TWI681623B - 差動反相放大器總成、差動反相放大器及實施差動反相放大器拓撲之方法 - Google Patents

差動反相放大器總成、差動反相放大器及實施差動反相放大器拓撲之方法 Download PDF

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Abstract

電路可包括第一電流源、第二電流源、以及電性耦接於該第一電流源與該第二電流源之間的差動反相放大器。該差動反相放大器可包括複數個負載電阻器及經組態以限制輸出擺動並令共模擾動最小化之複數個二極體連接的金屬氧化物半導體(MOS)箝位器。

Description

差動反相放大器總成、差動反相放大器及實施差動反相放大器拓撲之方法 相關申請案之交叉參考
本申請案主張2017年5月18日提出且標題為「INVERTER AMPLIFIER COMPARATOR(反相放大器比較器)」的美國臨時專利申請案第62/508,280號之優先權，藉由對其全文參照而將其揭示併入本文中。
本揭示相關於電性放大器電路，且更明確地相關於反相放大器比較器。
特定先前架構經組態用於作用為具有負載電阻器之簡易差動對以及差動反相放大器拓樸之低雜訊、高速的差動放大器。針對低雜訊高速的應用，單純性(simplicity)可能係有用的，因為額外的複雜性可能會令雜訊性能、頻寬或兩者降級。就可攜式電池操作裝置而言，有效採用電流可係有用的。
圖1說明結合用於增益及電阻負載之金屬氧化物半導體(MOS)差動對的先前拓樸100之實例。此電路提供低雜訊、合理增益、以及高頻寬。圖2說明由圖1就所示裝置尺寸及技術所說明的拓樸100之交流電(AC)、雜訊、以及暫態性能200。
僅管具有負載電阻器之差動對為低雜訊拓樸，可採用使用負通道MOS(NMOS)與正通道MOS(PMOS)差動對兩者的組態之放大器拓樸。由於是使用偏壓電流來產生NMOS與PMOS對兩者中之增益(gm)，故此等反相放大器拓樸可提供性能方面之改良。圖3說明先前差動反相放大器拓樸300之實例，其中偏壓電流流動通過PMOS與NMOS差動對兩者，有效地倍增可用gm以用於適當地最佳化裝置尺寸化(sizing)。使用複製偏壓電路(replica bias circuit)以設定NMOS與PMOS偏壓電流。在此，vcm被外部設定成vdd/2，且複製偏壓電路調整以令PMOS與NMOS電流源之閘極亦設在vdd。
可採用由圖3所說明之差動反相放大器300用於高訊號限制級，諸如參照中的時脈緩衝器。然而，有使此類系統不適用於針對具有大動態範圍之輸入訊號的高速低雜訊放大器級之嚴重問題。用於循續漸近式(SAR)類比數位轉換器(ADC)之比較器係一種此類應用。
圖4顯示結果400，其展示出相較於期望之輸出共模vcm=vdd/2，輸出共模電壓約為850mV。由於在圖4中NMOS與PMOS電流源兩者之閘極一起被綁在標記為 vgn節點處，故電壓接近vdd之一半。這使得電路對裝置參數敏感且難以平衡於所期望之輸出共模電壓。圖6顯示蒙地卡羅(Monte Carlo)失配模擬之結果600，且輸出共模在大部分的供電範圍上有所變化，其可能導致電路顯現增益及頻寬之過度變異。此外，由於淨空(headroom)問題，在共模電壓之極端處電路可能為無法操作的。
除了過度共模變異之問題以外，由圖3所說明之電路300可顯現為訊號相依之限制性行為，其在SAR應用中係不被期望的，這是因為此種行為會導致畸變。圖4與圖5之間的比較顯示在30mV與500mV輸入訊號之情況之間，輸出共模電壓及被標示為vsp與vsn之兩個共用源節點顯現極為不同之行為。
此電路300取決於輸入訊號具有三種不同之操作模式：小訊號模式，具備無限制且輸入裝置在主動區中操作；中訊號模式，具備進入三極區之輸入切換裝置且作用為切換器；以及大訊號模式，具備作用為切換器之輸入裝置且電流源由於低淨空而進入三極區。小訊號及中訊號模式可能不具太多問題，但應避免其中電流源被壓碎(crushed)之大訊號模式。
所揭示技術之實施例解決先前技術中的此等及其他限制。
100‧‧‧拓樸
200‧‧‧線圖
300‧‧‧差動反相放大器
400‧‧‧線圖
500‧‧‧線圖
600‧‧‧線圖
700‧‧‧差動反相放大器
800‧‧‧線圖
900‧‧‧線圖
1000‧‧‧線圖
1100‧‧‧差動反相放大器
1200‧‧‧線圖
1300‧‧‧線圖
1400‧‧‧線圖
1500‧‧‧差動反相放大器
1600‧‧‧線圖
1700‧‧‧線圖
1800‧‧‧差動反相放大器
1900‧‧‧線圖
2000‧‧‧線圖
2100‧‧‧線圖
2200‧‧‧差動反相放大器
2300‧‧‧線圖
2400‧‧‧線圖
2500‧‧‧線圖
圖1說明結合用於增益及電阻負載之金屬氧 化物半導體(MOS)差動對的先前拓樸之實例。
圖2說明由圖1所說明的拓樸之交流電(AC)、雜訊、以及暫態性能。
圖3說明先前差動反相放大器拓樸之實例。
圖4說明具有複製偏壓的反相放大器的小訊號回應之實例。
圖5說明具有複製偏壓的反相放大器的大訊號回應之實例。
圖6說明具有複製偏壓的反相放大器的蒙地卡羅變異之實例。
圖7說明根據所揭示技術之特定實施例具有分離的複製偏壓共模回饋的差動反相放大器之實例。
圖8說明由圖7所說明具有分離的複製偏壓共模回饋的反相放大器的小訊號回應之實例。
圖9說明由圖7所說明具有分離的複製偏壓共模回饋的反相放大器的大訊號回應之實例。
圖10說明由圖7所說明具有分離的複製偏壓共模回饋的反相放大器的蒙地卡羅變異之實例。
圖11說明根據所揭示技術之特定實施例具有輸出共模回饋的差動反相放大器之實例。
圖12說明由圖11所說明具有輸出共模回饋的反相放大器的小訊號回應之實例。
圖13說明由圖11所說明具有輸出共模回饋的反相放大器的大訊號回應之實例。
圖14說明由圖11所說明具有輸出共模回饋的反相放大器的蒙地卡羅變異之實例。
圖15說明根據所揭示技術之特定實施例具有輸出共模回饋及負載電阻器的差動反相放大器之實例。
圖16說明由圖15所說明具有輸出共模回饋及負載電阻器的反相放大器的小訊號回應之實例。
圖17說明由圖15所說明具有輸出共模回饋及負載電阻器的反相放大器的大訊號回應之實例。
圖18說明根據所揭示技術之特定實施例具有連接到vcm=vdd/2之負載電阻器的差動反相放大器之實例。
圖19說明由圖18所說明具有連接到vcm=vdd/2之負載電阻器的反相放大器的小訊號回應之實例。
圖20說明由圖18所說明具有連接到vcm=vdd/2之負載電阻器的反相放大器的大訊號回應之實例。
圖21說明由圖18所說明具有輸出共模回饋的反相放大器的蒙地卡羅變異之實例。
圖22說明根據所揭示技術之特定實施例具有連接到vcm=vdd/2之負載電阻器以及二極體連接的箝位裝置的差動反相放大器之實例。
圖23說明由圖22所說明具有連接到vcm=vdd/2之負載電阻器以及二極體連接的箝位裝置的反相放大器的小訊號回應之實例。
圖24說明由圖22所說明具有連接到vcm= vdd/2之負載電阻器以及二極體連接的箝位裝置的反相放大器的大訊號回應之實例。
圖25說明由圖22所說明具有連接到vcm=vdd/2之負載電阻器以及二極體連接的箝位裝置的反相放大器的蒙地卡羅變異之實例。
【發明內容】及【實施方式】
所揭示技術之特定實作解決上述共模問題，並提供輸出限制以防止電流源進入三極區。在特定實施例中，可採用分離的偏壓電流設定以及共模電壓控制。二極體連接的金屬氧化物半導體(MOS)箝位器可用以限制輸出擺動(output swing)並令共模擾動最小化。可使用差動電阻負載以改良頻寬並令共模擾動最小化。可使用負載電阻器之連接以令共模電壓(vcm)等於電壓汲極(vdd)之一半以省略輸出共模控制。可使用負載電阻器及二極體連接的箝位器之組合以允許增益/頻寬之獨立最佳化。
圖7說明根據所揭示技術之特定實施例具有分離的複製偏壓共模回饋的差動反相放大器700之實例。在實例拓樸700中，複製偏壓電路被分成兩部分：第一部分是PMOS鏡及連接到PMOS差動對之電流源；以及第二部分是由回饋放大器控制之NMOS電流源。可將NMOS及PMOS電流源節點vgn及vgp分離，以令一電流源(在此為PMOS)提供偏壓電流，以及令另一電流源(在此為NMOS)由回饋迴路調整以設定共模電壓。
在此實例700中，共模電壓vcm係外部連接到vdd/2且電路700經組態以將複製偏壓之中心調整成也在vdd/2。將該等裝置配置在複製偏壓中的目的在於模擬放大器中的裝置。
圖8、9、及10個別說明例示性能線圖800、900、及1000，其表示輸出共模可平衡於vdd/2，但電路700仍顯現訊號相依限制行為以及輸出共模之過度蒙地卡羅變異。對於生產電路來說，此種大變異所牽連的產量可能是有問題的。該實例顯示兩個電流源被分成一固定電流源以及第二控制源極以設定共模電壓。
由圖8說明之線圖800表示電路提供高增益、低頻寬、以及600mV之輸出共模。由圖9說明之線圖900表示電路顯現高增益、低頻寬、以及輸出共模變異。由圖10說明之線圖1000表示電路可顯現過度的輸出共模變異。
圖11說明根據所揭示技術之特定實施例具有輸出共模回饋的差動反相放大器1100之實例。由圖11說明之拓樸1100包括PMOS電流源及NMOS電流源以及輸出共模回饋。在此實例中，透過感測在放大器實際輸出處而非複製偏壓電路處之共模，拓樸1100延伸了由圖7所說明拓樸700的概念。
在此實例1100中，共模電壓vcm再次外部地連接到vdd/2。但藉由這電路1100，放大器之輸出共模經組態以被兩個大電阻器直接感測，以將輸出共模直接調整成vdd/2。
圖12、13、及14個別說明性能線圖1200、1300、及1400，其表示輸出共模以vcm=vdd/2為中心，且現在具有合理的蒙地卡羅變異。然而，圖13表示電流源節點vsp及vsn針對大輸入訊號而連接到達電源(supply)及接地。由於當電流源無剩餘淨空(headroom)時回饋會變成破碎斷掉的，故共模迴路之穩定性也可能會有問題。
由圖12說明之線圖1200表示電路顯現高增益、低頻寬、以及600mV之輸出共模。由圖13說明之線圖1300表示電路顯現高增益、低頻寬、以及輸出共模變異。由圖14說明之線圖1400表示電路顯現合理的輸出共模變異。
圖15說明根據所揭示技術之特定實施例具有輸出共模回饋及負載電阻器的差動反相放大器1500之實例。在此實例中，放大器1500中的負載電阻器已從高數值的共模感測電阻器(例如，由圖11所說明的電路1100中之電阻器)降低成較小數值(例如，3千歐姆(kohms))。這可將差動輸出電壓限制到偏壓電流乘以兩倍的負載電阻器之值(例如，(Vout_max=Ibias*2*Rload))。可將最大差動輸出擺動設定成一值，該值充分低於可用供應電壓以提供淨空給NMOS及PMOS電流源兩者。
與圖11之拓樸1100類似，本拓樸1500中的共模電壓vcm係外部連接到vdd/2，但放大器之輸出共模經組態以被兩個大電阻器直接感測，以將輸出共模直接調整成vdd/2。
由圖16及17所個別說明之性能線圖1600及1700顯示最大輸出擺動已被降低，由於降低之增益而導致頻寬已被增加，以及輸出共模現在被良好控制的。由圖16說明之線圖1600表示電路顯現降低之增益、高頻寬、以及600mV之輸出共模。由圖17說明之線圖1700表示電路提供降低之增益、高頻寬、以及600mV之輸出共模。
由圖15說明之電路1500解決共模及限制問題，但其仍然採用共模回饋電路。圖16及17個別之線圖1600及1700指示有關共模回應可能會破壞差動訊號之疑慮。有方法用以確保足夠共模穩定性並令共模擾動最小化。然而，避免共模回饋迴路可係有用的。
循續漸近式(SAR)類比數位轉換器(ADC)可具有外部過濾之可用共模電壓(vcm)。說明根據所揭示技術之特定實施例具有連接到vcm=vdd/2之負載電阻器的差動反相放大器1800之實例的圖18已被修改成將3000(3k)個負載電阻器直接連接到vcm。這允許了共模回饋迴路之省略。
例如與由圖16及17所個別說明之線圖1600及1700相比，由圖19及20所個別說明之性能線圖1900及2000表示輸出共模電壓以及標記為vsp及vsn之共用源節點之擾動已被顯著地降低。由圖19說明之線圖1900表示電路顯現降低之增益、高頻寬、以及600mV之輸出共模。由圖20說明之線圖2000表示電路顯現降低之增益、高頻寬、以及600mV之輸出共模。
圖21說明由圖18所說明具有輸出共模回饋的反相放大器1800的蒙地卡羅變異2100之實例。由圖21說明之線圖2100表示電路1800顯現合理的輸出共模變異。
由圖18說明之電路1800可能會導致SAR比較器中增益級之合理性能。然而，該增益可能被上述輸出電壓之限制所約束(例如，Vout_max=Ibias*2*Rload)。增益可為總差動gm乘以兩倍的Rload(例如，Av=gm*2*Rload)。由於gm可能與Ibias相關，故最大輸出電壓可能會約束該增益。
可提供機構以允許獨立地調整增益以令電路1800之增益、頻寬、以及雜訊最佳化。圖22說明根據所揭示技術之特定實施例具有連接到vcm=vdd/2之負載電阻器以及二極體連接的箝位裝置的差動反相放大器2200之實例。在由圖22所說明之電路2200中加入二極體連接的箝位裝置含避免最大輸出電壓約束，且可如期望地增加載入電阻器(例如在此情況中為6kohm)。
圖23及24各說明電路2200之電路回應，以及圖25顯示輸出共模電壓之合理部件間之變異。由圖23說明之線圖2300表示電路2200顯現合理的增益、頻寬、以及輸出共模。由圖24說明之線圖2400表示電路2200提供合理的增益、頻寬、以及輸出共模。線圖2400進一步表示電路2200提供降低之輸出訊號而無犧牲小訊號增益且亦具有簡潔快速之限制性(例如，與圖20說明之線圖2000相比)。
圖25說明由圖22所說明具有連接到vcm= vdd/2之負載電阻器以及二極體連接的箝位裝置的反相放大器2200的蒙地卡羅變異2500之實例。由圖25說明之線圖2500表示電路2200顯現合理的輸出共模變異。
本發明之實施例可被併入於諸如聲音處理電路或其他音訊電路之積體電路中。隨之，該積體電路可用於諸如耳機、行動電話、可攜式計算裝置、聲音桿(sound bar)、音訊底座臺、放大器、揚聲器等音訊裝置中。
所揭示標的之先前描述版本具備許多不是有被描述出來就是對在該技術領域中具有通常知識者而言為顯而易見的優勢。即便如此，在所有揭示裝置、系統、或方法之版本中這些全部的優勢或特徵並非必需的。
額外地，此書面描述引用了特定特徵。應瞭解在本說明書中之揭露包括此等特定特徵的所有可能之組合。舉例而言，在特定態樣或實施例之上下文中揭示了特定特徵之情況下，該特徵在可行之程度下亦可被用於其它態樣或實施例之上下文中。
再者，當在本申請案中參考之方法具有兩個或更多個限定之步驟或操作時，可以任何順序或同時執行該限定之步驟或操作，除非在上下文中排除了這個可能性。
此外，在本揭露中所使用之術語「包含」及其語法同義詞係用以代表其它組件、特徵、步驟、處理、操作等係可選地存在的。舉例而言，一「包含」或「其包含」組件A、B、及C之物件可僅包含組件A、B、及C或者 可包含組件A、B、及C連同一或更多其他組件。
再者，諸如「右」及「左」之方向係為了方便及參照圖式中所提供的圖表而使用的。但所揭示之標的可在實際用途中或在不同實作中具有數種定向。因此，圖式中為垂直、水平、右邊的、或左邊的特徵可能在全部實作中不具有該相同定向或方向。
雖然為了說明之目的已描述並說明本發明之特定實施例，但應瞭解在未背離本發明之精神及範疇的前提下可做出各種修改。據此，本發明不應被所附申請專利範圍以外之內容限制。
700‧‧‧差動反相放大器

Claims (20)

  1. 一種差動反相放大器總成，包含：第一電流源；第二電流源；及差動反相放大器，其電性耦接於該第一電流源與該第二電流源之間，該差動反相放大器包括複數個負載電阻器以及複數個二極體連接的金屬氧化物半導體箝位器。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之差動反相放大器總成，其中該複數個負載電阻器經組態以賦能(enable)增益及頻寬之最佳化。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之差動反相放大器總成，其中該複數個二極體連接的金屬氧化物半導體箝位器經組態以獨立於該複數個負載電阻器而限制輸出擺動並令共模擾動最小化。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之差動反相放大器總成，其進一步包含差動電阻負載，其經組態以改良頻寬並令共模回饋控制最小化。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之差動反相放大器總成，其中該第一電流源為正通道金屬氧化物半導體電流源。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之差動反相放大器總成，其中該第二電流源為負通道金屬氧化物半導體電流源。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之差動反相放大器總成，其中該複數個負載電阻器係經組態以提供共模電壓。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之差動反相放大器總成，其中該第一電流源具有電壓vdd。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之差動反相放大器總成，其中該共模電壓等於vdd/2。
  10. 一種差動反相放大器，其用於包括第一電流源及第二電流源之一電路總成，該差動反相放大器包含：複數個負載電阻器，其經組態以賦能增益及頻寬之最佳化；以及複數個二極體連接的金屬氧化物半導體箝位器，其經組態以獨立於該複數個負載電阻器而限制輸出擺動並令共模擾動最小化。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之差動反相放大器，其中該第一電流源為正通道金屬氧化物半導體電流源。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之差動反相放大器，其中該第二電流源為負通道金屬氧化物半導體電流源。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之差動反相放大器，其中該電路進一步包括經組態以提供共模電壓之複數個負載電阻器。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之差動反相放大器，其中該電路進一步包括用以改良頻寬並令共模回饋控制最小化之差動電阻負載。
  15. 如申請專利範圍第10項所述之差動反相放大器，其中該第一電流源具有電壓vdd。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之差動反相放大器，其中該共模電壓等於vdd/2。
  17. 一種用於實施差動反相放大器拓撲之方法，包含：在電性耦接於輸入與輸出之間的差動反相放大器處從第一電流源接收第一電流；在該差動反相放大器處從第二電流源接收第二電流；使用電性耦接於該第一電流源與該第二電流源之間的該差動反相放大器的複數個負載電阻器來產生共模電壓，該複數個負載電阻器賦能增益及頻寬之最佳化；以及 藉由使用電性耦接於該第一電流源與該第二電流源之間的該差動反相放大器的複數個二極體連接的金屬氧化物半導體箝位器來限制輸出擺動並令共模擾動最小化。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之方法，其進一步包含通過差動電阻負載來改良頻寬並令共模回饋控制最小化。
  19. 如申請專利範圍第17項所述之方法，其中該第一電流源具有電壓vdd。
  20. 如申請專利範圍第19項所述之方法，其中該共模電壓等於vdd/2。
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