TWI552474B

TWI552474B - 電流平衡方法及其電流平衡電路

Info

Publication number: TWI552474B
Application number: TW104125932A
Authority: TW
Inventors: 薛瑋傑
Original assignee: 茂達電子股份有限公司
Priority date: 2015-08-10
Filing date: 2015-08-10
Publication date: 2016-10-01
Also published as: US20170048090A1; US9577853B1; TW201707327A

Description

電流平衡方法及其電流平衡電路

本發明是有關於一種電流平衡方法及其電流平衡電路，且特別是一種適用於多相式的數位脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)控制器中的電流平衡方法及其電流平衡電路。

近年來業界早已廣泛地採用了數位脈衝寬度調變技術來運行電源管理IC的應用，其中相較於類比脈衝寬度調變技術，數位脈衝寬度調變技術不只在成本上具有較高的優勢外，且其控制方式上所擁有的優異特性，都將使得數位脈衝寬度調變技術在短時間內可能取代成為整個電源控制的主流方式。

另外一方面，相較於傳統的單一通道的數位脈衝寬度調變控制器，多相式的數位脈衝寬度調變控制器為具有多條平行通道，可將提供之電流平均分配在每一通道上。然這樣結構的缺點在於，當各通道間的電流失去平衡時，例如某一通道流經比其他通道還要多的電流時，將會容易造成熱失效而導致此通道的燒毀。因此，習知的多相式數位脈衝寬度調變控制器尚需搭配一種電流平衡方法來使得電流平均分配在每一通道上，以避免上述失衡情況的發生。

進一步來說，習知應用於多相式的數位脈衝寬度調變控制器的電流平衡技術，係利用偵測每一相位上的電流大小，並且計算出其平均值，來進而對於每一相位的脈衝寬度進行調整。然而，在上述習知技藝中，每一相位中需要有一個類比數位轉換器(Analog to Digital Converter，ADC)來進行電流大小的偵測。因此，對於具有高轉換速率及高傳輸速度的類比數位轉換器來說，將在上述習知的電流平衡方法中顯得重要許多。除此之外，上述習知的電流平衡方法，在其控制上也較為複雜。

本發明實施例提供一種電流平衡方法，適用於多相式的數位脈衝寬度調變控制器中。其中數位脈衝寬度調變控制器用以週期性的依序輸出M個脈寬調變信號分別至其上的M個相位輸出級，且M為大於等於2的正整數。所述的方法的步驟如下。在數位脈衝寬度調變控制器的第一週期期間，記錄輸出至每一相位輸出級的脈寬調變信號的脈衝寬度值，並且藉此找到出這些脈衝寬度值中的最小者作為標準值。分別判斷每一相位輸出級的脈衝寬度值是否大於標準值及一寬度臨界值之合，並且若在脈衝寬度值大於標準值及寬度臨界值之合時，決定對於此脈衝寬度值所相應的相位輸出級的計數值加1。分別判斷每一相位輸出級的計數值是否等於計數門檻值，並且若在計數值等於計數門檻值時，則決定對於數位脈衝寬度調變控制器在第二週期時，所輸出至關聯於此計數值的相位輸出級的脈寬調變信號進行調整，以及初始化此計數值為零。

本發明實施例另提供一種電流平衡電路，用以提供多相式的數位脈衝寬度調變控制器進行電流平衡的操作，其中此數位脈衝寬度調變控制器用以週期性的依序輸出M個脈寬調變信號分別至其上的M個相位輸出級，且M為大於等於2的正整數。所述的電流平衡電路包括記錄與比較單元、第一運算處理單元以及第二運算處理單元。記錄與比較單元用以在數位脈衝寬度調變控制器的第一週期期間，記錄輸出至每一相位輸出級的脈寬調變信號的脈衝寬度值，並且藉此找到出這些脈衝寬度值中的最小者作為標準值。第一運算處理單元用以分別判斷每一相位輸出級的脈衝寬度值是否大於標準值及寬度臨界值之合，並且若在脈衝寬度值大於標準值及寬度臨界值之合時，決定對於此脈衝寬度值所相應的相位輸出級的計數值加1。第二運算處理單元用以分別判斷每一相位輸出級的計數值是否等於計數門檻值，並且若在計數值等於計數門檻值時，則決定對於數位脈衝寬度調變控制器在第二週期時，所輸出至關聯於此計數值的相位輸出級的脈寬調變信號進行調整，以及初始化此計數值為零。

綜上所述，本發明實施例所提供的電流平衡方法及其電流平衡電路，不需要依賴類比數位轉換器的電流偵測方式來進行各相位的脈衝寬度調整，藉此以避免類比數位轉換器所引起的各項難題，更進而可降低電路的尺寸及成本，並且採用了全數位化的方式去實現解決電流不平衡的問題，將可使得平衡控制的精準度及可靠度提升，並且擁有更快速的反應效率。

為使能更進一步瞭解本發明之特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，但是此等說明與所附圖式僅係用來說明本發明，而非對本發明的權利範圍作任何的限制。

1‧‧‧數位脈衝寬度調變控制器

PWM₁~PWM₈‧‧‧脈寬調變信號

OP₁~OP₈‧‧‧相位輸出級

MOS₁~MOS₈‧‧‧MOSFET開關

I₁~I₈‧‧‧電流

DM₁~DM₈‧‧‧脈衝寬度值

S201~S205‧‧‧流程步驟

40‧‧‧電流平衡電路

401‧‧‧記錄與比較單元

403‧‧‧第一運算處理單元

405‧‧‧第二運算處理單元

圖1是本發明實施例所提供的八相式的數位脈衝寬度調變控制器之示意圖。

圖2是本發明實施例所提供的電流平衡方法之流程示意圖。

圖3是本發明實施例所提供的電流平衡方法的運作過程之波形示意圖。

圖4是本發明實施例所提供的電流平衡電路之功能方塊圖。

在下文中，將藉由圖式說明本發明之各種實施例來詳細描述本發明。然而，本發明概念可能以許多不同形式來體現，且不應解釋為限於本文中所闡述之例示性實施例。此外，在圖式中相同參考數字可用以表示類似的元件。

本發明實施例所提供的電流平衡方法及其電流平衡電路，可以適用於任何多相式的數位脈衝寬度調變控制器中，換言之，本發明並不限制數位脈衝寬度調變控制器的具體實現方式。除此之外，由於數位脈衝寬度調變控制器之技術為本領域中具有通常知識者所習知，因此有關於數位脈衝寬度調變控制器的細部內容於此就不再多加贅述。

簡單來說，以圖1所示的八相式的數位脈衝寬度調變控制器為例來說明。數位脈衝寬度調變控制器1用以週期性的依序提供8個脈寬調變信號PWM₁~PWM₈分別至8個相位輸出級OP₁~OP₈，以令其所耦接的MOSFET開關MOS₁~MOS₈，因而可分別供應出8個相位的電流I₁~I₈。值得注意的是，以下僅是以圖1的例子進行說明，圖1中數位脈衝寬度調變控制器1所提供的相位數量並不用於限制本發明。換句話說，本發明實施例的電流平衡方法可適用於M個相位的數位脈衝寬度調變控制器中，其中M為大於等於2的任意正整數。

進一步來說，各相位的電流I₁~I₈可能會因不同相位間的元件不匹配而失去平衡，故藉此產生出不均勻的功率及熱能，進而連帶導致系統的效率及可靠度降低。因此，為了解決上述電流I₁~I₈間不平衡的問題，習知技藝必須增設有至少一個類比數位轉換器(未繪示)，來對各相位的電流I₁~I₈之大小進行偵測，並且藉此以調整各脈寬調變信號PWM₁~PWM₈的工作週期(Duty Cycle)，來進而使得電流I₁~I₈彼此趨向於平衡。

對此，習知技藝乃面臨了兩難的困境。例如，若要求平衡控制具有較高的精準度及可靠度，就需要較高位元及轉換速率的類比數位轉換器，因此電路的尺寸及成本將會相對提高。相反地，如果為了降低電路的尺寸及成本，而採用了較低位元及轉換速率的類比數位轉換器，則相對地會使得平衡控制的精準度及可靠度降低。因此，如此的困境決定了習知技藝的優劣特性。

有鑑於此，本發明實施例的電流平衡方法主要精神之一乃在於，不需要依賴類比數位轉換器的電流偵測方式來對各相位的脈衝寬度進行調整，藉此以避免類比數位轉換器所引起的上述難題，進而可更能夠降低電路的尺寸及成本。另外，根據以上內容之教示，本技術領域中具有通常知識者應可理解出，對於控制各MOSFET開關MOS₁~MOS₈以達到所需電流的主要手段，就是調整各脈寬調變信號PWM₁~PWM₈的工作週期。

因此，請接著參閱圖2，圖2是本發明實施例所提供的電流平衡方法之流程示意圖。另外，本例所述的電流平衡方法可以在圖1所示的數位脈衝寬度調變控制器1中執行，故請一併參閱圖1以利理解。

首先，在步驟S201中，在數位脈衝寬度調變控制器1的第一週期期間，記錄輸出至每一相位輸出級OP₁~OP₈的脈寬調變信號PWM₁~PWM₈的脈衝寬度值(亦即，各脈衝寬度值DM_i為第一週期間的各脈寬調變信號PWM₁~PWM₈之工作週期的大小以數據表示，其中於此例中i乃可為1至8的其中之一)，並且藉此找到出這些脈衝寬度值DM₁~DM₈中的最小者作為標準值。

其次，在步驟S203中，分別判斷每一相位輸出級OP₁~OP₈的脈衝寬度值DM₁~DM₈是否大於標準值及一寬度臨界值之合，並且若在脈衝寬度值DM_i大於標準值及寬度臨界值之合時，決定對於此脈衝寬度值DM_i所相應的相位輸出級OP_i的計數值CNT_i加1。

最後，在步驟S205中，分別判斷每一相位輸出級OP₁~OP₈的計數值CNT₁~CNT₈是否等於計數門檻值，並且若在計數值 CNT_j等於計數門檻值時(亦即，於此例中j同樣可為1至8的其中之一)，則決定對於數位脈衝寬度調變控制器1在第二週期時，所輸出至關聯於此計數值CNT_j的相位輸出級OP_j的脈寬調變信號PWM_j進行調整，以及初始化此計數值CNT_j為零。

因此，以上步驟S201至步驟S205應該是在與數位脈衝寬度調變控制器1相關聯的同一週期內完成。換句話說，本技術領域中具有通常知識者應可理解出，若在後續下一週期期間，數位脈衝寬度調變控制器1依序提供出新的脈寬調變信號PWM₁~PWM₈分別至相位輸出級OP₁~OP₈時，則需重新開始執行步驟S201至步驟S205。另外，本發明並不限制對於各脈寬調變信號PWM₁~PWM₈進行脈衝寬度計算的詳細實現方式，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。

另外一方面，本技術領域中具有通常知識者應可歸納得出，在步驟S203中，若在脈衝寬度值DM_i並不大於標準值及寬度臨界值之合時，則決定不對於此脈衝寬度值DM_i所相應的相位輸出級OP_i的計數值CNT_i加1。總而言之，步驟S203的精神乃在於，藉由同一週期內的各脈寬調變信號PWM₁~PWM₈的工作週期進行比較，以分別更新出各相位輸出級OP₁~OP₈所關聯的計數值CNT₁~CNT₈，然本發明並不限制步驟S203的詳細作法。

舉例來說，在步驟S203中，還可改以分別判斷每一相位輸出級OP₁~OP₈的脈衝寬度值DM₁~DM₈是否大於標準值的某倍數率(例如，若倍數率設為1.25，亦即表示判斷各脈衝寬度值DM₁~DM₈是否大於標準值乘上1.25之結果)，並且若在判斷式成立時，則決定對於此脈衝寬度值DM_i所相應的相位輸出級OP_i的計數值CNT_i加1。

因此，根據上述已知的信息，並且透過現有技藝，本領域中具有通常知識者應可知道，在同一週期內，各相位輸出級OP₁~OP₈所能夠供應得出的電流I₁~I₈之大小，係會依據各脈寬調變信號 PWM₁~PWM₈的工作週期而有所不同。換句話說，具有較長工作週期的脈寬調變信號PWM_i能夠供應得出較大的電流I_i，同理可知，較長工作週期的脈寬調變信號PWM_i，亦表示此脈寬調變信號PWM_i具有較大的脈衝寬度值DM_i。

另外，若以更廣義且長遠的角度來看，各相位輸出級OP₁~OP₈供應出的電流I₁~I₈會是依據各脈寬調變信號PWM₁~PWM₈的工作週期所累積而來。因此，步驟S205的精神乃在於，藉由更新後的各相位輸出級OP₁~OP₈的計數值CNT₁~CNT₈，來找出於目前週期內電流I_j嚴重大於平均值的相位輸出級OP_j，並且決定以在下一週期時，對於此相位輸出級OP_j的脈寬調變信號PWM_j進行調整。如此一來，此舉將會使得下一週期內此相位輸出級OP_j的電流I_j變小而不至於一直發散，以避免更嚴重電流失衡情況的發生，然本發明並不限制對於下一週期的脈寬調變信號PWM_j進行調整的詳細實現方式，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。除此之外，在步驟S205中，初始化此計數值CNT_j為零，此舉將會使得在下一週期內的此相位輸出級OP_j的計數值CNT_j重新開始進行計數，以避免參數設定上的複雜度。

為了更進一步說明關於電流平衡方法的實現細節，本發明進一步.提供其運作過程的波形示意圖。請參閱圖3，圖3是本發明實施例所提供的電流平衡方法的運作過程之波形示意圖。另外，本例所述的波形示意圖係可以在圖1所述的數位脈衝寬度調變控制器1執行，因此請一併參閱圖1與圖2以利理解。然而，下述僅是電流平衡方法運作過程中的一種詳細實現方式，其並非用以限制本發明。

舉例來說，在第一週期期間，記錄的各相位輸出級OP₁~OP₈的脈寬調變信號PWM₁~PWM₈的脈衝寬度值DM₁~DM₈，係分別表示為49、48、49、49、53、53、50及49。因此，在步驟S201中，找到出這些脈衝寬度值DM₁~DM₈中的最小者48作為標準值。接著，若以寬度臨界值設定為3的例子來說明，在步驟S203中，可以判斷得出有相位輸出級OP₅、OP₆的脈衝寬度值DM₅、DM₆大於標準值及寬度臨界值之合(亦即，48+3=51)，因此決定對於相位輸出級OP₅、OP₆的計數值CNT₅、CNT₆個別加1。

接著，在執行完步驟S203後，每一相位輸出級OP₁~OP₈的計數值CNT₁~CNT₈係可分別表示為3、4、7、7、15、13、7及7。因此，若以計數門檻值設定為15的例子來說明，在步驟S205中，可以判斷得出僅有相位輸出級OP₅的計數值CNT₅等於計數門檻值15。如此一來，此舉便可推導得出於目前週期內電流I₅嚴重地大於平均值。

為了避免相位輸出級OP₅的電流I₅一直發散，進而導致更嚴重電流失衡情況的發生。因此，在步驟S205中，最後可以決定出對於數位脈衝寬度調變控制器1在第二週期時，所輸出至相位輸出級OP₅的脈寬調變信號PWM₅進行調整，並且初始化計數值CNT₅為零。

另外一方面，為了更進一步說明關於在第二週期時對於脈寬調變信號PWM₅進行調整的技術手段，以下將詳述其中幾種的詳細實現方式，然本發明並不以此為限制。

舉例來說，若在計數值CNT₅等於計數門檻值15時，本發明實施例的電流平衡方法係將發出一個遮罩信號給數位脈衝寬度調變控制器1，以使得數位脈衝寬度調變控制器1在第二週期時，所輸出至關聯於計數值CNT₅的相位輸出級OP₅的脈寬調變信號PWM₅為零，如圖3所示。換句話說，此遮罩信號可使得數位脈衝寬度調變控制器1在第二週期時，無法有效地提供出脈寬調變信號PWM₅至MOSFET開關MOS₅，因而無法供應得出電流I₅。如此一來，此舉阻絕了電流I₅的持續發散，進而可避免後續電流嚴重失衡的情況發生。值得注意的是，由於上述遮罩信號的技術原理為本技術領域中具有通常知識者所習知，且本發明亦不限制遮罩信號的詳細實現方式，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。

根據以上內容之教示，本技術領域中具有通常知識者應可理解出，一旦能夠有效地降低電流I₅的持續發散，便可進而避免後續電流嚴重失衡的情況發生。因此，以下將再使用另一例子來說明關於在第二週期時對於脈寬調變信號PWM₅進行調整的技術手段。

舉例來說，若在計數值CNT₅等於計數門檻值15時，本發明實施例的電流平衡方法係將在數位脈衝寬度調變控制器1的第二週期時，控制數位脈衝寬度調變控制器1將所輸出至關聯於計數值CNT₅的相位輸出級OP₅的脈寬調變信號PWM₅之工作週期減小，以進而使得在第二週期的相位輸出級OP₅的脈衝寬度值PWM₅變小。如此一來，此舉不必完全遮罩住下一週期時的電流I₅，亦可阻.絕了電流I₅的持續發散，並且連帶避免後續電流嚴重失衡的情況發生。值得注意的是，本發明並不限制脈寬調變信號PWM₅之工作週期所應減小的數量為多少，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。總而言之，上述採用的各方式在此僅是用以舉例，其並非用以限制本發明。

為了更進一步說明關於電流平衡方法的運作流程，本發明進一步提供其電流平衡電路的一種實施方式。請參閱圖4，圖4是本發明實施例所提供的電流平衡電路之功能方塊圖。然而，下述的電流平衡電路40僅是上述方法的其中一種實現方式，其並非用以限制本發明。

詳細來說，電流平衡電路40包括記錄與比較單元401、第一運算處理單元403以及第二運算處理單元405。上述各單元可以是透過純硬件電路來實現，或者是透過硬件電路搭配固件或軟件來實現，總而言之，本發明並不限制電流平衡電路40的具體實現方式。另外，記錄與比較單元401、第一運算處理單元403以及第二運算處理單元405可以是整合或是分開設置，且本發明亦不以此為限制。

進一步來說，記錄與比較單元401用以在數位脈衝寬度調變控制器的第一週期期間，記錄輸出至每一相位輸出級的脈寬調變信號的脈衝寬度值，並且藉此找到出這些脈衝寬度值中的最小者作為標準值。

第一運算處理單元403用以分別判斷每一相位輸出級的脈衝寬度值是否大於標準值及寬度臨界值之合，並且若在脈衝寬度值大於標準值及寬度臨界值之合時，決定對於此脈衝寬度值所相應的相位輸出級的計數值加1。

第二運算處理單元405用以分別判斷每一相位輸出級的計數值是否等於計數門檻值，並且若在計數值等於計數門檻值時，則決定對於數位脈衝寬度調變控制器在第二週期時，所輸出至關聯於此計數值的相位輸出級的脈寬調變信號進行調整，以及初始化此計數值為零。

值得注意的是，本例所述的電流平衡電路40可以搭配與圖1所示的數位脈衝寬度調變控制器1執行，因此請一併參閱圖1與圖2以利理解，故於此不再詳述其細節。

以上所述僅為本發明之實施例，其並非用以侷限本發明之專利範圍。

S201~S205‧‧‧流程步驟

Claims

一種電流平衡(Current Balance)方法，適用於多相式的一數位脈衝寬度調變(Pulse Width Modulator，PWM)控制器中，其中該數位PWM控制器用以週期性的依序輸出M個脈寬調變信號分別至該數位PWM控制器上的M個相位輸出級，且M為大於等於2的正整數，該電流平衡方法包括：(A)在該數位PWM控制器的一第一週期期間，記錄輸出至每一該些相位輸出級的該脈寬調變信號的一脈衝寬度值，並且藉此找到出該些脈衝寬度值中的最小者作為一標準值；(B)分別判斷每一該些相位輸出級的該脈衝寬度值是否大於該標準值及一寬度臨界值之合，並且若在該脈衝寬度值大於該標準值及該寬度臨界值之合時，決定對於該脈衝寬度值所相應的該相位輸出級的一計數值加1；以及(C)分別判斷每一該些相位輸出級的該計數值是否等於一計數門檻值，並且若在該計數值等於該計數門檻值時，則決定對於該數位PWM控制器在一第二週期時，所輸出至關聯於該計數值的該相位輸出級的該脈寬調變信號進行調整，以及初始化該計數值為零。
如請求項第1項所述的電流平衡方法，其中於步驟(B)中，若在該脈衝寬度值並不大於該標準值及該寬度臨界值之合時，則決定不對於該脈衝寬度值所相應的該相位輸出級的該計數值加1。
如請求項第1項所述的電流平衡方法，其中若在該計數值等於該計數門檻值時，該電流平衡方法係將發出一遮罩信號，以進而使得該數位PWM控制器在該第二週期時，所輸出至關聯於該計數值的該相位輸出級的該脈寬調變信號為零。
如請求項第1項所述的電流平衡方法，其中若在該計數值等於該計數門檻值時，該電流平衡方法係將在該數位PWM控制器的該第二週期時，控制該數位PWM控制器將所輸出至關聯於該計數值的該相位輸出級的該脈寬調變信號之工作週期減小，以進而使得在該第二週期的該相位輸出級的該脈衝寬度值變小。
一種電流平衡電路，用以提供多相式的一數位PWM控制器進行電流平衡的操作，其中該數位PWM控制器用以週期性的依序輸出M個脈寬調變信號分別至該數位PWM控制器上的M個相位輸出級，且M為大於等於2的正整數，該電流平衡電路包括：一記錄與比較單元，用以在該數位PWM控制器的一第一週期期間，記錄輸出至每一該些相位輸出級的該脈寬調變信號的一脈衝寬度值，並且藉此找到出該些脈衝寬度值中的最小者作為一標準值；一第一運算處理單元，用以分別判斷每一該些相位輸出級的該脈衝寬度值是否大於該標準值及一寬度臨界值之合，並且若在該脈衝寬度值大於該標準值及該寬度臨界值之合時，決定對於該脈衝寬度值所相應的該相位輸出級的一計數值加1；以及一第二運算處理單元，用以分別判斷每一該些相位輸出級的該計數值是否等於一計數門檻值，並且若在該計數值等於該計數門檻值時，則決定對於該數位PWM控制器在一第二週期時，所輸出至關聯於該計數值的該相位輸出級的該脈寬調變信號進行調整，以及初始化該計數值為零；其中若在該計數值等於該計數門檻值時，該電流平衡電路係將發出一遮罩信號，以進而使得該數位PWM控制器在該第二週期時，所輸出至關聯於該計數值的該相位輸出級的該脈寬調變信號為零。
如請求項第5項所述的電流平衡電路，其中於該第一運算處理單元中，若在該脈衝寬度值並不大於該標準值及該寬度臨界值之合時，則決定不對於該脈衝寬度值所相應的該相位輸出級的該計數值加1。