TWI599178B - 高解析度之脈衝寬度調變器 - Google Patents

Description

高解析度之脈衝寬度調變器

本發明係關於脈衝寬度調變器，特定言之係關於高解析度脈衝寬度調變器。

本申請案主張2012年2月23日申請之美國臨時申請案第61/602,528號之權利，該案係以引用方式全部併入本文。

習知脈衝寬度調變器(PWM)，例如，一微控制器中之一PWM單元，大體上在其解析度上受限於一般系統時脈。PWM周邊單元中之解析度係判定控制脈衝寬度之精度之一重要參數。若不能足夠精確地控制PWM脈衝寬度，則將發生諸如極限循環或僅一不正確的輸出電壓值之多個問題。如上陳述，通常最小的PWM脈衝寬度調整將等於系統時脈週期。在一16 MHz裝置上，此將係62.5 ns。

在大多數切換模式電源(SMPS)應用中，工作循環之操作範圍結果變成僅係全範圍之一分率。例如，一12 V至1.2 V DC/DC降壓轉換器將使用小於10%的全範圍，進而將有效PWM解析度減小3.3個位元。此全部意謂在自一16 MHz系統時脈操作之600 kHz切換頻率下用於一SMPS之一習知PWM將至多能夠達成5位元的解析度，且若該習知PWM係如上所述之一DC/DC轉換器，則其將會損失3.3位元的解析度，進而導致一有效控制解析度僅為1.7位元，其明顯係非所期的。

因此，需要具有一高解析度之一改良PWM。

根據一實施例，一脈衝寬度調變器可包括一第一時脈源，其提供一時脈信號至一輸出控制器之一設定輸入，該輸出控制器經組態以設定一脈衝寬度輸出信號且具有一重設輸入以重設該脈衝寬度輸出信號；一工作循環控制單元，其耦合於該輸出控制器之該重設輸入，其中該工作循環控制單元包括耦合於一暫存器且經組態以提供用於一直接數位合成以根據該暫存器中設定之一值產生一規定頻率之一數值控制振盪器(NCO)，且進一步包括用於接收來自一第二時脈源之一信號及該脈衝寬度輸出信號之邏輯以觸發該數值控制振盪器。

根據一進一步實施例，NCO可在一段時間內以一平均固定工作循環產生一輸出信號。根據一進一步實施例，第一時脈源可為一計時器、一PWM單元、提供一規則計時信號或一不規則計時信號之一外部源。根據一進一步實施例，第二時脈源可為一系統時脈源、一計時器、一PWM單元、一外部源。根據一進一步實施例，該數值控制振盪器(NCO)可包括接收源於該第二時脈源之一信號之一時脈輸入、一增量暫存器，該增量暫存器耦合於經組態以對增量暫存器之值增加一累加器之一內容之一加法器，其中該累加器產生用作該NCO之輸出信號之一溢位信號。根據一進一步實施例，該溢位信號可與源於該第二時脈源之信號進行AND運算以產生該NCO之輸出信號。根據一進一步實施例，經AND運算之輸出信號可被饋送至一D型正反器之一時脈輸入，該D型正反器之反相輸出耦合於D型輸入且該D型正反器之非反相輸出提供該NCO輸出信號。根據一進一步實施例，該NCO可包括用於選擇複數個輸入信號之一輸入多工器，其中該等輸入信號之一者係源於該第二時脈源之該信號。根據一進一步實施例，該輸出控制器可為一D型正反器，該D型正反器包括耦合於該第一時脈源之一時脈輸入、耦合於邏輯高之一D型輸入、耦合於該工作循環控制單元之輸出 之一重設輸入及提供該輸出控制器之輸出信號之一非反相輸出。根據一進一步實施例，可組態邏輯單元可包括具有耦合於該第二時脈源之一第一輸入及耦合於該輸出控制器之輸出之一第二輸入之一第一AND閘、具有耦合於該第二時脈源之一第一輸入及接收該NCO輸出信號之一第二輸入之一第二AND閘、及耦合於該第一AND閘之輸出及該第二AND閘之輸出且產生該NCO輸入信號之一OR閘。

根據另一實施例，一微控制器可包括如上所述之脈衝寬度調變器，其中該輸出控制器係由該微控制器中之一第一可組態邏輯單元形成，且該工作循環控制單元內之該邏輯係由該微控制器中之一第二可組態邏輯單元形成。

根據該微控制器之一進一步實施例，該第一可組態邏輯單元可組態為一D型正反器且該工作循環控制單元內之邏輯組態為兩個AND閘，該兩個AND閘之輸出耦合於一OR閘之輸入。根據該微控制器之一進一步實施例，該D型正反器之一時脈輸入可耦合於該第一時脈源且一歸零輸入耦合於該NCO之輸出。根據該微控制器之一進一步實施例，該第一AND閘之第一輸入可耦合於該D型正反器之輸出，該第一AND閘之第二輸入及該第二AND閘之第一輸入耦合於該第二時脈源，該第二AND閘之第二輸入耦合於該NCO之輸出，且該OR閘之輸出耦合於該NCO之輸入。

根據又另一實施例，一種用於提供一脈衝寬度調變信號之方法可包括以下步驟：提供一第一時脈信號至一輸出控制器之一設定輸入，該輸出控制器經組態以設定一脈衝寬度輸出信號且具有一重設輸入以重設該脈衝寬度輸出信號；及藉由一數值控制振盪器(NCO)產生一重設信號，該NCO耦合於一暫存器且經組態以提供用於一直接數位合成以根據該暫存器中設定之一值產生一規定頻率，其中該NCO接收源於一第二時脈信號之一時脈信號、該重設信號及脈衝寬度調變輸出 信號。

根據該方法之一進一步實施例，該NCO可在一段時間內以一平均固定工作循環產生一輸出信號。根據該方法之一進一步實施例，可藉由一計時器、一PWM單元、提供一規則計時信號或一不規則計時信號之一外部源產生該第一時脈信號。根據該方法之一進一步實施例，可藉由一系統時脈源、一計時器、一PWM單元或一外部源產生該第二時脈信號。根據該方法之一進一步實施例，在源於該第二時脈源之信號之控制下，該數值控制振盪器(NCO)可對一累加器重複增加一增量值，其中該累加器產生用以產生該NCO之輸出信號之一溢位信號。根據該方法之一進一步實施例，該第二時脈信號可與該脈衝寬度調變輸出信號進行AND運算且與與該NCO之輸出信號進行AND運算之第二時脈信號進行OR運算，且其中該經OR運算之信號係源於饋送至該NCO之第二時脈信號之信號。

100‧‧‧控制電路

110‧‧‧切換時脈/時基

120‧‧‧輸出控制器

130‧‧‧工作循環控制

140‧‧‧時脈源

150‧‧‧邏輯閘

160‧‧‧數值控制振盪器(NCO)

170‧‧‧增量暫存器

210‧‧‧時序源

220‧‧‧第一邏輯單元

230‧‧‧第二邏輯單元

400‧‧‧數值控制振盪器(NCO)模組

410‧‧‧增量暫存器/暫存器/緩衝器/增量值

420‧‧‧增量暫存器/暫存器/緩衝器

430‧‧‧加法器

440‧‧‧多工器

450‧‧‧賦能閘

460‧‧‧累加器

470‧‧‧與(AND)閘

480‧‧‧邏輯

490‧‧‧多工器

600‧‧‧可組態邏輯單元(CLCx)

U2‧‧‧D型正反器

U3‧‧‧與(AND)閘

U4‧‧‧與(AND)閘

U5‧‧‧或(OR)閘

圖1展示根據一實施例之一方塊圖。

圖2展示對一微控制器使用一NCO周邊及一CLC周邊之一實施例。

圖3展示一習知PWM單元之典型解析度。

圖4展示一數值控制振盪器(NCO)周邊之一可行實施方案。

圖5(包含圖5A及圖5B)展示一NCO之各種信號之時序圖。

圖6展示一微控制器中之一可組態邏輯單元周邊之一簡化方塊圖。

圖7展示可在一微控制器內經程式化選擇之可行邏輯單元。

圖8A及圖8B分別展示習知PWM調變器及根據各種實施例之一PWM調變器之時序圖。

圖9A至圖9D展示對各種組態之工作循環繪製之一高解析度PWM 之位元解析度。

為嘗試增加PWM解析度，必須改良工作循環計時器精度。存在達成改良工作循環計時器精度的各種途徑。然而，切換模式電源(SMPS)及類似裝置由於其等藉由平衡負載與電源之間之能量流動操作對脈衝寬度並不敏感，反而對平均脈衝寬度敏感。此係與習知SMPS設計的典型轉變。需要一PWM之習知解決方案將注意裝置上可用的PWM周邊。改良解析度之一已制定方法僅僅係增加時脈頻率。習知解決方案因此僅僅著重在增加時脈來解決此問題。

藉由平均化脈衝寬度，可根據各種實施例達成遠小於系統時脈之一有效脈衝寬度控制。此概念可能難以接受。然而，根據本發明之實體實施例可證明改良結果。因此即使以數位設計中對可控制信號之精度為硬限制之62.5 ns系統時脈，亦可根據如下文更詳細解釋之各種實施例達成一15 ps脈衝寬度調整。

SMPS基本上藉由控制負載之平均能量轉移而操作，換言之，其等固有地平均化所供應之脈衝寬度。在許多微控制器(例如藉由本發明之受讓人製造之微控制器)中，可利用一數值控制振盪器(NCO)。根據各種實施例中，可使用此一數值控制振盪器(NCO)周邊以改良PWM解析度。為此，該NCO可與被稱為直接數位合成之一技術一起使用以產生通常可藉由對所產生的輸出增加一精確控制的顫動而極精細地調整之一頻率。可使用相同的技術(實際上相同的周邊)以此方式產生一可極精細調整的脈衝寬度(1/f)。

此外，各種微控制器(尤其藉由本發明之受讓人製造之某些微控制器)亦提供用於可組態邏輯單元(CLC)。根據各種實施例，藉由使用此一CLC作為連結邏輯(glue logic)，可在16 MHz時脈下運行之一裝置上用當前硬體將現有的NCO變成平均脈衝寬度增量小至15皮秒(ps)之 一PWM。對於與上述案例相同之案例，此將會在相同裝置上使用完全相同的16 MHz時脈而產生17位元之一有效PWM解析度。

此信號之一消耗裝置如SMPS之情況精確地平均化隨時間而產生的脈衝寬度。對於NCO，消耗裝置必須平均化頻率。作為一受歡迎的副作用，用以產生一平均脈衝寬度之抖動將會有效地略微擴展切換頻率諧波，且因此改良裝置之電磁相容性(EMC)效能。

增加PWM切換頻率解析度之一軟體方法在2006年由Microchip發表為Application Note 1050。重點係藉由使用一溢位計數器增加PWM之頻率解析度。

本發明中提出之各種實施例並未改良頻率解析度，而是藉由使用一類似技術增加脈衝寬度控制解析度。藉由組合該兩種方法，可精確地控制切換頻率及脈衝寬度二者。

此外，本發明中提出之各種實施例以一簡單且有效的方式以硬體實施該技術。根據一實施例，可使用一DDS產生的時脈以產生可以低至皮秒之增量調整平均脈衝寬度之一極高解析度PWM。可藉由組合CLC及NCO周邊對現有硬體實施各種實施例。其將用於控制SMPS電源應用。

根據各種實施例，藉由使用NCO周邊之性質，可產生一高解析度PWM信號。

如圖1中所示，根據一實施例，描繪一控制電路100，其包括用以對PWM信號提供時基或切換頻率之一切換時脈110。該時基110可為微控制器上之一計時器、微控制器上之一PWM、一外部規則計時信號或一不規則信號，諸如零電流偵測輸入或零電壓偵測輸入。根據各種實施例，例如，可藉由一數位控制信號調整該切換時脈110。輸出控制器120可經組態以設定及重設一PWM輸出信號，因此控制脈衝寬度。因此，可如上陳述般調整之切換時脈110判定PWM切換頻率。 各種實施例亦可用以產生一單個脈衝(並非一規則的PWM信號，而係規定持續時間之一單穩態(單擊)脈衝)。

第二主要功能組件係如圖1中所示之工作循環控制130。該工作循環控制130使用一時脈源140，其可為一振盪器時脈、諸如一計時器或另一PWM之一內部規則計時信號、或透過一微控制器引腳提供之一外部信號。此時脈源140透過一些邏輯閘150連接至該微控制器上之數值控制振盪器(NCO)周邊160。該NCO周邊160係一溢位計數器，其藉由實施維持累加器中之進位值之一溢位計數器，實施直接數位合成以產生一規定頻率。增量暫存器170係用以判定切換頻率。藉由該NCO 160產生之頻率通常係在該增量暫存器170中設定之頻率，此藉由偶爾發射歸因於該累加器中導致過早溢位之進位而比正常脈衝快一個時脈之一脈衝而達成。此變動之效果係：發射一較高的平均頻率。藉由使用此頻率計算出該脈衝寬度，頻率(1/f=T)有效地反相以對PWM實施一可精確控制的平均脈衝寬度。

該輸出控制器120將來自切換時脈110之切換信號與該工作循環控制130組合一起，進而僅當切換頻率控制傳訊週期開始時啟動工作循環控制器時脈且當完成工作循環脈衝時停用該工作循環控制器時脈，使系統準備接收下一個切換頻率控制脈衝並重複程序。

圖2展示使用具有至少兩個可組態邏輯單元及一NCO之一微控制器之一實際例示性實施方案。此一微控制器可購自本發明之受讓人，例如藉由Microchip Technology公司製造之PIC16F1509，其文獻藉由引用方式併入本文。第一邏輯單元220經組態以形成該輸出控制器120之一D型正反器U2。第二邏輯單元230經組態以形成兩個AND閘U3、U4及一OR閘U5。接著可程式化地路由輸入及輸出信號以形成如圖2中所示之電路。然而，根據其他實施例，可在提供相同功能性之一微控制器中實施專用邏輯。

電路之操作可描述如下：1.該正反器U2將會在時序信號之正邊緣上計時。此將會導致Q輸出變高且啟動PWM脈衝。2.輸出變高時，該AND閘U3組合此輸出信號與經由U5饋送進入NCO時脈引腳中之一高速時脈。此時，NCO輸出為低且U4並未產生任何輸出。3.當NCO溢位時，NCO輸出變高，進而重設正反器，迫使該正反器之Q輸出變低。U3現在歸因於該閘之兩個輸入之一者為低而不活動。4.使用U4以使NCO恢復一穩定狀態，這係因為使NCO輸出恢復為低需要一額外的時脈。一旦NCO輸出恢復為低，U4亦將不會產生時脈輸出且系統將會由於輸出為低而處於一穩定狀態。5.當自時序源接收到下一個正邊緣時，從上述步驟1重複該程序。NCO溢位所花費的時間量將取決於上一次溢位之後累加器中留下的剩餘部分以及增量暫存器。歸因於剩餘部分之累加，脈衝有時候將比平常短一個系統時脈。藉由控制發生此情況之頻率(設定增量暫存器)，可完全控制平均脈衝寬度。

圖4展示可實施為一微控制器內之周邊裝置之一例示性數值控制振盪器。數值控制振盪器(NCO)模組400係使用由於附加一增量值之溢位以分頻輸入頻率之一計時器。簡單計數器驅動計時器之優點係：分頻之解析度並未隨著分頻器值改變。該NCO 400對在一固定工作循環需要頻率精度及精細的解析度之應用最為有用。該NCO之特徵包含：16位元增量函數、固定工作循環(FDC)模式、脈衝頻率(PF)模式、輸出脈衝寬度控制、多時脈輸入源、輸出極性控制及中斷能力。

NCO模組以一固定工作循環操作模式藉由憑藉一加法器430重複地對一累加器460增加儲存於一暫存器/緩衝器410/420中之一固定值而操作。附加以由一多工器440及一賦能閘450提供之輸入時脈速率而發生。該累加器460由於一進位而定期溢位，該進位係原始NCO輸出信號。此輸出可與輸入時脈藉由一AND閘470進行AND運算以產生一輸出信號，例如一中斷信號NCOxIF。此信號可進一步透過如圖4中所示 之其他邏輯480路由且饋送至一多工器490以產生用作數值控制振盪器之輸出信號之一最後輸出信號NCOxOUT。多工器490係用以使用圖4之下部分中所示且與本實施例不相關之邏輯選擇一脈衝頻率調變模式。

根據NCO以固定工作循環模式操作時之功能性，藉由附加值對最大累加器值之比率減小輸入時脈：F_overflow=(NCO時脈頻率*增量值)/2ⁿ其中n係以位元表達之累加器寬度。

可藉由額外邏輯憑藉拉伸脈衝或雙態觸變一正反器進一步修改NCO輸出。接著可將所修改的NCO輸出在內部分佈至其他周邊且視需要輸出至一引腳。累加器溢位亦產生一中斷。NCOx週期以離散步驟改變以產生一平均頻率。此輸出取決於接收電路平均化NCOx輸出以減小不確定性之能力。

該累加器460可為(例如)一20位元暫存器。可透過三個暫存器對該累加器460進行讀取及寫入存取。該NCO加法器430可為一全加器，其獨立於系統時脈而操作。先前結果與增量值之相加取代每一輸入時脈之上升邊緣上之累加器值。

增量值410可儲存在組成一16位元增量之兩個8位元暫存器420中。該兩個暫存器皆可讀且可寫入。該等增量暫存器410、420可經雙緩衝以容許改變值而不必先停用該NCO模組400。當停用該模組時，緩衝器負載即緊接停用。首先寫入增量暫存器係必要的，這係因為該緩衝器420在對該增量暫存器410執行寫入之後與NCO操作同步地載入。

在固定工作循環(FDC)模式中，每當該累加器460溢位時，雙態觸變輸出。假定增量值仍保持恆定，則此提供一50%的工作循環。從圖5中可見一時序圖。該FDC模式係藉由清除NCO控制暫存器中之一 各自控制位元而選擇。

在脈衝頻率(PF)模式中，每當該累加器460溢位時，輸出變成在一或多個時脈週期內活動。一旦時脈週期屆滿，輸出恢復為一不活動狀態。此提供一脈衝輸出。輸出在緊接溢位事件後之上升時脈邊緣上變成活動。再者，圖5中展示一時序圖。活動及不活動狀態之值取決於NCO控制暫存器中之一極性位元。該PF模式係藉由設定該NCO控制暫存器中之一各自位元而選擇。

當以PF模式操作時，輸出之活動狀態之寬度可改變多個時脈週期。各種脈衝寬度係用一NCO時脈暫存器中之各自位元而選擇。當選定脈衝寬度大於累加器溢位時間框時，NCO操作之輸出係不確定的。

NCO模組之最後階段係輸出極性。NCO控制暫存器中之NxPOL位元選擇輸出極性。改變極性並同時使中斷發生將導致所得輸出異動發生中斷。在內部可藉由原始碼或其他周邊使用NCO輸出。

圖6及圖7展示根據各種實施例之一可程式化邏輯單元周邊裝置之實例。然而，如上陳述，可在一微控制器內實施專用邏輯來代替可程式化邏輯單元以執行相同功能。可組態邏輯單元(CLCx)600提供在軟體執行之速度限制以外操作之可程式化邏輯。該邏輯單元接收多達16個輸入信號且透過使用可組態輸入選擇閘將該16個輸入減小為驅動(例如)八個可選擇單輸出邏輯函數之一者之四根邏輯線。輸入源可為以下各者之一組合：I/O引腳、內部時脈、周邊及暫存器位元。輸出在內部可引導至周邊且引導至一輸出引腳。圖6展示一簡圖，其展示通過CLCx之信號流，其中x指示複數個可組態邏輯單元之一特定者。

如圖7中所示，可行組態可包含：組合邏輯，諸如及(AND)、反及(NAND)、及-或(AND-OR)、及-或-反相(AND-OR-INVERT)、或-互斥或(OR-XOR)及或-互斥非或(OR-XNOR)；及鎖存器，諸如S-R正反器、具有設定及重設之計時D型正反器、具有設定及重設之透通D型 正反器、具有重設之計時J-K正反器。可藉由在邏輯信號流中組態4個階段執行程式化CLCx模組600。該4個階段係：資料選擇、資料選通、邏輯函數選擇及輸出極性。每一階段可在運行時間藉由寫入對應的CLCx特殊函數暫存器而設置。此具有允許在程式化執行期間進行即時邏輯再組態之另外優點。存在可用作可組態邏輯之輸入之16個信號。四個8輸入多工器係用以選擇輸入以傳遞給下一個階段。該等多工器之16個輸入係配置成四個輸入為一群組。每一群組可用於該四個多工器中的兩個多工器，在每種情況中，該兩個多工器與一不同群組配對。此配置可自一群組選擇多達兩個多工器而不妨礙在另一群組進行另一選擇。資料輸入係選定的各自控制暫存器。如圖6左側指示，透過四個多工器進行資料選擇。藉由一般的編號輸入名稱識別圖式中之資料輸入。

下文表1展示此電路將在各種增量暫存器值下使用直接連接至NCO時脈輸入(FNCO)之一16 MHz時脈而產生之脈衝寬度。注意，對於高增量值，暫存器之一單個增量將會使脈衝寬度僅僅改變15 ps。

如圖8A中所示，用於一SMPS之一習知PWM調變器之漣波可極為嚴重。圖8B展示一PWM根據本發明之各種實施例組態之一SMPS之輸出信號。該NCO 160可產生一可精細調整平均頻率f=1/t，導致一低漣波輸出電壓。該NCO 160因此具有一可精細調整週期。藉由平均化(顫動)，可達成的NCO週期增量遠小於CPU時脈且藉由對PWM脈衝寬 度使用此週期，可藉由遠小於CPU時脈之增量有效地調整脈衝寬度。

習知PWM脈衝寬度一次僅能調整T_OSC，如圖3中所示。當例如藉由一低通濾波器將一脈衝寬度調變信號轉換為一DC電壓時，圖3展示可藉由此一習知PWM調變器達成之解析度且圖8A展示一習知SMPS之一實際示波器信號記錄。隨著T_PWM接近T_OSC，有效PWM解析度降低。例如，運用一16 MHz時脈，在1 MHz下切換導致：T_OSC=T_PWM/16。此再次導致在全範圍內之一PWM解析度僅4位元(脈衝寬度為16個可能值)。控制迴路之操作點通常佔據PWM之全範圍之一小部分。

因此，在1 MHz下切換之一16 MHz處理器可對一PWM提供4位元的解析度(全範圍)。若操作點為大約一10%工作循環，則僅有效存在1位元的控制範圍。此導致以下可用值：6.25%、12.5%及可能至多亦為18.75%。通常僅存在1位元的控制，其中最好的情況可提供用於1.58個位元：Log₂(3)=1.58。過於活動的控制迴路因此將會振盪且可變得不穩定。因此，需要一高速控制迴路。

市場上最佳的習知PWM具有可調整150 ps之脈衝寬度，其中T_OSC=150ps之脈衝寬度需要6.7 GHz之一頻率。然而，此等裝置顯然極為昂貴且需要高功率。在一16 MHz裝置上，根據各種實施例，可使用一數值控制振盪器(NCO)作為時脈源達成一15 ps解析度。因此，可達成有效PWM解析度之一大幅增加，其對於例如SMPS應用具有極大的吸引力。一習知途徑將需要使系統時脈增加66 GHz以上以達成相同結果，言外之意即需要龐大成本、功率及其他實務。

NCO經設計以線性地控制頻率。隨後對脈衝寬度之控制並非線性。脈衝寬度將隨頻率倒數(1/x)而改變。結果係：PWM之有效解析度在自0%至100%工作循環之整個範圍上並非恆定。對於每次工作循環設定，可在此特定點計算有效解析度且可在一圖表上繪製該有效解析度。取決於切換頻率，此曲線圖將會不同，這係因為脈衝寬度係獨立於切換頻率而加以調整。對於一FSW=3 kHz及一16 MHz時脈，該圖表將會如圖9A中所示。雖然存在近似0%工作循環之一等效21位元的解析度，但是此在100%工作循環下惡化為僅7.5位元的解析度，此時習知PWM將表現優於高解析度實施方案。

有趣且可能與一般想法相反的是，可藉由降低NCO輸入時脈頻率改良解析度。將此時脈減小為1 MHz將會具有圖9B中所示之結果。當然，如所見，存在近似0%工作循環之一限制，其中達到增量暫存器最大值且可能無法再產生較小的脈衝，但是解析度現在永遠不會減小為小於11位元。

根據另一實施例，為改良效能，當工作循環超過50%時，可使PWM信號反相。藉此，低於50%工作循環的效能有效地映射至大於50%工作循環之區域，使得解析度更高。仍存在使用其中達到增量限制之初始曲線之選項。對於與圖9B之圖表相同之條件，此導致如圖9C中所繪之圖表。

為使用此技術達成最高可行切換頻率及最高解析度二者，可使用如圖9D中所示之一組態。此圖表展示當在50%反相時在500 kHz之一切換頻率下使用一16 MHz時脈時可達成之解析度。

根據各種實施例之PWM輸出產生一平均脈衝寬度。雖然此對於SMPS應用而言係完美的，但是一些其他的PWM應用不一定能夠適應此。還有，脈衝調整解析度隨著切換頻率降低而降低。

較佳地可在微控制器中實施各種實施例。作為副作用，可自一外部信號(諸如零電流或零電壓偵測器或比較器)觸發PWM。此對於有效地切換FET極為重要。因此可完成大幅增加PWM解析度(4位元增加至16位元)而不增加成本。例如，如上提及，可使用受讓人製造之一PIC16F1509實施根據本發明之一實施例。

本實施例容許高度精確的SMPS控制迴路在極低功率下以習知系統之時脈速度之一分率運行，且還表現得好上多個數量級。較高的切換速度意謂較高的功率密度，較高的功率密度繼而意謂實體較小且較便宜的電源。SMPS設計中限制切換頻率之因數之一者係：PWM解析度隨切換頻率增加而降低。

100‧‧‧控制電路

110‧‧‧切換時脈/時基

120‧‧‧輸出控制器

130‧‧‧工作循環控制

140‧‧‧時脈源

150‧‧‧邏輯閘

160‧‧‧數值控制振盪器(NCO)

170‧‧‧增量暫存器

Claims (20)

1. 一種脈衝寬度調變器，其包括：一第一時脈源，其提供一時脈信號至一輸出控制器之一設定輸入，該輸出控制器經組態以設定一脈衝寬度輸出信號且具有一重設輸入以重設該脈衝寬度輸出信號；一工作循環控制單元，其耦合於該輸出控制器之該重設輸入，其中該工作循環控制單元包括經耦合於一暫存器且經組態以提供用於一直接數位合成而根據該暫存器中設定之一值產生一規定頻率之一數值控制振盪器(NCO)，且進一步包括用於接收來自一第二時脈源之一信號及該脈衝寬度輸出信號之邏輯以觸發該數值控制振盪器。
2. 如請求項1之脈衝寬度調變器，其中該NCO在一段時間內以一平均固定工作循環產生一輸出信號。
3. 如請求項1之脈衝寬度調變器，其中該第一時脈源係一計時器、一PWM單元、提供一規則計時信號或一不規則計時信號之一外部源。
4. 如請求項1之脈衝寬度調變器，其中該第二時脈源係一系統時脈源、一計時器、一PWM單元、一外部源。
5. 如請求項2之脈衝寬度調變器，其中該數值控制振盪器(NCO)包括接收源自於該第二時脈源之一信號之一時脈輸入、一增量暫存器，該增量暫存器耦合於經組態以對該增量暫存器之值增加一累加器之一內容之一加法器，其中該累加器產生用作該NCO之該輸出信號之一溢位信號。
6. 如請求項5之脈衝寬度調變器，包括一AND閘，其接收該溢位信號與源自於該第二時脈源之該信號且具有提供該NCO之該輸出 信號之一輸出。
7. 如請求項1之脈衝寬度調變器，其中一第一AND閘之一第一輸入係耦合於一D型正反器之一輸出，該第一AND閘之一第二輸入及一第二AND閘之一第一輸入係耦合於第二時脈源，該第二AND閘之一第二輸入係耦合於該NCO之一輸出，且一OR閘之一輸出係耦合於該NCO之一輸入。
8. 如請求項6之脈衝寬度調變器，其中在該AND閘之該輸出處之一信號被饋送至一D型正反器之一時脈輸入，該D型正反器之反相輸出耦合於該D型正反器之一D型輸入且該D型正反器之非反相輸出提供該NCO之該輸出信號。
9. 如請求項5之脈衝寬度調變器，其中該NCO包括用於選擇複數個輸入信號之一輸入多工器，其中該等輸入信號之一者係源自於該第二時脈源之該信號。
10. 如請求項5之脈衝寬度調變器，其中該輸出控制器包括一D型正反器且該D型正反器之一時脈輸入係耦合於第一時脈源且一歸零輸入係耦合於NCO之一輸出。
11. 如請求項1之脈衝寬度調變器，其中該輸出控制器係一D型正反器，該D型正反器包括耦合於該第一時脈源之一時脈輸入、耦合於邏輯高之一D型輸入、耦合於該工作循環控制單元之一輸出之一重設輸入、及提供該輸出控制器之該輸出信號之一非反相輸出。
12. 如請求項11之脈衝寬度調變器，包括一可組態邏輯單元，其經組態以形成具有耦合於該第二時脈源之一第一輸入及耦合於該輸出控制器之該輸出之一第二輸入之一第一AND閘、具有耦合於該第二時脈源之一第一輸入及接收該NCO之該輸出信號之一第二輸入之一第二AND閘、及耦合於該第一AND閘之輸出及該第 二AND閘之輸出且產生該NCO之該輸入信號之一OR閘。
13. 一種包括如請求項1之脈衝寬度調變器之微控制器，其中輸出控制器係由該微控制器中之一第一可組態邏輯單元形成，且該工作循環控制單元內之邏輯係由該微控制器中之一第二可組態邏輯單元形成。
14. 如請求項13之微控制器，其中該第一可組態邏輯單元組態為一D型正反器且該工作循環控制單元內之該邏輯組態為兩個AND閘，該兩個AND閘之輸出耦合於一OR閘之輸入。
15. 一種用於提供一脈衝寬度調變信號之方法，其包括：提供一第一時脈信號至一輸出控制器之一設定輸入，該輸出控制器經組態以設定一脈衝寬度輸出信號且具有一重設輸入以重設該脈衝寬度輸出信號；藉由一數值控制振盪器(NCO)產生一重設信號，該NCO經耦合於一暫存器且經組態以提供用於一直接數位合成而根據該暫存器中設定之一值產生一規定頻率，其中該NCO接收源自於一第二時脈信號之一時脈信號、該重設信號及脈衝寬度調變輸出信號。
16. 如請求項15之方法，其中該NCO在一段時間內以一平均固定工作循環產生一輸出信號。
17. 如請求項15之方法，其中藉由一計時器、一PWM單元、提供一規則計時信號或一不規則計時信號之一外部源產生該第一時脈信號。
18. 如請求項15之方法，其中藉由一系統時脈源、一計時器、一PWM單元或一外部源產生該第二時脈信號。
19. 如請求項16之方法，其中在源自於該第二時脈信號之該時脈信號之控制下，該數值控制振盪器(NCO)可對一累加器重複增加一 增量值，其中該累加器產生用以產生該NCO之該輸出信號之一溢位信號。
20. 如請求項19之方法，其中該第二時脈信號與該脈衝寬度調變輸出信號進行AND運算且與與該NCO之該輸出信號進行AND運算之該第二時脈信號進行OR運算，且其中該經OR運算之信號係源自於饋送至該NCO之該第二時脈信號之該時脈信號。