TWI617202B - 立體音調頻接收器以及雙聲道分離方法 - Google Patents

立體音調頻接收器以及雙聲道分離方法 Download PDF

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Abstract

一種立體音調頻接收器，包含有一調頻解調單元，用來接收一接收訊號，並根據該接收訊號產生一解調訊號；一分頻解多工器，用來根據該解調訊號產生一和訊號、一差訊號以及一導頻振幅訊號；一雙聲道分離單元，用來根據該和訊號及一弱化差訊號，產生一左聲道輸出訊號及一右聲道輸出訊號；以及一弱化單元，用來根據該導頻振幅訊號或一訊雜比弱化該差訊號，以產生該弱化差訊號。

Description

立體音調頻接收器以及雙聲道分離方法
本發明係指一種立體音調頻接收器以及雙聲道分離方法，尤指一種可提昇左右聲道隔離度的立體音調頻接收器以及雙聲道分離方法。
立體音調頻（Stereo-Phonic Frequency Modulation）系統已廣泛的應用於日常生活中。一般來說，立體音調頻接收器利用一導頻訊號（Pilot Signal），將一左聲道訊號及一右聲道訊號自一解調訊號中分離出來。實際上，導頻訊號之訊號品質可能因外在環境因素而顯得微弱，或是整體訊雜比（Signal to Noise Ratio，SNR）因外在環境因素而顯得不佳，導致立體音調頻接收器無法準確地將立體音訊號移至基頻頻段，而存在有一頻率偏差（Frequency Offset），因此立體音調頻接收器無法精準地分離出左聲道訊號及右聲道訊號，而降低左右聲道隔離度。
因此，如何降低頻率偏差所造成的影響，進一步提昇左右聲道隔離度也就成為業界所努力的目標之一。
因此，本發明之主要目的即在於提供一種可提昇左右聲道隔離度的立體音調頻接收器以及雙聲道分離方法，以改善習知技術的缺點。
本發明揭露一種立體音調頻（Stereo-Phonic FM）接收器，包含有一調頻解調單元，用來接收一接收訊號，並根據該接收訊號產生一解調訊號；一分頻解多工器，用來根據該解調訊號產生一和訊號、一差訊號（Difference Signal）以及一導頻振幅訊號，其中該和訊號相關於一左聲道訊號與一右聲道訊號之和，該差訊號相關於該左聲道訊號與該右聲道訊號之差；一雙聲道分離單元，用來根據該和訊號及一弱化差訊號（Weakened Difference Signal），產生一左聲道輸出訊號及一右聲道輸出訊號；以及一弱化單元，耦接於該分頻解多工器與該雙聲道分離單元之間，用來弱化（Weaken）該差訊號，以產生該弱化差訊號。
本發明揭露另一種雙聲道分離方法，應用於一立體音調頻（Stereo-Phonic FM）接收器，該雙聲道分離方法包含有自該立體音調頻接收器之一分頻解多工器接收一和訊號、一差訊號（Difference Signal）以及一導頻振幅訊號，其中該和訊號相關於一左聲道訊號與一右聲道訊號之和，該差訊號相關於該左聲道訊號與該右聲道訊號之差；根據該導頻振幅訊號或一訊雜比，弱化（Weaken）該差訊號，以產生一弱化差訊號（Weakened Difference Signal）；以及根據該和訊號及該弱化差訊號，產生一左聲道輸出訊號及一右聲道輸出訊號。
請參考第1圖，第1圖為本發明實施例一立體音調頻接收器10之方塊圖。立體音調頻接收器10包含一調頻解調單元100、一分頻解多工器102、一雙聲道分離單元104、一弱化單元106以及一訊雜比計算單元108。調頻解調單元100接收一接收訊號r，並根據接收訊號r產生一解調訊號m以及一振幅訊號A；分頻解多工器102接收解調訊號m，並根據解調訊號m產生一和訊號(L+R)、一差訊號（Difference Signal）(L－R)以及一導頻振幅訊號A pilot。訊雜比計算單元108接收振幅訊號A，並根據振幅訊號A產生一訊雜比SNR。其中，和訊號(L+R)為立體音調頻接收器10所接收並相關於一左聲道訊號L與一右聲道訊號R之和，而差訊號(L－R)為立體音調頻接收器10所接收並相關於左聲道訊號L與右聲道訊號R之差。另外，振幅訊號A係對應於接收訊號r之一振幅，而導頻振幅訊號A pilot係對應於解調訊號m中一導頻訊號（Pilot Signal）x p之一振幅。
弱化單元106耦接於分頻解多工器102與雙聲道分離單元104之間，用來接收差訊號(L－R)，並弱化（Weaken）差訊號(L－R)的能量/振幅，進而產生一弱化差訊號（Weakened Difference Signal）(L－R)’。雙聲道分離單元104遂根據和訊號(L+R)以及弱化差訊號(L－R)’，產生一左聲道輸出訊號L_out及一右聲道輸出訊號R_out，其中左聲道輸出訊號L_out可表示為L_out＝(L+R)+(L－R)’，而右聲道輸出訊號R_out可表示為R_out＝(L+R)－(L－R)’。
詳細來說，弱化單元106可根據導頻振幅訊號A pilot­或訊雜比SNR產生一弱化係數c_wkn，並將差訊號(L－R)乘以弱化係數c_wkn，以產生弱化差訊號(L－R)’。請參考第2圖，第2圖為本發明實施例一弱化單元206之方塊圖。弱化單元206用來實現弱化單元106，其包含一決策單元260以及一乘法器MP，決策單元260可接收導頻振幅訊號A pilot­及訊雜比SNR，其可根據導頻振幅訊號A pilot­或訊雜比SNR，產生弱化係數c_wkn，乘法器MP用來將差訊號(L－R)乘以弱化係數c_wkn，以產生弱化差訊號(L－R)’，其中弱化差訊號(L－R)’可表示為(L－R)’＝c_wkn×(L－R)，而弱化係數c_wkn的值可介於0至1之間。需注意的是，決策單元260根據導頻振幅訊號A pilot­或訊雜比SNR產生弱化係數c_wkn的方式並未有所限，於一實施例中，當導頻振幅訊號A pilot­小於一臨限值TH時，決策單元260可產生弱化係數c_wkn為0，此時左聲道輸出訊號L_out及右聲道輸出訊號R_out皆為和訊號(L+R)。於另一實施例中，決策單元260可根據訊雜比SNR產生弱化係數c_wkn，具體來說，決策單元260可儲存有一對應表LUT (Look Up Table)，對應表LUT中儲存有訊雜比SNR與弱化係數c_wkn的對應關係，當決策單元260接收到訊雜比SNR時，決策單元260可自對應表LUT中查找出對應於訊雜比SNR的弱化係數c_wkn，並將弱化係數c_wkn輸出至乘法器MP。訊雜比SNR與弱化係數c_wkn的對應關係可視系統需求或實際狀況而有所調整，而不限於特定對應關係，舉例來說，請參考表I，當訊雜比SNR大於30dB時，決策單元260可輸出弱化係數c_wkn為0.707；當訊雜比SNR小於18dB時，決策單元260可輸出弱化係數c_wkn為0.054；當訊雜比SNR介於30dB與18dB之間時，決策單元260所輸出的弱化係數c_wkn可隨訊雜比SNR遞減而遞減。 表I <TABLE border="1" borderColor="#000000" width="85%"><TBODY><tr><td> LUT </td></tr><tr><td> SNR(dB) </td><td> c_wkn </td></tr><tr><td> ＞30 </td><td> 0.707 </td></tr><tr><td> 29 </td><td> 0.69966 </td></tr><tr><td> 28 </td><td> 0.55962 </td></tr><tr><td> 27 </td><td> 0.44766 </td></tr><tr><td> 26 </td><td> 0.3582 </td></tr><tr><td> 25 </td><td> 0.28656 </td></tr><tr><td> 24 </td><td> 0.22932 </td></tr><tr><td> 23 </td><td> 0.18342 </td></tr><tr><td> 22 </td><td> 0.1467 </td></tr><tr><td> 21 </td><td> 0.11736 </td></tr><tr><td> 20 </td><td> 0.09396 </td></tr><tr><td> 19 </td><td> 0.07506 </td></tr><tr><td> 18 </td><td> 0.06012 </td></tr><tr><td> ＜18 </td><td> 0.054 </td></tr></TBODY></TABLE>
需注意的是，弱化單元不限於以第2圖所繪示的方式實現，請進一步參考第3圖，第3圖為本發明實施例一弱化單元306之方塊圖。弱化單元306與弱化單元206類似，故相同元件沿用相同符號，與弱化單元206不同的是，弱化單元306另包含一開關SW，當導頻振幅訊號A pilot­小於臨限值TH時，弱化單元306所包含的一決策單元360產生一開關控制訊號c_sw使得開關SW為斷開（Cutoff），此時差訊號(L－R)無法傳遞至雙聲道分離單元104，因此左聲道輸出訊號L_out及右聲道輸出訊號R_out皆為和訊號(L+R)；當導頻振幅訊號A pilot­大於臨限值TH時，決策單元360產生開關控制訊號c_sw使得開關SW為導通（Conducted），決策單元360即可根據訊雜比SNR產生弱化係數c_wkn，其運作方式與決策單元260類似，於此不另贅述。
另外，關於解調訊號m的訊號成份及頻譜，詳述如下。對立體音調頻系統來說，（在忽略通道響應及雜訊的情況下）解調訊號m之時間函數可表示為 m( t)＝[ L( t)+ R( t)] + x p ( t) + [ L( t)－ R( t)]cos(2 π2f pt +2 φ p )，其中 L( t)及 R( t)分別代表左聲道訊號L及右聲道訊號R之時間函數， x p ( t)為導頻訊號x p之時間函數，導頻訊號 x p ( t)可表示為 x p ( t)＝ A p cos(2 πf pt + φ p)， A p 、 f p 及 φ p 分別代表導頻訊號 x p ( t)的振幅、頻率及相位， L( t)+ R( t)代表和訊號(L+R)之時間函數， L( t)－ R( t)代表差訊號(L－R)之時間函數。另外，解調訊號 m( t)的頻譜可如第4圖所示，一般來說， L( t)+ R( t)的頻譜大致位於0～15KHz，導頻訊號 x p ( t)的頻譜大致位於19KHz，[ L( t)－ R( t)]cos(2 π2f pt +2 φ p )的頻譜大致位於23 KHz～53KHz。
關於分頻解多工器102的細節，請參考第5圖，第5圖為本發明實施例分頻解多工器102之方塊圖。分頻解多工器102包含一低通濾波器500、一帶通濾波器502、一混波器504、一低通濾波器506、一導頻濾波器508、一倍頻器510以及一振幅單元512。低通濾波器500用來將位於0KHz～15KHz之和訊號 L( t)+ R( t)自訊號 m( t)中濾出，以取得和訊號(L+R)。另外，導頻濾波器508用來將位於19KHz之導頻訊號 x p ( t)自訊號 m( t)中濾出，以取得導頻訊號x p，振幅單元512接收導頻訊號x p，並產生對應於導頻訊號x p的導頻振幅訊號A pilot，其中振幅單元512可利用一坐標旋轉數字計算機（Coordinate Rotation Digital Computer，CORDIC）演算法來根據導頻訊號x p取得導頻振幅訊號A pilot，而不限於此。另外，帶通濾波器502用來將23KHz～53KHz之訊號[ L( t)－ R( t)]cos(2 π2f pt +2 φ p )自訊號 m( t)中濾出，並產生一帶通濾波結果R_BPF。除此之外，分頻解多工器102利用倍頻器510產生振盪導頻訊號x p之一倍頻訊號（大致位於38KHz）；利用混波器504將帶通濾波結果R_BPF與倍頻訊號相乘，以產生一混波結果R_MX；利用低通濾波器506將混波結果R_MX中的高頻成份濾除，以取得差訊號(L－R)。換句話說，混波器504及低通濾波器506將[ L( t)－ R( t)]cos(2 π2f pt +2 φ p )移至一基頻頻段，而取得差訊號(L－R)。
另外，關於訊雜比計算單元108的細節，請參考第6圖，第6圖為本發明實施例訊雜比計算單元108之方塊圖。訊雜比計算單元108包含一濾波器600、一減法單元602以及一訊雜能量比單元604。濾波器600為一低通濾波器，用來接收振幅訊號A，並對振幅訊號A進行一低通濾波/平均運算，其可濾除振幅訊號A中的高頻雜訊成份，以產生一振幅估測值A est。減法單元602用來將振幅訊號A減去振幅估測值A est，以產生一雜訊估測值n est。訊雜能量比單元604可包含一量級單元606、一濾波器608以及一比值單元610，量級單元606用來對雜訊估測值n est進行一取量級（Magnitude）運算，以取得一雜訊量級值|n est|，濾波器608亦為一低通濾波器，用來對雜訊量級值|n est|進行一低通濾波/平均運算，以取得一雜訊平均值|n ave|，比值單元610接收振幅估測值A est及雜訊平均值|n ave|，以計算訊雜比SNR，其中訊雜比SNR可表示為SNR＝|A est| 2/|n ave| 2。如此一來，訊雜比計算單元108將所計算出的訊雜比SNR輸出至弱化單元106，弱化單元106即可根據訊雜比SNR產生弱化係數c_wkn。
另外，關於調頻解調單元100的細節，請參考第7圖，第7圖為本發明實施例調頻解調單元100之方塊圖。調頻解調單元100可為一超外差接收機（Superheterodyne Receiver），其包含一射頻濾波及放大單元700、一射頻混波器702、一中頻濾波及放大單元704、一中頻混波器706以及一解調單元708。射頻濾波及放大單元700用來將接收訊號r於一射頻（Radio Frequency）頻段的訊號成份自接收訊號r中濾出來，並放大射頻頻段的訊號成份，以產生一射頻訊號y RF。射頻混波器702與中頻濾波及放大單元704利用一第一震盪訊號LO_1將於射頻頻段的射頻訊號y RF移至一中頻（Intermediate Frequency）頻段，以產生一中頻訊號y IF。另外，中頻混波器706利用一第二震盪訊號LO_2將於中頻頻段的中頻訊號y IF移至一基頻頻段，解調單元708即可據以產生解調訊號m以及振幅訊號A。
需注意的是，當導頻訊號x p之訊號品質不佳（即導頻振幅訊號A pilot­小於臨限值TH）或是訊雜比SNR不良時，訊號[ L( t)－ R( t)]cos(2 π2f pt +2 φ p)無法準確地移至基頻頻段，而存在有一頻率偏差。在此情形下，本發明利用弱化單元106，於導頻訊號x p之訊號品質不佳或是訊雜比SNR不良時，適時地弱化（甚至阻卻）差訊號(L－R)，以降低（存有頻率偏差的）差訊號(L－R)對和訊號(L+R)的影響，進一步提昇左右聲道隔離度。經實驗證實，立體音調頻接收器10可達到40.6dB之左右聲道隔離度，而習知立體音調頻接收器僅能達到20dB之左右聲道隔離度。換句話說，立體音調頻接收器10可達到較佳之左右聲道隔離度。
本領域技術人員當知第1圖至第3圖以及第5圖至第7圖內的功能單元/電路可由數位電路（如RTL電路）或一數位訊號處理器（Digital Signal Processor，DSP）來實現或進行實作，於此不再贅述。
關於立體音調頻接收器10的操作細節，可進一步歸納為一雙聲道分離流程。請參考第8圖，第8圖為本發明實施例一雙聲道分離方法80之流程圖。雙聲道分離方法80可由立體音調頻接收器10來執行，雙聲道分離方法80包含以下步驟：
步驟800：調頻解調單元100根據接收訊號r產生解調訊號m。
步驟802：分頻解多工器102根據解調訊號m產生和訊號(L+R)、差訊號(L－R)以及導頻振幅訊號A pilot。
步驟804：弱化單元106根據導頻振幅訊號A pilot­或訊雜比SNR，產生弱化係數c_wkn。
步驟806：弱化單元106將差訊號(L－R)乘以弱化係數c_wkn，以產生弱化差訊號(L－R)’。
步驟808：雙聲道分離單元104根據和訊號(L+R)以及弱化差訊號(L－R)’，產生左聲道輸出訊號L_out及右聲道輸出訊號R_out。
關於雙聲道分離方法80的操作細節，請參考前述相關段落，於此不另贅述。
由上述可知，本發明可於導頻訊號之訊號品質不佳或是訊雜比不良時，適時地弱化差訊號，降低存有頻率偏差的差訊號的影響，進一步提昇左右聲道隔離度。 以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
<TABLE border="1" borderColor="#000000" width="85%"><TBODY><tr><td> 10 </td><td> 立體音調頻接收器 </td></tr><tr><td> 100 </td><td> 調頻解調單元 </td></tr><tr><td> 102 </td><td> 分頻解多工器 </td></tr><tr><td> 104 </td><td> 雙聲道分離單元 </td></tr><tr><td> 106、206、306 </td><td> 弱化單元 </td></tr><tr><td> 108 </td><td> 訊雜比計算單元 </td></tr><tr><td> 260、360 </td><td> 決策單元 </td></tr><tr><td> 500 </td><td> 低通濾波器 </td></tr><tr><td> 502 </td><td> 帶通濾波器 </td></tr><tr><td> 504 </td><td> 混波器 </td></tr><tr><td> 506 </td><td> 低通濾波器 </td></tr><tr><td> 508 </td><td> 導頻濾波器 </td></tr><tr><td> 510 </td><td> 倍頻器 </td></tr><tr><td> 512 </td><td> 振幅單元 </td></tr><tr><td> 600、608 </td><td> 濾波器 </td></tr><tr><td> 602 </td><td> 減法單元 </td></tr><tr><td> 604 </td><td> 訊雜能量比單元 </td></tr><tr><td> 606 </td><td> 量級單元 </td></tr><tr><td> 610 </td><td> 比值單元 </td></tr><tr><td> 700 </td><td> 射頻濾波及放大單元 </td></tr><tr><td> 702 </td><td> 射頻混波器 </td></tr><tr><td> 704 </td><td> 中頻濾波及放大單元 </td></tr><tr><td> 706 </td><td> 中頻混波器 </td></tr><tr><td> 708 </td><td> 解調單元 </td></tr><tr><td> 80 </td><td> 雙聲道分離方法 </td></tr><tr><td> 800～808 </td><td> 步驟 </td></tr><tr><td> A </td><td> 振幅訊號 </td></tr><tr><td> A<sub>pilot</sub></td><td> 導頻振幅訊號 </td></tr><tr><td> A<sub>est</sub></td><td> 振幅估測值 </td></tr><tr><td> c_wkn </td><td> 弱化係數 </td></tr><tr><td> c_sw </td><td> 開關控制訊號 </td></tr><tr><td> m </td><td> 解調訊號 </td></tr><tr><td> n<sub>est</sub></td><td> 雜訊估測值 </td></tr><tr><td> MP </td><td> 乘法器 </td></tr><tr><td> LO_1、LO_2 </td><td> 震盪訊號 </td></tr><tr><td> LUT </td><td> 對應表 </td></tr><tr><td> L_out </td><td> 左聲道輸出訊號 </td></tr><tr><td> R_BPF </td><td> 帶通濾波結果 </td></tr><tr><td> R_MX </td><td> 混波結果 </td></tr><tr><td> R_out </td><td> 右聲道輸出訊號 </td></tr><tr><td> r </td><td> 接收訊號 </td></tr><tr><td> SNR </td><td> 訊雜比 </td></tr><tr><td> SW </td><td> 開關 </td></tr><tr><td> y<sub>IF</sub></td><td> 中頻訊號 </td></tr><tr><td> y<sub>RF</sub></td><td> 射頻訊號 </td></tr><tr><td> (L+R) </td><td> 和訊號 </td></tr><tr><td> (L－R) </td><td> 差訊號 </td></tr><tr><td> (L－R)’ </td><td> 弱化差訊號 </td></tr><tr><td> |n<sub>est</sub>| </td><td> 雜訊量級值 </td></tr><tr><td> |n<sub>ave</sub>| </td><td> 雜訊平均值 </td></tr></TBODY></TABLE>
第1圖為本發明實施例一立體音調頻接收器之方塊圖。 第2圖為本發明實施例一弱化單元之方塊圖。 第3圖為本發明實施例一弱化單元之方塊圖。 第4圖為一解調訊號頻譜之示意圖。 第5圖為本發明實施例一分頻解多工器之方塊圖。 第6圖為本發明實施例一訊雜比計算單元之方塊圖。 第7圖為本發明實施例一調頻解調單元之方塊圖。 第8圖為本發明實施例一雙聲道分離方法之流程圖。

Claims (12)

  1. 一種立體音調頻(Stereo-Phonic FM)接收器，包含有：一調頻解調單元，用來接收一接收訊號，並根據該接收訊號產生一解調訊號；一分頻解多工器，用來根據該解調訊號產生一和訊號、一差訊號(Difference Signal)以及一導頻振幅訊號，其中該和訊號相關於一左聲道訊號與一右聲道訊號之和，該差訊號相關於該左聲道訊號與該右聲道訊號之差；一雙聲道分離單元，用來根據該和訊號及一弱化差訊號(Weakened Difference Signal)，產生一左聲道輸出訊號及一右聲道輸出訊號；一弱化單元，耦接於該分頻解多工器與該雙聲道分離單元之間，用來根據該導頻振幅訊號或一訊雜比，弱化(Weaken)該差訊號，以產生該弱化差訊號；以及一訊雜比計算單元，耦接於該調頻解調單元，用來根據該調頻解調單元所產生之一振幅訊號，計算該訊雜比，該訊雜比計算單元包含有：一濾波器，用來接收該振幅訊號並產生一振幅估測值；一減法單元，用來將該振幅訊號減去該振幅估測值，以產生一雜訊估測值；以及一訊雜能量比單元，用來根據該振幅估測值與該雜訊估測值，計算該訊雜比。
  2. 如請求項1所述之立體音調頻接收器，其中該弱化單元包含有一開關，耦接於該分頻解多工器與該雙聲道分離單元之間，其中當該導頻振幅訊號小於一臨限值時，該弱化單元控制該開關斷開。
  3. 如請求項1所述之立體音調頻接收器，其中該弱化單元包含有：一決策單元，用來根據該導頻振幅訊號或該訊雜比，產生一弱化係數；以及一乘法器，用來將該差訊號乘以該弱化係數，以產生該弱化差訊號。
  4. 如請求項3所述之立體音調頻接收器，其中當該導頻振幅訊號小於一臨限值時，該弱化單元產生該弱化係數為0。
  5. 如請求項3所述之立體音調頻接收器，其中該弱化係數隨該訊雜比遞減而遞減。
  6. 如請求項3所述之立體音調頻接收器，其中該決策單元中儲存有一對應表，該對應表儲存有該訊雜比與該弱化係數的對應關係。
  7. 如請求項1所述之立體音調頻接收器，其中該調頻解調單元包含一超外差接收機(Superheterodyne Receiver)。
  8. 如請求項1所述之立體音調頻接收器，其中該分頻解多工器包含有：一第一低通濾波器，用來接收該解調訊號並產生該和訊號；一倍頻器，用來根據一震盪訊號產生一倍頻訊號；一帶通濾波器，用來接收該解調訊號並產生一帶通濾波結果；一混波器，用來根據該倍頻訊號及該帶通濾波結果產生一混波結果；一第二低通濾波器，用來接收該混波結果並產生該差訊號；以及一振幅單元，用來根據該導頻訊號產生該導頻振幅訊號。
  9. 一種雙聲道分離方法，應用於一立體音調頻(Stereo-Phonic FM)接收器，該雙聲道分離方法包含有：自該立體音調頻接收器之一分頻解多工器接收一和訊號、一差訊號(Difference Signal)以及一導頻振幅訊號，其中該和訊號相關於一左聲道訊號與一右聲道訊號之和，該差訊號相關於該左聲道訊號與該右聲道訊號之差；自一調頻解調單元取得一振幅訊號，並根據該振幅訊號並產生一振幅估測值；將該振幅訊號減去該振幅估測值，以產生一雜訊估測值；根據該振幅估測值與該雜訊估測值，計算一訊雜比；根據該導頻振幅訊號或該訊雜比，弱化(Weaken)該差訊號，以產生一弱化差訊號(Weakened Difference Signal)；以及根據該和訊號及該弱化差訊號，產生一左聲道輸出訊號及一右聲道輸出訊號。
  10. 如請求項9所述之雙聲道分離方法，其中根據該導頻振幅訊號或該訊雜比，弱化該差訊號，以產生該弱化差訊號的步驟包含有：根據該導頻振幅訊號或該訊雜比，產生一弱化係數；以及將該差訊號乘以該弱化係數，以產生該弱化差訊號。
  11. 如請求項10所述之雙聲道分離方法，另包含：當該導頻振幅訊號小於一臨限值時，產生該弱化係數為0。
  12. 如請求項10所述之雙聲道分離方法，其中該弱化係數隨該訊雜比遞減而遞減。
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