TWI611722B - 發光二極體之控制電路 - Google Patents

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TWI611722B
TWI611722B TW102132127A TW102132127A TWI611722B TW I611722 B TWI611722 B TW I611722B TW 102132127 A TW102132127 A TW 102132127A TW 102132127 A TW102132127 A TW 102132127A TW I611722 B TWI611722 B TW I611722B
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Abstract

本發明之實施例揭示一種對發光二極體之控制電路，可用以控制至少一LED串之調光。該調光控制電路包含有一電流驅動電路、一脈波寬度調變電路、一回饋電路、以及一離耦電路。該電流驅動電路可以依據一調光信號，選擇性的使一驅動電流流過該LED串。該調光信號可定義一發光時段與一不發光時段。該脈波寬度調變電路可產生一脈波寬度調變信號，其控制一功率開關，以在該LED串之一電源端建立一驅動電壓。該脈波寬度調變信號係依據一補償信號而產生。該回饋電路依據該LED串之一回饋電壓，可驅動一補償電容，於其上建立該補償信號。該離耦電路在該發光時段開始後的一強制時段，使該回饋電路不驅動該補償電容。

Description

發光二極體之控制電路
本發明係關於發光二極體的控制電路。
良好的發光效率、精簡的元件體積、以及長久的元件壽命，使得發光二極體廣受照明或背光業界所採用。舉例來說，電腦或電視螢幕中的背光，大多數已經從傳統的CCFL背光模組，轉換成LED發光模組。
第1圖顯示可以用在背光模組的一習知發光二極體驅動電路10，用以驅動四個發光二極體串S1-S4。升壓器(booster)12把輸入電源VIN，升壓成驅動電源VOUT。電流控制電路CD1-CD4分別主宰流經發光二極體串S1-S4的驅動電流I1LED-I4LED。LED控制器14控制電流控制電路CD1-CD4以及升壓器12的操作。
第2圖舉例習知的LED控制器14。最小電壓產生器20依據回饋電壓V1FB-V4FB中的最小值來產生最低回饋電壓VFBMIN。回饋電壓V1FB-V4FB為發光二極體串S1-S4之回饋端FB1-FB4上的電壓。轉導器22依據最低回饋電壓VFBMIN跟參考電壓vREF的差來驅動補償端COM，對補償電容23充放電，在補償端COM上產生補償電壓VCOM。脈波寬度調變電路24根據補償電壓VCOM來產生控制功率開關28的脈波寬度調變信號SDRV。簡單的說，最小電壓產生器20、轉導器22、脈波寬度調變電路24、升壓器12、 以及發光二極體串S1-S4這樣的組合，會將最低回饋電壓VFBMIN大約穩定在參考電壓VREF。
電流驅動電路CC1-CC4分別對應控制第1圖中的電流控制電路CD1-CD4。以下將說明電流驅動電路CC1的操作與原理，至於其他的電流驅動電路可以類推得知，不再累述。電流驅動電路CC1包含有一運算放大器30’其架構可使電流偵測電壓V1CS大約穩定於電壓VCSSET。電壓VCSSET可能是0V或是預設電壓VCSON，由調光信號SDIM決定。因為電流偵測電壓V1CS對應了驅動電流I1LED，所以電流驅動電路CC1可穩定驅動電流I1LED。
調光信號SDIM可以用來調整發光二極體串S1-S4的平均發光亮度。調光信號SDIM可以是一脈波寬度調變信號。當調光信號SDIM為邏輯上的1時，LED控制器14使最低回饋電壓VFBMIN大約穩定在參考電壓VREF，且驅動電流I1LED-I4LED穩定在預設電壓VCSON，因此發光二極體串S1-S4穩定發光。當調光信號SDIM為邏輯上的0時，LED控制器14固定關閉升壓器12中的功率開關28，且驅動電流I1LED-I4LED穩定約0A，發光二極體串S1-S4不發光。以下定義調光信號SDIM為邏輯上的1時，為發光時段(Dimming-ON time)TDIM-ON；相反的，調光信號SDIM為邏輯上的0時，為不發光時段(Dimming-OFF time)TDIM-OFF。調光信號SDIM的工作週期(duty cycle)，也就是發光時段TDIM-ON在調光週期所佔的比例，大約意味著發光二極體串S1-S4的亮度。調光線性度(dimming linearity)指的光源的亮度對調光信號之工作週期的關係。舉例來說，完美的調光線性度，意味著調光信號SDIM的工作週期完全線性正比於發光二極體串S1-S4的亮度。如何達到良好的調光線性度，是業界追求的目標。
本說明書中，具有相同之符號元件或裝置，為具有相同或是類似功能、結構、或特性之元件或是裝置，為業界人士能以具本說明書之教導而得知或推知，但不必然完全的相同。為簡潔緣故，不會重複說明。
本發明之實施例揭示一種對發光二極體之控制電路，可用以控制至少一LED串之調光。該調光控制電路包含有一電流驅動電路、一脈波寬度調變電路、一回饋電路、以及一離耦電路。該電流驅動電路可以依據一調光信號，選擇性的使一驅動電流流過該LED串。該調光信號可定義一發光時段與一不發光時段。該脈波寬度調變電路可產生一脈波寬度調變信號，其可控制一功率開關，以在該LED串之一電源端建立一驅動電壓。該脈波寬度調變信號係依據一補償信號而產生。該回饋電路依據該LED串之一回饋電壓，可驅動一補償電容，於其上建立該補償信號。該離耦電路在該發光時段開始後的一強制時段，使該回饋電路不驅動該補償電容。
10‧‧‧發光二極體驅動電路
12‧‧‧升壓器
14‧‧‧LED控制器
20‧‧‧最小電壓產生器
22‧‧‧轉導器
23‧‧‧補償電容
24‧‧‧脈波寬度調變電路
28‧‧‧功率開關
30‧‧‧運算放大器
60‧‧‧LED控制器
62‧‧‧離耦電路
64‧‧‧轉導器
66‧‧‧脈波產生器
68‧‧‧開關
70‧‧‧轉導器
80‧‧‧LED控制器
82‧‧‧離耦電路
84‧‧‧最大選擇器
86‧‧‧比較器
88‧‧‧邏輯閘
CC1-CC4‧‧‧電流驅動電路
CD1-CD4‧‧‧電流控制電路
COM‧‧‧補償端
DRV‧‧‧驅動端
EN‧‧‧致能端
FB1-FB4‧‧‧回饋端
GAT1-GAT4‧‧‧控制端
I1LED-I4LED‧‧‧驅動電流
S1-S4‧‧‧發光二極體串
SDIM‧‧‧調光信號
SDRV‧‧‧脈波寬度調變信號
SEN‧‧‧致能信號
SPLS‧‧‧脈波
t0、t1、t2‧‧‧時間點
TDIM-OFF‧‧‧不發光時段
TDIM-ON‧‧‧發光時段
TFORCE‧‧‧強制時段
V1CS-V4CS‧‧‧電流偵測電壓
V1FB-V4FB‧‧‧回饋電壓
V1GAT-V4GAT‧‧‧控制電壓
VCOM‧‧‧補償電壓
VCOMON‧‧‧穩態電壓值
VCSON‧‧‧預設電壓
VCSSET‧‧‧電壓
VCS-OK‧‧‧參考電壓
VFBMIN‧‧‧最低回饋電壓
VIN‧‧‧輸入電源
VOUT‧‧‧驅動電源
VREF‧‧‧參考電壓
第1圖顯示習知可以用在背光模組的一發光二極體驅動電路。
第2圖舉例習知的LED控制器。
第3圖顯示第1圖與第2圖之習知技術，可能出現的信號波形。
第4圖舉例依據本發明所實施的LED控制器。
第5圖顯示LED控制器60取代第1圖之LED控制器時，所可能出現的信號波形。
第6圖顯示轉導器的一種實施例。
第7圖舉例依據本發明所實施的另一LED控制器。
第8圖顯示LED控制器80取代第1圖之LED控制器時，所可能出現的信號波形。
第3圖顯示第1圖與第2圖之習知技術，可能出現的信號波形。在第3圖中，由上而下，依序是調光信號SDIM、最低回饋電壓VFBMIN、補償電壓VCOM、在電流驅動電路CC1之控制端GAT1的控制電壓V1GAT、電流偵測電壓V1CS、以及脈波寬度調變信號SDRV。
發光時段TDIM-ON如果太短，可能會因為電流驅動電路CC1的有限驅動能力，使得第1圖之調光線性度變差，或是發光二極體串S1-S4產生閃爍的現象。
請參閱第3圖。在習知技術中，不發光時段光線TDIM-OFF時，補償電壓VCOM會維持在先前發光時段結束時的電壓值VCOMON，而電流偵測電壓V1CS大約是0V，如同第3圖中時間點t0之前的不發光時段TDIM-OFF所示。此時，最低回饋電壓VFBMIN大約會等於驅動電源VOUT，其值可能高達數十伏特。
在時間點t0，調光信號SDIM由0轉成1，發光時段TDIM-ON開始。運算放大器30開始拉高控制電壓V1GAT，期望將電流偵測電壓V1CS快速的拉到預設電壓VCSON。然而，控制端GAT1的電容性負載，因為外接功率電晶體的存在，可能相當的大，所以導致了控制電壓V1GAT緩慢的上升。當控制電壓V1GAT到一定程度時，電流偵測電壓V1CS才開始緩慢地往預設電壓VCSON逼近，也就是驅動電流I1LED漸漸地往發光時段TDIM-ON的穩態電流值逼近。 在一實施例中，預設電壓VCSON約為0.4V。
隨著驅動電流I1LED逐漸上升，最低回饋電壓VFBMIN漸漸地下降。但是，在時間點t0時，第2圖中作為回饋電路的轉導器22，發現最低回饋電壓VFBMIN高過參考電壓VREF，所以轉導器22快速地放電補償電容23，拉低補償電壓VCOM。低的補償電壓VCOM產生小工作週期的脈波寬度調變信號SDRV，如同時間點t0到時間點t1的時段所示。
時間點t1開始，最低回饋電壓VFBMIN掉到低於參考電壓vREF，所以補償電壓VCOM才上升往發光時段時的穩態電壓值VCOMON逼近。
時間點t2，發光時段TDIM-ON結束，不發光時段TDIM-OFF開始。從時間點t1到時間點t2的時段可以發現，發光時段TDIM-ON中，最低回饋電壓VFBMIN的穩態值是參考電壓VREF，電流偵測電壓V1CS的穩態值是預設電壓VCSON。預設電壓VCSON對應驅動電流I1LED-I4LED的一穩態操作值。
從時間點t0到t1的起始時段可以發現，補償電壓VCOM遠低於穩態電壓值VCOMON。所以在此起始時段中，升壓器12所傳輸的電功率，將遠低於發光時段TDIM-ON中穩定時的值。不足的電功率將導致電流偵測電壓V1CS上升的速度相當的慢，使得電流偵測電壓V1CS從0V開始而穩定到預設電壓VCSON所需的上升時間大幅的增長。這意味著發光時段TDIM-ON相當短的時候，第1圖之發光二極體驅動電路10將有很差的調光線性度。而且，發光時段TDIM-ON短的時候，第1圖之發光二極體串S1-S4極容易會有閃爍的現象。
第4圖舉例依據本發明所實施的LED控制器60。儘管本說明書中以控制四個發光二極體串S1-S4作為實施例，但是本發明不限於此。有些依據本發明所實施例只控制單一發光二極體串，其他的實施例可控制超 過四以上的發光二極體串。LED控制器60中與第2圖中的LED控制器14相同之部分，為習知人士能了解，為簡潔緣故，不再累述。
LED控制器60與第2圖中的LED控制器14不同的，具有離耦(decoupling)電路62，其控制轉導器64的致能端EN。離耦電路62依據調光信號SDIM來產生致能信號SEN。當致能信號SEN為邏輯上的1時，轉導器64依據最低回饋電壓VFBMIN跟參考電壓VREF的差來驅動補償電容23；當致能信號SEN為邏輯上的0時，轉導器64的輸出為高阻抗，補償端COM上的補償電壓VCOM大致會維持在致能信號SEN切換至0之前的值。
在一實施例中，離耦電路62包含有一上升緣觸發之脈波產生器66以及一邏輯閘。脈波產生器66在調光信號SDIM的上升緣出現時，產生一脈波SPLS，用以定義一強制時段TFORCE。在第4圖之實施例中，離耦電路62所定義出的強制時段TFORCE具有固定時間長度。舉例來說，這個固定時間長度可以是固定的10微秒，或是兩個脈波寬度調變信號SDRV之開關週期(switch cycle time)。在不發光時段TDIM-OFF以及強制時段TFORCE，離耦電路62使致能信號SEN為邏輯上的0；而在強制時段TFORCE之外的發光時段TDIM-ON中，致能信號SEN為邏輯上的1。
第5圖顯示LED控制器60取代第1圖之LED控制器14時，所可能出現的信號波形。由上而下，依序是調光信號SDIM、最低回饋電壓VFBMIN、脈波SPLS、補償電壓VCOM、控制電壓V1GAT、電流偵測電壓V1CS、以及脈波寬度調變信號SDRV。
在第5圖中，發光時段TDIM-ON開始後的強制時段TFORCE內，轉導器64不驅動補償電容23，所以補償電壓VCOM大約依然維持在前一次發 光時段TDIM-ON結束時的穩態電壓值VCOMON。這跟先前技術有相當大的不同。在先前技術之第3圖中，時間點t0到t1的起始時段，補償電壓VCOM是快速的減少以至於遠低於穩態電壓值VCOMON。因此，在第5圖之強制時段TFORCE內，補償電壓VCOM將使脈波寬度調變信號SDRV有相當大的工作週期，也使升壓器12所傳輸的電功率，大約就是發光時段TDIM-ON中穩定時所需用的值。因為在強制時段TFORCE中，升壓器12就提供了發光二極體串S1-S4穩定發光的電功率，因此可以預期的，電流偵測電壓V1CS以及最低回饋電壓VFBMIN將會相當快速的逼近其穩定值，分別是預設電壓VCSON與參考電壓VREF，如同第5圖所示。
在強制時段TFORCE結束後，致能信號SEN為邏輯上的1，所以轉導器64將依據最低回饋電壓VFBMIN跟參考電壓VREF的差來驅動補償電容23，直到發光時段TDIM-ON結束，如第5圖所示。
與第3圖相較之下，在發光時段TDIM-ON開始後，第5圖中的預設電壓VCSON以及最低回饋電壓VFBMIN分別具有有較快的上升速度與下降速度。因此，以LED控制器60取代第1圖之LED控制器14時，可以改善第1圖之發光二極體驅動電路10的調光線性度，並減輕發光二極體串S1-S4可能發生的閃爍現象。
第6圖顯示轉導器64的一種實施例，其具有一開關68以及一轉導器70。當開關68為開路時，轉導器64的輸出端為高阻抗。當開關68短路時，轉導器70依據最低回饋電壓VFBMIN跟參考電壓VREF的差，所產生的電流就可以到達轉導器64的輸出端。第6圖並非用以限制轉導器64的實施。電路設計業界可依據本說明書的解釋與教導，簡單的以其他方式設計出其它 種轉導器，使其具有與轉導器64一樣或是類似的功能目的。
第7圖舉例依據本發明所實施的LED控制器80。與第4圖之離耦電路62不同的，第7圖中的離耦電路82所定義出的強制時段TFORCE不一定是有固定時間長度，其結束時間是由電流偵測電壓V1CS-V4CS所決定。
離耦電路82包含有最大選擇器84、比較器86、以及邏輯閘88。最大選擇器84提供最大電流偵測電壓VCSMAX，對應電流偵測電壓V1CS-V4CS中的最大值。從離耦電路82可以推知，當調光信號SDIM由0轉成1，宣告發光時段TDIM-ON開始時，致能信號SEN將因為電流偵測電壓V1CS-V4CS全部都還在0V附近，所以依然停留在邏輯上的0。一直到電流偵測電壓V1CS-V4CS其中任何一個足夠高，比較器86的輸出轉態，才會使致能信號SEN從邏輯上的0變為1。因此，離耦電路82所定義的強制時段TFORCE，其開始是由調光信號SDIM決定，而結束是由電流偵測電壓V1CS-V4CS中的最大值決定。
舉例來說，在一實施例中，當電流偵測電壓V1CS-V4CS中的最大值大於一預設參考電壓VCS-OK時，離耦電路82就宣告強制時段TFORCE結束；而參考電壓VCS-OK很接近，但小於使LED串穩定發光的預設電壓VCSON。舉例來說，預設電壓VCSON為0.4V而參考電壓VCS-OK為0.3V。參考電壓VCS-OK對應驅動電流I1LED-I4LED的一預設驅動電流值ICS-OK。換言之，當驅動電流I1LED-I4LED超過該預設驅動電流值ICS-OK，很接近其穩態操作值時，離耦電路82就宣告強制時段TFORCE結束。
第8圖顯示LED控制器80取代第1圖之LED控制器14時，所可能出現的信號波形。由上而下，依序是調光信號SDIM、最低回饋電壓VFBMIN、致能信號SEN、補償電壓VCOM、控制電壓V1GAT、電流偵測電壓V1CS、以及 脈波寬度調變信號SDRV。如同第8圖所示的，當電流偵測電壓V1CS高過參考電壓VCS-OK時，強制時段TFORCE結束。與第5圖類似的，因為有強制時段TFORCE的存在，第8圖中的電流偵測電壓V1CS以及最低回饋電壓VFBMIN分別具有有較快的上升速度與下降速度。因此，LED控制器80取代第1圖之LED控制器14時，也可以有較佳的調光線性度，並減輕發光二極體串S1-S4可能發生的閃爍現象。
不論是在第4圖中的離耦電路62或是第7圖的離耦電路82所定義的強制時段TFORCE，升壓器12的回饋控制都是被打斷，所以升壓器12被迫傳輸一固定的電功率。如果補償電壓VCOM因為某些原因飄移且高過穩態電壓值VCOM-ON，一旦離耦電路62定義了一個太長且固定之強制時段TFORCE，那升壓器12在強制時段TFORCE中所傳輸的電功率將很有機會使驅動電源VOUT發生不必要的過高電壓。相較之下，離耦電路82在驅動電流I1LED-I4LED建立的差不多時，也就是在電流偵測電壓V1CS-V4CS大於等於參考電壓VCS-OK時，就把對升壓器12的回饋控制恢復，有機會避免強制時段TFORCE可能引發的過高電壓。
本發明的實施例中，在該發光時段開始後的一強制時段，離耦電路使補償電容持守住補償電壓，強制一升壓器提供了相當的電功率給二極體串發光。因此，在本發明之實施例可以獲得較佳的調光線性度，甚至消除可能的閃爍現象。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
20‧‧‧最小電壓產生器
24‧‧‧脈波寬度調變電路
30‧‧‧運算放大器
60‧‧‧LED控制器
62‧‧‧離耦電路
64‧‧‧轉導器
66‧‧‧脈波產生器
CC1-CC4‧‧‧電流驅動電路
COM‧‧‧補償端
EN‧‧‧致能端
FB1-FB4‧‧‧回饋端
GAT1‧‧‧控制端
DRV‧‧‧驅動端
SDIM‧‧‧調光信號
SDRV‧‧‧脈波寬度調變信號
SEN‧‧‧致能信號
GAT1‧‧‧控制端
DRV‧‧‧驅動端
SDIM‧‧‧調光信號
SDRV‧‧‧脈波寬度調變信號
SEN‧‧‧致能信號
SPLS‧‧‧脈波
V1CS‧‧‧電流偵測電壓
V1FB-V4FB‧‧‧回饋電壓
V1GAT‧‧‧控制電壓
VCOM‧‧‧補償電壓
VCSON‧‧‧預設電壓
VCSSET‧‧‧電壓
VFBMIN‧‧‧最低回饋電壓
VREF‧‧‧參考電壓

Claims (11)

  1. 一種對發光二極體之控制電路，可用以控制至少一LED串(string)之調光，該調光控制電路包含有：一電流驅動電路，可以依據一調光信號，選擇性的使一驅動電流流過該LED串，該調光信號可定義一發光時段與一不發光時段；一脈波寬度調變電路，可產生一脈波寬度調變信號，其可控制一功率開關，以在該LED串之一電源端建立一驅動電壓，該脈波寬度調變信號係依據一補償信號而產生；一回饋電路，依據該LED串之一回饋電壓，可驅動一補償電容，於其上建立該補償信號；以及一離耦(decoupling)電路，在該發光時段開始後的一強制時段，使該回饋電路不驅動該補償電容；其中，該強制時段從該不發光時段結束後開始。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，該強制時段係為一固定時間長度。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，當該驅動電流高於一預設值時，該強制時段結束。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之控制電路，其中，當該調光信號使該LED串發光時，該驅動電流大約為一穩態操作值，且該預設值低於該穩態操作值。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，該控制電路可用以控制數個LED串之調光，該控制電路包含有： 該脈波寬度調變電路，可產生該脈波寬度調變信號，其可控制該功率開關，以在該等LED串共用之一電源端建立該驅動電壓；以及該回饋電路，依據一最小回饋電壓，來驅動該補償電容，其中，該等LED串分別提供複數回饋電壓，該最小回饋電壓對應該等回饋電壓中之最小值。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之控制電路，其中，該電流驅動電路，可以依據一調光信號，選擇性的分別使數個驅動電流分別流過該等LED串。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之控制電路，其中，當該等驅動電流其中之一高於一預設值時，該強制時段結束。
  8. 如申請專利範圍第5項所述之控制電路，其中，該強制時段係為一固定時間長度。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，該離耦電路包含有：一離耦開關，耦接於該回饋電路與該補償電容之間；以及一脈波產生器，當該不發光時段結束時，用以產生一脈波(pulse)，以定義該強制時段。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，該離耦電路包含有：一比較器，用以比較該驅動電流與一預設值，當該驅動電流高於該預設值時，該比較器結束該強制時段。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，該回饋電路包含有一轉導器(transconductor)，以及，於該強制時段以及該不發光時段，該轉導器的一輸出為高阻抗。
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