TWI613898B - 用於混合模式多載波調變之時序控制 - Google Patents

用於混合模式多載波調變之時序控制 Download PDF

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Abstract

在一項態樣中，一種無線傳輸器形成(1110)在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號，且形成(1120)在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，該第二整數數目不同於該第一整數數目。該無線傳輸器在一頻帶中同時傳輸(1130)該等第一及第二信號，使得該等第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工，且使得該第一信號中之一符號間隔開始時間與該第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準。

Description

用於混合模式多載波調變之時序控制
本發明大體上係關於無線通信網路，且特定言之係關於多模式多載波組態。
由第三代合作夥伴計劃(3GPP)之成員發展之所謂的長期演進(LTE)無線通信網路在下行鏈路中使用正交分頻多工(OFDM)且在上行鏈路中使用離散傅立葉變換展頻(DFT-展頻)OFDM(亦稱為單載波分頻多重存取或FDMA)。基本LTE下行鏈路實體資源因此可被視為如圖1中所繪示之一時頻柵格，其中各資源元素對應於一OFDM符號間隔期間之一OFDM副載波。上行鏈路子訊框具有與下行鏈路相同之副載波間距，其中副載波間距係一副載波之中心與一緊鄰副載波之中心之間的頻率差。上行鏈路子訊框在時域中具有與下行鏈路中之OFDM符號數目相同之單載波FDMA(SC-FDMA)符號-換言之，OFDM下行鏈路及SC-FDMA上行鏈路兩者之符號持續時間相同。
在時域中，LTE下行鏈路傳輸被組織成十毫秒之無線電訊框，各無線電訊框由長度Tsubframe=1毫秒之十個相等大小的子訊框組成，如圖2中所示。對於正常循環首碼，一子訊框由十四個OFDM符號組成。各符號之持續時間(即，符號間隔)係大約71.4微秒(μs)。
此外，通常就資源區塊描述LTE中之資源分配，其中一資源區塊 對應於時域中之一時槽(0.5毫秒)及頻域中之十二個連續副載波。時間上之一對兩個相鄰資源區塊(1.0毫秒)稱為一資源區塊對。在頻域中自系統頻寬之一端以0開始編號資源區塊。
下行鏈路傳輸經動態排程，此係因為在各子訊框中，基地台傳輸關於在當前下行鏈路子訊框中將資料傳輸至哪些終端機及在哪些資源區塊上傳輸資料之控制資訊。此控制傳訊通常在各子訊框中之前1個、2個、3個或4個OFDM符號中傳輸。此數目n=1、2、3或4稱為控制格式指示符(CFI)且係由基地台在各下行鏈路子訊框之第一OFDM符號間隔中廣播。下行鏈路子訊框亦含有接收器已知且用於控制資訊之同調解調變之共同參考符號。圖3中繪示其中CFI=3個OFDM符號作為控制項之一下行鏈路系統。
圖3中所示之參考符號係小區特定參考符號(CRS)且用以支援多種功能，包含針對特定傳輸模式之精細時間與頻率同步及頻道估計。
雖然LTE網路之發展及部署為使用者提供極大增加的無線資料速率且已實現多種行動寬頻(MBB)服務之發展，但對於此等服務之需求持續增長。除對於經改良頻寬及效能之此增加的需求之外，專用器件(諸如機器對機器(M2M)器件)之新穎應用亦持續發展。此等市場力指示需要具有經改良靈活性之一無線通信技術以更佳匹配對於行動資料應用之多種服務要求。
在一種基於OFDM之無線電存取方案中，窄及相對較寬副載波支持不同類型的服務。當前LTE標準使用固定副載波間距且因此當涉及到滿足高度不同的服務品質(QoS)要求時相對較不靈活。關於時間關鍵服務尤其如此。一新穎實體層設計(下文揭示其細節)以其混合模式操作使用較小及可變大小的子訊框。亦揭示利用針對此新穎實體層定義之可擴縮性使得靈活適應不同應用之要求之方法及裝置。
在本文中描述之技術之一態樣中，一種無線傳輸器形成在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號，且形成在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，該第二整數數目不同於該第一整數數目。該無線傳輸器在一頻帶中同時傳輸該等第一及第二信號，使得該等第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工，且使得該第一信號中之一符號間隔開始時間與該第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準。
在本文中描述之技術之另一態樣中，一種無線接收器在一頻帶中接收一射頻信號且自該經接收射頻信號復原在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號。該無線接收器進一步自該經接收射頻信號復原在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，該第二整數數目不同於該第一整數數目。由該無線接收器處理之該等第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工且在時間上重疊達該等時間間隔之至少一者，且該第一信號中之一符號間隔開始時間與該第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準。
本文中詳述對應於上述態樣之各種方法及裝置，亦詳述此等態樣之額外細節及改進。當然，本發明不限於上述特徵及優點。一般技術者在閱讀以下實施方式且查看隨附圖式之後將認知額外特徵及優點。
30‧‧‧網路存取節點/網路節點/無線傳輸器/無線傳輸器節點
32‧‧‧處理電路
34‧‧‧天線
36‧‧‧收發器電路/收發器
38‧‧‧通信介面電路
40‧‧‧調變/解調變電路
42‧‧‧數位處理器/處理器
44‧‧‧記憶體
46‧‧‧電腦程式
48‧‧‧組態資料
50‧‧‧使用者設備(UE)/使用者設備(UE)節點/無線接收器/無線傳輸器
52‧‧‧處理電路
54‧‧‧天線
56‧‧‧收發器電路
60‧‧‧調變/解調變電路
62‧‧‧處理器
64‧‧‧記憶體
66‧‧‧電腦程式
68‧‧‧組態資料
410‧‧‧微子訊框
412‧‧‧長正交分頻多工(OFDM)符號
414‧‧‧長正交分頻多工(OFDM)符號
416‧‧‧長正交分頻多工(OFDM)符號
418‧‧‧長正交分頻多工(OFDM)符號
420‧‧‧微子訊框
422‧‧‧短正交分頻多工(OFDM)符號
424‧‧‧短正交分頻多工(OFDM)符號
426‧‧‧短正交分頻多工(OFDM)符號
602‧‧‧串列至並列轉換器
604‧‧‧大小為N的反離散傅立葉變換(IDFT)
606‧‧‧並列至串列轉換器
608‧‧‧循環首碼插入器
610‧‧‧轉換器
702‧‧‧循環首碼(CP)移除器
704‧‧‧串列至並列轉換器
706‧‧‧大小為N的離散傅立葉變換(DFT)
708‧‧‧並列至串列轉換器
802‧‧‧大小為M的反離散傅立葉變換(DFT)
804‧‧‧正交分頻多工(OFDM)調變器
806‧‧‧循環首碼插入器
808‧‧‧數位轉類比轉換器
902‧‧‧循環首碼移除器
904‧‧‧大小為N的離散傅立葉變換(DFT)
906‧‧‧大小為M的反離散傅立葉變換(IDFT)
1002‧‧‧多載波調變器/調變方案
1004‧‧‧多載波調變器/調變方案
1100‧‧‧方法
1110‧‧‧區塊/形成
1120‧‧‧區塊/形成
1130‧‧‧區塊/傳輸
1200‧‧‧方法
1210‧‧‧區塊/接收
1220‧‧‧區塊/復原
1230‧‧‧區塊/復原
1240‧‧‧區塊/同步
1250‧‧‧區塊/判定
1260‧‧‧區塊/判定
1402‧‧‧第一信號形成模組
1404‧‧‧第二信號形成模組
1406‧‧‧傳輸器模組
1502‧‧‧接收器模組
1504‧‧‧第一信號復原模組
1506‧‧‧第二信號復原模組
圖1繪示一圖，其繪示根據一些實施例之一LTE下行鏈路實體資源。
圖2繪示根據一些實施例之一LTE時域結構之一圖。
圖3繪示根據一些實施例之一下行鏈路子訊框之一圖。
圖4繪示根據一些實施例之多模式組態。
圖5繪示根據一些實施例之一網路存取節點之一區塊圖。
圖6繪示一些實施例中可使用之一OFDM調變方案之一區塊圖。
圖7繪示一些實施例中可使用之一OFDM解調變方案之一區塊圖。
圖8繪示一些實施例中可使用之一DFTS-OFDM調變方案之一區塊圖。
圖9繪示一些實施例中可使用之一DFTS-OFDM解調變方案之一區塊圖。
圖10繪示根據一些實施例之在各時間間隔中使用多種IFFT調變方案之信號產生。
圖11繪示根據一些實施例之在一傳輸器節點中進行多載波調變之一方法。
圖12繪示根據一些實施例之在一接收器節點中進行多載波解調變之一方法。
圖13繪示根據一些實施例之一使用者設備之一區塊圖。
圖14繪示根據一些實施例之操作為一傳輸器之一節點之一功能實施。
圖15繪示根據一些實施例之操作為一接收器之一節點之一功能實施。
近年來無線器件及應用之數目正快速增長，且此趨勢在未來極有可能持續。此增長傳訊對於一新穎無線電存取技術(RAT)之一需要，該技術可視為一「5G」(第五代)無線技術。用於5G之當前計劃之關鍵目標之一者在於擴充由網路提供之服務使其超出行動寬頻(MBB)。新使用情況可伴有新的要求。同時，5G亦應支援一非常廣的 頻率範圍且在涉及到部署選項時應非常靈活。
隨著具有高度不同的應用需求(即，服務品質(QoS)參數及部署案例)之新穎應用之出現，一單一、不靈活實體層技術不足以達成所要效能特性。特定言之，例如，顯而易見，與由遵循LTE之當前規範之系統提供之服務相比，一些服務需要一較短傳輸時間間隔(TTI)以減少延時。在一OFDM系統中，可藉由改變副載波間距來實現較短TTI。然而，其他服務需要支援放寬的同步要求或非常高的穩健性以延遲展頻-在以循環首碼操作之一系統中，此可藉由擴展循環首碼來完成。此等僅為可能要求之實例。
然而，顯而易見，選擇OFDM參數(諸如副載波間距及循環首碼長度)係相互衝突目標之間的一權衡。此表明下一代或「5G」無線電存取技術必須提供對傳輸參數之數種變體之靈活支援，常稱為「數字學」(numerology)。此等傳輸參數可能為符號持續時間，即，一OFDM符號間隔之長度，其與一OFDM系統及數種其他多載波調變系統中之副載波間距直接有關。可用此多種數字學靈活指定之另一傳輸參數係循環首碼持續時間，即，分配給一循環首碼之OFDM符號間隔之該部分之長度。
此外，能夠在相同頻帶上同時支援數種服務係有益的。此容許在不同服務之間動態地分配資源(諸如頻寬)且容許有效率實施及部署。此繼而導致需要在相同頻帶上同時使用多種數字學。注意，此處使用術語「頻帶」來表示由一無線電存取網路使用之一載波或一組頻率相鄰載波。此係本文中描述之詳細技術之起點。
在此內容背景中，當前正設計一種用於未來一代蜂巢式網路之高度靈活的實體層。此新穎實體層設計著眼於實現一廣泛範圍的不同QoS要求，包含延時、可靠性及輸送量。在此新穎實體層設計中，提出使用不同副載波間距來達成實體層對不同要求之可擴縮性。另一特 徵在於其應支援混合模式操作，此容許不同副載波間距於相同頻帶內同時共存。
在本文中使用術語混合模式操作時，其本質如下：在一傳輸節點處，產生各自由一或多個符號組成之兩個或更多個多載波信號，但其中該等多載波信號具有關於副載波間距及/或符號持續時間及/或循環首碼長度之不同參數。特定言之，兩個信號之符號持續時間(及信號之其他參數)經選擇使得即使兩個信號之符號持續時間可不同，符號邊界仍週期性地對準。在一些實施例中，以一1毫秒週期性達成對準-此提供對現有LTE技術之一良好匹配，使得LTE信號可在相同頻帶中與具有不同副載波間距及/或符號持續時間之一或多個其他多載波信號組合。
因此，在未來網路(廣義地稱為「5G」網路)中，設想多模式多載波組態滿足不同應用及服務之不同QoS要求。此方法將支援不同副載波間距(或相應地不同OFDM符號大小)，其等可經定義使得不同OFDM符號長度極佳擬合在一起，以有利於不同OFDM組態之互操作性。副載波間距、OFDM符號持續時間及循環首碼之各組合可稱為一「數字學」。
在頻帶之不同部分上同時使用數種數字學(即，數個副載波間距及/或OFDM符號大小)之一問題在於，某些「系統功能」將對該頻帶之該等部分之數個部分具有影響。一個此系統功能係雙工方向切換-此需要應用於頻帶之全部部分且因此必須與使用中之全部數字學相容。一第二系統功能係無線電資源管理(RRM)-為充分享受共用資源之益處，RRM需要作用於頻帶之全部部分。一第三系統功能係接收器時間對準。
此等系統功能需要跨頻帶同步之動作。然而，若此動作並未與頻帶之全部受影響部分之符號邊界對準，則亦將發生效能降級。
因此，本文中詳述之技術及裝置提出一種經設計以同時傳輸多個多載波信號之系統，該多個信號具有不同數字學。該多個信號經頻域多工。各信號係一序列之一或多個符號(例如，OFDM符號)及亦其他傳輸(例如，循環首碼)。所描述之技術實現符號開始及結束時間(符號邊界)之週期性對準。此係藉由根據本發明選擇兩個或更多個信號之數字學而達成。發生週期性對準之時刻係改變雙工方向或執行其他「系統功能」動作之可能點。
雖然本文中提供之特定實例之數項實例係基於使用OFDM作為基礎多載波調變方案，但在一些或全部信號係經預編碼OFDM傳輸(諸如離散傅立葉變換展頻OFDM(DFTS-OFDM)，其亦稱為單載波分頻多重存取(SC-FDMA))之條件下，該等技術亦同樣良好適用。將瞭解，如本文中所使用之術語「多載波調變」指代此等方案之任一者以及其中藉由將資料分離成數個組件且在一頻帶內經由各別載波信號發送此等組件之各者來傳輸該資料之其他多載波調變方案。(此等各別載波信號常稱為「副載波」)。因此，本文中對不同多載波調變方案之引用可指代基礎調變技術中之差異或多載波調變參數(例如，符號持續時間及/或副載波間距)之差異或兩者。
本文中描述之技術係關於一種針對上文描述之原因經組態以同時傳輸多個多載波信號之系統，該等信號具有例如關於符號長度、副載波間距等之不同多載波調變參數(數字學)。各信號由一序列符號(例如，OFDM符號)及防護週期(例如，由零組成之循環首碼或防護週期)組成。
為簡化說明，以下論述將參考signal_1及signal_2。應容易理解，可以一直截了當的方式將所描述技術擴展至N>2個信號。
類別1技術-恆定循環首碼持續時間
藉由Tsymb_n表示signal_n中之符號之各者之持續時間且藉由 Tcp_n表示signal_n之循環首碼之持續時間。根據所揭示技術之一些實施例，針對信號之至少兩者選擇符號持續時間及循環首碼持續時間，使得：X(Tcp_1+Tsymb_1)=Y(Tcp_2+Tsymb_2)=T，其中X及Y係整數。一般而言，X及Y經選擇使得T足夠短例如以提供分時雙工(TDD)切換之一合理間隔，或提供傳輸參考信號或同步信號之一方便週期性。
上述亦可如下表達：signal_1及signal_2之參數經選擇使得該兩個信號之各者之整數數目個符號(及在一些實施例中防護間隔)擬合至一給定時間間隔中。此產生兩個信號之符號之邊界之間的週期性對準。
實例1：在一些實施例中，T表達為1/Z ms，其中Z係一整數。此容許與LTE方便共存。
實例2：符號持續時間可經選取使得(fs=9/8*30.72MHz)。
下文表1針對一給定取樣頻率fs列出一例示性組之數字學n=1...11中之各成員之符號持續時間及循環首碼長度。此等數字學之全部或一子集可用於根據本發明揭示之技術操作之一系統中，使得可同時應用此等數字學之任兩者或更多者，使同時應用之調變方案對準使得兩個經調變信號之符號之邊界之間存在一週期性對準。
Figure TWI613898BD00001
Figure TWI613898BD00002
實例3-T足夠低可意謂T係終端機可在一單一雙工方向上傳輸之最短時間。T亦可為信號之任一者中之一特定序列-例如，一參考信號序列或同步或波束發現所預期之一序列之傳輸週期性。
類別2技術-與不同長度之循環首碼之對準
應注意，此類別中之一般技術可視為類別1技術之一般化。藉由Tcp_n(m)表示信號n之符號m之循環首碼之持續時間。根據一些實施例，根據此類別2之技術，信號1及2之符號及循環首碼持續時間經選擇使得：
Figure TWI613898BD00003
 其中K、L係任意整數。K及L可為零。
實例4-不同循環首碼。表2繪示落於一間隔T內之七個符號之一例示性組之循環首碼。在此實例中，符號持續時間在該七個符號之中恆定為2048個取樣時間(1/fs)。循環首碼根據一預定型樣變化使得一給定間隔T中之前四個符號具有424個符號長之循環首碼，而接下來的三個符號具有416之循環首碼。在此實例中，T=2048*7+424*4+416*3=17280/fs s。例如，給定30.52MHz之一取樣時脈，T=562.5微秒。
Figure TWI613898BD00004
與符號對準之週期性對準之雙工方向切換
在一些實施例中，一網路節點經組態使得雙工方向切換(即，在 一第一方向上之傳輸/接收至在一第二方向上之傳輸/接收之間的傳輸)在由T定義之時刻發生，其中所應用之多載波調變數字學具有符號時序使得經調變信號中之符號以T之間隔對準。假定一切換在T0處發生，則後續切換可僅在T0+ZT處發生，其中Z係一整數。
signal_1及signal_2之產生及多工
當使用OFDM或一相關多載波調變技術時，可使用一反快速傅立葉變換(IFFT)或略更一般而言一反離散傅立葉變換(IDFT)來產生兩個信號signal_1及signal_2。在signal_1之IFFT之前在該信號中插入零以匹配signal_2之頻寬。在signal_2之IFFT之前在該信號中插入零以匹配signal_1之頻寬。signal_1傳遞通過一IFFT及濾波器，signal_2亦傳遞通過一IFFT及濾波器。接著將該等信號疊加(相加)。下文詳細論述之圖10繪示涉及兩種多載波調變方案之一信號產生程序之一實例，第一調變方案具有16.875kHz之一副載波間距且第二調變方案具有四倍(即，67.5kHz)之一副載波間距。如該圖中所見，第二調變方案具有為第一調變方案之符號持續時間之四分之一之符號持續時間，且符號在各第四符號處對準。
為易於實施，在一些情況中在不同信號之間添加防護頻帶可為有利的。在該情況中，藉由在信號之間插入額外零而犧牲一些頻寬，使得一群組之副載波未攜載信號能量。此放寬對用以分離傳輸器及接收器兩者中之信號之濾波器之要求。在圖10之實例中，存在119個窄副載波或約2MHz之一防護頻帶。
signal_1及signal_2重疊之不同可能性
在圖10中所示之實例中，兩個經調變信號在時域中經疊加-省略將一或多個信號轉換至類比域及升頻轉換經組合信號之細節，但例如熟悉OFDM傳輸器之設計之技術者熟知該等細節。將瞭解，可在數位域中使用基頻信號或以中間頻率或在類比域中在功率放大器之前或之 後或無線地(over the air)(即，藉由自不同天線傳輸兩個(或更多個信號))完成信號之重疊。
使用signal_1與signal_2之間的已知關係來導出同步之接收器
因為兩個(或更多個信號)中之符號係在一規則基礎上對準，所以可使用一信號之時序資訊來導出另一信號之時序參數。例如，在一些實施例中，signal_2可含有接收器可使用以判定signal_2中之符號時序之參考信號及/或同步信號。接著，接收器可基於signal_2中之符號邊界導出signal_1中之符號邊界之時序。更特定言之，由於signal_1之符號與signal_2之符號週期性地對準，故可自signal_2之符號邊界導出signal_1符號邊界。
相同基頻上之LTE及新多載波信號
在一些實施例中，信號之一者(例如，signal_1)可為具有根據LTE規範之一數字學之一LTE載波。Signal_2可為使用先前提及之數字學之任一者產生之一不同多載波信號。在此情況中，T較佳將為1毫秒或1/Z毫秒，其中Z係一整數。
圖4繪示多模式組態之兩種情況作為本發明揭示之技術之一非限制性實例。此處，定義微子訊框-各微子訊框可等同於幾個OFDM符號。作為一實例，圖4中之一微子訊框410展示為由四個「長」OFDM符號412、414、416及418組成，其中此等符號之各者包含一循環首碼。新穎數字學容許特徵為不同副載波間距及/或不同符號長度之不同多載波調變模式之互操作性。在圖4中繪示之實例中，具有窄副載波間距及相應地長OFDM符號412、414、416及418之一微子訊框410等同於具有寬副載波間距及相應地短OFDM符號422、424、426等之四個微子訊框420。因此，符號每一較大微子訊框對準一次。
應注意，雖然圖4繪示其中使用兩種多載波調變模式之實例，但亦一混合模式OFDM架構中亦可支援兩種以上模式。熟悉OFDM調變 器及解調變器之細節之技術者將瞭解，可藉由結合一給定取樣速率適當選擇用以調變及解調變信號之iFFT/FFT大小來達成模式選擇，即，選擇一給定多載波調變模式之OFDM符號長度及副載波間距。在LTE中，副載波間距固定為15kHz且符號持續時間經設定使得七個符號(「正常」循環首碼)或六個符號(擴展循環首碼)擬合於一500微秒時槽內。運用針對此新穎實體層計劃之方法，如同(若不相同)LTE中所使用之OFDM調變之一多載波調變模式可在一頻帶中與具有例如較寬副載波間距及較短符號長度之一或多種其他多載波調變模式同時使用。
現有LTE標準之問題之一者在於其使用一固定大型的子訊框結構，此對於非常小型的資料導致資源浪費，關鍵機器型通信(C-MTC)案例中情況常常如此。此外，歸因於相對較粗時間粒度，LTE資源區塊根本不滿足C-MTC應用之極低延時要求。現有LTE標準之一第二問題在於全部不同服務必然使用相同子訊框結構；該子訊框無法在不同使用者之中分離以支援C-MTC應用之任何新興時間關鍵資料服務。
藉由本文中詳述之多模式技術解決此等問題之兩者。例如，可用例如與LTE中所使用之調變模式相比具有一相對較寬副載波間距及相對較短OFDM符號長度之一多載波調變模式來服務C-MTC應用。此繼而使用相對較短微子訊框(諸如圖4中所示之微子訊框420)而有利於與此等應用之通信。同時，可用具有一相對較窄副載波間距及相對較長OFDM符號長度之一各別多載波調變模式來伺服行動寬頻(MBB)應用。
應瞭解，正交分頻多工(OFDM)僅為一多載波調變技術之一實例。其他實例包含離散傅立葉變換展頻(DFT-展頻或DFTS-)OFDM，其亦稱為單載波分頻多重存取(SC-FDMA)或經預編碼OFDM。其他實例包含濾波器組多載波(FBMC)調變、經預編碼FBMC及廣義分頻多工(GFDM)。熟悉此等技術者將認知，此等技術之各者之數位信號處理 將不同，但應瞭解，本文中詳述之多模式方案中可採用此等多載波調變技術之任一或多者-因此，在本文中就OFDM描述例示性實施例之情況下，所描述技術及裝置可採用除OFDM之外或代替OFDM之一或多種其他多載波調變技術。
圖5繪示根據一些實施例之一網路存取節點30(諸如一基地台)之一圖。網路節點30有利於無線器件與核心網路之間的通信。網路存取節點30包含一通信介面電路38，該通信介面電路38包含用於與核心網路中之其他節點、無線電節點及/或網路中之其他類型的節點通信以提供資料及蜂巢式通信服務之電路。網路存取節點30經由天線34及一收發器電路36與無線器件通信。收發器電路36可包含傳輸器電路、接收器電路及相關聯控制電路，其等經共同組態以根據一無線電存取技術傳輸且接收信號以提供蜂巢式通信服務。
網路存取節點30亦包含與通信介面電路38或收發器電路36可操作地相關聯之一或多個處理電路32。網路存取節點30使用通信介面電路38來與網路節點及收發器36通信以與使用者設備通信。為易於論述，在下文中將一或多個處理電路32稱為「處理電路32」。處理電路32包括一或多個數位處理器42，例如，一或多個微處理器、微控制器、數位信號處理器或DSP、場可程式化閘陣列或FPGA、複合可程式化邏輯器件或CPLD、特定應用積體電路或ASIC或其等之任何混合。更一般而言，處理電路32可包括固定電路或經由執行實施本文中教示之功能性的程式指令特別組態之可程式化電路，或可包括固定電路與經程式化電路之某一混合。處理器42可為多核心的，即，針對提高的效能、降低的功率消耗及多個任務之更有效率同時處理利用兩個或更多個處理器核心。
處理電路32亦包含一記憶體44。在一些實施例中，記憶體44儲存一或多個電腦程式46及視情況組態資料48。記憶體44提供對電腦程 式46之非暫時性儲存，且其可包括一或多種類型的電腦可讀媒體，諸如磁碟儲存器、固態記憶體儲存器或其等之任何混合。舉非限制性實例而言，記憶體44包括可在處理電路32中及/或與處理電路32分開之SRAM、DRAM、EEPROM及FLASH記憶體之任一或多者。
一般而言，記憶體44包括提供對由網路存取節點30使用之電腦程式46及任何組態資料48之非暫時性儲存之一或多種類型的電腦可讀儲存媒體。此處，「非暫時性」意謂永久性、半永久性或至少暫時持久性儲存，且涵蓋例如用於程式執行之非揮發性記憶體中之長期儲存及工作記憶體中之儲存兩者。
處理電路32(無論是單獨還是結合其他數位硬體)經組態以執行如本文中描述之多載波調變技術(針對充當一發射器節點之網路存取節點30)及/或如本文中描述之一或多種多載波解調變技術(針對充當一接收器節點之網路存取節點30)。圖6中展示一例示性調變技術。
圖6繪示使用一反快速傅立葉變換(IFFT)或更一般而言一反離散傅立葉變換(IDFT)之OFDM調變。如下文將進一步詳細說明，圖6中所示之信號處理組態之兩個或更多個同時例示可用於多模式操作。如由圖4之圖所指示，OFDM副載波之數目N c 及副載波間距可不同。副載波之數目N c 可在少於一百至數千之範圍內，此取決於所選擇之副載波間距及總傳輸頻寬。
如由圖6所繪示，在各OFDM時間間隔期間，N c 個經調變符號a 0 至a Nc-1 由串列至並列轉換器602提供至大小為N的(size-N)IDFT 604。IFFT大小對應於可產生之副載波之總數目；在圖6中，所產生副載波之實際數目係N c 。
藉由並列至串列轉換器606將IDFT 604之並列輸出轉換為一串列時間序列。循環首碼插入器608將OFDM符號之部分之一複本插入於該OFDM符號之開端處以使OFDM信號對時間分散較不敏感。在藉由 轉換器610之數位轉類比轉換之後，接著最後輸出信號x(t)準備用於傳輸。
圖7繪示使用FFT處理或更一般而言DFT處理之解調變。取樣經接收信號r(t)且藉由CP移除器702移除其循環首碼。串列至並列轉換器704將OFDM符號之樣本提供至自經調變信號之多個副載波提取資料符號值之大小為N的DFT 706。接著，藉由並列至串列轉換器708將此等資料符號轉換為一串列資料符號串流。接著，個別地解調變此等資料符號且解碼所得資料。
圖8繪示運用基於DFT之預編碼或DFT-展頻OFDM(DFTS-OFDM)(其可稱為單載波分頻多重存取(SC-FDMA))之OFDM調變。將M個調變符號之一區塊施加至大小為M的DFT 802。接著將DFT 802之輸出施加至實施為一大小為N的IDFT之一OFDM調變器804之輸入；OFDM調變器804之各輸入對應於所得經調變信號之一副載波。在OFDM調變器804中將IDFT輸出轉換為一時間序列之後，循環首碼插入器806插入一循環首碼。最後，在藉由數位轉類比轉換器808之轉換之後輸出輸出信號x(t)。
圖9繪示其中藉由循環首碼移除器902、大小為N的DFT 904及大小為M的IDFT 906處理一經接收信號r(t)之DFTS-OFDM解調變。將瞭解，圖9中所示之DFTS-OFDM解調變器類似於圖7之OFDM解調變器，但其添加有大小為M的IDFT 906。
如先前提及，儘管將OFDM及DFTS-OFDM描述為例示性多載波調變/解調變技術，然本發明之實施例不限於此等技術。又，應注意，為簡單起見自圖省略等化(其可在頻域中進行)。
IFFT大小可經選擇以用於運用不同數字學或傳輸參數之變體之調變方案。所得分配可提供在相同時間間隔之不同頻帶部分中具有不同副載波間距之符號。例如，圖10展示兩個同時應用之多載波調變器 1002及1004。調變器1002以2048之一IFFT大小操作且能夠輸出2048個相對較窄經調變副載波，而調變器1004以512之一IFFT大小操作。調變器1004產生寬為來自調變器1002之副載波之四倍的至多512個副載波，同時亦產生長度為四分之一之符號。
在所繪示之實例中，產生調變器1002之副載波400至1000，其等各自具有16.875kHz之一頻寬，而來自調變器1004之副載波280至400各自具有67.5kHz之一頻寬。將瞭解，調變器1002及1004中所使用之輸入之範圍經選擇使得所得副載波不落於彼此之上。在所繪示之實例中，來自調變器1004之121個相對較寬副載波對應於將由調變器1002之副載波1120至1600佔據之頻譜之部分。因此不使用調變器之對應輸入。此在頻域中提供在來自兩個多載波調變器之輸出之間的一小間隙，此意謂兩個經調變信號在傳輸之前可在時域中簡單彼此相加。結果為在一給定時間間隔中，調變方案1002針對頻帶之一第一非重疊部分提供較長符號區塊，而調變方案1004在頻帶之一第二非重疊部分中以較大數目個間距提供較短符號區塊。因此，可全部在相同時間間隔內使用不同副載波間距將符號引導至不同接收器節點。注意，在各項實施例中，此等接收器節點可為網路節點、UE或其他無線器件。
本發明之實施例提供針對頻帶之不同部分使用不同多載波調變方案。更特定言之，此意謂頻帶之一第一部分可含有在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號，而頻帶之一第二部分同時含有在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，第二整數數目不同於第一整數數目。此等信號可在該頻帶中同時傳輸使得第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工，且使得第一信號中之一符號間隔開始時間與第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準。
此意謂副載波間距及/或符號持續時間在頻帶之不同部分中可不同。雖然在圖10中所示之實例中組合兩種多載波調變方案，但將瞭解，此可擴展至三種、四種或更多種多載波調變方案，只要將頻帶之非衝突部分分配給多個調變器即可。
根據本文中描述之技術之各項實施例，一傳輸器節點及/或一接收器節點可使用圖6至圖10中描述之多載波調變及解調變技術之各種組合或其他多載波調變技術來執行通信。例如，再參考圖5，網路存取節點30之處理電路32之處理器42可執行儲存於記憶體44中一電腦程式46，其組態處理器42以將網路存取節點30操作為執行多載波調變之一傳輸器節點。在一些實施例中，處理電路32可包括與一或多個基於程式之處理器協作以執行DFT/IDFT處理之專用數位硬體。例如，處理器42經組態以形成在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號，且形成在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，第二整數數目不同於第一整數數目。處理器42進一步經組態以控制收發器電路36以在一頻帶中同時傳輸第一及第二信號，使得第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工，且使得第一信號中之一符號間隔開始時間與第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準。此結構及功能性可稱為處理電路32中之調變/解調變電路40。
圖11繪示諸如可由圖10中之處理電路32實施之用於傳輸一多模式信號之一例示性方法1100。如方塊1110處所示，方法1110包含形成在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號。如方塊1120處所示，方法進一步包含形成在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，第二整數數目不同於第一整數數目。最後，如方塊1130處所示，方法包含在一頻帶中同時傳輸第一及第二信號，使得第一及 第二信號在該頻帶中經頻域多工，且使得第一信號中之一符號間隔開始時間與第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準。
在所繪示方法之一些實施例中，第一及第二信號分別具有第一及第二副載波間距，第一及第二副載波間距彼此不同。在一些此等實施例及一些其他實施例中，第一信號中之各符號間隔包括一符號持續時間及一循環首碼持續時間，循環首碼持續時間及符號持續時間在符號間隔之中各自為恆定。在其他實施例中，第一信號中之各符號間隔包括一符號持續時間及一循環首碼持續時間，循環首碼持續時間在符號間隔之中根據一預定型樣變化。如上文所述，在一些實施例中，第一及第二信號之一者可為一LTE信號。
在一些實施例中，一或多個時間間隔之預定長度係1/Z毫秒，其中Z係一整數。在一些實施例中，第一信號中之各符號間隔包括一第一符號持續時間，且第二信號中之各符號間隔包括不同於第一符號持續時間之一第二符號持續時間，且第一及第二符號持續時間各自為1/(34.56MHz)(即，1/34.56微秒)之一取樣間隔之整數倍。在一些實施例中，此等整數倍數各自為2的冪次。
在一些實施例中，第一及第二信號之一者或兩者包括具有等於時間間隔之預定長度的一週期性之一參考信號序列。在一些此等實施例及一些其他實施例中，第一及第二信號之一者或兩者包括具有等於時間間隔之預定長度或等於時間間隔之預定長度之一整數倍的一週期性之一同步信號。
在一些實施例中，在一分時雙工(TDD)方案之一或多個傳輸間隔期間執行圖11之方塊1130處繪示之傳輸，其中僅在由預定長度之整數數目個時間間隔分離之切換時間處執行該TDD方案之傳輸間隔與接收間隔之間的切換。
在圖11中所示之方法之一些實施例中，形成第一及第二信號之各者包括：用零填充一序列之資料樣本以匹配一預定反快速傅立葉變換(IFFT)長度；對該經填充序列之資料樣本執行一IFFT；及用一脈衝塑形濾波器對IFFT之輸出進行濾波。接著，組合用於第一及第二信號之脈衝塑形濾波器輸出。執行此等實施例中之填充使得用於第一及第二信號之IFFT輸出在頻域中經多工。在一些此等實施例中，形成第一及第二信號之各者包括：對一系列樣本值執行一快速傅立葉變換(FFT)以獲得該序列之資料樣本，且上文提及之填充包括：串接該序列之資料樣本與先前零或後續零或兩者，使得用於第一及第二信號之IFFT輸出在頻域中並不重疊。
再次參考圖5，處理電路32之處理器42可執行儲存於記憶體44中之一電腦程式46，其組態處理器42以將網路存取節點操作為如本文中描述之執行對一多模式多載波信號之接收及解調變之一接收器節點。因此，處理器42經組態以例如：使用收發器36在一頻帶中接收一射頻信號；自該經接收射頻信號復原在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號；及自該經接收射頻信號復原在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，第二整數數目不同於第一整數數目；其中第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工且在時間上重疊達該等時間間隔之至少一者，且其中第一信號中之一符號間隔開始時間與第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準。此結構及功能性亦可稱為或為處理電路32中之調變/解調變電路40之一部分。
圖12繪示諸如可由圖10中之處理電路32實施之用於接收及解調變一多模式信號之一例示性方法1200。如方塊1210處所示，方法1200包含在一頻帶中接收一射頻信號。如方塊1220處所示，方法進一步包 括自經接收射頻信號復原在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號。最後，如方塊1230處所示，方法包含自經接收射頻信號復原在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，第二整數數目不同於第一整數數目。在所繪示方法中，第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工且在時間上重疊達該等時間間隔之至少一者，且第一信號中之一符號間隔開始時間與第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準。
在一些實施例中，該方法進一步包括：使用包含於第一信號中之一同步信號同步於該第一信號；基於該同步判定第一信號之符號時序；基於第一信號之符號時序判定第二信號之符號時序。圖12之方塊1240、1250及1260處展示此等操作。
網路存取節點30可稱為一節點、網路節點或一無線電網路節點。網路存取節點30可為任何種類的網路存取節點，可包含一基地台、無線電基地台、收發器基地台、演進節點B(eNodeB)、節點B、中繼節點、存取點、無線存取點、無線電存取點、超緻密網路(UDN)/軟體定義網路(SDN)無線電存取節點、遠端無線電單元(RRU)、遠端無線電頭端(RRH)等。
圖13繪示根據一些實施例之一無線器件(諸如一使用者設備50)之一圖。為易於說明，使用者設備50亦可被視為表示可在一網路中操作之任何無線器件。本文中之UE 50可為能夠經由無線電信號與網路節點或另一UE通信之任何類型的無線器件。UE 50亦可為無線電通信器件、目標器件、器件至器件(D2D)UE、機器型UE或能夠進行機器至機器通信(M2M)之UE、配備有UE之一感測器、PDA(個人數位助理)、平板電腦、行動終端機、智慧型電話、嵌入式膝上型電腦之設備(LEE)、安裝膝上型電腦之設備(LME)、USB伺服器鑰、用戶端設 備(CPE)等。
UE 50經由天線54及一收發器電路56與一無線電節點或基地台(諸如網路存取節點30)通信。收發器電路56可包含傳輸器電路、接收器電路及相關聯控制電路，其等經共同組態以根據一無線電存取技術傳輸及接收信號以提供蜂巢式通信服務。
UE 50亦包含與無線電收發器電路56可操作地相關聯之一或多個處理電路52。處理電路52包括一或多個數位處理電路，例如，一或多個微處理器、微控制器、數位信號處理器或DSP、場可程式化閘陣列或FPGA、複合可程式化邏輯器件或CPLD、特定應用積體電路或ASIC或其等之任何混合。更一般而言，處理電路52可包括固定電路或經由執行實施本文中教示之功能性的程式指令特別調適之可程式化電路，或可包括固定電路與及經程式化電路之某一混合。處理電路52可為多核心的。
處理電路52亦包含一記憶體64。在一些實施例中，記憶體64儲存一或多個電腦程式66及視情況組態資料68。記憶體64提供對電腦程式66之非暫時性儲存，且其可包括一或多種類型的電腦可讀媒體，諸如磁碟儲存器、固態記憶體儲存器或其等之任何混合。舉非限制性實例而言，記憶體64包括可在處理電路52中及/或與處理電路52分開之SRAM、DRAM、EEPROM及FLASH記憶體之任一或多者。一般而言，記憶體64包括提供對由使用者設備50使用之電腦程式66及任何組態資料68之非暫時性儲存之一或多種類型的電腦可讀儲存媒體。
例如，使用調變/解調變電路60之UE 50可經組態以至少執行圖4至圖12中所繪示之調變及解調變技術。例如，處理電路52之處理器62可執行儲存於記憶體64中一電腦程式66，其組態處理器62以操作為一傳輸器節點，如上文針對網路存取節點30之處理器42所說明。此功能性可藉由處理電路52中之調變/解調變電路60執行。因此，UE 50之處 理電路52可經組態以執行用於多載波調變之一方法(諸如圖11之方法1100)及上文描述之該方法之數種變體。
處理電路52之處理器62可執行儲存於記憶體64中一電腦程式66，其組態處理器62以將使用者設備節點50操作為一接收器節點，如上文針對網路存取節點30之處理器42所說明。此功能性可藉由處理電路52中之調變/解調變電路60執行。因此，UE之處理電路52可經組態以執行如下文描述之用於多載波解調變之一方法(諸如圖12之方法1200)及其之變動。
在一些情況中，一傳輸器節點(諸如網路存取節點30)可經組態以用此等調變及解調變技術兩者操作，而一接收器節點(諸如UE 50)僅能夠根據僅一單一多載波調變技術接收及解調變預期用於其之符號。
圖14繪示如可於例如基於圖5之調變/解調變電路40或圖13之調變/解調變電路60操作為一傳輸器之一節點中實施之一例示性功能模組或電路架構。所繪示實施例至少在功能上包含：一第一信號形成模組1402，其用於形成在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號；一第二信號形成模組1404，其用於形成在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，第二整數數目不同於第一整數數目；及一傳輸器模組1406，其用於在一頻帶中同時傳輸第一及第二信號，使得第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工，且使得第一信號中之一符號間隔開始時間與第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準。
將瞭解，上文描述之圖11之全部數種變動同樣可應用於圖14中所示之裝置。
圖15繪示如可於例如基於圖5之調變/解調變電路40或圖13之調變/解調變電路60操作為一接收器節點之一節點中實施之一例示性功能 模組或電路架構。所繪示實施例至少在功能上包含：一接收器模組1502，其經組態以在一頻帶中接收一射頻信號；一第一信號復原模組1504，其用於自經接收射頻信號復原在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號；及一第二信號復原模組1506，其用於自經接收射頻信號復原在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，第二整數數目不同於第一整數數目。此等模組經組態以作用於第一及第二信號，該等第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工且在時間上重疊達該等時間間隔之至少一者，且其中第一信號中之一符號間隔開始時間與第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準。
將瞭解，上文描述之圖12之全部數種變動同樣可應用於圖15中所示之裝置。
本文中描述之各種技術之一優點在於該等技術容許呈一多模式、多載波信號之兩個或更多個信號之符號之週期性對準。此容許分時雙工(TDD)操作而不損耗信號之任一者之品質(無符號被部分截止)。該等技術亦容許跨兩個或更多個信號協調之排程及控制方案之更簡單實施。發生兩個信號之符號之間的週期性對準之事實亦簡化接收器處之同步演算法-此使接收器能夠使用一簡化程序基於一信號中之符號之開始時刻導出另一信號中之符號之開始時刻。
值得注意的是，熟習此項技術者將想到具有前述描述及相關聯圖式中所呈現之教示之益處之(若干)所揭示發明之修改及其他實施例。因此，應瞭解，本發明不限於所揭示之特定實施例，且修改及其他實施例意欲包含於本發明之範疇內。儘管本文中可採用特定術語，然其等僅用於一般性及描述性意義且並不用於限制目的。
1100‧‧‧方法
1110‧‧‧方塊/形成
1120‧‧‧方塊/形成
1130‧‧‧方塊/傳輸

Claims (33)

  1. 一種在一傳輸節點中之方法，該方法包括：形成(1110)在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號，其中該第一信號中之各符號間隔包括一第一符號持續時間；形成(1120)在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，該第二整數數目不同於該第一整數數目，其中該第二信號中之各符號間隔包括不同於該第一符號持續時間之一第二符號持續時間，其中該等第一及第二信號分別具有第一及第二副載波間距，該等第一及第二副載波間距彼此不同；及在一頻帶中同時傳輸(1130)該等第一及第二信號，使得該等第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工，且使得該第一信號中之一符號間隔開始時間與該第二信號中之一對應符號間隔開始時間在每時間間隔至少一次地對準。
  2. 如請求項1之方法，其中該第一信號中之各符號間隔進一步包括一循環首碼持續時間，該循環首碼持續時間及該符號持續時間在該等符號間隔之中各自為恆定。
  3. 如請求項1之方法，其中該第一信號中之各符號間隔進一步包括一循環首碼持續時間，該循環首碼持續時間在該等符號間隔之中根據一預定型樣變化。
  4. 如請求項1至3中任一項之方法，其中該一或多個時間間隔之該預定長度係1毫秒。
  5. 如請求項1至3中任一項之方法，其中該等第一及第二符號持續時間各自為1/34.56微秒之一取樣間隔之整數倍。
  6. 如請求項5之方法，其中該等整數倍數各自為二的冪次。
  7. 如請求項1至3中任一項之方法，其中該等第一及第二信號之一者或兩者包括具有等於該等時間間隔之該預定長度的一週期性之一參考信號序列。
  8. 如請求項1至3中任一項之方法，其中該等第一及第二信號之一者或兩者包括具有等於該等時間間隔之該預定長度之一整數倍的一週期性之一同步信號。
  9. 如請求項1至3中任一項之方法，其中在一分時雙工(TDD)方案之一或多個傳輸間隔期間執行該傳輸(1130)，其中僅在由該預定長度之整數數目個該等時間間隔分離之切換時間處執行該TDD方案之傳輸間隔與接收間隔之間的切換。
  10. 如請求項1至3中任一項之方法：其中形成(1110、1120)該等第一及第二信號之各者包括：用零填充一序列之資料樣本以匹配一預定反快速傅立葉變換(IFFT)長度；對該經填充序列之資料樣本執行一IFFT；及用一脈衝塑形濾波器對該IFFT之輸出進行濾波；其中執行該填充使得用於該等第一及第二信號之該等IFFT輸出在頻域中經多工；及其中該方法進一步包括組合用於該等第一及第二信號之該等脈衝塑形濾波器輸出。
  11. 如請求項10之方法，其中形成(1110、1120)該等第一及第二信號之各者包括：對一系列樣本值執行一快速傅立葉變換(FFT)以獲得該序列之資料樣本，且其中該填充包括：串接該序列之資料樣本與先前零或後續零或兩者，使得用於該等第一及第二信號之該等IFFT輸出在該頻域中並不重疊。
  12. 如請求項1至3中任一項之方法，其中該第一信號或第二信號之 任一者係一LTE信號。
  13. 一種在一接收節點中之方法，該方法包括：在一頻帶中接收(1210)一射頻信號；自該經接收射頻信號復原(1220)在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號，其中該第一信號中之各符號間隔包括一第一符號持續時間；及自該經接收射頻信號復原(1230)在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，該第二整數數目不同於該第一整數數目，其中該第二信號中之各符號間隔包括不同於該第一符號持續時間之一第二符號持續時間，其中該等第一及第二信號分別具有第一及第二副載波間距，該等第一及第二副載波間距彼此不同；及其中該等第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工且在時間上重疊達該等時間間隔之至少一者，且其中該第一信號中之一符號間隔開始時間與該第二信號中之一對應符號間隔開始時間在每時間間隔至少一次地對準。
  14. 如請求項13之方法，其進一步包括：使用包含於該第一信號中之一同步信號來同步(1240)於該第一信號；及基於該同步判定(1250)該第一信號之符號時序；及基於該第一信號之該符號時序判定(1260)該第二信號之符號時序。
  15. 一種無線傳輸器(30)，其包括：一處理電路(32)，其經組態以：形成在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一 整數數目個符號間隔之一第一信號，其中該第一信號中之各符號間隔包括一第一符號持續時間；形成在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，該第二整數數目不同於該第一整數數目，其中該第二信號中之各符號間隔包括不同於該第一符號持續時間之一第二符號持續時間，其中該等第一及第二信號分別具有第一及第二副載波間距，該等第一及第二副載波間距彼此不同，及組合該等第一及第二信號，使得該等第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工，且使得該第一信號中之一符號間隔開始時間與該第二信號中之一對應符號間隔開始時間每時間間隔至少一次對準；及一無線電收發器電路(36)，其經組態以在一頻帶中傳輸該等經組合第一及第二信號。
  16. 如請求項15之無線傳輸器(30)，其中該無線傳輸器(30)經調適以形成該等第一及第二信號，使得該第一信號中之各符號間隔進一步包括一循環首碼持續時間，該循環首碼持續時間及該符號持續時間在該等符號間隔之中各自為恆定。
  17. 如請求項15之無線傳輸器(30)，其中該無線傳輸器(30)經調適以形成該等第一及第二信號，使得該第一信號中之各符號間隔進一步包括一循環首碼持續時間，該循環首碼持續時間在該等符號間隔之中根據一預定型樣變化。
  18. 如請求項15至17項中任一項之無線傳輸器(30)，其中該一或多個時間間隔之該預定長度係1毫秒。
  19. 如請求項15至17項中任一項之無線傳輸器(30)，其中該等第一及第二符號持續時間各自為1/34.56微秒之一取樣間隔之整數倍。
  20. 如請求項19之無線傳輸器(30)，其中該等整數倍數各自為2的冪次。
  21. 如請求項15至17項中任一項之無線傳輸器(30)，其中該無線傳輸器(30)經調適以形成該等第一及第二信號，使得該等第一及第二信號之一者或兩者包括具有等於該等時間間隔之該預定長度的一週期性之一參考信號序列。
  22. 如請求項15至17項中任一項之無線傳輸器(30)，其中該無線傳輸器(30)經調適以形成該等第一及第二信號，使得該等第一及第二信號之一者或兩者包括具有等於該等時間間隔之該預定長度之一整數倍的一週期性之一同步信號。
  23. 如請求項15至17項中任一項之無線傳輸器(30)，其中該無線傳輸器(30)經調適以在一分時雙工(TDD)方案之一或多個傳輸間隔期間傳輸，其中僅在由該預定長度之整數數目個該等時間間隔分離之切換時間處執行該TDD方案之傳輸間隔與接收間隔之間的切換。
  24. 如請求項15至17項中任一項之無線傳輸器(30)：其中該無線傳輸器(30)經調適以藉由以下各者形成該等第一及第二信號之各者：用零填充一序列之資料樣本以匹配一預定反快速傅立葉變換(IFFT)長度；對該經填充序列之資料樣本執行一IFFT；及用一脈衝塑形濾波器對該IFFT之輸出進行濾波；其中該無線傳輸器(30)經調適以執行該填充使得用於該等第一及第二信號之該等IFFT輸出在頻域中經多工；及其中該無線傳輸器(30)進一步經調適以組合用於該等第一及第二信號之該等脈衝塑形濾波器輸出。
  25. 如請求項24之無線傳輸器(30)，其中該無線傳輸器(30)經調適以：對一系列樣本值執行一快速傅立葉變換(FFT)以獲得該序列 之資料樣本；及藉由串接該序列之資料樣本與先前零或後續零或兩者而執行該填充使得用於該等第一及第二信號之該等IFFT輸出在該頻域中並不重疊。
  26. 如請求項15至17項中任一項之無線傳輸器(30)，其中該第一信號或第二信號之任一者係一LTE信號。
  27. 一種無線接收器(50)，其包括：一無線電收發器電路(56)，其經組態以在一頻帶中接收一射頻信號；一處理電路(52)，其經組態以：自該經接收射頻信號復原在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號，其中該第一信號中之各符號間隔包括一第一符號持續時間；自該經接收射頻信號復原在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，該第二整數數目不同於該第一整數數目，其中該第二信號中之各符號間隔包括不同於該第一符號持續時間之一第二符號持續時間；其中該等第一及第二信號分別具有第一及第二副載波間距，該等第一及第二副載波間距彼此不同；及其中該等第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工且在時間上重疊達該等時間間隔之至少一者，且其中該第一信號中之一符號間隔開始時間與該第二信號中之一對應符號間隔開始時間在每時間間隔至少一次地對準。
  28. 如請求項27之無線接收器(50)，其中該無線接收器(50)進一步經調適以：使用包含於該第一信號中之一同步信號同步於該第一信號； 及基於該同步判定該第一信號之符號時序；及基於該第一信號之該符號時序判定該第二信號之符號時序。
  29. 一種電腦程式產品，其包括經組態以由一無線傳輸器節點中之一處理器執行之程式指令，其中該等程式指令經組態以引起該無線傳輸器實行如請求項1至12中任一項之一方法。
  30. 一種電腦程式產品，其包括經組態以由一無線接收器節點中之一處理器執行之程式指令，其中該等程式指令經組態以引起該無線接收器實行如請求項13或14之一方法。
  31. 一種電腦可讀媒體，其包括儲存於其上之如請求項29或30之該電腦程式產品。
  32. 一種無線傳輸器節點(30)，其包括：一第一信號形成模組(1402)，其用於形成在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號，其中該第一信號中之各符號間隔包括一第一符號持續時間；一第二信號形成模組(1404)，其用於形成在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，該第二整數數目不同於該第一整數數目，其中該第二信號中之各符號間隔包括不同於該第一符號持續時間之一第二符號持續時間；其中該等第一及第二信號分別具有第一及第二副載波間距，該等第一及第二副載波間距彼此不同；及一傳輸器模組(1406)，其用於在一頻帶中同時傳輸該等第一及第二信號，使得該等第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工，且使得該第一信號中之一符號間隔開始時間與該第二信號中之 一對應符號間隔開始時間在每時間間隔至少一次地對準。
  33. 一種無線接收器(50)節點，其包括：一接收器模組(1502)，其經調適以在一頻帶中接收一射頻信號；一第一信號復原模組(1504)，其用於自該經接收射頻信號復原在一預定長度之一或多個時間間隔之各者中具有第一整數數目個符號間隔之一第一信號，其中該第一信號中之各符號間隔包括一第一符號持續時間；及一第二信號復原模組(1506)，其用於自該經接收射頻信號復原在該預定長度之該一或多個時間間隔之各者中具有第二整數數目個符號間隔之一第二信號，該第二整數數目不同於該第一整數數目，其中該第二信號中之各符號間隔包括不同於該第一符號持續時間之一第二符號持續時間，其中該等第一及第二信號分別具有第一及第二副載波間距，該等第一及第二副載波間距彼此不同；其中該等第一及第二信號在該頻帶中經頻域多工且在時間上重疊達該等時間間隔之至少一者，且其中該第一信號中之一符號間隔開始時間與該第二信號中之一對應符號間隔開始時間在每時間間隔至少一次地對準。
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