,362,...,719)的奇偶性位元累加器的位址，其中x表示對應於資訊位元i₃₆₀的奇偶性位元累加器的位址，即，奇偶性校驗矩陣的地址的第二列中的元素。

5)以類似的方式，對於每一群組的360個新資訊位元，使用奇偶性校驗矩陣的位址的新的一列查找奇偶性位元累加器的位址。

在所有資訊位元全部用盡之後，獲得最終的奇偶性位元，如下：

6)繼而從i=1開始進行如下操作，

其中pi(i=0,1,...N_ldpc-K_ldpc-1)的最終內容等於奇偶性位元p_i。

短FECBLOCK的LDPC編碼程序與長FECBLOCK的LDPC編碼程序相一致，除了表30替換為表31，以及長FECBLOCK的奇偶性校驗矩陣的地址替換為短FECBLOCK的奇偶性校驗矩陣的地址之外。

第23圖係舉例說明依據本發明一實施例之位元交錯。

對LDPC編碼器的輸出進行位元交錯，包括進行奇偶性交錯，然後進行準循環區塊(Quasi-Cyclic Block，QCB)交錯以及內部群組交錯。

圖(a)顯示準循環區塊(Quasi-Cyclic Block，QCB)交錯，而圖(b)顯示內部群組交錯。

可對FECBLOCK進行奇偶性交錯。在奇偶性交錯的輸出，LDPC編碼字元由長FECBLOCK中的180個相鄰QC區塊以及短FECBLOCK中的45個相鄰QC區塊組成。長FECBLOCK或者短FECBLOCK中的每個QC區塊包含360位元。藉由QCB交錯對奇偶性交錯後的LDPC編碼字元進行交錯。QCB交錯的單位為QC區塊。在奇偶性交錯的輸出的QC區塊被QCB交錯置換，如第23圖中所示，其中依據FECBLOCK長度，N_cells=64800/η_mod或16200/η_mod。QCB交錯圖案對於調變類型與LDPC編碼比率的每種組合是唯一的。

在QCB交錯後，依據以下表32中所定義的調變類型與順序(η_mod)進行內部群組交錯。還定義了對於一個內部群組，QC區塊的個數N_{QCB_IG}。

使用QCB交錯輸出的N_{QCB_IG}個QC區塊進行內部群組交錯處理。內部群組交錯具有使用360行與N_{QCB_IG}列寫入與讀取內部群組的位元的程序。在寫入操作中，按列寫入來自QCB交錯輸出的位元。按行執行讀取操作，以從每行讀取m個位元，其中對於NUC，m等於1，對於NUQ，m等於2。

第24圖係舉例說明依據本發明一實施例之單元字解多工。

第24圖(a)顯示對於8 bpcu MIMO以及12 bpcu MIMO的單元字解多工，而圖(b)顯示對於10 bpcu MIMO的單元字解多工。

位元交錯輸出的每個單元字(c_0,l,c_1,l,...,c_ηmod-1,l)被解多工為(d_1,0,m,d_1,1,m...,d_1,ηmod-1,m)與(d_2,0,m,d_2,1,m...,d_2,ηmod-1,m)，如圖(a)中所示，其描述一個XFECBLOCK的單元字解多工程序。

對於使用不同類型的NUQ進行MIMO編碼的10 bpcu MIMO的情況，重複使用NUQ-1024的位元交錯器。位元交錯器輸出的每個單元字(c_0,l,c_1,l,...,c_9,l)被解多工為(d_1,0,m,d_1,1,m...,d_1,3,m)與(d_2,0,m,d_2,1,m...,d_2,5,m)，如圖(b)中所示。

第25圖係舉例說明依據本發明一實施例之時間交錯。

圖(a)至圖(c)顯示TI模式的示例。

時間交錯器運作在DP準位。對於每個DP，時間交錯(TI)的參數可設定為不同。

出現在一部分PLS2-STAT資料中的以下參數配置該TI：DP_TI_TYPE(允許值：0或1)：代表該TI模式；‘0’指示每一TI群組具有複數個TI區塊(多於一個TI區塊)的模式。在此種情況下，一TI群組被直接映射到一幀(沒有幀間交錯(inter-frame interleaving))。‘1’指示每一TI群組只具有一個TI區塊的模式。在此種情況下，該TI區塊可遍布於兩個以上幀(幀間交錯)。

DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE=‘0’，該參數為每一TI群組的TI區塊的個數N_TI。對於DP_TI_TYPE=‘1’，該參數為從一TI群組擴展的幀個數P_I。

DP_NUM_BLOCK_MAX(允許值：0至1023)：代表每一TI群組的XFECBLOCK的最大數量。

DP_FRAME_INTERVAL(允許值：1、2、4、8)：代表攜帶一給定PHY輪廓之相同DP的兩連續幀之間的幀的個數I_JUMP。

DP_TI_BYPASS(允許值：0或1)：如果對於DP不使用時間交錯，則該參數被設定為‘1’。如果使用時間交錯，則其被設定為‘0’。

此外，來自PLS2-DYN資料的參數DP_NUM_BLOCK用來代表DP的一TI群組所攜帶的XFECBLOCKs個數。

當時間交錯不用於DP時，不考慮隨後的TI群組、時間交錯操作以及TI模式。然而，將仍需要來自排程器的動態配置資訊的延遲補償區塊。在每個DP中，從SSD/MIMO編碼接收的XFECBLOCKs組成TI群組。亦即，每個TI群組為一組整數個XFECBLOCK，且將包含數量可動態變化的XFECBLOCKs。索引n的TI群組中的XFECBLOCKs的個數表示為N_{xBLOCK_Group(n)}，且用信號表示為PLS2-DYN資料中的DP_NUM_BLOCK。要注意的是，N_{xBLOCK_Group(n)}可從最小值0變化到值最大為1023的最大值NxBLOCK_Group_MAX(對應於DP_NUM_BLOCK_MAX)。

每個TI群組或者直接映射到一幀上，或者遍布於P_I個幀。每個TI群組還分成兩個以上TI區塊(N_TI)，其中每個TI區塊對應於時間交錯器記憶體的一個使用。TI群組內的TI區塊可包含數量略微不同的XFECBLOCKs。如果TI群組分成複數個TI區塊，則其僅直接映射到一幀。對於時間交錯存在三個選項(除了跳過時間交錯的額外選項)，如以下表33中所示。

在每個DP中，TI記憶體儲存輸入的XFECBLOCKs(來自SSD/MIMO編碼區塊的輸出XFECBLOCK)。假設輸入的XFECBLOCKs被定義為

其中d _n,s,r,q為第n個TI群組的第s個TI區塊中的第r個XFECBLOCK的第q個單元，且代表SSD與MIMO編碼的輸出，如以下所示。

另外，假設從時間交錯器輸出的XFECBLOCKs被定義為

，其中h _n,s,i為第n個TI群組的第s個TI區塊中的第i個輸出單元(i=0,...,N _{xBLOCK_TI}(n,s)×N _cells-1)。

一般地，時間交錯器在幀建立的程序之前還將起到DP資料緩衝器的作用。對於每個DP，這藉由兩個記憶庫而實現。第一TI區塊被寫入到第一記憶庫。第二TI區塊被寫入到第二記憶庫，同時正在讀第一記憶庫，依此類推。

該TI為扭轉列行區塊交錯器。對於第n個TI群組的第s個TI區塊，一TI記憶體的列數N _r等於單元的個數N _cells，即，N _r=N _cells，而行數N _c等於數字N _{xBLOCK_TI}(n,s)。

第26圖(a)顯示時間交錯器中的寫入操作，而圖(b)顯示時間交錯器中的讀取操作。第一XFECBLOCK被按行寫入TI記憶體的第一行中，第二XFECBLOCK被寫入下一行中，依此類推，如圖(a)中所示。然而，在交錯陣列中，按對角線方向讀取單元。在從第一列(從最左側一行開始沿著列向右)到最後一列按對角線方向讀取時，讀取N _r個單元，如圖(b)中所示。詳細地，假設z _n,s,i(i=0,...,N _r N _c)作為要依序讀取的TI記憶體單元位置，藉由計算出列索引R _n,s,i、行索引C _n,s,_i以及相關的扭轉參數T _n,s,i來執行該交錯陣列中的讀取處理，如以下表達式。

其中S _shift為對角線方向讀取處理的共奇偶性移值，而不管N _{xBLOCK_TI}(n,s)，並且其由PLS2-STAT中給定的N _{xBLOCK_TI_MAX}來確定，如以下表達式。

結果，要讀取的單元位置藉由一座標而計算得出，如z _n,s,i=N _r C _n,s,i+R _n,s,i。

更具體地，第27圖係舉例說明在每個TI群組的TI記憶體中的交錯陣列，當N _{xBLOCK_TI}(0,0)=3、N _{xBLOCK_TI}(1,0)=6、N _{xBLOCK_TI}(2,0)=5時包括虛擬(virtual)XFECBLOCKs。

變化量N _{xBLOCK_TI}(n,s)=N _r將小於或等於N'_{xBOCK_TI_MAX}。因此，為了在接收器側實現單記憶體解交錯，而不管N _{xBLOCK_TI}(n,s)，藉由插入虛擬XFECBLOCKs到TI記憶體中而將扭轉列行區塊交錯器中所使用的交錯陣列設定為N _r×N _c=N _cells×N _{xBLOCK_TI_MAX}大小，並完成讀取處理，如以下表達式。

TI群組的個數被設定為3。時間交錯器的選項在PLS2-STAT資料中藉由DP_TI_TYPE=‘0’、DP_FRAME_INTERVAL=‘1’以及DP_TI_LENGTH=‘1’，即，N_TI=1、I_JUMP=1以及P_I=1，被發信出去。每一TI群組的XFECBLOCsK的個數在PLS2-DYN資料中分別藉由NxBLOCK_TI(0,0)=3、NxBLOCK_TI(1,0)=6以及NxBLOCK_TI(2,0)=5被發信出去，該XFECBLOCKs的每一個具有N_cells=30個單元。XFECBLOCK的最大數量在PLS2-STAT資料中藉由 NxBLOCK Group MAX被發信出去，由其匯出

。

更具體地，第28圖顯示來自具有N'_{xBLOCK_TI_MAX}=7及S_shift=(7-1)/2=3參數的每個交錯陣列的對角線方向讀取型式。要注意的是，在上面顯示為偽代碼的讀取處理中，如果V _i

N _cells N _{xBLOCK_TI}(n,s)，則跳過該V_i值，使用下一個計算出的V_i值。

第29圖係舉例說明依據本發明一實施例之來自每一個交錯陣列的交錯的XFECBLOCKs。

第29圖舉例說明來自具有N'_{xBLOCK_TI_MAX}=7及S_shift=3參數的每個交錯陣列的交錯的XFECBLOCKs。

現在對依據本發明一實施例的頻率交錯處理進行描述。

使用依據本發明一實施例的頻率交錯器7020以對每個與每一個OFDM符號對應的單元應用不同交錯序列(different interleaving sequence)，來改善包含複數個單元的OFDM符號結構中的頻率分集(frequency diversity)性能。

在本發明中，上述頻率交錯方法可稱為隨機頻率交錯或者隨機FI，且其名稱可依設計者的意圖而改變。

如上所述，依據本發明一實施例的廣播信號傳遞裝置或者包含於廣播信號傳遞裝置中的頻率交錯器7020，藉由對每一個或一個以上的OFDM符號(即，每一個OFDM符號或者成對的兩個OFDM符號(成對方式(pair-wise)的OFDM符號或者每一個OFDM符號對))的每個單元應用一不同交錯序列，來執行頻率交錯，因此可獲得頻率分集。依據本發明一實施例的頻率交錯器可利用基於主要交錯序列(或者基本交錯序列)以及符號偏置所產生的頻率交錯位址，來對輸入的OFDM符號進行頻率交錯。下面將給予其詳細描述。

因此，依據本發明一實施例的廣播信號傳遞裝置或者頻率交錯器可具有一乒乓頻率交錯器結構，用於以一對連續的OFDM符號為單位利用兩個記憶庫來進行頻率交錯。其名稱可依設計者的意圖而改變。

可利用不同FI記憶庫獨立地交錯對應於偶數成對方式的OFDM符號的資料單元以及對應於奇數成對方式的OFDM符號的資料單元。此外，依據本發明一實施例的頻率交錯器可利用單一任意交錯序列，對與輸入至每一個記憶庫的一對連續的OFDM符號對應的資料單元同時進行寫入操作與讀取操作。下面將給予其詳細描述。

具體地，第30圖舉例說明在傳遞器側利用兩個記憶庫的頻率交錯器的基本操作。依據本發明一實施例的頻率交錯能夠在接收器側利用單一記憶體實現頻率解交錯。

如上所述，依據本發明一實施例的頻率交錯器可執行乒乓交錯操作。

通常，利用兩個記憶庫執行乒乓交錯操作。

如上所述，可利用不同FI記憶庫獨立地交錯對應於偶數成對方式的OFDM符號的資料單元以及對應於奇數成對方式的OFDM符號的資料單元。例如，對應於第一(偶數成對方式的)OFDM符號的資料單元可在第一記憶庫中基於依據本發明一實施例的交錯序列進行頻率交錯，對應於第二(奇數成對方式的)OFDM符號的資料單元可在第二記憶庫中基於依據本發明一實施例的交錯序列進行頻率交錯。

如圖所示，頻率交錯器可包括一解多工器16000、記憶庫A 16100、記憶庫B 16200以及一多工器16300。

最初，依據本發明一實施例的頻率交錯器可執行解多工，以使對應於連續輸入的OFDM符號的資料單元成對。隨後，依據本發明的一實施例的頻率交錯器可利用每一個記憶庫A或B執行包括寫入操作與讀取操作的頻率交錯。

然後，依據本發明一實施例的頻率交錯器可執行多工，以連續傳遞對應於OFDM符號的資料單元。

第31圖係舉例說明依據本發明一實施例之頻率解交錯程序。

依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可利用單一記憶體執行上述頻率交錯處理的反向程序。該圖係舉例說明利用單一記憶體之對應於連續輸入的OFDM符號的資料單元的頻率解交錯程序。

依據本發明一實施例的頻率解交錯基本上可作為上述頻率交錯程序的反向程序來執行。

亦即，如圖的左部分中所示，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可利用單一記憶體執行對應於連續輸入的OFDM符號的資料單元的上述頻率交錯程序的寫入操作與讀取操作的反向程序。在此種情況下，由於只使用單一記憶體，因此可提高記憶體使用效率。由於在傳遞器側執行乒乓交錯操作，因此產生了此效果。

第32圖為舉例說明用於輸入的序列OFDM符號的單一記憶體解交錯的視圖。

第32圖為舉例說明廣播信號接收裝置或者其頻率解交錯器的概念的視圖，用於將廣播信號傳遞裝置(或者頻率交錯器7020)中所使用的交錯序列應用於每一個成對方式的OFDM符號來執行解交錯。

如上所述，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可利用單一記憶體執行前述頻率交錯程序的反向程序。第32圖舉例說明用於對輸入的序列OFDM符號執行單一記憶體頻率解交錯(FDI，frequency deinterleaving)處理的廣播信號接收裝置的操作。

依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可執行頻率交錯器7020的前述操作的反向程序。因此，解交錯序列對應於前述交錯序列。

如上所述，依據本發明一實施例的頻率交錯器可利用藉由基於基本交錯序列產生符號偏置而計算得出的頻率交錯位址，執行頻率交錯。

在圖的上部分的區塊係舉例說明顯示對應於第i個OFDM符號對的第一OFDM符號的資料單元的頻率交錯程序的等式，而在圖的下部分的區塊係舉例說明顯示對應於第i個OFDM符號對的第二OFDM符號的資料單元的頻率交錯程序的等式。

藉由基本交錯序列產生器可產生隨機序列。下面將給予其詳細描述。

藉由下面將要描述的符號偏置產生器可產生符號偏置。下面將給予其詳細描述。

可用的資料單元(從單元映射器7010輸出的單元)可在一個OFDM符號內交錯。依據本發明的一實施例，N_data表示資料單元的個數，N_data的最大值可由N_max或M_max來表示。N_max的值可依FFT模式而改變，且其名稱或值可依設計者的意圖而改變。

Hj(k)表示每一個FFT模式的交錯位址或者交錯序列。如上所述，依據本發明一實施例的頻率交錯器7020隨機交錯對應於一個OFDM符號的資料單元，並且利用其獲得頻率分集。因此，為了在一個信號幀中獲得最大交錯增益，依據本發明一實施例的頻率交錯器7020可以對應於包含兩個連續OFDM符號的OFDM符號對的資料單元為單位應用交錯序列。

此外，如上所述，依據本發明一實施例的OFDM產生區塊1030可對輸入的資料執行IFFT。

現在對用於產生隨機交錯序列的頻率交錯器7020的操作執行描述。

隨機交錯序列產生器可指頻率交錯器本身，或者可理解為包含在頻率交錯器中的區塊或模組。

隨機交錯序列產生器可被稱為交錯位址產生器或者交錯序列產生器，且其名稱可依設計者的意圖而改變。依據本發明一實施例的交錯序列產生器可包括一基本交錯序列產生器、一符號偏置產生器、一模數運算器(modulo operator)以及一位址檢查區塊。依據本發明一實施例的基本交錯序列產生器可被稱為隨機主要序列產生器，以及位址檢查區塊可被稱為記憶體索引檢查區塊。每一個區塊的名稱、位置以及功能可依設計者的意圖而改變。

如上所述，依據本發明一實施例的FFT模式或者FFT大小可為，例如，8K、16K或者32K。FFT模式或者大小可依設計者的意圖而改變。

現在對隨機交錯序列產生器執行描述。

依據本發明一實施例的頻率交錯器，可如上所述藉由每個OFDM符號應用不同交錯序列或交錯位址來執行交錯，藉此獲得頻率分集。依據本發明一實施例的隨機交錯序列產生器的邏輯成分可包括用於交錯包含於每一個單一OFDM符號中的資料單元的一隨機主要序列產生器 C_j(K)，以及用於產生並改變符號偏置的一隨機符號偏置產生器S_[j/2]。此外，依據本發明一實施例的隨機交錯序列產生器可產生上述交錯序列或交錯位址。

如上所述，依據本發明一實施例的隨機主要序列產生器可被稱為基本交錯序列產生器，且其名稱可依設計者的意圖而改變。依據本發明一實施例的隨機主要序列產生器係利用依FFT模式所確定的特定大小的二元序列，並且可產生主要序列。

依據本發明一實施例的隨機主要序列產生器可包括一散佈器(spreader)以及一隨機發生器(randomizer)，並且可對頻率領域中的全部隨機性執行顯現(rendering)。

依據本發明一實施例的隨機符號偏置產生器可被稱為上述符號偏置產生器，且其名稱可依設計者的意圖而改變。

依據本發明一實施例的符號偏置產生器可包括一k位元散佈器以及一X-k位元隨機發生器，並且可執行顯現用於時間領域中2k的散佈。

當產生交錯序列時，上述散佈器以及隨機發生器可用來產生散佈效果以及隨機化效果。

現在描述當FFT大小為8K時的情況下的頻率交錯器。

依據本發明一實施例的頻率交錯器在8K FFT模式下可包括下述的邏輯結構。

基本交錯序列產生器可包括一1位元散佈器以及一12位元隨機發生器，符號偏置產生器可包括一k位元散佈器以及一(13-k)位元隨機發生器。散佈器與隨機發生器的大小可依設計者的意圖而改變。

在此圖中，圖(a)舉例說明包括一0位元散佈明器以及一13位元隨機發生器的符號偏置產生器，而圖(b)舉例說明顯示8K FFT模式的符號偏置產生器的操作的等式。

在圖(a)中所舉例說明的符號偏置產生器可以一OFDM符號對為單位來運作。

在圖(b)的上部分中所舉例說明的等式係顯示隨機發生器的初始值與原始多項式(PP，primitive polynomial)。在此種情況下，PP可為13次方PP，並且初始值可變成任意值。

在圖(b)的下部分中所舉例說明的等式係顯示用於計算與輸出用於散佈器與隨機發生器的輸出信號的符號偏置的程序。如等式中所舉例說明，符號偏置產生器可以一OFDM符號對為單位來運作，並且輸出偏置的總長度對應於OFDM符號總長度的一半。

在此圖中，圖(a)舉例說明包括一2位元散佈器以及一11位元隨機發生器的符號偏置產生器，而圖(b)舉例說明顯示8K FFT模式的符號偏置產生器的操作的等式。

在圖(a)中所舉例說明的符號偏置產生器可為對應於每一OFDM符號對的資料單元而運作。

在圖(b)的上部分中所舉例說明的等式係顯示隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十一次方PP，並且初始值可變成任意值。

在圖(b)的下部分中所舉例說明的等式係顯示用於計算與輸出用於散佈器與隨機發生器的輸出信號的符號偏置的程序。如等式中所舉例說明的，符號偏置產生器可為對應於每一OFDM符號對的資料單元而運作。因此，輸出偏置的總長度對應於OFDM符號總長度的一半。

依據本發明一實施例的8K FFT模式的頻率交錯器可包括一散佈器(或者一1位元撥動開關(toggle switch))、一隨機發生器、一隨機符號偏置產生器(或者一符號偏置產生器)、一模數運算器以及一記憶體索引檢查區塊，用以產生上述交錯序列或交錯位址。散佈器與隨機發生器可包含在上述基本交錯序列產生器中，並且記憶體索引檢查區塊可被稱為位址檢查區塊。散佈明器與隨機發生器的位置以及記憶體索引檢查區塊的名稱可依設計者的意圖而改變。

如圖中所舉例說明，依據本發明一實施例的頻率交錯器可執行模數運算並證實所產生的交錯序列的記憶體索引(或者證實所產生的交錯序列的位址)。這用來提高將要在接收器側利用單一記憶體執行的頻率解交錯的性能。如上所述，依據本發明的一實施例，信號幀(或者幀)可包括正常資料符號(或者資料符號)、幀邊緣符號以及幀發信符號。在此種情況下，由於幀邊緣符號與幀發信符號的長度小於正常資料符號的長度，因此可降低具有單一記憶體的頻率解交錯器的解交錯性能。因此，本發明提出在模數運算後檢查交錯序列的位址(或者記憶體索引)的頻率交錯，以提高頻率解交錯的性能。

現在對每一個區塊的操作執行描述。

散佈明器可利用總共13位元中之上面n的位元來運作，並且基於查閱資料表可當作多工器。在8K FFT模式中，散佈明器可為1位元多工器(或者撥動開關)。

隨機發生器利用PN(或者偽隨機位元信號流(PRBS，pseudo random bit stream))產生器運作，並且在交錯中可提供全部隨機性效果。如上所述，在8K FFT模式中，可使用考慮到12位元的PN(或者PRBS)產生器。PN(或者PRBS)產生器的大小可依設計者的意圖而改變。

符號偏置產生器可產生符號偏置，符號偏置將被應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元。如圖中所舉例說明，在8K的情況下，符號偏置可基於13位元的位元序列而確定。結果，對於包含在一OFDM符號對中的兩個連續符號而言所產生的符號偏置可具有一恆定值。上面已給予其詳細描述，故在此省略。

如果輸入值超過N_data或者N_max，則模數運算器可運作。在8K FFT模式中，N_max的最大值可為8192。

如果當前所產生的值超過N_data或者N_data的最大值N_max，則記憶體索引檢查區塊不使用模數運算器的輸出值，並且可重複運作散佈明器與隨機發生器，以控制所輸出的記憶體索引(或者交錯位址)值不要超過N_data或者N_data的最大值N_max。

在圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明包含於上述基本交錯序列產生器中的隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十二次方PP，並且初始值可變成任意值。亦即，在圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明能夠用來定義上述基本交錯序列的二進位字序列(binary word sequence)。

在圖的下部分中所舉例說明的等式係舉例說明藉由頻率交錯器利用基本交錯序列產生器的輸出信號計算交錯序列(或者交錯位址)的程序。如等式中所示，所產生的符號偏置可用來輸出交錯序列，以及模數運算與位址檢查操作被執行。如上所述，一個符號偏置可被等同地應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元。

如上所述，依據本發明一實施例的符號偏置產生器可包括一k位元散佈明器以及一(X-k)位元隨機發生器。

k位元散佈明器利用2^k多工器運作，並且最佳化地可設計成最小化符號之間的散步(或者最小化相關性)。

隨機發生器利用N位元PN產生器(或者N位元PRBS產生器)運作，並且可設計成提供隨機性。

8K FFT模式的符號偏置產生器可包括一0/1/2位元散佈明器以及一13/12/11位元亂數產生器(或者PN產生器)。散佈明器與亂數產生器的大小可依設計者的意圖而改變。

如上所述，依據本發明一實施例的8K FFT模式的頻率交錯器可包括一基本交錯序列產生器、一符號偏置產生器、一模數運算器以及一記憶體索引檢查區塊。

上面已給予其詳細描述，故在此省略。

現在描述依據本發明另一實施例的8K FFT模式的頻率交錯器。依據本發明另一實施例的8K FFT模式的頻率交錯器與上述頻率交錯器的區別在於基本交錯序列的隨機發生器進一步執行位元置亂(bit shuffling)。

依據本發明另一實施例的8K FFT模式的頻率交錯器可包括一基本交錯序列產生器、一符號偏置產生器、一模數運算器以及一記憶體索引檢查區塊，用以產生上述交錯序列或交錯位址，並且基本交錯序列產生器執行位元置亂。上面已給予除了位元置亂的操作的詳細描述，故在此省略。

執行位元置亂，以最佳化散佈明或者隨機性，並且考慮到N_data而設計位元置亂。在8K FFT模式中，隨機發生器可利用12位元PN產生器，並且PN產生器的大小可改變。

在此圖中，圖(a)舉例說明8K FFT模式的上述位元置亂，而圖(b)舉例說明顯示8K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

如圖(a)中所舉例說明，當計算出記憶體索引時，8K FFT模式的位元置亂可用來置亂PN產生器的暫存器的位元。圖(a)的上部分係舉例說明位元置亂的操作，而圖(a)的下部分係舉例說明在12位元的情況下位元置亂的範例。

如圖中所舉例說明，作為位元置亂的結果，用作8K FFT模式的頻率交錯器的基本交錯序列的12位元二進位字序列可變成R或者R’。改變的二進位字序列可等同地應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元，或者每個對應於包含在OFDM符號對中的兩個OFDM符號的每一個的資料單元不同地應用。

在圖(b)的上部分中所舉例說明的等式係顯示包含在上述基本交錯序列產生器中的隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十二次方PP，並且初始值可變成任意值。亦即，在圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明能夠用來定義上述基本交錯序列的二進位字序列。在圖(b)的下部分中所舉例說明的等式係顯示藉由頻率交錯器利用基本交錯序列產生器的輸出信號計算交錯序列(或者交錯位址)的程序。如等式中所示，符號偏置可用來輸出交錯序列，以及模數運算與位址檢查操作被執行。如上所述，一個符號偏置可被等同地應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元。

現在描述在當FFT大小為16K時的情況下的頻率交錯器。

依據本發明一實施例的頻率交錯器在16K FFT模式下可包括下述的邏輯結構。基本交錯序列產生器可包括一1位元散佈明器以及一13位元隨機發生器，以及符號偏置產生器可包括一k位元散佈明器以及一(14-k)位元隨機發生器。散佈明器與隨機發生器的大小可依設計者的意圖而改變。

在此圖中，圖(a)舉例說明包括一0位元散佈明器以及一14位元隨機發生器的符號偏置產生器，而圖(b)舉例說明顯示16K FFT模式的符號偏置產生器的操作的等式。

在圖(a)中所舉例說明的符號偏置產生器可以對應於每一OFDM符號對的資料單元為單位來運作。

在圖(b)的上部分中所舉例說明的等式係顯示隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十四次方PP，並且初始值可變成任意值。

在圖(b)的下部分中所舉例說明的等式係顯示用於計算與輸出用於散佈明器與隨機發生器的輸出信號的符號偏置的程序。如等式中所示，符號偏置產生器可以對應於每一OFDM符號對的資料單元為單位而運作，並且輸出偏置的總長度對應於OFDM符號總長度的一半。

在此圖中，圖(a)舉例說明包括一2位元散佈明器以及一12位元隨機發生器的符號偏置產生器，而圖(b)舉例說明顯示16K FFT模式的符號偏置產生器的操作的等式。

在圖(b)的上部分中所舉例說明的等式係顯隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十二次方PP，並且初始值可變成任意值。

在圖(b)的下部分中所舉例說明的等式係顯示用於計算與輸出用於散佈明器與隨機發生器的輸出信號的符號偏置的程序。如等式中所示，符號偏置產生器可以對應於每一OFDM符號對的資料單元為單位而運作。因此，輸出偏置的總長度對應於與OFDM符號對應的資料符號總長度的一半。

依據本發明一實施例的16K FFT模式的頻率交錯器可包括一散佈明器(或者一1位元撥動開關)、一隨機發生器、一隨機符號偏置產生器(或者一符號偏置產生器)、一模數運算器以及一記憶體索引檢查區塊，用以產生上述交錯序列或交錯位址。散佈明器與隨機發生器可包含在上述基本交錯序列產生器中，並且記憶體索引檢查區塊可被稱為位址檢查區塊。散佈明器與隨機發生器的位置以及記憶體索引檢查區塊的名稱可依設計者的意圖而改變。現在對每一個區塊的操作執行描述。

散佈明器可利用總共14位元中的上面的n位元來運作，並且根據查閱資料表可當作多工器。在16K FFT模式中，散佈明器可為1位元多工器(或者撥動開關)。

隨機發生器利用PN(或者偽隨機位元信號流(PRBS))產生器來運作，並且在交錯中可提供全部隨機性效果。如上所述，在16K FFT模式中，可利用考慮到13位元的PN(或者PRBS)產生器。PN(或者PRBS)產生器的大小可依設計者的意圖而改變。

符號偏置產生器可產生符號偏置，符號偏置將被應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元。如圖中所示，在16K的情況下，符號偏置可基於14位元的位元序列而確定。對於與包含在一OFDM符號對中的兩個連續符號對應的資料單元而言符號偏置的值為恆定的。

如果輸入值超過N_data或者N_max，則模數運算器可運作。在16K FFT模式中，N_max的最大值可為16384。

如果當前所產生的值超過N_data或者N_data的最大值N_max，則記憶體索引檢查區塊可不使用模數運算器的輸出值，並且可重複運作散佈明器與隨機發生器，以控制所輸出的記憶體索引值(或者交錯位址)不要超過N_data或者N_data的最大值N_max。

在圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明包含於上述基本交錯序列產生器中的隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十三次方PP，並且初始值可變成任意值。亦即，在圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明能夠用來定義上述基本交錯序列的二進位字序列。

在圖的下部分中所舉例說明的等式係舉例說明用於藉由頻率交錯器利用基本交錯序列產生器的輸出信號來計算交錯序列(或者交錯位址)的程序。如等式中所示，符號偏置可用來輸出交錯序列，以及模數運算與位址檢查操作被執行。如上所述，一個符號偏置可被等同地應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元。

k位元散佈明器利用2^k多工器來運作，並且最佳化地可設計成最小化符號之間的散佈明(或者最小化相關性)。

隨機發生器利用N位元PN產生器(或者N位元PRBS產生器)來運作，並且可設計成提供隨機性。

16K FFT模式的符號偏置產生器可包括一0/1/2位元散佈明器以及一14/13/12位元亂數產生器(或者PN產生器)。散佈明器與亂數產生器的大小可依設計者的意圖而改變。

如上所述，依據本發明一實施例之16K FFT模式的頻率交錯器可包括一基本交錯序列產生器、一符號偏置產生器、一模數運算器以及一記憶體索引檢查區塊。

上面已給予其詳細描述，故在此省略。

現在描述依據本發明另一實施例之16K FFT模式的頻率交錯器。依據本發明另一實施例之16K FFT模式的頻率交錯器與上述頻率交錯器的區別在於基本交錯序列的隨機發生器進一步執行位元置亂。

依據本發明另一實施例之16K FFT模式的頻率交錯器可包括一基本交錯序列產生器、一符號偏置產生器、一模數運算器以及一記憶體索引檢查區塊，用以產生上述交錯序列或交錯位址，並且基本交錯序列產生器執行位元置亂。上面已給予除了位元置亂的操作的詳細描述，故在此省略。

執行位元置亂，以最佳化散佈明或者隨機性，並且考慮到N_data而設計位元置亂。在16K FFT模式中，隨機發生器可利用13位元PN產生器，並且PN產生器的大小可改變。

在此圖中，圖(a)舉例說明16K FFT模式的上述位元置亂，而圖(b)舉例說明顯示16K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

如圖(a)中所舉例說明，當計算出記憶體索引時，16K FFT模式的位元置亂可用來置亂PN產生器的暫存器的位元。圖(a)的上部分係舉例說明位元置亂的操作，而圖(a)的下部分係舉例說明在13位元的情況下位元置亂的範例。

如圖中所示，作為位元置亂的結果，用作16K FFT模式的頻率交錯器的基本交錯序列的13位元二進位字序列可變成R或者R’。改變的二進位字序列可等同地應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元，或者每個對應於包含在OFDM符號對中的兩個OFDM符號的每一個的資料單元不同地應用。

在圖(b)的上部分中所舉例說明的等式係顯示包含在上述基本交錯序列產生器中的隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十三次方PP，並且初始值可變成任意值。亦即，圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明能夠用來定義上述基本交錯序列的二進位字序列。在圖(b) 的下部分中所舉例說明的等式係顯示藉由頻率交錯器利用基本交錯序列產生器的輸出信號來計算交錯序列(或者交錯位址)的程序。如等式中所示，符號偏置可用來輸出交錯序列，以及模數運算與位址檢查操作被執行。如上所述，一個符號偏置可被等同地應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元。

現在描述當FFT大小為32K時的情況下的頻率交錯器。

依據本發明一實施例的頻率交錯器在32K FFT模式下可包括下述的邏輯結構。

基本交錯序列產生器可包括一1位元散佈明器以及一14位元隨機發生器，符號偏置產生器可包括一k位元散佈明器以及一(15-k)位元隨機發生器。散佈明器與隨機發生器的大小可依設計者的意圖而改變。

在此圖中，圖(a)舉例說明包括一0位元散佈明器以及一15位元隨機發生器的符號偏置產生器，而圖(b)舉例說明顯示32K FFT模式的符號偏置產生器的操作的等式。

在圖(b)的上部分中所舉例說明的等式係顯示隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十五次方PP，並且初始值可變成任意值。

在圖(b)的下部分中所舉例說明的等式係顯示用於計算與輸出用於散佈明器與隨機發生器的輸出信號的符號偏置的程序。如等式中所示，符號偏置產生器可以對應於每一OFDM符號對的資料單元為單位而運作。因此，輸出偏置的總長度對應於與OFDM符號對應的資料符號的總長度的一半。

在此圖中，圖(a)舉例說明包括一2位元散佈明器以及一13位元隨機發生器的符號偏置產生器，而圖(b)舉例說明顯示32K FFT模式的符號偏置產生器的操作的等式。

在圖(a)中所舉例說明的符號偏置產生器可以OFDM符號對為單位來運作。

在圖(b)的上部分中所舉例說明的等式係顯示隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十三次方PP，並且初始值可變成任意值。

依據本發明一實施例的32K FFT模式的頻率交錯器可包括一散佈明器(或者一1位元撥動開關)、一隨機發生器、一隨機符號偏置產生器(或者一符號偏置產生器)、一模數運算器以及一記憶體索引檢查區塊，用以產生上述交錯序列或交錯位址。散佈明器與隨機發生器可包含在上述基本交錯序列產生器中，並且記憶體索引檢查區塊可被稱為位址檢查區塊。散佈明器與隨機發生器的位置以及記憶體索引檢查區塊的名稱可依設計者的意圖而改變。

現在對每一個區塊的操作執行描述。

散佈明器可利用總共15位元中的上面的n位元來運作，並且根據查閱資料表可當作多工器。在32K FFT模式中，散佈明器可為1位元多工器(或者撥動開關)。隨機發生器利用PN(或者偽隨機位元信號流(PRBS))產生器來運作，並且在交錯中可提供全部隨機性效果。如上所述，在32K FFT模式中，可利用考慮到14位元的PN(或者PRBS)產生器。PN(或者PRBS)產生器的大小可依設計者的意圖而改變。

符號偏置產生器可產生符號偏置，符號偏置將被應用於每一OFDM符號對。如圖中所舉例說明，在32K的情況下，符號偏置可基於15位元的位元序列而確定。對於與包含在一OFDM符號對中的兩個連續符號對應的資料單元而言符號偏置的值為恆定的。上面已給予其詳細描述，故在此省略。

如果輸入值超過N_data或者N_max，則模數運算器可運作。在32K FFT模式中，N_max的最大值可為32768。

在圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明包含於上述基本交錯序列產生器中的隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十四次方PP，並且初始值可變成任意值。

亦即，在圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明能夠用來定義上述基本交錯序列的二進位字序列。

在圖的下部分中所舉例說明的等式係舉例說明藉由頻率交錯器利用基本交錯序列產生器的輸出信號來計算交錯序列(或者交錯位址)的程序。如等式中所示，符號偏置可用來輸出交錯序列，以及模數運算與位址檢查操作被執行。如上所述，一個符號偏置可被等同地應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元。

如上所述，依據本發明一實施例的符號偏置產生器可包括一k位元散佈明器以及一(X-k)位元隨機發生器。k位元散佈明器利用2^k多工器來運作，並且最佳化地可設計成最小化符號之間的散佈明(或者最小化相關性)。

隨機發生器利用N位元PN產生器(或者N位元PRBS產生器)來運作，並且可設計成提供隨機性。32K FFT模式的符號偏置產生器可包括一0/1/2位元散佈明器以及一15/14/13位元亂數產生器(或者PN產生器)。散佈明器與亂數產生器的大小可依設計者的意圖而改變。

如上所述，依據本發明一實施例的32K FFT模式的頻率交錯器可包括一基本交錯序列產生器、一符號偏置產生器、一模數運算器以及一記憶體索引檢查區塊。

上面已給予其詳細描述，故在此省略。

現在描述依據本發明另一實施例的32K FFT模式的頻率交錯器。依據本發明另一實施例的32K FFT模式的頻率交錯器與上述頻率交錯器的區別在於基本交錯序列的隨機發生器進一步執行位元置亂。

依據本發明另一實施例的32K FFT模式的頻率交錯器可包括一基本交錯序列產生器、一符號偏置產生器、一模數運算器以及一記憶體索引檢查區塊，用以產生上述交錯序列或交錯位址，並且基本交錯序列產生器執行位元置亂。上面已給予除了位元置亂的操作的詳細描述，故在此省略。

執行位元置亂，以最佳化延伸或者隨機性，並且考慮到N_data而設計位元置亂。在32K FFT模式中，隨機發生器可利用14位元PN產生器，並且PN產生器的大小可改變。

在此圖中，圖(a)舉例說明32K FFT模式的上述位元置亂，而圖(b)舉例說明顯示32K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

如圖(a)中所舉例說明，當計算出記憶體索引時，32K FFT模式的位元置亂可用來置亂PN產生器的暫存器的位元。在圖(a)的上部分係舉例說明位元置亂的操作，在圖(a)的下部分係舉例說明在14位元的情況下位元置亂的範例。

如圖中所舉例說明，作為位元置亂的結果，用作32K FFT模式的頻率交錯器的基本交錯序列的14位元二進位字序列可變成R或者R’。改變的二進位字序列可等同地應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元，或者不同地應用於對應於包含在OFDM符號對中之兩個OFDM符號的每一個的資料單元。

在圖(b)的上部分中所舉例說明的等式係顯示包含在上述基本交錯序列產生器中的隨機發生器的初始值與PP。在此種情況下，PP可為十四次方PP，並且初始值可變成任意值。亦即，圖的上部分中所示的等式舉例說明能夠用來定義上述基本交錯序列的二進位字序列。在圖(b)的下部分中所示的等式係顯示藉由頻率交錯器利用基本交錯序列產生器的輸出信號來計算交錯序列(或者交錯位址)的程序。如等式中所示，符號偏置可用來輸出交錯序列，以及模數運算與位址檢查操作被執行。如上所述，一個符號偏置可被等同地應用於對應於每一OFDM符號對的資料單元。

現在描述依據本發明另一實施例的32K FFT模式的頻率交錯器。

如上所述，依據本發明的32K FFT模式的頻率交錯器可將相同的交錯序列或者交錯位址應用於與OFDM符號對所對應的資料(或者資料單元)。在此種情況下，依據本發明一實施例的32K FFT模式的頻率交錯器可利用交錯序列將對應於OFDM符號對的偶數符號的資料單元寫入到記憶體，並且利用交錯序列從記憶體讀取對應於OFDM符號對的奇數符號的資料單元。此外，依據本發明一實施例的頻率交錯器的寫入操作與讀取操作可對輸入的資料單元連續執行，並且可同時執行。亦即，如果在對應於偶數符號的資料單元被隨機寫入到記憶體之後輸入對應於奇數符號的資料單元，則依據本發明一實施例的頻率交錯器可線性讀取被寫入之對應於偶數符號的資料單元，同時，將被輸入之對應於奇數符號的資料單元線性寫入到記憶體。在此之後，被寫入到記憶體之對應於奇數符號的資料單元可被隨機讀取。此外，由於依據本發明一實施例的頻率交錯器為對應於OFDM符號對的資料單元而運作，因此對應於信號幀中的OFDM符號的符號個數始終為偶數個。

依據本發明的32K FFT模式的頻率交錯器，可對每個與每一OFDM符號對所對應的資料單元應用不同交錯序列，藉此改善隨機性並最大化分集性能。具體地，依據本發明的32K FFT模式的頻率交錯器可藉由將一基本交錯序列旋轉一符號偏置，藉以對每個與每一OFDM符號對所對應的資料單元產生不同交錯序列。在此種情況下，每個與每一OFDM符號對對應的資料單元可不同地產生符號偏置。據此，由於傳遞器在頻率交錯處理中線性讀取對應於OFDM符號對的偶數符號的資料單元以及線性寫入對應於OFDM符號對的奇數符號的資料單元，因此依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置或者包含於廣播信號接收裝置中的頻率解交錯器可利用單一記憶體執行頻率解交錯。在此種情況下所需的最大記憶體大小可為32K。

第55圖係舉例說明依據本發明一實施例顯示32K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

在圖的上部分的區塊係舉例說明顯示用於對應於偶數符號的資料單元以及對應於OFDM符號對的奇數符號的資料單元的頻率交錯輸入與輸出的等式。

左部分顯示藉由執行頻率交錯所獲得的輸出資料(交錯向量)，右部分顯示用於頻率交錯的輸入資料單元(交錯器輸入向量)。在圖中，X_m,l,p可指示將要映射到第m幀的第一個OFDM符號的單元索引p，並且X_m,l,H(p)指示將要映射到第m幀的第一個OFDM符號的單元索引p基於交錯位址(或者交錯序列)被讀取。

亦即，在圖中所舉例說明的等式係舉例說明利用交錯序列將對應於一OFDM符號對的偶數符號的資料單元寫入到記憶體，以及基於交錯序列讀取對應於奇數符號的資料單元。

在圖的下部分的區塊係舉例說明每個OFDM符號對所應用的交錯序列。如圖中所示，交錯序列可利用符號偏置與N_max值計算得出。N_max的大小如上所述。

現在描述依據本發明另一實施例的16K FFT模式的頻率交錯器。

依據本發明的16K FFT模式的頻率交錯器可將相同的交錯序列應用於與OFDM符號對所對應的單元。在此種情況下，像32K FFT模式的頻率交錯器一樣，依據本發明一實施例的16K FFT模式的頻率交錯器可利用交錯序列將對應於OFDM符號對的偶數符號的資料單元寫入到記憶體，並且利用交錯序列從記憶體讀取對應於OFDM符號對的奇數符號的資料單元。16K FFT模式的頻率交錯器的操作與32K FFT模式的頻率交錯器的操作相同，故在此省略其詳細描述。結果，依據本發明的16K FFT模式的頻率交錯器能夠在接收器側利用單一記憶體賦能頻率解交錯，並且在此種情況下所需的最大記憶體大小可為16K。

此外，依據本發明一實施例的16K FFT模式的頻率交錯器，可藉由對每個與每一個OFDM符號對應的資料單元應用一不同交錯序列來執行頻率交錯。在此種情況下，依據本發明一實施例的16K FFT模式的頻率交錯器可應用交錯序列，以從記憶體隨機讀取對應於輸入符號的資料單元，並且對一幀中的OFDM符號個數沒有限制。此外，即使每對應於每一個OFDM符號的資料單元應用不同交錯序列，依據本發明的16K FFT模式的頻率交錯器可藉由將一基本交錯序列旋轉一符號偏置，藉以對每個對應於每一個OFDM符號的資料單元產生不同交錯序列。在此種情況下，每個與每一OFDM符號對所對應的資料單元可不同地產生符號偏置。

在此種情況下，接收器側可利用雙倍記憶體執行頻率解交錯。在此種情況下所需的最大記憶體大小可為32K。

在此圖中，圖(a)舉例說明顯示當依據本發明的16K FFT模式的頻率交錯器將相同交錯序列應用於對應於OFDM符號對的資料單元時的情況下的操作、及顯示對應於偶數符號的資料單元與對應於OFDM符號對的奇數符號的資料單元的頻率交錯輸入與輸出的等式。

在此圖中，圖(b)舉例說明當依據本發明的16K FFT模式的頻率交錯器，藉由對每個與每一個OFDM符號對應的資料單元應用不同交錯序列執行讀取操作時的情況下，顯示頻率交錯輸入與輸出的等式。

具體地，等式的左部分顯示藉由執行頻率交錯所獲得的輸出資料(交錯向量)，右部分顯示用於頻率交錯的輸入資料單元(交錯器輸入向量)。

在圖中，X_m,l,p可指示將要映射到第m幀的第一個OFDM符號的單元索引p，並且X_m,l,H(p)指示將要映射到第m幀的第一個OFDM符號的單元索引p基於交錯位址(或者交錯序列)被讀取。

據此，在圖(a)中所舉例說明的等式係顯示利用交錯序列將對應於OFDM符號對的偶數符號的資料單元寫入到記憶體，以及基於交錯序列讀取對應於奇數符號的資料單元。

此外，在圖(b)中所舉例說明的等式係顯示利用交錯序列讀取對應於每一個OFDM符號的資料單元的程序。

圖(a)或(b)的下部分的區塊係顯示每一OFDM符號對所應用的交錯序列。如圖中所示，交錯序列可利用符號偏置與N_max值計算得出。N_max的大小如上所述。

現在描述依據本發明另一實施例的8K FFT模式的頻率交錯器。

依據本發明的8K FFT模式的頻率交錯器，可對每個與每一OFDM符號對應的資料單元使用不同交錯序列。在此種情況下，依據本發明一實施例的8K FFT模式的頻率交錯器可應用交錯序列，以從記憶體隨機讀取對應於輸入符號的資料單元，並且對一幀中的OFDM符號個數沒有限制。此外，即使每個對應於每一個OFDM符號的資料單元應用不同交錯序列，依據本發明的8K FFT模式的頻率交錯器，可藉由將一基本交錯序列旋轉一符號偏置，以對每個對應於每一個OFDM符號的資料單元產生不同交錯序列。在此種情況下，每個與每一OFDM符號對所對應的資料單元可不同地產生符號偏置。

此外，接收器側可利用雙倍記憶體執行頻率解交錯。在此種情況下所需的最大記憶體大小可為16K。

在圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明當依據本發明的8K FFT模式的頻率交錯器，藉由對每個與每一個OFDM符號所對應的資料單元應用不同交錯序列，執行讀取操作時的情況下的頻率交錯輸入與輸出。

具體地，等式的左部分顯示藉由執行頻率交錯所獲得的輸出資料(交錯向量)，而右部分顯示用於頻率交錯的輸入資料單元(交錯器輸入向量)。

在圖中，X_m,l,H(p)指示將要映射到第m幀的第一個OFDM符號的單元索引p基於交錯位址(或者交錯序列)被讀取。

據此，在圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明用於利用交錯序列讀取對應於每一個OFDM符號的資料單元的程序。

在圖的下部分的區塊係舉例說明每一OFDM符號對所應用的交錯序列。如圖中所示交錯序列可利用符號偏置與N_max值計算得出。N_max的大小如上所述。

第58圖舉例說明基於每一種FFT模式顯示頻率交錯器的輸入與輸出的等式。

圖的上部分的區塊中所舉例說明的等式係舉例說明32K FFT模式與16K FFT模式的頻率交錯器的輸入與輸出之間的關係，並且顯示一個交錯序列應用於對應於一個OFDM符號對的資料單元的情況。

在圖的下部分的區塊中所舉例說明的等式係舉例說明16K FFT模式與8K FFT模式的頻率交錯器的輸入與輸出之間的關係，並且顯示一個交錯序列應用於對應於一個OFDM符號的資料單元的情況。

如上所述，左部分顯示從頻率交錯器輸出的交錯向量，而右部分顯示輸入至頻率交錯器的輸入資料向量(或者輸入向量)。

如上所述，32K FFT模式的頻率交錯器可利用交錯序列或者交錯位址來交錯輸入OFDM符號對。第59圖中所舉例說明的32K FFT模式的頻率交錯器可包括一基本交錯序列產生器、一符號偏置產生器、一模數運算器以及一位址檢查區塊，用以產生上述交錯序列或交錯位址。第59圖對應於有關第50圖、第52圖以及第53圖之上述頻率交錯器的另一實施例。現在對每一個區塊執行描述。

基本交錯序列產生器可包括一基本隨機位址產生器以及一線置換(wire permutation)區塊。基本隨機位址產生器可包括一1位元撥動開關以及一14位元PN產生器，並且可在交錯中運作以產生準隨機性。當利用PRBS暫存器的值產生十進位位址時，線置換區塊可改變位元的順序。在此種情況下，線置換區塊可利用預設線置換表改變位元的順序。在32K FFT模式中，相同的線置換表可使用於與包含在一OFDM符號對中的符號對應的資料單元。下面將給予其詳細描述。

符號偏置產生器以一OFDM符號對為單位來運作，並且可產生符號偏置，符號偏置用於循環地位移從基本交錯序列產生器輸出的基本交錯序列。

如果輸出資料超過N_max，則模數運算器運作，並且在32K的情況下N_max的值可為32768。

如果輸出值大於輸入資料向量大小N_data，則位址檢查區塊與一PRBS控制器不使用但忽略15位元的輸出值H_l(p)，即，交錯序列(或者交錯位址)，並且可重複控制基本交錯序列產生器的操作以允許交錯位址的值不超過N_max。

如上所述，模數運算器可在位址檢查區塊之前運作。即使OFDM符號對具有不同大小的資料向量(或者資料單元)，這也適用於允許接收器利用單一記憶體執行解交錯。

如上所述，16K FFT模式的頻率交錯器可利用交錯序列或者交錯位址交錯輸入OFDM符號對或者對應於一輸入OFDM符號的資料單元。第60圖中所舉例說明的16K FFT模式的頻率交錯器可包括一基本交錯序列產生器、一符號偏置產生器、一模數運算器以及一位址檢查區塊，用以產生上述交錯序列或交錯位址。第60圖對應於有關第43、45以及46圖的上述頻率交錯器的另一實施例。現在對每一個區塊執行描述。

基本交錯序列產生器可包括一基本隨機位址產生器以及一線置換區塊。基本隨機位址產生器可包括一1位元撥動開關以及一13位元PN產生器，並且可在交錯中運作以產生準隨機性。當利用PRBS暫存器的值產生十進位位址時，線置換區塊可改變位元的順序。在此種情況下，線置換區塊可利用預設線置換表改變位元的順序。在16K FFT模式中，相同的線置換表可用於與包含在OFDM符號對中的符號對應的資料單元，或者每個與包含在OFDM符號對中的每一個符號所對應的資料單元可使用不同線置換表。下面將給予其詳細描述。

符號偏置產生器以OFDM符號對為單位來運作，並且可產生符號偏置，符號偏置用於循環地位移從基本交錯序列產生器輸出的基本交錯序列。

如果輸出資料超過N_max，則模數運算器運作，並且在16K的情況下N_max的值可為16384。

如果輸出值大於輸入資料向量大小N_data，則位址檢查區塊與PRBS控制器不使用但忽略14位元的輸出值H_l(p)，即，交錯序列(或者交錯位址)，並且可重複控制基本交錯序列產生器的操作以允許交錯位址值不超過_Nmax。

如上所述，模數運算器可在位址檢查區塊之前運作。即使OFDM符號對具有不同大小的資料向量(資料單元)，這也適用於允許接收器利用單一記憶體執行解交錯。

如上所述，8K FFT模式的頻率交錯器可利用交錯序列或者交錯位址交錯輸入符號。第61圖中所舉例說明的8K FFT模式的頻率交錯器可包括一基本交錯序列產生器、一符號偏置產生器、一模數運算器以及一位址檢查區塊，用以產生上述交錯序列或交錯位址。第61圖對應於有關第36圖、第38圖以及第39圖的上述頻率交錯器的另一實施例。現在對每一個區塊執行描述。

基本交錯序列產生器可包括一基本隨機位址產生器以及一線置換區塊。基本隨機位址產生器可包括一1位元撥動開關以及一12位元PN 產生器，並且可在交錯中運作以產生準隨機性。當利用PRBS暫存器的值產生十進位位址時，線置換區塊可改變位元的順序。在此種情況下，線置換區塊可利用預設線置換表改變位元的順序。在8K FFT模式中，每個與包含在OFDM符號對中的每一個符號所對應的資料單元可使用不同線置換表。下面將給予其詳細描述。

如果輸出資料超過N_max，則模數運算器運作，並且在8K的情況下N_max的值可為8192。

如果輸出值大於輸入資料向量大小N_data，則位址檢查區塊與PRBS控制器不使用但忽略13位元的輸出值H_l(p)，即，交錯序列(或者交錯位址)，並且可重複控制基本交錯序列產生器的操作以允許交錯位址值不超過N_max。

如上所述，模數運算器可在位址檢查區塊之前運作。即使OFDM符號對具有不同大小的資料向量，這也適用於允許接收器利用單一記憶體執行解交錯。

第62圖係舉例說明依據本發明一實施例之線置換表。

每一個表的第一列顯示輸入位元序列的位元位置，第二與第三列顯示通過置換而改變的位元位置。

在此圖中，圖(a)舉例說明32K FFT模式中的範例性線置換表，其被等同地應用於與包含在輸入OFDM符號對中的符號對應的資料單元。

在此圖中，圖(b)舉例說明16K FFT模式中的範例性線置換表，其被等同地應用於與包含在輸入OFDM符號對中的符號對應的資料單元。

在此圖中，圖(c)舉例說明16K FFT模式中的另一範例性線置換表，其被不同地應用於與每一個輸入OFDM符號對所對應的資料單元。如圖中所示，第二列顯示對應於輸入OFDM符號對的偶數符號的資料單元的被改變的位元位置，以及第三列顯示對應於輸入OFDM符號對的奇數符號的資料單元被改變的位元位置。

在此圖中，圖(d)舉例說明8K FFT模式中的範例性線置換表，其被不同地應用於與每一個輸入OFDM符號對所對應的資料單元。此表的描述與上面的圖(c)的表的描述相同，故在此省略。

每一個位元位置可依設計者的意圖而改變。

第63圖係舉例說明依據本發明一實施例顯示基本交錯序列產生器的操作的等式。

如上所述，依據本發明一實施例的基本交錯序列產生器可產生一二進位字R’，該二進位字R’每個FFT模式具有不同的位元大小。第63圖舉例說明顯示產生二進位字的程序的等式。這可變成任意PRBS。依據本發明一實施例的基本交錯序列產生器可藉由對所產生的二進位字R’執行線置換與撥動來產生基本交錯序列。

第64圖係舉例說明依據本發明一實施例顯示符號偏置產生器的操作的等式。

如上所述，依據本發明一實施例的符號偏置產生器可產生用於每一個OFDM符號對的符號偏置，並且對於與包含於OFDM符號對中的兩個符號對應的資料單元而言所產生的符號偏置具有恆定值。此外，符號偏置產生器可每一FFT模式產生具有特定值的二進位字G_k。這可變成任意PRBS。

依據本發明的頻率交錯器可利用上述基本交錯序列與符號偏置產生交錯位址H_l(p)。

在圖的上部分中所舉例說明的等式係舉例說明用於產生交錯位址的程序，在圖的下部分中所舉例說明的等式係舉例說明符號偏置。這些等式可依設計者的意圖而改變。

現在描述依據本發明另一實施例的16K FFT模式的頻率交錯器。

依據本發明的16K FFT模式的頻率交錯器，每個與每一個OFDM符號對應的資料單元可應用不同交錯序列。在此種情況下，依據本發明一實施例的16K FFT模式的頻率交錯器可應用交錯序列，以從記憶體隨機讀取對應於輸入符號的資料單元，並且對一幀中的OFDM符號個數沒有限制。此外，即使每一OFDM符號應用不同交錯序列，依據本發明的16K FFT模式的頻率交錯器，可藉由將一基本交錯序列旋轉一符號偏置，藉以每一OFDM符號產生不同交錯序列。在此種情況下，對於與每一OFDM符號對所對應的單元而言，符號偏置可具有一恆定值。

結果，依據本發明的16K FFT模式的頻率交錯器能夠在接收器側利用單一記憶體致能頻率解交錯，並且在此種情況下所需的最大記憶體大小可為16K。

第66圖舉例說明依據本發明另一實施例顯示16K FFT模式的頻率交錯器的等式。

第66圖對應於關於第56圖在上面所述之16K FFT模式的頻率交錯器的另一實施例。現在對每一個區塊執行描述。此圖舉例說明當依據本發明的16K FFT模式的頻率交錯器對每個與每一個OFDM符號對應的資料單元應用不同交錯序列以將其隨機寫入到記憶體時的情況下，顯示頻率交錯輸入與輸出的等式。

在此圖中，X_m,l,p指示第m幀的第一個OFDM符號中的單元索引p。

如圖中所示，交錯序列可利用符號偏置與N_max值計算得出。N_max的大小如上所述。

此外，接收器側可利用雙倍記憶體執行頻率解交錯。在此種情況下所需的最大記憶體大小可為32K。

現在描述依據本發明另一實施例的8K FFT模式的頻率交錯器。

依據本發明的8K FFT模式的頻率交錯器可將相同的交錯序列應用於對應於OFDM符號對的資料單元。在此種情況下，像32K FFT模式的上述頻率交錯器一樣，依據本發明一實施例的8K FFT模式的頻率交錯器可利用交錯序列寫入對應於OFDM符號對的偶數符號的資料單元，並且利用交錯序列讀取對應於OFDM符號對的奇數符號的資料單元。8K FFT模式的頻率交錯器的操作與32K FFT模式的頻率交錯器的操作相同，故在此省略其詳細描述。結果，依據本發明的8K FFT模式的頻率交錯器能夠在接收器側利用單一記憶體致能頻率解交錯，並且在此種情況下所需的最大記憶體大小可為8K。

更進一步地，依據本發明一實施例的8K FFT模式的頻率交錯器可應用交錯序列隨機寫入對應於輸入符號的資料單元，並且對一幀中的OFDM符號個數沒有限制。此外，即使每一OFDM符號應用不同交錯序列，依據本發明的8K FFT模式的頻率交錯器，可藉由將一基本交錯序列旋轉一符號偏置，藉以每一OFDM符號產生不同交錯序列。在此種情況下，每一OFDM符號對可不同地產生符號偏置。

在此種情況下，接收器側可利用雙倍記憶體執行頻率解交錯。在此種情況下所需的最大記憶體大小可為16K。

第67圖對應於關於第57圖在上面所述之8K FFT模式的頻率交錯器的另一實施例。

在此圖中，圖(a)舉例說明顯示當依據本發明的8K FFT模式的頻率交錯器將相同交錯序列應用於對應於OFDM符號對的資料單元時的情況下的操作、及顯示對應於偶數符號的資料單元以及對應於OFDM符號對的奇數符號的資料單元的頻率交錯輸入與輸出的等式。

在此圖中，圖(b)舉例說明當依據本發明的8K FFT模式的頻率交錯器，藉由對每個與每一個OFDM符號對應的資料單元應用不同交錯序列執行寫入操作時的情況下，顯示頻率交錯輸入與輸出的等式。

在此圖中，X_m,l,p可指示將要映射到第m幀的第一個OFDM符號的單元索引p，並且X_m,l,H(p)指示將要映射到第m幀的第一個OFDM符號的單元索引p基於交錯位址(或者交錯序列)被讀取。

此外，在圖(b)中所舉例說明的等式係顯示利用交錯序列寫入對應於每一個OFDM符號的資料單元的程序。

在圖(a)或(b)的下部分的區塊係顯示每一OFDM符號對所應用的交錯序列。如圖中所示，交錯序列可利用符號偏置與N_max值計算得出。N_max的大小如上所述。

在圖的區塊中所舉例說明的等式係舉例說明16K FFT模式與8K FFT模式的頻率交錯器的輸入與輸出之間的關係，並且顯示一個交錯序列應用於對應於一個OFDM符號的資料單元的情況。如上所述，左部分顯示從頻率交錯器輸出的交錯向量，右部分顯示輸入至頻率交錯器的輸入資料向量(或者輸入向量)。

第69圖對應於顯示32K、16K或者8K FFT模式的頻率交錯器的操作的上述等式的另一實施例。在此圖中，圖(a)舉例說明顯示依據本發明一實施例之32K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式，而圖(b)舉例說明顯示依據本發明一實施例之16K或8K FFT模式的頻率交錯器的操作的等式。

在圖(a)或(b)中所舉例說明的等式的左部分係顯示藉由執行頻率交錯所獲得的輸出資料(對應於OFDM符號的交錯資料單元)，右部分顯示用於頻率交錯的輸入資料單元。

具體地，圖(a)舉例說明當依據本發明的32K FFT模式的頻率交錯器將相同的交錯序列或者交錯位址應用於與OFDM符號對所對應的資料(或者資料單元)時的情況下的等式。如上所述，依據本發明一實施例的32K FFT模式的頻率交錯器可利用交錯序列將對應於OFDM符號對的偶數符號的資料單元寫入到記憶體，並且利用交錯序列從記憶體讀取對應於 OFDM符號對的奇數符號的資料單元。在此種情況下，對應於信號幀中的OFDM符號的符號個數始終為偶數個。

依據本發明的32K FFT模式的頻率交錯器，每個對應於每一OFDM符號對的資料單元可利用不同交錯序列，藉此改善隨機性並最大化分集性能。具體地，依據本發明的32K FFT模式的頻率交錯器，藉由將一基本交錯序列旋轉一符號偏置，每個對應於每一OFDM符號對的資料單元可產生一不同交錯序列。在此種情況下，每個與每一OFDM符號對所對應的每一資料單元可不同地產生符號偏置。

據此，由於傳遞器在頻率交錯程序中線性讀取對應於OFDM符號對的偶數符號的資料單元以及線性寫入對應於OFDM符號對的奇數符號的資料單元，因此依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置或者包含於廣播信號接收裝置中的頻率解交錯器可利用單一記憶體執行頻率解交錯。在此種情況下所需的最大記憶體大小可為32K。

在此圖中，圖(b)顯示依據本發明的16K或8K FFT模式的頻率交錯器，藉由每個與每一OFDM符號對應的資料單元應用不同交錯序列，可執行頻率交錯。在此種情況下，依據本發明一實施例的16K或8K FFT模式的頻率交錯器可應用交錯序列，以從記憶體隨機讀取對應於輸入符號的資料單元，並且對一幀中的OFDM符號個數沒有限制。此外，即使每個對應於每一個OFDM符號的資料單元應用不同交錯序列，依據本發明的16K或8K FFT模式的頻率交錯器，藉由將一基本交錯序列旋轉一符號偏置，每個對應於每一個OFDM符號的資料單元可產生不同交錯序列。在此種情況下，每個與每一OFDM符號對所對應的資料單元可不同地產生符號偏置。

在此種情況下，接收器側可利用雙倍記憶體執行頻率解交錯。在此種情況下所需的最大記憶體大小可為32K或16K。

第70圖對應於有關第65圖在上面所述之顯示交錯位址的等式的另一實施例，並舉例說明用於利用上述基本交錯序列與符號偏置產生交錯位址H_l(p)的程序。等式可依設計者的意圖而改變。上面已給予其詳細描述，故在此省略。

第71圖係舉例說明依據本發明一實施例之頻率解交錯處理。

具體地，第71圖舉例說明當16K或8K FFT模式的頻率交錯器藉由對每個與每一個OFDM符號對應的資料單元應用不同交錯序列已執行頻率交錯的情況下，在接收器側的頻率解交錯處理。在此種情況下，由於如上所述可利用雙倍記憶體執行頻率解交錯，因此接收器側可在乒乓結構中執行頻率解交錯。在此種情況下所使用的基本交錯序列與傳遞器側所使用的相同。

現在描述依據本發明一實施例之用於未來廣播服務的廣播信號傳遞/接收裝置的信號幀的結構。

第72圖對應於有關第1圖至第29圖之上述幀的另一實施例，並且依據本發明一實施例的信號幀的邏輯結構可包括一啟動程式(bootstrap)、前導碼符號(L1發信)以及有效負載資料符號(或者資料符號)。

第72圖中所示的啟動程式可對應於上述前導碼，第72圖中所示的前導碼符號可對應於上述FSS，以及有效負載資料符號可對應於正常資料符號。此外，L1發信可對應於上述PLS1或PLS2發信。

依據本發明一實施例的啟動程式可插入到信號幀的前部分，並且可以廣播信號接收裝置能夠檢測所對應的信號幀的方式被處理以便相較於前導碼或有效負載資料具有穩健性。此外，依據本發明一實施例的啟動程式可攜帶必要廣播系統資訊以及用於存取所對應的廣播系統的必要資訊。依據本發明一實施例的啟動程式可包括緊急警報系統(EAS，Emergency Alert System)喚醒資訊、系統資訊、前導碼結構指示符資訊、用於未來延伸的資訊等。

依據本發明一實施例的前導碼結構指示符資訊可包括前導碼的FFT模式、前導碼的有效載體數(NoA)、包含在前導碼中的OFDM符號數等。

如圖中所示，依據本發明一實施例對前導碼符號與資料符號執行上述頻率交錯處理(FI ON(啟動))，但是對啟動程式不執行頻率交錯(FI OFF(關閉))。

現在描述依據本發明一實施例之前導碼符號的頻率交錯。

依據本發明一實施例的前導碼符號根據將要傳遞的L1發信資訊的位元數可包括一個以上的OFDM符號。將要利用前導碼符號傳遞的L1發信資訊可映射到OFDM符號的有效載體，然後執行頻率交錯。在此種情況下，頻率交錯器的輸入資料可為對應於該OFDM符號的前導碼單元。

前導碼符號的參數具有任意固定值，不像資料符號。

因此，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可處理前導碼符號而沒有獲得來自啟動程式的前導碼的發信資訊，並且藉由迅速獲取前導碼符號所攜帶的該L1發信資訊，可減少包括通道掃描時間的服務獲取時間。此外，即使在惡劣通道環境中，也能使FFT/GI獲取失敗的可能性降到最低，因此可改善廣播信號接收性能。

依據本發明一實施例之前導碼符號的參數以及使用該些參數的先決條件如下所述。

最初，最小的FFT模式(例如，8K FFT模式)可應用於前導碼符號，以改善在操作廣播信號系統時的靈活性。此外，前導碼符號的NoA可被固定，以使接收器檢測前導碼符號而不用發信啟動程式信號。更進一步地，前導碼符號的個數可考慮前導碼符號的FFT模式與資料符號的FFT模式之間關係而確定。

如果前導碼符號的FFT模式不同於資料符號的FFT模式，則前導碼符號的個數被限制為偶數個。這用來通過廣播信號接收裝置利用單一記憶體連續頻率解交錯資料符號。

如果前導碼符號的FFT模式與資料符號的FFT模式相同，則前導碼符號的個數不受限制。亦即，可利用奇數個或者偶數個前導碼符號，而不考慮資料符號。

具體地，第74圖舉例說明，當前導碼符號的FFT模式不同於資料符號的FFT模式時的情況下，應用於對應於前導碼符號的前導碼單元的頻率交錯程序。

在此種情況下，有關第73圖的上述前導碼符號的個數可為偶數。依據本發明一實施例的頻率交錯器，可藉由把對應於包含兩個連續符號的OFDM符號對的前導碼單元當作一個群組來執行頻率交錯。

如圖的下部分中所示，依據本發明一實施例的頻率交錯器，可利用交錯序列將對應於OFDM符號對的偶數符號的前導碼單元寫入記憶體，並利用交錯序列從記憶體讀取對應於該OFDM符號對的奇數符號的前導碼單元。此外，依據本發明一實施例的頻率交錯器的寫入操作與讀取操作對輸入的前導碼單元連續執行，並且可同時執行。

亦即，如果在對應於偶數符號(第一符號)的前導碼單元被隨機寫入到記憶體之後輸入對應於奇數符號(第二符號)的前導碼單元，則依據本發明一實施例的頻率交錯器可線性讀取被寫入之對應於偶數符號的前導碼單元，同時，將輸入之對應於奇數符號的前導碼單元線性寫入到記憶體。在此之後，可隨機讀取被寫入到記憶體之對應於奇數符號的前導碼單元。

結果，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置或者包含在廣播信號接收裝置中的頻率解交錯器，可利用單一記憶體執行頻率解交錯。該原理被等同地應用於資料符號的頻率交錯程序。

第75圖係舉例說明依據本發明另一實施例之前導碼符號的頻率交錯的程序。

具體地，第75圖舉例說明，當前導碼符號的FFT模式與資料符號的FFT模式相同時的情況下，應用於對應於前導碼符號的前導碼單元的頻率交錯程序。

在此種情況下，假設前導碼符號使用與資料符號相同的參數(FFT/GI/NoA)，並且廣播信號接收裝置從啟動程式(前導碼結構指示符資訊)獲取前導碼符號的參數資訊以及與前導碼個數有關的資訊。此外，如上面有關第73圖的描述，前導碼符號的個數可為偶數或奇數。

第75圖舉例說明，當前導碼符號的個數為偶數時的情況下的頻率交錯程序。因此，依據本發明一實施例的頻率交錯器可藉由把對應於包含兩個連續符號的OFDM符號對的前導碼單元當作一個群組來執行頻率交錯。上面關於第74圖已給予其詳細描述，故在此省略。

具體地，第76圖舉例說明，依據本發明的一實施例，供執行頻率交錯與頻率解交錯的按啟動程式、前導碼符號以及資料符號的順序將要被傳遞的發信資訊/內容，以及其整體操作機制。如果依據本發明不同的FFT模式被應用於資料符號，則將要在相同FFT模式下被處理的一組資料符號可被稱為一分割區(partition)。

依據本發明一實施例的信號幀可包括至少一個分割區，並且分割區可被稱作一子幀(sub frame或者sub-frame)。其可依設計者的意圖而改變。

第76圖舉例說明當相同或不同的FFT模式被應用於資料符號時的情況下的信號幀的邏輯結構。

如上所述，依據本發明一實施例的啟動程式攜帶廣播信號接收裝置獲取前導碼符號所需的資訊。具體地，依據本發明一實施例的啟動程式可攜帶前導碼符號的FFT模式資訊、前導碼符號的NoA、前導碼符號的個數等。

依據本發明一實施例的前導碼符號可攜帶廣播信號接收裝置檢測該資料符號所需的資訊。具體地，依據本發明一實施例的前導碼符號可包括分割區的個數、每分割區的FFT模式資訊、每一個分割區中包含的資料符號的NoA、每分割區的資料符號個數、每一個分割區的起始符號(或單元)資訊、指示在信號幀內的相同FFT模式的位置(或時脈)的相同FFT指示符等。上述資訊項可每個信號幀動態變化。

在此圖中，圖(a)舉例說明當相同FFT模式被應用於有效負載資料，即資料符號時的情況下的有效負載資料結構，而圖(b)舉例說明當不同FFT模式被應用於資料符號時的情況下的有效負載資料結構。

在本發明中，圖(a)中所舉例說明的信號幀可被稱為單一FFT信號幀，而圖(b)中所舉例說明的信號幀可被稱為混合FFT模式信號幀。其名稱可依設計者的意圖而改變。

在圖(a)的情況下，一個信號幀中的資料符號具有相同OFDM符號結構，且具有相同參數(例如，FFT模式、GI長度、NoA、導頻型式等)。如上所述，利用前導碼符號傳遞資料符號的參數。

如果依據本發明一實施例的頻率交錯器對每個對應於OFDM符號對的資料單元運作，則資料符號的個數應被定義為偶數。據此，如下所述可根據前導碼符號的FFT模式與資料符號的FFT模式之間的關係來定義資料符號的個數。

如果前導碼符號的FFT模式與資料符號的FFT模式不同，則資料符號的個數應為偶數。

如果前導碼符號的FFT模式與資料符號的FFT模式相同，則前導碼符號的個數與資料符號的個數的總和應為偶數。結果，資料符號的個數根據前導碼符號的個數可為偶數或奇數。

在圖(b)的情況下，一個信號幀中的資料符號具有複數個OFDM符號結構，且根據符號結構具有不同參數(例如，FFT模式、GI長度、NoA、導頻型式等)。由於在混合FFT幀中具有相同OFDM結構的一組資料符號可被定義為一分割區，因此一個混合FFT幀可包括複數個分割區。

據此，如圖中所示，可為每一個分割區獨立設置參數(例如，FFT模式、GI長度、NoA、導頻型式等)，並且該前導碼符號可包括與每一個分割區的位置與結構有關的資訊、與資料符號的個數有關的資訊等。此外，不同FFT模式的分割區可在具有時分多工(TDM，Time Division Multilexing)、層分多工(LDM，Layered Division Multilexing)或者頻分多工(FDM，Frequency Division Multilexing)結構的一信號幀中傳遞，並且每一個FFT模式的分割區可被定義為一組具有特定GI的OFDM符號。

不同FFT模式可被定義以處理廣播服務，該廣播服務適於各種各樣的廣播信號接收裝置，例如，行動廣播信號接收裝置與固定廣播信號接收裝置。據此，如果目標廣播服務或者目標廣播信號接收裝置每FFT模式確定，則廣播信號接收裝置可僅獲取並處理適合它的廣播服務的分割區，因此可提高接收器的節電效果。

在當前導碼符號的FFT模式與資料符號的FFT模式相同或者不相同時的情況下，如下所述可根據每一個分割區的資料符號個數與前導碼符號個數之間的關係，執行依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置的頻率解交錯。

當前導碼符號的FFT模式與第一分割區的資料符號的FFT模式相同時，如果前導碼符號個數與每一個分割區的資料符號個數為偶數，則如下所述可執行解交錯。

廣播信號接收裝置可利用單一記憶體(最大值：32K)連續解交錯前導碼符號與資料符號。特別是，由於即使分割區具有不同FFT模式而廣播信號接收裝置可利用單一記憶體執行解交錯，仍可實現記憶體的有效利用。

當前導碼符號的FFT模式與第一分割區的資料符號的FFT模式相同時，如果前導碼符號個數為奇數並且每一個分割區的資料符號個數為偶數或奇數，則如下所述可執行解交錯。

在此種情況下，廣播信號接收裝置利用單一記憶體可不連續解交錯對應於不同FFT模式的分割區。據此，由於廣播信號接收裝置利用雙倍記憶體解交錯前導碼符號與資料符號，因此會降低記憶體效率。

當前導碼符號的FFT模式與第一分割區的資料符號的FFT模式不同時，如果前導碼符號個數與每一個分割區的資料符號個數為偶數，則如下所述可執行解交錯。

當前導碼符號的FFT模式與第一分割區的資料符號的FFT模式不同時，如果前導碼符號個數為奇數並且每一個分割區的資料符號個數為偶數或奇數，則如下所述可執行解交錯。

據此，為了允許廣播信號接收裝置利用單一記憶體有效地執行頻率解交錯，前導碼符號的FFT模式應與第一分割區的FFT模式相同。此外，即使分割區具有不同FFT模式時，為了允許廣播信號接收裝置連續執行頻率解交錯，每一個分割區中的資料符號的個數可滿足以下條件。

第一分割區中的前導碼符號的個數與資料符號的個數的總和應為偶數。此外，包含在其他分割區中的資料符號的個數為偶數。

在此圖中，圖(a)舉例說明用於藉由廣播信號接收裝置處理連續輸入的不同FFT模式的單一FFT模式信號幀的程序，而圖(b)舉例說明用於藉由廣播信號接收裝置在頻率解交錯之前處理連續輸入的單一FFT模式信號幀的程序。

具體地，如圖(a)中所舉例說明，在單一FFT模式信號幀中，在一個信號幀中前導碼符號的FFT模式可與資料符號的FFT模式相同，並且不同信號幀可具有不同FFT模式。該圖顯示第一信號幀具有16K FFT模式、第二信號幀具有8K FFT模式、第三信號幀具有16K FFT模式以及第四與第五信號幀具有32K FFT模式的實施例。此外，每一個信號幀中的前導碼符號的個數與緊接著前導碼符號的資料符號的個數的總和為偶數，並且每一個信號幀可包括一個分割區。

每一個信號幀可包括一啟動程式、一個以上的前導碼符號以及一個以上的資料符號。啟動程式與前導碼符號所攜帶的資訊如上所述。

因此，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可利用啟動程式資訊解碼前導碼符號，以及利用前導碼符號所攜帶的資訊解碼資料符號。

如圖(b)中所舉例說明，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可對如圖(a)中所舉例說明之接收到的信號幀執行頻率解交錯。依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可利用啟動程式與前導碼符號中所包含的資訊執行頻率解交錯，並且在此種情況下使用的最大接收記憶體大小可為32K。此外，依據本發明的一實施例的廣播信號接收裝置可對與每一個OFDM符號對應的輸入資料同時執行讀取操作與寫入操作，並且可利用單一記憶體對不同FFT模式的信號幀連續執行頻率解交錯。

因此，如圖(b)中所舉例說明，如果連續接收到32K FFT模式的信號幀0、16K FFT模式的信號幀1以及8K FFT模式的信號幀2，則依據本發明一實施例的該廣播信號接收裝置虛擬地(virtually)改變該頻率解交錯器的輸入格式，以利用單一32K記憶體有效執行頻率解交錯。在此圖中，圖(b)舉例說明用於藉由基於32K FFT模式的NoA將資料符號重新安置在每一個信號幀中來改變輸入格式的程序。在此種情況下，輸入格式可依設計者的意圖或者接收裝置實施方法而改變。

據此，如果頻率解交錯器的輸入格式如圖(b)的右側區塊中所舉例說明的被改變，則頻率解交錯器可利用單一記憶體執行頻率解交錯，而不考慮不同FFT模式的信號幀的NoA。

第79圖對應於第78圖的另一實施例，並且顯示廣播信號接收裝置利用單一記憶體僅頻率解交錯一個FFT模式的信號幀的情況。

在此圖中，圖(a)舉例說明用於藉由廣播信號接收裝置僅檢測並處理連續輸入的單一FFT模式信號幀中的16K FFT模式的信號幀的程序，而圖(b)舉例說明用於藉由廣播信號接收裝置僅對連續輸入的單一FFT模式信號幀中的32K FFT模式的信號幀選擇性地執行頻率解交錯的程序。

如圖(a)中所舉例說明，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可選擇性地僅解碼16K FFT模式的信號幀。在圖(a)的情況下，每一個信號幀中的前導碼符號的個數與緊接著前導碼符號的資料符號的個數的總和為偶數，並且每一個信號幀可包括一個分割區。此外，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可利用前導碼符號所攜帶的相同FFT指示符檢測相同FFT模式的信號幀。

此外，如圖(b)中所舉例說明，依據本發明的一實施例的廣播信號接收裝置可利用最大大小為32K的單一記憶體僅頻率解交錯32K FFT模式的信號幀。

具體地，如圖(b)中所舉例說明，如果連續接收到32K FFT模式的信號幀0、16K FFT模式的信號幀1、8K FFT模式的信號幀2以及32K FFT模式的信號幀3，則依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可僅檢測並頻率解交錯32K FFT模式的信號幀0與4。

在此圖中，圖(b)舉例說明用於藉由僅檢測32K FFT模式的信號幀來改變頻率解交錯器的輸入格式的程序。據此，如果頻率解交錯器的輸入格式如圖(b)的右側區塊中所舉例說明的被改變，則頻率解交錯器可利用單一記憶體僅頻率解交錯32K FFT模式的信號幀。

在此圖中，圖(a)舉例說明用於藉由廣播信號接收裝置處理連續輸入的不同FFT模式的混合FFT模式信號幀的程序，而圖(b)舉例說明用於藉由廣播信號接收裝置在頻率解交錯之前處理連續輸入的混合FFT模式信號幀的程序。

具體地，如圖(a)中所舉例說明，在混合FFT模式信號幀中，在一個信號幀中前導碼符號的FFT模式可與第一分割區的FFT模式相同，並且前導碼符號的個數與緊接著前導碼符號的一分割區中的資料符號的個數的總和可為偶數。此外，包含在其他分割區中的資料符號的個數可為偶數，並且一個混合FFT模式信號幀可包括具有兩個以上不同FFT模式的分割區。

該圖顯示第一信號幀包括8K與16K FFT模式的分割區、第二信號幀包括8K與32K FFT模式的分割區、第三信號幀包括8K、16K與32K FFT模式的分割區、第四信號幀包括8K與16K FFT模式的分割區以及第五信號幀包括8K與32K FFT模式的分割區的實施例。

此外，每一個信號幀可包括一啟動程式、一個以上的前導碼符號以及一個以上的資料符號。啟動程式與前導碼符號所攜帶的資訊如上所述。

因此，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可利用啟動程式資訊解碼前導碼符號，以及利用前導碼符號所攜帶的資訊解碼資料符號。特別是，依據本發明的一實施例的廣播信號接收裝置，可利用前導碼符號所攜帶之每一個分割區的起始符號(或單元)資訊以及每個分割區FFT模式資訊，檢查一個信號幀中每一個分割區的位置與FFT模式。

如圖(b)中所舉例說明，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置，可對如圖(a)中所舉例說明之接收到的信號幀執行頻率解交錯。依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置，可利用啟動程式與前導碼符號中所包含的資訊執行頻率解交錯，並且在此種情況下使用的最大接收記憶體大小可為32K。此外，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置，可對與每一個OFDM符號對應的輸入資料同時執行讀取操作與寫入操作，並且可利用單一記憶體對與兩個以上FFT模式對應之包含在一個信號幀中的資料連續執行頻率解交錯。

因此，如圖(b)中所舉例說明，如果接收到包括32K FFT模式的分割區、16K FFT模式的分割區以及8K FFT模式的分割區的混合FFT模式信號幀，則依據本發明的一實施例的廣播信號接收裝置虛擬地改變該頻率解交錯器的輸入格式，以利用單一32K記憶體有效執行頻率解交錯。在此圖中，圖(b)舉例說明用於藉由基於32K FFT模式的NoA重新按置混合FFT模式信號幀的分割區中所包含的資料符號以改變輸入格式的程序。在此種情況下，輸入格式可依設計者的意圖或者接收裝置實施方法而改變。

據此，如果頻率解交錯器的輸入格式如圖(b)的右側區塊中所舉例說明的被改變，則頻率解交錯器可利用單一記憶體頻率解交錯一個混合FFT模式信號幀中的不同FFT模式的分割區。

第81圖對應於第80圖的另一實施例，並且顯示廣播信號接收裝置利用單一記憶體僅頻率解交錯特定FFT模式的分割區的情況。

在此圖中，圖(a)舉例說明藉用於由廣播信號接收裝置僅檢測並處理包含在連續輸入的不同FFT模式的混合FFT模式信號幀中的特定FFT模式(例如，16K FFT模式)的分割區的程序，而圖(b)舉例說明藉由廣播信號接收裝置在頻率解交錯之前僅處理包含在連續輸入的混合FFT模式信號幀中的32K FFT模式的分割區的程序。

如圖(a)中所舉例說明，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可選擇性地僅解碼16K FFT模式的分割區。在一個信號幀中前導碼符號的FFT模式可與第一分割區的FFT模式相同，並且前導碼符號的個數與緊接著前導碼符號的一分割區中的資料符號的個數的總和可為偶數。此外，包含在其他分割區中的資料符號的個數可為偶數，並且一個混合FFT模式信號幀可包括具有兩個以上不同FFT模式的分割區。

依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可利用啟動程式資訊解碼前導碼符號，以及利用前導碼符號所攜帶的資訊解碼資料符號。特別是，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可利用前導碼符號所攜帶的每一個分割區的起始符號(或單元)資訊以及每分割區FFT模式資訊檢查當前信號幀中每一個分割區的位置與FFT模式；並且可處理期望FFT模式的分割區，以及利用相同FFT指示符檢測不同信號幀中傳遞的相同FFT模式的分割區。

如圖(b)中所舉例說明，依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可利用最大大小為32K的單一記憶體僅頻率解交錯32K FFT模式的分割區。

具體地，如圖(b)中所舉例說明，如果連續接收到包括32K、16K與8K FFT模式的分割區的信號幀0以及包括32K FFT模式與其他FFT模式的分割區的信號幀1，則依據本發明一實施例的廣播信號接收裝置可僅檢測並頻率解交錯每一個信號幀中的32K FFT模式的分割區。

在此圖中，圖(b)舉例說明用於藉由僅檢測32K FFT模式的分割區來改變頻率解交錯器的輸入格式的程序。據此，如果頻率解交錯器的輸入格式如圖(b)的右側區塊中所舉例說明的被改變，則頻率解交錯器可利用單一記憶體僅頻率解交錯32K FFT模式的分割區。

依據本發明一實施例的接收廣播信號的裝置可執行第1圖至第8圖、第10圖至第80圖中所述的傳遞廣播信號的反向程序。

依據本發明一實施例的接收廣播信號的裝置或者接收器可接收廣播信號(S81000)。

然後，依據本發明一實施例之用於接收廣播信號的裝置或者用於接收廣播信號的裝置中的同步與解調模組，可藉由OFDM(Othogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分多工)方案解調所接收的廣播信號(S81100)。詳情如第9圖中所述。

依據本發明一實施例之用於接收廣播信號的裝置或者頻率解交錯器，藉由利用不同交錯序列頻率可解交錯解調的廣播信號(S81200)。頻率解交錯為第30圖至第81圖中所述的反向程序。

之後，依據本發明一實施例之用於接收廣播信號的裝置或者幀語法分析模組，可從頻率解交錯的廣播信號語法分析至少一個信號幀(S81300)。語法分析的詳細程序如第9圖中所述。

然後，依據本發明一實施例之用於接收廣播信號的裝置或者解映射與解碼模組，可解碼在語法分析的至少一個信號幀中的服務資料(S81400)。

詳情如第9圖中所述。在此種情況下，信號幀包括對應於複數個實體路徑的每一個的服務資料。如上所述，實體路徑為攜帶服務資料或者有關中介資料的實體層中的邏輯通道，其可攜帶一個或多個服務或服務成分，並且名稱可依設計者的意圖而改變。依據本發明一實施例的實體路徑等於上述DP。

所屬技術領域中具有通常知識者將領會可在不違背本發明之精神及範疇下對本案發作各種修飾及改變。因此，其意圖係倘若本發明的修飾及改變落入所附加的專利申請範圍的範疇及其均等發明之內，則本發明涵蓋其修飾及改變。

本案說明書中所提及的裝置及方法發明兩者以及該裝置及方法發明兩者的描述可對彼此係為互補適用的。

依據本發明一實施例的模組、單元或者區塊，為執行儲存在記憶體(或者儲存單元)中一系列指示的處理器/硬體。上述實施例中的步驟或者方法可在硬體/處理器中操作，或者由硬體/處理器操作。此外，本發明的方法可實施為如可寫在處理器可讀的記錄介質上的代碼，並且因此可由依據本發明一實施例的裝置中所提供的處理器讀取。

本案申請主張2015年2月6日提出之美國臨時專利申請第62/112,650號、2015年2月24日提出之美國臨時專利申請第62/120,338號、2015年3月16日提出之美國臨時專利申請第62/133,482號、以及2015年4月24日提出之美國臨時專利申請第62/152,038號之權益，上述美國臨時專利申請於此藉由參考而併入，如完整記載於本案申請中。

1000‧‧‧輸入格式化區塊

1010‧‧‧位元交錯編碼與調變區塊

1020‧‧‧幀建立區塊

1030‧‧‧OFDM產生區塊

1040‧‧‧發信產生區塊

Claims

一種供接收廣播信號的方法，該方法包括：接收該廣播信號；根據一快速傅立葉轉換(FFT)大小，藉由一OFDM(正交頻分多工)方案，解調該接收的廣播信號；基於該FFT大小，頻率解交錯該解調的廣播信號，所述頻率解交錯包括：基於一撥動位元、一基本解交錯序列及一符號偏置，產生一解交錯序列；當該FFT大小為32K時，對該基本解交錯序列應用一單一置換，並且當該FFT大小為8K或16K時，對該基本解交錯序列應用不同置換；檢查該產生的解交錯序列之一位址是否在一OFDM符號之範圍內；以及基於在該OFDM符號之範圍內的該位址，解交錯在該解調的廣播信號中的至少一信號幀中的資料；以及解碼在該至少一個信號幀中的該解交錯的資料。
依據申請專利範圍第1項所述之供接收廣播信號的方法，其中該符號偏置被產生用於二連續的OFDM符號。
依據申請專利範圍第1項所述之供接收廣播信號的方法，其中一信號幀包括資料符號，並且藉由一不同FFT大小解調對應於該信號幀中的至少一個資料符號的資料。
依據申請專利範圍第1項所述之供接收廣播信號的方法，其中藉由產生該基本解交錯序列、產生該符號偏置、以及對該產生的基本解交錯序列與該產生的符號偏置執行一模數運算，來產生一不同解交錯序列，其中該產生的符號偏置對於二連續的OFDM符號為恆定的。
依據申請專利範圍第3項所述之供接收廣播信號的方法，其中根據所述解調之該FFT大小，將一不同解交錯序列使用於對應一OFDM符號對的二連續的資料符號，或對應一OFDM符號的一資料符號。
依據申請專利範圍第1項所述之供接收廣播信號的方法，其中在一第一FFT模式中，藉由二擇一地切換二記憶體完成所述頻率解交錯，以及在一第二FFT模式中，藉由用於單一記憶體的讀取和寫入操作完成所述頻率解交錯。
一種供接收廣播信號的裝置，該裝置包括：一接收器，被配置以接收該廣播信號；一解調器，被配置以根據一快速傅立葉轉換(FFT)大小，藉由一OFDM(正交頻分多工)方案，對該接收的廣播信號執行解調；一頻率解交錯器，被配置以基於該FFT大小頻率解交錯該解調的廣播信號，該頻率解交錯器執行：基於一撥動位元、一基本解交錯序列及一符號偏置，產生一解交錯序列；當該FFT大小為32K時，對該基本解交錯序列應用一單一置換，並且當該FFT大小為8K或16K時，對該基本解交錯序列應用不同置換；檢查該產生的解交錯序列之一位址是否在一OFDM符號之範圍內；以及基於在該OFDM符號之範圍內的該位址，解交錯在該解調的廣播信號中的至少一信號幀中的資料；以及一解碼器，被配置以解碼在該至少一個信號幀中的該解交錯的資料。
依據申請專利範圍第7項所述之供接收廣播信號的裝置，其中該符號偏置被產生用於二連續的OFDM符號。
依據申請專利範圍第8項所述之供接收廣播信號的裝置，其中一信號幀包括資料符號，並且藉由一不同FFT大小解調對應於該信號幀中的至少一個資料符號的資料。
依據申請專利範圍第7項所述之供接收廣播信號的裝置，其中藉由產生該基本解交錯序列、產生該符號偏置、以及對該產生的基本解交錯序列與該產生的符號偏置執行一模數運算，來產生一不同解交錯序列，其中所產生的符號偏置對於二連續的OFDM符號為恆定的。
依據申請專利範圍第10項所述之供接收廣播信號的裝置，其中根據所述解調之該FFT大小，將一不同解交錯序列使用於對應一OFDM符號對的二連續的資料符號，或對應一OFDM符號的一資料符號。
依據申請專利範圍第7項所述之供接收廣播信號的裝置，其中在一第一FFT模式中，藉由二擇一地切換二記憶體完成所述頻率解交錯，以及在一第二FFT模式中，藉由用於單一記憶體的讀取和寫入操作完成所述頻率解交錯。